JP2001094528A - 回り込みキャンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 日本における地上デジタル放送方式であるＩ
ＳＤＢ−Ｔ方式のように、ＯＦＤＭ信号の異なるキャリ
ア変調方式が混在する伝送方式における回り込みキャン
セラにおいては、キャリア変調方式で異なる回り込み伝
送路特性の推定により、回り込み伝送路特性を示す周波
数特性に不連続が生じるため、回り込みの複製信号が正
確に作り出せなくなり、回り込みをキャンセルすること
ができなくなることがあった。 【解決手段】 ＯＦＤＭセグメントのキャリア変調方式
毎に回り込み伝送路特性を示す周波数特性を算出し、周
波数特性に不連続がないように周波数特性を連続化する
構成とした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ (Orthog
onal Frequency Division Multiplexing) 信号からマル
チパスや回り込み等の伝送路の特性を推定してそれらを
キャンセルする回り込みキャンセラに係り、特に、日本
における地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ(Int
egrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)
のようにＯＦＤＭ信号帯域を複数のブロックに分割して
できたＯＦＤＭセグメント毎に異なるキャリア変調方式
を割り当てることのできる伝送方式においても使用する
ことができる回り込みキャンセラに関する。

【０００２】

【従来の技術】これまでの回り込み伝送路特性の推定法
においては、キャリア変調方式が６４ＱＡＭのような同
期変調の場合、本発明者らの発明に係る回り込みキャン
セラ（特願平１０−１６２１８９号「回り込みキャンセ
ラ」参照）により、同期復調のためにＯＦＤＭ信号に内
挿されたＳＰ(Scattered Pilot signal)などの既知のパ
イロットキャリアを用いて回り込み伝送路特性を推定す
るようにしている。また、キャリア変調方式がＤＱＰＳ
Ｋのようなデジタル位相変調の場合、本発明者らの発明
に係る回り込みキャンセラ（特願平１１−１５６２３４
号「回り込みキャンセラ」参照）により、各キャリアの
位相をキャリアの変調多値数（ＤＱＰＳＫなら４、ＢＰ
ＳＫなら２）で逓倍して処理することで回り込み伝送路
特性を推定するようにしている。

【０００３】上述した種類の回り込み伝送路特性の推定
法において、とくに、同期変調におけるＳＰなどのパイ
ロットキャリアを用いた回り込み伝送路特性推定法で
は、ＳＰなどのパイロットキャリアの周波数における周
波数特性データは直接求めることができるが、それ以外
のキャリアの周波数における周波数特性データは直接求
めることができない。従って、直接求めることができな
い周波数特性データをＳＰなどのパイロットキャリアの
周波数における周波数特性データで補間するか、あるい
は離散的なＳＰなどのパイロットキャリアの周波数にお
ける周波数特性データだけを用いて回り込み伝送賂特性
を推定するようにする。

【０００４】また、デジタル位相変調におけるキャリア
位相を逓倍して処理する回り込み伝送路特性推定法で
は、すべてのデータキャリアを用いて連続した周波数特
性を算出することができるが、π／４シフトＤＱＰＳＫ
のシンボル毎のπ／４の位相回転などによる絶対位相の
不確定性が残る。しかし、この絶対位相の不確定性につ
いては、本発明者らの発明に係る回り込みキヤンセラ
（特願乎１１−１４７８８５号「回り込みキヤンセラ」
参照）を用いて解消することが可能である。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】一方、日本における地
上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔでは、約５．６
ＭＨｚのＯＦＤＭ信号帯域を１３個のセグメントに分割
するＢＳＴ−ＯＦＤＭ（Band Segmented Transmission
Orthrogonal Frequency Division Multiplexing)方式を
採用していて、セグメント毎にデータキャリアの変調方
式を設定することが可能である。また、セグメント内に
は、それぞれ特定の位置にＣＰ(ContinualPilot signa
l)やＡＣ(Auxiliary Channel) やＴＭＣＣ(Transmissio
n and Multiplexing Configuration) のような他のキャ
リアの変調方式とは異なるＢＰＳＫで変調されたキャリ
アが内挿されている。そのため、回り込みキヤンセラに
おいてもキャリア変調方式毎に回り込み伝送路特性の推
定法を変更する必要がある。

