JP4132578B2 - 回り込みキャンセラ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式によるデジタル放送やデジタル伝送における中継所（具体的には中継装置）に係り、特に、ＳＦＮ（Single Frequency Metwork：単一周波数ネットワーク）における放送波中継放送所の送受信アンテナ間での電波の回り込み（以下、単に回り込みと言う）を除去するための回り込みキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】
これまでの回り込みキャンセラとしては、本発明者らの発明に係る回り込みキャンセラの６件の特許出願（特願平１０−１６２１８９号、特願平１１−１４７８８５号、特願平１１−１５６２３４号、特願平１１−１５３４３０号、特願平１１−２６６５６７号および特願平１１−９８８２９号）がある。
【０００３】
上記それぞれの特許出願の発明について各２，３行で説明をするならば、それぞれ以下の通りである。
１．「回り込みキャンセラ」（特願平１０−１６２１８９号）
ＢＳＴ（Band Segmented Transmission)−ＯＦＤＭ用の回り込みキャンセラの基本構成に関する発明
２．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１４７８８５号）
複素除算による正規化手段を付加し、周波数同期回路への要求条件を緩和する発明
３．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１５６２３４号）
ＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭなどの差動変調方式において、位相の逓倍により閉ループ伝達関数を観測する発明
４．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１５３４３０号）
推定した回り込み波のインパルス応答において非線形処理を施し、そのインパルス応答の周波数帯域を拡張する発明
５．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−２６６５６７号）
ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broardcasting-Terrestrial)方式において、セグメント間で変調方式が異なる場合の閉ループ伝達関数の推定方法に関する発明
６．「ＯＦＤＭ復調装置」（特願平１１−９８８２９号）
ＯＦＤＭ復調時には、ＦＦＴ処理の前に用いる矩形窓のタイミング誤差により、観測される閉ループ伝達関数に誤差を生じるが、この誤差を補正するための発明
【０００４】
これら従来の特許出願の明細書に記載されている直接中継方式の放送波中継に適用した回り込みキャンセラの２つの基本的な構成例を示し、簡単に説明する。
ここに、直接中継方式とは、受信信号の復調／判定／再変調を行わず、親局の信号をそのまま増幅して再輻射する方式のことである。
図５は、このように受信信号の復調／判定／再変調を行わないで、親局信号をそのまま増幅して再輻射する直接中継方式（ＳＦＮ）による回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の一構成例を示している。
【０００５】
図５において、ＳＦＮ用の中継放送所は同一周波数で再輻射する（中継放送所の中継器は増幅器６で示される）ため、送信アンテナ７から受信アンテナ１に電波が回り込む。破線で囲って示す回り込みキャンセラでは、減算器２、ＦＩＲ（Finite-duration Inpulse Response) フィルタ３およびＦＩＲフィルタ係数生成回路４を用いて回り込み波の複製を作成し、減算器２によって回り込み波の打ち消しを行う。なお、ＦＩＲフィルタ３およびＦＩＲフィルタ係数制御回路４に供給される信号が取り出される点（以後、観測点と言う）は、バンドパスフィルタ５の入力である。図５において、点線で囲った回り込みキャンセラの入出力信号に周波数変換回路を挿入し、回り込みのキャンセルを周波数帯を変えて行ったとしても、（例えば、高周波信号、中間周波信号、等価複素ベースバンド信号）本質的には変わりがない。
【０００６】
図６も、図５と同様、直接中継方式による回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の他の構成例を示している。本図においても、各回路部分には図７と同一の符号を付して示している。図５の構成と異なる点は、観測点Ｐが、図５の場合はバンドパスフィルタ５の入力となっていたのに対し、図６では増幅器６の出力となっている。図６についても図５と同様、回り込みキャンセラの入出力信号に周波数変換回路を挿入し、回り込みキャンセルをどの周波数帯を使って行ったとしても本質的に変わりがない。
【０００７】
ここで、上述した回り込みキャンセラにおいて使用され、インパルス応答計算回路と係数更新回路とで構成されるＦＩＲフィルタ係数生成回路４について説明する。
まず、インパルス応答計算回路について、図７を用いて説明する。観測点Ｐ（図５、図６参照）の信号をｓ（ｔ）とし、これをＦＦＴ回路８によりＦＦＴした信号を
【外３】
とする。ここで、〔外３〕はＯＦＤＭ信号の１シンボル当たりの総キャリア数をＫとしたときの、時刻ｎにおけるＫ次元ベクトルである。また、ｎは整数で、離散的に〔外３〕を観測する時刻を表す。ここで扱う信号は特に断らない限り、複素数の信号である。このＫ次元ベクトルの複素数の信号〔外３〕を複素除算回路９に入力して、これをパイロット信号発生回路１０で発生したパイロット信号（ベクトル）
【外４】
で除算して閉ループ伝達関数（ベクトル）
【外５】
を求める。
【数３】
【０００８】
ただし、ＩＳＤＢ−Ｔなどの地上デジタル放送方式におけるパイロット信号（ＳＰ：Scattered Pilot)信号は、キャリア方向およびシンボル方向に間欠的に挿入されているため、ＳＰ信号が無い部分については直線内挿をはじめとする内挿処理を行う必要がある。内挿処理の詳細については、濱住ほか、“地上デジタル放送ＳＦＮのための放送波中継用回り込みキャンセラ”、信学技報ＥＭＣＪ９８−１１１（１９９９−０３）や、林ほか、“ＤＦＤＭ復調における対応等化方式の検討”、ＴＶ学技報，Ｖol. ２０，Ｎo.５３，p.p.５５−６０，Ｏct. １９９６等を参照されたい。
