JP4579518B2 - 遅延波キャンセラ - Google Patents

Description

本発明は直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing:ＯＦＤＭ）方式によるデジタル放送やデジタル伝送における中継装置、受信装置、および回り込み波やマルチパス等の遅延波を除去するための遅延波キャンセラに関する。

図１、図２は中継装置における遅延波キャンセラ１０ａ，１０ｂを、図３、図４は受信装置における遅延波キャンセラ１０ｃ，１０ｄを示すブロック図である。これら遅延波キャンセラ１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄは、いずれも、本線信号（受信アンテナ２８から送信アンテナ３０またはＯＦＤＭ復調部３２に至るまでの本線を通過する信号；図の例ではＯＦＤＭ受信信号）から遅延波キャンセル信号を生成し、これを本線に入力する（本線信号に加える）ことで、不要な遅延波成分の相殺を図るものである。この種の遅延波キャンセラ１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄでは、いずれも複素トランスバーサルフィルタ（複素ＦＩＲフィルタ）１２が用いられており、遅延波キャンセル信号は、そのフィルタタップ係数値を本線信号に応じて適切に調節することで生成される。具体的な構成例（図１〜図４）について説明すると、図１〜図４の例では、いずれも、本線信号をＡ／Ｄ変換部１６によってＡ／Ｄ変換しさらに直交復調部１８によって直交復調した信号が複素トランスバーサルフィルタ１２に入力される。複素トランスバーサルフィルタ１２から出力された信号は、直交変調部２０において直交変調される。この信号が遅延波キャンセル信号として本線信号に加えられる。なお、遅延波キャンセル信号は、本線信号に加えられる前または後の段階で、Ｄ／Ａ変換部２２においてＤ／Ａ変換される。

フィルタタップ係数値は、フィルタタップ係数値算出部１４において、本線信号の複素インパルス応答に基づいて算出される。複素トランスバーサルフィルタ１２を用いる遅延波キャンセラ１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄの遅延波除去性能は、フィルタタップ係数値の算出精度によって大きく左右される。フィルタタップ係数値の算出方法は、その元となる複素インパルス応答の算出法によって以下の４つに大別される。
１．パイロット信号を利用する方法
２．スペクトルを利用する方法
３．相関を利用する方法
４．サンプリングデータを利用する方法
ここで、これら４つのフィルタタップ係数値の算出方法について説明する。

＜１．パイロット信号を利用する方法＞ 図４１に複素インパルス応答の算出にパイロット信号を利用する場合の複素インパルス応答算出部３４ａ（フィルタタップ係数値算出部１４に含まれる）のブロック図を示す。

図４１のパイロット信号を利用した方法では、シンボル同期により得られた適切な時間位置より有効シンボル長の受信（もしくは再送信）ＯＦＤＭ時間信号を切り出し、有効シンボル長のデータを離散フーリエ変換し（すなわち、一定数のサンプリングデータをひとまとめにして離散フーリエ変換している。）、得られたスペクトルからパイロット信号（スキャッタードパイロット信号、コンティニュアルパイロット信号）を抽出し、保持しているパイロット信号を除算し伝達関数を求め、その伝達関数の逆数（または伝達関数）を逆離散フーリエ変換することで複素インパルス応答を得る。パイロット信号を利用する場合、時間信号をサンプリングする際のサンプリング周波数（ＩＳＤＢ−Ｔでは５１２／６３［ＭＨｚ］）を送信側と同一、もしくは逓倍にする必要があることは勿論、ＩＳＤＢ−Ｔにおけるモード、サブキャリアの変調方式、ガードインターバル長などの伝送フォーマットを識別する必要がある。このためシンボル同期などのＯＦＤＭ復調が必要となる。したがって、伝送フォーマットの識別動作等が確立された上で、複素インパルス応答の算出、およびキャンセル動作が開始されるため、実際のキャンセル動作開始までの遅延が大きくなる。

また、サブキャリアの変調方式にＤＱＰＳＫなどの差動変調方式が採用されている場合には、非特許文献１の４．３項「差動変調方式における回り込み推定法」に記載の方法を複素インパルス応答算出に用いる必要があるため、階層伝送が行われた場合には各階層ごとに複素インパルス応答（正確には逆離散フーリエ変換する前の伝達関数（周波数特性））の算出方法を変える必要がある。

＜２．スペクトルを利用する方法＞ 図４２、および図４３に複素インパルス応答の算出にスペクトルを利用する方法を使用した場合の複素インパルス応答算出部３４ｂ，３４ｃ（フィルタタップ係数値算出部１４に含まれる）のブロック図を示す。

複素インパルス応答を求める方法として、パイロット信号を用いるのではなく、スペクトルを利用する方法がある。この方法は、本発明者らの発明に係る特許文献１、２、３および特願２００２−２４１５１９に記載されている。本発明者らによるこれらの発明においては、一定数のサンプリングデータをひとまとめにして離散フーリエ変換し、得られたスペクトルからエネルギースペクトル（もしくは振幅スペクトル）を得て、得られたエネルギースペクトル（もしくは振幅スペクトル）の平均値の逆数（もしくは、エネルギースペクトル）に対し、逆離散フーリエ変換することで複素インパルス応答を得る（ただし、図４３に与えた特願２００２−２４１５１９の発明では、他の処理が補足され、より厳密な複素インパルス応答が算出される方法となっている。）。これら発明においては、スペクトルさえ得られていれば良いことから、ＩＳＤＢ−Ｔにおけるモード、サブキャリアの変調方式、ガードインターバル長を識別する必要がなく、このためシンボル同期などのＯＦＤＭ復調が不要となり、更にはサンプリングレートが必ずしも送信側と同一、もしくは逓倍とする必要がないという利点がある（すなわち、対象とするＯＦＤＭ信号はＩＳＤＢ−Ｔに限定されない）。したがって、伝送フォーマットの識別動作が必要でないため、パイロット信号を用いた＜１．＞の方法よりも、複素インパルス応答の算出、およびキャンセル動作までの遅延が小さい手法となっている。

この＜２．＞の方法では、スペクトルさえ得られていれば複素インパルス応答の算出が可能なため、サブキャリアの変調方式にＤＱＰＳＫなどの差動変調方式が採用されている場合であっても複素インパルス応答の算出方法を変更する必要がない。したがって、階層伝送が行われた場合であっても複素インパルス応答（正確には逆離散フーリエ変換する前の伝達関数（周波数特性））の算出方法を変える必要がない。

