JP3790953B2 - 回り込みキャンセラ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 信号からマルチパスや回り込み等の伝送路の特性を推定してそれらをキャンセルする回り込みキャンセラに係り、特に、日本における地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)のようにＯＦＤＭ信号帯域を複数のブロックに分割してできたＯＦＤＭセグメント毎に異なるキャリア変調方式を割り当てることのできる伝送方式においても使用することができる回り込みキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】
これまでの回り込み伝送路特性の推定法においては、キャリア変調方式が６４ＱＡＭのような同期変調の場合、本発明者らの発明に係る回り込みキャンセラ（特願平１０−１６２１８９号「回り込みキャンセラ」参照）により、同期復調のためにＯＦＤＭ信号に内挿されたＳＰ(Scattered Pilot signal)などの既知のパイロットキャリアを用いて回り込み伝送路特性を推定するようにしている。また、キャリア変調方式がＤＱＰＳＫのようなデジタル位相変調の場合、本発明者らの発明に係る回り込みキャンセラ（特願平１１−１５６２３４号「回り込みキャンセラ」参照）により、各キャリアの位相をキャリアの変調多値数（ＤＱＰＳＫなら４、ＢＰＳＫなら２）で逓倍して処理することで回り込み伝送路特性を推定するようにしている。
【０００３】
上述した種類の回り込み伝送路特性の推定法において、とくに、同期変調におけるＳＰなどのパイロットキャリアを用いた回り込み伝送路特性推定法では、ＳＰなどのパイロットキャリアの周波数における周波数特性データは直接求めることができるが、それ以外のキャリアの周波数における周波数特性データは直接求めることができない。従って、直接求めることができない周波数特性データをＳＰなどのパイロットキャリアの周波数における周波数特性データで補間するか、あるいは離散的なＳＰなどのパイロットキャリアの周波数における周波数特性データだけを用いて回り込み伝送賂特性を推定するようにする。
【０００４】
また、デジタル位相変調におけるキャリア位相を逓倍して処理する回り込み伝送路特性推定法では、すべてのデータキャリアを用いて連続した周波数特性を算出することができるが、π／４シフトＤＱＰＳＫのシンボル毎のπ／４の位相回転などによる絶対位相の不確定性が残る。しかし、この絶対位相の不確定性については、本発明者らの発明に係る回り込みキヤンセラ（特願乎１１−１４７８８５号「回り込みキヤンセラ」参照）を用いて解消することが可能である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
一方、日本における地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔでは、約５．６ＭＨｚのＯＦＤＭ信号帯域を１３個のセグメントに分割するＢＳＴ−ＯＦＤＭ（Band Segmented Transmission Orthrogonal Frequency Division Multiplexing)方式を採用していて、セグメント毎にデータキャリアの変調方式を設定することが可能である。また、セグメント内には、それぞれ特定の位置にＣＰ(Continual Pilot signal)やＡＣ(Auxiliary Channel) やＴＭＣＣ(Transmission and Multiplexing Configuration) のような他のキャリアの変調方式とは異なるＢＰＳＫで変調されたキャリアが内挿されている。そのため、回り込みキヤンセラにおいてもキャリア変調方式毎に回り込み伝送路特性の推定法を変更する必要がある。
【０００６】
ＩＳＤＢ−Ｔ方式のようにＯＦＤＭ信号の異なるキャリア変調方式が混在する伝送方式における回り込みキヤンセラにおいては、キャリア変調方式毎に推定された系の総合伝達関数に相当する周波数特性データをそのまま結合すると、セグメントが同期変調部の場合はＳＰ以外のキャリアの周波数における総合伝達関数に対応する周波数特性データがなく、また、セグメントが差動変調部の場合はＤＱＰＳＫとＢＰＳＫのキャリアから求められた周波数特性データの接続部分でπ／４シフトＤＱＰＳＫの位相回転などによる位相の不確定性により周波数位相特性に不連続が発生することがあり、結果として、推定した回り込み伝送路特性においても不連続が生じるため、回り込みの複製信号が正確に作り出せなくなり、回り込みをキャンセルすることができなくなることがあった。
【０００７】
そこで本発明の目的は、ＩＳＤＢ−Ｔのように異なるキャリア変調方式が混在するＯＦＤＭ方式によるデジタル放送やデジタル伝送方式においても、正確な回り込み波の複製信号を作り出し、高精度に回り込みをキャンセルすることが可能な回り込みキヤンセラを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明回り込みキャンセラは、受信系統からの入力信号が供給される被減算端子および送受アンテナ間の回り込みをキャンセルするための信号が供給される減算端子を有している減算器と、該減算器の出力信号が入力され受信信号を増幅して再送信するための送信系統の入出力信号のいずれか一方の信号が分岐されて回り込み観測信号として供給され回り込み信号の複製を発生して前記減算器の減算端子に供給するＦＩＲフィルタと、前記回り込み観測信号が分岐されて供給され、入カされた信号を直交復調して複素の等価ベースバンド信号を出力する直交復調回路と、前記回り込み観測信号が分岐されて供給され、入力された信号からＩＳＤＢ−Ｔ方式のモードおよびガード比を判定して出力するモード判定回路と、該モード判定回路からの信号で決定されるＦＦＴポイント数で前記直交復調回路からの等価ベースバンド信号をＦＦＴして周波数領域の信号に変換して出力するＦＦＴ回路と、該ＦＦＴ回路の出力信号からＩＳＤＢ−Ｔ方式の各セグメントにおけるデータキャリアの変調方式の情報を含んだＴＭＣＣを復号するＴＭＣＣ復号回路と、該ＴＭＣＣ復号回路からの信号および前記モード判定回路からの信号に従って、前記ＦＦＴ回路の出力信号から系全体の総合伝達関数に対応する周波数特性データを算出する周波数特性算出回路と、該周波数特性算出回路からの周波数特性データを、前記ＴＭＣＣ復号回路からの信号に従って連続化する周波数特性連続化回路と、該周波数特性連続化回路からの信号を平均化して主波成分を出力する主波成分抽出回路と、該主波成分抽出回路からの出力と前記周波数特性連続化回路からの周波数特性データから回り込みのキャンセル残差の周波数特性を算出して出力するキャンセル残差演算回路と、該キャンセル残差演算回路から出力される回り込みキャンセル残差の周波数特性を逆フーリエ変換して時間領域の回り込みキャンセル残差のインパルス応答を算出する逆フーリエ変換回路と、該逆フーリエ変換回路から出力された回り込みキャンセル残差のインパルス応答から前記ＦＩＲフィルタ制御する部分だけを抽出して逐次更新して前記ＦＩＲフィルタに係数として供給する係数抽出回路と、該係数抽出回路から出力された信号が分岐して供給されており、前記ＦＩＲフィルタに供給した係数を前記係数抽出回路が次に係数更新するまで遅延させて出力する遅延回路とを少なくとも具えてなることを特徴とするものである。
【０００９】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記周波数特性算出回路が、ＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるＯＦＤＭセグメントのキャリア変調方式毎に、前記ＦＦＴ回路の出力信号から系全体の総合伝達関数に対応する周波数特性データを算出するように構成したことを特徴とするものである。
【００１０】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記周波数特性連続化回路が、当該回路への入力信号である前記周波数特性算出回路からの周波数特性データの周波数位相特性に生じる不連続を除去して出力する位相連続化回路と、前記周波数特性算出回路において周波数特性データを算出することができたキャリアにおける前記位相連続化回路からの信号を用いて前記周波数特性算出回路において算出することができないキャリアの周波数特性データを内挿補間して出力する周波数特性補間回路とを具えてなることを特徴とするものである。
また、本発明回り込みキャンセラは、前記周波数特性算出回路が、当該回路への入力信号である前記ＦＦＴ回路からの信号のうちＣＰとそれ以外のキャリアを分離して出力するＣＰ分離回路と、該ＣＰ分離回路からの出力されるＣＰ以外のキャリアが入力されており、入力信号をＯＦＤＭセグメント毎に分割して出力するセグメント分割回路と、該セグメント分割回路からの信号を前記ＴＭＣＣ復号回路からの各セグメントにおけるデータキャリアの変調方式に従って、同期変調部のセグメントと差動変調部のセグメントに分割して出力する同期部・差動部ゲート回路と、該同期部・差動部ゲート回路からの同期変調部のセグメントの信号が入力されており、入力信号に含まれるＳＰを用いて同期変調部のセグメントの周波数特性を算出して出力する同期部周波数特性算出回路と、前記同期部・差動部ゲート回路からの差動変調部のセグメントの信号が入力されており、位相変調されたキャリアを用いて差動変調部のセグメントの周波数特性を算出して出力する差動部周波数特性算出回路と、前記モード判定回路の情報から決定されるＣＰの送信信号で前記ＣＰ分離回路から出力されたＣＰの信号を複素除算してＣＰにおける周波数特性を算出して出力する複素除算回路と、前記同期部周波数特性算出回路から出力される周波数特性、および、前記差動部周波数特性算出回路から出力される周波数特性、および、前記複素除算回路から出力される周波数特性をそれぞれもとのセグメントの並びとなるよう合成して出力するセグメント合成回路とを具えてなることを特徴とするものである。
また、本発明回り込みキャンセラは、前記差動部周波数特性算出回路が、当該回路へ入力される前記同期部・差動部ゲート回路からの信号からＣＰを分離してＣＰとそれ以外のキャリアの信号に分離して出力する差動部ＣＰ分離回路と、前記同期部・差動部ゲート回路からの信号が供給されており、前記ＣＰおよび前記ＣＰと隣り合うＤＱＰＳＫ変調されたデータキャリアの位相差からデータキャリアの位相がπ／４シフトのどの位相にあるかを判定して出力するπ／４シフト判定回路と、前記差動部ＣＰ分離回路から出力されるＣＰ以外のキャリア信号が供給されておりＤＱＰＳＫ変調されたキャリアとＢＰＳＫ変調されたキャリアに分割してそれぞれ出力するＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路と、該ＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路からのＤＱＰＳＫ変調されたキャリアの信号が供給されており、前記π／４シフト判定回路からの信号に従ってＤＱＰＳＫ変調されたキャリアの位相変調成分を除去することでＤＱＰＳＫ変調されたキャリアの周波数特性を算出するＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路と、該ＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路からのＢＰＳＫ変調されたキャリアの信号が供給されており、ＢＰＳＫ変調されたキャリアの位相変調成分を除去し、キャリアの振幅を等化することで、ＢＰＳＫ変調されたキャリアの周波数特性を算出するＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路と、前記モード判定回路の情報から決定されるＣＰの送信信号で前記差動部ＣＰ分離回路から出力されたＣＰの信号を複素除算してＣＰにおける周波数特性を算出して出力する第２の複素除算回路と、前記ＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路から出力される周波数特性、および、前記ＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路から出力される周波数特性、および、前記第２の複素除算回路から出力される周波数特性をそれぞれもとのキャリアの並びとなるよう合成して出力する周波数特性合成回路とを具えてなることを特徴とするものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照し、発明の実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。
