JP2003273831A - 回り込みキャンセラ - Google Patents
回り込みキャンセラInfo
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- JP2003273831A JP2003273831A JP2002076482A JP2002076482A JP2003273831A JP 2003273831 A JP2003273831 A JP 2003273831A JP 2002076482 A JP2002076482 A JP 2002076482A JP 2002076482 A JP2002076482 A JP 2002076482A JP 2003273831 A JP2003273831 A JP 2003273831A
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 妨害波を除去でき、親局波よりも電力の大き
い回り込み波を除去し、さらにアンテナ素子数よりも多
くの回り込み波を除去できる回り込みキャンセラを提供
する。 【解決手段】 時間領域キャンセラ７からの観測点信号
をフーリエ変換部８でフーリエ変換し、親局波信号生成
部９で親局波のＳＰ，ＣＰなどのパイロット信号を生成
し、誤差信号演算部１０ではサブキャリアにおける親局
波信号と観測点信号の差分を計算し、誤差信号を逆フー
リエ変換部１１に与えて時間領域信号に変換し、ＦＩＲ
フィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１２
で空間領域キャンセラ６の各ＦＩＲフィルタ係数を一括
更新する。
い回り込み波を除去し、さらにアンテナ素子数よりも多
くの回り込み波を除去できる回り込みキャンセラを提供
する。 【解決手段】 時間領域キャンセラ７からの観測点信号
をフーリエ変換部８でフーリエ変換し、親局波信号生成
部９で親局波のＳＰ，ＣＰなどのパイロット信号を生成
し、誤差信号演算部１０ではサブキャリアにおける親局
波信号と観測点信号の差分を計算し、誤差信号を逆フー
リエ変換部１１に与えて時間領域信号に変換し、ＦＩＲ
フィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１２
で空間領域キャンセラ６の各ＦＩＲフィルタ係数を一括
更新する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は回り込みキャンセ
ラに関し、特に、地上波デジタル放送などの単一周波数
ネットワークにおいて、中継局の受信アンテナで観測さ
れる自局送信アンテナからの回り込み波や親局波と相関
を持たない妨害波を除去する回り込みキャンセラに関す
る。
ラに関し、特に、地上波デジタル放送などの単一周波数
ネットワークにおいて、中継局の受信アンテナで観測さ
れる自局送信アンテナからの回り込み波や親局波と相関
を持たない妨害波を除去する回り込みキャンセラに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】２００３年からサービス開始予定の地上
波デジタル放送は、変調方式に直交周波数分割多重（Ｏ
ＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexin
g）を採用することが決定している。ＯＦＤＭはマルチ
パス妨害に強いため、すべてのサービスエリアにおいて
同じ周波数を利用する単一周波数ネットワーク（ＳＦ
Ｎ：Single Frequency Network）を構築することが可能
である。しかしながら、ＳＦＮの中継局では、送信アン
テナから発射された電波が自局受信アンテナへ回り込
み、その回り込み波の電力が親局波の電力と比べて大き
くなると、中継局内でループ発振が起こる。そのため、
回り込み波を除去して発振を防ぐ技術の開発が必要とさ
れる。
波デジタル放送は、変調方式に直交周波数分割多重（Ｏ
ＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexin
g）を採用することが決定している。ＯＦＤＭはマルチ
パス妨害に強いため、すべてのサービスエリアにおいて
同じ周波数を利用する単一周波数ネットワーク（ＳＦ
Ｎ：Single Frequency Network）を構築することが可能
である。しかしながら、ＳＦＮの中継局では、送信アン
テナから発射された電波が自局受信アンテナへ回り込
み、その回り込み波の電力が親局波の電力と比べて大き
くなると、中継局内でループ発振が起こる。そのため、
回り込み波を除去して発振を防ぐ技術の開発が必要とさ
れる。
【０００３】回り込み波を除去する方法としては、適応
等化器に代表される時間領域信号処理，アダプティブア
レーやサイドローブキャンセラに代表される空間領域信
号処理、さらに両者を組合わせた時空間領域信号処理が
ある。
等化器に代表される時間領域信号処理，アダプティブア
レーやサイドローブキャンセラに代表される空間領域信
号処理、さらに両者を組合わせた時空間領域信号処理が
ある。
【０００４】時間領域信号処理により回り込み波を抑圧
する手法は、たとえば今村浩一郎，濱住啓之，渋谷一
彦，佐々木誠らによる“地上デジタル放送ＳＦＮにおけ
る放送波中継用回り込みキャンセラの基礎検討”，映像
情報メディア学会誌，vol.54，No.11，pp.1568-1575，2
000がある。
する手法は、たとえば今村浩一郎，濱住啓之，渋谷一
彦，佐々木誠らによる“地上デジタル放送ＳＦＮにおけ
る放送波中継用回り込みキャンセラの基礎検討”，映像
情報メディア学会誌，vol.54，No.11，pp.1568-1575，2
000がある。
【０００５】また、この回り込みキャンセラを用いた屋
外実験の結果は、今村浩一郎，濱住啓之，渋谷一彦，佐
々木誠，大和田雄之，佐伯暖，金井隆夫，福原黎児，高
瀬徹，川瀬克行らによる“北淡垂水中継局における放送
波中継ＳＦＮ実験”，映像情報メディア学会技術報告，
vol.24，No.43，pp.17-23，2000に記載されている。以
下、この回り込みキャンセラの原理について、図７〜図
９を参照しながら説明する。ただし、説明を簡単にする
ために、あらゆる雑音成分については省略する。
外実験の結果は、今村浩一郎，濱住啓之，渋谷一彦，佐
々木誠，大和田雄之，佐伯暖，金井隆夫，福原黎児，高
瀬徹，川瀬克行らによる“北淡垂水中継局における放送
波中継ＳＦＮ実験”，映像情報メディア学会技術報告，
vol.24，No.43，pp.17-23，2000に記載されている。以
下、この回り込みキャンセラの原理について、図７〜図
９を参照しながら説明する。ただし、説明を簡単にする
ために、あらゆる雑音成分については省略する。
【０００６】なお、各変数の表記において、ｔは時間領
域信号，ωは周波数領域信号を示す。ｎはＯＦＤＭシン
ボル時刻を表わし、ｎ＋１は変数の更新を表わす。ｎに
関しては、説明において特に必要としない部分は省略す
る。
域信号，ωは周波数領域信号を示す。ｎはＯＦＤＭシン
ボル時刻を表わし、ｎ＋１は変数の更新を表わす。ｎに
関しては、説明において特に必要としない部分は省略す
る。
【０００７】図７は回り込みキャンセラの構成を示すブ
ロック図である。図７において、ｄ（ｔ），Ｄ（ω）は
親局波とそのフーリエ変換を示し、ｕ（ｔ），Ｕ（ω）
は回り込み波とそのフーリエ変換を示し、ｙ（ｔ），Ｙ
（ω）は中継局のアンテナ１で受信される信号とそのフ
ーリエ変換を示し、ｇ（ｔ），Ｇ（ω）は中継局の増幅
器２のインパルス応答とそのフーリエ変換（すなわち伝
達関数）を示し、ｃ（ｔ），Ｃ（ω）は回り込み伝送路
のインパルス応答とそのフーリエ変換（すなわち伝達関
数）を示す。ｗT（ｔ），ＷT（ω）は有限インパルス応
答（ＦＩＲ：Finite Impulse Response）フィルタ＿Ｔ
３の係数の時間領域表現（すなわち、インパルス応答）
とそのフーリエ変換である周波数領域表現（すなわち伝
達関数）を示し、ｒ（ｔ），Ｒ（ω）はＦＩＲフィルタ
＿Ｔ３の出力信号（回り込み波の複製信号）とそのフー
リエ変換を示し、ｓ（ｔ），Ｓ（ω）は観測点における
信号（キャンセラ出力信号）とそのフーリエ変換を表わ
している。
ロック図である。図７において、ｄ（ｔ），Ｄ（ω）は
親局波とそのフーリエ変換を示し、ｕ（ｔ），Ｕ（ω）
は回り込み波とそのフーリエ変換を示し、ｙ（ｔ），Ｙ
（ω）は中継局のアンテナ１で受信される信号とそのフ
ーリエ変換を示し、ｇ（ｔ），Ｇ（ω）は中継局の増幅
器２のインパルス応答とそのフーリエ変換（すなわち伝
達関数）を示し、ｃ（ｔ），Ｃ（ω）は回り込み伝送路
のインパルス応答とそのフーリエ変換（すなわち伝達関
数）を示す。ｗT（ｔ），ＷT（ω）は有限インパルス応
答（ＦＩＲ：Finite Impulse Response）フィルタ＿Ｔ
３の係数の時間領域表現（すなわち、インパルス応答）
とそのフーリエ変換である周波数領域表現（すなわち伝
達関数）を示し、ｒ（ｔ），Ｒ（ω）はＦＩＲフィルタ
＿Ｔ３の出力信号（回り込み波の複製信号）とそのフー
リエ変換を示し、ｓ（ｔ），Ｓ（ω）は観測点における
信号（キャンセラ出力信号）とそのフーリエ変換を表わ
している。
【０００８】図７に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔ３は図８
に示すような構成となっている。図８において、ＦＩＲ
フィルタ＿Ｔ３は、加算器３２と、乗算器３３と、は単
位遅延演算子（ｚ-1）３１とを含む。回り込み波の複製
信号ｒ（ｔ）はＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部４から得
られるＦＩＲフィルタ＿Ｔ３の係数ｗT（ｔ）とキャン
セラ出力信号ｓ（ｔ）から次式により計算される。
に示すような構成となっている。図８において、ＦＩＲ
フィルタ＿Ｔ３は、加算器３２と、乗算器３３と、は単
位遅延演算子（ｚ-1）３１とを含む。回り込み波の複製
信号ｒ（ｔ）はＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部４から得
られるＦＩＲフィルタ＿Ｔ３の係数ｗT（ｔ）とキャン
セラ出力信号ｓ（ｔ）から次式により計算される。
【０００９】
ｒ（ｔ）＝ｗT（ｔ）＊ｓ（ｔ） …（１）
ここで、“＊”は畳み込み演算を表わす。式（１）をフ
ーリエ変換で表わすと、 Ｒ（ω）＝ＷT（ω）Ｓ（ω） …（２） となる。
ーリエ変換で表わすと、 Ｒ（ω）＝ＷT（ω）Ｓ（ω） …（２） となる。
【００１０】次に、回り込みキャンセラの原理について
説明する。図７より、中継局で受信される回り込み波の
スペクトルＵ（ω）は、 Ｕ（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω）Ｓ（ω） …（３） と表わされる。これにより中継局で受信される信号のス
ペクトルＹ（ω）は、 Ｙ（ω）＝Ｄ（ω）＋Ｕ（ω）＝Ｄ（ω）＋Ｃ（ω）Ｇ（ω）Ｓ（ω）…（４ ） となる。また、観測点における信号のスペクトルＳ
（ω）は、 Ｓ（ω）＝Ｙ（ω）−Ｒ（ω）＝Ｙ（ω）−ＷT（ω）Ｓ（ω）…（５） である。式（４）を式（５）に代入して整理すると、 Ｓ（ω）＝Ｄ（ω）／［１−｛Ｃ（ω）Ｇ（ω）−ＷT（ω）｝］…（６） が得られる。したがって、観測点における総合伝達関数
をＦ（ω）とすれば、 Ｆ（ω）＝Ｓ（ω）／Ｄ（ω）＝１／［１−｛Ｃ（ω）Ｇ（ω）−ＷT（ω） ｝］…（７） となる。
説明する。図７より、中継局で受信される回り込み波の
スペクトルＵ（ω）は、 Ｕ（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω）Ｓ（ω） …（３） と表わされる。これにより中継局で受信される信号のス
ペクトルＹ（ω）は、 Ｙ（ω）＝Ｄ（ω）＋Ｕ（ω）＝Ｄ（ω）＋Ｃ（ω）Ｇ（ω）Ｓ（ω）…（４ ） となる。また、観測点における信号のスペクトルＳ
（ω）は、 Ｓ（ω）＝Ｙ（ω）−Ｒ（ω）＝Ｙ（ω）−ＷT（ω）Ｓ（ω）…（５） である。式（４）を式（５）に代入して整理すると、 Ｓ（ω）＝Ｄ（ω）／［１−｛Ｃ（ω）Ｇ（ω）−ＷT（ω）｝］…（６） が得られる。したがって、観測点における総合伝達関数
をＦ（ω）とすれば、 Ｆ（ω）＝Ｓ（ω）／Ｄ（ω）＝１／［１−｛Ｃ（ω）Ｇ（ω）−ＷT（ω） ｝］…（７） となる。
【００１１】回り込みキャンセラが理想的に動作してい
る状態での観測点における信号は、 Ｓ（ω）＝Ｄ（ω） …（８） であるから、式（６）よりキャンセル条件は、 ＷT（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω） …（９） となる。
る状態での観測点における信号は、 Ｓ（ω）＝Ｄ（ω） …（８） であるから、式（６）よりキャンセル条件は、 ＷT（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω） …（９） となる。
