JP2002158634A - 回り込みキャンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来の回り込みキャンセラでは、連結送信さ
れたＯＦＤＭセグメントの全てを用いて回り込み伝搬路
特性を推定すると、各セグメントの位相回転によって正
しい回り込み伝搬路特性の推定ができなくなるという解
決すべき問題があった。 【解決手段】 回り込みキャンセラを構成するフィルタ
係数生成回路に、ＯＦＤＭ信号からＩＳＤＢ−Ｔ方式に
おけるモードとガードインターバル長を判定してモード
情報を出力するモード判定回路８と、その回路から出力
されたモード情報を用いて周波数領域のキャリアデータ
を出力するＦＦＴ回路９と、ＦＦＴ回路から出力される
キャリアデータに対して送信側で行われた位相補正を打
ち消すための逆補正を各セグメント単位で行う位相調整
回路１０と、位相調整回路１０から出力される逆補正さ
れたキャリアデータからＴＭＣＣ情報を復号するＴＭＣ
Ｃ復号回路１１とを少なくとも具える構成とした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、受信されたＯＦＤ
Ｍ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信
号からマルチパスや回り込み等の伝搬路の特性を推定し
てそれらをキャンセルする回り込みキャンセラに係り、
特に、地上デジタル音声放送方式で連結送信を行ってい
る複数の連続したセグメントの信号を、１台の中継放送
機にて放送波中継することを可能とする地上デジタル放
送用の回り込みキャンセラに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】これまでの地上デジタル放送用回り込み
キャンセラとしては、本発明者らの発明に係る回り込み
キャンセラの特許出願（特願平１０−１６２１８９号、
特願平１１−１４７８８５号、特願平１１−１５６２３
４号、特願平１１−１５３４３０号、特願平１１−２６
６５６７号、および特願２０００−２１９２７７号）が
ある。

【０００３】これらの回り込みキャンセラは、フレーム
構成が１セグメント形式あるいは３セグメント形式の連
結送信を行う地上デジタル音声放送方式による放送波中
継においても使用することができる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】地上デジタル音声放送
方式においては、複数のチャンネルの信号をチャンネル
毎に非同期で送信すると、非同期のチャンネル間に周波
数のガードバンドとして１セグメント以上空けておかな
ければならず、周波数利用効率の点で不利である。そこ
で、複数のチャンネルの信号を同期して送信すること
で、隣接チャンネルとの間にガードバンドを必要としな
い連結送信という方式がある。

【０００５】この連結送信においては、１セグメント形
式あるいは３セグメント形式でＯＦＤＭフレーム構成さ
れた複数セグメントのキャリアデータを一括して１つの
ＩＦＦＴ回路でＩＦＦＴしてＯＦＤＭ信号を生成するこ
とで、複数の地上デジタル音声放送方式のチャンネルを
ガードバンドなしに１台の放送機と送信アンテナを用い
て送信することができる。

【０００６】しかしながら、この連結送信においては、
希望するセグメントを選択して受信する際、送信時に一
括して生成したＯＦＤＭ信号の中心周波数と、受信を希
望するセグメントの中心周波数とが異なる場合、マルチ
パスの影響を軽減する目的で時間軸上のＯＦＤＭ信号に
付加されるガードインターバルの長さによって、復調を
行う受信信号に位相回転による不連続が生じ、正しい復
調ができなくなる場合が発生する。

【０００７】これを防ぐ目的で、連結送信の場合、ＯＦ
ＤＭ信号生成時の中心周波数と、受信するセグメントの
中心周波数との差に従って、位相補正を行うべく送信側
でシンボル毎に各セグメントに位相回転を与えることが
行われている。

【０００８】しかし、従来の回り込みキャンセラでは、
連結送信されたＯＦＤＭセグメントの全てを用いて回り
込み伝搬路特性を推定すると、各セグメントの位相回転
によって正しい回り込み伝搬路特性の推定ができなくな
るという問題がある。