【０００６】ＩＳＤＢ−Ｔ方式のようにＯＦＤＭ信号の
異なるキャリア変調方式が混在する伝送方式における回
り込みキヤンセラにおいては、キャリア変調方式毎に推
定された系の総合伝達関数に相当する周波数特性データ
をそのまま結合すると、セグメントが同期変調部の場合
はＳＰ以外のキャリアの周波数における総合伝達関数に
対応する周波数特性データがなく、また、セグメントが
差動変調部の場合はＤＱＰＳＫとＢＰＳＫのキャリアか
ら求められた周波数特性データの接続部分でπ／４シフ
トＤＱＰＳＫの位相回転などによる位相の不確定性によ
り周波数位相特性に不連続が発生することがあり、結果
として、推定した回り込み伝送路特性においても不連続
が生じるため、回り込みの複製信号が正確に作り出せな
くなり、回り込みをキャンセルすることができなくなる
ことがあった。

【０００７】そこで本発明の目的は、ＩＳＤＢ−Ｔのよ
うに異なるキャリア変調方式が混在するＯＦＤＭ方式に
よるデジタル放送やデジタル伝送方式においても、正確
な回り込み波の複製信号を作り出し、高精度に回り込み
をキャンセルすることが可能な回り込みキヤンセラを提
供することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明回り込みキャンセラは、減算器と該減算器
の減算端子に、その出力信号が供給されるように実質的
に接続された回り込み信号の複製を発生する信号処理部
とを少なくとも具えてなり、前記減算器の被減算端子に
は前記回り込み信号を含んでいる受信ＯＦＤＭ信号が実
質的に供給され、前記減算器の出力端子には中継放送機
の入力端子が実質的に接続され、そして前記信号処理部
の入力端子には、前記中継放送機の入出力信号のいずれ
か一方の信号が分岐されて実質的に供給されるように構
成され、前記信号処理部はＦＩＲフィルタと該フィルタ
のタップ係数制御用のフィルタ係数生成回路とを具えて
なる回り込みキャンセラにおいて、前記フィルタ係数生
成回路は、前記中継放送機の入出力信号のいずれか一方
の信号であるＯＦＤＭ信号を直交復調して等価ベースバ
ンド信号を出力する直交復調回路と、前記中継放送機の
入出力信号のいずれか一方の信号であるＯＦＤＭ信号か
らＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるモードを判定するモード判
定回路と、前記直交復調回路により復調された前記ベー
スバンド信号を前記モード判定回路によるモード判定結
果により決定されるポイント数のＦＦＴを実行するＦＦ
Ｔ回路と、該ＦＦＴ回路の出力信号から前記ＩＳＤＢ−
Ｔ方式におけるＴＭＣＣを復号するＴＭＣＣ復号回路の
出力信号および前記モード判定回路によるモード判定結
果に従って、前記ＦＦＴ回路の出力信号から系全体の総
合伝達関数に対応する周波数特性データを算出する周波
数特性算出回路と、前記ＴＭＣＣ復号回路の出力信号に
従って前記周波数特性算出回路の出力信号である前記系
全体の総合伝達関数に対応する周波数特性データを連続
化する周波数特性連続化回路とを少なくとも具えて構成
したことを特徴とするものである。

【０００９】また、本発明回り込みキャンセラは、前記
周波数特性算出回路が、前記ＩＳＤＢ−Ｔ方式における
ＯＦＤＭセグメントのキャリア変調方式毎に前記ＦＦＴ
回路の出力信号から前記系全体の総合伝達関数に対応す
る周波数特性データを算出するように構成したことを特
徴とするものである。

【００１０】また、本発明回り込みキャンセラは、前記
周波数特性連続化回路が、前記周波数特性算出回路の出
力信号である周波数特性データの周波数位相特性に生じ
る不連続を除去する位相連続化回路と、本来、前記周波
数特性算出回路においては得ることのできないキャリア
の周波数特性データを、周波数特性データを得ることの
できたキャリアの周波数特性データを用いて内挿補間す
る周波数特性補間回路とを具えて構成したことを特徴と
するものである。

【００１１】

【発明の実施の形態】以下に添付図面を参照し、発明の
実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。以下に
おいては、説明中の数式導出の詳細は、本発明者らの発
明に係る回り込みキヤンセラ（特願平１０−１６２１８
９号、特願平１１−１５６２３４号、および特願平１１
−１４７８８５号、いずれも「回り込みキヤンセラ」）
の出願明細書の記載を参照されたい。また、地上デジタ
ル放送方式（ＩＳＤＢ−Ｔ）については、三木信之、黒
田 徹、堀江 力、広瀬慎介、福原黎児、小室憲司、
「地上ディジタルテレビジョン放送実証実験用放送設
備」，映像情報メディア学会，Vol. 53, No.２，pp. １
８７−１９３，１９９９、または「特集 地上デジタル
放送方式の研究」，ＮＨＫ技研Ｒ＆Ｄ，No. ５６，Ｍａ
ｙ，１９９９などを参照されたい。