＜３．相関を利用する方法＞ また、上記＜２．＞の方法と同様にスキャッタードパイロット信号を利用しないで複素インパルス応答を求める方法として相関を利用した特許文献４がある。この方法でも一定数のサンプリングデータを用いる。ただし、特許文献４で与えられている構成では、複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）をフィードバック型ではなくフィードフォワード型で挿入した構成であるため、遅延波をキャンセルするには無限長の複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）を必要としてしまう。複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）をフィードバック型に挿入して特許文献４で与えられた相関による複素インパルス応答の算出方法を用いて、主に回り込み波を除去したいのであれば、本発明の発明者らの発明である特許文献３の方法を用いる必要がある。この＜３．＞の方法でも、＜２．＞の方法と同様、パイロット信号を用いないことから、ＩＳＤＢ−Ｔにおけるモード、サブキャリアの変調方式、ガードインターバル長を識別する必要がなく、更にサンプリングレートも送信側と同一、もしくは同一とする必要がない、このためシンボル同期などのＯＦＤＭ復調が不要となる利点がある。したがって、伝送フォーマットの識別動作が必要でないため、スキャッタードパイロット信号を用いた＜１．＞の方法と違って、複素インパルス応答の算出、およびキャンセル動作を開始するまでの遅延が小さい手法となっている。

この＜３．＞の方法でも、サブキャリア変動方式等の伝送フォーマットに関わらず複素インパルス応答の算出が可能なため、サブキャリアの変調方式にＤＱＰＳＫなどの差動変調方式が採用されている場合であっても複素インパルス応答の算出方法を変更する必要がない。したがって、階層伝送が行われた場合であっても複素インパルス応答（正確には逆離散フーリエ変換する前の伝達関数（周波数特性））の算出方法を変える必要がない。

＜４．サンプリングデータを利用する方法＞ 一方、一定数のサンプリングデータをひとまとめにしてから複素インパルス応答を求める前述の＜１．＞〜＜３．＞の三つの方法と違い、サンプリング毎に複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）のフィルタタップ係数値を逐次更新する特許文献５の方法がある。この特許文献５の方法では、ＯＦＤＭ復調装置、もしくはスペクトル（周波数特性）算出装置を必要としないため装置の簡素化はなされるものの、キャンセル量が不十分であることを、特許文献５の発明者らが同内容に関して記した発表論文（非特許文献２および３）において明らかにしており、また別の発表論文（非特許文献４）においてもこれを明言している。本発明においては、キャンセル量を十分に確保することが可能である上記＜１．＞〜＜３．＞の三つの方法を議論の対象とする。

ここで、従来のフィルタタップ係数値算出部１４ａ（１４）を図４４に示す。＜１．＞〜＜３．＞の各方法で、時点ｉにおいて複素インパルス応答算出部３４において得られた複素インパルス応答値を

とすると（ただし、Ｎは離散フーリエ変換のポイント数を表し、複素インパルス応答値ｅ_i（ｎ）は複素数で得られているものとする。）、遅延波キャンセラの複素トランスバーサルフィルタ（複素ＦＩＲフィルタ）のフィルタタップ係数値は、現在の時点ｉでのｎ番目のフィルタタップ係数値をｈ_i（ｎ）、１時点前のｎ番目のフィルタタップ係数値をｈ_i-1（ｎ）とすると、図４４に示すフィルタタップ係数値算出部１４により、

により更新され、遅延波の変動に対応できるように構成されている。ここに、μはフィルタタップ係数値の更新係数（０＜μ≦１なる実数）であり、Ｌは複素トランスバーサルフィルタ（複素ＦＩＲフィルタ）のフィルタタップ長を表し、Ｌ≦Ｎを満たし、タップ係数ｈ_i（ｎ）は複素数とする。なお、複素インパルス応答を特願２００２−１７４９１７の方法により式（１）の複素インパルス応答の時間分解能を向上させてから、式（２）にてフィルタタップ係数値を更新しても良い。ただし、この場合には、新たに得た複素インパルス応答の時間分解能に、複素トランスバーサルフィルタ（複素ＦＩＲフィルタ）の遅延器の遅延時間を揃える必要がある。

特開２００１−２８５６２号公報 特開２００２−２７１２９５号公報 特開２００２−２９０３７０号公報 特開２００１−７７５０号公報 特開２００３−６０６１６号公報 特開２００１−２３７７４９号公報 今村，他，「地上デジタル放送ＳＦＮにおける放送波中継用回り込みキャンセラの基礎検討」，映像情報メディア学会誌，Ｖｏｌ．５４，Ｎｏ．１１，２０００年，ｐ．１５６８−１５７５ 荒関，「地上デジタル放送用適応型回り込みキャンセラの基本検討」，映像情報メディア学会誌，Ｖｏｌ．５６，Ｎｏ．２，２００２年，ｐ．２９０−２９６ 荒関，他，「ＩＦ帯で動作する逐次適応フィルタを用いたＯＦＤＭ用中継装置」，映像情報メディア学会誌，Ｖｏｌ．５６，Ｎｏ．２，２００２年，ｐ．２２９−２３６ 荒関，「周波数領域処理を用いた地上デジタル放送用逐次適応型回り込みキャンセラ」，Ｖｏｌ．５６，Ｎｏ．８，２００２年，ｐ．１３４２−１３４８

しかしながら、前述の従来の手法（上記＜１．＞〜＜３．＞のいずれかの方法で複素インパルス応答を求め、式（２）によりフィルタタップ係数値を更新する方法をここでの「従来の方法」とする。）では、回り込み波やマルチパス等の遅延波の振幅、および位相に時間変動がある場合にはサンプリング開始から複素トランスバーサルフィルタ（複素ＦＩＲフィルタ）に与えるフィルタタップ係数値算出までに要する時間（データのサンプリングに要する時間、離散フーリエ変換に要する時間、伝達関数算出に要する時間（またはエネルギースペクトル算出に要する時間）、逆離散フーリエ変換に要する時間、フィルタタップ係数値算出に要する時間、および複素トランスバーサルフィルタ（複素ＦＩＲフィルタ）にフィルタタップ係数値を割当てる時間の総時間）による遅延時間により、遅延波除去性能が低減するという問題がある。その様子を図４５に示す。図４５より明らかなように、データのサンプリングからフィルタタップ係数値算出までの遅延時間により、本来与えられるべきｈ_i（ｎ）ではなく、実際に与えているｈ_i（ｎ）は１時点前のｈ_i-1（ｎ）となっていることがわかる。

すなわち、遅延波の振幅、および位相に時間変動がある場合に、複素トランスバーサルフィルタ（複素ＦＩＲフィルタ）にフィルタタップ係数値ｈ_i（ｎ）（ただし、０＜ｎ＜Ｌ）を割当てたときには、１時点過去のフィルタタップ係数値ｈ_i-1（ｎ）（ただし、０＜ｎ＜Ｌ）を割当てたこととなるため、遅延波除去性能が低減するという問題がある（例えば図３０）。

回り込みやマルチパス等の遅延波の振幅、および位相に時間変動がある場合の対策として、特許文献６に開示される方法がある。しかし、この方法を用いたとしても、低速の変動に対しては遅延波除去性能が向上し変動追従特性に改善効果がある程度あるものの、高速の変動に対しては従来の手法に比べて却って変動追従特性が劣化してしまうという問題がある。