【００１２】ここで、回り込みキャンセラによる回り込
み波の複製Ｒ（ω）＝ＷT（ω）Ｓ（ω）と実際の回り
込み波Ｕ（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω）Ｓ（ω）との誤差を
考慮して回り込み残差Ｅ（ω）を式（１０）で定義す
る。
み波の複製Ｒ（ω）＝ＷT（ω）Ｓ（ω）と実際の回り
込み波Ｕ（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω）Ｓ（ω）との誤差を
考慮して回り込み残差Ｅ（ω）を式（１０）で定義す
る。
【００１３】
ＥT（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω）−ＷT（ω） …（１０）
式（７）の関係を式（１０）に代入すると、
ＥT（ω）＝１−１／Ｆ（ω）＝１−Ｄ（ω）／Ｓ（ω） …（１１）
を得る。これにより、観測点の信号Ｓ（ω）を測定し、
Ｄ（ω）として既知のパイロット信号を用いれば、回り
込み残差ＥT（ω）を求めることができる。ＥT（ω）を
利用してＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数ＷT（ω）を更新する
ことにより、回り込み波をキャンセルすることができ
る。
Ｄ（ω）として既知のパイロット信号を用いれば、回り
込み残差ＥT（ω）を求めることができる。ＥT（ω）を
利用してＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数ＷT（ω）を更新する
ことにより、回り込み波をキャンセルすることができ
る。
【００１４】フィルタ係数の更新は図７のＦＩＲフィル
タ＿Ｔ係数演算部４で行なわれる。その演算過程を図９
に示す。シンボル時刻の観測点信号ｓ（ｎ，ｔ）のフー
リエ変換Ｓ（ｎ，ω）と既知のパイロット信号から生成
された送信信号の推定値Ｄ（ｎ，ω）から、式（７）で
複素除算することによりＦ（ｎ，ω）が計算され、式
（１１）によりＥT（ｎ，ω）が計算される。ＥT（ｎ，
ω）を逆フーリエ変換することにより、回り込み残差の
インパルス応答ｅT（ｎ，ｔ）が得られる。ＦＩＲフィ
ルタ＿Ｔ係数更新ステップサイズをμTとすれば、フィ
ルタ係数の勾配（変化量ΔｗT（ｎ，ｔ））は、 ΔｗT（ｎ，ｔ）＝μTｅT（ｎ，ｔ） …（１２） となり、更新後のフィルタ係数は次式で表わされる。
タ＿Ｔ係数演算部４で行なわれる。その演算過程を図９
に示す。シンボル時刻の観測点信号ｓ（ｎ，ｔ）のフー
リエ変換Ｓ（ｎ，ω）と既知のパイロット信号から生成
された送信信号の推定値Ｄ（ｎ，ω）から、式（７）で
複素除算することによりＦ（ｎ，ω）が計算され、式
（１１）によりＥT（ｎ，ω）が計算される。ＥT（ｎ，
ω）を逆フーリエ変換することにより、回り込み残差の
インパルス応答ｅT（ｎ，ｔ）が得られる。ＦＩＲフィ
ルタ＿Ｔ係数更新ステップサイズをμTとすれば、フィ
ルタ係数の勾配（変化量ΔｗT（ｎ，ｔ））は、 ΔｗT（ｎ，ｔ）＝μTｅT（ｎ，ｔ） …（１２） となり、更新後のフィルタ係数は次式で表わされる。
【００１５】
ｗT（ｎ＋１，ｔ）＝ｗT（ｎ，ｔ）＋ΔｗT（ｎ，ｔ） …（１３）
このフィルタ係数を逐次的に更新することにより、式
（９）の条件を満足するキャンセル動作が行なわれる。
（９）の条件を満足するキャンセル動作が行なわれる。
【００１６】上述の説明のように、この回り込みキャン
セラは、観測点での受信信号と既知のパイロット信号と
から閉ループ伝達関数を推定後、回り込み波の複製信号
をＦＩＲフィルタで生成し、受信信号（親局波＋回り込
み波）から減ずることで回り込み波成分を打ち消すもの
であり、時間領域キャンセラと呼ばれている。この時間
領域キャンセラにより、複数の回り込み波が到来する場
合にも精度よく回り込み波を除去することができる。
セラは、観測点での受信信号と既知のパイロット信号と
から閉ループ伝達関数を推定後、回り込み波の複製信号
をＦＩＲフィルタで生成し、受信信号（親局波＋回り込
み波）から減ずることで回り込み波成分を打ち消すもの
であり、時間領域キャンセラと呼ばれている。この時間
領域キャンセラにより、複数の回り込み波が到来する場
合にも精度よく回り込み波を除去することができる。
【００１７】空間領域信号処理により回り込み波を除去
する手法は、たとえばL. C. Godara, "Application of
Antenna Arrays to Mobile Communications, Part 2: B
eam-Forming and Direction-of-Arrival Consideration
s,"Proceedings of the IEEE, Aug. 1997や、菊間信良
著，アレーアンテナによる適応信号処理，科学技術出
版，1999などに詳しく紹介されている。空間領域信号処
理のうち、電波伝搬環境に対して適応的にアンテナ指向
性を制御する技術はアダプティブアレーと呼ばれてい
る。
する手法は、たとえばL. C. Godara, "Application of
Antenna Arrays to Mobile Communications, Part 2: B
eam-Forming and Direction-of-Arrival Consideration
s,"Proceedings of the IEEE, Aug. 1997や、菊間信良
著，アレーアンテナによる適応信号処理，科学技術出
版，1999などに詳しく紹介されている。空間領域信号処
理のうち、電波伝搬環境に対して適応的にアンテナ指向
性を制御する技術はアダプティブアレーと呼ばれてい
る。
【００１８】アダプティブアレーを動作させるために
は、到来する変調波に対する何らかの事前情報が必要で
あり、それによりいくつかの手法に分けられる。その中
でも最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Squar
e Error）に基づくアダプティブアレーは既知のパイロ
ット信号を事前情報とするため、妨害波方向に正確にヌ
ル（受信感度が０）を指向することができるとともに、
妨害波の到来方向が変化した場合にもヌルが妨害波方向
に自動的に追従するので、実際の伝搬環境に適した手法
であるといえる。また、親局波の受信電力より回り込み
波の受信電力が大きい場合にも適用可能である。以下、
広帯域信号に対応したＭＭＳＥ型アダプティブアレーに
ついて図１０〜図１２を参照しながら簡単に説明する。
は、到来する変調波に対する何らかの事前情報が必要で
あり、それによりいくつかの手法に分けられる。その中
でも最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Squar
e Error）に基づくアダプティブアレーは既知のパイロ
ット信号を事前情報とするため、妨害波方向に正確にヌ
ル（受信感度が０）を指向することができるとともに、
妨害波の到来方向が変化した場合にもヌルが妨害波方向
に自動的に追従するので、実際の伝搬環境に適した手法
であるといえる。また、親局波の受信電力より回り込み
波の受信電力が大きい場合にも適用可能である。以下、
広帯域信号に対応したＭＭＳＥ型アダプティブアレーに
ついて図１０〜図１２を参照しながら簡単に説明する。
【００１９】図１０はＭＭＳＥ型広帯域アダプティブア
レーを示し、図１１はＦＩＲフィルタ＿ｐ(ｐ＝１〜Ｐ)
の構成である。図１０において、♯１〜♯Ｐは受信アレ
ーアンテナ素子を示し、ｘ1（ｔ）〜ｘP（ｔ）は素子１
〜Ｐでの受信信号を示し、ｗ 1〜ｗP（ｔ）はＦＩＲフィ
ルタ＿１〜Ｐのインパルス応答を示し、ｙ1（ｔ）〜ｙP
（ｔ）は素子１〜Ｐの出力信号を示し、ｙ（ｔ）はアレ
ーアンテナ出力信号であり、ｄ（ｔ）は既知のパイロッ
ト信号（参照信号）であり、ｅ（ｔ）は誤差信号であ
る。
レーを示し、図１１はＦＩＲフィルタ＿ｐ(ｐ＝１〜Ｐ)
の構成である。図１０において、♯１〜♯Ｐは受信アレ
ーアンテナ素子を示し、ｘ1（ｔ）〜ｘP（ｔ）は素子１
〜Ｐでの受信信号を示し、ｗ 1〜ｗP（ｔ）はＦＩＲフィ
ルタ＿１〜Ｐのインパルス応答を示し、ｙ1（ｔ）〜ｙP
（ｔ）は素子１〜Ｐの出力信号を示し、ｙ（ｔ）はアレ
ーアンテナ出力信号であり、ｄ（ｔ）は既知のパイロッ
ト信号（参照信号）であり、ｅ（ｔ）は誤差信号であ
る。
【００２０】次に、動作について説明する。素子ｐでの
出力信号ｙp（ｔ）は
出力信号ｙp（ｔ）は
【００２１】
【数１】
【００２２】となる。ここでＮsはＦＩＲフィルタ＿１
〜Ｐのタップ数である。アレーアンテナ出力信号ｙ
（ｔ）は各素子での出力信号の和であるが、各素子での
各タップにおける受信信号とフィルタ係数を並べて、そ
れぞれ次のようなＮsＰ×１ベクトル ｘ（ｔ）＝［ｘ1（ｔ），…，ｘ1（ｔ−（Ｎs−１）），…，ｘP（ｔ），…， ｘP（ｔ−（Ｎs−１））］T …（１５ａ） ｗ（ｔ）＝［ｗ1（０），…，ｗ1（Ｎs―１），…，ｗP（０），…，ｗP（Ｎs −１）］T …（１５ｂ） として定義すれば、ｙ（ｔ）は
〜Ｐのタップ数である。アレーアンテナ出力信号ｙ
（ｔ）は各素子での出力信号の和であるが、各素子での
各タップにおける受信信号とフィルタ係数を並べて、そ
れぞれ次のようなＮsＰ×１ベクトル ｘ（ｔ）＝［ｘ1（ｔ），…，ｘ1（ｔ−（Ｎs−１）），…，ｘP（ｔ），…， ｘP（ｔ−（Ｎs−１））］T …（１５ａ） ｗ（ｔ）＝［ｗ1（０），…，ｗ1（Ｎs―１），…，ｗP（０），…，ｗP（Ｎs −１）］T …（１５ｂ） として定義すれば、ｙ（ｔ）は
【００２３】
【数２】
【００２４】と表せる。ただし、上付き添え字の‘Ｔ’
は転置を表す。誤差信号ｅS（ｔ）は、 ｅS（ｔ）＝ｄ（ｔ）−ｙ（ｔ） …（１７） であり、誤差信号の二乗の期待値（平均二乗誤差）Ｅ
［｜ｅS（ｔ）｜2］は次のようになる。
は転置を表す。誤差信号ｅS（ｔ）は、 ｅS（ｔ）＝ｄ（ｔ）−ｙ（ｔ） …（１７） であり、誤差信号の二乗の期待値（平均二乗誤差）Ｅ
［｜ｅS（ｔ）｜2］は次のようになる。
【００２５】
Ｅ［｜ｅS（ｔ）｜2］＝Ｅ［｜ｄ（ｔ）−ｙ（ｔ）｜2］
＝Ｅ［｜ｄ（ｔ）−ｗT（ｔ）ｘ（ｔ）｜2］ …（１８）
ここで、Ｅ［・］は期待値演算子を表わす。ｗ（ｔ）を
適切に選択することにより、平均二乗誤差は最小化され
る。
適切に選択することにより、平均二乗誤差は最小化され
る。
【００２６】式（１８）を最小化するｗ（ｔ）を逐次的
に更新する手法はいくつかあるが、ここでは最急降下法
（ＬＭＳ：Least Mean Square）に基づく手法について
説明する。最急降下法に基づく最適化アルゴリズムは式
（１９）で表わされる。
に更新する手法はいくつかあるが、ここでは最急降下法
（ＬＭＳ：Least Mean Square）に基づく手法について
説明する。最急降下法に基づく最適化アルゴリズムは式
（１９）で表わされる。
【００２７】
ｗ（ｎ＋１，ｔ）＝ｗ（ｎ，ｔ）−（μS／２）∂Ｅ［｜ｅS（ｎ，ｔ）｜2］
／∂ｗ（ｎ，ｔ） …（１９）
ここで、ｎはサンプル時刻であり、μSはＦＩＲフィル
タ＿１〜Ｐ係数更新ステップサイズであり、∂／∂ｗ
（ｎ，ｔ）はｗ（ｎ，ｔ）の偏微分演算子を表わす。式
（１８）より ∂Ｅ［｜ｅS（ｎ，ｔ）｜2］／∂ｗ（ｎ，ｔ） ＝−２Ｅ［ｘ*（ｎ，ｔ）ｅS（ｎ，ｔ）］ ＝−２Ｅ［ｘ（ｎ，ｔ）ｅ*S（ｎ，ｔ）］*…（２０） であるから（上付き添え字“＊”は複素共役を表わ
す）、式（１９）は ｗ（ｎ＋１，ｔ）＝ｗ（ｎ，ｔ）＋μSＥ［ｘ*（ｎ，ｔ）ｅS（ｎ，ｔ）］ ＝ｗ（ｎ，ｔ）＋μSＥ［ｘ（ｎ，ｔ）ｅ*S（ｎ，ｔ）］* ＝ｗ（ｎ，ｔ）＋Δｗ（ｎ，ｔ） …（２１） となる。
タ＿１〜Ｐ係数更新ステップサイズであり、∂／∂ｗ
（ｎ，ｔ）はｗ（ｎ，ｔ）の偏微分演算子を表わす。式
（１８）より ∂Ｅ［｜ｅS（ｎ，ｔ）｜2］／∂ｗ（ｎ，ｔ） ＝−２Ｅ［ｘ*（ｎ，ｔ）ｅS（ｎ，ｔ）］ ＝−２Ｅ［ｘ（ｎ，ｔ）ｅ*S（ｎ，ｔ）］*…（２０） であるから（上付き添え字“＊”は複素共役を表わ
す）、式（１９）は ｗ（ｎ＋１，ｔ）＝ｗ（ｎ，ｔ）＋μSＥ［ｘ*（ｎ，ｔ）ｅS（ｎ，ｔ）］ ＝ｗ（ｎ，ｔ）＋μSＥ［ｘ（ｎ，ｔ）ｅ*S（ｎ，ｔ）］* ＝ｗ（ｎ，ｔ）＋Δｗ（ｎ，ｔ） …（２１） となる。
【００２８】図１２は図１０に示したＦＩＲフィルタ＿
１〜Ｐ係数演算部の演算過程を示す図である。図１２の
サンプル値平均処理ブロックによりＥ［ｘ（ｎ，ｔ）ｅ
*S（ｎ，ｔ）］を計算するが、期待値の演算は実際には
困難なため、期待値演算子を取り除いて、 ｗ（ｎ＋１，ｔ）＝ｗ（ｎ，ｔ）＋μS｛ｘ（ｎ，ｔ）ｅ*S（ｎ，ｔ）｝*…（ ２２） とするか、もしくは適当な有限個（Ｊ個）のサンプル値
の平均をとって
１〜Ｐ係数演算部の演算過程を示す図である。図１２の