また、ＳＰ信号が挿入されない差動変調方式の場合については、上述した「回り込みキャンセラ」と題する出願のうち、ＳＰなどの基準信号を用いることなく閉ループ伝達関数を推定することを可能にした特願平１１−１５６２３４号の出願明細書を参照されたい。
【０００９】
次に閉ループ伝達関数〔外５〕から、キャンセル残差演算回路１１でキャンセル残差（ベクトル）
【外６】
を求める。
【数４】
ここに、スカラー量
【外７】
は次式で定義されるものである。
【数５】
次に、逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）回路１２でＩＦＦＴを施し、インパルス応答（ベクトル）
【外８】
に変換する。
【数６】
【００１０】
ＦＩＲ係数生成回路４（図５，図６参照）の後段をなす係数更新回路を図８に示す。係数更新回路は、図示のように、乗算器１３、加算器１４および遅延回路１５を含み、次の逐次更新式でＦＩＲフィルタのタップ係数（ベクトル）
【外９】
を更新する。
【数７】
ここに、μは更新係数（実数）である。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
以上、回り込みキャンセルを構成するＦＩＲフィルタ係数生成回路について、（１）式から（５）式を用いて説明した。しかし、この手法は、一連のＦＩＲフィルタ係数生成処理に遅延時間が存在するため、回り込み波に時間的な変動がある場合、回り込みキャンセル効果が低減するという問題点がある。
【００１２】
実際のハードウエアを考慮した場合、係数更新回路に入力する信号〔外８〕は、（１）式から（５）式の処理に要する遅延時間のため後記する１サンプル過去のインパルス応答（ベクトル）
【外１０】
が入力されることになる。従って
【数８】
ＦＩＲフィルタに書き込まれる係数（ベクトル）は
【外１１】
すなわち時刻ｎ−１の係数となり、回り込みが変動する環境下では観測点の信号を受信し、回り込み特性を計算してＦＩＲフィルタの係数を更新するまでの時間遅れにより回り込み除去性能が低下する。
【００１３】
本発明の目的は、回り込み波に時間的な変動がある場合においても、回り込み除去性能の低下を抑え、かつ変動追従特性を改善するように構成した回り込みキャンセラを提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
減算器と、該減算器の減算端子にその出力信号が供給されるように実質的に接続された回り込み信号の複製を発生する信号処理部とを具えてなり、前記減算器の被減算端子には前記回り込み信号を含んでいる受信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給され、前記減算器の出力端子には中継器の入力端子が実質的に接続され、そして前記信号処理部の入力端子には、前記中継器の入出力信号のいずれか一方の信号が分岐されて実質的に供給されるように構成され、前記信号処理部はトランスバーサルフィルタと該フィルタのタップ係数制御用のフィルタ係数生成回路とで構成されている回り込みキャンセラにおいて、前記フィルタ係数生成回路が、前記中継器の入出力信号のいずれか一方の信号についてインパルス応答を計算して出力するインパルス応答計算回路と、該インパルス応答計算回路の出力が供給されて、前記フィルタのタップ係数を更新する係数更新回路と、前記インパルス応答計算回路の出力が供給され、過去の回り込み波のインパルス応答の変化量から現在の前記フィルタのタップ係数を予測して、該予測結果に基づいて前記係数更新回路のタップ係数出力を制御する予測回路とを具える、回り込みキャンセラであって、
前記係数更新回路と前記予測回路とで構成される予測型係数更新回路の回路部分を、
の計算を行うように、複数の遅延回路、乗算器、加算器を用いて構成し、且つ
前記時刻ｎにおける予測係数ベクトル
と前記時刻ｎより１ステップ過去の予測係数ベクトル
との差を入力とし、離散的な係数更新時刻ｎ（整数）の間隔をＬ等分した各々の時刻ｎ，ｌ（整数）における予測内挿係数
の計算を行うように、減算器、乗算器、除算器および加算器を用いて構成したことを特徴とするものである。
【００１５】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記係数更新回路と前記予測回路とで構成される予測型係数更新回路の回路部分を、〔数１〕の計算を行うように、複数の遅延回路、乗算器、加算器を用いて構成したことを特徴とするものである。
【００１６】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記係数更新回路と前記予測回路とで構成される予測型係数更新回路の回路部分を、本発明による、少なくとも予測係数ベクトル〔外１〕と予測係数ベクトル〔外２〕との差を入力とし、離散的な係数更新時刻ｎ（整数）の間隔をＬ等分した各々の時刻ｎ，ｌ（整数）における予測内挿係数〔数２〕の計算を行うように、減算器、乗算器、除算器および加算器を用いて構成したことを特徴とするものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照し、発明の実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。
上記のように、本発明回り込みキャンセラは、回り込みキャンセラを構成するトランスバーサルフィルタたとえばＦＩＲフィルタ係数生成回路内の係数更新回路に、過去の回り込み波のインパルス応答の変化量から現在のＦＩＲフィルタ係数を予測する予測回路を付加し、予測型係数更新回路を構成することにより、回り込み波に時間的な変動がある場合においても、変動追従特性の低下を抑えるようにしたものである。
【００１８】
図１は、本発明回り込みキャンセラの第１の実施形態をブロック図にて示している。この図１を含めて、次に説明する本発明による第２の実施形態を示す図２においても、図５および図６（従来の回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の構成例）におけるのと同一回路部分には、同一の符号を付して示している。
【００１９】
本発明回り込みキャンセラは、減算器２とＦＩＲフィルタ３の部分（回路接続を含めて）は従来のもの（図５，図６参照）と変らないので、本発明によって新規に構成したＦＩＲフィルタ係数生成回路４について説明する。
図１において、ＦＩＲフィルタ係数生成回路４は、観測点Ｐにおけるインパルス応答を計算するインパルス応答計算回路１６と、予測型係数更新回路１７によって構成されている。本発明の重要なポイントである予測型係数更新回路１７は、従来からの係数更新回路１８（図８参照）に、過去の回り込み波のインパルス応答の変化量から現在のＦＩＲフィルタ係数を予測する予測回路１９を付加して実現したものである。
