JP2012039300A - 中継装置 - Google Patents

Abstract

【課題】受信アンテナにより無線受信された信号を送信アンテナにより無線送信する中継装置で、回り込み波を効果的に除去する。
【解決手段】例えば、ＦＦＴ窓位置補正部の位相傾き算出部では、第２位相特性取得手段３１、３２が第１の位相特性に基づいて所定の帯域の位相特性を用いて第２の位相特性を取得し、誤差検出手段３３が第１の位相特性と第２の位相特性との誤差を検出し、重み係数取得手段３４が誤差に基づいて重み係数を取得し、合成手段３５が重み係数に基づいて第１の位相特性と第２の位相特性を合成し、位相傾き検出処理手段３６が合成結果に基づいて位相傾きを検出する。
【選択図】 図５

Description

本発明は、例えば、受信周波数と送信周波数が同一であり、送信信号が受信アンテナに干渉する回り込み波（回り込み信号）を除去する中継装置に関し、特に、回り込み波を効果的に除去する中継装置に関する。

地上デジタル放送の中継方式に、オンエアの放送波を受信し、受信周波数と同一の周波数で再送信するＳＦＮ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ）中継がある。ＳＦＮ中継では、送受信の周波数が同一であるため、送信信号が受信アンテナに回り込み、信号の劣化や発振を引き起こす可能性がある。このため、回り込み波をキャンセルする回り込みキャンセラを備えた中継方式が採用されている。

一例に係るキャンセル方式では、キャンセル後の周波数特性Ｘ（ω）を算出し、周波数特性Ｘ（ω）から主波Ｄを抽出し、（式１）に示される回り込み波のキャンセル残差成分や、（式２）に示されるマルチパス等化残差成分を算出する。
ここで、主波Ｄは周波数特性Ｘ（ω）に含まれる直流成分とし、（式３）により算出方式が示される。また、ωは角周波数を表し、Ｎは１以上の整数を表す。

キャンセル残差Ｅ_ＦＢ（ω）は（式４）に示されるＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理により時間信号に変換され、（式５）に示されるフィルタ係数更新式に適用して、キャンセル動作を実現する。
同様に、マルチパス等化残差Ｅ_ＦＦ（ω）は（式６）に示されるＩＦＦＴ処理により時間信号に変換され、（式７）に示されるフィルタ係数更新式に適用して、キャンセル動作を実現する。
ここで、（式５）、（式７）において、μは０＜μ＜１の範囲で設定される。また、ｗ_ｎ（ｔ）はｎ（ｎ＝０、１、２、３、・・・）番目のフィルタ係数を表す。
また、ｔは時間（時刻）を表す。

上記の回り込みキャンセルのアルゴリズムにおいて、周波数特性Ｘ（ω）の導出には、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号に既知信号として挿入されているパイロットキャリアを用いることが多い。また、この周波数特性Ｘ（ω）には、理想的な通信路の周波数特性をＸ_０（ω）とすると、（式８）に示されるように、Ｘ_０（ω）に対してＯＦＤＭ時間信号に設けるＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）時間窓の位置ずれτ_０に起因する位相回転が生じる。ＦＦＴ時間窓位置は、ＯＦＤＭシンボルの有効シンボルタイミングに一致するときには、周波数特性Ｘ（ω）の回転は発生しないが、有効シンボルからの時間ずれτ_０に応じて回転が発生する。
ここで、ｊは虚数を表す。

上述のように、主波Ｄは周波数特性Ｘ（ω）に含まれる直流成分としているが、（式８）に示されるような回転が生じている周波数特性Ｘ（ω）を用いて（式３）に示される主波抽出処理を行っても、主波Ｄを正しく算出することができない。このため、例えば、ＦＦＴ窓位置ずれの影響を除去する方式が検討されている。
（式８）における位相成分ωτ_０は、周波数ωに対してＦＦＴ窓位置ずれ時間τ_０に比例した一次傾斜となる。しかしながら、図７に示されるように、実際には、ノイズ等の影響により一次傾斜特性にばらつきが生じる。

図７には、ＦＦＴ窓位置ずれによる位相特性の一例を示してある。
グラフの横軸は角周波数ωを表しており、グラフの縦軸は位相特性θ（ω）を表している。
グラフでは、検出した位相特性θ（ω）を示してあるとともに、最小二乗法による推定の結果を示してある。

ＦＦＴ窓位置ずれの影響を除去する方式の一例では、最小二乗法を用いてばらつきのある位相特性から理想的な一次傾斜の傾きを求めることで、ＦＦＴ窓位置ずれを算出している。そして、算出したＦＦＴ窓位置ずれをτとすると、（式９）を用いて、ＦＦＴ窓位置ずれを補正することが行われる。
（式９）において、τ＝τ_０となれば、理想的な周波数特性Ｘ_０（ω）が得られ、高精度な回り込みキャンセルが可能となる。

