JP2014116877A - 回り込みキャンセラおよび中継装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の単位送信波が連結された放送波を受信する際に、送受アンテナ間結合による回り込みを除去するとともに、マルチパスによる歪みを等化する回り込みキャンセラおよびそれを用いて上位局波を良好かつ安定に中継する中継装置を提供する。
【解決手段】回り込みキャンセラ１のフィルタ係数制御部２０に備えた周波数特性算出部２３の位相補償部２４は、ＦＦＦ１５からの等価ベースバンド信号のキャリヤシンボルに、送信側によりセグメント単位で施された位相補正成分の符号を逆にした位相回転補正量を乗算することにより、位相を補償する。すなわち、送信側とは逆の位相補正を加えることにより、キャリヤシンボルの位相を補償する。チャネル推定部２５は、位相補償部２４からのキャリヤシンボルからチャネル応答を推定する。これにより、送信側によりセグメント単位で施された位相補正成分を考慮したチャネル応答を推定することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式を用いるデジタル放送やデジタル伝送における中継局または中継装置に関わり、特に、ＳＦＮ（Single Frequency Network）における放送波中継局の送受アンテナ間での電波の回り込みを除去するための回り込みキャンセラに関する。

回り込みキャンセラは、受信信号の周波数と同一周波数で再送信を行うＳＦＮ放送波中継局において、受信信号に含まれる、送受アンテナ間結合により生じる回り込み波成分をキャンセルし、上位局信号のみを再送信するための装置である。

回り込みは、送信アンテナから放射された電波の一部が回り込み伝搬路を通った後、上位局波を受信する受信アンテナで受信されて生じるものであり、回り込みキャンセラの内部で、回り込み伝搬路と同じ伝送特性の回路を実現すれば、回り込み波のレプリカ信号を生成することができる。

回り込みキャンセラは、当該装置内部で生成した回り込み波のレプリカ信号を受信信号から減算することにより回り込みをキャンセルし、上位局信号のみを取り出す装置である（例えば、特許文献１〜６を参照）。

一方、ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送としては、ＶＨＦ帯を使用するマルチメディア放送の運用および検討がなされている。ＶＨＦ帯を使用するマルチメディア放送とＵＨＦ帯を使用した地上デジタル放送を比較すると、伝送パラメータ等は概ね共通しているものの、マルチメディア放送では、地上デジタル放送よりも伝送帯域幅が広いという特徴がある。特に、複数のセグメントをガードバンド無しで同一地点から送信する連結送信時には、この傾向が顕著となる。

特開平１１−３５５１６０号公報 特開２０００−３４１２３８号公報 特開２０００−３４９７３４号公報 特開２００１−９４５２８号公報 特開２０００−２９５１９５号公報 特許第４１３２５７８号公報

このようなマルチメディア放送では、送信装置は、複数のセグメント信号をガードバンド無しで送信する連結送信時に、それぞれのセグメント信号に位相補正（位相回転補正）を加えている。これは、送信装置が、複数のセグメント信号を位相補正を加えることなく一括してＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）し、ＯＦＤＭ信号を送信し、受信装置が、所望のセグメント信号を選択してＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）し復調を行うとすると、複数のセグメント信号の中心周波数と、選択したセグメント信号の中心周波数とが異なるため、復調が行われる受信信号に位相回転による不連続が生じ、正しい復調を行うことができなくなるからである。

このため、マルチメディア放送へ従来の回り込みキャンセラを適用する場合を想定すると、回り込みキャンセラは、送信装置が複数のセグメント信号をガードバンド無しで送信する連結送信時に、それぞれのセグメント信号に位相補正が加わっていることを考慮する必要がある。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、複数の単位送信波が連結された放送波を受信する際に、送受アンテナ間結合による回り込みを除去するとともに、マルチパスによる歪みを等化する回り込みキャンセラおよびそれを用いて上位局波を良好かつ安定に中継する中継装置を提供することにある。

前記目的を達成するために、請求項１の回り込みキャンセラは、送信側によりセグメント単位で位相回転補正されて連結送信された放送波のＯＦＤＭ信号を受信し、前記受信したＯＦＤＭ信号に含まれる回り込みのレプリカ信号を生成するＦＢＦ（Feed Back Filter）と、前記受信したＯＦＤＭ信号から回り込みのレプリカ信号をキャンセルした後の信号のマルチパスによる歪みを等化するＦＦＦ（Feed Forward Filter）と、前記ＦＢＦおよびＦＦＦを制御するためのフィルタ係数を生成するフィルタ係数制御部とを備える回り込みキャンセラにおいて、前記フィルタ係数制御部が、前記ＦＦＦにより等化されたＯＦＤＭ信号から有効シンボル期間のＯＦＤＭ信号を抽出する有効シンボル期間抽出部と、前記有効シンボル期間抽出部により抽出されたＯＦＤＭ信号をＦＦＴ（Fast Fourier Transform）し、キャリヤシンボルに変換するＦＦＴ部と、前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルのチャネル応答を算出するチャネル応答算出部と、前記チャネル応答算出部により算出されたチャネル応答に基づいて、等化誤差を算出する等化誤差算出部と、前記等化誤差算出部により算出された等化誤差から、前記ＦＦＦにて用いるフィルタ係数を算出するＦＦＦ係数算出部と、前記チャネル応答算出部により算出されたチャネル応答に基づいて、キャンセル残差を算出するキャンセル残差算出部と、前記キャンセル残差算出部により算出されたキャンセル残差から、前記ＦＢＦにて用いるフィルタ係数を算出するＦＢＦ係数算出部とを備え、前記チャネル応答算出部が、前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルに、前記送信側とは逆の位相回転補正を施し、前記キャリヤシンボルの位相を補償する位相補償部と、前記位相補償部により位相が補償されたキャリヤシンボルのうちの所定のキャリヤシンボルを、振幅および位相が既知のキャリヤシンボルで除算し、除算結果をシンボル方向およびキャリヤ方向に補間し、前記チャネル応答を推定するチャネル推定部と、を備えることを特徴とする。

また、請求項２の回り込みキャンセラは、請求項１に記載の回り込みキャンセラにおいて、前記チャネル推定部が、前記位相補償部により位相が補償されたキャリヤシンボルのうちの所定のキャリヤシンボルを、振幅および位相が既知のキャリヤシンボルで除算する第１の除算部と、前記第１の除算部による除算結果をシンボル方向およびキャリヤ方向に補間し、チャネル応答を求める補間部と、前記位相補償部により位相が補償されたキャリヤシンボルを、前記補間部により求めたチャネル応答で除算し、チャネル等化する第２の除算部と、前記第２の除算部によりチャネル等化されたキャリヤシンボルから信号空間上におけるユークリッド距離が最も小さい既知の送信シンボルを、送信シンボルの推定値として判定する判定部と、前記位相補償部により位相が補償されたキャリヤシンボルを、前記判定部により判定された送信シンボルの推定値で除算し、除算結果を、当該チャネル推定部にて推定したチャネル応答として出力する第３の除算部と、を備えることを特徴とする。

また、請求項３の回り込みキャンセラは、請求項１に記載の回り込みキャンセラにおいて、前記チャネル応答算出部が、前記位相補償部およびチャネル推定部の代わりに新たなチャネル推定部を備え、前記新たなチャネル推定部が、振幅および位相が既知のパイロット信号を生成するパイロット信号生成部と、前記パイロット信号生成部により生成されたパイロット信号に、前記送信側と同じ位相回転補正を施し、前記パイロット信号の位相を補償する位相補償部と、前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルのうちの所定のパイロット信号を、前記位相補償部により位相が補償されたパイロット信号で除算する除算部と、前記除算部による除算結果をシンボル方向およびキャリヤ方向に補間し、当該チャネル推定部にて推定したチャネル応答として出力する補間部と、を備えることを特徴とする。

また、請求項４の回り込みキャンセラは、請求項３に記載の回り込みキャンセラにおいて、前記新たなチャネル推定部が、前記パイロット信号生成部および位相補償部の代わりに補償済みパイロット信号生成部を備え、前記補償済みパイロット信号生成部が、既知の振幅を有し、既知の位相に前記送信側と同じ位相回転補正が施されたパイロット信号を生成し、前記除算部が、前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルのうちの所定のパイロット信号を、前記補償済みパイロット信号生成部により生成されたパイロット信号で除算する、ことを特徴とする。