【００２０】
図２は、本発明回り込みキャンセラの第２の実施形態をブロック図にて示している。
本実施形態は、第１の実施形態においては図５に示した従来の回り込みキャンセラに対応して、インパルス応答の観測点Ｐが増幅器６の入力側の点であったのに対し、増幅器６の出力側の点が観測点Ｐとなっている（図６に示した従来の回り込みキャンセラに対応）ことで、第１の実施形態と異なっている。
【００２１】
図３は、本発明回り込みキャンセラの第３の実施形態をブロック図にて示している。
本実施形態およびその拡張である第４の実施形態は、第１および第２の実施形態において、予測型係数更新回路１７を、図１，図２に示すような係数更新回路１８と予測回路１９とに分離した回路構成とするのでなく一体化した予測型係数更新回路としたものである。
【００２２】
すなわち、図３に示す予測型係数更新回路においては、３個の遅延回路２０と、４個の乗算器２１と２個の加算器２２とが図示のように相互に接続され、前述の（６）式のインパルス応答（ベクトル）〔外１０〕と過去のインパルス応答（ベクトル）
【外１２】
の両方を観測することにより、インパルス応答の変動成分を予測し補正するように構成されている。
【００２３】
この予測型係数更新回路の動作原理を数式により説明する。係数更新時刻ｎにおける真の回り込み伝搬路の特性に対応するＦＩＲフィルタの係数（ベクトル）を
【外１３】
とし、ＦＩＲフィルタの係数の予測係数ベクトルを〔外１〕とする。
いま、〔外１〕を求めるにあたり、１ステップ過去の真の回り込み伝搬路の特性に対応するＦＩＲフィルタの係数ベクトル〔外１１〕と
【外１４】
との差を求め、この差により〔外１１〕を補正することを考える。予測補正係数をμp とすると、予測係数ベクトル〔外１〕は、次式で与えられる。
【数９】
ここで、観測点の信号を受信し、回り込み特性を計算してＦＩＲフィルタの係数を更新するまでの時間遅れ（係数計算遅延）がない理想状態での更新の式は、インパルス応答（ベクトル）
【外１５】
に対する更新係数をμとして、
【数１０】
で表すことができる。
【００２４】
（８），（９）式を（７）式に代入して次式を得る。
【数１１】
ここで、
【外１６】
と置き換えることにより、次式を得る。
【数１２】
この式が、図３の予測型係数更新回路（本実施形態は、２次の場合）によって実現される。
【００２５】
（１１）式は、時刻ｎにおけるフィルタ係数の予測係数ベクトル〔外１〕は、時刻ｎより以前の時刻ｎ−１およびｎ−２のそれぞれにおける予測係数ベクトル〔外２〕および
【外１７】
に、それぞれ係数ａ1 ，ａ2 を乗じたものの総和と、時刻ｎより以前の時刻ｎ−１およびｎ−２のそれぞれにおけるインパルス応答ベクトル〔外１０〕および〔外１２〕に、それぞれｂ1 ，ｂ2 を乗じたものとの総和との和によって表わされることを示し、従って、図３に示すように、それぞれ複数の遅延回路、乗算器および加算器によって、（１１）式の計算が行われることは容易に理解できよう。
【００２６】
上記（１１）式は、一般にＭ次への拡張が可能であり、この場合の係数更新式は次式のようになる。
【数１３】
図４はＭ次に拡張した場合の予測型係数更新回路の構成例（本発明回り込みキャンセラの第４の実施形態）である。
【００２７】
この（１２）式で与えられる予測係数ベクトル〔外１〕は、あくまで離散時刻ｎごとに得られる値であり、インパルス応答ベクトル〔外１５〕の計算時間が長くなると、ｎの間隔が長くなり、回り込みの変動に対する追従特性が低下する。
【００２８】
これにつき検討する。
図９は、（１２）式で与えられる予測係数ベクトルを計算するにあたって、ＯＦＤＭ信号と予測係数のタイミング関係を示している。
図９において、下方に示す矢印線は離散的に係数更新を行う時間軸上のタイミングを示している。
図９（ａ）は、シンボル番号ｉごとに送信されてくるＯＦＤＭ信号（観測点におけるＯＦＤＭ信号）を示している。
また、図９の例では、インパルス応答ベクトル〔外１５〕の計算による遅延時間を２シンボルとして表している。従って、係数更新時刻ｎの時間間隔は、ＯＦＤＭ信号のシンボル時刻ｉの時間間隔に対して３倍となっている。
【００２９】
この場合、図９（ｂ），（ｃ）に示すように、ＯＦＤＭ信号の１シンボルからインパルス応答ベクトル〔外１５〕を計算し、その計算結果から予測係数ベクトル〔外１〕を求めているが、ＯＦＤＭ信号Ｓｉの時刻にＦＩＲフィルタに対して反映される予測係数ベクトルは、主としてインパルス応答ベクトルの計算に要する遅延時間のため、計算による遅延時間分だけ過去のＯＦＤＭ信号から求めざるを得ない。図９においては、この様子を、ＯＦＤＭ信号Ｓｉ−３を時刻ｎ−１で取り込むものとし、計算したインパルス応答ベクトルを〔外１０〕で表している。
【００３０】
このように、離散的な時刻ｎで更新したＦＩＲフィルタの係数は、次の時刻ｎ＋１がくるまで更新されず、前の予測係数ベクトル〔外１〕が保持される（図９（ｃ）参照）。すなわち、インパルス応答ベクトルの計算をＯＦＤＭ信号の２シンボルに１回として、計算しないシンボル区間については、１ステップ過去の予測係数ベクトルを保持している。
しかし、１ステップ過去の予測係数ベクトルを保持するということは、回り込みの変動に対する追従特性を低下させることになる
【００３１】
この問題を解決するには、次の３つの方法が考えられる。
１）計算を高速化し、予測係数ベクトルの算出に要する遅延時間をできるだけ小さくする。
２）並列処理を駆使し、予測係数ベクトルの算出に要する遅延時間をできるだけ小さくする。
３）離散的な係数更新時刻ｎごとに得られる係数から内挿した係数を作り、少しずつ係数を更新する。
【００３２】
上記１）の方法は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）などのデバイスに依存し、非常に高速計算の可能なデバイスが入手可能な時代には実現できる。しかし、現在はまだこのようなＤＳＰは入手できない。また、２）の方法は、ＤＳＰデバイスを複数使用して、回路的な工夫をすることにより実現できないことはないが、ハードウェアが複雑化する欠点がある。
【００３３】
これに対し、３）の方法は、（１２）式で与えられる予測係数ベクトルのように、離散的な時刻ｎごとに予測係数を更新するのでなく、内挿係数を作成し、少しずつ予測係数を更新していくもので、以下に説明するように、簡単な計算処理を追加するのみで実現することができる（これを、第５の実施形態という）。
