JP2009272767A - 干渉波キャンセラ中継装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回り込み波のキャンセルに必要なフィルタ係数の更新が常に正しく得られるようにした干渉波キャンセラ中継装置を提供すること。
【解決手段】受信アンテナ１１から入力される受信信号が＋入力端子に供給される減算器１２と、この減算器１２の出力信号が供給される複素ＦＩＲフィルタ部１８を備え、減算器１２の−入力端子に複素ＦＩＲフィルタ部１８の出力信号を供給することにより、マルチパスと自局の送信信号の回り込み１ａによる信号Ｃ(ω)がキャンセルされた信号を減算器１２の出力端子に得るようにしたものにおいて、位相変動補正型ＦＦＴ窓位置補償部１４を設け、ＦＦＴ窓位置補正を行うことにより、回り込み波のキャンセルに必要な複素ＦＩＲフィルタ部１８のフィルタ係数の更新が常に正しく得られるようにした。
【選択図】図１

Description

本発明は、受信周波数と送信周波数が同一の無線中継装置に係り、特に、送信信号が受信信号に干渉する回り込み波の除去に好適な干渉波キャンセラ中継装置に関する。

地上デジタル放送における中継方式の一種に、オンエアされた放送波を受信し、受信した放送波の周波数と同一の周波数により再送信するＳＦＮ(Single Frequency Network)中継方式があるが、この場合、受信と送信が同一の周波数で行われるため、送信された電波が受信アンテナに回り込み、信号の劣化や発振が引き起こされてしまう可能性がある。
そこで、この場合、回り込み波のキャンセルが得られるようにした、いわゆる回り込みキャンセラ方式について、従来から種々の技術が提案されている(例えば、特許文献１、２参照)。

そこで、これらの回り込みキャンセラ方式が適用された中継装置の従来技術について、図４により説明する。
ここで、この従来技術は、受信アンテナ１１から入力される受信信号に、図示してないが、増幅など中継に必要な処理を施し、送信アンテナ１９から送信することにより中継装置としての動作を行うのであるが、このとき受信信号に中継に必要な処理を施しただけで送信アンテナ１９から送信するのではなく、この受信信号が＋入力端子に供給される減算器１２と、この減算器１２の出力信号が供給される複素ＦＩＲ(Finite Impuls Response)フィルタ部１８を備え、減算器１２の−入力端子に複素ＦＩＲフィルタ部１８の出力信号を供給することにより、マルチパスと自局の送信信号の回り込み１ａによる信号Ｃ(ω)がキャンセルされた信号が減算器１２の出力端子に得られるようにしたものである。

そして、この減算器１２の出力端子に上記した中継に必要な処理を施して送信信号とし、送信アンテナ１９から送信することにより中継装置としての動作が得られるようにしたものであり、このため、この従来技術では、周波数特性推定部１３とＦＦＴ窓位置補償部３１、残差装算出部１５、ＩＦＦＴ部１６、係数更新部１７を設け、これにより複素ＦＩＲフィルタ部１８のフィルタ係数が切換えられ、この結果、複素ＦＩＲフィルタ部１８が回り込み波のレプリカを形成し、減算器１２の−入力端子に供給するので、上記した回り込み波のキャンセルが得られるようにしたものである。
そこで、以下、このフィルタ係数の切換処理について説明する。

まず、周波数特性推定部１３により、減算部１２の出力端子からキャンセル後の周波数特性Ｘ(ω)を算出する。
このとき説明の便宜上、ＦＦＴ窓位置補償部３１がないものとする。そうすると、周波数特性推定部１３により算出された周波数特性Ｘ(ω)は残差算出部１５に供給され、ここで主波Ｄを抽出し、(1)式により回り込み波のキャンセル残差成分Ｅc(ω)を算出する。
Ｅc(ω)＝１−Ｄ／Ｘ(ω) …… ……(1)
ここで、主波Ｄは周波数特性Ｘ(ω)に含まれる平坦成分のことで、これは、次の(2)式により算出される。