以下においては、説明中の数式導出の詳細は、本発明者らの発明に係る回り込みキヤンセラ（特願平１０−１６２１８９号、特願平１１−１５６２３４号、および特願平１１−１４７８８５号、いずれも「回り込みキヤンセラ」）の出願明細書の記載を参照されたい。また、地上デジタル放送方式（ＩＳＤＢ−Ｔ）については、三木信之、黒田 徹、堀江 力、広瀬慎介、福原黎児、小室憲司、「地上ディジタルテレビジョン放送実証実験用放送設備」，映像情報メディア学会，Vol. 53, No.２，pp. １８７−１９３，１９９９、または「特集 地上デジタル放送方式の研究」，ＮＨＫ技研Ｒ＆Ｄ，No. ５６，Ｍａｙ，１９９９などを参照されたい。
【００１２】
図１は、回り込みキャンセルを説明する図であり、回り込みキャンセラ（ただし、この回り込みキャンセラは、例えば、上述した特願平１１−１５６２３４号の出願明細書において開示されている回り込みキャンセラであり、本発明によるものではない。）を使用して中継放送所の送受アンテナ間での回り込みをキャンセルする方法の原理的構成の一構成例をブロック図にて示している。
図１において、１は受信変換部、２は回り込みキヤンセラ、３はフィルタ係数生成回路、４はＦＩＲ（Finite Impulse Response)フィルタ、５は減算器、６は送信変換部である。
以下の説明における信号や伝達関数の表示については、大文字が複素数、小文字が実数をそれぞれ表すものとする。また、ωは角周波数、ｔは時間をそれぞれ表すものとする。
【００１３】
図１中のＸ（ω）は親局からの希望波、Ｒ（ω）は受信変換部１への入力信号、Ｓ（ω）は送信変換部６への入力信号、Ｇｌ（ω）は受信変換部１の伝達関数、Ｇ２（ω）は送信変換部６の伝達関数、Ｃ（ω）は回り込み伝送路特性を示す伝達関数、そして、Ｃ′（ω）は回り込みキヤンセラ２中のＦＩＲフィルタ４の伝達関数である。
このような構成において、親局からの希望波Ｘ（ω）は、（１）式に示すように、図示の受信アンテナで回り込み波Ｃ（ω）Ｇ２（ω）Ｓ（ω）との合成波として受信され、受信信号Ｒ（ω）として受信変換部１に入力される。
【数１】
【００１４】
受信変換部１においては、受信信号Ｒ（ω）に対してフィルタ処理や周波数変換などが行われ、Ｇ１（ω）Ｒ（ω）として回り込みキャンセラ２へ出力される。ここで、回り込み波の成分は、受信変換部１の伝達関数Ｇ１（ω）が掛け合わされＧ１（ω）Ｃ（ω）Ｇ２（ω）Ｓ（ω）となっている。
【００１５】
回り込みキャンセラ２は、フィルタ係数生成回路３で送信変換部６への入力信号である回り込み観測信号Ｓ（ω）から回り込み伝送路特性を推定し、推定した回り込み伝送路特性をフィルタ係数Ｗ（ｔ）としてＦＩＲフィルタ４に与える。ここで、フィルタ係数Ｗ（ｔ）をフーリエ変換した伝達関数で表すとＣ′（ω）となり、フィルタ係数生成回路３は、（２）式を満たすようなフィルタ係数Ｗ（ｔ）を生成する。
【数２】
【００１６】
ＦＩＲフィルタ４は、フィルタ係数Ｗ（ｔ）で表される回り込み伝送路特性Ｃ′（ω）を回り込み観測信号Ｓ（ω）に与えることで、回り込み波の複製信号Ｃ′（ω）Ｓ（ω）を作り出し、減算器５へ送る。減算器５においては、（３）式に示すように、受信変換部１の出力信号Ｇ１（ω）Ｒ（ω）から回り込み波の複製信号Ｃ′（ω）Ｓ（ω）が減算され、減算器５の出力は親局波だけの成分となり、従って、回り込みキャンセラ２の出力には親局からの希望波Ｇ１（ω）Ｘ（ω）だけが出力される。
【数３】
【００１７】
図２は、図１と同様、回り込みキャンセルを説明する図であり、回り込みキャンセラ（これも、図１の場合と同様、本発明によるものではない）を使用して中継放送所の送信アンテナ間での回り込みをキャンセルする方法の原理的構成の他の構成例をブロック図にて示している。なお、上記説明した図１と同一符号を付して示されるブロックは、両図（図１と図２）において同一の回路要素を示すものとする。
図２に示した構成においては、回り込みキャンセラ２を動作させるために必要な回り込み観測信号を、図１で送信変換部６の入力側から得ていたのを、送信変換部６の出力側から得ている。この構成の場合、ＦＩＲフィルタ４の入力信号がＧ２（ω）Ｓ（ω）（図１の場合は、Ｓ（ω））であるため、送信変換部６の伝達関数Ｇ２（ω）を考慮して、フィルタ係数生成回路３において、Ｃ′（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ１（ω）（Ｃ（ω）は、回り込み伝送路特性を示す伝達関数）となるようにフィルタ係数Ｗ（ｔ）を生成する。このため、図２の構成においては、送信変換部６への入力信号Ｓ（ω）をもフィルタ係数生成回路３に入力して、送信変換部６の伝達関数Ｇ２（ω）を算出している。このようにして生成したフィルタ係数Ｗ（ｔ）をＦＩＲフィルタ４に与えることで、ＦＩＲフィルタ４の出力はＣ（ω）Ｇ１（ω）Ｇ２（ω）Ｓ（ω）となり、減算器５において、回り込み波をキャンセルすることができる。
【００１８】
図２に示した構成のものは、たとえ、送信変換部６の増幅器の入出力特性に非線形が生じていても、その非線形の影響を受けた信号をもとに回り込み波の複製信号を作り出すようにしているため、回り込み波を高精度にキャンセルすることができるという利点を有している。
【００１９】
以上、図１、図２に基づいて説明した回り込みキャンセル系、また、その回り込みキャンセル系で使用される回り込みキャンセラ２（それぞれの図参照）は、公知のものであるが、本発明による回り込みキャンセラ、およびそれを用いて構成した回り込みキャンセル系と上位概念において同じ原理に基づいて、本発明を理解するためには、まず、上記についての理解が必要であるから説明したものである。
【００２０】
以下に、本発明回り込みキャンセラについて説明する。当然のことであるが、以下に説明する本発明回り込みキャンセラは、図１に示す回り込みキャンセル系に適用されるものである。
図３は、本発明による回り込みキャンセラの一実施形態をブロック図に示している。
図３においても、図１、図２に倣って、回り込みキャンセラ、フィルタ係数生成回路、ＦＩＲフィルタおよび減算器をそれぞれ符号２，３，４，５で示すものとする。
図３において、７は直交復調回路、８はモード判定回路、９はＦＦＴ(Fast Fourier Transform ：高速フーリエ変換）回路、１０はＴＭＣＣ復号回路、１１は周波数特性算出回路、１２は周波数特性連続化回路、１３は主波成分抽出回路、１４はキャンセル残差演算回路、１５は逆フーリエ変換回路、１６は係数更新回路、１７は遅延回路である。
【００２１】
動作について説明する。
フィルタ係数生成回路３の入力信号である回り込み観測信号Ｓ（ω）は、直交復調回路７において直交復調して等価ベースバンド信号とし、さらに、周波数軸のキャリア信号に変換するため、ＦＦＴ回路９へ入力される。また、回り込み観測信号Ｓ（ω）は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式のモード判定のためにモード判定回路８へ入力され、モード判定回路８で判定されたモード情報をＦＦＴ回路９および周波数特性算出回路１１へ出力する。ＦＦＴ回路９においては、モード判定回路８で判定されたモード情報からＦＦＴのポイント数を決定し、直交復調回路７の出力からＦＦＴのポイント数の有効シンボル期間を抽出してＦＦＴする。
【００２２】
ＴＭＣＣ復号回路１０においては、ＦＦＴ回路９の出力であるキャリア信号データからＴＭＣＣを復号し、各ＯＦＤＭセグメントのキャリア変調方式、ＯＦＤＭフレーム同期ならびにＯＦＤＭシンボル番号などの情報を周波数特性算出回路１１および周波数特性連続化回路１２へ出力する。周波数特性算出回路１１においては、モード判定回路８の出力およびＴＭＣＣ復号回路１０の出力から各ＯＦＤＭセグメントの情報を判定し、ＦＦＴ回路９の出力についてキャリア変調方式毎に周波数特性データを算出する。さらに、周波数特性連続化回路１２において、ＴＭＣＣ復号回路１０の出力をもとに、周波数特性算出回路１１からの周波数特性データの不連続点を連続化する処理を行い、回り込みキャンセラ系の総合伝達関数を示す周波数特性Ｆ（ω）を出力する。
【００２３】
主波成分抽出回路１３においては、周波数特性連続化回路１２の出力である回り込みキャンセラ系の総合伝達関数を示す周波数特性Ｆ（ω）から希望波の成分である主波成分Ｄを算出する。キャンセル残差演算回路１４において、周波数特性連続化回路１２の出力である周波数特性Ｆ（ω）と主波成分抽出回路１３の出力である主波成分Ｄとを用いて、実際の回り込みの伝達関数Ｃ（ω）Ｇ１（ω）Ｇ２（ω）とＦＩＲフィルタ４の伝達関数Ｃ′（ω）との差分の伝達関数Ｅ（ω）を作り出す。ここでＥ（ω）は（４）式で求められる。
【数４】
【００２４】
逆フーリエ変換回路１５においては、伝達関数Ｅ（ω）をインパルス応答Ｈ（ｔ）に変換する。さらに、係数更新回路１６において、逆フーリエ変換回路１５の出力であるＨ（ｔ）と前回係数更新した際の当該回路１６の出力である遅延回路１７の出力Ｗ′（ｔ）を用いて、新しいフィルタ係数Ｗ（ｔ）を得る。係数更新回路１６の出力であるフィルタ係数Ｗ（ｔ）は（５）式で定義する。
Ｗ（ｔ）＝Ｗ′（ｔ）＋μＨ（ｔ） （５）
ここで、μは更新係数であり、通常０＜μ≦１の値をとる。
以上が、フィルタ係数回路３（図１，図２中に、同一符号で示す部分に相当する）の処理内容である。
【００２５】
ＦＩＲフィルタ４においては、図１および図２の場合と同様に係数更新回路１６の出力であるフィルタ係数Ｗ（ｔ）から回り込み伝送路特性と同じ周波数特性Ｃ′（ω）を作り出し、また、同フィルタ４に入力される回り込み観測信号Ｓ（ω）と乗算することで、回り込み波の複製Ｃ′（ω）Ｓ（ω）を出力する。さらに、減算器５において、ＦＩＲフィルタ４出力の回り込み波の複製信号Ｃ′（ω）Ｓ（ω）を受信信号Ｒ（ω）から減算することで、回り込み波をキャンセルし、回り込み波がキャンセルされた信号Ｓ（ω）を送信変換部６へ送出する。
【００２６】
図４は、図３中の周披数特性算出回路１１（図３中のフィルタ係数回路３内に示される）の一構成例をブロック図にて示している。
図４において、１８はＣＰ分離回賂、１９はセグメント分割回路、２０は同期部・差動部ゲート回路、２１は同期部周波数特性算出回路、２２は差動部周波数特性算出回路、２３はＣＰ発生器、２４は複素除算回路、２５はセグメント合成回路である。
【００２７】
図５は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるＯＦＤＭセグメントの構成を示している。
【００２８】