【００１２】図１は、回り込みキャンセルを説明する図
であり、回り込みキャンセラ（ただし、この回り込みキ
ャンセラは、例えば、上述した特願平１１−１５６２３
４号の出願明細書において開示されている回り込みキャ
ンセラであり、本発明によるものではない。）を使用し
て中継放送所の送受アンテナ間での回り込みをキャンセ
ルする方法の原理的構成の一構成例をブロック図にて示
している。図１において、１は受信変換部、２は回り込
みキヤンセラ、３はフィルタ係数生成回路、４はＦＩＲ
（Finite Impulse Response)フィルタ、５は減算器、６
は送信変換部である。以下の説明における信号や伝達関
数の表示については、大文字が複素数、小文字が実数を
それぞれ表すものとする。また、ωは角周波数、ｔは時
間をそれぞれ表すものとする。

【００１３】図１中のＸ（ω）は親局からの希望波、Ｒ
（ω）は受信変換部１への入力信号、Ｓ（ω）は送信変
換部６への入力信号、Ｇｌ（ω）は受信変換部１の伝達
関数、Ｇ２（ω）は送信変換部６の伝達関数、Ｃ（ω）
は回り込み伝送路特性を示す伝達関数、そして、Ｃ′
（ω）は回り込みキヤンセラ２中のＦＩＲフィルタ４の
伝達関数である。このような構成において、親局からの
希望波Ｘ（ω）は、（１）式に示すように、図示の受信
アンテナで回り込み波Ｃ（ω）Ｇ２（ω）Ｓ（ω）との
合成波として受信され、受信信号Ｒ（ω）として受信変
換部１に入力される。

【数１】

【００１４】受信変換部１においては、受信信号Ｒ
（ω）に対してフィルタ処理や周波数変換などが行わ
れ、Ｇ１（ω）Ｒ（ω）として回り込みキャンセラ２へ
出力される。ここで、回り込み波の成分は、受信変換部
１の伝達関数Ｇ１（ω）が掛け合わされＧ１（ω）Ｃ
（ω）Ｇ２（ω）Ｓ（ω）となっている。

【００１５】回り込みキャンセラ２は、フィルタ係数生
成回路３で送信変換部６への入力信号である回り込み観
測信号Ｓ（ω）から回り込み伝送路特性を推定し、推定
した回り込み伝送路特性をフィルタ係数Ｗ（ｔ）として
ＦＩＲフィルタ４に与える。ここで、フィルタ係数Ｗ
（ｔ）をフーリエ変換した伝達関数で表すとＣ′（ω）
となり、フィルタ係数生成回路３は、（２）式を満たす
ようなフィルタ係数Ｗ（ｔ）を生成する。

【数２】

【００１６】ＦＩＲフィルタ４は、フィルタ係数Ｗ
（ｔ）で表される回り込み伝送路特性Ｃ′（ω）を回り
込み観測信号Ｓ（ω）に与えることで、回り込み波の複
製信号Ｃ′（ω）Ｓ（ω）を作り出し、減算器５へ送
る。減算器５においては、（３）式に示すように、受信
変換部１の出力信号Ｇ１（ω）Ｒ（ω）から回り込み波
の複製信号Ｃ′（ω）Ｓ（ω）が減算され、減算器５の
出力は親局波だけの成分となり、従って、回り込みキャ
ンセラ２の出力には親局からの希望波Ｇ１（ω）Ｘ
（ω）だけが出力される。