サンプル値平均処理ブロックによりＥ［ｘ（ｎ，ｔ）ｅ
*S（ｎ，ｔ）］を計算するが、期待値の演算は実際には
困難なため、期待値演算子を取り除いて、 ｗ（ｎ＋１，ｔ）＝ｗ（ｎ，ｔ）＋μS｛ｘ（ｎ，ｔ）ｅ*S（ｎ，ｔ）｝*…（ ２２） とするか、もしくは適当な有限個（Ｊ個）のサンプル値
の平均をとって
【００２９】
【数３】
【００３０】とする。ただし、ｔjはシンボル時刻ｎに
おけるｊ番目のサンプル時刻を表す。ＦＩＲフィルタ係
数を逐次的に更新する他の手法としては、ＳＭＩ（Samp
le Matrix Inversion）やＲＬＳ（Recursive Least Squ
ares）などがある。これらの手法については説明を省略
する。
おけるｊ番目のサンプル時刻を表す。ＦＩＲフィルタ係
数を逐次的に更新する他の手法としては、ＳＭＩ（Samp
le Matrix Inversion）やＲＬＳ（Recursive Least Squ
ares）などがある。これらの手法については説明を省略
する。
【００３１】アダプティブアレーを地上波デジタル放送
用中継局に適用する場合は、親局波の既知のパイロット
信号であるスキャッタードパイロット（ＳＰ：Scattere
d Pilot）もしくはコンティニュアルパイロット（Ｃ
Ｐ：Continual Pilot）を参照信号として利用する。こ
のとき、アダプティブアレーは回り込み波の方向にヌル
を指向する空間領域キャンセラとして機能する。ただ
し、ヌルを形成するには、親局波と回り込み波の時間相
関が小さいという条件が必要である。
用中継局に適用する場合は、親局波の既知のパイロット
信号であるスキャッタードパイロット（ＳＰ：Scattere
d Pilot）もしくはコンティニュアルパイロット（Ｃ
Ｐ：Continual Pilot）を参照信号として利用する。こ
のとき、アダプティブアレーは回り込み波の方向にヌル
を指向する空間領域キャンセラとして機能する。ただ
し、ヌルを形成するには、親局波と回り込み波の時間相
関が小さいという条件が必要である。
【００３２】近年時間領域信号処理と空間領域信号処理
とを組合わせた時空間領域信号処理についても数多く検
討されているが、これらは単にアダプティブアレーやサ
イドローブキャンセラと適応等化器を接続した構成であ
るもの、もしくはそれらに従来のダイバーシチ技術など
を組合わせた構成による高性能化を特徴としたものが大
半を占めている。これらの検討例については説明を省略
する。
とを組合わせた時空間領域信号処理についても数多く検
討されているが、これらは単にアダプティブアレーやサ
イドローブキャンセラと適応等化器を接続した構成であ
るもの、もしくはそれらに従来のダイバーシチ技術など
を組合わせた構成による高性能化を特徴としたものが大
半を占めている。これらの検討例については説明を省略
する。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】前述の回り込みキャン
セラ（時間領域キャンセラ）はＦＩＲフィルタのタップ
数に対応して多数の回り込み波や親局波マルチパスを除
去でき、同期変調方式と差動変調方式の両方式に対応で
きるという利点があるものの、親局波とは相関を持たな
い妨害波を除去できないという欠点がある。その理由
は、ＦＩＲフィルタＴ３では回り込み波や親局波マルチ
パスの複製しか生成できないためである。また、地上波
デジタル放送が本格的に導入され、現行のアナログ放送
からデジタル放送に移行する際にサイマル放送（デジタ
ル放送とアナログ放送の同時放送）が予定されている
が、このとき現行アナログ放送波はデジタル放送波と相
関を持たないため、時間領域回り込みキャンセラで除去
することは不可能である。
セラ（時間領域キャンセラ）はＦＩＲフィルタのタップ
数に対応して多数の回り込み波や親局波マルチパスを除
去でき、同期変調方式と差動変調方式の両方式に対応で
きるという利点があるものの、親局波とは相関を持たな
い妨害波を除去できないという欠点がある。その理由
は、ＦＩＲフィルタＴ３では回り込み波や親局波マルチ
パスの複製しか生成できないためである。また、地上波
デジタル放送が本格的に導入され、現行のアナログ放送
からデジタル放送に移行する際にサイマル放送（デジタ
ル放送とアナログ放送の同時放送）が予定されている
が、このとき現行アナログ放送波はデジタル放送波と相
関を持たないため、時間領域回り込みキャンセラで除去
することは不可能である。
【００３４】なお、以下の説明では、親局波と相関を持
たない妨害波を単に「妨害波」と呼び、その他の妨害波
は回り込み波，親局波マルチパスなど、具体的に表現す
るものとする。
たない妨害波を単に「妨害波」と呼び、その他の妨害波
は回り込み波，親局波マルチパスなど、具体的に表現す
るものとする。
【００３５】また、回り込みキャンセラは、親局波と回
り込み波の電力比（Ｄ／Ｕ比）が０［ｄＢ］より小さい
場合、発振を起こす恐れがある。これは、時間領域キャ
ンセラの安定条件を満たさないためである。前述の“北
淡垂水中継局における放送波中継ＳＦＮ実験”において
も、Ｄ／Ｕ＝０［ｄＢ］がキャンセル能力の限界となっ
ている。
り込み波の電力比（Ｄ／Ｕ比）が０［ｄＢ］より小さい
場合、発振を起こす恐れがある。これは、時間領域キャ
ンセラの安定条件を満たさないためである。前述の“北
淡垂水中継局における放送波中継ＳＦＮ実験”において
も、Ｄ／Ｕ＝０［ｄＢ］がキャンセル能力の限界となっ
ている。
【００３６】また、前述のＭＭＳＥアダプティブアレイ
（空間領域キャンセラ）は、妨害波を除去でき、親局波
と回り込み波の電力比（Ｄ／Ｕ比）が０［ｄＢ］より小
さい場合にも対応できるという利点があるものの、素子
数以上の回り込み波や妨害波を除去できないという欠点
がある。その理由は、除去可能な回り込み波や妨害波の
総数が［アレイアンテナ素子数−１］以下という制限が
あるので自由度が不足するためである。また、アダプテ
ィブアレイを動作させるには、親局波信号と出力信号と
の差（誤差信号）が必要であるため、既知のパイロット
信号が必要となる。
（空間領域キャンセラ）は、妨害波を除去でき、親局波
と回り込み波の電力比（Ｄ／Ｕ比）が０［ｄＢ］より小
さい場合にも対応できるという利点があるものの、素子
数以上の回り込み波や妨害波を除去できないという欠点
がある。その理由は、除去可能な回り込み波や妨害波の
総数が［アレイアンテナ素子数−１］以下という制限が
あるので自由度が不足するためである。また、アダプテ
ィブアレイを動作させるには、親局波信号と出力信号と
の差（誤差信号）が必要であるため、既知のパイロット
信号が必要となる。
【００３７】上記のように、両キャンセラは相補関係に
ある。そこで、回り込み波除去能力を大幅に改善するに
は両者を組合わせた時空間領域キャンセラが効果的であ
る。
ある。そこで、回り込み波除去能力を大幅に改善するに
は両者を組合わせた時空間領域キャンセラが効果的であ
る。
【００３８】しかし、時空間領域キャンセラと空間領域
キャンセラの両キャンセラそれぞれに独立の評価関数を
与えて同時に動作させると、両者のフィルタ係数が最適
値に収束する保証は失われてしまい、発散する恐れがあ
る。その理由は、空間領域キャンセラにおいて妨害波よ
りも回り込み波を優先して除去してしまう可能性があ
り、妨害波の成分が時間領域キャンセラに入り込み誤差
を発生することが想定されるため、最適なフィルタ係数
を得ることはできない。
キャンセラの両キャンセラそれぞれに独立の評価関数を
与えて同時に動作させると、両者のフィルタ係数が最適
値に収束する保証は失われてしまい、発散する恐れがあ
る。その理由は、空間領域キャンセラにおいて妨害波よ
りも回り込み波を優先して除去してしまう可能性があ
り、妨害波の成分が時間領域キャンセラに入り込み誤差
を発生することが想定されるため、最適なフィルタ係数
を得ることはできない。
【００３９】さらに、空間領域キャンセラの回り込み波
成分の除去効果を無視してさらに時間領域キャンセラで
同じ回り込み波を除去するように動作してしまうといっ
た過補償（キャンセル）現象が想定されるため、キャン
セラが発散する恐れがある。
成分の除去効果を無視してさらに時間領域キャンセラで
同じ回り込み波を除去するように動作してしまうといっ
た過補償（キャンセル）現象が想定されるため、キャン
セラが発散する恐れがある。
【００４０】さらに、時間領域キャンセラと空間領域キ
ャンセラそれぞれにフーリエ変換／逆フーリエ変換が必
要となるため、計算量やハードウェア規模が大きくなる
という種々の問題がある。
ャンセラそれぞれにフーリエ変換／逆フーリエ変換が必
要となるため、計算量やハードウェア規模が大きくなる
という種々の問題がある。
【００４１】それゆえに、この発明の主たる目的は、妨
害波も除去でき、親局波よりも電力の大きい回り込み波
を除去でき、アンテナ素子数よりも多くの回り込み波を
除去でき、同期変調方式と差動変調方式の両方式に対応
でき、発散することなく安定に動作し、ハードウェア規
模が小さい回り込みキャンセラを提供することである。
害波も除去でき、親局波よりも電力の大きい回り込み波
を除去でき、アンテナ素子数よりも多くの回り込み波を
除去でき、同期変調方式と差動変調方式の両方式に対応
でき、発散することなく安定に動作し、ハードウェア規
模が小さい回り込みキャンセラを提供することである。
【００４２】
【課題を解決するための手段】この発明は、各アンテナ
素子の受信信号の重み付けをＦＩＲフィルタにより行っ
た後合成するアダプティブアレーを基本構成とする空間
領域キャンセラと、ＦＩＲフィルタと時間領域キャンセ
ラの入力信号からＦＩＲフィルタの出力信号を減算する
減算器を基本構成とする時間領域キャンセラとを縦続接
続した回り込みキャンセラにおいて、時間領域キャンセ
ラの観測点での出力信号をフーリエ変換して周波数領域
信号を出力するフーリエ変換手段と、親局波の伝送モー
ドや各セグメントの変調方式に応じて、親局波のパイロ
ット信号と制御情報信号とを生成する親局波信号生成手
段と、親局波信号生成手段によって生成されたパイロッ
ト信号および制御情報信号とフーリエ変換手段からの周
波数領域信号との差分を演算して誤差信号を出力する誤
差信号演算手段と、誤差信号演算手段から出力された誤
差信号を逆フーリエ変換して時間領域信号に変換する逆
フーリエ変換手段と、時間領域信号に変換された誤差信
号の二乗平均値を最小化するように空間領域キャンセラ
および時間領域キャンセラの各ＦＩＲフィルタ係数の勾
配を求め、各ＦＩＲフィルタ係数を一括更新するＦＩＲ
フィルタ係数演算手段を備えたことを特徴とする。
素子の受信信号の重み付けをＦＩＲフィルタにより行っ
た後合成するアダプティブアレーを基本構成とする空間
領域キャンセラと、ＦＩＲフィルタと時間領域キャンセ
ラの入力信号からＦＩＲフィルタの出力信号を減算する
減算器を基本構成とする時間領域キャンセラとを縦続接
続した回り込みキャンセラにおいて、時間領域キャンセ
ラの観測点での出力信号をフーリエ変換して周波数領域
信号を出力するフーリエ変換手段と、親局波の伝送モー
ドや各セグメントの変調方式に応じて、親局波のパイロ
ット信号と制御情報信号とを生成する親局波信号生成手
段と、親局波信号生成手段によって生成されたパイロッ
ト信号および制御情報信号とフーリエ変換手段からの周
波数領域信号との差分を演算して誤差信号を出力する誤
差信号演算手段と、誤差信号演算手段から出力された誤
差信号を逆フーリエ変換して時間領域信号に変換する逆
フーリエ変換手段と、時間領域信号に変換された誤差信
号の二乗平均値を最小化するように空間領域キャンセラ
および時間領域キャンセラの各ＦＩＲフィルタ係数の勾
配を求め、各ＦＩＲフィルタ係数を一括更新するＦＩＲ
フィルタ係数演算手段を備えたことを特徴とする。
【００４３】他の発明は、各アンテナ素子の受信信号の
重み付けをＦＩＲフィルタにより行った後合成するアダ
プティブアレーを基本構成とする空間領域キャンセラ
と、ＦＩＲフィルタと時間領域キャンセラの入力信号か
らＦＩＲフィルタの出力信号を減算する減算器を基本構
成とする時間領域キャンセラとを縦続接続した回り込み
キャンセラにおいて、時間領域キャンセラの観測点での
出力信号をフーリエ変換して周波数領域信号を出力する
フーリエ変換手段と、親局波の伝送モードや各セグメン
トの変調方式に応じて、親局波のパイロット信号と制御
情報信号とを生成する親局波信号生成手段と、親局波信
号生成手段によって生成されたパイロット信号および制
御情報信号とフーリエ変換手段からの周波数領域信号と
の差分を演算して誤差信号を出力する誤差信号演算手段
と、誤差信号演算手段から出力された誤差信号の大きさ
の変化から、空間領域キャンセラまたは時間領域キャン
セラを選定して動作させるキャンセラを示すフラグを出
力するキャンセラ選定手段と、キャンセラ選定手段によ