そして、算出されたキャンセル残差成分Ｅ_c(ω)はＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourier Transform)部１６において、次の(3)式による逆フーリエ変換処理により時間信号ｅ_c(t)に変換され、次いで、係数更新部１７において、次の(4)式に示すフィルタ係数更新式に適用して、複素ＦＩＲフィルタ部１８のフィルタ係数を切換え、キャンセル動作が実現されるようにする。
ｅ_c(t)＝ＩＦＦＴ［Ｅ_c(ω)］…… ……(3)
Ｗ_n+1(t)＝Ｗ_n(t)＋μ・ｅ(t) …… ……(4)
この(4)式における係数μについては、０＜μ＜１の範囲で設定される。

ところで、この場合、上記した周波数特性Ｘ(ω)の導出には、通常、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex：直交周波数分割多重変調)信号に既知の信号として挿入されているパイロットキャリアを用いることが多い。
また、この周波数特性Ｘ(ω)には、次の(5)式に示すように、ＯＦＤＭの時間信号に設けれられるＦＦＴ(Fast Fourier Transform：フーリエ変換)時間窓位置に起因する回転が生じる。ここで、Ｘ'(ω)が回転を生じている周波数特性を表わしている。
Ｘ'(ω)＝Ｘ_D(ω)・ｅｘｐ(−ｊωτ)…… ……(5)

ここで、このＦＦＴ時間窓位置は、それがＯＦＤＭシンボルの有効シンボルタイミングに一致している限り周波数特性Ｘ(ω)には回転が生じないが、そうでなけれは有効シンボルからの時間ずれτに応じて回転が発生する。
しかし、ここでは、上記したように、主波Ｄを周波数特性Ｘ(ω)に含まれる平坦成分としているので、回転を生じている周波数特性Ｘ'(ω)を用いて(2)式に示す主波抽出処理を行ったのでは、主波Ｄを正しく算出することはできない。
このとき、このＦＦＴ窓位置ずれの影響を除去する方式についても、同じく従来から提案されている(例えば特許文献３参照)。

そして、図４において、これまで無いものとして説明したＦＦＴ窓位置補償部３１は、この提案に基づいて設けたものであり、この場合、周波数特性推定部１３で算出された周波数特性Ｘ(ω)はＦＦＴ窓位置補償部３１に供給され、まず、ＦＦＴ窓位置ずれにより回転を生じた周波数特性Ｘ'(ω)を算出し、この周波数特性Ｘ'(ω)を次の(6)式により、振幅ｒ(ω)と位相θ(ω)で表わされる極座標系に変換する。
Ｘ'(ω)＝ｒ(ω)・ｅｘｐ(ｊθ(ω))…… ……(6)
この後、０から２πで表わされる位相を、次の(7)式に示すようにして連続化する。

θ_dif(ω)＝θ(ω＋１)−θ(ω)
θ_cont(ω＋１)＝θ_cont(ω)＋θ(ω)
但し「０≦θ_dif(ω)＜π」の場合
θ_cont(ω＋１)＝θ_cont(ω)−θ(ω)
但し「π≦θ_dif(ω)＜２π」の場合
…… ……(7)
ここで、θ_dif(ω)は位相値の変化分で、θ_cont(ω)は連続化した位相値である。
そして、この後、(2)式に示す主波抽出処理を行って主波Ｄを算出するのである。

特開平１１−３５５１６０号公報 特開２００２−１５２０６５号公報 特開２００４−３２０６７７号公報

ところで、上記した(7)式による算出は、ＯＦＤＭにおいて隣接キャリアとの差分位相θ_dif(ω)について−π＜θ_dif(ω)＜πの区間で変動しているという条件下では問題ないが、しかし、上記の区間を越えて変動した場合は正しい算出は得られない。例えば周波数選択性の干渉波であるアナログ放送波の場合や、ＤＵ(Desired to Undesired)比が０ｄｂに近いマルチパスが混入した場合などの環境においては、周波数特性Ｘ'(ω)が、周波数領域(ω)によっては急峻になり、場合によっては±π以上の位相変動を生じてしまうことがある。

このような環境下では、上記(7)式による位相の連続化が正しく得られなくなって、本来の特性に２πもの位相ずれを生じ、この場合、従来技術では、ＦＦＴ窓位置ずれを精度良く補償することができなくなってしまう虞がある。
例えば、本来の差分θ_dif(ω)が１.５πの場合、算出される差分θ_dif(ω)は−０.５πになってしまうので、このときは実際の値と比較して２πのずれが生じてしまうことになる。