本発明の目的は、従来の手法、更には特許文献６に与えられた方法であっても追従不可能な高速な時間変動を有する回り込み波やマルチパス等の遅延波が存在する場合においても、複素トランスバーサルフィルタ（複素ＦＩＲフィルタ）のフィルタタップ係数値の誤差を少なくし、変動追従特性を改善するように構成した遅延波キャンセラを提供することにある。

本発明に係る遅延波キャンセラは、遅延波キャンセル信号を生成する複素トランスバーサルフィルタと、当該複素トランスバーサルフィルタのフィルタタップ係数値を算出するフィルタタップ係数値算出部であって、受信信号の複素インパルス応答値に更新係数を乗じた値と従前のフィルタタップ係数値とを加算した加算値に基づいてフィルタタップ係数値を算出するフィルタタップ係数値算出部と、を備える遅延波キャンセラにおいて、前記フィルタタップ係数値算出部は、フィルタタップ係数値毎に、またはｎ番目のフィルタタップ係数値毎、かつ複素インパルス応答値の不連続関数として変化する更新係数を用いて各フィルタタップ係数値を算出する。

また、上記遅延波キャンセラでは、さらに、上記複素インパルス応答値に応じて上記更新係数を算出する更新係数算出部を備えるのが好適である。

また、遅延波キャンセラ用のフィルタタップ係数値算出回路であって、上記フィルタタップ係数値毎の更新係数を用いて各フィルタタップ係数値を算出することを特徴とする。

以下に添付図面を参照し、発明の実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。

＜実施形態１＞ 本発明の実施形態１を図５に与える。図５のフィルタタップ係数値算出部１４ｂは、図１〜図４のフィルタタップ係数値算出部１４として用いられるものである。図４４に示した従来のフィルタタップ係数値算出方法で最高の変動追従性能を確保するには更新係数をμ＝１とすれば良いが、この場合には雑音レベルが高くなってしまう。逆に雑音レベルを低く抑えるためには更新係数を１より小さくすれば良いが、あまり小さな値にしてしまうと変動追従性能が確保できなくなってしまう。すなわち、従来のタップ係数算出法では変動追従性能の確保と雑音レベルの抑圧の関係はトレードオフの関係にある。また、例え更新係数をμ＝１として追従性能を確保したとしても、回り込みの振幅、および位相が変動している場合には十分追従できない（キャンセル量が十分に確保できない）ことは図４５を用いた上述の説明のとおりである。

そこで、図５に与えた実施形態１では、振幅、および位相が変動する遅延波の遅延時間に対応する複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）１２（図１〜図４）のフィルタタップ係数値の変動追従性能を向上させ、かつ定常状態にあるフィルタタップ係数値における雑音レベルを低下させるために、以上の従来のタップ係数算出法における更新係数をタップ係数毎に変更し、

としている。ここで、添字ｉはタイムステップを示す。すなわち、ｈ_i-1（ｎ）は遅延回路３６を介して取得した前の時点（ｉ−１）におけるフィルタタップ係数値である。またμ（ｎ）はｎ番目のフィルタタップ係数値の更新係数であり、０≦μ（ｎ）≦１である。この実施形態１では、振幅または位相の変動が速い遅延波の遅延時間に対応するｎのフィルタタップ係数値の更新では更新係数μを１として変動追従性能を確保し、振幅または位相の変動が無い遅延波に対応するｎのフィルタタップ係数値の更新では更新係数μを１より小さな値として変動追従性能をある程度確保しつつも雑音の影響を抑え、遅延波が存在しない遅延時間に対応するｎのフィルタタップ係数値の更新では更新係数をμ＝０とすることで雑音の影響を低減することが可能である。このように、フィルタタップ係数値毎に更新係数μ（ｎ）を設定することで、遅延波除去性能の更なる向上を図ることができる。なお、図５において、３８は乗算器、４０は加算器である。そして、取得されたｈ_i（ｎ）が図８に例示するような複素トランスバーサルフィルタ１２のフィルタタップ係数値として用いられる。図８において、４８は遅延要素、５０は乗算器、５２は加算器である。なお、図８の複素トランスバーサルフィルタ１２は、後の実施形態２の場合にも用いることができる。

さて、上記実施形態１にかかる手法は、変動する遅延波の遅延時間に対応するｎが予めある程度把握できている場合には有効に機能するが、それが把握できていない場合には遅延波除去性能がやや低下することも想定される。また、遅延波の遅延時間は中継装置の設置場所、設置状況によって変化し、さらに同じ設置場所、設置状況であっても季節、天候等により変化することがあるので、こうした要因が重なったような状況では、本実施形態１を有効に動作させることが困難となる可能性も全く無いとは言えない。

＜実施形態２＞ そこで実施形態１をさらに改善させた方法として、本発明の実施形態２を図６に与える。遅延波キャンセラがキャンセル動作中に得る複素インパルス応答値は、遅延波の振幅、および位相の変動が高速な場合には大きくなり、変動が低速な場合には小さくなることから、時点ｉ毎に得られた複素インパルス応答値ｅ_i（ｎ）の値に応じて更新係数を変更する方法を考えると

となる。ただし、更新係数μ_i（ｅ_i（ｎ））はｅ_i（ｎ）の関数であり、０≦μ_i（ｅ_i（ｎ））≦１である。ここで、μ_i（ｅ_i（ｎ））はｅ_i（ｎ）のレベルが大きいときには大きい値を、小さいときには小さい値を出力する関数であり、例えば図７に示すような関数を用いる。ここで、図７におけるＬｏとＨｉはＬｏ＜Ｈｉなる関係にある。なお、図６において、更新係数μ_i（ｅ_i（ｎ））は更新係数算出回路４２によって取得される。また遅延回路４４は、更新係数の算出に要する時間の調整のために設けられている。３８は乗算器である。

＜実施形態３〜５＞ ここまでに与えた実施形態１、２は、従来の手法を基礎としつつ可能な限り変動追従性能を確保し、また雑音レベルを抑圧しようとするものである。この実施形態１、２を踏まえ、追従性能の更なる向上を図ることができる実施形態３〜５を以下に示す。

実施形態３〜５では、追従性能を更に向上させるためにフィルタタップ係数値の予測を行う。フィルタタップ係数値を予測するにあたり、フィルタタップ係数値の関係をモデル化する。まず、予測フィルタタップ係数値ｈ_i（ｎ）は過去Ｍ個のフィルタタップ係数値の線形結合（１次結合）で表されるものとする。ただし、Ｍ≧２とする。すなわち、

により、フィルタタップ係数値ｈ_i（ｎ）が表される。ただし、ａ_i,1（ｎ），ａ_i,2（ｎ），・・・，ａ_i,M（ｎ）は全て複素数とする。このとき、重み付け係数ａ_i,1（ｎ），ａ_i,2（ｎ），・・・，ａ_i,M（ｎ）が適切に得られているのであれば

により１時点先のフィルタタップ係数値ｈ_i+1（ｎ）が予測されることとなる。ここで、重み付け係数ａ_i,1（ｎ），ａ_i,2（ｎ），・・・，ａ_i,M（ｎ）を適切に得ることが重要となってくる。