って時間領域キャンセラが選定されていることに応じて
伝達関数を演算する伝送路推定手段と、伝送路推定手段
によって演算された伝達関数に基づいて、回り込み残差
を演算する回り込み残差演算手段と、誤差信号演算手段
から出力された誤差信号および回り込み残差演算手段か
ら出力された回り込み残差を逆フーリエ変換して時間領
域信号に変換する逆フーリエ変換手段と、時間領域信号
に変換された誤差信号と空間領域キャンセラ受信信号と
から空間領域キャンセラのＦＩＲフイルタ係数の勾配を
計算し、新たな係数に更新する第１のフイルタ係数演算
手段と、時間領域信号に変換された回り込み残差から時
間領域キャンセラのＦＩＲフィルタ係数の勾配を計算
し、新たな係数に更新する第２のフィルタ係数演算手段
を備えたことを特徴とする。
重み付けをＦＩＲフィルタにより行った後合成するアダ
プティブアレーを基本構成とする空間領域キャンセラ
と、ＦＩＲフィルタと時間領域キャンセラの入力信号か
らＦＩＲフィルタの出力信号を減算する減算器を基本構
成とする時間領域キャンセラとを縦続接続した回り込み
キャンセラにおいて、時間領域キャンセラの観測点での
出力信号をフーリエ変換して周波数領域信号を出力する
フーリエ変換手段と、親局波の伝送モードや各セグメン
トの変調方式に応じて、親局波のパイロット信号と制御
情報信号とを生成する親局波信号生成手段と、親局波信
号生成手段によって生成されたパイロット信号および制
御情報信号とフーリエ変換手段からの周波数領域信号と
の差分を演算して誤差信号を出力する誤差信号演算手段
と、誤差信号演算手段から出力された誤差信号の大きさ
の変化から、空間領域キャンセラまたは時間領域キャン
セラを選定して動作させるキャンセラを示すフラグを出
力するキャンセラ選定手段と、キャンセラ選定手段によ
って時間領域キャンセラが選定されていることに応じて
伝達関数を演算する伝送路推定手段と、伝送路推定手段
によって演算された伝達関数に基づいて、回り込み残差
を演算する回り込み残差演算手段と、誤差信号演算手段
から出力された誤差信号および回り込み残差演算手段か
ら出力された回り込み残差を逆フーリエ変換して時間領
域信号に変換する逆フーリエ変換手段と、時間領域信号
に変換された誤差信号と空間領域キャンセラ受信信号と
から空間領域キャンセラのＦＩＲフイルタ係数の勾配を
計算し、新たな係数に更新する第１のフイルタ係数演算
手段と、時間領域信号に変換された回り込み残差から時
間領域キャンセラのＦＩＲフィルタ係数の勾配を計算
し、新たな係数に更新する第２のフィルタ係数演算手段
を備えたことを特徴とする。
【００４４】また、親局波信号生成手段は、ＤＢＰＳＫ
復調により制御情報信号を生成することを特徴とする。
復調により制御情報信号を生成することを特徴とする。
【００４５】また、誤差信号演算手段はパイロット信号
および制御情報信号以外のサブキャリアについては誤差
信号として０を出力することを特徴とする。
および制御情報信号以外のサブキャリアについては誤差
信号として０を出力することを特徴とする。
【００４６】また、キャンセラ選定手段は、各サブキャ
リアの誤差信号をサブキャリア方向に平均した平均誤差
に対して、さらに任意の２つの期間についてシンボル方
向に平均し、その大小により動作させるキャンセラを選
定することを特徴とする。
リアの誤差信号をサブキャリア方向に平均した平均誤差
に対して、さらに任意の２つの期間についてシンボル方
向に平均し、その大小により動作させるキャンセラを選
定することを特徴とする。
【００４７】さらに、逆フーリエ変換手段は、空間領域
キャンセラを示すフラグが出力されていることに応じ
て、誤差信号を時間領域信号に変換してその結果を第１
のフイルタ係数演算手段に出力し、時間領域キャンセラ
を示すフラグが出力されていることに応じて、回り込み
残差を時間領域信号に変換してその結果を第２のフイル
タ係数演算手段に出力することを特徴とする。
キャンセラを示すフラグが出力されていることに応じ
て、誤差信号を時間領域信号に変換してその結果を第１
のフイルタ係数演算手段に出力し、時間領域キャンセラ
を示すフラグが出力されていることに応じて、回り込み
残差を時間領域信号に変換してその結果を第２のフイル
タ係数演算手段に出力することを特徴とする。
【００４８】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の一実施形態にお
ける回り込みキャンセラのブロック図である。図１にお
いて、回り込みキャンセラは受信アンテナ１と増幅器２
と送信アンテナ５と空間領域キャンセラ６と時間領域キ
ャンセラ７とフーリエ変換部８と親局波信号生成部９と
誤差信号演算部１０と逆フーリエ変換部１１とＦＩＲフ
ィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１２と
から構成されている。
ける回り込みキャンセラのブロック図である。図１にお
いて、回り込みキャンセラは受信アンテナ１と増幅器２
と送信アンテナ５と空間領域キャンセラ６と時間領域キ
ャンセラ７とフーリエ変換部８と親局波信号生成部９と
誤差信号演算部１０と逆フーリエ変換部１１とＦＩＲフ
ィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１２と
から構成されている。
【００４９】空間領域キャンセラ６はＦＩＲフィルタ＿
１〜＿Ｐにより妨害波や回り込み波を除去するものであ
り、時間領域キャンセラ７は観測点での受信信号と既知
のパイロット信号から閉ループ伝達関数を推定後、回り
込み波の複製信号をＦＩＲフィルタ＿Ｔ３で生成し、受
信信号から減ずることで回り込み波成分を打消す。フー
リエ変換部８はフーリエ変換により観測点信号を周波数
領域信号に変換する。親局波信号生成部９は親局波の伝
送モードや各セグメントの変調方式に応じて親局波のＳ
Ｐ，ＣＰ，ＡＣ，ＴＭＣＣを生成して誤差信号演算部１
０に与える。
１〜＿Ｐにより妨害波や回り込み波を除去するものであ
り、時間領域キャンセラ７は観測点での受信信号と既知
のパイロット信号から閉ループ伝達関数を推定後、回り
込み波の複製信号をＦＩＲフィルタ＿Ｔ３で生成し、受
信信号から減ずることで回り込み波成分を打消す。フー
リエ変換部８はフーリエ変換により観測点信号を周波数
領域信号に変換する。親局波信号生成部９は親局波の伝
送モードや各セグメントの変調方式に応じて親局波のＳ
Ｐ，ＣＰ，ＡＣ，ＴＭＣＣを生成して誤差信号演算部１
０に与える。
【００５０】誤差信号演算部１０は親局波信号生成部９
から与えられるＳＰ，ＣＰ，ＡＣ，ＴＭＣＣサブキャリ
アにおける親局波信号と、フーリエ変換部８から与えら
れる観測点信号の差分を計算し、誤差信号（周波数領域
信号）を逆フーリエ変換部１１に出力する。逆フーリエ
変換部１１は逆フーリエ変換により周波数領域信号を時
間領域信号に変換してＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩＲ
フィルタ＿Ｔ係数演算部１２に与える。ＦＩＲフィルタ
＿１〜Ｐ＆ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１２は、誤差
の大きさを評価するための評価関数として誤差信号（時
間領域信号）の二乗平均値Ｊを用い、Ｊを最小化するよ
うに各ＦＩＲフィルタ係数の勾配を求め、各ＦＩＲフィ
ルタ＿１〜ＰのＦＩＲフィルタ係数を一括更新する。
から与えられるＳＰ，ＣＰ，ＡＣ，ＴＭＣＣサブキャリ
アにおける親局波信号と、フーリエ変換部８から与えら
れる観測点信号の差分を計算し、誤差信号（周波数領域
信号）を逆フーリエ変換部１１に出力する。逆フーリエ
変換部１１は逆フーリエ変換により周波数領域信号を時
間領域信号に変換してＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩＲ
フィルタ＿Ｔ係数演算部１２に与える。ＦＩＲフィルタ
＿１〜Ｐ＆ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１２は、誤差
の大きさを評価するための評価関数として誤差信号（時
間領域信号）の二乗平均値Ｊを用い、Ｊを最小化するよ
うに各ＦＩＲフィルタ係数の勾配を求め、各ＦＩＲフィ
ルタ＿１〜ＰのＦＩＲフィルタ係数を一括更新する。
【００５１】なお、図１においてＰは受信アレイアンテ
ナ素子数を示し、ｄ（ｔ）は空間領域キャンセラ６から
見て正面方向（０°方向）から到来する親局波信号を示
し、ｉ1（ｔ）〜ｉP（ｔ）は各素子に到来する妨害波信
号を示している。ここで、妨害波信号とは、中継局に到
来する親局波以外の信号であり、自局送信アンテナから
の回り込み波，親局マルチパス，他局妨害波などがすべ
て含まれている。また、ｘ1（ｔ）〜ｘP（ｔ）は各素子
での受信信号を示し、ｗ1（ｔ）〜ｗP（ｔ）はＦＩＲフ
ィルタ＿１〜Ｐのインパルス応答を示し、ｙ（ｔ）は空
間領域キャンセラ６の出力信号を示し、ｓ（ｔ）は観測
点信号（時間領域キャンセラ出力信号）を示し、ｗ
T（ｔ）はＦＩＲフィルタ＿Ｔ３のインパルス応答を示
し、Ｓ（ω）は観測点信号のフーリエ変換を示し、Ｄ
（ω）は親局波信号のフーリエ変換を示し、Ｅ（ω）は
誤差信号のフーリエ変換を示し、ｅ（ｔ）は誤差信号を
示している。
ナ素子数を示し、ｄ（ｔ）は空間領域キャンセラ６から
見て正面方向（０°方向）から到来する親局波信号を示
し、ｉ1（ｔ）〜ｉP（ｔ）は各素子に到来する妨害波信
号を示している。ここで、妨害波信号とは、中継局に到
来する親局波以外の信号であり、自局送信アンテナから
の回り込み波，親局マルチパス，他局妨害波などがすべ
て含まれている。また、ｘ1（ｔ）〜ｘP（ｔ）は各素子
での受信信号を示し、ｗ1（ｔ）〜ｗP（ｔ）はＦＩＲフ
ィルタ＿１〜Ｐのインパルス応答を示し、ｙ（ｔ）は空
間領域キャンセラ６の出力信号を示し、ｓ（ｔ）は観測
点信号（時間領域キャンセラ出力信号）を示し、ｗ
T（ｔ）はＦＩＲフィルタ＿Ｔ３のインパルス応答を示
し、Ｓ（ω）は観測点信号のフーリエ変換を示し、Ｄ
（ω）は親局波信号のフーリエ変換を示し、Ｅ（ω）は
誤差信号のフーリエ変換を示し、ｅ（ｔ）は誤差信号を
示している。
【００５２】次に、動作について説明する。素子ｐにお
ける受信信号ｘp（ｔ）は次式で表わされる。
ける受信信号ｘp（ｔ）は次式で表わされる。
【００５３】
ｘp（ｔ）＝ｄ（ｔ）＋ｉp（ｔ）…（２４）
これにより、空間領域キャンセラ６の出力信号ｙ（ｔ）
は次式で表わされる。
は次式で表わされる。
【００５４】
【数４】
【００５５】ここで、ＮSは空間領域キャンセラ６のＦ
ＩＲフィルタのタップ数，ｗp（τ）は素子ｐにおける
ＦＩＲフィルタのτ番目のタップ係数を表わす。
ＩＲフィルタのタップ数，ｗp（τ）は素子ｐにおける
ＦＩＲフィルタのτ番目のタップ係数を表わす。
【００５６】ｙ（ｔ）をベクトルで表現すると次式で表
わされる。 ｙ（ｔ）＝ｗT（ｔ）ｘ（ｔ）…（２６） ここで、ｗ（ｔ）とｘ（ｔ）は次のように表わされる。
わされる。 ｙ（ｔ）＝ｗT（ｔ）ｘ（ｔ）…（２６） ここで、ｗ（ｔ）とｘ（ｔ）は次のように表わされる。
【００５７】
ｗ（ｔ）＝［ｗT 1（ｔ），ｗT 2（ｔ），…，ｗT P（ｔ）］T
ｗp（ｔ）＝［ｗp（０），ｗp（１），…，ｗp（Ｎｓ−１）］T
ｘ（ｔ）＝［ｘT 1（ｔ），ｘT 2（ｔ），…，ｘT P（ｔ）］T
ｘp（ｔ）＝［ｘp（ｔ），ｘp（ｔ−１），…，ｘp（ｔ−（Ｎｓ−１））］T
ｗ（ｔ）はすべての素子のＦＩＲフィルタ係数を並べた
空間領域キャンセラＦＩＲフィルタ係数ベクトルであ
る。
空間領域キャンセラＦＩＲフィルタ係数ベクトルであ
る。
【００５８】時間領域キャンセラ７の出力信号である観
測点信号ｓ（ｔ）は次式で表わされる。
測点信号ｓ（ｔ）は次式で表わされる。
【００５９】
【数５】
【００６０】ここで、ＮTは時間領域キャンセラのＦＩ
Ｒフィルタのタップ数であり、ｗT（τ）はＦＩＲフィ
ルタのτ番目のタップ係数である。
Ｒフィルタのタップ数であり、ｗT（τ）はＦＩＲフィ
ルタのτ番目のタップ係数である。
【００６１】ｓ（ｔ）をベクトルで表現すると次式のよ
うになる。 ｓ（ｔ）＝ｙ（ｔ）−ｗT T（ｔ）ｓ（ｔ）…（２８） ここで、ｗT（ｔ）とｓ（ｔ）は次のように表わされ
る。
うになる。 ｓ（ｔ）＝ｙ（ｔ）−ｗT T（ｔ）ｓ（ｔ）…（２８） ここで、ｗT（ｔ）とｓ（ｔ）は次のように表わされ
る。
【００６２】
ｗT（ｔ）＝［ｗT（０），ｗT（１），…，ｗT（ＮT−１）］T
ｓ（ｔ）＝［ｓ（ｔ），ｓ（ｔ−１），…，ｓ（ｔ−（ＮT−１））］T
ｗT（ｔ）は時間領域キャンセラＦＩＲフィルタ係数ベ
クトルである。
クトルである。
【００６３】式（２６），（２８）より、ｓ（ｔ）は次
式で表わすことができる。 ｓ（ｔ）＝ｗT（ｔ）ｘ（ｔ）−ｗT T（ｔ）ｓ（ｔ）…（２９） 親局波信号と観測点信号との差を誤差信号ｅ（ｔ）とし
