JP2014135605A - 受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】受信信号に対して伝搬路歪みの補償の精度を向上させることができる受信装置を提供することを課題とする。
【解決手段】受信装置は、伝搬路推定部と伝搬路補償部とを有し、伝搬路推定部はフィルタを有し、フィルタは、複数タップのうちの中央タップ以外のタップの伝搬路推定値に対してフィルタ係数をそれぞれ乗算する複数の第１の乗算器（５０１ａ〜５０１ｄ）と、複数の第１の乗算器の出力値を加算する第１の加算器（５０２）と、第１の加算器の出力値と中央タップの伝搬路推定値との誤差を演算する第１の減算器（５０３）と、誤差を基にフィルタ係数を生成するフィルタ係数生成部（５０４）と、中央タップの伝搬路推定値に第１の係数を乗算する第２の乗算器（７０２）と、第１の加算器の出力値に第２の係数を乗算する第３の乗算器（７０３）と、第２の乗算器の出力値と第３の乗算器の出力値とを加算する第３の加算器（７０４）とを有する。
【選択図】図７

Description

本発明は、伝搬路推定処理に用いる適応予測フィルタを有する受信装置に関するものである。

従来の適応予測フィルタとしてレプリカ生成手段と位相誤差算出手段とチャネルインパルス応答ベクトル推定手段を受信サンプルデータに対して繰り返し行うビタビ等化と呼ばれる技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。この方式のレプリカ生成手段はトランスバーサルフィルタで構成されており、一般的に用いられる適応アルゴリズムにより、受信サンプルデータとレプリカとの推定位相誤差が最小になるように、トランスバーサルフィルタのタップ位相を制御し、補正レプリカを生成する。位相誤差推定手段では、生成された補正レプリカと受信サンプルデータとの差から残留位相誤差を求める。この残留位相誤差が最小になるように、レプリカ補正手段並びに位相誤差推定手段を繰り返すことで、受信サンプルデータとレプリカの誤差が最小となる推定チャネルインパルス応答ベクトルの推定精度を向上させる。

また、上記の繰り返しチャネル推定方式をＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing）受信に応用した非特許文献１のような適応予測繰り返しチャネル推定方式が知られている。この方式では、繰り返しチャネル推定に適応予測フィルタを導入して、そのタップ係数を伝搬環境の変化に適応して適応的に更新する。繰り返しチャネル推定の初回では、サブキャリア中に分散配置されているパイロットサブキャリアを用いて内挿と外挿によりチャネル推定を行う。２回目以降の繰り返しチャネル推定では受信信号のシンボル判定情報を基に逆変調したものをレプリカ信号とし、そのレプリカ信号と適応予測フィルタの出力信号が最小化するように適応予測フィルタのタップを制御しチャネル推定を行う。なお、この方式ではレプリカ信号と適応予測フィルタの入力信号の相関性を考慮し適応予測フィルタの中央タップは抜いて適応予測制御を行っている。

特開平６−２６８５４０号公報

高岡 辰輔，安達 文幸，"周波数選択性フェージング環境下でのＯＦＤＭ受信における適応予測繰り返しチャネル推定" ，信学技報，RCS2002-157，pp.65-70，2002年8月

受信装置では、受信信号に対して伝搬路歪みの補償が行われる。伝搬路歪みの補償は、伝搬路のマルチパスなどの影響により、その補償精度が劣化する。

例えば、非特許文献１の方法では、適応予測フィルタの中央タップを抜いているため、長遅延のマルチパスが存在する環境化では、理想的なフィルタ係数が取れず劣化してしまう。

本発明の目的は、受信信号に対して伝搬路歪みの補償の精度を向上させることができる受信装置を提供することである。

受信装置は、受信信号を時間領域から周波数領域に変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部により変換された受信信号内のパイロットキャリアを基に伝搬路推定値を演算する伝搬路推定部と、前記伝搬路推定値を用いて、前記フーリエ変換部により変換された受信信号に対して伝搬路歪みを補償する伝搬路補償部とを有し、前記伝搬路推定部は、前記伝搬路推定値に対してフィルタリングするフィルタを有し、前記フィルタは、複数タップのうちの中央タップ以外のタップの伝搬路推定値に対してフィルタ係数をそれぞれ乗算する複数の第１の乗算器と、前記複数の第１の乗算器の出力値を加算する第１の加算器と、前記第１の加算器の出力値と前記中央タップの伝搬路推定値との誤差を演算する第１の減算器と、前記誤差を基に前記フィルタ係数を生成するフィルタ係数生成部と、前記中央タップの伝搬路推定値に第１の係数を乗算する第２の乗算器と、前記第１の加算器の出力値に第２の係数を乗算する第３の乗算器と、前記第２の乗算器の出力値と前記第３の乗算器の出力値とを加算する第３の加算器とを有する。