ａ_i,1（ｎ），ａ_i,2（ｎ），・・・，ａ_i,M（ｎ）の与え方としては、特許文献６に与えられているように状況に合わせて経験的に適当と思われる固定値を与えることが考えられる。特許文献６の場合、ａ_i,1（ｎ），ａ_i,2（ｎ），・・・，ａ_i,M（ｎ）は全てのタップ係数（ｎ＝０，１，・・・，Ｌ）に対して等しく（すなわち、ｎ≠ｍのときａ_i,1（ｎ）＝ａ_i,1（ｍ）、ａ_i,2（ｎ）＝ａ_i,2（ｍ）），・・・，ａ_i,M（ｎ）＝ａ_i,M（ｍ）。）、かつ全ての時点（ｉ＝０，１，・・・）においても等しい（すなわち、ｉ≠ｊのときａ_i,1（ｎ）＝ａ_j,1（ｎ），ａ_i,2（ｎ）＝ａ_j,2（ｎ），・・・，ａ_i,M（ｎ）＝ａ_j,M（ｎ）。）。しかし、遅延波の各波毎に振幅、および位相の変動は異なり、遅延波の振幅、および位相の変動は、気候、季節、地形等の周辺環境の状況により左右されるものであり時々刻々と変化しており、固定値で対応できる状況は限られてくる。したがって、重み付け係数値も変動の状況により適切な値に常に更新することが望ましい。そこで重み付け係数ａ_i,1（ｎ），ａ_i,2（ｎ），・・・，ａ_i,M（ｎ）の算出方法として最小２乗誤差（Minimum Mean Square Error:ＭＭＳＥ）アルゴリズムの適用が考えられる。ＭＭＳＥアルゴリズムとしては、直接解法（Sample Matrix Inversion:ＳＭＩアルゴリズム）、最急降下法（Least Mean Square:ＬＭＳアルゴリズム）、および再帰形最小２乗法（Recursive Least Squares:ＲＬＳアルゴリズム）の適用が良く知られているが、ＭＭＳＥ基準の適応制御アルゴリズムはすべて参照信号を必要とする。このため、参照信号が無い、この状況においては、ＭＭＳＥアルゴリズムをそのまま適用することができない。なお、最小２乗誤差アルゴリズムおよび参照信号等については、下記参考文献１，２を参照のこと。参考文献１：Simon Haykin著（武部幹 訳），「適応フィルタ入門」，現代工学社，１９８７年、参考文献２：Simon Haykin著（鈴木博 他 訳），「適応フィルタ」，科学技術出版，２０００年。

そこで、従来の手法、本発明の実施形態１、および実施形態２を用いて得られるそれぞれのフィルタタップ係数値

、

、または

のうちいずれかのｈ_i（ｎ）を参照信号として用いる。ここに、

を１時点前に複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）に与えた予測フィルタタップ係数値とする。得られた最新のフィルタタップ係数値（仮のフィルタタップ係数値）ｈ_i（ｎ）を参照信号とし、過去のフィルタタップ係数値（過去に得られた仮のフィルタタップ係数値）ｈ_i-1（ｎ），ｈ_i-2（ｎ），・・・，ｈ_i-M（ｎ）を入力信号とする。ただし、式（７），（８），（９）で得たｈ_i（ｎ）と、ここで複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）のフィルタタップ係数値として与える

とは異なることに注意。このときに、重み付け係数ａ_i,1（ｎ），ａ_i,2（ｎ），・・・，ａ_i,M（ｎ）を逐次更新し、フィルタタップ係数値の予測を行う以下の実施形態３、４、および５を与える。

＜実施形態３：ＳＭＩアルゴリズムを利用した実施形態＞ 本発明にかかる実施形態３を図９に与える。なお、図９の予測タップ係数算出部５４ａは図１２、図１３または図１４の予測タップ係数算出部５４として用いることができる。また、図１２、図１３、図１４のフィルタタップ係数値算出部１４ｄ，１４ｅ，１４ｆは、いずれも、図１、図２、図３、図４のフィルタタップ係数値算出部１４として用いることができる。さて、図９では、初期値を

、

、

、

とし、次に述べる式（２０）から式（２５）の計算をｉ＝０，１，２，・・・において逐次的に行う。ただし、δは小さな正の定数、ＩはＭ行Ｍ列の単位行列、Ｔは転置行列を表し、＊は複素共役を表し、以下の説明で用いる三つのＭ次元ベクトルと一つのＭ行Ｍ列の相関逆行列はそれぞれ

、

、

、

で表されるものとする。

まず、

を求める。ただし、β（ｎ）は忘却係数であり０＜β（ｎ）≦１を満たす。次に

を計算し（ただし、Ｈは複素共役転置を表す。）、相関逆行列を

により算出し、その時点ｉにおける最適な重み付け係数値を

により算出する。

ここで、新たに得られた重み付け係数値ａ_i,1（ｎ），ａ_i,2（ｎ），・・・，ａ_i,M（ｎ）を用いて予測フィルタタップ係数値

を求める。ここで式（２４）で得られた予測フィルタタップ係数値をフィルタタップ係数値ｈ_i（ｎ）の代わりに図１５に示す複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）の時点ｉのフィルタタップ係数値

として与える。ここで、ｉ＋１をｉとして（すなわちｉをインクリメントして）、式（２０）に戻る。

この実施形態３では、ｈ_i（ｎ）を求めるフィルタタップ係数値算出法として式（７）、式（８）、式（９）を用いた場合、それぞれ図１２、図１３、図１４に示す構成となる。なお、上記予測タップ係数値を算出する予測タップ係数算出部５４ａは、図９に示すように、タップ係数値保持回路５６、ｕ_i-1（ｎ）算出回路５８、遅延回路６０、相関逆行列算出更新回路６２、遅延回路６４、ｒ_i（ｎ）算出回路６６、重み付け係数算出回路６８、および予測タップ係数値算出回路７０を含む。

従来のＳＭＩアルゴリズムの使用方法では、サンプリング信号をサンプリング信号毎に直接的に適応等化することを目的にＳＭＩアルゴリズムを用いているのに対し、本実施形態においてはサンプリング信号ではなく適応等化のフィルタタップ係数値の予測にＳＭＩアルゴリズムを用いている点が異なる。すなわち、適応等化の際、タップ係数の持つ次元が１次元増えることとなる。

＜実施形態４：ＬＭＳアルゴリズムを利用した実施形態＞ 本発明にかかる実施形態４を図１０に与える。図１０の予測タップ係数算出部５４ｂは図１２、図１３または図１４の予測タップ係数算出部５４として用いることができる。そして、図１２、図１３または図１４のフィルタタップ係数値算出部１４ｄ，１４ｅ，１４ｆは、いずれも、図１、図２、図３、図４のフィルタタップ係数値算出部１４として用いることができる。さて、図１０では、初期値を

