JP5016444B2 - 中継装置 - Google Patents
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Description
また、親局から中継局までの伝搬路で生じたマルチパスのキャンセル方式に関しても、例えば、特許文献2に記載されている。
FFT窓位置が、シンボル(シンボル:OFDM信号の1回の変調で送信する1ビット若しくは複数ビットのデータ)の有効シンボルタイミングに一致する時、周波数特性X(ω)に回転は発生しない。しかし、FFT窓位置が有効シンボルタイミングに一致せず、時間ずれ(FFT窓位置ずれ)が発生すると、有効シンボルからの時間ずれのずれ量τに応じて式(7)に示す回転が発生する(回転した周波数特性をX’(ω)とする)。
そのため、上述の特許文献3には、FFT窓の位置ずれの影響を除去する方式が記載されている。しかし、低DU( Desired to Undesired )比のマルチパスが存在する場合には、マルチパスの影響によりFFT窓位置ずれを完全に除去することができない。また、主波よりもマルチパスのレベルの方が大きい場合には、マルチパスを主波と誤検出してしまう。
このように、回転が生じている周波数特性X’(ω)から算出したキャンセル残差E(ω)を時間信号に変換して式(6)によりキャンセル係数を算出した場合には、正しいタップ位置に係数を適用することかできず、信号品質劣化や発振などを引き起こしてしまうことがある。
本発明の目的は、また、上記の中継装置において、算出した周波数特性に含まれるFFT窓位置の影響をサンプル時間未満の精度で除去することができる回り込みキャンセラを備えた中継装置を提供する。
また好ましくは、上記中継装置は、算出した周波数特性に含まれるFFT窓位置の影響をサンプル時間未満の精度で除去する手段を備えたものである。
また好ましくは、上記中継装置は、算出した周波数特性に含まれるFFT窓位置の影響をサンプル時間未満の精度で除去する手段を備え、周波数特性と周波数特性の逆数をN倍(N≧2)の動作周波数に変換すると共に時分割し、時分割信号を時分割演算処理にて逆フーリエ変換して時間信号に変換する手段を備えたものである。
なお、中継装置の受信アンテナ102と受信変換部103とを、受信部と称し、送信アンテナ105と送信変換部104とを、送信部と称する。
この出力信号は、回り込みキャンセラの出力信号として送信部側の送信変換部104に出力されると共に、トランスバーサルフィルタ12、及び周波数特性算出部13に出力される。
トランスバーサルフィルタ12は、入力された信号を、係数更新部1bから入力されるフィルタ係数を適用してフィルタリングした信号を減算器11の−端子に出力する。
また、送信部側の送信変換部104は、入力された出力信号について、周波数変換、フィルタ処理、等を行って送信部側の送信アンテナ105から送信する。
ここで、周波数特性算出部13で算出(推定)した周波数特性X’(ω)は、式(7)に示したように、FFT窓位置ずれにより理想的な周波数特性XD(ω)に対して位相回転が生じている。周波数特性算出部13の出力信号X’(ω)は、回転補正部14に出力される。
回転補正部14は、主波位置制御部1cから入力される制御量τDに基づいて、式(8)に示すように上記のFFT窓位置ずれによる位相回転成分を除去する。
回転補正部14は、入力された信号の周波数特性を理想周波数特性XD(ω)に一致させた信号を、除算部15及びIFFT処理部16bに出力する。
この制御量τDとFFT窓位置ずれのずれ量τを一致させる制御は、主波位置制御部1cにおいて行うが、主波位置制御部lcの動作については後述する。
従来技術では、低DUのマルチパス環境下においては正しい主波を抽出することできず、誤ったキャンセル残差信号を生成してしまうという問題が挙げられた。これは、周波数領域で主波を抽出しているために発生する問題であるが、本発明では時間領域で主波を高精度に抽出し、時間領域信号からキャンセル残差信号を生成する。
図4において、主波Dが伝播路特性算出部41に入力し、伝播路特性算出部41が伝播路特性を算出して加算器42の一方の端子に入力する。加算器42は、他方の入力端子に入力される回り込み伝播路特性算出部43からの出力信号と、一方の端子から入力される伝播路特性算出部41の出力信号とを加算して、出力端子からキャンセル動作を行わない場合の周波数特性X(ω)の信号を出力すると共に、回り込み伝播路特性算出部43に出力する。回り込み伝播路特性算出部43は、入力された信号について回り込み伝播路特性を算出して、加算器42の他方の入力端子に入力する。
図4のような伝播路モデルにおいて、親局から中継局(本発明の中継装置)までの伝搬路特性を{1十M(ω)}とし、回り込み伝搬路特性C(ω)とすると、キャンセル動作を行わない場合の周波数特性X(ω)は式(9)で表される。
式(9)の時間領域変換を考えると、マルチパス特性M(ω)と回り込み特性C(ω)は、それぞれ遅延要素を含んでいる。このため、時間的に最も先行した成分は、主波DをIFFT処理した信号となっている。
また同様に、式(11)の時間領域変換を考えると、先行波成分は、1/DのIFFT処理結果となっている。
図5に示すように、先行波成分以外の成分について、時間信号y(t)に関しては回り込み成分、マルチパス成分の他にマルチパスのイメージ成分が生じている。また、時間信号x(t)にも、同様に回り込み波のイメージ成分が生じている。これらのイメージ成分は、後述するイメージ除去部1aにて除去する。
主波抽出部17aは、時間信号y(t)から主波成分yD(t)を抽出し、キャンセル残差算出部18に出力する。同様に、主波抽出部17bは、時間信号x(t)から主波成分xD(t)を抽出し、キャンセル残差算出部18に出力する。
先行ピーク位置信号POSの一例を、図6の矢印の位置で示す。