中央タップの伝搬路推定値に第１の係数を乗算することにより、受信信号に対して伝搬路歪みの補償の精度を向上させることができる。

図１は、本発明の第１の実施形態による受信装置の構成例を示す図である。 図２は、地上デジタル放送のフレームを示す図である。 図３は、伝搬路推定部の構成例を示す図である。 図４（Ａ）〜（Ｄ）は、伝搬路推定部の処理例を示す図である。 図５（Ａ）及び（Ｂ）は、周波数方向の適応予測フィルタの構成例を示す図である。 図６（Ａ）〜（Ｆ）は、フィルタの処理例を示す図である。 図７（Ａ）及び（Ｂ）は、第１の実施形態による周波数方向の適応予測フィルタの構成例を示す図である。 図８（Ａ）〜（Ｆ）は、フィルタの処理例を示す図である。 図９は、本発明の第２の実施形態による伝搬路推定部の構成例を示す図である。 図１０（Ａ）〜（Ｄ）は、伝搬路推定部の処理例を示す図である。 図１１は、本発明の第３の実施形態による伝搬路推定部の構成例を示す図である。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態による受信装置の構成例を示す図である。受信装置は、例えば直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency-Division Multiplexing）方式受信装置である。ＲＦ（高周波数：Radio Frequency）帯処理部１０２は、アンテナ１０１を介して無線ＯＦＤＭ受信信号を受信し、ＲＦ帯にて、ダウンコンバート処理、信号増幅又はフィルタ処理などを行う。アナログデジタル変換器１０３は、ＲＦ帯処理部１０２の出力信号をアナログからデジタルに変換する。直交復調部１０４は、デジタルの受信信号を、相互に直交するＩ信号及びＱ信号に変換する。高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）部１０５は、直交復調部１０４の出力信号を時間領域から周波数領域に変換する。シンボルバッファ１０６は、高速フーリエ変換部１０５の出力信号をバッファリングし、信号Ｚ（ｓ，ｔ）を出力する。ここで、ｓは周波数方向のサブキャリア番号を示し、ｔは時間方向のＯＦＤＭシンボル番号を示す。ＯＦＤＭ信号は、周波数方向に複数のサブキャリアを多重化させた信号であり、周波数領域信号Ｚ（ｓ,ｔ）の各サブキャリアには独立した送信データが格納される。

図２は、ＯＦＤＭのキャリア配置の例として、地上デジタル放送ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting- Terrestrial）のＯＦＤＭフレームを示す図である。データキャリアＤａは、白丸で表され、送信装置が受信装置に送信したいデータが格納される。パイロットキャリアＤｓは、黒丸で表され、通信規格によって決められた既知信号が格納される。ＯＦＤＭ受信装置では、その既知信号のパイロットキャリアＤｓと受信信号Ｚ（ｓ,ｔ）の位相／振幅の変化量を求めることで、パイロットキャリアＤｓの伝搬路推定値を求めることができる。なお、ＩＳＤＢ−ＴのＯＦＤＭフレームでは、パイロットキャリアＤｓは周波数方向に１２キャリア間隔であり、１シンボルに付き３キャリア分シフトさせて配置されたスキャッタードパイロットシンボルと呼ばれる配置が採用されている。

無線において基地局（送信装置）から送信された周波数多重信号であるＯＦＤＭ信号を受信する場合、基地局から送信されたＯＦＤＭ信号は、建物や地形などの障害によって反射・回折する。受信装置は、反射・回折した複数の経路からＯＦＤＭ信号を受信する。反射・回折により発生する複数の経路をマルチパスという。マルチパスにおけるそれぞれのＯＦＤＭ信号の伝搬距離は異なる。伝搬距離の違いにより、受信装置は振幅及び位相の異なる複数のＯＦＤＭ信号を受信する。ＯＦＤＭ信号がマルチパスの影響を受けると、ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアの振幅及び位相が変化する。各サブキャリアにおけるマルチパスの影響を解消するため、伝搬路推定部１０８は、受信信号の伝搬路特性を推定する伝搬路推定処理を行う。

ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置は、伝搬路推定処理においてＯＦＤＭ信号に分散して挿入されたパイロットキャリアＤｓを用いる。パイロットキャリアＤｓは、通信仕様に既定された振幅値及び位相を有する。受信装置は、受信したパイロットキャリアＤｓと既定のパイロットキャリアＤｓとを比較することにより、パイロットキャリアＤｓの位置の伝搬路推定値を推定する。受信装置は、パイロットキャリアＤｓの位置の伝搬路推定値を用いて補間することにより、データキャリアＤａの位置の伝搬路推定値を推定する。