、

とし、次に述べる式（２８）から式（３１）の計算をｉ＝０，１，２，・・・において逐次的に行う。まず、

を求める。次に、重み付け係数値ａ_i,1（ｎ），ａ_i,2（ｎ），・・・，ａ_i,M（ｎ）を

により更新する。ただし、γは更新係数であり、０＜γ≦１を満たす。

ここで、新たに得られた重み付け係数ａ_i,1（ｎ），ａ_i,2（ｎ），・・・，ａ_i,M（ｎ）を用いて予測フィルタタップ係数値

を求める。

得られた予測フィルタタップ係数値をフィルタタップ係数値ｈ_i（ｎ）の代わりに図１５に示す複素トランスバーサルフィルタ（複素ＦＩＲフィルタ）のフィルタタップ係数値

として与える。ここで、ｉ＋１をｉとして（すなわちｉをインクリメントして）、式（２８）に戻る。

ここで、ｈ_i（ｎ）を求めるタップ係数算出法として式（７）、式（８）、式（９）を用いた場合、それぞれ図１２、図１３、図１４に示す構成となる。なお、上記予測タップ係数値を算出する予測タップ係数算出部５４ｂは、図１０に示すように、タップ係数値保持回路５６、誤差算出回路７２、重み付け係数算出更新回路７４、遅延回路７６、および予測タップ係数値算出回路７８を含む。

従来のＬＭＳアルゴリズムの使用方法では、サンプリング信号を直接的に適応等化することを目的にＬＭＳアルゴリズムを用いているのに対し、本発明においてはサンプリング信号ではなく適応等化のフィルタタップ係数値の予測にＬＭＳアルゴリズムを用いている点が異なる。すなわち、適応等化の際、タップ係数の次元が１次元増えることとなる。

＜実施形態５：ＲＬＳアルゴリズムを利用した実施形態＞ 本発明にかかる実施形態５を図１１に与える。図１１の予測タップ係数算出部５４ｃは図１２、図１３または図１４の予測タップ係数算出部５４として用いることができる。そして、図１２、図１３または図１４のフィルタタップ係数値算出部１４ｄ，１４ｅ，１４ｆは、いずれも、図１、図２、図３、図４のフィルタタップ係数値算出部１４として用いることができる。さて、図１１では、初期値を

、

とし、次に述べる式（３４）から式（３９）の計算をｉ＝０，１，２，・・・において逐次的に行う。ただし、δは小さな正の定数、ＩはＭ行Ｍ列の単位行列とする。まず、カルマンゲインベクトル

を求める。ただし、λは忘却係数であり０＜λ≦１を満たす実数とする。

次に１時点前までに得られている重み付け係数値

によりフィルタタップ係数値を予測し、事前推定誤差

を得る。そして、

により重み係数値を更新する。また、

により相関行列Ｐ_i（ｎ）を更新しておく。

ここで、新たに得られた重み付け係数ａ_i,1（ｎ），ａ_i,2（ｎ），・・・，ａ_i,M（ｎ）を用いて予測フィルタタップ係数値

を求める。ここで、ｉ＋１をｉとして（すなわちインクリメントして）、式（３４）に戻る。

得られた予測フィルタタップ係数値をフィルタタップ係数値ｈ_i（ｎ）の代わりに図１５に示す複素トランスバーサルフィルタ（複素ＦＩＲフィルタ）のフィルタタップ係数値

として与える。

ここで、ｈ_i（ｎ）を求めるタップ係数算出法として式（７）、式（８）、式（９）を用いた場合、それぞれ図１２、図１３、図１４に示す構成となる。なお、上記予測タップ係数値を算出する予測タップ係数算出部５４ｃは、図１１に示すように、タップ係数値保持回路５６、相関逆行列算出更新回路８０、遅延回路８２、カルマンゲイン算出回路８４、事前推定誤差算出回路８６、重み付け係数算出更新回路８８、遅延回路９０、および予測タップ係数値算出回路９２を含む。

従来のＲＬＳアルゴリズムの使用方法では、サンプリング信号をサンプリング信号毎に直接的に適応等化することを目的にＲＬＳアルゴリズムを用いているのに対し、本発明においてはサンプリング信号ではなく適応等化のフィルタタップ係数値の予測にＲＬＳアルゴリズムを用いている点が異なる。すなわち、適応等化の際、タップ係数の次元が１次元増えることとなる。

ここで、上述した実施形態３、４、および５の特徴を明確にすると、以下の４点となる。
１．参照信号として現時点のフィルタタップ係数値を用いる。
２．入力値として１時点過去からＭ時点過去のフィルタタップ係数値を用いる。
３．重み付け係数が逐次更新される。
４．最新の重み付け係数値を用いて１時点、および２時点未来のフィルタタップ係数値を予測する。

＜実施の形態６〜８：予測内挿法＞ 次に、本発明の実施形態６、７、および８をそれぞれ図１６、図１７、および図１８に与える。図１６、図１７および図１８の予測タップ係数算出部１００ａ，１００ｂ，１００ｃは図２０、図２１または図２２の予測タップ係数算出部１００として用いることができる。そして、図２０、図２１または図２２のフィルタタップ係数値算出部１４ｇ，１４ｈ，１４ｉは、いずれも、図１、図２、図３、図４のフィルタタップ係数値算出部１４として用いることができる。実施形態６、７、および８を適用することで、実施形態３、４、および５とそれぞれを比較して、更なる変動追従性能の向上が可能となる。

まず、重み付け係数値と１時点先の予測フィルタタップ係数値（予測値）と過去のフィルタタップ係数値を用いて更に１時点先（すなわち、現在から２時点先）のフィルタタップ係数値（予測値）を

により求める。そして、

とする。

Ｐ個の予測フィルタタップ係数値

を用いて図１９に示す内挿予測タップ係数算出回路１０２において

により、

と

との間を補間し、ｉ＋ｔ_j／Ｔにおける予測内挿フィルタタップ係数値

を得る。ただし、ｉの更新間隔時間（周期）をＴとしたとき、ｔ_jはＴ以下とする。また、関数ｙは座標（ｉ＋１），ｉ，・・・，（ｉ−（Ｐ−２））において、それぞれ

となる（Ｐ−１）次の関数であり、良く知られたLagrange補間、Newton補間、Neville補間等の補間方法を用いて求める（図１９ではLagrange補間を用いた一例を示した。）。得られた予測フィルタタップ係数値を図２３に示す複素トランスバーサルフィルタ（複素ＦＩＲフィルタ）のフィルタタップ係数値

として与える。このように、従来法でタップ係数を更新する間隔に加え、より短い間隔においてもフィルタタップ係数値を更新する場合、計算に要する時間は従来法のタップ係数を計算する計算時間と、補間したタップ係数を計算する計算時間は異なるため、補間する値を求めるのに要する時間に対応したフィルタタップ係数値を計算する。内挿を行った場合、通常間隔における仮フィルタタップ係数値の更新は、直前の内挿時間の値をＪとしたとき、