また、請求項５の回り込みキャンセラは、請求項１に記載の回り込みキャンセラにおいて、前記チャネル応答算出部が、前記位相補償部およびチャネル推定部の代わりに新たなチャネル推定部を備え、前記新たなチャネル推定部が、振幅および位相が既知のパイロット信号を生成するパイロット信号生成部と、前記パイロット信号生成部により生成されたパイロット信号に、前記送信側と同じ位相回転補正を施し、前記パイロット信号の位相を補償する第１の位相補償部と、前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルのうちの所定のパイロット信号を、前記第１の位相補償部により位相が補償されたパイロット信号で除算する第１の除算部と、前記第１の除算部による除算結果をシンボル方向およびキャリヤ方向に補間し、補間したチャネル応答として出力する補間部と、前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルを、前記補間部により補間されたチャネル応答で除算し、チャネル等化する第２の除算部と、前記第２の除算部によりチャネル等化されたキャリヤシンボルから信号空間上におけるユークリッド距離が最も小さい既知の送信シンボルを、送信シンボルの推定値として判定する判定部と、前記判定部により判定された送信シンボルの推定値に、前記送信側と同じ位相回転補正を施し、前記送信シンボルの推定値の位相を補償する第２の位相補償部と、前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルを、前記第２の位相補償部により位相が補償された送信シンボルの推定値で除算し、除算結果を、当該チャネル推定部にて推定したチャネル応答として出力する第３の除算部と、を備えることを特徴とする。

また、請求項６の回り込みキャンセラは、請求項５に記載の回り込みキャンセラにおいて、前記新たなチャネル推定部が、前記判定部および第２の位相補償部の代わりに新たな判定部を備え、前記新たな判定部が、前記第２の除算部によりチャネル等化されたキャリヤシンボルから、信号空間上におけるユークリッド距離が最も小さい既知の送信シンボルに対して前記送信側と同じ位相回転補正が施された推定値を、送信シンボルの推定値として判定し、前記第３の除算部が、前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルを、前記新たな判定部により判定された送信シンボルの推定値で除算し、除算結果を、当該チャネル推定部にて推定したチャネル応答として出力する、ことを特徴とする。

また、請求項７の回り込みキャンセラは、請求項６に記載の回り込みキャンセラにおいて、前記新たなチャネル推定部が、前記パイロット信号生成部および第１の位相補償部の代わりに補償済みパイロット信号生成部を備え、前記補償済みパイロット信号生成部が、既知の振幅を有し、既知の位相に前記送信側と同じ位相回転補正が施されたパイロット信号を生成し、前記第１の除算部が、前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルのうちの所定のパイロット信号を、前記補償済みパイロット信号生成部により生成されたパイロット信号で除算する、ことを特徴とする。

さらに、請求項８の中継装置は、請求項１から７までのいずれか一項に記載の回り込みキャンセラを用いることを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、複数の単位送信波が連結された放送波を受信する際に、送受アンテナ間結合による回り込みを除去するとともに、マルチパスによる歪みを等化する回り込みキャンセラおよびそれを用いて上位局波を良好かつ安定に中継する中継装置を提供することができる。

本発明の実施形態による第１の（実施例１の）回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態による第２の（実施例２の）回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。 実施例１におけるチャネル推定部の第１の構成を示すブロック図である。 実施例１におけるチャネル推定部の第２の構成を示すブロック図である。 実施例２におけるチャネル推定部の第１の構成を示すブロック図である。 実施例２におけるチャネル推定部の第２の構成を示すブロック図である。 実施例２におけるチャネル推定部の第３の構成を示すブロック図である。 実施例２におけるチャネル推定部の第４の構成を示すブロック図である。 ＳＰの配置を示す図である。 ＬＰＦ部の第１の構成を示すブロック図である。 ＬＰＦ部の第２の構成を示すブロック図である。 実施例１，２の回り込みキャンセラを用いた中継装置の構成を示すブロック図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明の実施形態による回り込みキャンセラは、セグメント単位で位相補正が施され複数の単位送信波が連結された放送波を送信側から受信し、直交復調後の信号から回り込みのレプリカ信号を除去し、ＦＦＦ（Feed Forward Filter）にてマルチパスによる歪みを等化する装置であり、回り込みのレプリカ信号を生成するＦＢＦ（Feed Back Filter）にて用いるフィルタ係数、およびＦＦＦにて用いるフィルタ係数を生成するフィルタ係数制御部が、送信側によりセグメント単位で施された位相補正成分を考慮してチャネル応答を推定することを特徴とする。本発明の実施形態による回り込みキャンセラのフィルタ係数制御部は、位相補正成分を考慮して推定したチャネル応答から、マルチパス歪み成分を除去したチャネル応答を生成し、ＦＢＦのフィルタ係数を生成する。また、フィルタ係数制御部は、位相補正成分を考慮して推定したチャネル応答から低域成分を抽出して伝搬路特性のみが含まれるチャネル応答を生成し、ＦＦＦのフィルタ係数を生成する。

〔実施例１の回り込みキャンセラ〕
まず、実施例１の回り込みキャンセラについて説明する。図１は、実施例１の回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。この回り込みキャンセラ１は、周波数変換部１１、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換部１２、直交復調部１３、減算部１４、ＦＦＦ１５、ＦＢＦ１６、直交変調部１７、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換部１８、周波数変換部１９およびフィルタ係数制御部２０を備えている。

回り込みキャンセラ１が、送信側にてセグメント単位で位相補正が施され複数の単位送信波が連結された放送波を受信すると、周波数変換部１１は、受信信号をＩＦ帯の信号に変換して出力する。周波数変換部１１の出力するＩＦ信号はＡ／Ｄ変換部１２へ入力される。Ａ／Ｄ変換部１２は、周波数変換部１１から入力されるアナログのＩＦ信号を、図示しない同期再生部から供給されるサンプリングクロックを用いてデジタル信号に変換し、デジタルＩＦ信号として出力する。Ａ／Ｄ変換部１２の出力するデジタルＩＦ信号は直交復調部１３へ入力される。直交復調部１３は、Ａ／Ｄ変換部１２から入力されるデジタルＩＦ信号を直交復調し、等価ベースバンド信号として出力する。直交復調部１３の出力する等価ベースバンド信号は減算部１４へ入力される。

尚、Ａ／Ｄ変換部１２と直交復調部１３の順序を逆にして構成するようにしてもよい。この場合、直交復調部１３が、アナログＩＦ信号を直交復調してＩ，Ｑの等価ベースバンド信号を出力し、２つのＡ／Ｄ変換部１２が、直交復調部１３から入力されるＩ，Ｑの等価ベースバンド信号を用いてデジタル信号にそれぞれ変換する。

減算部１４は、直交復調部１３から入力される等価ベースバンド信号から、ＦＢＦ１６から入力される回り込みのレプリカ信号を減算することにより、回り込みをキャンセルした等価ベースバンド信号を出力する。減算部１４の出力する等価ベースバンド信号はＦＦＦ１５へ入力される。ＦＦＦ１５は、減算部１４から入力される等価ベースバンド信号に対し、フィルタ係数制御部２０から入力されるＦＦＦ１５のフィルタ係数を用いてフィルタ処理を行うことにより、マルチパスの歪みを等化した等価ベースバンド信号を出力する。ＦＦＦ１５の出力する等価ベースバンド信号は３分配され、直交変調部１７、フィルタ係数制御部２０およびＦＢＦ１６へそれぞれ入力される。ＦＢＦ１６は、ＦＦＦ１５から入力される等価ベースバンド信号に対し、フィルタ係数制御部２０から入力されるＦＢＦ１６のフィルタ係数を用いてフィルタ処理を行うことにより、回り込みのレプリカ信号を出力する。ＦＢＦ１６の出力する回り込みのレプリカ信号は減算部１４へ入力される。

直交変調部１７は、ＦＦＦ１５から入力される等価ベースバンド信号を直交変調し、デジタルＩＦ信号として出力する。直交変調部１７の出力するデジタルＩＦ信号はＤ／Ａ変換部１８へ入力される。Ｄ／Ａ変換部１８は、直交変調部１７から入力されるデジタルＩＦ信号をアナログ信号に変換し、ＩＦ信号として出力する。Ｄ／Ａ変換部１８の出力するＩＦ信号は周波数変換部１９へ入力される。周波数変換部１９は、Ｄ／Ａ変換部１８から入力されるＩＦ信号をＲＦ帯の送信信号に変換し、外部へ出力する。