図１において、パイロットキャリア抽出部１０７は、受信信号Ｚ（ｓ，ｔ）からパイロットキャリアＤｓを抽出し、パイロットキャリアＤｓの受信信号Ｙ（ｓ，ｔ）を出力する。伝搬路推定部１０８は、パイロットキャリアＤｓの受信信号Ｙ（ｓ，ｔ）及びパイロットキャリアＤｓの既知信号Ｘ（ｓ，ｔ）を基に、伝搬路推定値Ｈ（ｓ，ｔ）＝Ｙ（ｓ，ｔ）／Ｘ（ｓ，ｔ）を演算し、伝搬路推定値Ｈ（ｓ，ｔ）を基に、ノイズの低減した伝搬路推定値Ｈｏｐｔ（ｓ，ｔ）を演算する。伝搬路補償部１０９は、受信信号Ｘ（ｓ，ｔ）＝Ｚ（ｓ，ｔ）／Ｈｏｐｔ（ｓ，ｔ）を演算し、受信信号Ｚ（ｓ，ｔ）に対して伝搬路歪みを補償し、受信信号Ｘ（ｓ，ｔ）を出力する。復調処理部１１０は、受信信号Ｘ（ｓ，ｔ）に対して、誤り訂正処理などの復調処理を行い、送信データの判定を行い、判定値Ｘ１（ｓ，ｔ）を出力する。なお、逆変調処理部１１１については、後述の第３の実施形態で説明する。

図３は図１の伝搬路推定部１０８の構成例を示す図であり、図４（Ａ）〜（Ｄ）は伝搬路推定部１０８の処理例を示す図である。伝搬路推定部１０８は、ＰＲＢＳ（擬似ランダムバイナリシーケンス：Pseudorandom Binary Sequence）処理部３０１、時間方向補間部３０２、周波数方向補間部３０３、周波数方向の適応予測フィルタ３０４及び時間方向の適応予測フィルタ３０５を有する。

ＰＲＢＳ処理部３０１は、パイロットキャリアＤｓの受信信号Ｙ（ｓ，ｔ）及びパイロットキャリアＤｓの既知信号Ｘ（ｓ，ｔ）を基に、Ｙ（ｓ，ｔ）／Ｘ（ｓ，ｔ）を演算し、図４（Ａ）に示すように、パイロットキャリアＤｓの位置の伝搬路推定値を出力する。

次に、時間方向補間部３０２は、パイロットキャリアＤｓの伝搬路推定値に対して時間方向に補間し、図４（Ｂ）に示すように、時間方向補間キャリアＤｂの位置の伝搬路推定値を演算する。

次に、周波数方向補間部３０３は、図４（Ｂ）の伝搬路推定値に対して周波数方向に補間し、図４（Ｃ）に示すように、周波数方向補間キャリアＤｃの位置の伝搬路推定値を演算し、伝搬路推定値Ｈ（ｓ，ｔ）｛０＜ｓ＜Ｎ｝を出力する。ここで、ＮはＯＦＤＭのキャリア数である。

次に、周波数方向の適応予測フィルタ３０４は、図４（Ｃ）の伝搬路推定値Ｈ（ｓ，ｔ）に対して周波数方向にフィルタリングし、伝搬路推定値を出力する。

次に、時間方向の適応予測フィルタ３０５は、周波数方向の適応予測フィルタ３０４により出力される伝搬路推定値Ｈ（ｓ，ｔ）に対して時間方向にフィルタリングし、図４（Ｄ）に示すように、適応予測されたキャリアＤｄの伝搬路推定値Ｈｏｐｔ（ｓ，ｔ）を出力する。

図５（Ａ）及び（Ｂ）は、周波数方向の適応予測フィルタ５０６の構成例を示す図である。周波数方向の適応予測フィルタ５０６は、図３の周波数方向の適応予測フィルタ３０４に対応する。図５（Ｂ）の適応予測フィルタ５０６は、図５（Ａ）に示すように、第１の乗算器５０１ａ〜５０１ｄ、第１の加算器５０２、第１の減算器５０３、フィルタ係数生成部５０４及びフリップフロップ５０５を有する。適応予測フィルタ５０６は、２Ｋ＋１個の伝搬路推定値Ｈ（ｓ＋ｋ,ｔ）｛−Ｋ＜ｋ＜Ｋ｝を入力し、フィルタ処理により、ノイズ除去された伝搬路推定値Ｈ２（ｓ,ｔ）を出力する。図５（Ａ）では、Ｋが２である場合の例を示すが、Ｋは２に限定されない。