とした場合、図２０に示す構成となり、

とした場合、図２１に示す構成となり、

とした場合、図２２に示す構成となる。時間間隔設定回路１０４は、ｉの時間間隔Ｔよりも小さな時間間隔ｔ_j／Ｔおよびｔ_j／Ｔを出力した順番を示すｊを出力する。また、切替回路１０６はｊ＝Ｊのとき、フィルタタップ係数値を出力する。このとき、ｔ_jは各ｊにおけるフィルタタップ係数値算出に要する時間であり予め測定し設定しておく。またＪも予め決めておく。ｔ_j／Ｔとしては、測定した最大のフィルタタップ係数値算出に要する時間に基づいて決定した最大分割数Ｊにより、等間隔（ｔ_j／Ｔ＝ｊ／Ｊ）に設定してもよい。なお、図１６〜図１８に示すように、実施形態６〜８にかかる予測タップ係数算出部１００ａ，１００ｂ，１００ｃは、実施形態３〜５にかかる予測タップ係数算出部５４ａ，５４ｂ，５４ｃに対し、予測タップ係数値算出回路９４，９６，９８をそれぞれ付加した回路構成となっている。

ここで特許文献６に示されている内挿手法と本実施形態にかかる内挿手法とで大きく異なる点について明示する。特許文献６の内挿手法では、
１．内挿に使用するフィルタタップ係数値の数が２
２．内挿フィルタタップ係数値の計算の際、内挿点に対して過去のフィルタタップ係数値のみを用いている
３．内挿フィルタタップ係数値の計算手法は単純な直線予測
４．内挿間隔が一定間隔
であるのに対し、上記実施形態では
１．内挿に使用しているフィルタタップ係数値の数はＰ個（Ｐ≧２）
２．内挿フィルタタップ係数値の計算の際、内挿点に対して過去のフィルタタップ係数値だけでなく、線形結合（１次結合）により予測したフィルタタップ係数値も用いる
３．内挿フィルタタップ係数値の計算手法は様々な補間アルゴリズム
４．内挿間隔は任意間隔
となり、より一般的かつ精度の高い予測内挿が可能となる。

ここで、内挿間隔を任意間隔とした理由について説明しておく。予測内挿フィルタタップ係数値を求める際、補間関数を求めることとなるが、補間関数を求めるのは内挿時点ｊ＝１のときのみで良く、ｊ＝１以外のｊにおいてはｊ＝１のときに求めた補間関数を使用すれば良いのであらためて求める必要はない。また、補間関数を求める際には、過去のフィルタタップ係数値をメモリ等の記憶装置から読み出す時間もかかる。仮に各ｊにおいて補間関数を求めてからフィルタタップ係数値を求めるのではなく、補間関数を求めることなく、補間関数のｊにおけるフィルタタップ係数値を求める方法を適用したとしても、最初（ｊ＝１のとき）に過去のフィルタタップ係数値を記憶装置から読み出す必要がある。すなわち、ｊ＝１のときには補間関数を求める時間、もしくはフィルタタップ係数値の読み出し時間だけ他のｊよりも多くの計算時間を要することとなる。一方、予測が適切に行われた場合、内挿点をより多くした方がキャンセル残差が少なくなることは後の図２９から図４０での比較からも明らかである。したがって、本発明の予測内挿法は、内挿間隔を任意間隔とすることで、従来の特許文献６よりも多くの内挿を行うことを可能にしてキャンセル残差の低減が可能な方法となっている。

また、フィルタタップ係数値の予測内挿を行うに際し、サンプリング中には予測フィルタタップ係数値の内挿および更新を行わない場合と、サンプリング中でも予測フィルタタップ係数の内挿および更新を行う場合とでは、複素インパルス応答値の算出方法が異なってくる。サンプリング中に内挿を行わない場合は、特許文献６に述べられているように単純に複素インパルス応答を求め、式（５０）、式（５１）、または式（５２）により仮フィルタタップ係数値を算出しても問題は無い。

＜実施形態９〜１１＞ しかし、サンプリング中でも予測タップ係数の内挿および更新を行う場合では、複素インパルス応答値に誤差を生じさせてしまうことから、仮フィルタタップ係数値の算出も誤差が大きくなってしまう問題がある。このことを図２７と図２８とを用いて説明する。遅延波の振幅（または位相）が変動している際、サンプリング中に予測フィルタタップ係数値の内挿およびフィルタタップ係数値の更新を行わない場合は算出された複素インパルス応答値は、図２７の斜線の面積を求めて時間平均していることと等価である。しかし、サンプリング中に予測フィルタタップ係数値の内挿および更新を行う場合、図２８のように斜線部の面積が黒塗部ｇ_i（ｎ）だけ減少した面積の時間平均値が複素インパルス応答値として得られることとなる。この複素インパルス応答値をｇ_i（ｎ）を用いて補正しないと誤差が大きなものとなってしまう。

そこで、本発明の実施形態９、１０および１１を図２４、図２５、および図２６に与える。図２４、図２５、および図２６のフィルタタップ係数値算出部１４ｊ，１４ｋ，１４ｌは、いずれも、図１、図２、図３、図４のフィルタタップ係数値算出部１４として用いることができる。実施形態９、１０および１１ではサンプリング中でも予測タップ係数の内挿および更新を行うために図２０、図２１、および図２２のそれぞれに補正値算出回路１０８および加算器１１０を加え図２４、図２５、および図２６の構成とし、複素インパルス応答値の誤差ｇ_i（ｎ）を補正する補正処理を付加する。サンプリング中でも予測タップ係数の内挿および更新を行った場合、内挿を行った時間からサンプリング終了時間までの時間がサンプリング時間に占める割合と、内挿フィルタタップ係数値と仮フィルタタップ係数値の差を加味し、補正値ｇ_i（ｎ）を求める。補正値ｇ_i（ｎ）は、上述したように面積の時間平均値となるので

により得られる。ただし、ここでのｖはｖ≦Ｊかつサンプリング時間内にある最後尾のｊであり、Ｄはサンプリング時間であり、ｄ_jはフィルタタップ係数値がｈ_i,j（ｎ）で維持されている時間を表す。この補正値ｇ_i（ｎ）をサンプリング中に内挿を行った場合に求まる複素インパルス応答値ｆ_i（ｎ）に加え、サンプリング中には内挿を行わない場合の複素インパルス応答値ｅ_i（ｎ）を得る。

この式（５４）で得られたｅ_i（ｎ）を式（５０）、式（５１）、または式（５２）に用いて仮フィルタタップ係数値を算出する。この補正処理を導入することで、サンプリング中でも内挿を行うことが可能となり、誤差の少ない予測内挿が実現可能となる。したがって、遅延波キャンセラにおいて、サンプリング時間以下（パイロット信号を用いる場合は１シンボル期間以下）でタップ係数を更新する場合であっても予測誤差を大幅に減らすことが可能となる。