フィルタ係数制御部２０は、ＦＦＦ１５から出力された等価ベースバンド信号を入力し、ＦＦＦ１５のフィルタ係数およびＦＢＦ１６のフィルタ係数を生成して出力する。フィルタ係数制御部２０の出力するＦＦＦ１５のフィルタ係数はＦＦＦ１５へ入力され、ＦＢＦ１６のフィルタ係数はＦＢＦ１６へ入力される。

フィルタ係数制御部２０は、有効シンボル期間抽出部２１、ＦＦＴ部２２、周波数特性算出部（チャネル応答算出部）２３、キャンセル残差算出部２９、ＩＦＦＴ部３０、乗算部３１、加算部３２、遅延部３３、等化誤差算出部３４、ＩＦＦＴ部３５、乗算部３６、加算部３７、遅延部３８および畳み込み演算部３９を備えている。ＩＦＦＴ部３０、乗算部３１、加算部３２および遅延部３３はＦＢＦ係数生成部を構成し、ＩＦＦＴ部３５、乗算部３６、加算部３７、遅延部３８および畳み込み演算部３９はＦＦＦ係数生成部を構成する。

有効シンボル期間抽出部２１は、ＦＦＦ１５から入力される等価ベースバンド信号から、１つのＯＦＤＭ伝送シンボル期間のうち有効シンボル期間に相当する期間の信号を抽出し出力する。有効シンボル期間抽出部２１の出力する有効シンボル期間の時間領域のＯＦＤＭ信号はＦＦＴ部２２へ入力される。ＦＦＴ部２２は、有効シンボル期間抽出部２１から入力される有効シンボル期間の時間領域のＯＦＤＭ信号をＦＦＴし、周波数領域信号であるキャリヤシンボルに変換し出力する。ＦＦＴ部２２の出力するキャリヤシンボルは周波数特性算出部２３へ入力される。

周波数特性算出部２３は、ＦＦＴ部２２から入力されるキャリヤシンボルから、送信側によりセグメント単位で施された位相補正成分を考慮したチャネル応答を推定し、推定したチャネル応答からマルチパス歪み成分を除去したチャネル応答を生成して出力し、推定したチャネル応答から伝搬路特性のみが含まれるチャネル応答を生成して出力する。周波数特性算出部２３の出力するマルチパス歪み成分を除去したチャネル応答はキャンセル残差算出部２９へ入力され、伝搬路特性のみが含まれるチャネル応答は等化誤差算出部３４へ入力される。

周波数特性算出部２３は、位相補償部２４、チャネル推定部２５、ＬＰＦ（Low Pass Filter：ローパスフィルタ）部２６、除算部２７およびＦＦＴ窓位置補正部２８を備えている。位相補償部２４は、ＦＦＴ部２２から入力されるキャリヤシンボルに、送信側によりセグメント単位で施された位相補正成分の符号を逆にした位相回転補正量を乗算（複素乗算）することにより、位相を補償する。すなわち、送信側とは逆の位相補正を加えることにより、キャリヤシンボルの位相を補償する。位相補償部２４の出力するキャリヤシンボルはチャネル推定部２５へ入力される。

チャネル推定部２５は、位相補償部２４から入力されるキャリヤシンボルから、チャネル応答を推定して出力する。これにより、送信側によりセグメント単位で施された位相補正成分を考慮したチャネル応答が推定される。チャネル推定部２５の出力するチャネル応答は２分配され、一方がＬＰＦ部２６へ、他方が除算部２７へそれぞれ入力される。

ＬＰＦ部２６は、チャネル推定部２５から入力されるチャネル応答から低域成分を抽出して出力する。ＬＰＦ部２６の出力するチャネル応答の低域成分は２分配され、一方が除算部２７へ、他方がＦＦＴ窓位置補正部２８へそれぞれ入力される。除算部２７は、ＯＦＤＭ信号のサブキャリヤ毎に、チャネル推定部２５から入力されるチャネル応答を、ＬＰＦ部２６から入力されるチャネル応答の低域成分で除算することにより、チャネル応答からマルチパス歪み成分を除去して出力する。除算部２７の出力するマルチパス歪み成分を除去したチャネル応答はキャンセル残差算出部２９へ入力される。

尚、ＬＰＦ部２６の出力するチャネル応答の低域成分は、主波とＦＦＦ１５によって等化可能な遅延時間範囲のマルチパス成分のみが含まれるチャネル応答を示し、除算部２７の出力するマルチパス歪み成分を除去したチャネル応答は、主波とＦＢＦ１６によってそのレプリカを生成可能な遅延時間範囲の回り込み波成分のみが含まれるチャネル応答を示す。詳細については後述する。

ＦＦＴ窓位置補正部２８は、ＬＰＦ部２６から入力されるチャネル応答の低域成分に含まれる、有効シンボル期間と有効シンボル期間抽出部２１において抽出される有効シンボル期間との間のずれによる位相回転成分を補正して、ＦＦＴ窓位置のずれによる位相回転成分を補正したチャネル応答であって伝搬路特性のみが含まれるチャネル応答を出力する。ＦＦＴ窓位置補正部２８の出力するＦＦＴ窓位置のずれによる位相回転成分を補正したチャネル応答であって伝搬路特性のみが含まれるチャネル応答は等化誤差算出部３４へ入力される。

キャンセル残差算出部２９は、除算部２７から入力されるマルチパス歪み成分を除去したチャネル応答から、実際の回り込み伝搬路特性とＦＢＦ１６にて実現している伝搬路特性との間の差分であるキャンセル残差（周波数領域信号）を算出して出力する。キャンセル残差算出部２９の出力する回り込みのキャンセル残差はＩＦＦＴ部３０へ入力される。ＩＦＦＴ部３０は、キャンセル残差算出部２９から入力される回り込みのキャンセル残差をＩＦＦＴし、回り込み伝搬路のインパルス応答の変化分に変換して出力する。ＩＦＦＴ部３０の出力する回り込み伝搬路のインパルス応答の変化分は乗算部３１へ入力される。乗算部３１は、ＩＦＦＴ部３０から入力される回り込み伝搬路のインパルス応答の変化分に、予め定められた定数を乗算して出力する。乗算部３１の出力信号は加算部３２へ入力される。加算部３２は、遅延部３３から入力される単位係数更新時間前のＦＢＦ１６のフィルタ係数に、乗算部３１から入力される回り込み伝搬路のインパルス応答の変化分を加算し、ＦＢＦ１６のフィルタ係数として出力する。加算部３２の出力するＦＢＦ１６のフィルタ係数は２分配され、一方がＦＢＦ１６へ、他方が遅延部３３へそれぞれ入力される。

等化誤差算出部３４は、ＦＦＴ窓位置補正部２８から入力される、ＦＦＴ窓位置のずれによる位相回転成分が補正されたチャネル応答であって伝搬路特性のみが含まれるチャネル応答を入力し、実際に行われるべき等化処理とＦＦＦ１５により実現している等化処理との間の差分である等化誤差を算出して出力する。等化誤差算出部３４の出力する等化誤差はＩＦＦＴ部３５へ入力される。ＩＦＦＴ部３５は、等化誤差算出部３４から入力される等化誤差をＩＦＦＴし、等化誤差のインパルス応答の変化分に変換して出力する。ＩＦＦＴ部３５が出力する等化誤差のインパルス応答の変化分は乗算部３６へ入力される。乗算部３６は、ＩＦＦＴ部３５から入力される等化誤差のインパルス応答の変化分に、予め定められた定数を乗算して出力する。乗算部３６の出力信号は加算部３７へ入力される。加算部３７は、遅延部３８から入力される単位係数更新時間前のＦＦＦ１５のフィルタ係数に、乗算部３６から入力される等化誤差のインパルス応答の変化分を加算し、ＦＦＦ１５のフィルタ係数として出力する。加算部３７の出力するＦＦＦ１５のフィルタ係数は２分配され、一方が畳み込み演算部３９へ、他方が遅延部３８へそれぞれ入力される。