特開２００９−２７２７６７号公報

例えば、図８に示されるような地上デジタル放送の多段中継システムでは、隣接チャンネルへの干渉を軽減するために、送信部或いは受信部に狭帯域のフィルタを接続する場合がある。
図８には、地上デジタル放送の多段中継システムの一例を示してある。
本例の多段中継システムでは、１段目の中継装置は、受信アンテナ１０１、受信変換器１０２、等化装置１０３、送信変換器１０４、送信フィルタ１０５、送信アンテナ１０６を備えており、また、２段目の中継装置は、受信アンテナ１１１、受信変換器１１２、回り込みキャンセラ１１３、送信変換器１１４、送信フィルタ１１５、送信アンテナ１１６を備えている。
なお、ＯＦＤＭ方式では、例えば、送信変換器１０４、１１４でＩＦＦＴの処理が行われ、受信変換器１０２、１１２でＦＦＴの処理が行われる。

ここで、狭帯域のフィルタでは群遅延が大きく、特に、帯域端の位相特性が線形位相ではなくなる。上述のように、最小二乗法を用いるＦＦＴ窓位置補正方式では、線形位相であることを前提にして、位相の一次傾斜の傾きを算出しているため、帯域端の位相特性が歪むような場合には、正しい傾きを算出することができなくなる。そして、この推定誤りにより回り込みキャンセラが発振してしまうという問題が生じる。

このように、例えば、上位局で狭帯域フィルタ等による位相歪みが大きな環境下において、主波成分Ｄを正しく抽出することができず、主波成分Ｄの誤差により正しい時間位置にフィルタのタップ係数を生成することができず、信号品質劣化や発振が生じてしまう。

本発明は、このような従来の事情に鑑み為されたもので、回り込み波を効果的に除去することができる中継装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明では、受信アンテナにより無線受信された信号を送信アンテナにより無線送信する中継装置において、次のような構成とした。
すなわち、減算手段が、前記受信アンテナの側からの信号から所定の第１信号を減算する。フィルタ手段が、前記減算手段による減算結果の信号をフィルタリングし、当該フィルタリング結果の信号を前記所定の第１信号として前記減算手段へ供給するとともに、当該フィルタリングにおいて得られる所定の第２信号を前記送信アンテナの側へ供給する。周波数特性検出手段が、前記送信アンテナの側へ供給される前記所定の第２信号について周波数特性を検出する。周波数特性補正手段が、前記周波数特性検出手段により検出された周波数特性に対して補正を行う。フィルタ制御手段が、前記周波数特性補正手段により得られた結果に基づいて、前記フィルタ手段によるフィルタリングを制御する。

前記周波数特性補正手段では、次のような構成とした。
すなわち、極座標成分取得手段が、前記周波数特性検出手段により検出された周波数特性について、極座標における振幅成分と位相成分を取得する。第１位相特性取得手段が、前記極座標成分取得手段により取得された位相成分について連続化を行って、第１の位相特性を取得する。位相傾き検出手段が、前記第１位相特性取得手段により取得された第１の位相特性に基づいて、位相の傾きを検出する。位相傾き補正手段が、前記位相傾き検出手段により検出された位相の傾き及び前記極座標成分取得手段により取得された振幅成分に基づいて、補正後の周波数特性を取得する。

前記位相傾き検出手段では、次のような構成とした。
すなわち、第２位相特性取得手段が、前記第１位相特性取得手段により取得された第１の位相特性に基づいて、所定の帯域の位相特性を用いて第２の位相特性を取得する。誤差検出手段が、前記第１位相特性取得手段により取得された第１の位相特性と前記第２位相特性取得手段により取得された第２の位相特性との誤差を検出する。重み係数取得手段が、前記誤差検出手段により検出された誤差に基づいて重み係数を取得する。合成手段が、前記重み係数取得手段により取得された重み係数に基づいて、前記第１位相特性取得手段により取得された第１の位相特性と前記第２位相特性取得手段により取得された第２の位相特性を合成する。位相傾き検出処理手段が、前記合成手段により得られた合成結果に基づいて、位相傾きを検出する。

以上説明したように、本発明に係る中継装置によると、回り込み波を効果的に除去することができる。

本発明の一実施例に係る中継装置の構成例を示す図である。 ＳＰの配置の一例を示す図である。 各種の位相特性の例を示す図である。 ＦＦＴ窓位置補正部の構成例を示す図である。 位相傾き算出部の構成例を示す図である。 （ａ）、（ｂ）はそれぞれ重み係数の例を示す図である。 ＦＦＴ窓位置ずれによる位相特性の一例を示す図である。 地上デジタル放送の多段中継システムの一例を示す図である。

本発明に係る実施例を図面を参照して説明する。
図１には、本発明の一実施例に係る中継装置の構成例を示してある。
本例の中継装置は、受信アンテナ１、減算器２、ＦＦ（Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ）複素ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ部３、ＦＢ（Ｆｅｅｄ Ｂａｃｋ）複素ＦＩＲフィルタ部４、送信アンテナ５、周波数特性推定部１１、ＦＦＴ窓位置補正部１２、残差算出部１３、ＩＦＦＴ部１４、係数更新部１５、ＩＦＦＴ部１６、係数更新部１７を備えている。
また、図１には、送信アンテナ５から受信アンテナ１への回り込み伝送路６を示してある。