【０００９】本発明の目的は、放送波中継ＳＦＮを行う
地上デジタル放送の中継放送所において、地上デジタル
音声放送方式で連結送信を行っている複数の連続したセ
グメントの信号を、１台の中継放送機によって放送波中
継することを可能とする回り込みキャンセラを提供する
ことにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明回り込みキャンセラは、減算器と、該減算器
の減算端子にその出力信号が供給されるように実質的に
接続された回り込み信号の複製を発生する信号処理部と
を少なくとも具えてなり、前記減算器の被減算端子には
前記回り込み信号を含んでいるＩＳＤＢ−Ｔ方式の中継
放送機の受信変換部の出力信号が実質的に供給され、前
記減算器の出力端子にはバンドパスフィルタの入力端子
が接続され、前記バンドパスフィルタの出力端子には前
記中継放送機の送信変換部の入力端子が接続され、そし
て前記信号処理部の入力端子には、前記送信変換部の入
力信号および出力信号のいずれか一方の信号が分岐され
て実質的に供給されるように構成され、前記信号処理部
はトランスバーサルフィルタと該フィルタのフィルタ係
数を生成するフィルタ係数生成回路とで構成されている
回り込みキャンセラにおいて、前記フィルタ係数生成回
路は、前記送信変換部の入力信号および出力信号のいず
れか一方の信号が供給され、該供給された信号について
ＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるモードとガードインターバル
長を判定してモード情報を出力するモード判定回路と、
前記送信変換部の入力信号および出力信号のいずれか一
方の信号が供給され、前記モード判定回路から出力され
たモード情報を用いて周波数領域のキャリアデータを出
力するＦＦＴ回路と、該ＦＦＴ回路から出力された前記
キャリアデータに対して、該キャリアデータから復号さ
れたＴＭＣＣ情報と前記モード判定回路から出力された
モード情報とに基づいて送信側で行われた位相補正を打
ち消すための逆補正を各セグメント単位で行う位相調整
回路と、該位相調整回路から出力され逆補正されたキャ
リアデータからＴＭＣＣ情報を復号するＴＭＣＣ復号回
路とを少なくとも具えて構成したことを特徴とするもの
である。

【００１１】

【発明の実施の形態】以下に添付図面を参照し、発明の
実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。以下の
説明においては、信号や伝達関数の表示について、大文
字で複素数、小文字で実数をそれぞれ表すものとする。
また、ωは角周波数、ｔは時間をそれぞれ表すものとす
る。本発明の説明に入る前に、まず、従来の回り込みキ
ャンセラを用いて回り込みをキャンセルする方法につい
て説明する。図１は、従来の回り込みキャンセラを用い
て中継放送所の送受アンテナ間での回り込みをキャンセ
ルする方法の原理的構成の一例をブロック図にて示して
いる。

【００１２】図１において、１は中継放送機、２は受信
変換部、３は従来の回り込みキャンセラ、４はフィルタ
係数生成回路、５はＦＩＲ（Finite Impulse Response)
フィルタ、６は減算器、７は送信変換部、および２７は
バンドパスフィルタである。なお、本構成例において
は、回り込み信号の複製を生成するトランスバーサルフ
ィルタとして、ＦＩＲフィルタを用いている。

【００１３】また、図１において、Ｘ（ω）は親局から
の希望波の周波数スペクトラム、Ｒ（ω）は受信変換部
２の入力信号の周波数スペクトラム、Ｓ（ω）は送信変
換部７の入力信号の周波数スペクトラム、Ｇｌ（ω）は
受信変換部２の伝達関数、Ｇ２（ω）は送信変換部７の
伝達関数、Ｃ（ω）は回り込み伝搬路特性を示す伝達関
数、Ｃ′（ω）は回り込みキャンセラのＦＩＲフィルタ
５の伝達関数、およびＷ（ｔ）はＦＩＲフィルタ５のフ
ィルタ係数をそれぞれ示している。

【００１４】ここで、従来の回り込みキャンセラを用い
て行う回り込みキャンセルの原理について、図１を参照
して説明する。図１に示す構成において、親局からの希
望波Ｘ（ω）は、（１）式に示すように、図示の受信ア
ンテナで回り込み波Ｃ（ω）Ｇ２（ω）Ｓ（ω）との合
成波として受信され、受信信号Ｒ（ω）として中継放送
機１の受信変換部２に入力される。 Ｒ（ω）＝Ｘ（ω）＋Ｃ（ω）Ｇ２（ω）Ｓ（ω） （１）

【００１５】受信変換部２においては、受信信号Ｒ
（ω）に対してフィルタ処理や周波数変換処理が行わ
れ、それら処理が行われた信号Ｇｌ（ω）Ｒ（ω）とし
て回り込みキャンセラ３へ出力される。ここで、回り込
み波の成分は、上記（１）式の右辺第２項に受信変換部
２の伝達関数Ｇｌ（ω）が掛け合わされたＧｌ（ω）Ｃ
（ω）Ｇ２（ω）Ｓ（ω）となっている。

【００１６】回り込みキャンセラ３は、フィルタ係数生
成回路４において、送信変換部７の入力信号である回り
込み観測信号Ｓ（ω）から回り込み伝搬路特性を推定
し、推定した回り込み伝搬路特性をフィルタ係数Ｗ
（ｔ）としてＦＩＲフィルタ５に与える。ここで、フィ
ルタ係数Ｗ（ｔ）をフーリエ変換してＦＩＲフィルタ５
の伝達関数に置き換えた結果をＣ′（ω）とすると、フ
ィルタ係数生成回路４は（２）式を満たすようなフィル
タ係数Ｗ（ｔ）を生成する。 Ｃ′（ω）＝Ｇｌ（ω）Ｃ（ω）Ｇ２（ω） （２）