畳み込み演算部３９は、乗算部４０およびデジタルＳＡＷ（Surface Acoustic Wave filter：表面波フィルタ）フィルタ係数格納部４１を備えている。デジタルＳＡＷフィルタ係数格納部４１は、アナログのＳＡＷフィルタと同等の阻止域減衰量を持つデジタルフィルタのフィルタ係数を格納するものであり、予め決められたフィルタ長の予め決められたフィルタ係数を格納する。乗算部４０は、加算部３７から入力されるＦＦＦ１５のフィルタ係数と、デジタルＳＡＷフィルタ係数格納部４１から入力される予め定められたフィルタ係数とを畳み込み演算して出力する。乗算部４０の出力するＦＦＦ１５のフィルタ係数はＦＦＦ１５へ入力される。

以上のように、図１に示した実施例１の回り込みキャンセラ１によれば、フィルタ係数制御部２０に備えた周波数特性算出部２３の位相補償部２４は、ＦＦＦ１５からの等価ベースバンド信号のキャリヤシンボルに、送信側によりセグメント単位で施された位相補正成分の符号を逆にした位相回転補正量を乗算する、すなわち、送信側とは逆の位相補正を加えることにより、キャリヤシンボルの位相を補償するようにした。そして、チャネル推定部２５は、位相補償部２４からのキャリヤシンボルからチャネル応答を推定するようにした。これにより、送信側によりセグメント単位で施された位相補正成分を考慮したチャネル応答を推定することができる。

そして、ＬＰＦ部２６は、推定されたチャネル応答から低域成分を抽出し、除算部２７は、推定されたチャネル応答を、抽出された低域成分で除算することにより、マルチパス歪み成分を除去したチャネル応答を生成し、キャンセル残差算出部２９から遅延部３３までの構成部は、マルチパス歪み成分を除去したチャネル応答からＦＢＦ１６のフィルタ係数を生成するようにした。また、ＦＦＴ窓位置補正部２８は、抽出されたチャネル応答の低域成分に含まれる、有効シンボル期間と有効シンボル期間抽出部２１において抽出される有効シンボル期間との間のずれによる位相回転成分を補正して、ＦＦＴ窓位置のずれによる位相回転成分が補正されたチャネル応答であって伝搬路特性のみが含まれるチャネル応答を生成し、等化誤差算出部３４から畳み込み演算部３９までの構成部は、伝搬路特性のみが含まれるチャネル応答からＦＦＦ１５のフィルタ係数を生成するようにした。

これにより、回り込みキャンセラ１は、セグメント単位で位相補正が施され複数の単位送信波が連結された放送波を送信側から受信した場合に、ＦＢＦ１６が、位相補正成分を考慮したチャネル応答から生成されたＦＢＦ１６のフィルタ係数を用いてフィルタ処理を行うことにより、回り込みのレプリカ信号を生成し、減算部１４は、受信信号が直交復調された信号から回り込みのレプリカ信号を除去し、ＦＦＦ１５は、位相補正成分を考慮したチャネル応答から生成されたＦＦＦ１５のフィルタ係数を用いて、減算部１４からの信号に対しフィルタ処理を行うことにより、マルチパスの歪みを等化する。したがって、複数の単位送信波が連結された放送波を受信する際に、送受アンテナ間結合による回り込みを除去するとともに、マルチパスによる歪みを等化することが可能となる。

〔実施例２の回り込みキャンセラ〕
次に、実施例２の回り込みキャンセラについて説明する。図２は、実施例２の回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。この回り込みキャンセラ２は、周波数変換部１１、Ａ／Ｄ変換部１２、直交復調部１３、減算部１４、ＦＦＦ１５、ＦＢＦ１６、直交変調部１７、Ｄ／Ａ変換部１８、周波数変換部１９およびフィルタ係数制御部４２を備えている。図１に示した実施例１の回り込みキャンセラ１と実施例２の回り込みキャンセラ２とを比較すると、実施例２の回り込みキャンセラ２は、実施例１の回り込みキャンセラ１に備えたフィルタ係数制御部２０とは異なるフィルタ係数制御部４２を備えている点で相違する。回り込みキャンセラ２のフィルタ係数制御部４２以外の構成部については、実施例１の回り込みキャンセラ１と同様であるから、説明を省略する。

フィルタ係数制御部４２は、ＦＦＦ１５から等価ベースバンド信号を入力し、ＦＦＦ１５のフィルタ係数およびＦＢＦ１６のフィルタ係数を生成して出力する。フィルタ係数制御部４２の出力するＦＦＦ１５のフィルタ係数はＦＦＦ１５へ入力され、ＦＢＦ１６のフィルタ係数はＦＢＦ１６へ入力される。

フィルタ係数制御部４２は、有効シンボル期間抽出部２１、ＦＦＴ部２２、周波数特性算出部４３、キャンセル残差算出部２９、ＩＦＦＴ部３０、乗算部３１、加算部３２、遅延部３３、等化誤差算出部３４、ＩＦＦＴ部３５、乗算部３６、加算部３７、遅延部３８および畳み込み演算部３９を備え、周波数特性算出部４３は、チャネル推定部４４、ＬＰＦ部２６、除算部２７およびＦＦＴ窓位置補正部２８を備えている。図１に示した実施例１のフィルタ係数制御部２０と実施例２のフィルタ係数制御部４２とを比較すると、実施例２のフィルタ係数制御部４２における周波数特性算出部４３は、実施例１のフィルタ係数制御部２０における周波数特性算出部２３に備えた位相補償部２４およびチャネル推定部２５の代わりにチャネル推定部４４を備えており、位相補償部２４を備えていない点で相違する。フィルタ係数制御部４２のチャネル推定部４４以外の構成部については、実施例１のフィルタ係数制御部２０と同様であるから、説明を省略する。

周波数特性算出部４３のチャネル推定部４４は、ＦＦＴ部２２から入力されるキャリヤシンボルから、送信側によりセグメント単位で施された位相補正成分を考慮したＳＰ（Scattered Pilot：スキャタードパイロット）信号を用いてチャネル応答を推定する。この場合、基準となるＳＰ信号に、送信側によりセグメント単位で施された位相補正成分と同じ位相回転補正量を乗算することにより、位相を補償する。すなわち、ＳＰ信号に送信側と同じ位相補正を加えることにより、ＳＰ信号の位相を補償する。これにより、送信側によりセグメント単位で施された位相補正成分を考慮したチャネル応答を推定することができる。チャネル推定部４４の出力するチャネル応答は２分配され、一方が除算部２７へ、他方がＬＰＦ部２６へそれぞれ入力される。

以上のように、図２に示した実施例２の回り込みキャンセラ２によれば、フィルタ係数制御部４２に備えた周波数特性算出部４３のチャネル推定部４４は、ＦＦＴ部２２からのキャリヤシンボルから、送信側によりセグメント単位で施された位相補正成分を考慮したＳＰ信号を用いてチャネル応答を推定するようにした。

これにより、回り込みキャンセラ２は、回り込みキャンセラ１と同様に、セグメント単位で位相補正が施され複数の単位送信波が連結された放送波を送信側から受信した場合に、ＦＢＦ１６が、位相補正成分を考慮したチャネル応答から生成されたＦＢＦ１６のフィルタ係数を用いてフィルタ処理を行うことにより、回り込みのレプリカ信号を生成し、減算部１４は、受信信号が直交復調された信号から回り込みのレプリカ信号を除去し、ＦＦＦ１５は、位相補正成分を考慮したチャネル応答から生成されたＦＦＦ１５のフィルタ係数を用いて、減算部１４からの信号に対しフィルタ処理を行うことにより、マルチパスの歪みを等化する。したがって、複数の単位送信波が連結された放送波を受信する際に、送受アンテナ間結合による回り込みを除去するとともに、マルチパスによる歪みを等化することが可能となる。

以下、図１に示した実施例１の回り込みキャンセラ１および図２に示した実施例２の回り込みキャンセラ２について、その動作を地上デジタル音声放送に適用した場合について説明する。ただし、以下は原理的な説明であり、周波数変換、Ａ／Ｄ変換、Ｄ／Ａ変換、直交変復調、送受信部などの基本的な部分の説明を省略するものとし、同期再生は十分な精度で実現されるものとする。これらの構成部は公知の技術であるため、説明は省略する。