ここで、図１では、一部の図示を省略しているが、本例の中継装置は、例えば、図８に示される２段目の中継装置と同様な構成を有しており、図８に示される受信アンテナ１１１、送信アンテナ１１６がそれぞれ図１に示される受信アンテナ１、送信アンテナ５に対応しており、図８に示される受信変換器１１２、送信変換器１１４、送信フィルタ１１５は図１では図示を省略しており、図８に示される回り込みキャンセラ１１３の構成例に対応する処理部２〜４、１１〜１７が図１に示されている。

本例の中継装置において行われる動作の例を示す。
本例では、中継装置が、親局から無線により送信された信号（親局信号）を受信して、その信号を子局に対して無線により送信する場合を示す。ここで、親局や子局としては、それぞれ、種々な装置が用いられてもよい。
また、本例では、ＯＦＤＭ方式の信号を通信する場合を示す。

受信アンテナ１は、親局信号と自局の回り込み波との合成信号を受信する。この受信信号は受信変換器等を経由してベースバンド帯域の信号へ変換され、当該信号は減算器２のプラス（＋）端子に入力される。
減算器２のマイナス（−）端子には、減算器２からの出力信号がＦＦ複素ＦＩＲフィルタ部３及びＦＢ複素ＦＩＲフィルタ部４を経由した信号が接続（入力）される。
減算器２は、受信アンテナ１からの入力信号から、ＦＢ複素ＦＩＲフィルタ部４からの入力信号を減算し、その結果の信号をＦＦ複素ＦＩＲフィルタ部３へ出力する。

ＦＦ複素ＦＩＲフィルタ部３は、減算器２からの入力信号をフィルタリングして、その結果の信号をＦＢ複素ＦＩＲフィルタ部４、送信アンテナ５、周波数特性推定部１１へ出力する。ここで、ＦＦ複素ＦＩＲフィルタ部３からの出力信号は、回り込みキャンセラの出力信号として出力されるとともに、ＦＢ複素ＦＩＲフィルタ部４や周波数特性推定部１１に接続（入力）される。
ＦＢ複素ＦＩＲフィルタ部４は、ＦＦ複素ＦＩＲフィルタ部３からの入力信号をフィルタリングして、その結果の信号を減算器２へ出力する。
送信アンテナ５は、ＦＦ複素ＦＩＲフィルタ部３からの信号を子局に対して無線により送信する。この送信信号は、回り込み伝送路６を介して、受信アンテナ１により受信される。

周波数特性推定部１１は、ＦＦ複素ＦＩＲフィルタ部３からの入力信号に基づいて、そのＯＦＤＭ信号に挿入されているパイロットキャリアなどを用いて、周波数特性Ｘ（ω）を算出し、その結果の信号（周波数特性Ｘ（ω））をＦＦＴ窓位置補正部１２へ出力する。
例えば、地上デジタル放送方式では、送信側で振幅、位相が既知である分散パイロットキャリア（ＳＰ：Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）を挿入しており、周波数特性推定部１１は、これらの受信パイロットキャリアを時間及び周波数方向に内挿補間を行うことにより周波数特性の推定を行い、推定した周波数特性Ｘ（ω）を算出する。

図２には、ＳＰの配置の一例を示してある。
横軸は周波数（キャリア：ｋ）を表しており、縦軸は時間（シンボル：ｔ）を表している。

ここで、周波数特性推定部１１で算出した周波数特性Ｘ（ω）は、（式８）に示されるように、ＦＦＴ窓位置ずれ時間τ_０により、理想的な周波数特性Ｘ_０（ω）に対して回転が生じている。
位相変動補正型のＦＦＴ窓位置補正部１２は、入力された周波数特性Ｘ（ω）に対して、（式９）に示されるようにＦＦＴ窓位置ずれ（τ）による回転成分を除去することができる補正（補償）処理を行い、その結果の信号を残差算出部１３へ出力する。

残差算出部１３は、ＦＦＴ窓位置補正部１２からの入力信号に基づいて、（式１）に示される回り込み波のキャンセル残差成分Ｅ_ＦＢ（ω）や、（式２）に示されるマルチパス等化残差成分Ｅ_ＦＦ（ω）を算出し、回り込み波のキャンセル残差成分Ｅ_ＦＢ（ω）をＩＦＦＴ部１４へ出力し、マルチパス等化残差成分Ｅ_ＦＦ（ω）をＩＦＦＴ部１６へ出力する。

ＩＦＦＴ部１４は、入力された回り込み波のキャンセル残差成分Ｅ_ＦＢ（ω）に対して、（式４）に示される変換式を用いて、時間信号ｅ_ＦＢ（ｔ）へ変換し、その結果の信号を係数更新部１５へ出力する。
係数更新部１５は、（式５）に基づいて、入力された時間信号ｅ_ＦＢ（ｔ）を用いて、ＦＢ複素ＦＩＲフィルタ部４に与える係数（フィルタ係数）を生成して、ＦＢ複素ＦＩＲフィルタ部４へ出力する。