上記実施形態３〜８は、従来の方法、実施形態１または実施形態２によってフィルタタップ係数値さえ算出されていれば、あらゆるシステムに組み込むことが可能な手法である。したがって、上記実施形態としてはＯＦＤＭ信号の中継装置におけるマルチパス、および回り込みを除去する遅延波キャンセラ、並びに受信装置における遅延波キャンセラの複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）のフィルタタップ係数値の予測方法、予測内挿方法について与えたが、中継もしくは受信の対象とする信号はＯＦＤＭ信号に限定せず、タップ係数を求めてマルチパス（エコー）や回り込み波（ハウリング）をキャンセルする装置の変動追従性能を向上させる手法としても使用が可能である。

＜各実施形態の効果＞ 次に上記各実施形態の変動追従特性を評価するために、シミュレーション結果から作成した図２９から図４０までのグラフを用いて特性を比較する。ここでは、従来法、特許文献１の方法、および各実施形態による方法の変動追従特性の違いを明確にするため、係数計算のための遅延時間は特許文献６の第１２図から第１４図の説明で設定されている遅延時間と同じ１５［ｍｓ］とし、回り込み波の振幅の変動周波数は１０［Ｈｚ］で正弦波状に変化するものとした。

更新係数μを１とした場合の従来法でのフィルタタップ係数値の変化の様子を図２９に与える。図中、横軸は時間であり、縦軸はそれぞれの特性の振幅値であり、５［ｍｓ］間隔で測定を行った。図２９より、回り込み変動特性に対し、複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）のフィルタタップ係数値が１５［ｍｓ］間隔で更新されることから、複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）出力の逆相値（複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）出力は回り込み変動の逆相値を出力することから、その逆相値により比較する）は１５［ｍｓ］間隔で階段状になることに加え、遅延を生じ、キャンセル残差が発生することが理解できる。図２９に対応するキャンセル残差の変化の様子を図３０に与える。

次に、更新係数μを１とし、予測重み付け係数μ_p＝０．８とした場合の特許文献６で与えられた手法でのフィルタタップ係数値の変化の様子を図３１に与える。図３１に対応するキャンセル残差の変化の様子を図３２に与える。図３０と図３２との比較により、遅延波キャンセラのタップ係数の更新間隔の１５［ｍｓ］に対し、回り込み波の振幅の変動周波数が１０［Ｈｚ］と高い場合、特許文献６の予測方法を適用した方が従来法よりも却ってキャンセル残差が増加してしまい、変動追従特性が劣化してしまうことがわかる。これは、特許文献６の図１７から図１９の比較では、遅延波キャンセラのフィルタタップ係数の更新間隔１５［ｍｓ］に対して、回り込みの変動周波数が２［Ｈｚ］と低いため明らかにならなかった問題である。このことから、特許文献６の予測手法はフィルタタップ係数の更新間隔の１５［ｍｓ］に対し変動周波数が２［Ｈｚ］程度と低い場合には有効な手法であるものの、変動周波数が１０［Ｈｚ］程度と高い場合には却って回り込みキャンセラの変動追従特性を劣化させてしまうことが理解できる。

次に、更新係数μを１とし、予測重み付け係数μ_p＝０．８、予測内挿重み付け係数をμ_pi＝１とした場合の特許文献６で与えられた予測内挿手法でのフィルタタップ係数値の変化の様子を図３３に与える。図３３に対応するキャンセル残差の変化の様子を図３４に与える。図３０と図３４の比較により、特許文献６の予測内挿方法を適用した方が従来法よりも却ってキャンセル残差が増加してしまい、変動追従特性が劣化してしまうことがわかる。これは、特許文献６で行われていた図１７から図１９の比較では、遅延波キャンセラのフィルタタップ係数の更新間隔１５［ｍｓ］に対して、回り込みの変動周波数が２［Ｈｚ］と低いため明らかにならなかった問題である。このことから、特許文献６の予測内挿手法はフィルタタップ係数値の更新間隔が１５［ｍｓ］に対して、変動周波数が２［Ｈｚ］程度と低い場合には有効な手法であるものの、変動周波数が１０［Ｈｚ］程度と高い場合には却って回り込みキャンセラの変動追従特性を劣化させてしまうことが理解できる。

次に、本発明の予測手法においてＭ＝４、忘却係数λを０．８とした場合のフィルタタップ係数値の変動の様子を図３５に与える。図３５に対応するキャンセル残差の変化の様子を図３６に与える。図３０と図３６との比較により、本発明の予測手法により遅れが改善され、キャンセル残差が改善されていることがわかる。しかし、遅延波キャンセラのフィルタタップ係数の更新間隔が１５［ｍｓ］なので、キャンセル残差がまだ大きい。

次に、本発明の予測手法においてＭ＝４、忘却係数λを０．８とし、特許文献６の予測内挿法を用いた場合のフィルタタップ係数値の変動の様子を図３７に与える。図３７に対応するキャンセル残差の変化の様子を図３８に与える。図３０と図３８の比較により、本発明の予測手法により、遅れが改善され、キャンセル残差が改善されていることがわかる。

しかし、図３６と図３８との比較により、本発明の予測手法に加え、特許文献６の予測内挿法を用いたことで、フィルタタップ係数の更新間隔が５［ｍｓ］と短くなったにもかかわらず、キャンセル残差はほとんど改善されていないことがわかる。これは、特許文献６の予測内挿法では、現時点のフィルタタップ係数値と予測した１時点先の予測フィルタタップ係数値を直線で結び、１時点先の予測フィルタタップ係数値よりも先のフィルタタップ係数値を用いて予測内挿を行っているため、誤差を大きくしているためと考えられる。

最後に、本発明の予測内挿法においてＭ＝４、忘却係数λを０．８とした場合のフィルタタップ係数値の変動の様子を図３９に与える。図３９に対応するキャンセル残差の変化の様子を図４０に与える。図３０と図４０の比較により、本発明の予測内挿法により、遅れが改善され、キャンセル残差が改善されていることがわかる。

更に、図３６と図４０との比較により、本発明の予測内挿法を用いたことで、タップ係数の更新間隔が５［ｍｓ］と短くなり、キャンセル残差が改善されていることがわかる。これは、特許文献６の予測内挿法では、過去のフィルタタップ係数値のみを用いて予測内挿を行っているので誤差が大きくなるのに対し、本発明の予測内挿法では１時点先のフィルタタップ係数値に加え更に１時点先の（すなわち２時点先の）フィルタタップ係数値を予測し、その間の補間を行っているためであると考えられる。

図２９から図４０において、回り込み波の振幅変動時に対する遅延波キャンセラの変動追従性能の比較を行ったが、マルチパスの振幅変動時においてもほぼ同様の結果を得る。また、回り込み波、およびマルチパス等の遅延波の位相が変動している場合であっても同様の効果が得られる。