【００３４】
また、上記１），２）の方法では、予測係数ベクトルの計算に要する時間を１シンボル以下にすることは原理的にできない。その理由は、計算にＦＦＴを用いるため、ＯＦＤＭ信号の１シンボル期間が終了しないと計算を開始できないためである。これに対して、第５の実施形態では、予測誤差の問題はあるものの、係数計算の時間を１シンボル期間以下にすることができる。
【００３５】
この方法（上記３）の方法）においては、まず、離散的な係数更新時刻ｎの間隔をＬ等分する。ここで、Ｌ等分した各々の時刻をｎ，ｌで表すものとする。なお、ｌは、０，１，・・・，ｌ，・・・，Ｌ−１の範囲の整数である。予測係数ベクトルから内挿するにあたっては、予測係数ベクトル〔外１〕と予測係数ベクトル〔外２〕との差から時刻ｎ，ｌにおける予測内挿係数ベクトルを求めることを考える。いま、初期値ｌ＝０における予測係数ベクトル〔外１〕と予測係数ベクトル〔外２〕の値が、それぞれ
【数１４】
と
【数１５】
であるとし、予測内挿重み付け係数をμpiとすれば、予測内挿係数ベクトル
【外１８】
は次式のようになる。
【数１６】
【００３６】
この（１３）式の計算は、予測係数ベクトル〔外１〕と予測係数ベクトル〔外２〕を入力とし、減算器、乗算器、除算器および加算器によって構成される図１０に示す回路によって実現される。
【００３７】
以上のようにして求められた予測内挿係数ベクトル（（１３）式）と、（１２）式で与えられる予測係数ベクトルとの違いが明確になるように、双方の係数ベクトルの時間関係を図１１に示す。
図１１は、同図中に図１１（ｄ）が示されている点を除いて図９と同じである。
【００３８】
以上は、予測内挿係数ベクトル〔外１８〕を、予測係数ベクトル〔外１〕と予測係数ベクトル〔外２〕との差から求めるものとしたが、これは、予測係数ベクトル〔外１〕と予測係数ベクトル〔外２〕に加えて、予測係数ベクトル
【外１９】
や予測係数ベクトル
【外２０】
などを追加した過去の全ての予測係数から予測内挿係数ベクトル〔外１８〕を求めることも可能である。
【００３９】
次に、本発明回り込みキャンセラの回り込みの変動に対する追従特性を評価するために、シミュレーションによって作成した図１２から図１４までのグラフを用いて特性を比較する。
まず、図１２は、本発明による予測アルゴリズムを使用しない場合の回り込みの変動とキャンセル誤差の関係を計算した結果を示している。この場合、計算のパラメータとしては、ＩＳＤＢ−Ｔ方式を想定し、モード３、ガードインターバル比１／８、係数計算のための遅延時間として１５ｍｓ、回り込みの変動周波数は２Ｈｚで、正弦波状に変化するものとした。
【００４０】
また、この場合（図１２）においては、回り込みキャンセルアルゴリズムのμの値として、１．０を用いた。図中、横軸は時間であり、縦軸はそれぞれの特性の振幅値である。
図１２から、回り込み変動特性に対して、トランスバーサル（ＦＩＲ）フィルタ出力特性は階段状となることに加え、位相遅れを生じ、キャンセル残差が発生することが理解できる。
【００４１】
次に、図１３は、上述の（１２）式で与えられる予測係数ベクトルの予測アルゴリズムを使用した場合の回り込みの変動とキャンセル誤差の関係を計算した結果を示している。この場合の計算パラメータも図１２の場合と同一であるが、本実施形態（第４の実施形態）では、予測アルゴリズムを使用しているため、このアルゴリズムの予測重み付け係数μp ＝０．８が追加となっている。
図１２と比較した場合、トランスバーサル（ＦＩＲ）フィルタの出力特性の位相遅れは、予測により改善されているものの、係数制御の時間間隔が１５ｍｓと大きいため、階段状の特性となって、キャンセル残差があまり小さくならないことが理解できる。
【００４２】
最後に、図１４は、上述の（１３）式で与えられる予測内挿係数ベクトルの予測アルゴリズムを使用した場合の回り込みの変動とキャンセル誤差の関係を計算した結果を示している。この場合の計算パラメータも図１２の場合と同一である。図１４から分かるように、本実施形態（第５の実施形態）では、予測処理に加え内挿処理を行っているので、キャンセル残差が大幅に小さくなっていることが理解できる。
【００４３】
【発明の効果】
本発明によれば、回り込み波に時間的な変動がある場合においても、トランスバーサルフィルタ、例えば、ＦＩＲフィルタの係数の誤差を少なくし、変動追従特性を向上することができる。その結果、台風などにより回り込み波の変動が激しくなるような環境においても、安定に動作する回り込みキャンセラを提供することが可能になる。
【００４４】
また、上述した第５の実施形態のように、予測処理に加え内挿処理を行った場合には、回り込みの変動に対する追従特性を一層改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明回り込みキャンセラの第１の実施形態をブロック図にて示している。
【図２】 本発明回り込みキャンセラの第２の実施形態をブロック図にて示している。
【図３】 本発明回り込みキャンセラの第３の実施形態をブロック図にて示している。
【図４】 本発明回り込みキャンセラの第４の実施形態をブロック図にて示している。
【図５】 直接中継方式による従来の回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の一構成例を示している。
【図６】 直接中継方式による従来の回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の他の構成例を示している。
【図７】 ＦＩＲフィルタ係数生成回路を構成する従来のインパルス応答計算回路を示している。
【図８】 ＦＩＲフィルタ係数生成回路を構成する従来の係数更新回路を示している。
【図９】 第４の実施形態で与えられる予測係数ベクトルを計算するにあたって、ＯＦＤＭ信号と予測係数のタイミング関係を示している。
【図１０】 本発明回り込みキャンセラの第５の実施形態をブロック図にて示している。
【図１１】 予測内挿係数ベクトル（第５の実施形態）と予測係数ベクトル（第４の実施形態）との双方の係数ベクトルの時間関係を示している。
【図１２】 本発明による予測アルゴリズムを使用しない場合の回り込みの変動とキャンセル誤差の関係を計算した結果を示している。
【図１３】 第４の実施形態で与えられる予測係数ベクトルの予測アルゴリズムを使用した場合の回り込みの変動とキャンセル誤差の関係を計算した結果を示している。