ＩＦＦＴ部１６は、入力されたマルチパス等化残差成分Ｅ_ＦＦ（ω）に対して、（式６）に示される変換式を用いて、時間信号ｅ_ＦＦ（ｔ）へ変換し、その結果の信号を係数更新部１７へ出力する。
係数更新部１７は、（式７）に基づいて、入力された時間信号ｅ_ＦＦ（ｔ）を用いて、ＦＦ複素ＦＩＲフィルタ部３に与える係数（フィルタ係数）を生成して、ＦＦ複素ＦＩＲフィルタ部３へ出力する。

ＦＦ複素ＦＩＲフィルタ部３では、回り込み波のレプリカを形成し、これにより、減算器２によって受信信号から回り込み波をキャンセルする。
また、ＦＢ複素ＦＩＲフィルタ部４では、親局と自局との間のマルチパス歪み等の伝送路特性の逆特性を形成し、マルチパス歪みを補正する。

以上で本例の中継装置の概要を説明したが、上述したように、例えば、上位局の送信部に狭帯域フィルタが接続されているような場合には、大きな群遅延特性により帯域端の位相特性が歪み、正しいＦＦＴ窓位置ずれτ_０を算出することができない。
そこで、本例では、このような場合においても、正しいＦＦＴ窓位置ずれτ_０を算出することを可能とする。

図３には、各種の位相特性の例を示してある。
グラフの横軸は角周波数ωを表しており、グラフの縦軸は位相特性θ（ω）を表している。
具体的には、理想的な位相特性、大きな推定誤差がある場合における推定した位相特性、位相歪みがある場合における位相特性を示してある。

本例の中継装置における更に詳細な動作について説明する。
図４には、ＦＦＴ窓位置補正部１２の構成例を示してある。
本例のＦＦＴ窓位置補正部１２は、極座標変換部２１、位相連続化部２２、位相傾き算出部２３、位相傾き補正部２４を備えている。

本例のＦＦＴ窓位置補正部１２において行われる動作の例を示す。
周波数特性推定部１１からの周波数特性Ｘ（ω）は、極座標変換部２１に入力される。
極座標変換部２１は、直交座標系で表わされた周波数特性Ｘ（ω）を極座標系の振幅ｒ（ω）と位相θ（ω）へ変換し、振幅ｒ（ω）を位相傾き補正部２４へ出力し、位相θ（ω）を位相連続化部２２へ出力する。
ここで、（式１０）が成り立つ。θ（ω）は、０≦θ（ω）＜２πの範囲である。

位相連続化部２２は、入力された極座標系に変換された位相成分θ（ω）に対して、（式１１）に示されるように、位相の連続化の処理を行い、その結果の信号θ_ｃｏｎｔ（ω）を位相傾き算出部２３へ出力する。
なお、（式１１）において、「ｏｔｈｅｒｗｉｓｅ」は、「他の場合」を示している。

位相傾き算出部２３は、入力された連続化された位相θ_ｃｏｎｔ（ω）に対して、位相の一次傾斜Δθを算出し、その結果の信号を位相傾き補正部２４へ出力する。
位相傾き補正部２４は、入力された極座標系に変換された振幅成分ｒ（ω）に対して、入力された位相の一次傾斜Δθに基づいて位相傾きを補正し、その結果の信号を残差算出部１３へ出力する。

しかしながら、図３に示されるように、例えば、狭帯域フィルタによる帯域端の位相歪みが大きいと、位相傾きの推定精度が劣化してしまう。
そこで、本例では、位相傾き算出部２３の構成を、図５に示される構成に置き換えることにより、帯域の中心部での位相傾きとの誤差が大きい場合には、その影響度を軽減するような補正係数を導入し、位相傾きの推定精度の向上を図る。

図５には、位相傾き算出部２３の構成例を示してある。
本例の位相傾き算出部２３は、帯域中心部位相傾き算出部３１、位相特性推定部３２、位相誤差算出部３３、重み係数算出部３４、合成部３５、位相傾き算出処理部３６を備えている。

本例の位相傾き算出部２３において行われる動作の例を示す。
位相連続化部２２により連続化された位相θ_ｃｏｎｔ（ω）が、帯域中心部位相傾き算出部３１、位相誤差算出部３３、合成部３５に入力される。
帯域の中心部では狭帯域フィルタでの位相歪みの影響は少ないため、帯域中心部位相傾き算出部３１は、連続化された位相θ_ｃｏｎｔ（ω）を用いて、帯域の中心部（−ω_{ｃｅｎｔｅｒ}＜ω＜ω_{ｃｅｎｔｅｒ}）での位相傾きΔθ_{ｃｅｎｔｅｒ}を最小二乗法等の推定方法により算出し、その結果の信号を位相特性推定部３２へ出力する。
なお、ω_{ｃｅｎｔｅｒ}は、帯域の中心部を区切る閾値であり、正の値とする。
ここで、最小二乗法としては例えば一般的なものを用いることができ、最小二乗法により算出した位相傾きΔθ_{ｃｅｎｔｅｒ}の結果を（式１２）に示す。Ｌは所定の値を表す。