【数３】

【００１７】図２は、図１と同様、回り込みキャンセル
を説明する図であり、回り込みキャンセラ（これも、図
１の場合と同様、本発明によるものではない）を使用し
て中継放送所の送信アンテナ間での回り込みをキャンセ
ルする方法の原理的構成の他の構成例をブロック図にて
示している。なお、上記説明した図１と同一符号を付し
て示されるブロックは、両図（図１と図２）において同
一の回路要素を示すものとする。図２に示した構成にお
いては、回り込みキャンセラ２を動作させるために必要
な回り込み観測信号を、図１で送信変換部６の入力側か
ら得ていたのを、送信変換部６の出力側から得ている。
この構成の場合、ＦＩＲフィルタ４の入力信号がＧ２
（ω）Ｓ（ω）（図１の場合は、Ｓ（ω））であるた
め、送信変換部６の伝達関数Ｇ２（ω）を考慮して、フ
ィルタ係数生成回路３において、Ｃ′（ω）＝Ｃ（ω）
Ｇ１（ω）（Ｃ（ω）は、回り込み伝送路特性を示す伝
達関数）となるようにフィルタ係数Ｗ（ｔ）を生成す
る。このため、図２の構成においては、送信変換部６へ
の入力信号Ｓ（ω）をもフィルタ係数生成回路３に入力
して、送信変換部６の伝達関数Ｇ２（ω）を算出してい
る。このようにして生成したフィルタ係数Ｗ（ｔ）をＦ
ＩＲフィルタ４に与えることで、ＦＩＲフィルタ４の出
力はＣ（ω）Ｇ１（ω）Ｇ２（ω）Ｓ（ω）となり、減
算器５において、回り込み波をキャンセルすることがで
きる。

【００１８】図２に示した構成のものは、たとえ、送信
変換部６の増幅器の入出力特性に非線形が生じていて
も、その非線形の影響を受けた信号をもとに回り込み波
の複製信号を作り出すようにしているため、回り込み波
を高精度にキャンセルすることができるという利点を有
している。

【００１９】以上、図１、図２に基づいて説明した回り
込みキャンセル系、また、その回り込みキャンセル系で
使用される回り込みキャンセラ２（それぞれの図参照）
は、公知のものであるが、本発明による回り込みキャン
セラ、およびそれを用いて構成した回り込みキャンセル
系と上位概念において同じ原理に基づいて、本発明を理
解するためには、まず、上記についての理解が必要であ
るから説明したものである。

【００２０】以下に、本発明回り込みキャンセラについ
て説明する。当然のことであるが、以下に説明する本発
明回り込みキャンセラは、図１に示す回り込みキャンセ
ル系に適用されるものである。図３は、本発明による回
り込みキャンセラの一実施形態をブロック図に示してい
る。図３においても、図１、図２に倣って、回り込みキ
ャンセラ、フィルタ係数生成回路、ＦＩＲフィルタおよ
び減算器をそれぞれ符号２，３，４，５で示すものとす
る。図３において、７は直交復調回路、８はモード判定
回路、９はＦＦＴ(Fast Fourier Transform ：高速フー
リエ変換）回路、１０はＴＭＣＣ復号回路、１１は周波
数特性算出回路、１２は周波数特性連続化回路、１３は
主波成分抽出回路、１４はキャンセル残差演算回路、１
５は逆フーリエ変換回路、１６は係数更新回路、１７は
遅延回路である。

【００２１】動作について説明する。フィルタ係数生成
回路３の入力信号である回り込み観測信号Ｓ（ω）は、
直交復調回路７において直交復調して等価ベースバンド
信号とし、さらに、周波数軸のキャリア信号に変換する
ため、ＦＦＴ回路９へ入力される。また、回り込み観測
信号Ｓ（ω）は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式のモード判定のため
にモード判定回路８へ入力され、モード判定回路８で判
定されたモード情報をＦＦＴ回路９および周波数特性算
出回路１１へ出力する。ＦＦＴ回路９においては、モー
ド判定回路８で判定されたモード情報からＦＦＴのポイ
ント数を決定し、直交復調回路７の出力からＦＦＴのポ
イント数の有効シンボル期間を抽出してＦＦＴする。

【００２２】ＴＭＣＣ復号回路１０においては、ＦＦＴ
回路９の出力であるキャリア信号データからＴＭＣＣを
復号し、各ＯＦＤＭセグメントのキャリア変調方式、Ｏ
ＦＤＭフレーム同期ならびにＯＦＤＭシンボル番号など
の情報を周波数特性算出回路１１および周波数特性連続
化回路１２へ出力する。周波数特性算出回路１１におい
ては、モード判定回路８の出力およびＴＭＣＣ復号回路
１０の出力から各ＯＦＤＭセグメントの情報を判定し、
ＦＦＴ回路９の出力についてキャリア変調方式毎に周波
数特性データを算出する。さらに、周波数特性連続化回
路１２において、ＴＭＣＣ復号回路１０の出力をもと
に、周波数特性算出回路１１からの周波数特性データの
不連続点を連続化する処理を行い、回り込みキャンセラ
系の総合伝達関数を示す周波数特性Ｆ（ω）を出力す
る。