そして、このようにＦＦＴ窓位置ずれが生じている周波数特性Ｘ'(ω)から算出したキャンセル残差Ｅ(ω)を時間信号に変換し、(3)式によりキャンセル係数を算出した場合、係数更新部１７は、複素ＦＩＲフィルタ部１８のフィルタ係数を正しく更新することができず、信号の劣化や発振が引き起こされてしまうことになる。
従って、本発明の目的は、回り込み波のキャンセルに必要なフィルタ係数の更新が常に正しく得られるようにした干渉波キャンセラ中継装置を提供することにある。

上記目的は、＋入力端子に受信信号が供給される減算器と、前記減算器の出力信号が供給される複素ＦＩＲフィルタを備え、前記減算器の−入力端子に前記複素ＦＩＲフィルタの出力信号を供給することにより、前記減算器の出力端子にマルチパスと自局の送信信号の回り込みによる信号がキャンセルされた送信信号を得るようにした干渉波キャンセラ中継装置において、前記減算器の出力信号の周波数特性を算出し、算出した周波数特性を表わす直交座標系の同相成分と直交成分を極座標系の振幅成分と位相成分に変換する極座標変換手段と、前記位相成分を連続化する際、現時点の位相成分に基づいて算出した連続化結果を、過去の時点で算出した位相特性の傾きから推定される推定位相連続結果と比較し、前記算出した連続化結果が前記推定位相連続結果に基づいて定めた所定範囲内にない場合は、前記算出した連続化結果を前記推定位相連続結果に置き換えて位相の連続化を行う位相連続化手段と、前記位相連続化手段によって得られた位相特性から、その傾きを算出する傾き算出手段と、前記極座標変換手段から得られた位相成分の位相特性の傾きを、前記傾き算出手段により得られた位相特性の傾きに基づいて除去した位相補正結果と、前記前記極座標変換手段から得られた振幅成分とに基づいて直交座標系に再変換する直交座標系再変換手段と、前記直交座標系再変換手段により得られた直交座標系の周波数特性に基づいて前記回り込み波のキャンセル残差成分を推定し、当該残差成分が減少するように前記複素ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を算出する手段とが設けられていることを特徴とする。

本発明によれば、回り込み波をキャンセルする際、アナログ波やマルチパスの混入が避けられない環境においても、ＦＦＴ窓位置ずれの影響が高精度で除去でき、従って、常に安定した回り込みキャンセル動作が可能になる。

以下、本発明に係る干渉波キャンセラ中継装置について、図示の実施の形態により詳細に説明する。
図１は本発明の一実施の形態で、受信アンテナ１１と減算器１２、周波数特性推定部１３、位相変動補正型ＦＦＴ窓位置補償部１４、残差装算出部１５、ＩＦＦＴ部１６、係数更新部１７、複素ＦＩＲフィルタ部１８、それに送信アンテナ１９を備え、減算器１２の−入力端子に複素ＦＩＲフィルタ部１８の出力信号を供給することにより、マルチパスと自局の送信信号の回り込み１ａによる信号Ｃ(ω)がキャンセルされた信号が減算器１２の出力端子に得られるようにしたものであり、従って、この実施形態が、図４で説明した従来技術と異なっている点は、従来技術におけるＦＦＴ窓位置補償部３１に代えて、位相変動補正型ＦＦＴ窓位置補償部１４が設けられている点にある。

図１において、受信アンテナ１１には、本来の中継すべき信号と共に、回り込み１ａによる信号Ｃ(ω)が受信信号として入力され、この受信信号が、図示してない周波数変換回路などによりベースバンド帯域に変換された上で減算器１２の＋入力端子に供給される。なお、これは、図４の従来技術の場合も同じである。
一方、この減算器１２の−入力端子には、位相変動補正型ＦＦＴ窓位置補償部１４の出力が供給される。
従って、この減算器１２の出力信号は、回り込みがキャンセルされた送信信号として送信アンテナ１９に供給されると共に、周波数特性推定部１３と複素ＦＩＲフィルタ部１８の入力にも供給されることになる。