【図１４】 第５の実施形態で与えられる予測内挿係数ベクトルの予測アルゴリズムを使用した場合の回り込みの変動とキャンセル誤差の関係を計算した結果を示している。
【符号の説明】
１ 受信アンテナ
２ 減算器
３ ＦＩＲフィルタ
４ ＦＩＲフィルタ係数生成回路
５ バンドパスフィルタ
６ 増幅器
７ 送信アンテナ
８ ＦＦＴ回路
９ 複素除算回路
10 パイロット信号発生回路
11 キャンセル残差演算回路
12 ＩＦＦＴ回路
13，21，24 乗算器
14，22，26 加算器
15，20 遅延回路
16 インパルス応答計算回路
17 予測型係数更新回路
18 係数更新回路
19 予測回路
23 減算器
25 除算器
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式によるデジタル放送やデジタル伝送における中継所（具体的には中継装置）に係り、特に、ＳＦＮ（Single Frequency Metwork：単一周波数ネットワーク）における放送波中継放送所の送受信アンテナ間での電波の回り込み（以下、単に回り込みと言う）を除去するための回り込みキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】
これまでの回り込みキャンセラとしては、本発明者らの発明に係る回り込みキャンセラの６件の特許出願（特願平１０−１６２１８９号、特願平１１−１４７８８５号、特願平１１−１５６２３４号、特願平１１−１５３４３０号、特願平１１−２６６５６７号および特願平１１−９８８２９号）がある。
【０００３】
上記それぞれの特許出願の発明について各２，３行で説明をするならば、それぞれ以下の通りである。
１．「回り込みキャンセラ」（特願平１０−１６２１８９号）
ＢＳＴ（Band Segmented Transmission)−ＯＦＤＭ用の回り込みキャンセラの基本構成に関する発明
２．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１４７８８５号）
複素除算による正規化手段を付加し、周波数同期回路への要求条件を緩和する発明
３．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１５６２３４号）
ＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭなどの差動変調方式において、位相の逓倍により閉ループ伝達関数を観測する発明
４．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１５３４３０号）
推定した回り込み波のインパルス応答において非線形処理を施し、そのインパルス応答の周波数帯域を拡張する発明
５．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−２６６５６７号）
ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broardcasting-Terrestrial)方式において、セグメント間で変調方式が異なる場合の閉ループ伝達関数の推定方法に関する発明
６．「ＯＦＤＭ復調装置」（特願平１１−９８８２９号）
ＯＦＤＭ復調時には、ＦＦＴ処理の前に用いる矩形窓のタイミング誤差により、観測される閉ループ伝達関数に誤差を生じるが、この誤差を補正するための発明
【０００４】
これら従来の特許出願の明細書に記載されている直接中継方式の放送波中継に適用した回り込みキャンセラの２つの基本的な構成例を示し、簡単に説明する。
ここに、直接中継方式とは、受信信号の復調／判定／再変調を行わず、親局の信号をそのまま増幅して再輻射する方式のことである。
図５は、このように受信信号の復調／判定／再変調を行わないで、親局信号をそのまま増幅して再輻射する直接中継方式（ＳＦＮ）による回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の一構成例を示している。
【０００５】
図５において、ＳＦＮ用の中継放送所は同一周波数で再輻射する（中継放送所の中継器は増幅器６で示される）ため、送信アンテナ７から受信アンテナ１に電波が回り込む。破線で囲って示す回り込みキャンセラでは、減算器２、ＦＩＲ（Finite-duration Inpulse Response) フィルタ３およびＦＩＲフィルタ係数生成回路４を用いて回り込み波の複製を作成し、減算器２によって回り込み波の打ち消しを行う。なお、ＦＩＲフィルタ３およびＦＩＲフィルタ係数制御回路４に供給される信号が取り出される点（以後、観測点と言う）は、バンドパスフィルタ５の入力である。図５において、点線で囲った回り込みキャンセラの入出力信号に周波数変換回路を挿入し、回り込みのキャンセルを周波数帯を変えて行ったとしても、（例えば、高周波信号、中間周波信号、等価複素ベースバンド信号）本質的には変わりがない。
【０００６】
図６も、図５と同様、直接中継方式による回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の他の構成例を示している。本図においても、各回路部分には図７と同一の符号を付して示している。図５の構成と異なる点は、観測点Ｐが、図５の場合はバンドパスフィルタ５の入力となっていたのに対し、図６では増幅器６の出力となっている。図６についても図５と同様、回り込みキャンセラの入出力信号に周波数変換回路を挿入し、回り込みキャンセルをどの周波数帯を使って行ったとしても本質的に変わりがない。
【０００７】
ここで、上述した回り込みキャンセラにおいて使用され、インパルス応答計算回路と係数更新回路とで構成されるＦＩＲフィルタ係数生成回路４について説明する。
まず、インパルス応答計算回路について、図７を用いて説明する。観測点Ｐ（図５、図６参照）の信号をｓ（ｔ）とし、これをＦＦＴ回路８によりＦＦＴした信号を
【外３】
【外４】
【外５】
【数３】
ただし、ＩＳＤＢ−Ｔなどの地上デジタル放送方式におけるパイロット信号（ＳＰ：Scattered Pilot)信号は、キャリア方向およびシンボル方向に間欠的に挿入されているため、ＳＰ信号が無い部分については直線内挿をはじめとする内挿処理を行う必要がある。内挿処理の詳細については、濱住ほか、“地上デジタル放送ＳＦＮのための放送波中継用回り込みキャンセラ”、信学技報ＥＭＣＪ９８−１１１（１９９９−０３）や、林ほか、“ＤＦＤＭ復調における対応等化方式の検討”、ＴＶ学技報，Ｖol. ２０，Ｎo.５３，p.p.５５−６０，Ｏct. １９９６等を参照されたい。