ＣＰ分離回路１８においては、モード判定回路８（図３参照）の出力を用いてＯＦＤＭ信号のキャリア本数を算出し、ＦＦＴ回路９（図３参照）の出力であるＯＦＤＭキャリア信号の最も高い周波数のキャリアであるＣＰを分離して、ＣＰは複素除算回路２４へ、その他のキャリア信号はセグメント分割回路１９へそれぞれ出力する。次段のセグメント分割回路１９においては、ＣＰ分離回路１８の出力であるＣＰ以外のキャリア信号をＯＦＤＭセグメントに分割して同期部・差動部ゲート回路２０へ出力する。さらに、同期部・差動部ゲート回路２０においては、ＴＭＣＣ復号回路１０（図３参照）からの各ＯＦＤＭセグメントのキャリア変調方式の情報に基づき、同期変調部（ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ）のセグメントは同期部周波数特性算出回路２１へ、差動変調部（ＤＱＰＳＫ）のセグメントは差動部周波数特性算出回路２２へそれぞれ出力する。
【００２９】
同期部周披数特性算出回路２１においては、同期変調部（ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ）のセグメントについて周波数特性データを算出し、また、差動部周波数特性算出回路２２においては、差動変調部（ＤＱＰＳＫ）のセグメントについて周波数特性データを算出し、ともにセグメント合成回路２５へ出力する。なお、ＣＰ発生器２３においては、モード判定回路８（図３参照）の出力であるモード情報からキャリアの位置で決定するＣＰの位相情報を得て、親局送信信号と同じ位相と振幅を有するＣＰを出力する。さらに、複素除算回路２４においては、ＣＰ分離回路１８からのＣＰをＣＰ発生器２３からのＣＰで複素除算（すなわち、図に分子、分母で示す関係に複素除算）し、除算結果をＣＰにおける周波数特性データとしてセグメント合成回路２５へ出力する。
【００３０】
セグメント合成回路２５においては、同期部周波数特性算出回路２１の出力の周波数特性、差動部周波数特性算出回路２２の出力の周波数特性データ、および複素除算回路２４の出力の周波数特性データを合成して、周波数特性連続化回路（図３参照）へ出力する。
【００３１】
図６は、図４中の同期部周波数特性算出回路２１の一構成例をブロック図にて示している。
図６において、２６はＳＰ発生器、２７は条件付複素除算回路である。
【００３２】
図７は、ＩＳＤＢ−ＴのＭｏｄｅｌ（キャリア間隔は約４ｋＨｚ）における同期変調部のＯＦＤＭセグメントにおけるＳＰの配置を示している。
【００３３】
図６において、ＳＰ発生器２６は、モード判定回路８（図３参照）の出力とＴＭＣＣ復号回路１０（図３参照）の出力をもとに、親局送信信号と同じ位相と振幅を有するＳＰを作り出して出力する。
【００３４】
ＳＰは、図７に示すように、キャリア方向に１２キャリアに１回、シンボル方向に４シンボルに１回それぞれ挿入されていて、ＳＰの挿入位置は１シンボル毎に３キャリアだけシフトしている。また、ＳＰのキャリア位相はＳＰのキャリア位置で規定されている。条件付複素除算回路２７においては、同期部・差動部ゲート回路１９（図４参照）の出力キャリア信号をＳＰ発生器２６出力のＳＰで複素除算（すなわち、図に分子、分母で示す関係に複素除算）して出力する。このとき、ＳＰ発生器２６からの出力中にＳＰが存在するキャリア位置については複素除算した結果を、また、ＳＰが存在しないキャリア位置については０をそれぞれセグメント合成回路２５（図４参照）へ出力する。なお、図７に示すように、同期変調部のセグメントにはＳＰ以外にＢＰＳＫ（正確にはＤＢＰＳＫ）変調されたＴＭＣＣやＡＣのキャリアも存在し、これらのキャリアからも回り込み伝送路特性の推定が可能であるが、ＳＰとＴＭＣＣやＡＣでは回り込み伝送路特性の推定方法が異なるため、回路構成が複雑になるという欠点がある。
【００３５】
図８は、図４中の差動部周波数特性算出回路２２の一構成例をブロック図にて示している。
図８において、２８は差動部ＣＰ分離回路、２９はＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路、３０はπ／４シフト判定回路、３１はＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路、３２はＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路、３３は差動部ＣＰ発生器、３４は複素除算回路、３５は周波数特性合成回路である。
【００３６】
図９は、ＩＳＤＢ−ＴのＭｏｄｅｌ（キャリア間隔約４ｋＨｚ）における差動変調（ＤＱＰＳＫ）部のＯＦＤＭセグメントにおけるキャリアの配置を示している。差動変調部のセグメントの各キャリアのうち最も低い周波数のキャリアはＣＰであり、ＣＰの位相はＯＦＤＭ信号におけるキャリアの位置によって規定され、ＯＦＤＭシンボル番号で変化しない。
【００３７】
差勤部ＣＰ分離回路２８において、差勤変調部のセグメントのキャリアのうち最も低い周波数のキャリアであるＣＰを分離し、そのＣＰは複素除算回路３４へ、その他のキャリア信号はＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路２９へそれぞれ出力する。さらに、ＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路２９において、ＤＱＰＳＫ変調されたデータキャリアはＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３１へ出力し、ＢＰＳＫ変調されたＴＭＣＣとＡＣはＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３２へ出力する。π／４シフト判定回路３０においては、差動変調部のセグメントのキャリアのうち最も低い周波数のキャリアであるＣＰと隣り合ったデータキャリアとの位相差を割り出し、データキャリアの位相がπ／４シフトによってπ／４、３π／４、５π／４、７π／４の位置にある場合には０を、０、π／２、π、３π／２の位置にある場合には１をそれぞれ出力する。
【００３８】
ＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３１においては、ＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路２９の出力のうちＤＱＰＳＫ変調されたデータキャリアについて周波数特性データを算出する。以下に、ＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３１におけるＤＱＰＳＫのキャリアの周波数特性データの算出法について説明する。
【００３９】
ＤＱＰＳＫキャリアの実部、虚部信号をそれぞれ、ＳＩ（ｉ，ｋ）、ＳＱ（ｉ，ｋ）とする。ここで、ｉはＯＦＤＭのシンボル番号、ｋはＯＦＤＭのキャリア番号をそれぞれ表すものとする。ＳＩ（ｉ，ｋ）、ＳＱ（ｉ，ｋ）について極座標変換し、位相項θ（ｉ，ｋ）、振幅項ｒ（ｉ，ｋ）に変換する。θ（ｉ，ｋ）、ｒ（ｉ，ｋ）はそれぞれ（６）式、（７）式で表される。
【数５】
【数６】
【００４０】
次に、π／４シフト判定回路３０の出力をａとして（８）式の演算を行う。
【数７】
さらに、（９）式の演算を行うことで、ＤＱＰＳＫキャリアの変調成分を除去する。
【数８】
ここで、ＦＬＲ〔 〕は、小数点以下の数字を切り捨てて整数化する処理を表している。
【００４１】
（７）式、（９）式の振幅項、位相項を直交座標変換し、ＦｑＩ（ｉ，ｋ）、ＦｑＱ（ｉ，ｋ）として出力する。ここで、ＦｑＩ（ｉ，ｋ）、ＦｑＱ（ｉ，ｋ）はｉ番目のシンボル、ｋ番日のキャリアの周波数における周波数特性データであり、これらは（１０）式、（１１）式でそれぞれ求められる。
【数９】
【００４２】
同様に、ＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３２においては、ＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路２９出力のうちＢＰＳＫキャリアについて周波数特性データを算出する。以下に、ＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３２におけるＢＰＳＫキャリアの周波数特性データの算出法について説明する。
【００４３】
各キャリアの実部、虚部信号をそれそれ、ＳＩ（ｉ，ｋ）、ＳＱ（ｉ，ｋ）とする。ここでも、ｉはＯＦＤＭのシンボル番号、ｋはＯＦＤＭのキャリア番号をそれそれ表すものとする。ＳＩ（ｉ，ｋ）、ＳＱ（ｉ，ｋ）について極座標変換し、位相項θ（ｉ，ｋ）、振幅項ｒ（ｉ，ｋ）に変換する。θ（ｉ，ｋ）、ｒ（ｉ，ｋ）はそれそれ（１２）式、（１３）式で表される。
【数１０】
【００４４】
次に、すべてのＢＳＰＫキャリアの位相項に対して（１４）式の演算を行う。
【数１１】
また、ＢＳＰＫ変調されたＡＣおよびＴＭＣＣの各キャリアの振幅は、データキャリアに対して４／３倍の振幅を持っているため、これをデータキャリアの振幅と同じにするために（１５）式の演算を行い等化する。
【数１２】
【００４５】
さらに、（１６）式の演算を行うことで、ＢＰＳＫキャリアの変調成分を除去する。
【数１３】
ここで、ＦＬＲ〔 〕は、少数点以下の数字を切り捨てて整数化する処理を表している。
【００４６】
（１５）式、（１６）式の振幅項、位相項を直交座標変換し、ＦｂＩ（ｉ，ｋ）、ＦｂＱ（ｉ，ｋ）として出力する。ここで、ＦｂＩ（ｉ，ｋ）、ＦｂＱ（ｉ，ｋ）はｉ番目のシンボル、ｋ番目のキャリアの周波数における周波数特性データであり、これらは（１７）式、（１８）式でそれぞれ求められる。
【数１４】
【００４７】
図８に示すＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３１およびＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３２の例では極座標変換して周波数特性を求める方法について説明したが、これらは、同様の位相処理を直交座標系におけるキャリアの実部、虚部の複素演算によって行うことで、周波数特性を求めることもできる。
【００４８】
差動部ＣＰ発生器３３においては、モード判定回路８（図３参照）およびＴＭＣＣ復号回路１０（同じく図３参照）の各出力をもとに、差動変調部のセグメントのキャリアのうち最も低い周波数のキャリアに挿入された親局送信信号と同じ振幅と位相を有するＣＰを発生する。さらに、複素除算回路３４において、差動部ＣＰ分離回路２８の出力のＣＰを差動部ＣＰ発生器３３の出力で複素除算（すなわち、図に分子、分母で示す関係に複素除算）し、差動変調部のＣＰにおける周波数特性データを算出して出力する。周波数特性合成回路３５においては、上述したＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３１、ＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３２および複素除算回路３４のそれぞれの出力を合成して、差動変調部の周波数特性データとしてセグメント合成回路２５（図４参照）へ出力する。
【００４９】
図１０は、図３中の周波数特性連続化回路１２の一構成例をブロック図にて示している。
図１０において３６は位相連続化回路、３７は周波数特性補間回路である。
位相連続化回路３６においては、ＴＭＣＣ復号回路１０（図３参照）の出力を用いて、周波数特性算出回路１１（図３参照）から出力されるデータのうち差動変調部のセグメントについて位相連続化処理を行う。この処理はキャリア変調方式毎の周波数特性算出法の違いや、回り込みによる位相の不連続を除去するものである。以下に、位相連続化回路３６における位相連続化処理について説明する。
【００５０】