第１の乗算器５０１ａは、伝搬路推定値Ｈ（ｓ−２，ｔ）に対してフィルタ係数Ｗ（−２）を乗算する。第１の乗算器５０１ｂは、伝搬路推定値Ｈ（ｓ−１，ｔ）に対してフィルタ係数Ｗ（−１）を乗算する。第１の乗算器５０１ｃは、伝搬路推定値Ｈ（ｓ＋１，ｔ）に対してフィルタ係数Ｗ（１）を乗算する。第１の乗算器５０１ｄは、伝搬路推定値Ｈ（ｓ＋２，ｔ）に対してフィルタ係数Ｗ（２）を乗算する。すなわち、第１の乗算器５０１ａ〜５０１ｄは、複数タップのうちの中央タップ以外のタップの伝搬路推定値Ｈ（ｓ＋ｋ,ｔ）｛−Ｋ＜ｋ＜Ｋ，ｋ≠０｝に対してフィルタ係数Ｗ（ｋ）をそれぞれ乗算する。第１の加算器５０２は、第１の乗算器５０１ａ〜５０１ｄの出力値を加算し、伝搬路推定値Ｈ２（ｓ，ｔ）を出力する。

図５（Ｂ）に示すように、適応予測フィルタ５０６は、伝搬路推定値Ｈ（ｓ＋ｋ,ｔ）｛−Ｋ＜ｋ＜Ｋ，ｋ≠０｝を入力し、フィルタ係数Ｗ（ｋ）を用いて、次式（１）のフィルタリングにより、伝搬路推定値Ｈ２（ｓ，ｔ）を出力する。

第１の減算器５０３は、第１の加算器５０２の出力値Ｈ２（ｓ，ｔ）から中央タップの伝搬路推定値Ｈ（ｓ，ｔ）を減算し、第１の加算器５０２の出力値Ｈ２（ｓ，ｔ）と中央タップの伝搬路推定値Ｈ（ｓ，ｔ）との誤差ｅ（ｔ）を演算する。すなわち、中央タップの伝搬路推定値Ｈ（ｓ，ｔ）は、参照信号として用いられる。フィルタ係数生成部５０４は、伝搬路推定値Ｈ（ｓ＋ｋ,ｔ）｛−Ｋ＜ｋ＜Ｋ，ｋ≠０｝を入力し、誤差ｅ（ｔ）を基に次式（２）の最小２乗法アルゴリズムを用いて、次回のフィルタ係数Ｗｎ（ｋ）を生成する。フリップフロップ５０５は、フィルタ係数Ｗｎ（ｋ）を保持し、第１の乗算器５０１ａ〜５０１ｄにフィルタ係数Ｗ（ｋ）を出力する。

ここで、上式のμはステップ応答であり、１よりも小さい値である。誤差ｅ^*（ｔ）は、誤差ｅ（ｔ）の複素共役である。誤差ｅ（ｔ）が最小になるように、フィルタ係数Ｗ（ｋ）を更新することにより、伝搬路推定値Ｈ２（ｓ,ｔ）の精度を向上させることができる。

図６（Ａ）は、入力の伝搬路推定値Ｈ（ｓ，ｔ）のパスプロファイルを示し、パス６０１及びノイズ６０２を有する。図６（Ｂ）は、フィルタ係数Ｗ（ｋ）を示し、その横軸はタップ番号ｋを示す。フィルタ係数Ｗ（ｋ）は、中央タップを除くタップのフィルタ係数Ｗ（ｋ）を有する。図６（Ｃ）は、出力の伝搬路推定値Ｈ２（ｓ，ｔ）のパスプロファイルを示し、ノイズ６０２が低減されたフィルタ特性６０３が得られる。

図６（Ｄ）〜（Ｆ）は、長遅延で多波のマルチパス環境で使用されるフィルタの例を示す図である。マルチパスでは、送信装置から送信された電波（無線信号）が建物や地形などによって反射・回折し、受信装置が複数の経路（伝搬路）から同じ電波を受信するため、同じ電波に対して複数のパス６０１が生じてしまう。図６（Ｄ）は、入力の伝搬路推定値Ｈ（ｓ，ｔ）のパスプロファイルを示し、多波のパス６０１及びノイズ６０２を有する。図６（Ｅ）は、フィルタ係数Ｗ（ｋ）を示し、フィルタ係数Ｗ（ｋ）は、中央タップを除くタップのフィルタ係数Ｗ（ｋ）を有する。図６（Ｆ）は、出力の伝搬路推定値Ｈ２（ｓ，ｔ）のパスプロファイルを示し、ノイズ６０２の低減が不十分なフィルタ特性６０４が得られる。この場合、図６（Ｅ）のフィルタ係数Ｗ（ｋ）は、中央タップのフィルタ係数が除かれているため、図６（Ｆ）に示すように、十分なノイズ６０２の除去が行われない。そこで、十分なノイズ除去を行うことができる適応予測フィルタの構成例を、図７（Ａ）及び（Ｂ）を参照しながら説明する。