また、ＳＰ信号が挿入されない差動変調方式の場合については、上述した「回り込みキャンセラ」と題する出願のうち、ＳＰなどの基準信号を用いることなく閉ループ伝達関数を推定することを可能にした特願平１１−１５６２３４号の出願明細書を参照されたい。
【０００９】
次に閉ループ伝達関数〔外５〕から、キャンセル残差演算回路１１でキャンセル残差（ベクトル）
【外６】
【数４】
【外７】
【数５】
【外８】
【数６】
ＦＩＲ係数生成回路４（図５，図６参照）の後段をなす係数更新回路を図８に示す。係数更新回路は、図示のように、乗算器１３、加算器１４および遅延回路１５を含み、次の逐次更新式でＦＩＲフィルタのタップ係数（ベクトル）
【外９】
【数７】
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
以上、回り込みキャンセルを構成するＦＩＲフィルタ係数生成回路について、（１）式から（５）式を用いて説明した。しかし、この手法は、一連のＦＩＲフィルタ係数生成処理に遅延時間が存在するため、回り込み波に時間的な変動がある場合、回り込みキャンセル効果が低減するという問題点がある。
【００１２】
実際のハードウエアを考慮した場合、係数更新回路に入力する信号〔外８〕は、（１）式から（５）式の処理に要する遅延時間のため後記する１サンプル過去のインパルス応答（ベクトル）
【外１０】
【数８】
【外１１】
【００１３】
本発明の目的は、回り込み波に時間的な変動がある場合においても、回り込み除去性能の低下を抑え、かつ変動追従特性を改善するように構成した回り込みキャンセラを提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
減算器と、該減算器の減算端子にその出力信号が供給されるように実質的に接続された回り込み信号の複製を発生する信号処理部とを具えてなり、前記減算器の被減算端子には前記回り込み信号を含んでいる受信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給され、前記減算器の出力端子には中継器の入力端子が実質的に接続され、そして前記信号処理部の入力端子には、前記中継器の入出力信号のいずれか一方の信号が分岐されて実質的に供給されるように構成され、前記信号処理部はトランスバーサルフィルタと該フィルタのタップ係数制御用のフィルタ係数生成回路とで構成されている回り込みキャンセラにおいて、前記フィルタ係数生成回路が、前記中継器の入出力信号のいずれか一方の信号についてインパルス応答を計算して出力するインパルス応答計算回路と、該インパルス応答計算回路の出力が供給されて、前記フィルタのタップ係数を更新する係数更新回路と、前記インパルス応答計算回路の出力が供給され、過去の回り込み波のインパルス応答の変化量から現在の前記フィルタのタップ係数を予測して、該予測結果に基づいて前記係数更新回路のタップ係数出力を制御する予測回路とを具える、回り込みキャンセラであって、
前記係数更新回路と前記予測回路とで構成される予測型係数更新回路の回路部分を、
前記時刻ｎにおける予測係数ベクトル
【００１５】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記係数更新回路と前記予測回路とで構成される予測型係数更新回路の回路部分を、〔数１〕の計算を行うように、複数の遅延回路、乗算器、加算器を用いて構成したことを特徴とするものである。
【００１６】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記係数更新回路と前記予測回路とで構成される予測型係数更新回路の回路部分を、本発明による、少なくとも予測係数ベクトル〔外１〕と予測係数ベクトル〔外２〕との差を入力とし、離散的な係数更新時刻ｎ（整数）の間隔をＬ等分した各々の時刻ｎ，ｌ（整数）における予測内挿係数〔数２〕の計算を行うように、減算器、乗算器、除算器および加算器を用いて構成したことを特徴とするものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照し、発明の実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。
上記のように、本発明回り込みキャンセラは、回り込みキャンセラを構成するトランスバーサルフィルタたとえばＦＩＲフィルタ係数生成回路内の係数更新回路に、過去の回り込み波のインパルス応答の変化量から現在のＦＩＲフィルタ係数を予測する予測回路を付加し、予測型係数更新回路を構成することにより、回り込み波に時間的な変動がある場合においても、変動追従特性の低下を抑えるようにしたものである。
【００１８】
図１は、本発明回り込みキャンセラの第１の実施形態をブロック図にて示している。この図１を含めて、次に説明する本発明による第２の実施形態を示す図２においても、図５および図６（従来の回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の構成例）におけるのと同一回路部分には、同一の符号を付して示している。
【００１９】
本発明回り込みキャンセラは、減算器２とＦＩＲフィルタ３の部分（回路接続を含めて）は従来のもの（図５，図６参照）と変らないので、本発明によって新規に構成したＦＩＲフィルタ係数生成回路４について説明する。
図１において、ＦＩＲフィルタ係数生成回路４は、観測点Ｐにおけるインパルス応答を計算するインパルス応答計算回路１６と、予測型係数更新回路１７によって構成されている。本発明の重要なポイントである予測型係数更新回路１７は、従来からの係数更新回路１８（図８参照）に、過去の回り込み波のインパルス応答の変化量から現在のＦＩＲフィルタ係数を予測する予測回路１９を付加して実現したものである。
【００２０】
図２は、本発明回り込みキャンセラの第２の実施形態をブロック図にて示している。
本実施形態は、第１の実施形態においては図５に示した従来の回り込みキャンセラに対応して、インパルス応答の観測点Ｐが増幅器６の入力側の点であったのに対し、増幅器６の出力側の点が観測点Ｐとなっている（図６に示した従来の回り込みキャンセラに対応）ことで、第１の実施形態と異なっている。
【００２１】
図３は、本発明回り込みキャンセラの第３の実施形態をブロック図にて示している。
本実施形態およびその拡張である第４の実施形態は、第１および第２の実施形態において、予測型係数更新回路１７を、図１，図２に示すような係数更新回路１８と予測回路１９とに分離した回路構成とするのでなく一体化した予測型係数更新回路としたものである。