位相特性推定部３２は、入力された帯域中心部の位相傾きΔθ_{ｃｅｎｔｅｒ}を用いて、位相特性は一次傾斜であるとして、（式１３）により、全ての帯域における推定した位相特性θ_{ｃｅｎｔｅｒ}（ω）を算出し、その結果の信号を位相誤差算出部３３、合成部３５へ出力する。
なお、θ_{ｃｅｎｔｅｒ}（０）は、ω＝０での値であり、例えば、検出された値或いは予め設定された値が用いられる。

位相誤差算出部３３は、入力された推定位相特性θ_{ｃｅｎｔｅｒ}（ω）及び連続化された位相θ_ｃｏｎｔ（ω）を用いて、（式１４）に示されるように、帯域中心部の位相特性から推定した帯域全体の位相特性θ_{ｃｅｎｔｅｒ}（ω）と連続化された位相θ_ｃｏｎｔ（ω）との誤差ε（ω）を算出し、その結果の信号を重み係数算出部３４へ出力する。

ここで、誤差ε（ω）の絶対値が大きいときには、理想的な一次傾斜の位相特性との間に大きな誤差があり、本例では、これは狭帯域フィルタによる位相歪みにより生じたものと判断する。帯域中心部位相傾き算出部３１では帯域の中心部での位相特性θ_ｃｏｎｔ（ω）（但し、−ω_{ｃｅｎｔｅｒ}＜ω＜ω_{ｃｅｎｔｅｒ}）から帯域中心部での位相傾きΔθ_{ｃｅｎｔｅｒ}を算出していたが、本例では、後続する位相傾き算出処理部３６で、位相傾きの推定精度を向上させるために、帯域全体の位相特性θ_ｃｏｎｔ（ω）（但し、ωは全ての帯域）から位相傾きを算出する。
そこで、本例では、誤差ε（ω）の絶対値が大きいときには位相傾き算出処理部３６で位相傾きを検出する際の影響度を低減させるような重み係数ａ（ω）を導入する。

重み係数算出部３４は、入力された誤差ε（ω）に基づいて、当該誤差ε（ω）の絶対値｜ε（ω）｜^２（ここでは、２乗値）を算出し、その値｜ε（ω）｜^２が大きいときには、算出した位相特性θ_ｃｏｎｔ（ω）の影響度を下げるとともに帯域中心部から推定した位相特性θ_{ｃｅｎｔｅｒ}（ω）の影響度を上げる一方、その値｜ε（ω）｜^２が小さいときには、算出した位相特性θ_ｃｏｎｔ（ω）の影響度を上げるとともに帯域中心部から推定した位相特性θ_{ｃｅｎｔｅｒ}（ω）の影響度を下げるような重み係数ａ（ω）を決定して、合成部３５へ出力する。

図６（ａ）には重み係数ａ（ω）の一例を示してあり、図６（ｂ）には重み係数ａ（ω）の他の一例を示してある。
図６（ａ）、（ｂ）のグラフでは、横軸は誤差ε（ω）の絶対値｜ε（ω）｜^２（ここでは、２乗値）を表しており、縦軸は重み係数ａ（ω）を表している。

合成部３５は、入力された連続化された位相θ_ｃｏｎｔ（ω）、推定位相特性θ_{ｃｅｎｔｅｒ}（ω）、重み係数ａ（ω）を用いて、補正位相特性θ_ｃｏｍｐ（ω）を算出し、その結果の信号を位相傾き算出処理部３６へ出力する。
ここで、本例では、後続する位相傾き算出処理を容易にすることができるように、（式１５）により、補正位相特性θ_ｃｏｍｐ（ω）を算出する。

例えば、帯域端で誤差ε（ω）が大きい周波数ωでは、（式１５）の右辺の第一項目のａ（ω）は０に近い値となり、検出した位相特性θ_ｃｏｎｔ（ω）の影響度は小さくなり、逆に、（式１５）の右辺の第二項目の｛１−ａ（ω）｝は１に近い値となり、帯域中心部から推定した位相特性θ_{ｃｅｎｔｅｒ}（ω）の影響度は大きくなる。

位相傾き算出処理部３６は、入力された補正された位相特性θ_ｃｏｍｐ（ω）に対して、（式１６）に示されるような最小二乗法等の位相傾き推定方式を用いて、位相傾きΔθ_ｃｏｍｐ（本例では、Δθ_ｃｏｍｐ＝Δθとなる）を算出し、その結果の信号を位相傾き補正部２４へ出力する。ここで、最小二乗法等の位相傾き推定方式としては、例えば、従来と同様な方式を用いることが可能である。Ｌは所定の値を表す。
なお、ω_ｍａｘは、例えば、帯域を区切る閾値であり、正の値とする。