差動変調部の各キャリアの実部、虚部信号をそれぞれ、ＦｄＩ（ｉ，ｋ）、ＦｄＱ（ｉ，ｋ）とする。ここで、ｉはＯＦＤＭのシンボル番号、ｋはＯＦＤＭのキャリア番号をそれぞれ表すものとする。ＦｄＩ（ｉ，ｋ）、ＦｄＱ（ｉ，ｋ）について極座標変換し、位相項θｄ（ｉ，ｋ）、振幅項ｒｄ（ｉ，ｋ）に変換する。θｄ（ｉ，ｋ）、ｒｄ（ｉ，ｋ）はそれぞれ（１９）式、（２０）式で表される。
【数１５】
【００５１】
次に、差動変調部のセグメント内での位相について、（２１）式で隣り合うキャリアとの位相差Δθｄ（ｉ，ｋ）を算出する。
【数１６】
さらに、（２２）式に示す演算を行うことで、位相連続化処理を行う。
【数１７】
ここで、ＦＬＲ〔 〕は、小数点以下の数字を切り捨てて整数化する処理を表している。
【００５２】
（２０）式、（２２）式の振幅項、位相項を直交座標変換し、ＦｄＩ′（ｉ，ｋ）、ＦｄＱ′（ｉ，ｋ）として出力する。ここで、ＦｄＩ′（ｉ，ｋ）、ＦｄＱ′（ｉ，ｋ）はｉ番目のシンボル、ｋ番目のキャリアの周波数における周波数特性データであり、これらは（２３）式、（２４）式でそれぞれ求められる。
【数１８】
【００５３】
差動変調部のセグメント内での位相連続化処理は、差動変調部セグメント内の最も周波数の低いキャリアであるＣＰを基準として位相連続化していくことで、隣り合うセグメントとの接合点においても連続性が保たれた周波数位相特性を得ることができる。また、上述例では、極座標変換して位相を連続化する方法について説明したが、これらは、同様の位相処理を直交座標系におけるキャリアの実部、虚部の複素演算によって行うことで、位相連続化することもできる。
【００５４】
図１０に示す周波数特性補間回路３７においては、同期変調部のＳＰ以外の各キャリアの周波数における周波数特性データをＳＰなどの周波数特性データを用いて内挿補間して出力する。一例として、周波数特性補間回路３７における周波数特性データの内挿補間は次の（１）から（２）のステップで行う。なお、周波数特性データの内挿補間は低い周波数のキャリアから行っていくものとする。
【００５５】
（１）同一セグメント内のＳＰ間の周波数特性データについては、隣り合う２つのＳＰの周波数に対応する周波数特性データを用いて内挿補間する。
（２）セグメント内の最も周波数の高いＳＰよりも高い周波数のキャリアの周波数に対応する周波数特性データについては、次の条件により内挿補間を行う。
ａ．周波数の高い側に配置された隣接した次のセグメントが同期変調部の場合には、セグメント内の最も周波数の高いＳＰと隣接した次のセグメントの最も低い周波数のＳＰの周波数に対応する周波数特性データを用いて、この間の各キャリアの周波数に対応する周波数特性データを内挿補間する。
ｂ．周波数の高い側に配置された隣接した次のセグメントが差動変調部の場合には、セグメント内の最も周波数の高いＳＰと隣接した次の差動変調部のセグメントのＣＰの周波数に対応する周波数特性データを用いて、この間の各キャリアの周波数に対応する周波数特性データを内挿補間する。
ｃ．周波数の高い側に隣接した次のセグメントがない場合、すなわち図５に示すセグメント番号１２の場合、セグメント内の最も周波数の高いＳＰとＯＦＤＭ信号の各キャリア信号の中で最も周波数の高いキャリアに配置されたＣＰの周波数特性データを用いて、この間の各キャリアの周波数に対応する周波数特性データを内挿補間する。
【００５６】
上述した周波数特性データの内挿補間においては、最も低い周波数のセグメント（図５に、セグメント番号１１として示されている）が同期変調部の場合、最も周波数の低いＳＰより低い周波数の各キャリアの周波数に対応する周波数特性データについては補間を行っていないが、本発明者らの発明に係る特願平１１−１５３４３０号「回り込みキャンセラ」の出願明細書に記載した処理を行うことで、最も周波数の低いＳＰより低い周波数の各キャリアの周波数に対応する周波数特性データも外挿補間することができる。
【００５７】
最後に、以上説明した本発明による回り込みキャンセラは、その回り込みキャンセラに入力する回り込み観測信号を送信変換部の入力側から得る（すなわち、図１に示す構成例）ものとしたが、これは、送信変換部の出力側から得る（すなわち、図２に示す構成例）ように変更して実施することも極めて容易である。
【００５８】
【発明の効果】
本発明は、ＯＦＤＭセグメントのキャリア変調方式毎に系の総合伝達関数に対応する周波数特性データを算出し、周波数特性データに不連続がないように周波数特性データを補間する構成となっているので、本発明回り込みキャンセラを用いることにより、日本における地上デジタル放送方式のように複数のキャリア変調方式が混在しているＩＳＤＢ−Ｔ方式においても、精度の高い回り込み波のキャンセルを行う回り込みキャンセラを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 回り込みキャンセラを説明する図であり、回り込みキャンセラを使用して中継放送所の送受アンテナ間での回り込みをキャンセルする方法の原理的構成の一構成例をブロック図にて示している。
【図２】 回り込みキャンセラを説明する図であり、回り込みキャンセラを使用して中継放送所の送受アンテナ間での回り込みをキャンセルする方法の原理的構成の他の構成例をブロック図にて示している。
【図３】 本発明による回り込みキャンセラの一実施形態をブロック図にて示している。
【図４】 図３中の周波数特性算出回路の一構成例をブロック図にて示している。
【図５】 ＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるＯＦＤＭセグメントの構成を示している。
【図６】 図４中の同期部周波数特性算出回路の一構成例をブロック図にして示している。
【図７】 ＩＳＤＢ−ＴのModel における同期変調部のＯＦＤＭセグメントにおけるＳＰの配置を示している。
【図８】 図４中の差動部周波数特性算出回路の一構成例をブロック図にて示している。
【図９】 ＩＳＤＢ−ＴのModel における差動変調部のＯＦＤＭセグメントにおけるキャリアの配置を示している。
【図１０】 図３中の周波数特性連続化回路の一構成例をブロック図にて示している。
【符号の説明】
１ 受信変換部
２ 回り込みキャンセラ
３ フィルタ係数生成回路
４ ＦＩＲフィルタ
５ 減算器
６ 送信変換部
７ 直交復調回路
８ モード判定回路
９ ＦＦＴ（高速フーリエ変換）回路
10 ＴＭＣＣ復号回路
11 周波数特性算出回路
12 周波数特性連続化回路
13 主波成分抽出回路
14 キャンセル残差演算回路
15 逆フーリエ変換回路
16 係数更新回路
17 遅延回路
18 ＣＰ分離回路
19 セグメント分割回路
20 同期部・差動部ゲート回路
21 同期部周波数特性算出回路
22 差動部周波数特性算出回路
23 ＣＰ発生器
24 複素除算回路
25 セグメント合成回路
26 ＳＰ発生器
27 条件付複素除算回路
28 差動部ＣＰ分離回路
29 ＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路
30 π／４シフト判定回路
31 ＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路
32 ＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路
33 差動部ＣＰ発生器
34 複素除算回路
35 周波数特性合成回路
36 位相連続化回路
37 周波数特性補間回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 信号からマルチパスや回り込み等の伝送路の特性を推定してそれらをキャンセルする回り込みキャンセラに係り、特に、日本における地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)のようにＯＦＤＭ信号帯域を複数のブロックに分割してできたＯＦＤＭセグメント毎に異なるキャリア変調方式を割り当てることのできる伝送方式においても使用することができる回り込みキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】
これまでの回り込み伝送路特性の推定法においては、キャリア変調方式が６４ＱＡＭのような同期変調の場合、本発明者らの発明に係る回り込みキャンセラ（特願平１０−１６２１８９号「回り込みキャンセラ」参照）により、同期復調のためにＯＦＤＭ信号に内挿されたＳＰ(Scattered Pilot signal)などの既知のパイロットキャリアを用いて回り込み伝送路特性を推定するようにしている。また、キャリア変調方式がＤＱＰＳＫのようなデジタル位相変調の場合、本発明者らの発明に係る回り込みキャンセラ（特願平１１−１５６２３４号「回り込みキャンセラ」参照）により、各キャリアの位相をキャリアの変調多値数（ＤＱＰＳＫなら４、ＢＰＳＫなら２）で逓倍して処理することで回り込み伝送路特性を推定するようにしている。
【０００３】
上述した種類の回り込み伝送路特性の推定法において、とくに、同期変調におけるＳＰなどのパイロットキャリアを用いた回り込み伝送路特性推定法では、ＳＰなどのパイロットキャリアの周波数における周波数特性データは直接求めることができるが、それ以外のキャリアの周波数における周波数特性データは直接求めることができない。従って、直接求めることができない周波数特性データをＳＰなどのパイロットキャリアの周波数における周波数特性データで補間するか、あるいは離散的なＳＰなどのパイロットキャリアの周波数における周波数特性データだけを用いて回り込み伝送賂特性を推定するようにする。
【０００４】
また、デジタル位相変調におけるキャリア位相を逓倍して処理する回り込み伝送路特性推定法では、すべてのデータキャリアを用いて連続した周波数特性を算出することができるが、π／４シフトＤＱＰＳＫのシンボル毎のπ／４の位相回転などによる絶対位相の不確定性が残る。しかし、この絶対位相の不確定性については、本発明者らの発明に係る回り込みキヤンセラ（特願乎１１−１４７８８５号「回り込みキヤンセラ」参照）を用いて解消することが可能である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
一方、日本における地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔでは、約５．６ＭＨｚのＯＦＤＭ信号帯域を１３個のセグメントに分割するＢＳＴ−ＯＦＤＭ（Band Segmented Transmission Orthrogonal Frequency Division Multiplexing)方式を採用していて、セグメント毎にデータキャリアの変調方式を設定することが可能である。また、セグメント内には、それぞれ特定の位置にＣＰ(Continual Pilot signal)やＡＣ(Auxiliary Channel) やＴＭＣＣ(Transmission and Multiplexing Configuration) のような他のキャリアの変調方式とは異なるＢＰＳＫで変調されたキャリアが内挿されている。そのため、回り込みキヤンセラにおいてもキャリア変調方式毎に回り込み伝送路特性の推定法を変更する必要がある。
【０００６】
ＩＳＤＢ−Ｔ方式のようにＯＦＤＭ信号の異なるキャリア変調方式が混在する伝送方式における回り込みキヤンセラにおいては、キャリア変調方式毎に推定された系の総合伝達関数に相当する周波数特性データをそのまま結合すると、セグメントが同期変調部の場合はＳＰ以外のキャリアの周波数における総合伝達関数に対応する周波数特性データがなく、また、セグメントが差動変調部の場合はＤＱＰＳＫとＢＰＳＫのキャリアから求められた周波数特性データの接続部分でπ／４シフトＤＱＰＳＫの位相回転などによる位相の不確定性により周波数位相特性に不連続が発生することがあり、結果として、推定した回り込み伝送路特性においても不連続が生じるため、回り込みの複製信号が正確に作り出せなくなり、回り込みをキャンセルすることができなくなることがあった。