【００１７】ＦＩＲフィルタ５は、フィルタ係数Ｗ
（ｔ）で表される推定した回り込み伝搬路特性Ｃ′
（ω）を回り込み観測信号Ｓ（ω）に乗ずることで、回
り込み波の複製信号Ｃ′（ω）Ｓ（ω）を作り出し、こ
れを減算器６の減算端子に送る。減算器６は、受信変換
部２の出力信号Ｇｌ（ω）Ｒ（ω）から回り込み波の複
製信号Ｃ′（ω）Ｓ（ω）を減算し、減算結果をバンド
パスフィルタ２６へ出力する。ここで、減算器６の出力
信号は、（３）式に示すように、親局からの希望波（実
際には、親局からの希望波Ｘ（ω）に受信変換部２の伝
達関数Ｇｌ（ω）が掛け合わされたもの）だけとなる。 Ｇｌ（ω）Ｒ（ω）−Ｃ′（ω）Ｓ（ω）＝Ｇ１（ω）Ｘ（ω） （３）

【００１８】バンドパスフィルタ２７は、減算器６の出
力信号からＯＦＤＭ信号帯域外の信号を除去して送信変
換部７へ出力するためのものである。このバンドパスフ
ィルタ２７は、図１に示す中継放送システムの中で最も
狭帯域となるバンドパスフィルタであり、ＯＦＤＭ信号
帯域外のノイズによるループ発振を防ぐ日的で挿入され
る。なお、このバンドパスフィルタ２７の詳細について
は、現時点においては未公開であるが、本発明者らの発
明に係る特許出願（特願２０００−２１９２７７号「回
り込みキャンセラ」）の出願明細書を参照されたい。

【００１９】送信変換部７は、回り込みがキャンセルさ
れた信号Ｓ（ω）が入力され、その入力された信号につ
いて周波数変換、信号増幅、フィルタ処理を施し、信号
Ｇ２（ω）Ｓ（ω）として送信アンテナヘ出力する。

【００２０】以上説明した従来の回り込みキャンセラを
用いて行う回り込みキャンセルの原理は、既に発表さ
れ、周知のものであるが、本発明回り込みキャンセラ
と、それを用いて構成した放送波中継ＳＦＮ（Single F
requency Networks ：単一周波数ネットワーク）のため
の中継放送機は、上述したことをベースとしていて、本
発明を理解するためには、まず、上述についての理解が
必要である。

【００２１】また、上述した従来の回り込みキャンセラ
は、受信変換部２で周波数変換を行った後の信号におい
て回り込みをキャンセルしているが、本発明者らの発明
に係る従来の回り込みキャンセラは、受信変換部２で周
波数変換を行う前の信号において回り込みをキャンセル
するなど、周波数変換前または後のいずれの周波数帯の
信号において回り込みをキャンセルしても、そのキャン
セル動作は上位概念において同じ原理に基づいており、
これらの変形は容易に行われ得る。

【００２２】また、図１には示されていないが、回り込
みキャンセラにおいて使用するデジタル信号処理のため
のＡＤ（Analog to Ditigal)変換器ならびにＤＡ(Digit
al to Analog）変換器の挿入位置は、装置製作上の都合
に依存するものであり、回り込みキャンセラの原理とは
基本的に無関係である。本発明者らの発明に係る従来の
回り込みキャンセラは、ＡＤ変換器ならびにＤＡ変換器
の挿入位置に関わらずこれを適用することができる。ま
た、図１においては、フィルタ係数生成回路４とＦＩＲ
フィルタ５とに入力される信号は送信変換部７への入力
信号としたが、これは、送信変換部７からの出力信号で
あってもよい。

【００２３】また、地上デジタル放送方式（ＩＳＤＢ−
Ｔ：Integrated Services DigitalBroadcasting-Terres
trial) については、三木信之、黒田徹、堀江力、広瀬
慎介、福原黎児、小室憲司、「地上ディジタルテレビジ
ョン放送実証実験用放送設備」、映像情報メディア学
会、Vol.５３，No. ２，pp. １８７−１９３，１９９
９、または「特集 地上デジタル放送方式の研究」、Ｎ
ＨＫ技研Ｒ＆Ｄ，No. ５６，May,１９９９などを参照さ
れたい。

【００２４】以下に、本発明回り込みキャンセラについ
て説明する。本発明回り込みキャンセラと従来の回り込
みキャンセラとの違いは、本発明回り込みキャンセラ
は、本発明の目的を達成するために、新規な構成のフィ
ルタ係数生成回路を具えていることにある。図２は、本
発明回り込みキャンセラの一実施形態をブロック図にて
示している。なお、図２において、図１と同一の構成要
素には図１におけるのと同一符号を付して示している。
図２において、８はモード判定回路、９はＦＦＴ回路、
１０は位相調整回路、１１はＴＭＣＣ復号回路、１２は
周波数特性算出回路、１４は主波成分抽出回路、１５は
キャンセル残差演算回路、１６は逆フーリエ変換回路お
よび１７は係数更新回路である。