図７（Ａ）及び（Ｂ）は、本実施形態による周波数方向の適応予測フィルタ３０４（図３）の構成例を示す図である。適応予測フィルタ３０４は、適応予測フィルタ５０６及び中央タップ生成部７０１を有し、伝搬路推定値Ｈ（ｓ＋ｋ,ｔ）｛−Ｋ＜ｋ＜Ｋ｝を入力し、ノイズを低減した伝搬路推定値Ｈ３（ｓ，ｔ）を出力する。図７（Ａ）及び（Ｂ）の適応予測フィルタ３０４は、図５（Ａ）及び（Ｂ）の適応予測フィルタ５０６に対して、中央タップ生成部７０１を追加したものである。中央タップ生成部７０１は、第２の乗算器７０２、第３の乗算器７０３、第２の加算器７０４及び演算部７０５を有する。第２の乗算器７０２は、中央タップの伝搬路推定値Ｈ（ｓ，ｔ）に第１の係数βを乗算する。第３の乗算器７０３は、第１の加算器５０２の出力値Ｈ２（ｓ，ｔ）に第２の係数１−βを乗算する。演算部７０５は、フィルタ係数Ｗｎ（ｋ）を基に、第１の係数β及び第２の係数１−βを生成する。第３の加算器７０４は、第２の乗算器７０２の出力値と第３の乗算器７０３の出力値とを加算し、ノイズが低減された伝搬路推定値Ｈ３（ｓ，ｔ）を出力する。

図７（Ｂ）に示すように、中央タップ生成部７０１は、適応予測フィルタ５０６の出力値Ｈ２（ｓ，ｔ）及び中央タップの伝搬路推定値Ｈ（ｓ，ｔ）を入力し、第１の係数β及び第２の係数１−βを用いて、次式（３）により、伝搬路推定値Ｈ３（ｓ，ｔ）を出力する。

次に、演算部７０５が第１の係数β及び第２の係数１−βを生成する方法を説明する。第１の係数βは、中央タップのフィルタ係数Ｗ（０）に比例する値である。演算部７０５は、β＝Ｗ（０）／｛１−Ｗ（０）｝により、第１の係数β及び第２の係数１−βを生成する。中央タップのフィルタ係数Ｗ（０）を最適化することにより、ノイズを低減することができる。

次に、中央タップのフィルタ係数Ｗ（０）の生成方法を説明する。演算部７０５は、フィルタ係数生成部５０４により生成された中央タップ以外のフィルタ係数Ｗｎ（ｋ）｛−Ｋ＜ｋ＜Ｋ，ｋ≠０｝を用いて、中央タップのフィルタ係数Ｗ（０）を生成する。具体的には、演算部７０５は、中央タップに隣接する数タップのフィルタ係数｛…，Ｗｎ（−２），Ｗｎ（−１），Ｗｎ（１），Ｗｎ（２），…｝の絶対値を求め、その絶対値に対し補間処理を行うことにより、中央タップのフィルタ係数Ｗ（０）を生成する。

例えば、演算部７０５は、次式（４）のように、中央タップの両側に隣接する２個のタップのフィルタ係数Ｗｎ（１）及びＷｎ（−１）の絶対値の平均値Ｗ＿ａｍｐ（±１）を基に、中央タップのフィルタ係数Ｗ（０）を生成する。ここで、Ｒ１は、補間係数である。
Ｗ＿ａｍｐ（±１）＝｛｜Ｗｎ（１）｜＋｜Ｗｎ（−１）｜｝／２
Ｗ（０） ＝Ｗ＿ａｍｐ（±１）×Ｒ１ ・・・（４）