【０００７】
そこで本発明の目的は、ＩＳＤＢ−Ｔのように異なるキャリア変調方式が混在するＯＦＤＭ方式によるデジタル放送やデジタル伝送方式においても、正確な回り込み波の複製信号を作り出し、高精度に回り込みをキャンセルすることが可能な回り込みキヤンセラを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明回り込みキャンセラは、受信系統からの入力信号が供給される被減算端子および送受アンテナ間の回り込みをキャンセルするための信号が供給される減算端子を有している減算器と、該減算器の出力信号が入力され受信信号を増幅して再送信するための送信系統の入出力信号のいずれか一方の信号が分岐されて回り込み観測信号として供給され回り込み信号の複製を発生して前記減算器の減算端子に供給するＦＩＲフィルタと、前記回り込み観測信号が分岐されて供給され、入カされた信号を直交復調して複素の等価ベースバンド信号を出力する直交復調回路と、前記回り込み観測信号が分岐されて供給され、入力された信号からＩＳＤＢ−Ｔ方式のモードおよびガード比を判定して出力するモード判定回路と、該モード判定回路からの信号で決定されるＦＦＴポイント数で前記直交復調回路からの等価ベースバンド信号をＦＦＴして周波数領域の信号に変換して出力するＦＦＴ回路と、該ＦＦＴ回路の出力信号からＩＳＤＢ−Ｔ方式の各セグメントにおけるデータキャリアの変調方式の情報を含んだＴＭＣＣを復号するＴＭＣＣ復号回路と、該ＴＭＣＣ復号回路からの信号および前記モード判定回路からの信号に従って、前記ＦＦＴ回路の出力信号から系全体の総合伝達関数に対応する周波数特性データを算出する周波数特性算出回路と、該周波数特性算出回路からの周波数特性データを、前記ＴＭＣＣ復号回路からの信号に従って連続化する周波数特性連続化回路と、該周波数特性連続化回路からの信号を平均化して主波成分を出力する主波成分抽出回路と、該主波成分抽出回路からの出力と前記周波数特性連続化回路からの周波数特性データから回り込みのキャンセル残差の周波数特性を算出して出力するキャンセル残差演算回路と、該キャンセル残差演算回路から出力される回り込みキャンセル残差の周波数特性を逆フーリエ変換して時間領域の回り込みキャンセル残差のインパルス応答を算出する逆フーリエ変換回路と、該逆フーリエ変換回路から出力された回り込みキャンセル残差のインパルス応答から前記ＦＩＲフィルタ制御する部分だけを抽出して逐次更新して前記ＦＩＲフィルタに係数として供給する係数抽出回路と、該係数抽出回路から出力された信号が分岐して供給されており、前記ＦＩＲフィルタに供給した係数を前記係数抽出回路が次に係数更新するまで遅延させて出力する遅延回路とを少なくとも具えてなることを特徴とするものである。
【０００９】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記周波数特性算出回路が、ＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるＯＦＤＭセグメントのキャリア変調方式毎に、前記ＦＦＴ回路の出力信号から系全体の総合伝達関数に対応する周波数特性データを算出するように構成したことを特徴とするものである。
【００１０】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記周波数特性連続化回路が、当該回路への入力信号である前記周波数特性算出回路からの周波数特性データの周波数位相特性に生じる不連続を除去して出力する位相連続化回路と、前記周波数特性算出回路において周波数特性データを算出することができたキャリアにおける前記位相連続化回路からの信号を用いて前記周波数特性算出回路において算出することができないキャリアの周波数特性データを内挿補間して出力する周波数特性補間回路とを具えてなることを特徴とするものである。
また、本発明回り込みキャンセラは、前記周波数特性算出回路が、当該回路への入力信号である前記ＦＦＴ回路からの信号のうちＣＰとそれ以外のキャリアを分離して出力するＣＰ分離回路と、該ＣＰ分離回路からの出力されるＣＰ以外のキャリアが入力されており、入力信号をＯＦＤＭセグメント毎に分割して出力するセグメント分割回路と、該セグメント分割回路からの信号を前記ＴＭＣＣ復号回路からの各セグメントにおけるデータキャリアの変調方式に従って、同期変調部のセグメントと差動変調部のセグメントに分割して出力する同期部・差動部ゲート回路と、該同期部・差動部ゲート回路からの同期変調部のセグメントの信号が入力されており、入力信号に含まれるＳＰを用いて同期変調部のセグメントの周波数特性を算出して出力する同期部周波数特性算出回路と、前記同期部・差動部ゲート回路からの差動変調部のセグメントの信号が入力されており、位相変調されたキャリアを用いて差動変調部のセグメントの周波数特性を算出して出力する差動部周波数特性算出回路と、前記モード判定回路の情報から決定されるＣＰの送信信号で前記ＣＰ分離回路から出力されたＣＰの信号を複素除算してＣＰにおける周波数特性を算出して出力する複素除算回路と、前記同期部周波数特性算出回路から出力される周波数特性、および、前記差動部周波数特性算出回路から出力される周波数特性、および、前記複素除算回路から出力される周波数特性をそれぞれもとのセグメントの並びとなるよう合成して出力するセグメント合成回路とを具えてなることを特徴とするものである。
また、本発明回り込みキャンセラは、前記差動部周波数特性算出回路が、当該回路へ入力される前記同期部・差動部ゲート回路からの信号からＣＰを分離してＣＰとそれ以外のキャリアの信号に分離して出力する差動部ＣＰ分離回路と、前記同期部・差動部ゲート回路からの信号が供給されており、前記ＣＰおよび前記ＣＰと隣り合うＤＱＰＳＫ変調されたデータキャリアの位相差からデータキャリアの位相がπ／４シフトのどの位相にあるかを判定して出力するπ／４シフト判定回路と、前記差動部ＣＰ分離回路から出力されるＣＰ以外のキャリア信号が供給されておりＤＱＰＳＫ変調されたキャリアとＢＰＳＫ変調されたキャリアに分割してそれぞれ出力するＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路と、該ＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路からのＤＱＰＳＫ変調されたキャリアの信号が供給されており、前記π／４シフト判定回路からの信号に従ってＤＱＰＳＫ変調されたキャリアの位相変調成分を除去することでＤＱＰＳＫ変調されたキャリアの周波数特性を算出するＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路と、該ＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路からのＢＰＳＫ変調されたキャリアの信号が供給されており、ＢＰＳＫ変調されたキャリアの位相変調成分を除去し、キャリアの振幅を等化することで、ＢＰＳＫ変調されたキャリアの周波数特性を算出するＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路と、前記モード判定回路の情報から決定されるＣＰの送信信号で前記差動部ＣＰ分離回路から出力されたＣＰの信号を複素除算してＣＰにおける周波数特性を算出して出力する第２の複素除算回路と、前記ＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路から出力される周波数特性、および、前記ＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路から出力される周波数特性、および、前記第２の複素除算回路から出力される周波数特性をそれぞれもとのキャリアの並びとなるよう合成して出力する周波数特性合成回路とを具えてなることを特徴とするものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照し、発明の実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。
以下においては、説明中の数式導出の詳細は、本発明者らの発明に係る回り込みキヤンセラ（特願平１０−１６２１８９号、特願平１１−１５６２３４号、および特願平１１−１４７８８５号、いずれも「回り込みキヤンセラ」）の出願明細書の記載を参照されたい。また、地上デジタル放送方式（ＩＳＤＢ−Ｔ）については、三木信之、黒田 徹、堀江 力、広瀬慎介、福原黎児、小室憲司、「地上ディジタルテレビジョン放送実証実験用放送設備」，映像情報メディア学会，Vol. 53, No.２，pp. １８７−１９３，１９９９、または「特集 地上デジタル放送方式の研究」，ＮＨＫ技研Ｒ＆Ｄ，No. ５６，Ｍａｙ，１９９９などを参照されたい。
【００１２】
図１は、回り込みキャンセルを説明する図であり、回り込みキャンセラ（ただし、この回り込みキャンセラは、例えば、上述した特願平１１−１５６２３４号の出願明細書において開示されている回り込みキャンセラであり、本発明によるものではない。）を使用して中継放送所の送受アンテナ間での回り込みをキャンセルする方法の原理的構成の一構成例をブロック図にて示している。
図１において、１は受信変換部、２は回り込みキヤンセラ、３はフィルタ係数生成回路、４はＦＩＲ（Finite Impulse Response)フィルタ、５は減算器、６は送信変換部である。
以下の説明における信号や伝達関数の表示については、大文字が複素数、小文字が実数をそれぞれ表すものとする。また、ωは角周波数、ｔは時間をそれぞれ表すものとする。
【００１３】
図１中のＸ（ω）は親局からの希望波、Ｒ（ω）は受信変換部１への入力信号、Ｓ（ω）は送信変換部６への入力信号、Ｇｌ（ω）は受信変換部１の伝達関数、Ｇ２（ω）は送信変換部６の伝達関数、Ｃ（ω）は回り込み伝送路特性を示す伝達関数、そして、Ｃ′（ω）は回り込みキヤンセラ２中のＦＩＲフィルタ４の伝達関数である。
このような構成において、親局からの希望波Ｘ（ω）は、（１）式に示すように、図示の受信アンテナで回り込み波Ｃ（ω）Ｇ２（ω）Ｓ（ω）との合成波として受信され、受信信号Ｒ（ω）として受信変換部１に入力される。
【数１】
受信変換部１においては、受信信号Ｒ（ω）に対してフィルタ処理や周波数変換などが行われ、Ｇ１（ω）Ｒ（ω）として回り込みキャンセラ２へ出力される。ここで、回り込み波の成分は、受信変換部１の伝達関数Ｇ１（ω）が掛け合わされＧ１（ω）Ｃ（ω）Ｇ２（ω）Ｓ（ω）となっている。
【００１５】
回り込みキャンセラ２は、フィルタ係数生成回路３で送信変換部６への入力信号である回り込み観測信号Ｓ（ω）から回り込み伝送路特性を推定し、推定した回り込み伝送路特性をフィルタ係数Ｗ（ｔ）としてＦＩＲフィルタ４に与える。ここで、フィルタ係数Ｗ（ｔ）をフーリエ変換した伝達関数で表すとＣ′（ω）となり、フィルタ係数生成回路３は、（２）式を満たすようなフィルタ係数Ｗ（ｔ）を生成する。
【数２】
ＦＩＲフィルタ４は、フィルタ係数Ｗ（ｔ）で表される回り込み伝送路特性Ｃ′（ω）を回り込み観測信号Ｓ（ω）に与えることで、回り込み波の複製信号Ｃ′（ω）Ｓ（ω）を作り出し、減算器５へ送る。減算器５においては、（３）式に示すように、受信変換部１の出力信号Ｇ１（ω）Ｒ（ω）から回り込み波の複製信号Ｃ′（ω）Ｓ（ω）が減算され、減算器５の出力は親局波だけの成分となり、従って、回り込みキャンセラ２の出力には親局からの希望波Ｇ１（ω）Ｘ（ω）だけが出力される。