【００２２】
すなわち、図３に示す予測型係数更新回路においては、３個の遅延回路２０と、４個の乗算器２１と２個の加算器２２とが図示のように相互に接続され、前述の（６）式のインパルス応答（ベクトル）〔外１０〕と過去のインパルス応答（ベクトル）
【外１２】
【００２３】
この予測型係数更新回路の動作原理を数式により説明する。係数更新時刻ｎにおける真の回り込み伝搬路の特性に対応するＦＩＲフィルタの係数（ベクトル）を
【外１３】
いま、〔外１〕を求めるにあたり、１ステップ過去の真の回り込み伝搬路の特性に対応するＦＩＲフィルタの係数ベクトル〔外１１〕と
【外１４】
【数９】
【外１５】
【数１０】
【００２４】
（８），（９）式を（７）式に代入して次式を得る。
【数１１】
【外１６】
【数１２】
【００２５】
（１１）式は、時刻ｎにおけるフィルタ係数の予測係数ベクトル〔外１〕は、時刻ｎより以前の時刻ｎ−１およびｎ−２のそれぞれにおける予測係数ベクトル〔外２〕および
【外１７】
【００２６】
上記（１１）式は、一般にＭ次への拡張が可能であり、この場合の係数更新式は次式のようになる。
【数１３】
【００２７】
この（１２）式で与えられる予測係数ベクトル〔外１〕は、あくまで離散時刻ｎごとに得られる値であり、インパルス応答ベクトル〔外１５〕の計算時間が長くなると、ｎの間隔が長くなり、回り込みの変動に対する追従特性が低下する。
【００２８】
これにつき検討する。
図９は、（１２）式で与えられる予測係数ベクトルを計算するにあたって、ＯＦＤＭ信号と予測係数のタイミング関係を示している。
図９において、下方に示す矢印線は離散的に係数更新を行う時間軸上のタイミングを示している。
図９（ａ）は、シンボル番号ｉごとに送信されてくるＯＦＤＭ信号（観測点におけるＯＦＤＭ信号）を示している。
また、図９の例では、インパルス応答ベクトル〔外１５〕の計算による遅延時間を２シンボルとして表している。従って、係数更新時刻ｎの時間間隔は、ＯＦＤＭ信号のシンボル時刻ｉの時間間隔に対して３倍となっている。
【００２９】
この場合、図９（ｂ），（ｃ）に示すように、ＯＦＤＭ信号の１シンボルからインパルス応答ベクトル〔外１５〕を計算し、その計算結果から予測係数ベクトル〔外１〕を求めているが、ＯＦＤＭ信号Ｓｉの時刻にＦＩＲフィルタに対して反映される予測係数ベクトルは、主としてインパルス応答ベクトルの計算に要する遅延時間のため、計算による遅延時間分だけ過去のＯＦＤＭ信号から求めざるを得ない。図９においては、この様子を、ＯＦＤＭ信号Ｓｉ−３を時刻ｎ−１で取り込むものとし、計算したインパルス応答ベクトルを〔外１０〕で表している。
【００３０】
このように、離散的な時刻ｎで更新したＦＩＲフィルタの係数は、次の時刻ｎ＋１がくるまで更新されず、前の予測係数ベクトル〔外１〕が保持される（図９（ｃ）参照）。すなわち、インパルス応答ベクトルの計算をＯＦＤＭ信号の２シンボルに１回として、計算しないシンボル区間については、１ステップ過去の予測係数ベクトルを保持している。
しかし、１ステップ過去の予測係数ベクトルを保持するということは、回り込みの変動に対する追従特性を低下させることになる
【００３１】
この問題を解決するには、次の３つの方法が考えられる。
１）計算を高速化し、予測係数ベクトルの算出に要する遅延時間をできるだけ小さくする。
２）並列処理を駆使し、予測係数ベクトルの算出に要する遅延時間をできるだけ小さくする。
３）離散的な係数更新時刻ｎごとに得られる係数から内挿した係数を作り、少しずつ係数を更新する。
【００３２】
上記１）の方法は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）などのデバイスに依存し、非常に高速計算の可能なデバイスが入手可能な時代には実現できる。しかし、現在はまだこのようなＤＳＰは入手できない。また、２）の方法は、ＤＳＰデバイスを複数使用して、回路的な工夫をすることにより実現できないことはないが、ハードウェアが複雑化する欠点がある。
【００３３】
これに対し、３）の方法は、（１２）式で与えられる予測係数ベクトルのように、離散的な時刻ｎごとに予測係数を更新するのでなく、内挿係数を作成し、少しずつ予測係数を更新していくもので、以下に説明するように、簡単な計算処理を追加するのみで実現することができる（これを、第５の実施形態という）。
【００３４】
また、上記１），２）の方法では、予測係数ベクトルの計算に要する時間を１シンボル以下にすることは原理的にできない。その理由は、計算にＦＦＴを用いるため、ＯＦＤＭ信号の１シンボル期間が終了しないと計算を開始できないためである。これに対して、第５の実施形態では、予測誤差の問題はあるものの、係数計算の時間を１シンボル期間以下にすることができる。
【００３５】
この方法（上記３）の方法）においては、まず、離散的な係数更新時刻ｎの間隔をＬ等分する。ここで、Ｌ等分した各々の時刻をｎ，ｌで表すものとする。なお、ｌは、０，１，・・・，ｌ，・・・，Ｌ−１の範囲の整数である。予測係数ベクトルから内挿するにあたっては、予測係数ベクトル〔外１〕と予測係数ベクトル〔外２〕との差から時刻ｎ，ｌにおける予測内挿係数ベクトルを求めることを考える。いま、初期値ｌ＝０における予測係数ベクトル〔外１〕と予測係数ベクトル〔外２〕の値が、それぞれ
【数１４】
【数１５】
【外１８】
【数１６】
この（１３）式の計算は、予測係数ベクトル〔外１〕と予測係数ベクトル〔外２〕を入力とし、減算器、乗算器、除算器および加算器によって構成される図１０に示す回路によって実現される。
【００３７】
以上のようにして求められた予測内挿係数ベクトル（（１３）式）と、（１２）式で与えられる予測係数ベクトルとの違いが明確になるように、双方の係数ベクトルの時間関係を図１１に示す。
図１１は、同図中に図１１（ｄ）が示されている点を除いて図９と同じである。
【００３８】
以上は、予測内挿係数ベクトル〔外１８〕を、予測係数ベクトル〔外１〕と予測係数ベクトル〔外２〕との差から求めるものとしたが、これは、予測係数ベクトル〔外１〕と予測係数ベクトル〔外２〕に加えて、予測係数ベクトル
【外１９】
【外２０】
【００３９】
次に、本発明回り込みキャンセラの回り込みの変動に対する追従特性を評価するために、シミュレーションによって作成した図１２から図１４までのグラフを用いて特性を比較する。