周波数特性推定部１３では、ＯＦＤＭ信号に挿入されているパイロットキャリアなどを用いて周波数特性Ｘ'(ω)が算出されるが、このとき周波数特性推定部１３により算出された周波数特性Ｘ'(ω)は、上記の(5)式に示されているように、ＦＦＴ時間窓位置ずれτにより、理想的な周波数特性Ｘ_D(ω)に対して回転が生じている。
そこで、この周波数特性推定部１３から出力された周波数特性Ｘ'(ω)は、位相変動補正型ＦＦＴ窓位置補償部１４に供給される。このとき位相変動補正型ＦＦＴ窓位置補償部１４は(8)式に示すように、上記したＦＦＴ窓位置による回転成分を除去するように機能する。
Ｘ(ω)＝Ｘ'(ω)・ｅｘｐ(ｊωτ_D)…… ……(8)

ここで本発明は、位相変動補正型ＦＦＴ窓位置補償部１４によるＦＦＴ窓位置補正を特徴とするものであり、従って、以下、この位相変動補正型ＦＦＴ窓位置補償部１４について、図２と図３により、更に詳細に説明する。
まず、図２は位相変動補正型ＦＦＴ窓位置補償部１４の詳細で、図示のように、極座標変換部２１と位相変動補正部２２、位相連続化部２３、位相傾き算出部２４、シンボル方向フィルタ部２５、それに位相傾き補正部２６で構成されており、このとき図３は各部での特性を表わしている。

まず、極座標変換部２１には、図４の(a)に示す周波数特性Ｘ'(ω)が入力され、ここで(9)式で示すように、直交座標系で表わされた同相成分Ｉ(ω)と直交成分Ｑ(ω)から振幅ｒ(ω)と図４の(b)に示す位相θ(ω)に変換される。
Ｘ(ω)＝ｒ(ω)・ｅｘｐ(ｊ・θ(ω))…………(9)
ここで、θ(ω)については、０≦θ(ω)＜２πの範囲にあるものとする。
そして、この変換された結果の中の振幅ｒ(ω)は位相傾き補正部２６に供給され、位相θ(ω)は位相変動補正部２２に供給される。

このとき、位相変動補正部２２には、更にシンボル方向フィルタ部２５の出力信号も供給されている。そこで、この位相変動補正部２２では、位相θ(ω)とシンボル方向フィルタ部２５の出力信号に基づいて、位相θ'(ω)が算出さることになるが、このときシンボル方向フィルタ部２５は、位相傾き算出部２４の出力信号をフィードバックすることにより出力を算出するため、ＦＦＴ窓位置補正処理開始後の最初のシンボルＴ(Ｔ＝１)では出力信号が不確定であり、位相変動補正部２２の出力である位相θ'(ω)は、(10)式で示すように入力信号と同値を出力する。
θ'(ω)＝θ(ω) (Ｔ＝１) …… ……(10)

位相変動補正部２２の出力である位相θ'(ω)は位相連続化部２３に入力され、ここでＦＦＴ窓位置補正処理開始後の最初のシンボルＴ(Ｔ＝１)では、上記の(7)式により、図４の(c)に示すように位相の連続化を行い、連続化された位相θ_cont(ω)を出力する。なお、Ｔ＝２の場合の処理については後述する。
位相連続化部２３からの出力は位相傾き算出部２４に入力され、ここで連続化された位相成分からＦＦＴ窓位置ずれ量、すなわち位相の傾きθ_slant を算出する。
このときの位相の傾きの算出方法には、連続化された位相から線形一次特性を算出するという、いわゆる最小二乗法や、Ｍ推定等の高精度なロバスト推定方法などが利用可能である。

位相傾き算出部２４で算出された位相の傾きθ_slant は位相傾き補正部２６とシンボル方向フィルタ部２５に入力される。このとき位相傾き補正部２６には、更に位相連続化部２３から連続化された位相θ_cont(ω)が入力されている。
そこで、この位相傾き補正部２６では、連続化された位相θ_cont(ω)に対して、その傾きを表わしている位相の傾きθ_slant を適用して傾きを除去し、図４の(c)に示す傾きが除去された位相特性θ_DC(ω)を得る。
更に位相傾き補正部２６は、極座標変換部２１から入力されている振幅ｒ(ω)と位相傾き除去後の位相特性θ_DC(ω)を直交座標系に変換する。