【００２３】主波成分抽出回路１３においては、周波数
特性連続化回路１２の出力である回り込みキャンセラ系
の総合伝達関数を示す周波数特性Ｆ（ω）から希望波の
成分である主波成分Ｄを算出する。キャンセル残差演算
回路１４において、周波数特性連続化回路１２の出力で
ある周波数特性Ｆ（ω）と主波成分抽出回路１３の出力
である主波成分Ｄとを用いて、実際の回り込みの伝達関
数Ｃ（ω）Ｇ１（ω）Ｇ２（ω）とＦＩＲフィルタ４の
伝達関数Ｃ′（ω）との差分の伝達関数Ｅ（ω）を作り
出す。ここでＥ（ω）は（４）式で求められる。

【数４】

【００２４】逆フーリエ変換回路１５においては、伝達
関数Ｅ（ω）をインパルス応答Ｈ（ｔ）に変換する。さ
らに、係数更新回路１６において、逆フーリエ変換回路
１５の出力であるＨ（ｔ）と前回係数更新した際の当該
回路１６の出力である遅延回路１７の出力Ｗ′（ｔ）を
用いて、新しいフィルタ係数Ｗ（ｔ）を得る。係数更新
回路１６の出力であるフィルタ係数Ｗ（ｔ）は（５）式
で定義する。 Ｗ（ｔ）＝Ｗ′（ｔ）＋μＨ（ｔ） （５） ここで、μは更新係数であり、通常０＜μ≦１の値をと
る。以上が、フィルタ係数回路３（図１，図２中に、同
一符号で示す部分に相当する）の処理内容である。

【００２５】ＦＩＲフィルタ４においては、図１および
図２の場合と同様に係数更新回路１６の出力であるフィ
ルタ係数Ｗ（ｔ）から回り込み伝送路特性と同じ周波数
特性Ｃ′（ω）を作り出し、また、同フィルタ４に入力
される回り込み観測信号Ｓ（ω）と乗算することで、回
り込み波の複製Ｃ′（ω）Ｓ（ω）を出力する。さら
に、減算器５において、ＦＩＲフィルタ４出力の回り込
み波の複製信号Ｃ′（ω）Ｓ（ω）を受信信号Ｒ（ω）
から減算することで、回り込み波をキャンセルし、回り
込み波がキャンセルされた信号Ｓ（ω）を送信変換部６
へ送出する。

【００２６】図４は、図３中の周披数特性算出回路１１
（図３中のフィルタ係数回路３内に示される）の一構成
例をブロック図にて示している。図４において、１８は
ＣＰ分離回賂、１９はセグメント分割回路、２０は同期
部・差動部ゲート回路、２１は同期部周波数特性算出回
路、２２は差動部周波数特性算出回路、２３はＣＰ発生
器、２４は複素除算回路、２５はセグメント合成回路で
ある。

【００２７】図５は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるＯＦＤ
Ｍセグメントの構成を示している。

【００２８】ＣＰ分離回路１８においては、モード判定
回路８（図３参照）の出力を用いてＯＦＤＭ信号のキャ
リア本数を算出し、ＦＦＴ回路９（図３参照）の出力で
あるＯＦＤＭキャリア信号の最も高い周波数のキャリア
であるＣＰを分離して、ＣＰは複素除算回路２４へ、そ
の他のキャリア信号はセグメント分割回路１９へそれぞ
れ出力する。次段のセグメント分割回路１９において
は、ＣＰ分離回路１８の出力であるＣＰ以外のキャリア
信号をＯＦＤＭセグメントに分割して同期部・差動部ゲ
ート回路２０へ出力する。さらに、同期部・差動部ゲー
ト回路２０においては、ＴＭＣＣ復号回路１０（図３参
照）からの各ＯＦＤＭセグメントのキャリア変調方式の
情報に基づき、同期変調部（ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６
４ＱＡＭ）のセグメントは同期部周波数特性算出回路２
１へ、差動変調部（ＤＱＰＳＫ）のセグメントは差動部
周波数特性算出回路２２へそれぞれ出力する。