【数３】
図２は、図１と同様、回り込みキャンセルを説明する図であり、回り込みキャンセラ（これも、図１の場合と同様、本発明によるものではない）を使用して中継放送所の送信アンテナ間での回り込みをキャンセルする方法の原理的構成の他の構成例をブロック図にて示している。なお、上記説明した図１と同一符号を付して示されるブロックは、両図（図１と図２）において同一の回路要素を示すものとする。
図２に示した構成においては、回り込みキャンセラ２を動作させるために必要な回り込み観測信号を、図１で送信変換部６の入力側から得ていたのを、送信変換部６の出力側から得ている。この構成の場合、ＦＩＲフィルタ４の入力信号がＧ２（ω）Ｓ（ω）（図１の場合は、Ｓ（ω））であるため、送信変換部６の伝達関数Ｇ２（ω）を考慮して、フィルタ係数生成回路３において、Ｃ′（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ１（ω）（Ｃ（ω）は、回り込み伝送路特性を示す伝達関数）となるようにフィルタ係数Ｗ（ｔ）を生成する。このため、図２の構成においては、送信変換部６への入力信号Ｓ（ω）をもフィルタ係数生成回路３に入力して、送信変換部６の伝達関数Ｇ２（ω）を算出している。このようにして生成したフィルタ係数Ｗ（ｔ）をＦＩＲフィルタ４に与えることで、ＦＩＲフィルタ４の出力はＣ（ω）Ｇ１（ω）Ｇ２（ω）Ｓ（ω）となり、減算器５において、回り込み波をキャンセルすることができる。
【００１８】
図２に示した構成のものは、たとえ、送信変換部６の増幅器の入出力特性に非線形が生じていても、その非線形の影響を受けた信号をもとに回り込み波の複製信号を作り出すようにしているため、回り込み波を高精度にキャンセルすることができるという利点を有している。
【００１９】
以上、図１、図２に基づいて説明した回り込みキャンセル系、また、その回り込みキャンセル系で使用される回り込みキャンセラ２（それぞれの図参照）は、公知のものであるが、本発明による回り込みキャンセラ、およびそれを用いて構成した回り込みキャンセル系と上位概念において同じ原理に基づいて、本発明を理解するためには、まず、上記についての理解が必要であるから説明したものである。
【００２０】
以下に、本発明回り込みキャンセラについて説明する。当然のことであるが、以下に説明する本発明回り込みキャンセラは、図１に示す回り込みキャンセル系に適用されるものである。
図３は、本発明による回り込みキャンセラの一実施形態をブロック図に示している。
図３においても、図１、図２に倣って、回り込みキャンセラ、フィルタ係数生成回路、ＦＩＲフィルタおよび減算器をそれぞれ符号２，３，４，５で示すものとする。
図３において、７は直交復調回路、８はモード判定回路、９はＦＦＴ(Fast Fourier Transform ：高速フーリエ変換）回路、１０はＴＭＣＣ復号回路、１１は周波数特性算出回路、１２は周波数特性連続化回路、１３は主波成分抽出回路、１４はキャンセル残差演算回路、１５は逆フーリエ変換回路、１６は係数更新回路、１７は遅延回路である。
【００２１】
動作について説明する。
フィルタ係数生成回路３の入力信号である回り込み観測信号Ｓ（ω）は、直交復調回路７において直交復調して等価ベースバンド信号とし、さらに、周波数軸のキャリア信号に変換するため、ＦＦＴ回路９へ入力される。また、回り込み観測信号Ｓ（ω）は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式のモード判定のためにモード判定回路８へ入力され、モード判定回路８で判定されたモード情報をＦＦＴ回路９および周波数特性算出回路１１へ出力する。ＦＦＴ回路９においては、モード判定回路８で判定されたモード情報からＦＦＴのポイント数を決定し、直交復調回路７の出力からＦＦＴのポイント数の有効シンボル期間を抽出してＦＦＴする。
【００２２】
ＴＭＣＣ復号回路１０においては、ＦＦＴ回路９の出力であるキャリア信号データからＴＭＣＣを復号し、各ＯＦＤＭセグメントのキャリア変調方式、ＯＦＤＭフレーム同期ならびにＯＦＤＭシンボル番号などの情報を周波数特性算出回路１１および周波数特性連続化回路１２へ出力する。周波数特性算出回路１１においては、モード判定回路８の出力およびＴＭＣＣ復号回路１０の出力から各ＯＦＤＭセグメントの情報を判定し、ＦＦＴ回路９の出力についてキャリア変調方式毎に周波数特性データを算出する。さらに、周波数特性連続化回路１２において、ＴＭＣＣ復号回路１０の出力をもとに、周波数特性算出回路１１からの周波数特性データの不連続点を連続化する処理を行い、回り込みキャンセラ系の総合伝達関数を示す周波数特性Ｆ（ω）を出力する。
【００２３】
主波成分抽出回路１３においては、周波数特性連続化回路１２の出力である回り込みキャンセラ系の総合伝達関数を示す周波数特性Ｆ（ω）から希望波の成分である主波成分Ｄを算出する。キャンセル残差演算回路１４において、周波数特性連続化回路１２の出力である周波数特性Ｆ（ω）と主波成分抽出回路１３の出力である主波成分Ｄとを用いて、実際の回り込みの伝達関数Ｃ（ω）Ｇ１（ω）Ｇ２（ω）とＦＩＲフィルタ４の伝達関数Ｃ′（ω）との差分の伝達関数Ｅ（ω）を作り出す。ここでＥ（ω）は（４）式で求められる。
【数４】
逆フーリエ変換回路１５においては、伝達関数Ｅ（ω）をインパルス応答Ｈ（ｔ）に変換する。さらに、係数更新回路１６において、逆フーリエ変換回路１５の出力であるＨ（ｔ）と前回係数更新した際の当該回路１６の出力である遅延回路１７の出力Ｗ′（ｔ）を用いて、新しいフィルタ係数Ｗ（ｔ）を得る。係数更新回路１６の出力であるフィルタ係数Ｗ（ｔ）は（５）式で定義する。
Ｗ（ｔ）＝Ｗ′（ｔ）＋μＨ（ｔ） （５）
ここで、μは更新係数であり、通常０＜μ≦１の値をとる。
以上が、フィルタ係数回路３（図１，図２中に、同一符号で示す部分に相当する）の処理内容である。
【００２５】
ＦＩＲフィルタ４においては、図１および図２の場合と同様に係数更新回路１６の出力であるフィルタ係数Ｗ（ｔ）から回り込み伝送路特性と同じ周波数特性Ｃ′（ω）を作り出し、また、同フィルタ４に入力される回り込み観測信号Ｓ（ω）と乗算することで、回り込み波の複製Ｃ′（ω）Ｓ（ω）を出力する。さらに、減算器５において、ＦＩＲフィルタ４出力の回り込み波の複製信号Ｃ′（ω）Ｓ（ω）を受信信号Ｒ（ω）から減算することで、回り込み波をキャンセルし、回り込み波がキャンセルされた信号Ｓ（ω）を送信変換部６へ送出する。
【００２６】
図４は、図３中の周披数特性算出回路１１（図３中のフィルタ係数回路３内に示される）の一構成例をブロック図にて示している。
図４において、１８はＣＰ分離回賂、１９はセグメント分割回路、２０は同期部・差動部ゲート回路、２１は同期部周波数特性算出回路、２２は差動部周波数特性算出回路、２３はＣＰ発生器、２４は複素除算回路、２５はセグメント合成回路である。
【００２７】
図５は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるＯＦＤＭセグメントの構成を示している。
【００２８】
ＣＰ分離回路１８においては、モード判定回路８（図３参照）の出力を用いてＯＦＤＭ信号のキャリア本数を算出し、ＦＦＴ回路９（図３参照）の出力であるＯＦＤＭキャリア信号の最も高い周波数のキャリアであるＣＰを分離して、ＣＰは複素除算回路２４へ、その他のキャリア信号はセグメント分割回路１９へそれぞれ出力する。次段のセグメント分割回路１９においては、ＣＰ分離回路１８の出力であるＣＰ以外のキャリア信号をＯＦＤＭセグメントに分割して同期部・差動部ゲート回路２０へ出力する。さらに、同期部・差動部ゲート回路２０においては、ＴＭＣＣ復号回路１０（図３参照）からの各ＯＦＤＭセグメントのキャリア変調方式の情報に基づき、同期変調部（ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ）のセグメントは同期部周波数特性算出回路２１へ、差動変調部（ＤＱＰＳＫ）のセグメントは差動部周波数特性算出回路２２へそれぞれ出力する。
【００２９】
同期部周披数特性算出回路２１においては、同期変調部（ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ）のセグメントについて周波数特性データを算出し、また、差動部周波数特性算出回路２２においては、差動変調部（ＤＱＰＳＫ）のセグメントについて周波数特性データを算出し、ともにセグメント合成回路２５へ出力する。なお、ＣＰ発生器２３においては、モード判定回路８（図３参照）の出力であるモード情報からキャリアの位置で決定するＣＰの位相情報を得て、親局送信信号と同じ位相と振幅を有するＣＰを出力する。さらに、複素除算回路２４においては、ＣＰ分離回路１８からのＣＰをＣＰ発生器２３からのＣＰで複素除算（すなわち、図に分子、分母で示す関係に複素除算）し、除算結果をＣＰにおける周波数特性データとしてセグメント合成回路２５へ出力する。
【００３０】
セグメント合成回路２５においては、同期部周波数特性算出回路２１の出力の周波数特性、差動部周波数特性算出回路２２の出力の周波数特性データ、および複素除算回路２４の出力の周波数特性データを合成して、周波数特性連続化回路（図３参照）へ出力する。
【００３１】
図６は、図４中の同期部周波数特性算出回路２１の一構成例をブロック図にて示している。
図６において、２６はＳＰ発生器、２７は条件付複素除算回路である。
【００３２】
図７は、ＩＳＤＢ−ＴのＭｏｄｅｌ（キャリア間隔は約４ｋＨｚ）における同期変調部のＯＦＤＭセグメントにおけるＳＰの配置を示している。
【００３３】
図６において、ＳＰ発生器２６は、モード判定回路８（図３参照）の出力とＴＭＣＣ復号回路１０（図３参照）の出力をもとに、親局送信信号と同じ位相と振幅を有するＳＰを作り出して出力する。
【００３４】
ＳＰは、図７に示すように、キャリア方向に１２キャリアに１回、シンボル方向に４シンボルに１回それぞれ挿入されていて、ＳＰの挿入位置は１シンボル毎に３キャリアだけシフトしている。また、ＳＰのキャリア位相はＳＰのキャリア位置で規定されている。条件付複素除算回路２７においては、同期部・差動部ゲート回路１９（図４参照）の出力キャリア信号をＳＰ発生器２６出力のＳＰで複素除算（すなわち、図に分子、分母で示す関係に複素除算）して出力する。このとき、ＳＰ発生器２６からの出力中にＳＰが存在するキャリア位置については複素除算した結果を、また、ＳＰが存在しないキャリア位置については０をそれぞれセグメント合成回路２５（図４参照）へ出力する。なお、図７に示すように、同期変調部のセグメントにはＳＰ以外にＢＰＳＫ（正確にはＤＢＰＳＫ）変調されたＴＭＣＣやＡＣのキャリアも存在し、これらのキャリアからも回り込み伝送路特性の推定が可能であるが、ＳＰとＴＭＣＣやＡＣでは回り込み伝送路特性の推定方法が異なるため、回路構成が複雑になるという欠点がある。
【００３５】
図８は、図４中の差動部周波数特性算出回路２２の一構成例をブロック図にて示している。
図８において、２８は差動部ＣＰ分離回路、２９はＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路、３０はπ／４シフト判定回路、３１はＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路、３２はＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路、３３は差動部ＣＰ発生器、３４は複素除算回路、３５は周波数特性合成回路である。
【００３６】