以上で説明した本例の位相傾き推定方式により、本例では、例えば、狭帯域フィルタ等により帯域端の位相歪みが生じているような環境であっても、位相傾きの推定精度の劣化を低減させることができる。

しかしながら、（式１５）による補正はあくまでも、誤差が大きい位相特性を無視することにより或いはその影響度を小さくすることにより、推定精度の劣化を低減させているため、狭帯域フィルタを有さない環境の特性と比較すると推定精度は劣化してしまうと考えられる。ＦＦＴ窓位置ずれτ_０を正確に算出するためには、できる限り雑音の影響を軽減するように帯域全体の位相特性を用いて位相傾きを推定した方が良い。

この問題を解決するために、本例では、残差算出部１３で算出した補正特性を用いてＦＦ複素ＦＩＲフィルタ部３にフィードバック補正を行うことにより、帯域端の位相歪みも徐々に軽減することができる。位相歪みが補正されるに従って、位相誤差ε（ω）の値も徐々に小さくなっていく。この操作を繰り返すことにより、最終的には、全ての周波数ωでの重み係数ａ（ω）が１となり、位相特性の情報θ_ｃｏｎｔ（ω）を全て有効に利用できるようになる。

ここで、本例では、狭帯域フィルタによる位相歪みが大きい場合について例示したが、それ以外にも種々な場合に適用することができ、例えば、位相特性の歪みが大きいような伝搬路環境に応用することができる。例えば、回り込み波の急激な変動が生じた場合には、位相特性に急峻なピークが複数発生してしまうことがあるが、このような場合にも位相特性のピーク位置での位相誤差ε（ω）は大きくなるため、位相傾き推定での影響度は少なくなる。
また、他にも、例えば、アナログ放送波やそれ以外の干渉による位相歪みが生じているような環境に適用することが可能である。

以上のように、本例の中継装置では、受信装置（受信機）からの信号が減算器２の＋端子に供給され、減算器２の−端子には減算器２からの出力が適応フィルタ（本例では、ＦＦ複素ＦＩＲフィルタ部３やＦＢ複素ＦＩＲフィルタ部４）を経由した信号が供給され、
前記適応フィルタはマルチパスや自局の送信信号の回り込み波をキャンセルするように機能し、
減算器２からの出力信号について回り込み波がキャンセルされた後の信号の周波数特性Ｘ（ω）を算出し、算出した周波数特性Ｘ（ω）に対して同相成分と直交成分から成る直交座標系から振幅成分と位相成分から成る極座標系へ変換する操作を行い、位相成分を直線化し、第一次位相特性（本例では、θ_ｃｏｎｔ（ω））を推定する機能と、
直線化された位相成分の中で位相歪みが少ない一次傾斜特性を有している帯域の位相特性から第二次位相特性（本例では、θ_{ｃｅｎｔｅｒ}（ω））を推定する機能と、
第一次位相特性θ_ｃｏｎｔ（ω）と第二次位相特性θ_{ｃｅｎｔｅｒ}（ω）との誤差ε（ω）を算出し、誤差ε（ω）に基づいて重み係数ａ（ω）を算出する機能と、
第一次位相特性θ_ｃｏｎｔ（ω）と第二次位相特性θ_{ｃｅｎｔｅｒ}（ω）とを重み係数ａ（ω）に基づいて合成する機能と、
この合成により得られた位相特性θ_ｃｏｍｐ（ω）から位相特性の傾きΔθ_ｃｏｍｐを算出する機能と、
前記した極座標変換部２１から得られた第一次位相成分に対して、得られた位相特性の傾き成分Δθ_ｃｏｍｐに基づいて、第一次位相特性θ_ｃｏｎｔ（ω）の傾きを除去した位相補正結果と、極座標変換部２１から得られた振幅成分に基づいて直交座標系に再変換する機能と、を備えた。

ここで、本例では、重み係数ａ（ω）に基づいて、誤差が少ない場合には、第一次位相特性θ_ｃｏｎｔ（ω）の影響を大きくして、誤差が大きい場合には、第二次位相特性θ_{ｃｅｎｔｅｒ}（ω）の影響を大きくして、第一次位相特性θ_ｃｏｎｔ（ω）と第二次位相特性θ_{ｃｅｎｔｅｒ}（ω）とを合成する。
このような構成により、本例では、ＦＦＴ窓位置ずれの影響を高精度に補正することができ、位相歪みによる位相傾きの推定精度の劣化を軽減することができる。

また、本例の中継装置では、更に、上記した機能により得られた周波数特性Ｘ（ω）に基づいて回り込み波のキャンセル残差成分Ｅ_ＦＢ（ω）を推定し、キャンセル残差成分が小さくなるように前記適応フィルタのフィルタ係数を算出する機能を備えた。
また、本例の中継装置では、更に、上記した機能により得られた周波数特性Ｘ（ω）に基づいてマルチパス等化残差成分Ｅ_ＦＦ（ω）を推定し、マルチパス等化残差成分が小さくなるように前記適応フィルタのフィルタ係数を算出する機能を備えた。