【００２５】動作につき説明する。モード判定回路８
は、入力された回り込み観測信号Ｓ（ω）から、ＩＳＤ
Ｂ−Ｔ信号におけるモードとガードインターバル比など
の情報を判定するか、あるいは、それらの情報を既知と
して予めモード判定回路８に入力しておき、それらの情
報をモード情報としてＦＦＴ回路９、位相調整回路１０
ならびに周波数特性算出回路１２へ出力する。

【００２６】ＦＦＴ回路９は、モード判定回路８の出力
であるモード情報を用いて回り込み観測信号Ｓ（ω）の
有効シンボル期間を抽出し、複素ＦＦＴ（Fast Fourier
Transform) を行ってキャリアデータに変換し、そのキ
ャリアデータを位相調整回路１０へ出力する。

【００２７】位相調整回路１０は、ＦＦＴ回路９の出力
であるキャリアデータから、ＯＦＤＭ信号におけるフレ
ーム同期信号、シンボル番号、各セグメントの形式（１
セグメント形式または３セグメント形式）などのＴＭＣ
Ｃ情報を判定し、その判定したＴＭＣＣ情報とモード判
定回路８の出力であるモードとガードインターバル比な
どのモード情報とに基づいて、ＦＦＴ回路９の出力であ
るキャリアデータに対して、送信側での位相補正を打ち
消すための逆補正を各セグメントに対して行い、逆補正
を行ったキャリアデータをＴＭＣＣ復号回路１１ならび
に周波数特性算出回路１２へ出力する。

【００２８】ＴＭＣＣ復号回路１１は、位相調整回路１
０の出力である位相に関し逆補正が行われたキャリアデ
ータから、連結送信された各セグメントにおけるＴＭＣ
Ｃ情報を復号し、その復号したＴＭＣＣ情報のうちの各
セグメントにおける変調パラメータ（ＴＭＣＣ情報に
は、セグメントの変調パラメータ以外にもＯＦＤＭ信号
におけるフレーム同期信号なども含まれている）を周波
数特性算出回路１２へ出力する。

【００２９】周波数特性算出回路１２は、モード判定回
路８の出力ならびにＴＭＣＣ復号回路１１の出力から、
各セグメントにおける各キャリアの変調パラメータを判
定し、位相調整回路１０の出力である各キャリアデータ
から各キャリアの変調方式毎に系全体の総合伝達関数に
相当する周波数特性データをセグメント単位で算出し、
入力された全てのセグメントにおいて算出した周波数特
性データを主波成分抽出回路１４ならびにキャンセル残
差演算回路１５へ出力する。

【００３０】ここで、ｋをＯＦＤＭ信号のキャリア番号
を表す自然数、ｎをフィルタ係数生成回路４によるフィ
ルタ係数生成回数を表す自然数とし、周波数特性算出回
路１２の出力信号である周波数特性データをＦ（ｋ，
ｎ）とする。なお、周波数特性算出回路の詳細な動作に
ついては、「地上デジタル放送ＳＦＮにおける放送波中
継用回り込みキャンセラの基礎検討」、映像情報メディ
ア学会誌、Vol.５４，No. １１，２０００などの報告を
参照されたい。

【００３１】主波成分抽出回路１４は、周波数特性算出
回路１２から出力されるＦ（ｋ，ｎ）から希望波の成分
である主波成分Ｄ（ｎ）を算出して、キャンセル残差演
算回路１５へ出力する。ここで、Ｆ（ｋ，ｎ）のデータ
数（キャリア本数）をＫ（Ｋは自然数）とすると、主波
成分Ｄ（ｎ）は（４）式で求められる。

【数１】

【００３２】キャンセル残差演算回路１５は、周波数特
性算出回路１２から出力された系全体の総合伝達関数を
示す周波数特性Ｆ（ｋ，ｎ）と主波成分抽出回路１４か
ら出力された主波成分Ｄ（ｎ）を用いて、回り込み伝搬
路特性Ｃ（ω）を含む伝達関数Ｃ（ω）Ｇｌ（ω）Ｇ２
（ω）とＦＩＲフィルタ５の伝達関数Ｃ′（ω）との差
分の伝達関数Ｅ（ω）を算出する。ここで、キャンセル
残差演算回路１５においてＥ（ω）を示す信号をＥ
（ｋ，ｎ）とすると、Ｅ（ｋ，ｎ）は（５）式で求めら
れる。

【数２】

【００３３】逆フーリエ変換回路１６は、キャンセル残
差演算回路１５の出力信号であるＥ（ｋ，ｎ）を（６）
式を用いて逆フーリエ変換してインパルス応答Ｈ（ｔ，
ｎ）に変換する。 Ｈ（ｔ，ｎ）＝ＩＦＦＴ[ Ｅ（ｋ，ｎ）] （６） ここで、ｔはＦＩＲフィルタのタップ番号を示す自然数
であり、回り込みの遅延時間を表している。また、ＩＦ
ＦＴ[ ] は逆高速フーリエ変換を表す関数である。ま
た、係数更新回路１７は、逆フーリエ変換回路１６から
出力されたインパルス応答Ｈ（ｔ，ｎ）を前回係数更新
した際の係数更新回路１７の出力に加算して、新しいフ
ィルタ係数Ｗ（ｔ，ｎ）を算出して、ＦＩＲフィルタ５
へ出力する。係数更新回路１７の出力信号であるＷ
（ｔ，ｎ）は（７）式で求められる。 Ｗ（ｔ，ｎ）＝Ｗ（ｔ，ｎ−１）＋μ・Ｈ（ｔ，ｎ） （７） ここで、μは更新係数であり、０＜μ≦１の値を設定す
る。