また、演算部７０５は、次式（５）のように、中央タップの両側に隣接する４個のタップのフィルタ係数Ｗｎ（−２）、Ｗｎ（−１）、Ｗｎ（１）及びＷｎ（２）を基に、フィルタ係数Ｗｎ（２）及びＷｎ（−２）の絶対値の平均値Ｗ＿ａｍｐ（±２）を演算し、中央タップのフィルタ係数Ｗ（０）を生成してもよい。ここで、Ｒ２は、補間係数である。
Ｗ＿ａｍｐ（±２）＝｛｜Ｗｎ（２）｜＋｜Ｗｎ（−２）｜｝／２
Ｗ（０）＝Ｗ＿ａｍｐ（±１）×Ｒ１＋Ｗ＿ａｍｐ（±２）×Ｒ２ ・・・（５）

補間係数Ｒ１及びＲ２は、伝搬路のマルチパスやフェージングなどの状況に応じて、設定する。例えば、演算部７０５は、マルチパスのパス遅延量、マルチパスのパス数、又は信号対干渉ノイズ電力比（ＳＩＮＲ：Signal-to-Interference and Noise power Ratio）に応じて、補間係数Ｒ１及びＲ２を演算する。具体的には、演算部７０５は、マルチパスのパス遅延量が大きい場合には、補間係数Ｒ１を大きくし、補間係数Ｒ２を小さくする。また、演算部７０５は、マルチパスのパス数が多い場合には、補間係数Ｒ１を大きくし、補間係数Ｒ２を小さくする。また、演算部７０５は、ＳＩＮＲが大きい場合（ノイズが小さい場合）には、補間係数Ｒ１を大きくし、補間係数Ｒ２を小さくする。

図８（Ａ）は、図６（Ａ）に対応し、入力の伝搬路推定値Ｈ（ｓ，ｔ）のパスプロファイルを示し、パス６０１及びノイズ６０２を有する。図８（Ｂ）は、フィルタ係数Ｗ（ｋ）を示す。フィルタ係数Ｗ（ｋ）は、中央タップのフィルタ係数Ｗ（０）を含むタップのフィルタ係数Ｗ（ｋ）を有する。図８（Ｃ）は、出力の伝搬路推定値Ｈ３（ｓ，ｔ）のパスプロファイルを示し、ノイズ６０２が低減されたフィルタ特性８０３が得られる。

図８（Ｄ）〜（Ｆ）は、図６（Ｄ）〜（Ｆ）に対応し、長遅延で多波のマルチパス環境で使用されるフィルタの例を示す図である。図８（Ｄ）は、入力の伝搬路推定値Ｈ（ｓ，ｔ）のパスプロファイルを示し、多波のパス６０１及びノイズ６０２を有する。図８（Ｅ）は、フィルタ係数Ｗ（ｋ）を示し、フィルタ係数Ｗ（ｋ）は、中央タップのフィルタ係数Ｗ（０）を含むタップのフィルタ係数Ｗ（ｋ）を有する。図８（Ｆ）は、出力の伝搬路推定値Ｈ３（ｓ，ｔ）のパスプロファイルを示す。中央タップのフィルタ係数Ｗ（０）を用いてフィルタリングを行うことにより、多波のマルチパス環境でも、ノイズ６０２が低減されたフィルタ特性８０４が得られる。これにより、伝搬路推定部１０８は、高精度の伝搬路推定値Ｈｏｐｏ（ｓ，ｔ）を生成することができ、伝搬路補償部１０９は、受信信号Ｚ（ｓ，ｔ）に対して伝搬路歪みの補償の精度を向上させることができる。復調処理部１１０は、データの判定エラーを低減することができる。

以上、図３の周波数方向の適応予測フィルタ３０４の構成例を説明した。なお、周波数方向の両端の伝搬路推定値に関しては、Ｈｏｐｔ（ｓ,ｔ）＝Ｈ（ｓ,ｔ）として、入力信号Ｈ（ｓ,ｔ）をそのまま出力信号Ｈｏｐｔ（ｓ,ｔ）として使用するか、タップ数が少ない適応予測フィルタを用いればよい。

図３の時間方向の適応予測フィルタ３０５は、上記の周波数方向の適応予測フィルタ３０４と同様の構成を有し、その入力信号は、周波数方向の伝搬路推定値Ｈ（ｓ＋ｋ,ｔ）｛−Ｋ＜ｋ＜Ｋ，ｋ≠０｝の代わりに、時間方向の伝搬路推定値Ｈ（ｓ,ｔ＋ｊ）｛−Ｊ＜ｊ＜Ｊ｝が入力される。なお、周波数方向の適応予測フィルタ３０４及び時間方向の適応予測フィルタ３０５は、両方設ける場合に限定されず、いずれか一方のみを設けてもよい。