【００２９】同期部周披数特性算出回路２１において
は、同期変調部（ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ）
のセグメントについて周波数特性データを算出し、ま
た、差動部周波数特性算出回路２２においては、差動変
調部（ＤＱＰＳＫ）のセグメントについて周波数特性デ
ータを算出し、ともにセグメント合成回路２５へ出力す
る。なお、ＣＰ発生器２３においては、モード判定回路
８（図３参照）の出力であるモード情報からキャリアの
位置で決定するＣＰの位相情報を得て、親局送信信号と
同じ位相と振幅を有するＣＰを出力する。さらに、複素
除算回路２４においては、ＣＰ分離回路１８からのＣＰ
をＣＰ発生器２３からのＣＰで複素除算（すなわち、図
に分子、分母で示す関係に複素除算）し、除算結果をＣ
Ｐにおける周波数特性データとしてセグメント合成回路
２５へ出力する。

【００３０】セグメント合成回路２５においては、同期
部周波数特性算出回路２１の出力の周波数特性、差動部
周波数特性算出回路２２の出力の周波数特性データ、お
よび複素除算回路２４の出力の周波数特性データを合成
して、周波数特性連続化回路（図３参照）へ出力する。

【００３１】図６は、図４中の同期部周波数特性算出回
路２１の一構成例をブロック図にて示している。図６に
おいて、２６はＳＰ発生器、２７は条件付複素除算回路
である。

【００３２】図７は、ＩＳＤＢ−ＴのＭｏｄｅｌ（キャ
リア間隔は約４ｋＨｚ）における同期変調部のＯＦＤＭ
セグメントにおけるＳＰの配置を示している。

【００３３】図６において、ＳＰ発生器２６は、モード
判定回路８（図３参照）の出力とＴＭＣＣ復号回路１０
（図３参照）の出力をもとに、親局送信信号と同じ位相
と振幅を有するＳＰを作り出して出力する。

【００３４】ＳＰは、図７に示すように、キャリア方向
に１２キャリアに１回、シンボル方向に４シンボルに１
回それぞれ挿入されていて、ＳＰの挿入位置は１シンボ
ル毎に３キャリアだけシフトしている。また、ＳＰのキ
ャリア位相はＳＰのキャリア位置で規定されている。条
件付複素除算回路２７においては、同期部・差動部ゲー
ト回路１９（図４参照）の出力キャリア信号をＳＰ発生
器２６出力のＳＰで複素除算（すなわち、図に分子、分
母で示す関係に複素除算）して出力する。このとき、Ｓ
Ｐ発生器２６からの出力中にＳＰが存在するキャリア位
置については複素除算した結果を、また、ＳＰが存在し
ないキャリア位置については０をそれぞれセグメント合
成回路２５（図４参照）へ出力する。なお、図７に示す
ように、同期変調部のセグメントにはＳＰ以外にＢＰＳ
Ｋ（正確にはＤＢＰＳＫ）変調されたＴＭＣＣやＡＣの
キャリアも存在し、これらのキャリアからも回り込み伝
送路特性の推定が可能であるが、ＳＰとＴＭＣＣやＡＣ
では回り込み伝送路特性の推定方法が異なるため、回路
構成が複雑になるという欠点がある。

【００３５】図８は、図４中の差動部周波数特性算出回
路２２の一構成例をブロック図にて示している。図８に
おいて、２８は差動部ＣＰ分離回路、２９はＤＱＰＳＫ
・ＢＰＳＫゲート回路、３０はπ／４シフト判定回路、
３１はＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路、３２は
ＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路、３３は差動部Ｃ
Ｐ発生器、３４は複素除算回路、３５は周波数特性合成
回路である。

【００３６】図９は、ＩＳＤＢ−ＴのＭｏｄｅｌ（キャ
リア間隔約４ｋＨｚ）における差動変調（ＤＱＰＳＫ）
部のＯＦＤＭセグメントにおけるキャリアの配置を示し
ている。差動変調部のセグメントの各キャリアのうち最
も低い周波数のキャリアはＣＰであり、ＣＰの位相はＯ
ＦＤＭ信号におけるキャリアの位置によって規定され、
ＯＦＤＭシンボル番号で変化しない。