遅延波キャンセラの一例を示す図である。 遅延波キャンセラの他の一例を示す図である。 遅延波キャンセラの他の一例を示す図である。 遅延波キャンセラの他の一例を示す図である。 本発明の実施形態にかかる遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値算出部の一例を示す図である。 本発明の実施形態にかかる遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値算出部の他の一例を示す図である。 本発明の実施形態にかかる遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値算出部における複素インパルス応答と更新係数との相関関係の一例を示す図である。 本発明の実施形態１または２にかかる遅延波キャンセラ用の複素トランスバーサルフィルタの一例を示す図である。 本発明の実施形態にかかる遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値算出部に含まれる予測タップ係数算出部の一例を示す図である。 本発明の実施形態にかかる遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値算出部に含まれる予測タップ係数算出部の他の一例を示す図である。 本発明の実施形態にかかる遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値算出部に含まれる予測タップ係数算出部の他の一例を示す図である。 本発明の実施形態にかかる遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値算出部の他の一例を示す図である。 本発明の実施形態にかかる遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値算出部の他の一例を示す図である。 本発明の実施形態にかかる遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値算出部の他の一例を示す図である。 本発明の実施形態３〜５にかかる遅延波キャンセラ用の複素トランスバーサルフィルタの一例を示す図である。 本発明の実施形態にかかる遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値算出部に含まれる予測タップ係数算出部の他の一例を示す図である。 本発明の実施形態にかかる遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値算出部に含まれる予測タップ係数算出部の他の一例を示す図である。 本発明の実施形態にかかる遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値算出部に含まれる予測タップ係数算出部の他の一例を示す図である。 本発明の実施形態にかかる遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値算出部に含まれる内挿予測タップ係数算出回路の一例を示す図である。 本発明の実施形態にかかる遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値算出部の他の一例を示す図である。 本発明の実施形態にかかる遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値算出部の他の一例を示す図である。 本発明の実施形態にかかる遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値算出部の他の一例を示す図である。 本発明の実施形態６〜１１にかかる遅延波キャンセラ用の複素トランスバーサルフィルタの一例を示す図である。 本発明の実施形態にかかる遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値算出部の他の一例を示す図である。 本発明の実施形態にかかる遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値算出部の他の一例を示す図である。 本発明の実施形態にかかる遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値算出部の他の一例を示す図である。 キャンセル残差インパルス応答値の概念図である。 キャンセル残差インパルス応答値に生じる誤差を示す概念図である。 回り込み波の振幅値の変化とフィルタタップ係数値算出部に図４４を用いた場合の遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値の逆相値の変化を比較した結果を示す図である。 図２９に対応する、回り込み波の振幅値の変化とキャンセル残差量の変化を比較した結果を示す図である。 回り込み波の振幅値の変化とフィルタタップ係数値算出部に特許文献６の予測法を用いた場合の遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値の逆相値の変化を比較した結果を示す図である。 図３１に対応する、回り込み波の振幅値の変化とキャンセル残差量の変化を比較した結果を示す図である。 回り込み波の振幅値の変化とフィルタタップ係数値算出に特許文献６の予測内挿法を用いた場合の遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値の逆相値の変化を比較した結果を示す図である。 図３３に対応する、回り込み波の振幅値の変化とキャンセル残差量の変化を比較した結果を示す図である。 回り込み波の振幅値の変化と図１４のフィルタタップ係数値算出部および図１１の予測タップ係数算出部を用いた場合の遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値の逆相値の変化を比較した結果を示す図である。 図３５に対応する、回り込み波の振幅値の変化とキャンセル残差量の変化を比較した結果を示す図である。 回り込み波の振幅値の変化と図１４のフィルタタップ係数値算出部および図１１の予測タップ係数算出部を用い、特許文献６の予測内挿法を用いた場合の遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値の逆相値の変化を比較した結果を示す図である。 図３７に対応する、回り込み波の振幅値の変化とキャンセル残差量の変化を比較した結果を示す図である。 回り込み波の振幅値の変化と図２２のフィルタタップ係数値算出部および図１８の予測タップ係数算出部を用いた場合の遅延波キャンセラのフィルタタップ係数値の逆相値の変化を比較した結果を示す図である。 図３９に対応する、回り込み波の振幅値の変化とキャンセル残差量の変化を比較した結果を示す図である。 複素インパルス応答算出部の一例を示す図である。 複素インパルス応答算出部の他の一例を示す図である。 複素インパルス応答算出部の他の一例を示す図である。 従来のフィルタタップ係数値算出部の一例を示す図である。 タップ係数値算出までの遅延時間による誤差の発生を示す概念図である。

符号の説明

１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ 遅延波キャンセラ、１２ 複素トランスバーサルフィルタ、１４，１４ａ〜１４ｌ フィルタタップ係数値算出部、１６ Ａ／Ｄ変換部、１８ 直交復調部、２０ 直交変調部、２２ Ｄ／Ａ変換部、２６ アンプ、２８ 受信アンテナ、３０ 送信アンテナ、３２ ＯＦＤＭ復調部、３４，３４ａ，３４ｂ，３４ｃ 複素インパルス応答算出部、３６ 遅延回路、３８ 乗算器、４０ 加算器、４２ 更新係数算出回路、４４ 遅延回路、４８ タップ、５０ 乗算器、５２ 加算器、５４，５４ａ，５４ｂ，５４ｃ 予測タップ係数算出部、５６ タップ係数値保持回路、５８ ｕ_i-1（ｎ）算出回路、６０ 遅延回路、６２ 相関逆行列算出更新回路、６４ 遅延回路、６６ ｒ_i（ｎ）算出回路、６８ 重み付け係数算出回路、７０，７８，９２，９４，９６，９８ 予測タップ係数値算出回路、７２ 誤差算出回路、７４ 重み付け係数算出更新回路、７６ 遅延回路、８０ 相関逆行列算出更新回路、８２ 遅延回路、８４ カルマンゲイン算出回路、８６ 事前推定誤差算出回路、８８ 重み付け係数算出更新回路、９０ 遅延回路、１００，１００ａ，１００ｂ，１００ｃ 予測タップ係数算出部、１０２ 内挿予測フィルタタップ係数算出回路、１０４ 時間間隔設定回路、１０６ 切替回路、１０８ 補正値算出回路、１１０ 加算器。

Claims (3)

1. 遅延波キャンセル信号を生成する複素トランスバーサルフィルタと、当該複素トランスバーサルフィルタのフィルタタップ係数値を算出するフィルタタップ係数値算出部であって、受信信号の複素インパルス応答値に更新係数を乗じた値と従前のフィルタタップ係数値とを加算した加算値に基づいてフィルタタップ係数値を算出するフィルタタップ係数値算出部と、を備える遅延波キャンセラにおいて、
   前記フィルタタップ係数値算出部は、フィルタタップ係数値毎に、またはｎ番目のフィルタタップ係数値毎、かつ複素インパルス応答値の不連続関数として変化する更新係数を用いて各フィルタタップ係数値を算出することを特徴とする遅延波キャンセラ。
2. さらに、前記複素インパルス応答値に応じて前記更新係数を算出する更新係数算出部を備えることを特徴とする請求項１に記載の遅延波キャンセラ。
3. 請求項１又は２に記載の遅延波キャンセラ用のフィルタタップ係数値算出回路であって、前記フィルタタップ係数値毎の更新係数を用いて各フィルタタップ係数値を算出することを特徴とする回路。

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