また、シンボル方向フィルタ部２５は、入力された位相の傾きθ_slant に対してシンボル方向に底域通過方向のフィルタ処理を施す。
ＦＦＴ窓位置の時間的な変動は、クロック再生を行うときの時定数に依存するため、シンボル方向フィルタ部２５により、クロック再生での変動周波数を通過帯域とするフィルタ処理をすることにより高域の雑音成分を除去して高精度化を図るのである。
シンボル方向フィルタ部２５の出力は、上記したように、位相変動補正部２２にフィードバックされる。

次に、ＦＦＴ窓位置補正処理開始後の２番目以降のシンボルＴ(Ｔ≧２)の処理について説明する。
位相変動補正部２２では、Ｔ＝２のシンボルのとき、Ｔ＝１のシンボルで得られた位相の傾きθ_slant に基づいて位相θ(ω)を変換する。
これは、実際の位相変動が±πを越えるような環境下であっても誤った位相連続化が行われてまうことがないようににすることを主な目的とするもので、具体的な処理についは、次に説明する。

まず、位相連続化部２３は、Ｔ＝１のシンボルのとき、上記した従来技術と同様、(7)式に従って位相の判定を行い、判定結果に基づいて位相の連続化を行っている。
しかし、Ｔ≧２のシンボルのときは、領域判定に相当する処理は位相変動補正部２２で行い、位相連続化部２３は、(11)式に示すように、単に位相変動補正部２２で得られた結果に基づいて位相の連続化を行うだけとする。
θ_dif'(ω)＝θ'(ω＋１)−θ'(ω)
θ_cont'(ω＋１)＝θ_cont'(ω)＋θ_dif'(ω) …………(11)

このとき位相変動補正部２３では、(11)式に示す位相の差分値θ_dif'(ω)が、(12)式に示すように、所定値の係数Ｋ０とＫ１の範囲を越える場合には、ＦＦＴ窓位置ずれによる位相変動ではなく、干渉波やマルチパスによって大きな位相変動が生じているものと判断し、その位相値θ'(ω)を正しい位相値θ_est'(ω)として推定する。
θ_dif'(ω)＝θ_est'(ω)
但し「θ_dif'(ω)＜Ｋ０、θ_dif'(ω)＞Ｋ１」の場合
θ_dif'(ω)＝θ_dif(ω)
θ_dif'(ω)＜Ｋ０、θ_dif'(ω)＞Ｋ１」以外の場合
…………(12)

次に、この(12)式における所定値の係数Ｋ０、Ｋ１と位相推定値θ_est'(ω)について説明する。
まず、周波数特性Ｘ'(ω)の位相成分θ(ω)は、干渉波や雑音などの影響が無い場合、ＦＦＴ窓位置ずれ量だけで決定される。従って、理想的な状態では、シンボル方向フィルタ部２５から与えられる位相の傾きθ_slant を用いて、(13)式により表わせる。
θ(ω＋１)＝θ(ω)＋θ_slant
θ_dif'(ω)＝θ'(ω＋１)−θ'(ω)
＝θ_slant …… ……(13)

しかし、実際の周波数特性Ｘ(ω)には、干渉波などにより、(14)式に示すように、変動成分θ_err(ω)が現れてしまう。
θ(ω＋１)＝θ(ω)＋θ_slant＋θ_err(ω)
θ_dif'(ω)＝θ'(ω＋１)−θ'(ω)
＝θ_slant＋θ_err(ω) …………(14)
このため理想的な状態で生じるＦＦＴ窓位置成分の位相の傾きθ_slant に対して、それから±αの範囲外にある場合には、干渉波などによる影響が大きいものとして、位相推定値θ_est'(ω)に置き換える。

従って、所定値の係数Ｋ０、Ｋ１は、次の(15)式により表わされる。
Ｋ０＝θ_slant−α
Ｋ１＝θ_slant＋α …… ……(15)
ここで、αの値は、０＜α＜πの範囲であれば良いが、実用的には、α＝π／２程度とするのが望ましい。
一方、位相推定値θ_est'(ω)については、次の(16)式に示すように、位相θ(ω)に位相の傾きθ_slant を加算した値として外挿推定する。
θ_est'(ω)＝θ(ω−１)＋θ_slant ……(16)