先行ピークの具体的な検出方法としては、例えば、絶対値が0以外の値となる最も時間的に早いタイミングを検出し、検出したタイミングから数サンプル程度の窓を設け、窓内の最大値を先行ピークとする方法がある。
主波抽出部17aからの出力をyD、主波抽出部17bからの出力をxDとし、それぞれの出力を算出する式(12)(13)を以下に示す。
キャンセル残差算出部18は、式(1)(2)で説明したキャンセル残差信号と等化な演算を行う。即ち、式(1)(2)を、式(4)(5)に代入し、変形を行い、キャンセル残差成分の時間信号eM(t)及びeC(t)を算出し、イメージ除去部1aに出力する。
キャンセル残差成分の時間信号eM(t)及びeC(t)の算出式を式(14)(15)に示す。また、係数αについては後述する。
このsinc信号はsinc信号発生器19にて生成する。sinc信号の生成方式としては、例えば、予め計算させておいたsinc信号のデータをROM( Read Only Memory )等のメモリに記憶させることもできる。これにより、直接演算する構成よりハードウェアの規模を削城することができる。
Sinc信号発生器19の出力信号sinc(t)を用いて式(12)(13)を表すと式(16)(17)となる。
キャンセル残差信号e(t)を入力された係数更新部1bは、フィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数をトランスバーサルフィルタ12に出力する。これによって、トランスバーサルフィルタ12は、最適な係数に更新されて、適用される。
FFT窓位置ずれのずれ量τと回転補正部14の制御量τDが一致した時、周波数特性X(ω)は、理想周波数特性XD(ω)に一致させることができる。そして、主波抽出部17a及び17bにおいて算出する主波位置POSは、0となる。
具体的には、主波抽出部17a及び17bは、主波位置となる先行ピーク位置信号POSを算出すると共に、先行ピーク位置信号POSの前後1サンプルの時間信号y(t)及びx(t)を主波位置制御部1cに出力する。主演位置制御部1cは、制御量τDの算出方式として、理想的な制御量τとの誤差errをサンプル未満の精度で算出し、誤差errが0若しくは所定値になるように制御すれば良い。誤差errは、式(18)及び(19)で定義する。
また、式(19)の第一項において、y(POSy)にマイナスの符号が付加されている。これは、出力信号Y(ω)が出力信号X(ω)の逆数であるため、FFT窓位置の影響による時間シフト量が、時間信号x(t)と比較して符号反転しているためである。
第二項に関しては、IFFTのポイント数と出力信号Y(ω)及びX(ω)の周波数特性のポイント数が異なること起因する波形の時間拡がりを利用している。 τ=τDである場合には、主波成分により生成された先行ピークの前後1サンプルは同値になるが、τ≠τDの場合には前後サンプルの絶対値に差が発生するため、この特性を利用してサンプル未満の位置誤差errを算出している。
図7から分かる様に、ほぼ線形的な特性を有していることか分かる。
この誤差errを用いて、誤差errが0若しくは所定値になるように制御を行う。制御方式としては、一般的なPID( Proportional Integral Derivative )制御やPI( Proportional Integral )制御等のフィードバック制御方式を用いれば良い。
従って、本発明の第二の実施例では、高速の演算を行うことにより、1系統のハードウェアを用いて第一の実施例と等価な処理を実現する。
IFFT処理部16は、N倍のクロック周波数で演算を行い、第一の実施例と比較して1/Nの時間で演算を終了する(図8(c))。
主波抽出部17でも同様に、高速演算を行い、主波成分yDの算出と主波成分xDの算出を行うための演算回路を共用しながら、時分割処理を行う(図8(d))。
このようにして得られた時間信号y(t)及びx(t)、並びに、主波成分yD及びxDは、時分割DEMUX処理部1eに出力される。
時分割DEMUX処理部1eは、時分割MUX処理部1dと逆に、動作周波数を元に戻す処理を行い、2系統の信号を算出する(図8(e))。
キャンセル残差算出部18及びそれ以降の処理は、第一の実施例と同様であり、説明は省略する。以上の処理により、第一の実施例に対してハードウェア規模を大幅に削減させることができる。
この時間信号と主波成分に基づいてキャンセル残差成分を算出し、キャンセル残差成分は適応フィルタの係数として使用し、適応フィルタでは干渉波のレプリカを生成する。生成したレプリカ信号を、干渉波が混入している入力信号から減算することにより、低DUのマルチパス環境下でも干渉波を除去することができる。
Claims (3)
- マルチパスや自局の送信部の送信信号の回り込み波を受信する受信部、送信部、及び、受信部からの信号が+端子に入力され、適応フィルタの信号が−端子に入力される減算器と、前記適応フィルタとを備え、マルチパスや回り込み波をキャンセルする回り込みキャンセラ、を有する中継装置おいて、
前記回り込みキャンセラは、
減算器出力信号の周波数特性を算出し、算出した周波数特性と周波数特性の逆数を逆フーリエ変換して時間信号に変換する手段と、
時間信号から時間的に先行した成分を主波成分として抽出する手段と、
時間信号及び主波成分に基づいて、マルチパスや自局の送信信号の回り込み波をキャンセルするように前記適応フィルタのフィルタ係数を算出する手段を備えたことを特徴とする中継装置。 - 請求項1において、算出した周波数特性に含まれるFFT窓位置の影響をサンプル時間未満の精度で除去する手段を備えたことを特徴とする中継装置。
- 請求項1又は請求項2において、周波数特性と周波数特性の逆数をN倍(N≧2)の動作周波数に変換すると共に時分割し、
上記時分割信号を時分割演算処理にて逆フーリエ変換して時間信号に変換する手段を備えたことを特徴とする中継装置。
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