（第２の実施形態）
図９は本発明の第２の実施形態による伝搬路推定部１０８（図１）の構成例を示す図であり、図１０（Ａ）〜（Ｄ）は伝搬路推定部１０８の処理例を示す図である。図９の伝搬路推定部１０８は、図３の伝搬路推定部１０８に対して、周波数方向補間部３０３の位置を変えたものである。周波数方向補間部３０３は、時間方向の適応予測フィルタ３０５の後段に設けられる。以下、本実施形態が第１の実施形態と異なる点を説明する。

ＰＲＢＳ処理部３０１は、パイロットキャリアＤｓの受信信号Ｙ（ｓ，ｔ）及びパイロットキャリアＤｓの既知信号Ｘ（ｓ，ｔ）を基に、Ｙ（ｓ，ｔ）／Ｘ（ｓ，ｔ）を演算し、図１０（Ａ）に示すように、パイロットキャリアＤｓの位置の伝搬路推定値を出力する。

次に、時間方向補間部３０２は、パイロットキャリアＤｓの伝搬路推定値に対して時間方向に補間し、図１０（Ｂ）に示すように、時間方向補間キャリアＤｂの位置の伝搬路推定値Ｈ（ｓ，ｔ）を演算する。

次に、周波数方向の適応予測フィルタ３０４は、図１０（Ｂ）の伝搬路推定値Ｈ（ｓ，ｔに対して周波数方向にフィルタリングし、伝搬路推定値を出力する。例えば、図１０（Ｂ）の例でいえば、周波数方向に対し３キャリア間隔で補間されたキャリアＤｂが配置されているので、適応予測フィルタ３０４への入力は、伝搬路推定値Ｈ（ｓ,ｔ）｛ｓ＝３ｎ｝と３倍数間隔で入力される。

次に、時間方向の適応予測フィルタ３０５は、周波数方向の適応予測フィルタ３０４により出力される伝搬路推定値に対して時間方向にフィルタリングし、図１０（Ｃ）に示すように、適応予測されたキャリアＤｄの伝搬路推定値を出力する。

次に、周波数方向補間部３０３は、図１０（Ｃ）の伝搬路推定値に対して周波数方向に補間し、図１０（Ｄ）に示すように、周波数方向補間キャリアＤｃの位置の伝搬路推定値を演算し、伝搬路推定値Ｈｏｐｔ（ｓ，ｔ）を出力する。

本実施形態も、第１の実施形態と同様に、中央タップのフィルタ係数Ｗ（０）を用いてフィルタリングを行うことにより、多波のマルチパス環境でも、高精度の伝搬路推定値Ｈｏｐｏ（ｓ，ｔ）を生成し、受信信号Ｚ（ｓ，ｔ）に対して伝搬路歪みの補償の精度を向上させることができる。

（第３の実施形態）
図１を参照しながら、本発明の第３の実施形態による受信装置の構成例を説明する。以下、本実施形態が第１及び第２の実施形態と異なる点を説明する。逆変調処理部１１１は、次式（６）のように、シンボルバッファ１０６から出力される受信信号Ｚ（ｓ，ｔ）を、復調処理部１１０により判定された判定値Ｘ１（ｓ，ｔ）で除算することにより、伝搬路推定値Ｈ１（ｓ，ｔ）を生成する。
Ｈ１（ｓ，ｔ）＝Ｚ（ｓ，ｔ）／Ｘ１（ｓ，ｔ） ・・・（６）

伝搬路推定部１０８は、伝搬路推定値Ｈ１（ｓ，ｔ）を基に、ノイズを低減した伝搬路推定値Ｈｏｐｔ（ｓ，ｔ）を伝搬路補償部１０９に出力する。

図１１は、本実施形態による伝搬路推定部１０８（図１）の構成例を示す図である。図１１の伝搬路推定部１０８は、図３の伝搬路推定部１０８に対して、スイッチ１１０１を追加したものである。スイッチ１１０１は、周波数方向補間部３０３が出力する伝搬路推定値Ｈ（ｓ，ｔ）又は伝搬路推定値Ｈ１（ｓ，ｔ）を選択的に適応予測フィルタ３０４及び３０５に出力する。伝搬路推定値Ｈ１（ｓ，ｔ）は、図１の逆変調処理部１１１により生成される。