【００３４】図３は、図２（本発明に係るフィルタ係数
生成回路）中の位相調整回路１０の一構成例をブロック
図にて示している。図３において、１８はセグメント形
式判定回路、１９はＴＭＣＣ信号同期検出回路、２０は
シンボル番号発生回路および２１はセグメント位相回転
回路である。

【００３５】動作につき説明する。セグメント形式判定
回路１８は、予め設定された各セグメントのセグメント
形式データか、あるいは、同回路において、ＦＦＴ回路
９（図２参照）の出力であるキャリアデータから各セグ
メントが１セグメント形式か３セグメント形式かを判定
して得られた各セグメントのセグメント形式をセグメン
ト位相回転回路２１へ出力する。

【００３６】ＴＭＣＣ信号同期検出回路１９は、ＦＦＴ
回路９（図２参照）の出力であるキャリアデータのう
ち、中心周波数を含むセグメントのＴＭＣＣキャリアを
復号して、ビット配列がフレーム毎に交互にｗ０＝００
１１０１０１１１１０１１１０とｗｌ＝１１００１０１
００００１０００１となるよう送出されているフレーム
同期信号を検出し、その同期信号のビット配列がｗ０
か、あるいはｗｌかを判定し、判定結果を同期信号情報
ｆｓとして、ｗ０の時は０を、ｗｌの時は１をセグメン
ト位相回転回路２１へ出力する。また、同期信号の検出
タイミングをシンボル番号発生回路２０へ出力する。こ
こで、同期信号の検出に、中心周波数を含むセグメント
のＴＭＣＣキャリアを用いるのは、このセグメントは連
結送信の有無に関らず位相回転が発生せず、位相調整す
ることなく復号できるためである。

【００３７】シンボル番号発生回路２０は、ＴＭＣＣ信
号同期検出回路１９からの同期信号検出タイミングの情
報をもとに、シンボル番号をリセットし、１シンボル毎
にシンボル番号を加算し、フレーム内のシンボル番号
（０から２０３）を循環して発生させ、その発生したシ
ンボル番号をシンボル番号データｉとしてセグメント位
相回転回路２１へ出力する。ここで、ｉは０≦ｉ≦２０
３の整数である。

【００３８】セグメント位相回転回路２１は、モード判
定回路８（図２参照）からのモードとガードインターバ
ル比、およびセグメント形式判定回路１８からのセグメ
ント形式、ＴＭＣＣ信号同期検出回路１９からの同期信
号情報ならびにシンボル番号発生回路２０からのシンボ
ル番号に基づいて、ＦＦＴ回路９（図２参照）の出力で
あるキャリアデータに対して送信側で与えられた各セグ
メントの位相補正を打ち消すための位相調整を行い、回
り込み伝搬路特性を正確に推定するために、各セグメン
トが位相補正されていない状態のキャリアデータを生成
して、その生成したキャリアデータを周波数特性算出回
路１２（図２参照）ならびにＴＭＣＣ復号回路１３（図
２参照）へ出力する。

【００３９】セグメント位相回転回路２１における位相
調整は、以下のような手順で行う。まず、連結送信時の
送信側におけるＯＦＤＭセグメントのシンボル毎の位相
回転補償量を表１に示す。

【００４０】

【表１】

【００４１】表１中の、例えば、１／２とは、φ＝（１
／２）×２π＝π〔ｒａｄ〕の位相回転補償量を示す値
である。

【００４２】送信側においては、同期信号がｗ０のフレ
ームのシンボル番号０において全てのセグメントの位相
補正量を０とし、以下、各セグメントに対してシンボル
毎に表１に示す位相回転を施して送信する。いま、表１
に示す各セグメントの位相回転補正量をφ〔ｒａｄ〕、
シンボル番号発生回路２０の出力のシンボル番号をｉお
よびＴＭＣＣ信号同期検出回路１９の出力のフレーム同
期信号情報をｆｓとすると、回り込み伝搬路特性を正確
に推定するためのセグメント位相回転回路２１における
各セグメントの位相調整は（８）式に示す位相回転を行
う。 −Ｍｏｄ｛φ×（ｉ＋２０４×ｆｓ），２π｝〔ｒａｄ〕 （８） ここで、Ｍｏｄ｛ｉ，ｊ｝は、ｉをｊで割った余りを示
している。