従って、以上の処理を必要とするキャリア数分、実行すれば、干渉波により生じた位相変動が除去できることになる。
そこで、位相連続化部２３と位相傾き算出部２４により、ＦＦＴ窓位置成分の位相の傾きθ_slant の算出を行い、算出した位相の傾きθ_slant を位相傾き補正部２６に供給してやれば、ＦＦＴ窓位置成分が除去された周波数特性Ｘ(ω)を得ることができ、この結果、干渉波やマルチパスが混入されてしまう環境下においても、高精度でＦＦＴ窓位置成分の除去が得られ、上記(2)式に示した主波抽出処理における主波Ｄの抽出を高精度で行うことができる。

こうして位相傾き補正部２６から得られた周波数特性Ｘ(ω)は、位相変動補正型ＦＦＴ窓位置補償部１４の出力として残差装算出部１５に供給され、ここで主波Ｄを抽出し、上記した(1)式により回り込み波のキャンセル残差成分Ｅc(ω)を算出する。
この後、算出されたキャンセル残差成分Ｅ_c(ω)はＩＦＦＴ部１６において、上記の(3)式による逆フーリエ変換処理により時間信号ｅ_c(t)に変換され、次いで、係数更新部１７において、上記の(4)式に示すフィルタ係数更新式に適用して、複素ＦＩＲフィルタ部１８のフィルタ係数を切換える。

この結果、複素ＦＩＲフィルタ部１８が回り込み波のレプリカを形成し、減算器１２の−入力端子に供給するので、キャンセル動作が得られることになる。
ここで、この実施形態の場合、上記したように、干渉波により生じた位相変動が精度良く除去された周波数特性Ｘ(ω)に基づいて主波Ｄが抽出されており、従って、この実施形態によれば、アナログ波やマルチパスの混入が避けられない環境においても、ＦＦＴ窓位置ずれの影響が高精度で除去でき、常に安定した回り込みキャンセル動作を得ることができる。

本発明に係る干渉波キャンセラ中継装置の一実施の形態の回路図である。 本発明の実施形態における位相変動補正型ＦＦＴ窓位置補償部の一例を示すブロック図である。 本発明の実施形態における位相変動補正型ＦＦＴ窓位置補償部の各部での特性図である。 従来技術による干渉波キャンセラ中継装置の一例を示す回路図である。

符号の説明

１１：受信アンテナ
１２：減算器
１３：周波数特性推定部
１４：位相変動補正型ＦＦＴ窓位置補償部
１５：残差算出部
１６：ＩＦＦＴ部
１７：係数更新部
１８：複素ＦＩＲフィルタ部
１９：送信アンテナ
２１：極座標変換部
２２：位相変動補正部
２３：位相連続化部
２４：位相傾き算出部
２５：シンボル方向フィルタ部

Claims (1)

1. ＋入力端子に受信信号が供給される減算器と、前記減算器の出力信号が供給される複素ＦＩＲフィルタを備え、前記減算器の−入力端子に前記複素ＦＩＲフィルタの出力信号を供給することにより、前記減算器の出力端子にマルチパスと自局の送信信号の回り込みによる信号がキャンセルされた送信信号を得るようにした干渉波キャンセラ中継装置において、
   前記減算器の出力信号の周波数特性を算出し、算出した周波数特性を表わす直交座標系の同相成分と直交成分を極座標系の振幅成分と位相成分に変換する極座標変換手段と、
   前記位相成分を連続化する際、現時点の位相成分に基づいて算出した連続化結果を、過去の時点で算出した位相特性の傾きから推定される推定位相連続結果と比較し、前記算出した連続化結果が前記推定位相連続結果に基づいて定めた所定範囲内にない場合は、前記算出した連続化結果を前記推定位相連続結果に置き換えて位相の連続化を行う位相連続化手段と、
   前記位相連続化手段によって得られた位相特性から、その傾きを算出する傾き算出手段と、
   前記極座標変換手段から得られた位相成分の位相特性の傾きを、前記傾き算出手段により得られた位相特性の傾きに基づいて除去した位相補正結果と、前記前記極座標変換手段から得られた振幅成分とに基づいて直交座標系に再変換する直交座標系再変換手段と、
   前記直交座標系再変換手段により得られた直交座標系の周波数特性に基づいて前記回り込み波のキャンセル残差成分を推定し、当該残差成分が減少するように前記複素ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を算出する手段とが設けられていることを特徴とする干渉波キャンセラ中継装置。

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