【００３７】差勤部ＣＰ分離回路２８において、差勤変
調部のセグメントのキャリアのうち最も低い周波数のキ
ャリアであるＣＰを分離し、そのＣＰは複素除算回路３
４へ、その他のキャリア信号はＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲ
ート回路２９へそれぞれ出力する。さらに、ＤＱＰＳＫ
・ＢＰＳＫゲート回路２９において、ＤＱＰＳＫ変調さ
れたデータキャリアはＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算
出回路３１へ出力し、ＢＰＳＫ変調されたＴＭＣＣとＡ
ＣはＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３２へ出力す
る。π／４シフト判定回路３０においては、差動変調部
のセグメントのキャリアのうち最も低い周波数のキャリ
アであるＣＰと隣り合ったデータキャリアとの位相差を
割り出し、データキャリアの位相がπ／４シフトによっ
てπ／４、３π／４、５π／４、７π／４の位置にある
場合には０を、０、π／２、π、３π／２の位置にある
場合には１をそれぞれ出力する。

【００３８】ＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３
１においては、ＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路２９の
出力のうちＤＱＰＳＫ変調されたデータキャリアについ
て周波数特性データを算出する。以下に、ＤＱＰＳＫキ
ャリア周波数特性算出回路３１におけるＤＱＰＳＫのキ
ャリアの周波数特性データの算出法について説明する。

【００３９】ＤＱＰＳＫキャリアの実部、虚部信号をそ
れぞれ、ＳＩ（ｉ，ｋ）、ＳＱ（ｉ，ｋ）とする。ここ
で、ｉはＯＦＤＭのシンボル番号、ｋはＯＦＤＭのキャ
リア番号をそれぞれ表すものとする。ＳＩ（ｉ，ｋ）、
ＳＱ（ｉ，ｋ）について極座標変換し、位相項θ（ｉ，
ｋ）、振幅項ｒ（ｉ，ｋ）に変換する。θ（ｉ，ｋ）、
ｒ（ｉ，ｋ）はそれぞれ（６）式、（７）式で表され
る。

【数５】

【数６】

【００４０】次に、π／４シフト判定回路３０の出力を
ａとして（８）式の演算を行う。

【数７】 さらに、（９）式の演算を行うことで、ＤＱＰＳＫキャ
リアの変調成分を除去する。

【数８】 ここで、ＦＬＲ〔 〕は、小数点以下の数字を切り捨て
て整数化する処理を表している。

【００４１】（７）式、（９）式の振幅項、位相項を直
交座標変換し、ＦｑＩ（ｉ，ｋ）、ＦｑＱ（ｉ，ｋ）と
して出力する。ここで、ＦｑＩ（ｉ，ｋ）、ＦｑＱ
（ｉ，ｋ）はｉ番目のシンボル、ｋ番日のキャリアの周
波数における周波数特性データであり、これらは（１
０）式、（１１）式でそれぞれ求められる。

【数９】

【００４２】同様に、ＢＰＳＫキャリア周波数特性算出
回路３２においては、ＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路
２９出力のうちＢＰＳＫキャリアについて周波数特性デ
ータを算出する。以下に、ＢＰＳＫキャリア周波数特性
算出回路３２におけるＢＰＳＫキャリアの周波数特性デ
ータの算出法について説明する。

【００４３】各キャリアの実部、虚部信号をそれそれ、
ＳＩ（ｉ，ｋ）、ＳＱ（ｉ，ｋ）とする。ここでも、ｉ
はＯＦＤＭのシンボル番号、ｋはＯＦＤＭのキャリア番
号をそれそれ表すものとする。ＳＩ（ｉ，ｋ）、ＳＱ
（ｉ，ｋ）について極座標変換し、位相項θ（ｉ，
ｋ）、振幅項ｒ（ｉ，ｋ）に変換する。θ（ｉ，ｋ）、
ｒ（ｉ，ｋ）はそれそれ（１２）式、（１３）式で表さ
れる。

【数１０】

【００４４】次に、すべてのＢＳＰＫキャリアの位相項
に対して（１４）式の演算を行う。

【数１１】 また、ＢＳＰＫ変調されたＡＣおよびＴＭＣＣの各キャ
リアの振幅は、データキャリアに対して４／３倍の振幅
を持っているため、これをデータキャリアの振幅と同じ
にするために（１５）式の演算を行い等化する。

【数１２】

【００４５】さらに、（１６）式の演算を行うことで、
ＢＰＳＫキャリアの変調成分を除去する。

【数１３】 ここで、ＦＬＲ〔 〕は、少数点以下の数字を切り捨て
て整数化する処理を表している。

【００４６】（１５）式、（１６）式の振幅項、位相項
を直交座標変換し、ＦｂＩ（ｉ，ｋ）、ＦｂＱ（ｉ，
ｋ）として出力する。ここで、ＦｂＩ（ｉ，ｋ）、Ｆｂ
Ｑ（ｉ，ｋ）はｉ番目のシンボル、ｋ番目のキャリアの
周波数における周波数特性データであり、これらは（１
７）式、（１８）式でそれぞれ求められる。