最初の１回目の処理では、スイッチ１１０１は、周波数方向補間部３０３の出力端子に接続され、第１の実施形態と同様に、適応予測フィルタ３０４及び３０５は、周波数方向補間部３０３により出力される伝搬路推定値Ｈ（ｓ，ｔ）を入力し、伝搬路推定値Ｈｏｐｔ（ｓ，ｔ）を出力する。図１において、伝搬路補償部１０９は、受信信号Ｚ（ｓ，ｔ）を伝搬路推定値Ｈｏｐｔ（ｓ，ｔ）で除算することにより、伝搬路歪みが補償された受信信号Ｘ（ｓ，ｔ）を生成する。復調処理部１１０は、受信信号Ｘ（ｓ，ｔ）を判定し、判定値Ｘ１（ｓ，ｔ）を出力する。逆変調処理部１１１は、受信信号Ｚ（ｓ，ｔ）を判定値Ｘ１（ｓ，ｔ）で除算することにより、伝搬路推定値Ｈ１（ｓ，ｔ）を生成する。

２回目以降の処理では、スイッチ１１０１は、逆変調処理部１１１（図１）の出力端子に接続され、適応予測フィルタ３０４及び３０５は、逆変調処理部１１１により出力される伝搬路推定値Ｈ１（ｓ，ｔ）を入力し、伝搬路推定値Ｈｏｐｔ（ｓ，ｔ）を出力する。図１において、伝搬路補償部１０９は、受信信号Ｚ（ｓ，ｔ）を伝搬路推定値Ｈｏｐｔ（ｓ，ｔ）で除算することにより、伝搬路歪みが補償された受信信号Ｘ（ｓ，ｔ）を生成する。復調処理部１１０は、受信信号Ｘ（ｓ，ｔ）を判定し、判定値Ｘ１（ｓ，ｔ）を出力する。

以上のように、２回目以降の処理では、逆変調処理部１１１により生成された伝搬路推定値Ｈ１（ｓ,ｔ）を伝搬路推定部１０８にフィードバックし、再度、適応予測フィルタ３０４及び３０５に通すことにより、伝搬路推定値の推定精度を向上させることができる。

なお、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

１０１ アンテナ
１０２ ＲＦ帯処理部
１０３ アナログデジタル変換器
１０４ 直交復調部
１０５ 高速フーリエ変換部
１０６ シンボルバッファ
１０７ パイロットキャリア抽出部
１０８ 伝搬路推定部
１０９ 伝搬路補償部
１１０ 復調処理部
１１１ 逆変調処理部

Claims (7)

1. 受信信号を時間領域から周波数領域に変換するフーリエ変換部と、
   前記フーリエ変換部により変換された受信信号内のパイロットキャリアを基に伝搬路推定値を演算する伝搬路推定部と、
   前記伝搬路推定値を用いて、前記フーリエ変換部により変換された受信信号に対して伝搬路歪みを補償する伝搬路補償部とを有し、
   前記伝搬路推定部は、前記伝搬路推定値に対してフィルタリングするフィルタを有し、
   前記フィルタは、
   複数タップのうちの中央タップ以外のタップの伝搬路推定値に対してフィルタ係数をそれぞれ乗算する複数の第１の乗算器と、
   前記複数の第１の乗算器の出力値を加算する第１の加算器と、
   前記第１の加算器の出力値と前記中央タップの伝搬路推定値との誤差を演算する第１の減算器と、
   前記誤差を基に前記フィルタ係数を生成するフィルタ係数生成部と、
   前記中央タップの伝搬路推定値に第１の係数を乗算する第２の乗算器と、
   前記第１の加算器の出力値に第２の係数を乗算する第３の乗算器と、
   前記第２の乗算器の出力値と前記第３の乗算器の出力値とを加算する第３の加算器と
   を有することを特徴とする受信装置。
2. さらに、少なくとも前記中央タップの両側に隣接する２個のタップのフィルタ係数を用いて前記第１の係数及び前記第２の係数を演算する演算部を有することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
3. 前記演算部は、マルチパスのパス遅延量、マルチパスのパス数、又は信号対干渉ノイズ電力比に応じて、前記第１の係数及び前記第２の係数を演算することを特徴とする請求項２記載の受信装置。
4. 前記フィルタは、周波数方向のフィルタリング又は時間方向のフィルタリングを行うことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の受信装置。
5. 前記フィルタは、周波数方向のフィルタリング及び時間方向のフィルタリングを行うことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の受信装置。
6. 前記伝搬路推定部は、
   前記伝搬路推定値に対して時間方向に補間する時間方向補間部と、
   前記伝搬路推定値に対して周波数方向に補間する周波数方向補間部と
   を有することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の受信装置。
7. さらに、前記伝搬路補償部の出力信号及び前記フーリエ変換部により変換された受信信号を基に伝搬路推定値を演算する逆変調処理部を有し、
   前記フィルタは、前記逆変調処理部により演算された伝搬路推定値に対してフィルタリングすることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の受信装置。

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