〔位相補償部：実施例１〕
まず、図１に示した実施例１の回り込みキャンセラ１に備えた位相補償部２４について詳細に説明する。送信側にてセグメント単位で施される位相補正成分の位相回転補正量は、予め決められた値であり、モード、ガードインターバル比、および伝送信号の中心周波数とセグメントの中心周波数との間の差により、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ２９「地上デジタル音声放送の伝送方式」表４．３−１シンボル毎の送信側位相回転補償量」に示されている。この表に記載されている位相回転補償量（位相回転補正量）をφとすると、位相補償部２４は、ＦＦＴ部２２から入力されるキャリヤシンボルに対し、位相回転補正量φの符号を逆にした補正量（−φ）の位相回転を施し、位相を補償する。

位相補償部２４による位相補償前後のキャリヤシンボルをそれぞれ

とすると、位相補償部２４の入出力は次式で表すことができる。

〔チャネル推定部：実施例１〕
次に、図１に示した実施例１の回り込みキャンセラ１に備えたチャネル推定部２５について詳細に説明する。図９は、地上デジタルテレビジョン放送の放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）方式およびＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）方式において、特定のシンボルの特定のサブキャリヤに割り当てられているＳＰの配置を示す図である。図９において、ＳＰを黒丸で、データシンボルなどのその他のキャリヤシンボルを白抜きの丸で示している。以下、ＳＰの配置について、連続するシンボルにおけるサブキャリヤ方向の間隔をＮ_ｆ、同一のサブキャリヤにおけるシンボル方向の間隔をＮ_ｔとする。ＳＰは、その振幅と位相が予め決められているため、受信側の回り込みキャンセラ１においても同じ信号を生成することができる。実施例２の回り込みキャンセラ２についても同様である。

（第１の構成）
図３は、実施例１におけるチャネル推定部２５の第１の構成を示すブロック図である。このチャネル推定部２５−１は、ＳＰ信号（パイロット信号）抽出部４５、ＳＰ信号（パイロット信号）生成部４６、除算部４７および補間部４８を備えており、図９に示したＳＰを用いてチャネル応答を推定する。

ＳＰに割り当てられているサブキャリヤのシンボル番号をｉ、サブキャリヤ番号をｋとすると、ｉとｋの関係は、次式で表すことができる。

ただし、ｍｏｄは剰余を示す。以下、前記式（２）を満足するｉ，ｋをそれぞれｉ_ｐ，ｋ_ｐとする。

ＳＰ信号抽出部４５は、位相補償部２４からキャリヤシンボルを入力し、キャリヤシンボルからＳＰ信号を抽出し、除算部４７に出力する。ＳＰ信号生成部４６は、送信側における信号生成時のＳＰ信号と同一の振幅および位相の基準ＳＰ信号を生成し、除算部４７に出力する。除算部４７は、ＳＰ信号抽出部４５により抽出されたＳＰ信号を、ＳＰ信号生成部４６により生成された基準ＳＰ信号で除算し、チャネル応答を補間部４８に出力する。補間部４８は、除算部４７により生成されたチャネル応答をシンボル方向およびキャリヤ方向に補間する。

ここで、ＳＰ信号抽出部４５により抽出されるＳＰ信号を

とし、ＳＰ信号生成部４６により生成される基準ＳＰ信号を

とすると、シンボル番号ｉ_ｐ、サブキャリヤ番号ｋ_ｐにおけるチャネル応答

は、次式で表される。

尚、チャネル推定部２５−１は、チャネル応答を算出するための基準信号として、ＩＳＤＢ−Ｔ方式で採用されているＳＰを用いるようにしたが、本発明は、これに限定されるものではない。振幅および位相が既知の信号であって、受信側の回り込みキャンセラ１において生成可能な他のキャリヤシンボルを基準信号として用いるようにしてもよい。後述するチャネル推定部２５−２およびチャネル推定部４４−１〜４４−４についても同様である。

（第２の構成）
図４は、実施例１におけるチャネル推定部２５の第２の構成を示すブロック図である。このチャネル推定部２５−２は、チャネル等化部４９、判定部５５および除算部５６を備えている。以下、シンボル番号ｉは省略する。

チャネル等化部４９は、ＳＰ信号（パイロット信号）抽出部５０、ＳＰ信号（パイロット信号）生成部５１、除算部５２、補間部５３および除算部５４を備えている。ＳＰ信号抽出部５０は、位相補償部２４からのキャリヤシンボルを入力し、キャリヤシンボルからＳＰ信号を抽出し、除算部５２に出力する。ＳＰ信号生成部５１は、送信側における信号生成時のＳＰ信号と同一の振幅および位相の基準ＳＰ信号を生成し、除算部５２に出力する。除算部５２は、ＳＰ信号抽出部５０により抽出されたＳＰ信号を、ＳＰ信号生成部５１により生成された基準ＳＰ信号で除算し、補間部５３に出力する。補間部５３は、除算部５２により生成されたチャネル応答をシンボル方向およびキャリヤ方向に補間する。除算部５４は、位相補償部２４からのキャリヤシンボルのうちのＳＰ信号以外のキャリヤシンボル（以下、データシンボルという。）Ｙ_ｋを、補間部５３から入力されるチャネル応答Ｆ_ｋで除算することにより、チャネル等化を行う。

チャネル等化部４９によるチャネル等化後のデータシンボルをＺ_ｋとすると、Ｚ_ｋは、次式で表される。

ここで、Ｄ_ｋは、サブキャリヤ番号ｋのサブキャリヤの周波数における送信シンボルを示し、Ｎ_ｋは雑音を示す。前記式（４）からわかるように、データシンボルＺ_ｋは、第２項により信号点Ｄ_ｋを中心に分散する。

判定部５５は、除算部５４からチャネル等化後のキャリヤシンボルを入力し、以下の式（５）に示すように、等化後のキャリヤシンボルから信号空間上におけるユークリッド距離が最も小さい既知の送信シンボルを、送信シンボルの推定値

として出力する。

ここで、ｄｅｃ（ｙ）はしきい値判定の関数であり、信号空間においてｙに最も近い送信信号を返す。前記式（５）において、判定誤りがないと仮定すると

となる。

除算部５６は、以下の式（６）に示すように、位相補償部２４からのキャリヤシンボルＹ_ｋを、判定部５５からの送信シンボルの推定値

で除算し、チャネル応答Ｆ_ｋを求める。

これにより、送信シンボルの推定値

をＳＰと同様に基準信号として用いることで、チャネル応答Ｆ_ｋを求めることができる。

〔チャネル推定部：実施例２〕
次に、図２に示した実施例２の回り込みキャンセラ２に備えたチャネル推定部４４について詳細に説明する。
（第１の構成）
図５は、実施例２におけるチャネル推定部４４の第１の構成を示すブロック図である。このチャネル推定部４４−１は、ＳＰ信号抽出部４５、ＳＰ信号生成部４６、除算部４７、補間部４８および位相補償部５７を備えており、図９に示したＳＰを用いてチャネル応答を推定する。図３に示した実施例１のチャネル推定部２５−１と実施例２のチャネル推定部４４−１とを比較すると、チャネル推定部４４−１は、ＳＰ信号生成部４６と除算部４７との間に位相補償部５７を備えている点でチャネル推定部２５−１と相違する。ＳＰ信号抽出部４５、ＳＰ信号生成部４６、除算部４７および補間部４８については説明済みであるから、ここでは説明を省略する。

位相補償部５７は、送信側がセグメント単位に位相補正を施す処理と同じ処理を、ＳＰ信号生成部４６により生成された基準ＳＰ信号に対して行う。すなわち、位相補償部５７は、ＳＰ信号生成部４６から入力される基準ＳＰ信号に、送信側によりセグメント単位で施された位相補正成分の位相回転補正量を乗算することにより、位相を補償する。すなわち、送信側による位相補正と同じ補正を加えることにより、基準ＳＰ信号の位相を補償する。位相補償部５７の出力する基準ＳＰ信号は除算部４７へ入力される。

前述のとおり、送信側にてセグメント単位で施される位相補正成分の位相回転補正量は予め決められた値である。この位相回転補正量をφとし、位相補償部５７による位相補償前後のＳＰ信号をそれぞれ