て次式で定義する。
式で表わすことができる。 ｓ（ｔ）＝ｗT（ｔ）ｘ（ｔ）−ｗT T（ｔ）ｓ（ｔ）…（２９） 親局波信号と観測点信号との差を誤差信号ｅ（ｔ）とし
て次式で定義する。
【００６４】ｅ（ｔ）＝ｄ（ｔ）−ｓ（ｔ）…（３０）
この発明の一実施形態では、空間領域キャンセラ６と時
間領域キャンセラ７のＦＩＲフィルタ係数を更新する方
法として、誤差信号の平均二乗誤差Ｊを評価関数とする
最急降下法を利用する。シンボル時刻ｎにおける誤差信
号の平均二乗誤差Ｊは次式で表わされる。
間領域キャンセラ７のＦＩＲフィルタ係数を更新する方
法として、誤差信号の平均二乗誤差Ｊを評価関数とする
最急降下法を利用する。シンボル時刻ｎにおける誤差信
号の平均二乗誤差Ｊは次式で表わされる。
【００６５】
Ｊ＝Ｅ［｜ｅ（ｎ，ｔ）｜2］
＝Ｅ［｜ｄ（ｎ，ｔ）−ｓ（ｎ，ｔ）｜2］…（３１）
＝Ｅ［｜ｄ（ｎ，ｔ）−ｗT（ｎ，ｔ）ｘ（ｎ，ｔ）＋ｗT T（ｎ，ｔ）ｓ（
ｎ，ｔ）｜2］…（３２）
ここで、Ｅ［・］は期待値演算を表わす。空間領域キャ
ンセラＦＩＲフィルタ係数ベクトルｗ（ｎ，ｔ）と時間
領域キャンセラＦＩＲフィルタ係数ベクトルｗT（ｎ，
ｔ）に関するＪの勾配は次式のようになる。
ンセラＦＩＲフィルタ係数ベクトルｗ（ｎ，ｔ）と時間
領域キャンセラＦＩＲフィルタ係数ベクトルｗT（ｎ，
ｔ）に関するＪの勾配は次式のようになる。
【００６６】
∂Ｊ／∂ｗ（ｎ，ｔ）＝−２Ｅ［ｘ*（ｎ，ｔ）（ｄ（ｎ，ｔ）−ｓ（ｎ，ｔ
））］＝−２Ｅ［ｘ*（ｎ，ｔ）ｅ（ｎ，ｔ）］…（３３）
∂Ｊ／∂ｗT（ｎ，ｔ）＝２Ｅ［ｓ*（ｎ，ｔ）（ｄ（ｎ，ｔ）−ｓ（ｎ，ｔ）
）］＝２Ｅ［ｓ*（ｎ，ｔ）ｅ（ｎ，ｔ）］…（３４）
なお、式（３３），（３４）の期待値演算は次式で計算
する。
する。
【００６７】
【数６】
【００６８】ここで、ＮはＦＦＴサイズを表わす。最急
降下法により両キャンセラのＦＩＲフィルタ係数を次式
で更新する。
降下法により両キャンセラのＦＩＲフィルタ係数を次式
で更新する。
【００６９】
【数７】
【００７０】ここで、μn（ｎ）は正規化ステップサイ
ズであり、次式で表わされる。
ズであり、次式で表わされる。
【００７１】
【数８】
【００７２】また、αとβは正の実数である。式（３
７）に示すように、この実施形態による回り込みキャン
セラでは、両キャンセラのＦＩＲフィルタ係数を１シン
ボルごとに一括更新する。ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ＆Ｆ
ＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１２は誤差信号ｅ（ｎ，
ｔ）から両キャンセラのＦＩＲフィルタ係数を更新する
ものであり、図２に示すように構成される。図２に示す
２つのサンプル値平均処理ブロック１２１，１２２では
式（３５），（３６）が計算され、正規化ステップサイ
ズ計算ブロック１２３では式（３８）のμn（ｎ）が計
算される。
７）に示すように、この実施形態による回り込みキャン
セラでは、両キャンセラのＦＩＲフィルタ係数を１シン
ボルごとに一括更新する。ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ＆Ｆ
ＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１２は誤差信号ｅ（ｎ，
ｔ）から両キャンセラのＦＩＲフィルタ係数を更新する
ものであり、図２に示すように構成される。図２に示す
２つのサンプル値平均処理ブロック１２１，１２２では
式（３５），（３６）が計算され、正規化ステップサイ
ズ計算ブロック１２３では式（３８）のμn（ｎ）が計
算される。
【００７３】ところで、式（３０）の誤差信号ｅ（ｔ）
は、中継局では親局波信号が未知の信号であるため、直
接計算することができない。しかし、親局波信号にはＢ
ＰＳＫ変調されたＳＰ，ＣＰなどのパイロット信号やＤ
ＢＰＳＫ変調されたＡＣ，ＴＭＣＣなどの制御情報伝送
信号が含まれているため、これらを利用してｅ（ｔ）を
求める。以下その手順について説明する。
は、中継局では親局波信号が未知の信号であるため、直
接計算することができない。しかし、親局波信号にはＢ
ＰＳＫ変調されたＳＰ，ＣＰなどのパイロット信号やＤ
ＢＰＳＫ変調されたＡＣ，ＴＭＣＣなどの制御情報伝送
信号が含まれているため、これらを利用してｅ（ｔ）を
求める。以下その手順について説明する。
【００７４】最初に、フーリエ変換部８ではシンボル時
刻ｎにおける観測点信号ｓ（ｎ，ｔ）をＮサンプル分抽
出し、フーリエ変換により周波数領域信号Ｓ（ｎ，ω）
に変換する。
刻ｎにおける観測点信号ｓ（ｎ，ｔ）をＮサンプル分抽
出し、フーリエ変換により周波数領域信号Ｓ（ｎ，ω）
に変換する。
【００７５】
Ｓ（ｎ，ω）＝Ｆ｛ｓ（ｎ，ｔ）｝…（３９）
ここで、Ｆ｛｝はフーリエ変換を表わす。その後、Ｓ
（ｎ，ω）は親局波信号生成部９と誤差信号演算部１０
とに送られる。
（ｎ，ω）は親局波信号生成部９と誤差信号演算部１０
とに送られる。
【００７６】親局波信号生成部９では、親局波信号のセ
グメント情報やシンボル番号に応じて、誤差信号を計算
するために必要な親局波信号を生成して誤差信号演算部
１０へ出力する。生成方法は、親局波信号の各セグメン
トの変調方式により異なる。
グメント情報やシンボル番号に応じて、誤差信号を計算
するために必要な親局波信号を生成して誤差信号演算部
１０へ出力する。生成方法は、親局波信号の各セグメン
トの変調方式により異なる。
【００７７】変調方式が同期変調方式である場合、その
セグメントには一定のサブキャリア間隔でＳＰが配置さ
れている。ＳＰが配置されているサブキャリアωspにお
ける送信信号Ｄ（ｎ，ωsp）は事前に割当てられている
ので、その値を誤差信号演算部１０へ出力する。なお、
Ｄ（ｎ，ωsp）は周波数領域信号であり、±４／３のい
ずれかの値をとる。また、シンボル時刻が変わってもそ
の値は不変である。
セグメントには一定のサブキャリア間隔でＳＰが配置さ
れている。ＳＰが配置されているサブキャリアωspにお
ける送信信号Ｄ（ｎ，ωsp）は事前に割当てられている
ので、その値を誤差信号演算部１０へ出力する。なお、
Ｄ（ｎ，ωsp）は周波数領域信号であり、±４／３のい
ずれかの値をとる。また、シンボル時刻が変わってもそ
の値は不変である。
【００７８】変調方式が差動変調方式である場合、その
セグメントにはＡＣとＴＭＣＣが複数本ランダムに配置
されており、またセグメントの最低周波数サブキャリア
にはＣＰが配置されている。ＣＰが配置されているサブ
キャリアωcpにおける送信信号Ｄ（ｎ，ωcp）は事前に
割当てられているので、その値を誤差信号演算部１０へ
出力する。なお、Ｄ（ｎ，ωcp）は周波数領域信号であ
り、±４／３のいずれかの値をとる。また、シンボル時
刻が変わってもその値は不変である。
セグメントにはＡＣとＴＭＣＣが複数本ランダムに配置
されており、またセグメントの最低周波数サブキャリア
にはＣＰが配置されている。ＣＰが配置されているサブ
キャリアωcpにおける送信信号Ｄ（ｎ，ωcp）は事前に
割当てられているので、その値を誤差信号演算部１０へ
出力する。なお、Ｄ（ｎ，ωcp）は周波数領域信号であ
り、±４／３のいずれかの値をとる。また、シンボル時
刻が変わってもその値は不変である。
【００７９】ＡＣまたはＴＭＣＣが配置されているサブ
キャリアωatについては、ＤＢＰＳＫ復調して親局波信
号を推定する。図３はその演算過程を示す図である。図
３において、シンボル時刻ｎにおけるＳ（ｎ，ωat）を
シンボル時刻ｎ−１におけるＳ（ｎ−１，ωat）で複素
除算した値の実部の符号から親局波信号の位相変化分を
判定し、シンボル時刻ｎ−１における親局波信号との積
をとることにより、シンボル時刻ｎにおける親局波信号
を推定できる。これを式で表わすと次のようになる。
キャリアωatについては、ＤＢＰＳＫ復調して親局波信
号を推定する。図３はその演算過程を示す図である。図
３において、シンボル時刻ｎにおけるＳ（ｎ，ωat）を
シンボル時刻ｎ−１におけるＳ（ｎ−１，ωat）で複素
除算した値の実部の符号から親局波信号の位相変化分を
判定し、シンボル時刻ｎ−１における親局波信号との積
をとることにより、シンボル時刻ｎにおける親局波信号
を推定できる。これを式で表わすと次のようになる。
【００８０】
【数９】
【００８１】ここで、Ｓｉｇｎ［］は符号関数であり、
Ｒｅ｛｝は実部を抽出する関数である。式（４０）によ
り求められたＤ（ｎ，ωat）を誤差信号演算部１０へ出
力する。なお、Ｄ（ｎ，ωat）は周波数領域信号であ
り、±４／３のいずれかの値をとる。また、シンボル時
刻ｎ＝０における親局波信号Ｄ（０，ωat）は事前に割
当てられているので、その値を利用する。
Ｒｅ｛｝は実部を抽出する関数である。式（４０）によ
り求められたＤ（ｎ，ωat）を誤差信号演算部１０へ出
力する。なお、Ｄ（ｎ，ωat）は周波数領域信号であ
り、±４／３のいずれかの値をとる。また、シンボル時
刻ｎ＝０における親局波信号Ｄ（０，ωat）は事前に割
当てられているので、その値を利用する。
【００８２】誤差信号演算部１０では、まず次式により
周波数領域における誤差信号を計算する。
周波数領域における誤差信号を計算する。
【００８３】
Ｅ（ｎ，ωsp）＝Ｄ（ｎ，ωsp）−Ｓ（ｎ，ωsp）…（４１）
Ｅ（ｎ，ωcp）＝Ｄ（ｎ，ωcp）−Ｓ（ｎ，ωcp）…（４２）
Ｅ（ｎ，ωat）＝Ｄ（ｎ，ωat）−Ｓ（ｎ，ωat）…（４３）
なお、ＳＰ，ＣＰ，ＡＣ，ＴＭＣＣ以外のサブキャリア
についてはＥ（ｎ，ω）＝０とする。その後、すべての
サブキャリアにおけるＥ（ｎ，ω）を逆フーリエ変換部
１１へ出力する。
についてはＥ（ｎ，ω）＝０とする。その後、すべての
サブキャリアにおけるＥ（ｎ，ω）を逆フーリエ変換部
１１へ出力する。
【００８４】逆フーリエ変換部１１では、周波数領域に
おける誤差信号Ｅ（ｎ，ω）を逆フーリエ変換により時
間領域表現ｅ（ｎ，ｔ）に変換する。
おける誤差信号Ｅ（ｎ，ω）を逆フーリエ変換により時
間領域表現ｅ（ｎ，ｔ）に変換する。
【００８５】
ｅ（ｎ，ｔ）＝Ｆ-1｛Ｅ（ｎ，ω）｝…（４４）
ここで、Ｆ-1｛｝は逆フーリエ変換を表す。
【００８６】以上の手順により、誤差信号ｅ（ｎ，ｔ）
を求めることができる。図４はこの発明の第２の実施形
態における回り込みキャンセラのブロック図である。図
４において、この実施形態における回り込みキャンセラ
は、受信アンテナ１と増幅器２と送信アンテナ５と空間
領域キャンセラ６と時間領域キャンセラ７とフーリエ変
換部８と親局波信号生成部９と誤差信号演算部１０と逆
フーリエ変換部１１とを含み、これらの構成は図１と同
じである。
を求めることができる。図４はこの発明の第２の実施形
態における回り込みキャンセラのブロック図である。図
４において、この実施形態における回り込みキャンセラ
は、受信アンテナ１と増幅器２と送信アンテナ５と空間
領域キャンセラ６と時間領域キャンセラ７とフーリエ変
換部８と親局波信号生成部９と誤差信号演算部１０と逆
フーリエ変換部１１とを含み、これらの構成は図１と同
じである。
【００８７】さらに、回り込みキャンセラには、キャン
セラ選定部１３と、伝送路推定部１４と回り込み誤差演
算部１５とＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部１６とＦ
ＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１７とを含む。キャンセラ
選定部１３は誤差信号演算部１０から与えられる誤差信
号の大きさの変化から動作させるキャンセラ（空間領域
キャンセラ６または時間領域キャンセラ７のいずれか）
を選定し、０または１の値を持つフラグ（フラグ＝０：
空間領域キャンセラ６、フラグ＝１：時間領域キャンセ
ラ７）を出力する。伝送路推定部１４はフラグ＝１のと
き、親局波信号生成部９で生成された親局波信号とフー
リエ変換部８の出力により伝達関数を計算する。
セラ選定部１３と、伝送路推定部１４と回り込み誤差演
算部１５とＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部１６とＦ
ＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１７とを含む。キャンセラ
選定部１３は誤差信号演算部１０から与えられる誤差信
号の大きさの変化から動作させるキャンセラ（空間領域
キャンセラ６または時間領域キャンセラ７のいずれか）
を選定し、０または１の値を持つフラグ（フラグ＝０：
空間領域キャンセラ６、フラグ＝１：時間領域キャンセ
ラ７）を出力する。伝送路推定部１４はフラグ＝１のと
き、親局波信号生成部９で生成された親局波信号とフー
リエ変換部８の出力により伝達関数を計算する。