【００４３】例えば、モード２、ガードインターバル比
１／３２、フレーム同期信号がｗｌ、シンボル番号が９
８で、セグメント位置が中心周波数を含むセグメントよ
りも３セグメント上の周波数（表１で、＋３の位置に示
される）におけるセグメント位相回転回路２１における
位相回転量は、上記それぞれの値を（８）式に代入して
計算するすると（９）式に示す値となる。 −Ｍｏｄ｛（１／４）×２π×（９８＋２０４×１），２π｝ ＝−π〔ｒａｄ〕 （９）

【００４４】また、表１におけるモード１のガードイン
ターバル比１／３２を除く他のモードとガードインター
バル比の組み合わせにおいては、各セグメントの位相調
整を、フレームの同期信号情報ｆｓに関係なく、（１
０）式に示す位相回転によっても行うことができる。 −Ｍｏｄ（φ×ｉ，２π）〔ｒａｄ〕 （１０）

【００４５】図４は、図３（本発明に係る位相調整回路
１０）中のセグメント形式判定回路１８の一構成例をブ
ロック図にて示している。図４において、２２は複素２
乗回路、２３はＢＰＳＫキャリア抽出回路、２４はパタ
ーン判定回路、２５はセグメント形式発生回路、２６は
切替器である。

【００４６】動作につき説明する。複素２乗回路２２
は、ＦＦＴ回路９（図２参照）の出力であるキャリアデ
ータを複素で２乗し、ＢＰＳＫキャリア抽出回路２３へ
出力する。ＢＰＳＫキャリア抽出回路２３は、複素２乗
回路２２で２乗された複素のキャリアデータからＢＰＳ
Ｋ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたＳＰ，ＣＰ，ＡＣお
よびＴＭＣＣの各キャリア位置を特定し、それらのキャ
リアの位置データをパターン判定回路２４へ出力する。

【００４７】ここで、ＢＰＳＫキャリア抽出回路２３の
動作について説明する。ＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ
変調されたキャリアデータの判定は、ＢＰＳＫ変調また
はＤＢＰＳＫ変調された複素のキャリアデータを複素で
２乗すると、それらキャリアの変調内容に関らず複素平
面上の位相点が１箇所となることを利用している。これ
につき説明する。図５は、複素２乗回路２２の入力信号
の例として、６４ＱＡＭ，ＤＱＰＳＫ，ＢＰＳＫおよび
ＤＢＰＳＫの各キャリアデータの位相図を示している。
また、図６は、複素２乗回路２２の出力信号の例とし
て、６４ＱＡＭ，ＤＱＰＳＫ，ＢＰＳＫおよびＤＢＰＳ
Ｋの各キャリアデータを複素で２乗した後の位相図を示
している。

【００４８】図６から分かるように、ＢＰＳＫ変調また
はＤＢＰＳＫ変調されたキャリアデータを２乗すると位
相点は変調内容に関わらず１箇所に集まり、他のキャリ
アデータを２乗した場合の位相点は距離が広がるため、
ＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリアデー
タの判定が容易になる。例えば、図６に示すＩ軸のデー
タが１．５以上は、ＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調
されたキャリアデータであると判定できる。また、図６
には示されていないが、１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫについて
も同様に、ＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキ
ャリアの判定も容易である。

【００４９】再び、図４に戻って説明を続ける。ＦＦＴ
回路９（図２参照）によるＯＦＤＭ信号の有効シンボル
期間の抽出に誤差が生じている場合には、ＦＦＴ回路９
の出力のキャリアデータの周波数位相特性に誤差が加わ
るが、ＦＦＴ回路９に、本発明者らの発明に係るＯＦＤ
Ｍ復調装置の出願明細書（特願平１１−９８８２９号）
に記載のＯＦＤＭ復調装置を用いることにより、有効シ
ンボル期間の抽出の誤差によるキャリアデータの周波数
位相特性の誤差はなくなるため、ＢＰＳＫキャリア抽出
回路２３においては、この周波数位相特性の誤差を考慮
する必要はなくなる。

【００５０】また、連結送信時の送信側の位相補正によ
る各セグメントのシンボル毎の位相回転がある場合で
も、複素で２乗したキャリアデータの振幅のみで判定が
可能となるため、任意の値に各セグメントの位相が回転
している状態においても、ＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳ
Ｋ変調されたキャリアデータの位置を判定することがで
きる。

【００５１】パターン判定回路２４は、ＢＰＳＫキャリ
ア抽出回路２３の出力であるＢＰＳＫ変調またはＤＢＰ
ＳＫ変調されたキャリアデータの位置と、セグメントの
変調方式やセグメント形式によって異なるＳＰ，ＣＰ，
ＡＣおよびＴＭＣＣのＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変
調されたキャリアデータの位置とを比較し、ＢＰＳＫ変
調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリアデータの配置パ
ターンから、セグメント形式が１セグメント形式である
か、あるいは、３セグメント形式であるかを判定して、
その判定結果をを切替器２６へ出力する。