まず、図１２は、本発明による予測アルゴリズムを使用しない場合の回り込みの変動とキャンセル誤差の関係を計算した結果を示している。この場合、計算のパラメータとしては、ＩＳＤＢ−Ｔ方式を想定し、モード３、ガードインターバル比１／８、係数計算のための遅延時間として１５ｍｓ、回り込みの変動周波数は２Ｈｚで、正弦波状に変化するものとした。
【００４０】
また、この場合（図１２）においては、回り込みキャンセルアルゴリズムのμの値として、１．０を用いた。図中、横軸は時間であり、縦軸はそれぞれの特性の振幅値である。
図１２から、回り込み変動特性に対して、トランスバーサル（ＦＩＲ）フィルタ出力特性は階段状となることに加え、位相遅れを生じ、キャンセル残差が発生することが理解できる。
【００４１】
次に、図１３は、上述の（１２）式で与えられる予測係数ベクトルの予測アルゴリズムを使用した場合の回り込みの変動とキャンセル誤差の関係を計算した結果を示している。この場合の計算パラメータも図１２の場合と同一であるが、本実施形態（第４の実施形態）では、予測アルゴリズムを使用しているため、このアルゴリズムの予測重み付け係数μp ＝０．８が追加となっている。
図１２と比較した場合、トランスバーサル（ＦＩＲ）フィルタの出力特性の位相遅れは、予測により改善されているものの、係数制御の時間間隔が１５ｍｓと大きいため、階段状の特性となって、キャンセル残差があまり小さくならないことが理解できる。
【００４２】
最後に、図１４は、上述の（１３）式で与えられる予測内挿係数ベクトルの予測アルゴリズムを使用した場合の回り込みの変動とキャンセル誤差の関係を計算した結果を示している。この場合の計算パラメータも図１２の場合と同一である。図１４から分かるように、本実施形態（第５の実施形態）では、予測処理に加え内挿処理を行っているので、キャンセル残差が大幅に小さくなっていることが理解できる。
【００４３】
【発明の効果】
本発明によれば、回り込み波に時間的な変動がある場合においても、トランスバーサルフィルタ、例えば、ＦＩＲフィルタの係数の誤差を少なくし、変動追従特性を向上することができる。その結果、台風などにより回り込み波の変動が激しくなるような環境においても、安定に動作する回り込みキャンセラを提供することが可能になる。
【００４４】
また、上述した第５の実施形態のように、予測処理に加え内挿処理を行った場合には、回り込みの変動に対する追従特性を一層改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明回り込みキャンセラの第１の実施形態をブロック図にて示している。
【図２】 本発明回り込みキャンセラの第２の実施形態をブロック図にて示している。
【図３】 本発明回り込みキャンセラの第３の実施形態をブロック図にて示している。
【図４】 本発明回り込みキャンセラの第４の実施形態をブロック図にて示している。
【図５】 直接中継方式による従来の回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の一構成例を示している。
【図６】 直接中継方式による従来の回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の他の構成例を示している。
【図７】 ＦＩＲフィルタ係数生成回路を構成する従来のインパルス応答計算回路を示している。
【図８】 ＦＩＲフィルタ係数生成回路を構成する従来の係数更新回路を示している。
【図９】 第４の実施形態で与えられる予測係数ベクトルを計算するにあたって、ＯＦＤＭ信号と予測係数のタイミング関係を示している。
【図１０】 本発明回り込みキャンセラの第５の実施形態をブロック図にて示している。
【図１１】 予測内挿係数ベクトル（第５の実施形態）と予測係数ベクトル（第４の実施形態）との双方の係数ベクトルの時間関係を示している。
【図１２】 本発明による予測アルゴリズムを使用しない場合の回り込みの変動とキャンセル誤差の関係を計算した結果を示している。
【図１３】 第４の実施形態で与えられる予測係数ベクトルの予測アルゴリズムを使用した場合の回り込みの変動とキャンセル誤差の関係を計算した結果を示している。
【図１４】 第５の実施形態で与えられる予測内挿係数ベクトルの予測アルゴリズムを使用した場合の回り込みの変動とキャンセル誤差の関係を計算した結果を示している。
【符号の説明】
１ 受信アンテナ
２ 減算器
３ ＦＩＲフィルタ
４ ＦＩＲフィルタ係数生成回路
５ バンドパスフィルタ
６ 増幅器
７ 送信アンテナ
８ ＦＦＴ回路
９ 複素除算回路
10 パイロット信号発生回路
11 キャンセル残差演算回路
12 ＩＦＦＴ回路
13，21，24 乗算器
14，22，26 加算器
15，20 遅延回路
16 インパルス応答計算回路
17 予測型係数更新回路
18 係数更新回路
19 予測回路
23 減算器
25 除算器
Claims (1)
- 減算器と、該減算器の減算端子にその出力信号が供給されるように実質的に接続された回り込み信号の複製を発生する信号処理部とを具えてなり、前記減算器の被減算端子には前記回り込み信号を含んでいる受信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給され、前記減算器の出力端子には中継器の入力端子が実質的に接続され、そして前記信号処理部の入力端子には、前記中継器の入出力信号のいずれか一方の信号が分岐されて実質的に供給されるように構成され、前記信号処理部はトランスバーサルフィルタと該フィルタのタップ係数制御用のフィルタ係数生成回路とで構成されている回り込みキャンセラにおいて、前記フィルタ係数生成回路が、前記中継器の入出力信号のいずれか一方の信号についてインパルス応答を計算して出力するインパルス応答計算回路と、該インパルス応答計算回路の出力が供給されて、前記フィルタのタップ係数を更新する係数更新回路と、前記インパルス応答計算回路の出力が供給され、過去の回り込み波のインパルス応答の変化量から現在の前記フィルタのタップ係数を予測して、該予測結果に基づいて前記係数更新回路のタップ係数出力を制御する予測回路とを具える、回り込みキャンセラであって、
前記係数更新回路と前記予測回路とで構成される予測型係数更新回路の回路部分を、
前記時刻ｎにおける予測係数ベクトル
と前記時刻ｎより１ステップ過去の予測係数ベクトル
との差を入力とし、離散的な係数更新時刻ｎ（整数）の間隔をＬ等分した各々の時刻ｎ，ｌ（整数）における予測内挿係数
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