従って、本例では、受信信号から自局の送信信号の回り込み波をキャンセルする適応フィルタを有する中継装置（中継機）や、このような回り込み波をキャンセルする機能を有する回り込みキャンセラなどにおいて、例えば、上位局で狭帯域フィルタ等による位相歪みが大きいような環境下であっても、ＦＦＴ窓位置のずれによる影響を高精度に除去（補正）することができ、安定した回り込み波のキャンセル動作を実現することができる。

一例として、群遅延が大きいフィルタを有する中継システムにおいても、高精度な回り込みキャンセルを実現することができる。例えば、地上デジタル放送で隣接チャンネルとの干渉を低減する狭帯域で群遅延が大きいフィルタを備える回り込みキャンセラ付き中継機において、受信信号から自局の回り込み波をキャンセルする適応フィルタを備え、キャンセル後の周波数特性を極座標変換し、一次位相特性と二次位相特性とを合成し、適応フィルタの係数を算出する、ことなどが可能である。

（以下、構成例の説明）
一構成例（図１に関する構成例）として、受信アンテナ１により無線受信された信号を送信アンテナ５により無線送信する中継装置において、次のような構成とした。
すなわち、減算手段（減算器２の機能）が、前記受信アンテナ１の側からの信号から所定の第１信号を減算する。フィルタ手段（ＦＦ複素ＦＩＲフィルタ部３及びＦＢ複素ＦＩＲフィルタ部４の機能）が、前記減算手段による減算結果の信号をフィルタリングし、当該フィルタリング結果の信号を前記所定の第１信号として前記減算手段へ供給するとともに、当該フィルタリングにおいて得られる所定の第２信号（ＦＦ複素ＦＩＲフィルタ部３からの出力信号）を前記送信アンテナ５の側へ供給する。周波数特性検出手段（周波数特性推定部１１の機能）が、前記送信アンテナ５の側へ供給される前記所定の第２信号について周波数特性Ｘ（ω）を（例えば、推定的に）検出する。周波数特性補正手段（ＦＦＴ窓位置補正部１２の機能）が、前記周波数特性検出手段により検出された周波数特性Ｘ（ω）に対して補正を行う。フィルタ制御手段（残差算出部１３やＩＦＦＴ部１４、１６や係数更新部１５、１７の機能）が、前記周波数特性補正手段により得られた結果に基づいて、前記フィルタ手段によるフィルタリングを制御する。

一構成例（図４に関する構成例）として、前記周波数特性補正手段（ＦＦＴ窓位置補正部１２の機能）では、次のような構成とした。
すなわち、極座標成分取得手段（極座標変換部２１の機能）が、前記周波数特性検出手段により検出された周波数特性Ｘ（ω）について、極座標における振幅成分ｒ（ω）と位相成分θ（ω）を取得する。第１位相特性取得手段（位相連続化部２２の機能）が、前記極座標成分取得手段により取得された位相成分θ（ω）について連続化を行って、第１の位相特性θ_ｃｏｎｔ（ω）を取得する。位相傾き検出手段（位相傾き算出部２３の機能）が、前記第１位相特性取得手段により取得された第１の位相特性θ_ｃｏｎｔ（ω）に基づいて、位相の傾きΔθを検出する。位相傾き補正手段（位相傾き補正部２４の機能）が、前記位相傾き検出手段により検出された位相の傾きΔθ及び前記極座標成分取得手段により取得された振幅成分ｒ（ω）に基づいて、補正後の周波数特性を取得する。

一構成例（図５に関する構成例）として、前記位相傾き検出手段（位相傾き算出部２３の機能）では、次のような構成とした。
すなわち、第２位相特性取得手段（帯域中心部位相傾き算出部３１や位相特性推定部３２の機能）が、前記第１位相特性取得手段により取得された第１の位相特性θ_ｃｏｎｔ（ω）に基づいて、所定の帯域（例えば、処理対象となる全体の帯域のうちの所定の中心部に対応する帯域部分）の位相特性を用いて（全体の帯域における）第２の位相特性θ_{ｃｅｎｔｅｒ}（ω）を取得する。誤差検出手段（位相誤差算出部３３の機能）が、前記第１位相特性取得手段により取得された第１の位相特性θ_ｃｏｎｔ（ω）と前記第２位相特性取得手段により取得された第２の位相特性θ_{ｃｅｎｔｅｒ}（ω）との誤差ε（ω）を検出する。重み係数取得手段（重み係数算出部３４の機能）が、前記誤差検出手段により検出された誤差ε（ω）に基づいて重み係数ａ（ω）を取得する。合成手段（合成部３５の機能）が、前記重み係数取得手段により取得された重み係数ａ（ω）に基づいて、前記第１位相特性取得手段により取得された第１の位相特性θ_ｃｏｎｔ（ω）と前記第２位相特性取得手段により取得された第２の位相特性θ_{ｃｅｎｔｅｒ}（ω）を合成する。位相傾き検出処理手段（位相傾き算出処理部３６の機能）が、前記合成手段により得られた合成結果θ_ｃｏｍｐ（ω）に基づいて、位相傾きΔθ_ｃｏｍｐ（＝Δθ）を検出する。