【００５２】ここで、パターン判定回路２４の動作につ
いて説明する。図７は、１セグメントのキャリア本数が
１０７本のモード１の場合の差動変調部のＯＦＤＭセグ
メント構成を示している。また、図８は、同じく１セグ
メントのキャリア本数が１０７本のモード１の場合の同
期変調部のＯＦＤＭセグメント構成を示している。図か
ら分かるように、同期変調部のセグメントには、ＢＰＳ
Ｋ変調されたＳＰが周期的に配置されているが、差動変
調部のセグメントには、ＳＰはない。

【００５３】以上のほか、表２、表３および表４に、そ
れぞれモード（Mode) １，２，３における差動変調部の
ＢＰＳＫ変調されたＣＰ，ＤＢＰＳＫ変調されたＡＣお
よびＴＭＣＣのキャリアデータの配置を示している。ま
た、表５、表６および表７に、それぞれモード（Mode)
１，２，３における同期変調部のＤＢＰＳＫ変調された
ＡＣおよびＴＭＣＣのキャリアデータの配置を示してい
る。

【００５４】パターン判定回路２４は、以下に説明する
（ａ）．から（ｄ）．までの手順によりセグメント形式
が１セグメント形式であるか、あるいは、３セグメント
形式であるかを判定する。 （ａ）．まず、連結送信されている全セグメントに対し
て、ＢＰＳＫキャリア抽出回路２３の出力が、差動変調
部の１セグメント形式（図７および表２、表３、表４の
セグメント番号０のキャリア配置）のＢＰＳＫ変調また
はＤＢＰＳＫ変調されたキャリアの配置と一致するか否
かを判定する。

【００５５】

【表２】

【００５６】

【表３】

【００５７】

【表４】

【００５８】（ｂ）．手順（ａ）の判定により、ＢＰＳ
Ｋキャリア抽出回路２３の出力が一致しなかったセグメ
ントについて、同期変調部の１セグメント形式（図８お
よび表５、表６、表７のセグメント番号０のキャリア配
置）のＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリ
アの配置と一致するか否かを判定する。

【００５９】

【表５】

【００６０】

【図６】

【００６１】

【図７】

【００６２】（ｃ）．手順（ａ）あるいは手順（ｂ）の
判定において一致したセグメントと周波数軸で隣接する
両側のセグメントについて、ＢＰＳＫキャリア抽出回路
２３の出力が手順（ａ）および手順（ｂ）の判定におい
て一致していない場合は、手順（ａ）あるいは手順
（ｂ）の判定において一致したセグメントよりも周波数
の低い側のセグメントが３セグメント形式のセグメント
番号１、高い側のセグメントが３セグメント形式のセグ
メント番号２であると判定して、これら３つのセグメン
トを１つの３セグメント形式であると判定する。

【００６３】この判定においては、別の３セグメント形
式のセグメントに挟まれた１セグメント形式のセグメン
トを３セグメント形式であると誤判定することを避ける
ため、連結送信されたセグメントの周波数の最も低い側
のセグメント、あるいは、最も高い側のセグメントから
順に判定を行っていく。

【００６４】さらに、３セグメント形式であると判定さ
れたセグメントについて、 i．隣接する周波数の低い側のセグメントにおけるＢＰ
ＳＫキャリア抽出回路２３から出力されたＢＰＳＫ変調
またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリア配置と、３セグメ
ント形式のセグメント番号１のＢＰＳＫ変調またはＤＢ
ＰＳＫ変調されたキャリアの配置とが一致するか否かを
判定し、さらに、 ii．隣接する周波数の高い側のセグメントにおけるＢＰ
ＳＫキャリア抽出回路２３から出力されたＢＰＳＫ変調
またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリア配置と、３セグメ
ント形式のセグメント番号２のＢＰＳＫ変調またはＤＢ
ＰＳＫ変調されたキャリアの配置とが一致するか否かを
判定し、これらが一致することを確認することで、３セ
グメント形式の判定の精度を向上させる。

【００６５】（ｄ）．手順（ｃ）で３セグメント形式と
判定されたセグメントについては、セグメント形式が３
セグメント形式であるという情報を、また、手順（ｃ）
では３セグメント形式と判定されず、かつ、手順（ａ）
あるいは手順（ｂ）においてＢＰＳＫ変調またはＤＢＰ
ＳＫ変調されたキャリアの配置が１セグメント形式と一
致したセグメントは、１セグメント形式であるという情
報を切替器２６へそれぞれ出力する。

【００６６】上記においては、手順（ａ）で差動変調部
の、手順（ｂ）で同期変調部の各１セグメント形式のＢ
ＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリアの配置
と一致するか否かを判定するものとしたが、これは、手
順（ａ）で同期変調部の、手順（ｂ）で差動変調部の各
１セグメント形式のＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調
されたキャリアの配置と一致するか否かを判定するよう
にしてもよいこと勿論である。

【００６７】また、セグメント形式発生回路２５は、既
知である各セグメントのセグメント形式を予め設定して
おき、設定したセグメント形式の情報を切替器２６へ出
力するものとする。