とすると、位相補償部５７の入出力は次式で表すことができる。

（第２の構成）
図６は、実施例２におけるチャネル推定部４４の第２の構成を示すブロック図である。このチャネル推定部４４−２は、ＳＰ信号抽出部４５、除算部４７、補間部４８および補償済みＳＰ信号（補償済みパイロット信号）生成部５８を備えており、図９に示したＳＰを用いてチャネル応答を推定する。図５に示したチャネル推定部４４−１とこのチャネル推定部４４−２とを比較すると、チャネル推定部４４−２は、チャネル推定部４４−１に備えたＳＰ信号生成部４６および位相補償部５７の代わりに、補償済みＳＰ信号生成部５８を備えている点で相違する。ＳＰ信号抽出部４５、除算部４７および補間部４８については説明済みであるから、ここでは説明を省略する。

ＳＰ信号は予め決められた値であり、また、前述したとおり、送信側にてセグメント単位で施される位相補正成分の位相回転補正量も予め決められた値である。このため、補償済みＳＰ信号生成部５８は、予め決められた位相回転補正量分の位相補償済みのＳＰ信号を基準ＳＰ信号として生成することができる。具体的には、補償済みＳＰ信号生成部５８は、既知の振幅を有し、既知の位相に対して送信側と同じ位相回転補正量分の位相補償がされたＳＰ信号を基準ＳＰ信号として生成する。補償済みＳＰ信号生成部５８の出力する位相補償済みの基準ＳＰ信号は除算部４７へ入力される。これにより、位相補償部５７が不要となるため、全サブキャリヤまたは全ＳＰに対する位相補償の処理が不要となり、回路規模を削減することができる。さらに、従来の回り込みキャンセラに対して回路を追加する必要がなく、予め決められている値を用いてＳＰの位相を回転するだけでよいという利点も有する。

（第３の構成）
図７は、実施例２におけるチャネル推定部４４の第３の構成を示すブロック図である。このチャネル推定部４４−３は、チャネル等化部５９、判定部５５、乗算部（位相補償部）６１および除算部５６を備えている。また、チャネル等化部５９は、ＳＰ信号抽出部５０、ＳＰ信号生成部５１、位相補償部６０、除算部５２、補間部５３および除算部５４を備えている。図４に示した実施例１のチャネル推定部２５−２と実施例２のチャネル推定部４４−３とを比較すると、チャネル推定部４４−３は、ＳＰ信号生成部５１と除算部５２との間に位相補償部６０を備え、判定部５５と除算部５６との間に乗算部６１を備えている点でチャネル推定部２５−２と相違する。ＳＰ信号抽出部５０、ＳＰ信号生成部５１、除算部５２、補間部５３、除算部５４、判定部５５および除算部５６については説明済みであるから、ここでは説明を省略する。

位相補償部６０は、図５に示した位相補償部５７と同様に、送信側がセグメント単位に位相補正を施す処理と同じ処理を、ＳＰ信号生成部５１により生成された基準ＳＰ信号に対して行う。位相補償部６０の出力する基準ＳＰ信号は除算部５２へ入力される。位相補償部６０は位相補償部５７と同様であるから、その詳細の説明を省略する。

乗算部６１は、送信側がセグメント単位に位相補正を施す処理と同じ処理を、判定部５５からの送信シンボルの推定値に対して行う。すなわち、乗算部６１は、判定部５５から入力される送信シンボルの推定値に、送信側によりセグメント単位で施された位相補正成分の位相回転補正量を乗算することにより、位相を補償する。すなわち、送信側による位相補正と同じ補正を加えることにより、送信シンボルの推定値の位相を補償する。乗算部６１の出力する送信シンボルの推定値は除算部５６へ入力される。

前述のとおり、送信側にてセグメント単位で施される位相補正成分の位相回転補正量は予め決められた値である。この位相回転補正量をφとし、乗算部６１による位相補償前後の送信シンボルの推定値をそれぞれ

とすると、乗算部６１の入出力は次式で表すことができる。

（第４の構成）
図８は、実施例２におけるチャネル推定部４４の第４の構成を示すブロック図である。このチャネル推定部４４−４は、チャネル等化部５９、判定部（補償済み判定部）６２および除算部５６を備えている。また、チャネル等化部５９は、ＳＰ信号抽出部５０、ＳＰ信号生成部５１、位相補償部６０、除算部５２、補間部５３および除算部５４を備えている。図７に示したチャネル推定部４４−３とこのチャネル推定部４４−４とを比較すると、チャネル推定部４４−４は、チャネル推定部４４−３に備えた判定部５５および乗算部６１の代わりに、判定部６２を備えている点で相違する。チャネル等化部５９の各構成部、および除算部５６については説明済みであるから、ここでは説明を省略する。

判定部５５，６２におけるシンボル判定値は予め決められた値であり、また、前述したとおり、位相回転補正量も予め決められた値である。このため、判定部６２は、予め決められた位相回転補正量分の位相補償済みのシンボル判定値を生成することができる。具体的には、判定部６２は、除算部５４からチャネル等化後のキャリヤシンボルを入力し、等化後のキャリヤシンボルから、信号空間上におけるユークリッド距離が最も小さい既知の送信シンボルを特定し、特定した送信シンボルに対応する位相補償済みの送信シンボル、すなわち、送信側と同じ位相回転補正量分の位相補償がされた送信シンボルを、送信シンボルの推定値として判定し出力する。判定部６２の出力する位相補償済みの送信シンボルの推定値は除算部５６へ入力される。これにより、位相補償を行う乗算部６１が不要となるため、全サブキャリヤに対する位相補償の処理が不要となり、回路規模を削減することができる。さらに、従来の回り込みキャンセラに対して回路を追加する必要がなく、予め決められている値を用いて送信シンボルの推定値の位相を回転するだけでよいという利点も有する。

尚、図８に示したチャネル推定部４４−４において、チャネル等化部５９に備えたＳＰ信号生成部５１および位相補償部６０の代わりに、図６に示した補償済みＳＰ信号生成部５８を備えるようにしてもよい。これにより、位相補償を行う位相補償部５７が不要になるため、回路規模を一層削減することができる。

〔チャネル応答の遅延時間分離：実施例１，２〕
次に、図１，２に示した実施例１，２の回り込みキャンセラ１，２に備えたＬＰＦ部２６および除算部２７について詳細に説明する。図１０は、ＬＰＦ部２６の第１の構成を示すブロック図である。ＬＰＦ部２６−１は、チャネル推定部２５，４４から入力されるチャネル応答の低域成分を抽出する。

図１１は、ＬＰＦ部２６の第２の構成を示すブロック図である。このＬＰＦ部２６−２は、ＩＦＦＴ部６３、窓関数部６４およびＦＦＴ部６５を備えている。ＩＦＦＴ部６３は、チャネル推定部２５，４４から入力されるチャネル応答をＩＦＦＴし、時間領域表現である遅延プロファイルに変換する。窓関数部６４は、ＩＦＦＴ部６３により変換された遅延プロファイルについて、後段のＦＦＴ部６５によって等化可能な遅延時間範囲の成分に所定の窓関数を乗算する。ＦＦＴ部６５は、窓関数部６４により乗算された遅延時間範囲の成分をＦＦＴし、再び周波数領域表現であるチャネル応答に変換する。これにより、ＬＰＦ部２６−２は、図１０に示したＬＰＦ部２６−１と同等に、チャネル応答の低域成分を抽出することができる。

ＬＰＦ部２６−１，２６−２の入出力は次式で表すことができる。

ここで、Ｆ_ｋは、チャネル推定部２５，４４から入力されるチャネル応答を示し、

は、サブキャリヤ番号ｋについて、チャネル応答の低域成分である、主波とＦＦＦ１５によって等化可能な遅延時間範囲のマルチパス成分のみが含まれるチャネル応答を示す。

除算部２７は、以下の式に示すように、チャネル推定部２５，４４から入力されるチャネル応答Ｆ_ｋを、ＬＰＦ部２６−１，２６−２から入力されるチャネル応答の低域成分（主波とＦＦＦ１５によって等化可能な遅延時間範囲のマルチパス成分のみが含まれるチャネル応答）

で除算し、
ＯＦＤＭ信号のサブキャリヤ毎のサブキャリヤ番号ｋについて、マルチパス歪み成分を除去したチャネル応答である、主波とＦＢＦ１６によってそのレプリカを生成可能な遅延時間範囲の回り込み波成分のみが含まれるチャネル応答