図９は、ＩＳＤＢ−ＴのＭｏｄｅｌ（キャリア間隔約４ｋＨｚ）における差動変調（ＤＱＰＳＫ）部のＯＦＤＭセグメントにおけるキャリアの配置を示している。差動変調部のセグメントの各キャリアのうち最も低い周波数のキャリアはＣＰであり、ＣＰの位相はＯＦＤＭ信号におけるキャリアの位置によって規定され、ＯＦＤＭシンボル番号で変化しない。
【００３７】
差勤部ＣＰ分離回路２８において、差勤変調部のセグメントのキャリアのうち最も低い周波数のキャリアであるＣＰを分離し、そのＣＰは複素除算回路３４へ、その他のキャリア信号はＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路２９へそれぞれ出力する。さらに、ＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路２９において、ＤＱＰＳＫ変調されたデータキャリアはＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３１へ出力し、ＢＰＳＫ変調されたＴＭＣＣとＡＣはＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３２へ出力する。π／４シフト判定回路３０においては、差動変調部のセグメントのキャリアのうち最も低い周波数のキャリアであるＣＰと隣り合ったデータキャリアとの位相差を割り出し、データキャリアの位相がπ／４シフトによってπ／４、３π／４、５π／４、７π／４の位置にある場合には０を、０、π／２、π、３π／２の位置にある場合には１をそれぞれ出力する。
【００３８】
ＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３１においては、ＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路２９の出力のうちＤＱＰＳＫ変調されたデータキャリアについて周波数特性データを算出する。以下に、ＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３１におけるＤＱＰＳＫのキャリアの周波数特性データの算出法について説明する。
【００３９】
ＤＱＰＳＫキャリアの実部、虚部信号をそれぞれ、ＳＩ（ｉ，ｋ）、ＳＱ（ｉ，ｋ）とする。ここで、ｉはＯＦＤＭのシンボル番号、ｋはＯＦＤＭのキャリア番号をそれぞれ表すものとする。ＳＩ（ｉ，ｋ）、ＳＱ（ｉ，ｋ）について極座標変換し、位相項θ（ｉ，ｋ）、振幅項ｒ（ｉ，ｋ）に変換する。θ（ｉ，ｋ）、ｒ（ｉ，ｋ）はそれぞれ（６）式、（７）式で表される。
【数５】
次に、π／４シフト判定回路３０の出力をａとして（８）式の演算を行う。
【数７】
【数８】
【００４１】
（７）式、（９）式の振幅項、位相項を直交座標変換し、ＦｑＩ（ｉ，ｋ）、ＦｑＱ（ｉ，ｋ）として出力する。ここで、ＦｑＩ（ｉ，ｋ）、ＦｑＱ（ｉ，ｋ）はｉ番目のシンボル、ｋ番日のキャリアの周波数における周波数特性データであり、これらは（１０）式、（１１）式でそれぞれ求められる。
【数９】
同様に、ＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３２においては、ＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路２９出力のうちＢＰＳＫキャリアについて周波数特性データを算出する。以下に、ＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３２におけるＢＰＳＫキャリアの周波数特性データの算出法について説明する。
【００４３】
各キャリアの実部、虚部信号をそれそれ、ＳＩ（ｉ，ｋ）、ＳＱ（ｉ，ｋ）とする。ここでも、ｉはＯＦＤＭのシンボル番号、ｋはＯＦＤＭのキャリア番号をそれそれ表すものとする。ＳＩ（ｉ，ｋ）、ＳＱ（ｉ，ｋ）について極座標変換し、位相項θ（ｉ，ｋ）、振幅項ｒ（ｉ，ｋ）に変換する。θ（ｉ，ｋ）、ｒ（ｉ，ｋ）はそれそれ（１２）式、（１３）式で表される。
【数１０】
次に、すべてのＢＳＰＫキャリアの位相項に対して（１４）式の演算を行う。
【数１１】
【数１２】
さらに、（１６）式の演算を行うことで、ＢＰＳＫキャリアの変調成分を除去する。
【数１３】
【００４６】
（１５）式、（１６）式の振幅項、位相項を直交座標変換し、ＦｂＩ（ｉ，ｋ）、ＦｂＱ（ｉ，ｋ）として出力する。ここで、ＦｂＩ（ｉ，ｋ）、ＦｂＱ（ｉ，ｋ）はｉ番目のシンボル、ｋ番目のキャリアの周波数における周波数特性データであり、これらは（１７）式、（１８）式でそれぞれ求められる。
【数１４】
図８に示すＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３１およびＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３２の例では極座標変換して周波数特性を求める方法について説明したが、これらは、同様の位相処理を直交座標系におけるキャリアの実部、虚部の複素演算によって行うことで、周波数特性を求めることもできる。
【００４８】
差動部ＣＰ発生器３３においては、モード判定回路８（図３参照）およびＴＭＣＣ復号回路１０（同じく図３参照）の各出力をもとに、差動変調部のセグメントのキャリアのうち最も低い周波数のキャリアに挿入された親局送信信号と同じ振幅と位相を有するＣＰを発生する。さらに、複素除算回路３４において、差動部ＣＰ分離回路２８の出力のＣＰを差動部ＣＰ発生器３３の出力で複素除算（すなわち、図に分子、分母で示す関係に複素除算）し、差動変調部のＣＰにおける周波数特性データを算出して出力する。周波数特性合成回路３５においては、上述したＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３１、ＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３２および複素除算回路３４のそれぞれの出力を合成して、差動変調部の周波数特性データとしてセグメント合成回路２５（図４参照）へ出力する。
【００４９】
図１０は、図３中の周波数特性連続化回路１２の一構成例をブロック図にて示している。
図１０において３６は位相連続化回路、３７は周波数特性補間回路である。
位相連続化回路３６においては、ＴＭＣＣ復号回路１０（図３参照）の出力を用いて、周波数特性算出回路１１（図３参照）から出力されるデータのうち差動変調部のセグメントについて位相連続化処理を行う。この処理はキャリア変調方式毎の周波数特性算出法の違いや、回り込みによる位相の不連続を除去するものである。以下に、位相連続化回路３６における位相連続化処理について説明する。
【００５０】
差動変調部の各キャリアの実部、虚部信号をそれぞれ、ＦｄＩ（ｉ，ｋ）、ＦｄＱ（ｉ，ｋ）とする。ここで、ｉはＯＦＤＭのシンボル番号、ｋはＯＦＤＭのキャリア番号をそれぞれ表すものとする。ＦｄＩ（ｉ，ｋ）、ＦｄＱ（ｉ，ｋ）について極座標変換し、位相項θｄ（ｉ，ｋ）、振幅項ｒｄ（ｉ，ｋ）に変換する。θｄ（ｉ，ｋ）、ｒｄ（ｉ，ｋ）はそれぞれ（１９）式、（２０）式で表される。
【数１５】
次に、差動変調部のセグメント内での位相について、（２１）式で隣り合うキャリアとの位相差Δθｄ（ｉ，ｋ）を算出する。
【数１６】
【数１７】
【００５２】
（２０）式、（２２）式の振幅項、位相項を直交座標変換し、ＦｄＩ′（ｉ，ｋ）、ＦｄＱ′（ｉ，ｋ）として出力する。ここで、ＦｄＩ′（ｉ，ｋ）、ＦｄＱ′（ｉ，ｋ）はｉ番目のシンボル、ｋ番目のキャリアの周波数における周波数特性データであり、これらは（２３）式、（２４）式でそれぞれ求められる。
【数１８】
差動変調部のセグメント内での位相連続化処理は、差動変調部セグメント内の最も周波数の低いキャリアであるＣＰを基準として位相連続化していくことで、隣り合うセグメントとの接合点においても連続性が保たれた周波数位相特性を得ることができる。また、上述例では、極座標変換して位相を連続化する方法について説明したが、これらは、同様の位相処理を直交座標系におけるキャリアの実部、虚部の複素演算によって行うことで、位相連続化することもできる。
【００５４】
図１０に示す周波数特性補間回路３７においては、同期変調部のＳＰ以外の各キャリアの周波数における周波数特性データをＳＰなどの周波数特性データを用いて内挿補間して出力する。一例として、周波数特性補間回路３７における周波数特性データの内挿補間は次の（１）から（２）のステップで行う。なお、周波数特性データの内挿補間は低い周波数のキャリアから行っていくものとする。
【００５５】
（１）同一セグメント内のＳＰ間の周波数特性データについては、隣り合う２つのＳＰの周波数に対応する周波数特性データを用いて内挿補間する。
（２）セグメント内の最も周波数の高いＳＰよりも高い周波数のキャリアの周波数に対応する周波数特性データについては、次の条件により内挿補間を行う。
ａ．周波数の高い側に配置された隣接した次のセグメントが同期変調部の場合には、セグメント内の最も周波数の高いＳＰと隣接した次のセグメントの最も低い周波数のＳＰの周波数に対応する周波数特性データを用いて、この間の各キャリアの周波数に対応する周波数特性データを内挿補間する。
ｂ．周波数の高い側に配置された隣接した次のセグメントが差動変調部の場合には、セグメント内の最も周波数の高いＳＰと隣接した次の差動変調部のセグメントのＣＰの周波数に対応する周波数特性データを用いて、この間の各キャリアの周波数に対応する周波数特性データを内挿補間する。
ｃ．周波数の高い側に隣接した次のセグメントがない場合、すなわち図５に示すセグメント番号１２の場合、セグメント内の最も周波数の高いＳＰとＯＦＤＭ信号の各キャリア信号の中で最も周波数の高いキャリアに配置されたＣＰの周波数特性データを用いて、この間の各キャリアの周波数に対応する周波数特性データを内挿補間する。
【００５６】
上述した周波数特性データの内挿補間においては、最も低い周波数のセグメント（図５に、セグメント番号１１として示されている）が同期変調部の場合、最も周波数の低いＳＰより低い周波数の各キャリアの周波数に対応する周波数特性データについては補間を行っていないが、本発明者らの発明に係る特願平１１−１５３４３０号「回り込みキャンセラ」の出願明細書に記載した処理を行うことで、最も周波数の低いＳＰより低い周波数の各キャリアの周波数に対応する周波数特性データも外挿補間することができる。
【００５７】
最後に、以上説明した本発明による回り込みキャンセラは、その回り込みキャンセラに入力する回り込み観測信号を送信変換部の入力側から得る（すなわち、図１に示す構成例）ものとしたが、これは、送信変換部の出力側から得る（すなわち、図２に示す構成例）ように変更して実施することも極めて容易である。
【００５８】
【発明の効果】
本発明は、ＯＦＤＭセグメントのキャリア変調方式毎に系の総合伝達関数に対応する周波数特性データを算出し、周波数特性データに不連続がないように周波数特性データを補間する構成となっているので、本発明回り込みキャンセラを用いることにより、日本における地上デジタル放送方式のように複数のキャリア変調方式が混在しているＩＳＤＢ−Ｔ方式においても、精度の高い回り込み波のキャンセルを行う回り込みキャンセラを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 回り込みキャンセラを説明する図であり、回り込みキャンセラを使用して中継放送所の送受アンテナ間での回り込みをキャンセルする方法の原理的構成の一構成例をブロック図にて示している。
【図２】 回り込みキャンセラを説明する図であり、回り込みキャンセラを使用して中継放送所の送受アンテナ間での回り込みをキャンセルする方法の原理的構成の他の構成例をブロック図にて示している。
【図３】 本発明による回り込みキャンセラの一実施形態をブロック図にて示している。