【００６８】最後に、切替器２６は、パターン判定回路
２４またはセグメント形式発生回路２５からそれぞれ入
力される情報うち、いずれか一方の情報を出力するよう
に選択切り替えを行ってセグメント位相回転回路２１
（図３参照）へ出力する。

【００６９】

【発明の効果】本発明によれば、放送波中継ＳＦＮを行
う地上デジタル放送の中継放送所において、地上デジタ
ル音声放送方式の連結送信を行っている複数の連続した
セグメントの信号がシンボル毎に位相回転補償されてい
る場合においても、１台の中継装置で放送波中継するこ
とが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 従来の回り込みキャンセラを用いて中継放送
所の送受アンテナ間での回り込みをキャンセルする方法
の原理的構成の一例をブロック図にて示している。

【図２】 本発明回り込みキャンセラの一実施形態をブ
ロック図にて示している。

【図３】 図２中の位相調整回路の一構成例をブロック
図にて示している。

【図４】 図３中のセグメント形式判定回路の一構成例
をブロック図にて示している。

【図５】 図４中の複素２乗回路の入力信号の例とし
て、６４ＱＡＭ，ＤＱＰＳＫ，ＢＰＳＫおよびＤＢＰＳ
Ｋの各キャリアデータの位相図を示している。

【図６】 図４中の複素２乗回路の出力信号の例とし
て、６４ＱＡＭ，ＤＱＰＳＫ，ＢＰＳＫおよびＤＢＰＳ
Ｋの各キャリアデータを複素で２乗した後の位相図を示
している。

【図７】 １セグメントのキャリア本数が１０７本のモ
ード１の場合の差動変調部のＯＦＤＭセグメント構成を
示している。

【図８】 １セグメントのキャリア本数が１０７本のモ
ード１の場合の同期変調部のＯＦＤＭセグメント構成を
示している。

【符号の説明】

１ 中継放送機 ２ 受信変換部 ３ 従来の回り込みキャンセラ ４ フィルタ係数生成回路 ５ ＦＩＲフィルタ ６ 減算器 ７ 送信変換部 ８ モード判定回路 ９ ＦＦＴ回路 １０ 位相調整回路 １１ ＴＭＣＣ復号回路 １２ 周波数特性算出回路 １４ 主波成分抽出回路 １５ キャンセル残差演算回路 １６ 逆フーリエ変換回路 １７ 係数更新回路 １８ セグメント形式判定回路 １９ ＴＭＣＣ信号同期検出回路 ２０ シンボル番号発生回路 ２１ セグメント位相回転回路 ２２ 複素２乗回路 ２３ ＢＰＳＫキャリア抽出回路 ２４ パターン判定回路 ２５ セグメント形式発生回路 ２６ 切替器 ２７ バンドパスフィルタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 澁谷 一彦 東京都世田谷区砧１丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD23 DD33 DD43 5K052 BB04 CC00 DD04 EE04 FF05 GG19 GG48 5K072 AA04 BB03 BB14 BB27 DD15 FF11 GG10 GG14

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 減算器と、該減算器の減算端子にその出
   力信号が供給されるように実質的に接続された回り込み
   信号の複製を発生する信号処理部とを少なくとも具えて
   なり、前記減算器の被減算端子には前記回り込み信号を
   含んでいるＩＳＤＢ−Ｔ方式の中継放送機の受信変換部
   の出力信号が実質的に供給され、前記減算器の出力端子
   にはバンドパスフィルタの入力端子が接続され、前記バ
   ンドパスフィルタの出力端子には前記中継放送機の送信
   変換部の入力端子が接続され、そして前記信号処理部の
   入力端子には、前記送信変換部の入力信号および出力信
   号のいずれか一方の信号が分岐されて実質的に供給され
   るように構成され、前記信号処理部はトランスバーサル
   フィルタと該フィルタのフィルタ係数を生成するフィル
   タ係数生成回路とで構成されている回り込みキャンセラ
   において、前記フィルタ係数生成回路は、 前記送信変換部の入力信号および出力信号のいずれか一
   方の信号が供給され、該供給された信号についてＩＳＤ
   Ｂ−Ｔ方式におけるモードとガードインターバル長を判
   定してモード情報を出力するモード判定回路と、 前記送信変換部の入力信号および出力信号のいずれか一
   方の信号が供給され、前記モード判定回路から出力され
   たモード情報を用いて周波数領域のキャリアデータを出
   力するＦＦＴ回路と、 該ＦＦＴ回路から出力された前記キャリアデータに対し
   て、該キャリアデータから復号されたＴＭＣＣ情報と前
   記モード判定回路から出力されたモード情報とに基づい
   て送信側で行われた位相補正を打ち消すための逆補正を
   各セグメント単位で行う位相調整回路と、 該位相調整回路から出力され逆補正されたキャリアデー
   タからＴＭＣＣ情報を復号するＴＭＣＣ復号回路とを少
   なくとも具えて構成したことを特徴とする回り込みキャ
   ンセラ。