を生成する。

このように、ＬＰＦ部２６−１，２６−２および除算部２７によれば、チャネル推定部２５，４４により推定されたチャネル応答Ｆ_ｋを、その低域成分（主波とＦＦＦ１５によって等化可能な遅延時間範囲のマルチパス成分のみが含まれるチャネル応答）

と、
マルチパス歪み成分を除去したチャネル応答（主波とＦＢＦ１６によってそのレプリカを生成可能な遅延時間範囲の回り込み波成分のみが含まれるチャネル応答）

とに分離することができる。詳細については、特開２００４−３２０６７７号公報を参照されたい。

〔回り込みキャンセル残差の算出およびＦＢＦのフィルタ係数の更新：実施例１，２〕
次に、図１，２に示した実施例１，２の回り込みキャンセラ１，２に備えたキャンセル残差算出部２９から遅延部３３までについて詳細に説明する。キャンセル残差算出部２９は、次式に示すように、サブキャリヤ番号ｋについての回り込みのキャンセル残差δＷ_ｋを算出する。

ＩＦＦＴ部３０は、キャンセル残差δＷ_ｋをＩＦＦＴ処理により時間領域信号に変換すると、次式に示すように、回り込み伝搬路のインパルス応答の変化分である回り込みキャンセル残差のインパルス応答δｗを求めることができる。

現在の時刻をｉ、任意の離散時間をｎ、ＦＢＦ１６のフィルタ係数をｗ（ｉ，ｎ）とすると、乗算部３１、加算部３２および遅延部３３は、次式に示すように、ＦＢＦ１６のフィルタ係数ｗ（ｉ＋１，ｎ）を更新する。

ここで、μ_ｂは雑音抑圧のための適応係数を示す。

〔等化誤差の算出およびＦＦＦのフィルタ係数の更新：実施例１，２〕
次に、図１，２に示した実施例１，２の回り込みキャンセラ１，２に備えた等化誤差算出部３４から遅延部３８までについて詳細に説明する。等化誤差算出部３４は、次式に示すように、サブキャリヤ番号ｋについての等化誤差δＨ_ｋを算出する。

ＩＦＦＴ部３５は、等化誤差δＨ_ｋをＩＦＦＴ処理により時間領域信号に変換すると、次式に示すように、等化誤差のインパルス応答の変化分である等化誤差のインパルス応答δｈを求めることができる。

現在の時刻をｉ、任意の離散時間をｎ、ＦＦＦ１５のフィルタ係数をｈ（ｉ，ｎ）とすると、乗算部３６、加算部３７および遅延部３８は、次式に示すように、加算部３７が出力するＦＦＦ１５のフィルタ係数ｈ（ｉ＋１，ｎ）を更新する。

ここで、μ_ｆは雑音抑圧のための適応係数を示す。

〔畳み込み演算部：実施例１，２〕
次に、図１，２に示した実施例１，２の回り込みキャンセラ１，２に備えた畳み込み演算部３９について詳細に説明する。畳み込み演算部３９の処理の目的は、ＦＦＦ１５の帯域幅が回り込みループとキャンセルループのいずれの帯域幅をも越えないようにすることにある。

畳み込み演算部３９は、非適応フィルタであって、その帯域幅が回り込みループとキャンセルループのいずれの帯域幅をも越えない狭帯域フィルタをｇ（ｎ）として予め定めておき、前記式（１６）により生成されるＦＦＦ１５のフィルタ係数ｈ（ｎ）に対し、次式に示すように、時間領域において畳み込み演算を行う。

ここで、ｌは非適応狭帯域フィルタｇ（ｎ）のフィルタ長を示す。

一般に、非適応狭帯域フィルタをＦＦＦ１５に縦続接続する場合、回り込みキャンセラ１，２による処理遅延が大きくなってしまう。しかし、前述のとおり、畳み込み演算部３９においてフィルタ係数同士を時間領域で畳み込み演算するようにしたから、回り込みキャンセラ１，２による処理遅延が大きくなることはなく、ＦＦＦ１５の帯域幅が回り込みループとキャンセルループのいずれの帯域幅をも越えないようにすることができる。

〔中継装置〕
次に、図１，２に示した実施例１，２の回り込みキャンセラ１，２を用いた中継装置について説明する。図１２は、その中継装置の構成を示すブロック図である。この中継装置１０１は、受信アンテナ１０２、受信フィルタ１０３、受信変換部（受信部）１０４、回り込みキャンセラ１，２、送信変換部（送信部）１０５、ＰＡ（増幅部）１０６、送信フィルタ１０７および送信アンテナ１０８を備えている。

実施例１，２の回り込みキャンセラ１，２を備えた放送波中継局の中継装置１０１は、上位局から送信された希望波を受信アンテナ１０２によって受信する。受信フィルタ１０３は、受信アンテナ１０２から出力された受信信号をフィーダーケーブルを介して入力し、希望波の周波数帯域外の不要な信号成分を除去する。受信変換部１０４は、受信フィルタ１０３の出力信号を入力し、その出力レベルが一定になるようにＡＧＣ増幅した後、周波数変換してＩＦ信号を生成し出力する。このＩＦ信号の中心周波数としては、３７．１５ＭＨｚが一般に用いられる。受信変換部１０４の出力するＩＦ信号は、回り込みキャンセラ１，２へ入力される。

回り込みキャンセラ１，２は、受信変換部１０４からＩＦ信号を入力する。回り込みキャンセラ１，２の周波数変換部１１は、受信変換部１０４より入力されるＩＦ信号を周波数変換し、第２のＩＦ信号に変換して出力する。この第２のＩＦ信号の中心周波数としては、５１２／６３（８．１２７６８９）ＭＨｚが一般に用いられる。Ａ／Ｄ変換部１２は、周波数変換部１１から第２のＩＦ信号を入力してＡ／Ｄ変換し、デジタルＩＦ信号を出力する。直交復調部１３は、Ａ／Ｄ変換部１２からデジタルＩＦ信号を入力して直交復調処理を施し、等価ベースバンド信号に変換して出力する。減算部１４は、直交復調部１３から等価ベースバンド信号を入力し、ＦＢＦ１６からの回り込みのレプリカ信号を逆相で合成し、ＦＦＦ１５に出力する。ＦＦＦ１５は、マルチパス成分を等化し、回り込みのキャンセルおよびマルチパスの等化が行われた等価ベースバンド信号として出力する。直交変調部１７は、等価ベースバンド信号を入力して直交変調処理を施し、デジタルＩＦ信号に変換して出力する。Ｄ／Ａ変換部１８は、直交変調部１７からデジタルＩＦ信号を入力し、第２のＩＦ信号に変換して出力する。周波数変換部１９は、Ｄ／Ａ変換部１８から第２のＩＦ信号を入力し、ＩＦ信号に変換して出力する。

送信変換部１０５は、回り込みキャンセラ１，２の周波数変換部１９からＩＦ信号を入力し、ＲＦ帯に周波数変換し、一定レベルになるように増幅して出力する。ＰＡ１０６は、送信変換部１０５からＲＦ帯の信号を入力し、所望の出力の送信信号を得るために電力増幅して出力する。送信フィルタ１０７は、ＰＡ１０６からＲＦ帯の送信信号を入力し、帯域外の不要輻射成分を除去する。送信フィルタ１０７により帯域外の不要な成分が除去された送信信号は、フィーダーケーブルを介して送信アンテナ１０８に供給され、電波となって放射される。このように、図１２に示した中継装置１０１によれば、回り込みキャンセラ１，２を用いることにより、上位局波を良好かつ安定に中継することができる。