【図４】 図３中の周波数特性算出回路の一構成例をブロック図にて示している。
【図５】 ＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるＯＦＤＭセグメントの構成を示している。
【図６】 図４中の同期部周波数特性算出回路の一構成例をブロック図にして示している。
【図７】 ＩＳＤＢ−ＴのModel における同期変調部のＯＦＤＭセグメントにおけるＳＰの配置を示している。
【図８】 図４中の差動部周波数特性算出回路の一構成例をブロック図にて示している。
【図９】 ＩＳＤＢ−ＴのModel における差動変調部のＯＦＤＭセグメントにおけるキャリアの配置を示している。
【図１０】 図３中の周波数特性連続化回路の一構成例をブロック図にて示している。
【符号の説明】
１ 受信変換部
２ 回り込みキャンセラ
３ フィルタ係数生成回路
４ ＦＩＲフィルタ
５ 減算器
６ 送信変換部
７ 直交復調回路
８ モード判定回路
９ ＦＦＴ（高速フーリエ変換）回路
10 ＴＭＣＣ復号回路
11 周波数特性算出回路
12 周波数特性連続化回路
13 主波成分抽出回路
14 キャンセル残差演算回路
15 逆フーリエ変換回路
16 係数更新回路
17 遅延回路
18 ＣＰ分離回路
19 セグメント分割回路
20 同期部・差動部ゲート回路
21 同期部周波数特性算出回路
22 差動部周波数特性算出回路
23 ＣＰ発生器
24 複素除算回路
25 セグメント合成回路
26 ＳＰ発生器
27 条件付複素除算回路
28 差動部ＣＰ分離回路
29 ＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路
30 π／４シフト判定回路
31 ＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路
32 ＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路
33 差動部ＣＰ発生器
34 複素除算回路
35 周波数特性合成回路
36 位相連続化回路
37 周波数特性補間回路
Claims (5)
- 受信系統からの入力信号が供給される被減算端子および送受アンテナ間の回り込みをキャンセルするための信号が供給される減算端子を有している減算器と、
該減算器の出力信号が入力され受信信号を増幅して再送信するための送信系統の入出力信号のいずれか一方の信号が分岐されて回り込み観測信号として供給され回り込み信号の複製を発生して前記減算器の減算端子に供給するＦＩＲフィルタと、
前記回り込み観測信号が分岐されて供給され、入カされた信号を直交復調して複素の等価ベースバンド信号を出力する直交復調回路と、
前記回り込み観測信号が分岐されて供給され、入力された信号からＩＳＤＢ−Ｔ方式のモードおよびガード比を判定して出力するモード判定回路と、
該モード判定回路からの信号で決定されるＦＦＴポイント数で前記直交復調回路からの等価ベースバンド信号をＦＦＴして周波数領域の信号に変換して出力するＦＦＴ回路と、
該ＦＦＴ回路の出力信号からＩＳＤＢ−Ｔ方式の各セグメントにおけるデータキャリアの変調方式の情報を含んだＴＭＣＣを復号するＴＭＣＣ復号回路と、
該ＴＭＣＣ復号回路からの信号および前記モード判定回路からの信号に従って、
前記ＦＦＴ回路の出力信号から系全体の総合伝達関数に対応する周波数特性データを算出する周波数特性算出回路と、
該周波数特性算出回路からの周波数特性データを、前記ＴＭＣＣ復号回路からの信号に従って連続化する周波数特性連続化回路と
該周波数特性連続化回路からの信号を平均化して主波成分を出力する主波成分抽出回路と、
該主波成分抽出回路からの出力と前記周波数特性連続化回路からの周波数特性データから回り込みのキャンセル残差の周波数特性を算出して出力するキャンセル残差演算回路と、
該キャンセル残差演算回路から出力される回り込みキャンセル残差の周波数特性を逆フーリエ変換して時間領域の回り込みキャンセル残差のインパルス応答を算出する逆フーリエ変換回路と、
該逆フーリエ変換回路から出力された回り込みキャンセル残差のインパルス応答から前記ＦＩＲフィルタ制御する部分だけを抽出して逐次更新して前記ＦＩＲフィルタに係数として供給する係数抽出回路と、
該係数抽出回路から出力された信号が分岐して供給されており、前記ＦＩＲフィルタに供給した係数を前記係数抽出回路が次に係数更新するまで遅延させて出力する遅延回路とを少なくとも具えてなることを特徴とする回り込みキャンセラ。 - 請求項１記載の回り込みキャンセラにおいて、前記周波数特性算出回路が、
ＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるＯＦＤＭセグメントのキャリア変調方式毎に、前記ＦＦＴ回路の出力信号から系全体の総合伝達関数に対応する周波数特性データを算出するように構成したことを特徴とする回り込みキャンセラ。 - 請求項１または２記載の回り込みキャンセラにおいて、前記周波数特性連続化回路が、
当該回路への入力信号である前記周波数特性算出回路からの周波数特性データの周波数位相特性に生じる不連続を除去して出力する位相連続化回路と、
前記周波数特性算出回路において周波数特性データを算出することができたキャリアにおける前記位相連続化回路からの信号を用いて前記周波数特性算出回路において算出することができないキャリアの周波数特性データを内挿補間して出力する周波数特性補間回路とを具えてなることを特徴とする回り込みキャンセラ。 - 請求項１乃至３のいずれか一項記載の回り込みキャンセラにおいて、前記周波数特性算出回路が、
当該回路への入力信号である前記ＦＦＴ回路からの信号のうちＣＰとそれ以外のキャリアを分離して出力するＣＰ分離回路と、
該ＣＰ分離回路からの出力されるＣＰ以外のキャリアが入力されており、入力信号をＯＦＤＭセグメント毎に分割して出力するセグメント分割回路と、
該セグメント分割回路からの信号を前記ＴＭＣＣ復号回路からの各セグメントにおけるデータキャリアの変調方式に従って、同期変調部のセグメントと差動変調部のセグメントに分割して出力する同期部・差動部ゲート回路と、
該同期部・差動部ゲート回路からの同期変調部のセグメントの信号が入力されており、入力信号に含まれるＳＰを用いて同期変調部のセグメントの周波数特性を算出して出力する同期部周波数特性算出回路と、
前記同期部・差動部ゲート回路からの差動変調部のセグメントの信号が入力されており、位相変調されたキャリアを用いて差動変調部のセグメントの周波数特性を算出して出力する差動部周波数特性算出回路と、
前記モード判定回路の情報から決定されるＣＰの送信信号で前記ＣＰ分離回路から出力されたＣＰの信号を複素除算してＣＰにおける周波数特性を算出して出力する複素除算回路と、
前記同期部周波数特性算出回路から出力される周波数特性、および、前記差動部周波数特性算出回路から出力される周波数特性、および、前記複素除算回路から出力される周波数特性をそれぞれもとのセグメントの並びとなるよう合成して出力するセグメント合成回路とを具えてなることを特徴とする回り込みキャンセラ。 - 請求項４記載の回り込みキャンセラにおいて、前記差動部周波数特性算出回路が、
当該回路へ入力される前記同期部・差動部ゲート回路からの信号からＣＰを分離してＣＰとそれ以外のキャリアの信号に分離して出力する差動部ＣＰ分離回路と、
前記同期部・差動部ゲート回路からの信号が供給されており、前記ＣＰおよび前記ＣＰと隣り合うＤＱＰＳＫ変調されたデータキャリアの位相差からデータキャリアの位相がπ／４シフトのどの位相にあるかを判定して出力するπ／４シフト判定回路と、
前記差動部ＣＰ分離回路から出力されるＣＰ以外のキャリア信号が供給されておりＤＱＰＳＫ変調されたキャリアとＢＰＳＫ変調されたキャリアに分割してそれぞれ出力するＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路と、
該ＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路からのＤＱＰＳＫ変調されたキャリアの信号が供給されており、前記π／４シフト判定回路からの信号に従ってＤＱＰＳＫ変調されたキャリアの位相変調成分を除去することでＤＱＰＳＫ変調されたキャリアの周波数特性を算出するＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路と、
該ＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路からのＢＰＳＫ変調されたキャリアの信号が供給されており、ＢＰＳＫ変調されたキャリアの位相変調成分を除去し、キャリアの振幅を等化することで、ＢＰＳＫ変調されたキャリアの周波数特性を算出するＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路と、
前記モード判定回路の情報から決定されるＣＰの送信信号で前記差動部ＣＰ分離回路から出力されたＣＰの信号を複素除算してＣＰにおける周波数特性を算出して出力する第２の複素除算回路と、
前記ＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路から出力される周波数特性、および、前記ＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路から出力される周波数特性、および、前記第２の複素除算回路から出力される周波数特性をそれぞれもとのキャリアの並びとなるよう合成して出力する周波数特性合成回路とを具えてなることを特徴とする回り込みキャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26656799A JP3790953B2 (ja) | 1999-09-21 | 1999-09-21 | 回り込みキャンセラ |
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| Publication Number | Publication Date |
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| JP2001094528A JP2001094528A (ja) | 2001-04-06 |
| JP2001094528A5 JP2001094528A5 (ja) | 2006-03-23 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| Country | Link |
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Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3713214B2 (ja) * | 2001-03-28 | 2005-11-09 | 日本無線株式会社 | 伝送路特性測定器および回り込みキャンセラ |
| KR100746577B1 (ko) * | 2006-01-02 | 2007-08-06 | 최동식 | 간섭 제거형 무선 중계기 |
| JP4891893B2 (ja) * | 2007-12-27 | 2012-03-07 | 日本放送協会 | 回り込みキャンセラ |
-
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|---|---|
| JP2001094528A (ja) | 2001-04-06 |
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