ここで、本例の図１の構成例では、減算器２からの出力信号がＦＦ複素ＦＩＲフィルタ部３を通過した後の信号について、周波数特性推定部１１により周波数特性Ｘ（ω）を推定する構成例を示したが、他の構成例として、ＦＦ複素ＦＩＲフィルタ部３及びＦＢ複素ＦＩＲフィルタ部４の代わりに、減算器２からの出力信号をフィルタリングする１つのフィルタ部をＦＢ複素ＦＩＲフィルタ部４の位置に備え、２つのＩＦＦＴ部１４、１６及び２つの係数更新部１５、１７の代わりに、１つのＩＦＦＴ部及び１つの係数更新部を前記１つのフィルタ部に対して備え、減算器２からの出力信号がそのまま送信アンテナ５の側と周波数特性推定部１１へ出力され、周波数特性推定部１１が減算器２からの出力信号について周波数特性を推定する、ような構成が用いられてもよい。
（以上、構成例の説明）

ここで、本発明に係るシステムや装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。また、本発明は、例えば、本発明に係る処理を実行する方法或いは方式や、このような方法や方式を実現するためのプログラムや当該プログラムを記録する記録媒体などとして提供することも可能であり、また、種々なシステムや装置として提供することも可能である。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。
また、本発明に係るシステムや装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）に格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ）−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを当該記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。

１、１０１、１１１・・受信アンテナ、 ２・・減算器、 ３・・ＦＦ複素ＦＩＲフィルタ部、 ４・・ＦＢ複素ＦＩＲフィルタ部、 ５、１０６、１１６・・送信アンテナ、 ６・・回り込み伝送路、 １１・・周波数特性推定部、 １２・・ＦＦＴ窓位置補正部、 １３・・残差算出部、 １４、１６・・ＩＦＦＴ部、 １５、１７・・・係数更新部、 ２１・極座標変換部、 ２２・・位相連続化部、 ２３・・位相傾き算出部、 ２４・・位相傾き補正部、 ３１・・帯域中心部位相傾き算出部、 ３２・・位相特性推定部、 ３３・・位相誤差算出部、 ３４・・重み係数算出部、 ３５・・合成部、 ３６・・位相傾き算出処理部、 １０２、１１２・・受信変換器、 １０３・・等化装置、 １０４、１１４・・送信変換器、 １０５、１１５・・送信フィルタ、 １１３・・回り込みキャンセラ、

Claims (1)

1. 受信アンテナにより無線受信された信号を送信アンテナにより無線送信する中継装置において、
   前記受信アンテナの側からの信号から所定の第１信号を減算する減算手段と、
   前記減算手段による減算結果の信号をフィルタリングし、当該フィルタリング結果の信号を前記所定の第１信号として前記減算手段へ供給するとともに、当該フィルタリングにおいて得られる所定の第２信号を前記送信アンテナの側へ供給するフィルタ手段と、
   前記送信アンテナの側へ供給される前記所定の第２信号について周波数特性を検出する周波数特性検出手段と、
   前記周波数特性検出手段により検出された周波数特性に対して補正を行う周波数特性補正手段と、
   前記周波数特性補正手段により得られた結果に基づいて、前記フィルタ手段によるフィルタリングを制御するフィルタ制御手段と、を備え、
   前記周波数特性補正手段は、前記周波数特性検出手段により検出された周波数特性について極座標における振幅成分と位相成分を取得する極座標成分取得手段と、
   前記極座標成分取得手段により取得された位相成分について連続化を行って、第１の位相特性を取得する第１位相特性取得手段と、
   前記第１位相特性取得手段により取得された第１の位相特性に基づいて、位相の傾きを検出する位相傾き検出手段と、
   前記位相傾き検出手段により検出された位相の傾き及び前記極座標成分取得手段により取得された振幅成分に基づいて、補正後の周波数特性を取得する位相傾き補正手段と、を有し、
   前記位相傾き検出手段は、前記第１位相特性取得手段により取得された第１の位相特性に基づいて、所定の帯域の位相特性を用いて第２の位相特性を取得する第２位相特性取得手段と、
   前記第１位相特性取得手段により取得された第１の位相特性と前記第２位相特性取得手段により取得された第２の位相特性との誤差を検出する誤差検出手段と、
   前記誤差検出手段により検出された誤差に基づいて重み係数を取得する重み係数取得手段と、
   前記重み係数取得手段により取得された重み係数に基づいて、前記第１位相特性取得手段により取得された第１の位相特性と前記第２位相特性取得手段により取得された第２の位相特性を合成する合成手段と、
   前記合成手段により得られた合成結果に基づいて、位相傾きを検出する位相傾き検出処理手段と、を有する、
   ことを特徴とする中継装置。

Images