１，２ 回り込みキャンセラ
１１，１９ 周波数変換部
１２ Ａ／Ｄ変換部
１３ 直交復調部
１４ 減算部
１５ ＦＦＦ
１６ ＦＢＦ
１７ 直交変調部
１８ Ｄ／Ａ変換部
２０，４２ フィルタ係数制御部
２１ 有効シンボル期間抽出部
２２，６５ ＦＦＴ部
２３，４３ 周波数特性算出部
２４，５７，６０ 位相補償部
２５，４４ チャネル推定部
２６ ＬＰＦ部
２７，４７，５２，５４，５６ 除算部
２８ ＦＦＴ窓位置補正部
２９ キャンセル残差算出部
３０，３５，６３ ＩＦＦＴ部
３１，３６，４０，６１ 乗算部
３２，３７ 加算部
３３，３８ 遅延部
３４ 等化誤差算出部
３９ 畳み込み演算部
４１ デジタルＳＡＷフィルタ係数格納部
４５，５０ ＳＰ信号抽出部
４６，５１ ＳＰ信号生成部
４８，５３ 補間部
４９，５９ チャネル等化部
５５，６２ 判定部
５８ 補償済みＳＰ信号生成部
６４ 窓関数部
１０１ 中継装置
１０２ 受信アンテナ
１０３ 受信フィルタ
１０４ 受信変換部
１０５ 送信変換部
１０６ ＰＡ
１０７ 送信フィルタ
１０８ 送信アンテナ

Claims (8)

1. 送信側によりセグメント単位で位相回転補正されて連結送信された放送波のＯＦＤＭ信号を受信し、前記受信したＯＦＤＭ信号に含まれる回り込みのレプリカ信号を生成するＦＢＦ（Feed Back Filter）と、前記受信したＯＦＤＭ信号から回り込みのレプリカ信号をキャンセルした後の信号のマルチパスによる歪みを等化するＦＦＦ（Feed Forward Filter）と、前記ＦＢＦおよびＦＦＦを制御するためのフィルタ係数を生成するフィルタ係数制御部とを備える回り込みキャンセラにおいて、
   前記フィルタ係数制御部が、
   前記ＦＦＦにより等化されたＯＦＤＭ信号から有効シンボル期間のＯＦＤＭ信号を抽出する有効シンボル期間抽出部と、
   前記有効シンボル期間抽出部により抽出されたＯＦＤＭ信号をＦＦＴ（Fast Fourier Transform）し、キャリヤシンボルに変換するＦＦＴ部と、
   前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルのチャネル応答を算出するチャネル応答算出部と、
   前記チャネル応答算出部により算出されたチャネル応答に基づいて、等化誤差を算出する等化誤差算出部と、
   前記等化誤差算出部により算出された等化誤差から、前記ＦＦＦにて用いるフィルタ係数を算出するＦＦＦ係数算出部と、
   前記チャネル応答算出部により算出されたチャネル応答に基づいて、キャンセル残差を算出するキャンセル残差算出部と、
   前記キャンセル残差算出部により算出されたキャンセル残差から、前記ＦＢＦにて用いるフィルタ係数を算出するＦＢＦ係数算出部とを備え、
   前記チャネル応答算出部が、
   前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルに、前記送信側とは逆の位相回転補正を施し、前記キャリヤシンボルの位相を補償する位相補償部と、
   前記位相補償部により位相が補償されたキャリヤシンボルのうちの所定のキャリヤシンボルを、振幅および位相が既知のキャリヤシンボルで除算し、除算結果をシンボル方向およびキャリヤ方向に補間し、前記チャネル応答を推定するチャネル推定部と、
   を備えることを特徴とする回り込みキャンセラ。
2. 請求項１に記載の回り込みキャンセラにおいて、
   前記チャネル推定部が、
   前記位相補償部により位相が補償されたキャリヤシンボルのうちの所定のキャリヤシンボルを、振幅および位相が既知のキャリヤシンボルで除算する第１の除算部と、
   前記第１の除算部による除算結果をシンボル方向およびキャリヤ方向に補間し、チャネル応答を求める補間部と、
   前記位相補償部により位相が補償されたキャリヤシンボルを、前記補間部により求めたチャネル応答で除算し、チャネル等化する第２の除算部と、
   前記第２の除算部によりチャネル等化されたキャリヤシンボルから信号空間上におけるユークリッド距離が最も小さい既知の送信シンボルを、送信シンボルの推定値として判定する判定部と、
   前記位相補償部により位相が補償されたキャリヤシンボルを、前記判定部により判定された送信シンボルの推定値で除算し、除算結果を、当該チャネル推定部にて推定したチャネル応答として出力する第３の除算部と、
   を備えることを特徴とする回り込みキャンセラ。
3. 請求項１に記載の回り込みキャンセラにおいて、
   前記チャネル応答算出部が、前記位相補償部およびチャネル推定部の代わりに新たなチャネル推定部を備え、
   前記新たなチャネル推定部が、
   振幅および位相が既知のパイロット信号を生成するパイロット信号生成部と、
   前記パイロット信号生成部により生成されたパイロット信号に、前記送信側と同じ位相回転補正を施し、前記パイロット信号の位相を補償する位相補償部と、
   前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルのうちの所定のパイロット信号を、前記位相補償部により位相が補償されたパイロット信号で除算する除算部と、
   前記除算部による除算結果をシンボル方向およびキャリヤ方向に補間し、当該チャネル推定部にて推定したチャネル応答として出力する補間部と、
   を備えることを特徴とする回り込みキャンセラ。
4. 請求項３に記載の回り込みキャンセラにおいて、
   前記新たなチャネル推定部が、前記パイロット信号生成部および位相補償部の代わりに補償済みパイロット信号生成部を備え、
   前記補償済みパイロット信号生成部が、
   既知の振幅を有し、既知の位相に前記送信側と同じ位相回転補正が施されたパイロット信号を生成し、
   前記除算部が、前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルのうちの所定のパイロット信号を、前記補償済みパイロット信号生成部により生成されたパイロット信号で除算する、ことを特徴とする回り込みキャンセラ。
5. 請求項１に記載の回り込みキャンセラにおいて、
   前記チャネル応答算出部が、前記位相補償部およびチャネル推定部の代わりに新たなチャネル推定部を備え、
   前記新たなチャネル推定部が、
   振幅および位相が既知のパイロット信号を生成するパイロット信号生成部と、
   前記パイロット信号生成部により生成されたパイロット信号に、前記送信側と同じ位相回転補正を施し、前記パイロット信号の位相を補償する第１の位相補償部と、
   前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルのうちの所定のパイロット信号を、前記第１の位相補償部により位相が補償されたパイロット信号で除算する第１の除算部と、
   前記第１の除算部による除算結果をシンボル方向およびキャリヤ方向に補間し、補間したチャネル応答として出力する補間部と、
   前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルを、前記補間部により補間されたチャネル応答で除算し、チャネル等化する第２の除算部と、
   前記第２の除算部によりチャネル等化されたキャリヤシンボルから信号空間上におけるユークリッド距離が最も小さい既知の送信シンボルを、送信シンボルの推定値として判定する判定部と、
   前記判定部により判定された送信シンボルの推定値に、前記送信側と同じ位相回転補正を施し、前記送信シンボルの推定値の位相を補償する第２の位相補償部と、
   前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルを、前記第２の位相補償部により位相が補償された送信シンボルの推定値で除算し、除算結果を、当該チャネル推定部にて推定したチャネル応答として出力する第３の除算部と、
   を備えることを特徴とする回り込みキャンセラ。
6. 請求項５に記載の回り込みキャンセラにおいて、
   前記新たなチャネル推定部が、前記判定部および第２の位相補償部の代わりに新たな判定部を備え、
   前記新たな判定部が、
   前記第２の除算部によりチャネル等化されたキャリヤシンボルから、信号空間上におけるユークリッド距離が最も小さい既知の送信シンボルに対して前記送信側と同じ位相回転補正が施された推定値を、送信シンボルの推定値として判定し、
   前記第３の除算部が、
   前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルを、前記新たな判定部により判定された送信シンボルの推定値で除算し、除算結果を、当該チャネル推定部にて推定したチャネル応答として出力する、ことを特徴とする回り込みキャンセラ。
7. 請求項６に記載の回り込みキャンセラにおいて、
   前記新たなチャネル推定部が、前記パイロット信号生成部および第１の位相補償部の代わりに補償済みパイロット信号生成部を備え、
   前記補償済みパイロット信号生成部が、
   既知の振幅を有し、既知の位相に前記送信側と同じ位相回転補正が施されたパイロット信号を生成し、
   前記第１の除算部が、
   前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルのうちの所定のパイロット信号を、前記補償済みパイロット信号生成部により生成されたパイロット信号で除算する、ことを特徴とする回り込みキャンセラ。
8. 請求項１から７までのいずれか一項に記載の回り込みキャンセラを用いる中継装置。

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