【００８８】回り込み残差演算部１５は、伝達路推定部
１４から与えられる伝達関数から回り込み残差（周波数
領域信号）を計算する。ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演
算部１６は、誤差信号（時間領域信号）と空間領域キャ
ンセラ受信信号とから空間領域キャンセラ６のＦＩＲフ
ィルタ係数の勾配を計算し、新しい係数に更新する。Ｆ
ＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１７は、回り込み残差から
時間領域キャンセラ７のＦＩＲフィルタ係数の勾配を計
算し、新しい係数に更新する。
１４から与えられる伝達関数から回り込み残差（周波数
領域信号）を計算する。ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演
算部１６は、誤差信号（時間領域信号）と空間領域キャ
ンセラ受信信号とから空間領域キャンセラ６のＦＩＲフ
ィルタ係数の勾配を計算し、新しい係数に更新する。Ｆ
ＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１７は、回り込み残差から
時間領域キャンセラ７のＦＩＲフィルタ係数の勾配を計
算し、新しい係数に更新する。
【００８９】なお、図４における記号のうち、Ｆ（ω）
は伝達関数を示し、ＥT（ω）は回り込み誤差のフーリ
エ変換を示し、ｅS（ｔ）は誤差信号を示し、ｅT（ｔ）
は回り込み誤差を示し、それ以外の記号は図１と同じで
ある。
は伝達関数を示し、ＥT（ω）は回り込み誤差のフーリ
エ変換を示し、ｅS（ｔ）は誤差信号を示し、ｅT（ｔ）
は回り込み誤差を示し、それ以外の記号は図１と同じで
ある。
【００９０】次に、動作について説明する。シンボル時
刻ｎにおける観測点信号ｓ（ｎ，ｔ）をフーリエ変換部
８により周波数領域信号Ｓ（ｎ，ω）に変換し、周波数
領域における誤差信号Ｅ（ｎ，ω）を計算するまでは図
１の実施形態と同様の動作を行なう。その後、Ｅ(ｎ，
ω)はキャンセら選定部１３と逆フーリエ変換部１１へ
出力される。キャンセラ選定部１３は誤差信号演算部１
０からのＥ（ｎ，ω）の大きさの変化分から動作させる
キャンセラ（空間領域キャンセラまたは時間領域キャン
セラのいずれか）を選定し、０または１の値を持つフラ
グ（フラグ＝０：空間領域キャンセラ６，フラグ＝１：
時間領域キャンセラ７）を出力する。
刻ｎにおける観測点信号ｓ（ｎ，ｔ）をフーリエ変換部
８により周波数領域信号Ｓ（ｎ，ω）に変換し、周波数
領域における誤差信号Ｅ（ｎ，ω）を計算するまでは図
１の実施形態と同様の動作を行なう。その後、Ｅ(ｎ，
ω)はキャンセら選定部１３と逆フーリエ変換部１１へ
出力される。キャンセラ選定部１３は誤差信号演算部１
０からのＥ（ｎ，ω）の大きさの変化分から動作させる
キャンセラ（空間領域キャンセラまたは時間領域キャン
セラのいずれか）を選定し、０または１の値を持つフラ
グ（フラグ＝０：空間領域キャンセラ６，フラグ＝１：
時間領域キャンセラ７）を出力する。
【００９１】図５は図１に示したキャンセラ選定部１３
の具体例を示すブロック図である。図５において、平均
処理ブロック１３１に誤差信号Ｅ（ｎ，ω）が与えられ
る。平均処理ブロック１３１はＥ（ｎ，ω）のサブキャ
リア方向の平均値Ｅa（ｎ）を計算する。計算は、たと
えば以下の式を利用することができる。
の具体例を示すブロック図である。図５において、平均
処理ブロック１３１に誤差信号Ｅ（ｎ，ω）が与えられ
る。平均処理ブロック１３１はＥ（ｎ，ω）のサブキャ
リア方向の平均値Ｅa（ｎ）を計算する。計算は、たと
えば以下の式を利用することができる。
【００９２】
【数１０】
【００９３】ここで、Ｉｍ｛｝は虚部を抽出する関数で
ある。次に、Ｅd（ｎ）を計算する。
ある。次に、Ｅd（ｎ）を計算する。
【００９４】
【数１１】
【００９５】ここで、Ｎeは乗算器の数を示す。Ｅ
d（ｎ）は、シンボル時刻ｎ〜ｎ−（Ｎe−１）における
Ｅa（ｎ）の平均値とシンボル時刻ｎ−Ｎe〜ｎ−（２Ｎ
e−１）におけるＥa（ｎ）の平均値との差である。キャ
ンセラが収束中のときは一般にＥd（ｎ）＞０となり、
キャンセラがある程度収束するとＥa（ｎ）はある値を
中心に変動するため、Ｅd（ｎ）＜０となることがあ
る。なお、単位遅延演算子の初期値は想定されるＥ
a（ｎ）の最大値よりも大きな値に設定しておく。
d（ｎ）は、シンボル時刻ｎ〜ｎ−（Ｎe−１）における
Ｅa（ｎ）の平均値とシンボル時刻ｎ−Ｎe〜ｎ−（２Ｎ
e−１）におけるＥa（ｎ）の平均値との差である。キャ
ンセラが収束中のときは一般にＥd（ｎ）＞０となり、
キャンセラがある程度収束するとＥa（ｎ）はある値を
中心に変動するため、Ｅd（ｎ）＜０となることがあ
る。なお、単位遅延演算子の初期値は想定されるＥ
a（ｎ）の最大値よりも大きな値に設定しておく。
【００９６】最後に、キャンセラ選定ブロック１３２で
以下の処理により動作させるキャンセラを示すフラグを
決定し、伝送路推定部１４と逆フーリエ変換部１１へ出
力する。
以下の処理により動作させるキャンセラを示すフラグを
決定し、伝送路推定部１４と逆フーリエ変換部１１へ出
力する。
【００９７】
【数１２】
【００９８】すなわち、キャンセラが収束途中の場合は
フラグ＝０を出力し、空間領域キャンセラ６を動作させ
る。空間領域キャンセラ６では、妨害波や親局波よりも
電力の大きい回り込み波などをキャンセルする。空間領
域キャンセラ６がある程度収束すればフラグ＝１を出力
することになり、空間領域キャンセラ６で除去しきれな
い回り込み波を時間領域キャンセラ７で除去する。これ
により、キャンセラ全体として親局波以外の到来波を除
去することが可能となる。
フラグ＝０を出力し、空間領域キャンセラ６を動作させ
る。空間領域キャンセラ６では、妨害波や親局波よりも
電力の大きい回り込み波などをキャンセルする。空間領
域キャンセラ６がある程度収束すればフラグ＝１を出力
することになり、空間領域キャンセラ６で除去しきれな
い回り込み波を時間領域キャンセラ７で除去する。これ
により、キャンセラ全体として親局波以外の到来波を除
去することが可能となる。
【００９９】伝送路推定部１４では、フラグ＝１のと
き、シンボル時刻ｎにおける観測点信号ｓ（ｎ，ｔ）の
フーリェ変換である周波数領域信号Ｓ（ｎ，ω）と親局
波信号生成部９から与えられるＤ（ｎ，ω）から伝達関
数Ｆ（ｎ，ω）を計算する。Ｆ（ｎ，ω）の計算方法は
変調方式により異なる。
き、シンボル時刻ｎにおける観測点信号ｓ（ｎ，ｔ）の
フーリェ変換である周波数領域信号Ｓ（ｎ，ω）と親局
波信号生成部９から与えられるＤ（ｎ，ω）から伝達関
数Ｆ（ｎ，ω）を計算する。Ｆ（ｎ，ω）の計算方法は
変調方式により異なる。
【０１００】変調方式が同期変調方式である場合、その
セグメントには一定のサブキャリア間隔でＳＰが配置さ
れている。ＳＰが配置されているサブキャリアωSPにお
ける伝達関数Ｆ（ｎ，ωSP）は次式で与えられる。
セグメントには一定のサブキャリア間隔でＳＰが配置さ
れている。ＳＰが配置されているサブキャリアωSPにお
ける伝達関数Ｆ（ｎ，ωSP）は次式で与えられる。
【０１０１】
Ｆ（ｎ，ωSP）＝Ｓ（ｎ，ωSP）／Ｄ（ｎ，ωSP）…（５０）
ＳＰ以外のサブキャリアについてはＦ（ｎ，ωSP）を利
用してキャリア方向フィルタによる内挿処理を行ない、
Ｆ（ｎ，ω）を推定する。
用してキャリア方向フィルタによる内挿処理を行ない、
Ｆ（ｎ，ω）を推定する。
【０１０２】変調方式が差動変調方式である場合、その
伝達関数の振幅Ａ（ｎ，ω）は次式で計算される。
伝達関数の振幅Ａ（ｎ，ω）は次式で計算される。
【０１０３】
【数１３】
【０１０４】伝達関数の位相は以下のようにして計算さ
れる。なお、以下の計算では、セグメントのサブキャリ
ア数をＫsとし、サブキャリア番号をｋ（ｋ＝０〜Ｋs−
１）として表すことにする。差動変調方式セグメントの
最低周波数サブキャリアにはＣＰが配置されているの
で、ＣＰが配置されているサブキャリアｋ＝０における
伝達関数の位相θ（ｎ，０）は次式で計算される。
れる。なお、以下の計算では、セグメントのサブキャリ
ア数をＫsとし、サブキャリア番号をｋ（ｋ＝０〜Ｋs−
１）として表すことにする。差動変調方式セグメントの
最低周波数サブキャリアにはＣＰが配置されているの
で、ＣＰが配置されているサブキャリアｋ＝０における
伝達関数の位相θ（ｎ，０）は次式で計算される。
【０１０５】
【数１４】
【０１０６】ＣＰ以外のサブキャリアについては、まず
Ｓ（ｎ，ｋ）の位相φ（ｎ，ｋ）を計算後、次式により
差動変調信号の変調成分を除去する。
Ｓ（ｎ，ｋ）の位相φ（ｎ，ｋ）を計算後、次式により
差動変調信号の変調成分を除去する。
【０１０７】
【数１５】
【０１０８】ここで、Ｍpは変調多値数であり、ＡＣと
ＴＭＣＣ（ＢＰＳＫ変調）はＭp＝２，データキャリア
（π／４シフトＤＱＰＳＫ変調）はＭp=４である。ま
た、ｆｌｏｏｒは引数の値を超えない最大の整数を出力
する関数である。
ＴＭＣＣ（ＢＰＳＫ変調）はＭp＝２，データキャリア
（π／４シフトＤＱＰＳＫ変調）はＭp=４である。ま
た、ｆｌｏｏｒは引数の値を超えない最大の整数を出力
する関数である。
【０１０９】ただし、データキャリアはシンボルごとに
π／４ずつ位相点がシフトするので、第（５３）式を計
算する際は、１シンボルおきにφ（ｎ，ｋ）からπ／４
を減算したものを改めてφ（ｎ，ｋ）としてφm（ｎ，
ｋ）を計算する。
π／４ずつ位相点がシフトするので、第（５３）式を計
算する際は、１シンボルおきにφ（ｎ，ｋ）からπ／４
を減算したものを改めてφ（ｎ，ｋ）としてφm（ｎ，
ｋ）を計算する。
【０１１０】上述の方法により計算されたφm（ｎ，
ｋ）は強制的に±π／Ｍpの領域内に変換されるため、
隣り合うサブキャリア間に不連続が生じる場合がある。
そのため、以下の方法によりφm（ｎ，ｋ）を連続化し
て伝達関数の位相θ（ｎ，ｋ）を求める。
ｋ）は強制的に±π／Ｍpの領域内に変換されるため、
隣り合うサブキャリア間に不連続が生じる場合がある。
そのため、以下の方法によりφm（ｎ，ｋ）を連続化し
て伝達関数の位相θ（ｎ，ｋ）を求める。
【０１１１】
【数１６】
【０１１２】最後に、次式を計算して、差動変調方式の
伝達関数Ｆ（ｎ，ω）を求める。 Ｆ（ｎ，ω）＝Ａ（ｎ，ω）ｅｘｐ｛ｊθ（ｎ，ω）｝ （５５） このＦ（ｎ，ω）は回り込み残差演算部１５へ出力され
る。なお、フラグ＝０のときは動作しない。回り込み残
差演算部１５では、伝送路推定部１４から出力されたＦ
（ｎ，ω）から、次式により回り込み残差ＥT（ｎ，
ω）（周波数領域信号）を計算する。
伝達関数Ｆ（ｎ，ω）を求める。 Ｆ（ｎ，ω）＝Ａ（ｎ，ω）ｅｘｐ｛ｊθ（ｎ，ω）｝ （５５） このＦ（ｎ，ω）は回り込み残差演算部１５へ出力され
る。なお、フラグ＝０のときは動作しない。回り込み残
差演算部１５では、伝送路推定部１４から出力されたＦ
（ｎ，ω）から、次式により回り込み残差ＥT（ｎ，
ω）（周波数領域信号）を計算する。
【０１１３】
ＥT（ｎ，ω）＝１−１／Ｆ（ｎ，ω） （５６）
なお、フラグ＝０のときは動作しない。
【０１１４】逆フーリエ変換部１１では、逆フーリエ変
換により周波数領域信号を時間領域信号に変換する。フ
ラグ＝０のときは逆フーリエ変換により誤差信号Ｅ
（ω）を時間領域信号ｅS（ｔ）に変換して、ＦＩＲフ
ィルタ＿１〜Ｐ係数演算部１６へ出力する。フラグ＝１
のときは、逆フーリエ変換により回り込み残差Ｅ
T（ω）を時間領域信号ｅT（ｔ）に変換して、ＦＩＲフ
ィルタ＿Ｔ係数演算部１７へ出力する。
換により周波数領域信号を時間領域信号に変換する。フ
ラグ＝０のときは逆フーリエ変換により誤差信号Ｅ
（ω）を時間領域信号ｅS（ｔ）に変換して、ＦＩＲフ
ィルタ＿１〜Ｐ係数演算部１６へ出力する。フラグ＝１
のときは、逆フーリエ変換により回り込み残差Ｅ
T（ω）を時間領域信号ｅT（ｔ）に変換して、ＦＩＲフ
ィルタ＿Ｔ係数演算部１７へ出力する。
【０１１５】ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部１６で
は、誤差信号と空間領域キャンセラ受信信号から空間領
域キャンセラ６のＦＩＲフィルタ係数の勾配を計算し
て、新しい係数に更新する。その演算過程は図１２と同
じであるので説明を省略する。
は、誤差信号と空間領域キャンセラ受信信号から空間領
域キャンセラ６のＦＩＲフィルタ係数の勾配を計算し
て、新しい係数に更新する。その演算過程は図１２と同
じであるので説明を省略する。
【０１１６】ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１７では、
回り込み残差ｅT（ｎ，ｔ）から時間領域キャンセラ７
のＦＩＲフィルタ係数の勾配を計算して、新しい係数に
更新する。その演算過程を図６に示す。最初に、ｅ
T（ｎ，ｔ）に次式で表される非線形処理（インパルス
応答の尖鋭化）を施して、周波数帯域内の回り込み伝送
路特性を周波数帯域外へ拡張する。
回り込み残差ｅT（ｎ，ｔ）から時間領域キャンセラ７
のＦＩＲフィルタ係数の勾配を計算して、新しい係数に
更新する。その演算過程を図６に示す。最初に、ｅ
T（ｎ，ｔ）に次式で表される非線形処理（インパルス
応答の尖鋭化）を施して、周波数帯域内の回り込み伝送
路特性を周波数帯域外へ拡張する。
【０１１７】
【数１７】
【０１１８】ここで、α（０≦α≦１）は任意の実数で
あるが、０．５以上の値に設定するとその効果は顕著に
現われる。
あるが、０．５以上の値に設定するとその効果は顕著に
現われる。
【０１１９】次に、ｅ´T（ｎ，ｔ）を用いてＦＩＲフ
ィルタ＿Ｔ係数を更新する。 ω´T（ｎ＋１，ｔ）＝ωT（ｎ，ｔ）＋μTｅ´T（ｎ，ｔ） （５８） ここで、μTはＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数更新ステップサ
イズである。
ィルタ＿Ｔ係数を更新する。 ω´T（ｎ＋１，ｔ）＝ωT（ｎ，ｔ）＋μTｅ´T（ｎ，ｔ） （５８） ここで、μTはＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数更新ステップサ
イズである。
【０１２０】最後に、ω´T（ｎ＋１，ｔ）に次式で表
される非線形処理を施して、ω´T（ｎ＋１，ｔ）に含
まれる雑音成分を除去する。
される非線形処理を施して、ω´T（ｎ＋１，ｔ）に含
まれる雑音成分を除去する。
【０１２１】
【数１８】
【０１２２】ここで、βは希望波に対する雑音レベルの
比（搬送波対雑音比）程度に設定する。第（５９）式に
より求められたωT（ｎ＋１，ｔ）が時間領域キャンセ
ラの新しいＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数となる。
比（搬送波対雑音比）程度に設定する。第（５９）式に
より求められたωT（ｎ＋１，ｔ）が時間領域キャンセ
ラの新しいＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数となる。
【０１２３】今回開示された実施の形態はすべての点で
例示であって制限的なものではないと考えられるべきで
ある。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求
の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味お
よび範囲内でのすべての変更が含まれることが意図され
る。
例示であって制限的なものではないと考えられるべきで
ある。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求
の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味お
よび範囲内でのすべての変更が含まれることが意図され
る。
【０１２４】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、空間
領域キャンセラと時間領域キャンセラとを組合せた時空
間領域キャンセラを構成することにより、妨害波，親局
波よりも電力の大きい回り込み波やアンテナ素子数より
も多くの回り込み波を除去することができる。しかも、
両キャンセラを１つの評価関数で動作させることによ
り、フィルタ係数が発散することなく最適値に収束させ
ることができる。親局波信号生成部で親局波に挿入され
ているＳＰとＣＰのパイロット信号を生成し、またＤＢ
ＰＳＫ復調によりＡＣとＴＭＣＣの情報伝送信号を生成
することにより、同期変調方式と差動変調方式の両方式
に対応可能である。さらに、ＳＰ，ＣＰ，ＡＣ，ＴＭＣ
Ｃサブキャリアのみの誤差信号を利用することで、フィ
ルタ係数の更新に必要な誤差信号を高精度で得ることが
できる。
領域キャンセラと時間領域キャンセラとを組合せた時空
間領域キャンセラを構成することにより、妨害波，親局
波よりも電力の大きい回り込み波やアンテナ素子数より
も多くの回り込み波を除去することができる。しかも、
両キャンセラを１つの評価関数で動作させることによ
り、フィルタ係数が発散することなく最適値に収束させ
ることができる。親局波信号生成部で親局波に挿入され
ているＳＰとＣＰのパイロット信号を生成し、またＤＢ
ＰＳＫ復調によりＡＣとＴＭＣＣの情報伝送信号を生成
することにより、同期変調方式と差動変調方式の両方式
に対応可能である。さらに、ＳＰ，ＣＰ，ＡＣ，ＴＭＣ
Ｃサブキャリアのみの誤差信号を利用することで、フィ
ルタ係数の更新に必要な誤差信号を高精度で得ることが
できる。
【０１２５】さらに、両キャンセラの利点を有している
ため、いずれか単独で用いた場合よりも優れたキャンセ
ル特性を実現できる。
ため、いずれか単独で用いた場合よりも優れたキャンセ
ル特性を実現できる。
【０１２６】また、他の発明では、動作させるキャンセ
ラを選定する方法として、任意のしきい値を設定せずに
誤差信号のサブキャリア方向の平均値の時間変化から判
定する方法を適用したことにより、伝搬環境に応じて適
切なキャンセラを選定することができる。
ラを選定する方法として、任意のしきい値を設定せずに
誤差信号のサブキャリア方向の平均値の時間変化から判
定する方法を適用したことにより、伝搬環境に応じて適
切なキャンセラを選定することができる。
【０１２７】さらに、逆フーリエ変換を実施するための
空間領域キャンセラを動作させるのに必要な誤差信号
と、時間領域キャンセラを動作させるのに必要な回り込
み誤差の２系統の信号をフラグにより切換えることによ
り、本来は２つの必要な逆フーリエ変換部を１つにする
ことができ、装置化した場合のハードウェアを省略でき
る。
空間領域キャンセラを動作させるのに必要な誤差信号
と、時間領域キャンセラを動作させるのに必要な回り込
み誤差の２系統の信号をフラグにより切換えることによ
り、本来は２つの必要な逆フーリエ変換部を１つにする
ことができ、装置化した場合のハードウェアを省略でき
る。
【図１】 この発明の第１の実施形態における回り込み
キャンセラの構成を示すブロック図である。
キャンセラの構成を示すブロック図である。
【図２】 図１に示したＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩ
Ｒフィルタ＿Ｔ係数演算部の構成を示すブロック図であ
る。
Ｒフィルタ＿Ｔ係数演算部の構成を示すブロック図であ
る。
【図３】 親局波信号生成部のＡＣとＴＭＣＣの生成過
程を示す図である。
程を示す図である。
【図４】 この発明の第２の実施形態における回り込み
キャンセラの構成を示すブロック図である。
キャンセラの構成を示すブロック図である。
【図５】 図４に示したキャンセラ選定部の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図６】 図４に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図７】 従来の回り込みキャンセラを示すブロック図
である。
である。
【図８】 図７に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔの構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図９】 図７に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図１０】 ＭＭＳＥ型広帯域アダプティブアレイを示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図１１】 図１０に示したＦＩＲフィルタ＿ｐの構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図１２】 ＬＭＳに基づくＦＩＲフィルタ＿ｐ係数更
新過程を示すブロック図である。
新過程を示すブロック図である。
１ 受信アンテナ、２ 増幅器、３ ＦＩＲフィルタ＿
Ｔ、５ 送信アンテナ、６ 空間領域キャンセラ、７
時間領域キャンセラ、８ フーリエ変換部、９親局波信
号生成部、１０ 誤差信号演算部、１１ 逆フーリエ変
換部、１２ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩＲフィルタ＿
Ｔ係数演算部、１３ キャンセラ選定部、１４ 伝送路
推定部、１５ 回り込み残差演算部、１６ ＦＩＲフィ
ルタ＿１〜Ｐ係数演算部、１７ ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係
数演算部。
Ｔ、５ 送信アンテナ、６ 空間領域キャンセラ、７
時間領域キャンセラ、８ フーリエ変換部、９親局波信
号生成部、１０ 誤差信号演算部、１１ 逆フーリエ変
換部、１２ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩＲフィルタ＿
Ｔ係数演算部、１３ キャンセラ選定部、１４ 伝送路
推定部、１５ 回り込み残差演算部、１６ ＦＩＲフィ
ルタ＿１〜Ｐ係数演算部、１７ ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係
数演算部。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 大見 則親
大阪市此花区島屋一丁目１番３号 住友電
気工業株式会社大阪製作所内
(72)発明者 岡田 洋侍
大阪市此花区島屋一丁目１番３号 住友電
気工業株式会社大阪製作所内
(72)発明者 佐野 昭
神奈川県横浜市港北区日吉三丁目14番１号
慶應義塾大学内
Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD18 DD19 DD23
DD33
5K046 AA05 BB03 HH11 HH31 HH53
HH56
5K072 AA04 AA13 AA19 AA29 BB04
BB14 BB27 DD16 FF13 GG14
GG22 GG37 GG42
Claims (6)
- 【請求項１】 各アンテナ素子の受信信号の重み付けを
ＦＩＲフィルタにより行った後合成するアダプティブア
レーを基本構成とする空間領域キャンセラと、ＦＩＲフ
ィルタと時間領域キャンセラの入力信号から前記ＦＩＲ
フィルタの出力信号を減算する減算器を基本構成とする
時間領域キャンセラとを縦続接続した回り込みキャンセ
ラにおいて、 前記時間領域キャンセラの観測点での出力信号をフーリ
エ変換して周波数領域信号を出力するフーリエ変換手
段、 親局波の伝送モードや各セグメントの変調方式に応じ
て、親局波のパイロット信号と制御情報信号とを生成す
る親局波信号生成手段、 前記親局波信号生成手段によって生成されたパイロット
信号および制御情報信号と前記フーリエ変換手段からの
周波数領域信号との差分を演算して誤差信号を出力する
誤差信号演算手段、 前記誤差信号演算手段から出力された誤差信号を逆フー
リエ変換して時間領域信号に変換する逆フーリエ変換手
段、および前記時間領域信号に変換された誤差信号の二
乗平均値を最小化するように、前記空間領域キャンセラ
および前記時間領域キャンセラの各ＦＩＲフィルタ係数
の勾配を求め、各ＦＩＲフィルタ係数を一括更新するＦ
ＩＲフィルタ係数演算手段を備えたことを特徴とする、
回り込みキャンセラ。 - 【請求項２】 各アンテナ素子の受信信号の重み付けを
ＦＩＲフィルタにより行った後合成するアダプティブア
レーを基本構成とする空間領域キャンセラと、ＦＩＲフ
ィルタと時間領域キャンセラの入力信号から前記ＦＩＲ
フィルタの出力信号を減算する減算器を基本構成とする
時間領域キャンセラとを縦続接続した回り込みキャンセ
ラにおいて、 前記時間領域キャンセラの観測点での出力信号をフーリ
エ変換して周波数領域信号を出力するフーリエ変換手
段、 親局波の伝送モードや各セグメントの変調方式に応じ
て、親局波のパイロット信号と制御情報信号とを生成す
る親局波信号生成手段、 前記親局波信号生成手段によって生成されたパイロット
信号および制御情報信号と前記フーリエ変換手段からの
周波数領域信号との差分を演算して誤差信号を出力する
誤差信号演算手段、 前記誤差信号演算手段から出力された誤差信号の大きさ
の変化から、前記空間領域キャンセラまたは前記時間領
域キャンセラを選定して動作させるキャンセラを示すフ
ラグを出力するキャンセラ選定手段、 前記キャンセラ選定手段によって時間領域キャンセラが
選定されていることに応じて伝達関数を演算する伝送路
推定手段、 前記伝送路推定手段によって演算された伝達関数に基づ
いて、回り込み残差を演算する回り込み残差演算手段、 前記誤差信号演算手段から出力された誤差信号および前
記回り込み残差演算手段から出力された回り込み残差を
逆フーリエ変換して時間領域信号に変換する逆フーリエ
変換手段、 前記時間領域信号に変換された誤差信号と前記空間領域
キャンセラ受信信号とから前記空間領域キャンセラのＦ
ＩＲフイルタ係数の勾配を計算し、新たな係数に更新す
る第１のフイルタ係数演算手段、および前記時間領域信
号に変換された回り込み残差から前記時間領域キャンセ
ラのＦＩＲフィルタ係数の勾配を計算し、新たな係数に
更新する第２のフィルタ係数演算手段を備えたことを特
徴とする、回り込みキャンセラ。 - 【請求項３】 前記親局波信号生成手段は、ＤＢＰＳＫ
復調により前記制御情報信号を生成することを特徴とす
る、請求項１または２に記載の回り込みキャンセラ。 - 【請求項４】 前記誤差信号演算手段は前記パイロット
信号および制御情報信号以外のサブキャリアについては
誤差信号として０を出力することを特徴とする、請求項
１または２に記載の回り込みキャンセラ。 - 【請求項５】 前記キャンセラ選定手段は、各サブキャ
リアの誤差信号をサブキャリア方向に平均した平均誤差
に対して、さらに任意の２つの期間についてシンボル方
向に平均し、その大小により動作させるキャンセラを選
定することを特徴とする、請求項２に記載の回り込みキ
ャンセラ。 - 【請求項６】 前記逆フーリエ変換手段は、前記空間領
域キャンセラを示すフラグが出力されていることに応じ
て、前記誤差信号を時間領域信号に変換してその結果を
前記第１のフイルタ係数演算手段に出力し、前記時間領
域キャンセラを示すフラグが出力されていることに応じ
て、前記回り込み残差を時間領域信号に変換してその結
果を前記第２のフイルタ係数演算手段に出力することを
特徴とする、請求項２に記載の回り込みキャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002076482A JP3603873B2 (ja) | 2002-03-19 | 2002-03-19 | 回り込みキャンセラ |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002076482A JP3603873B2 (ja) | 2002-03-19 | 2002-03-19 | 回り込みキャンセラ |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003273831A true JP2003273831A (ja) | 2003-09-26 |
| JP3603873B2 JP3603873B2 (ja) | 2004-12-22 |
Family
ID=29205239
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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|---|---|
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Cited By (8)
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|---|---|---|---|---|
| WO2005104391A1 (ja) * | 2004-04-23 | 2005-11-03 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | 無線受信装置 |
| WO2005112285A1 (ja) * | 2004-05-14 | 2005-11-24 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | 無線通信装置 |
| WO2006103834A1 (ja) * | 2005-03-28 | 2006-10-05 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | 無線タグ通信装置 |
| JP2007158996A (ja) * | 2005-12-08 | 2007-06-21 | Mitsubishi Electric Corp | 干渉波除去装置及び干渉波除去方法 |
| WO2008010354A1 (fr) * | 2006-07-18 | 2008-01-24 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | Dispositif de communication sans fil |
| JP2009060585A (ja) * | 2007-08-31 | 2009-03-19 | Korea Advanced Inst Of Science & Technol | 多重アンテナを使用した反響信号除去及びエコーチャンネル推定システム。 |
| JP2010520718A (ja) * | 2007-03-02 | 2010-06-10 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 中継器送信機漏れキャンセルシステムにおいて用いられる時間等化器重みの閉形式計算 |
| US8184737B2 (en) | 2007-11-27 | 2012-05-22 | Korea Advanced Institute Of Science And Technology | Echo cancellation and echo channel estimation system using multiple antennas |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5952628B2 (ja) * | 2012-04-25 | 2016-07-13 | 日本放送協会 | 受信装置及びプログラム |
| JP5937879B2 (ja) * | 2012-04-25 | 2016-06-22 | 日本放送協会 | 受信装置及びプログラム |
-
2002
- 2002-03-19 JP JP2002076482A patent/JP3603873B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4496836B2 (ja) * | 2004-04-23 | 2010-07-07 | ブラザー工業株式会社 | 無線受信装置 |
| JP2005311891A (ja) * | 2004-04-23 | 2005-11-04 | Brother Ind Ltd | 無線受信装置 |
| WO2005104391A1 (ja) * | 2004-04-23 | 2005-11-03 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | 無線受信装置 |
| US7804907B2 (en) | 2004-04-23 | 2010-09-28 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | Radio-frequency receiver device |
| WO2005112285A1 (ja) * | 2004-05-14 | 2005-11-24 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | 無線通信装置 |
| US7873318B2 (en) | 2004-05-14 | 2011-01-18 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | Radio-frequency communication device |
| WO2006103834A1 (ja) * | 2005-03-28 | 2006-10-05 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | 無線タグ通信装置 |
| JP2006279125A (ja) * | 2005-03-28 | 2006-10-12 | Brother Ind Ltd | 無線タグ通信装置 |
| US8089360B2 (en) | 2005-03-28 | 2012-01-03 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | Radio-frequency tag communication device |
| JP4600114B2 (ja) * | 2005-03-28 | 2010-12-15 | ブラザー工業株式会社 | 無線タグ通信装置 |
| JP2007158996A (ja) * | 2005-12-08 | 2007-06-21 | Mitsubishi Electric Corp | 干渉波除去装置及び干渉波除去方法 |
| JP4545683B2 (ja) * | 2005-12-08 | 2010-09-15 | 三菱電機株式会社 | 干渉波除去装置及び干渉波除去方法 |
| WO2008010354A1 (fr) * | 2006-07-18 | 2008-01-24 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | Dispositif de communication sans fil |
| JP2010520719A (ja) * | 2007-03-02 | 2010-06-10 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 適応アンテナアレイを利用する適応オンチャネル中継器におけるフィルタバンクの使用 |
| JP2010520717A (ja) * | 2007-03-02 | 2010-06-10 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 信号の完全性及び増幅を促進するためにリアルタイム測定メトリック及び適応アンテナアレイを利用する物理層中継器 |
| JP2010520718A (ja) * | 2007-03-02 | 2010-06-10 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 中継器送信機漏れキャンセルシステムにおいて用いられる時間等化器重みの閉形式計算 |
| US8116239B2 (en) | 2007-03-02 | 2012-02-14 | Qualcomm Incorporated | Use of a filterbank in an adaptive on-channel repeater utilizing adaptive antenna arrays |
| US8121535B2 (en) | 2007-03-02 | 2012-02-21 | Qualcomm Incorporated | Configuration of a repeater |
| US8599906B2 (en) | 2007-03-02 | 2013-12-03 | Qualcomm Incorporated | Closed form calculation of temporal equalizer weights used in a repeater transmitter leakage cancellation system |
| US8619837B2 (en) | 2007-03-02 | 2013-12-31 | Qualcomm Incorporated | Use of adaptive antenna array in conjunction with an on-channel repeater to improve signal quality |
| JP2009060585A (ja) * | 2007-08-31 | 2009-03-19 | Korea Advanced Inst Of Science & Technol | 多重アンテナを使用した反響信号除去及びエコーチャンネル推定システム。 |
| US8184737B2 (en) | 2007-11-27 | 2012-05-22 | Korea Advanced Institute Of Science And Technology | Echo cancellation and echo channel estimation system using multiple antennas |
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|---|---|
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