【数１４】

【００４７】図８に示すＤＱＰＳＫキャリア周波数特性
算出回路３１およびＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回
路３２の例では極座標変換して周波数特性を求める方法
について説明したが、これらは、同様の位相処理を直交
座標系におけるキャリアの実部、虚部の複素演算によっ
て行うことで、周波数特性を求めることもできる。

【００４８】差動部ＣＰ発生器３３においては、モード
判定回路８（図３参照）およびＴＭＣＣ復号回路１０
（同じく図３参照）の各出力をもとに、差動変調部のセ
グメントのキャリアのうち最も低い周波数のキャリアに
挿入された親局送信信号と同じ振幅と位相を有するＣＰ
を発生する。さらに、複素除算回路３４において、差動
部ＣＰ分離回路２８の出力のＣＰを差動部ＣＰ発生器３
３の出力で複素除算（すなわち、図に分子、分母で示す
関係に複素除算）し、差動変調部のＣＰにおける周波数
特性データを算出して出力する。周波数特性合成回路３
５においては、上述したＤＱＰＳＫキャリア周波数特性
算出回路３１、ＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路３
２および複素除算回路３４のそれぞれの出力を合成し
て、差動変調部の周波数特性データとしてセグメント合
成回路２５（図４参照）へ出力する。

【００４９】図１０は、図３中の周波数特性連続化回路
１２の一構成例をブロック図にて示している。図１０に
おいて３６は位相連続化回路、３７は周波数特性補間回
路である。位相連続化回路３６においては、ＴＭＣＣ復
号回路１０（図３参照）の出力を用いて、周波数特性算
出回路１１（図３参照）から出力されるデータのうち差
動変調部のセグメントについて位相連続化処理を行う。
この処理はキャリア変調方式毎の周波数特性算出法の違
いや、回り込みによる位相の不連続を除去するものであ
る。以下に、位相連続化回路３６における位相連続化処
理について説明する。

【００５０】差動変調部の各キャリアの実部、虚部信号
をそれぞれ、ＦｄＩ（ｉ，ｋ）、ＦｄＱ（ｉ，ｋ）とす
る。ここで、ｉはＯＦＤＭのシンボル番号、ｋはＯＦＤ
Ｍのキャリア番号をそれぞれ表すものとする。ＦｄＩ
（ｉ，ｋ）、ＦｄＱ（ｉ，ｋ）について極座標変換し、
位相項θｄ（ｉ，ｋ）、振幅項ｒｄ（ｉ，ｋ）に変換す
る。θｄ（ｉ，ｋ）、ｒｄ（ｉ，ｋ）はそれぞれ（１
９）式、（２０）式で表される。

【数１５】

【００５１】次に、差動変調部のセグメント内での位相
について、（２１）式で隣り合うキャリアとの位相差Δ
θｄ（ｉ，ｋ）を算出する。

【数１６】 さらに、（２２）式に示す演算を行うことで、位相連続
化処理を行う。

【数１７】 ここで、ＦＬＲ〔 〕は、小数点以下の数字を切り捨て
て整数化する処理を表している。

【００５２】（２０）式、（２２）式の振幅項、位相項
を直交座標変換し、ＦｄＩ′（ｉ，ｋ）、ＦｄＱ′
（ｉ，ｋ）として出力する。ここで、ＦｄＩ′（ｉ，
ｋ）、ＦｄＱ′（ｉ，ｋ）はｉ番目のシンボル、ｋ番目
のキャリアの周波数における周波数特性データであり、
これらは（２３）式、（２４）式でそれぞれ求められ
る。

【数１８】

【００５３】差動変調部のセグメント内での位相連続化
処理は、差動変調部セグメント内の最も周波数の低いキ
ャリアであるＣＰを基準として位相連続化していくこと
で、隣り合うセグメントとの接合点においても連続性が
保たれた周波数位相特性を得ることができる。また、上
述例では、極座標変換して位相を連続化する方法につい
て説明したが、これらは、同様の位相処理を直交座標系
におけるキャリアの実部、虚部の複素演算によって行う
ことで、位相連続化することもできる。

【００５４】図１０に示す周波数特性補間回路３７にお
いては、同期変調部のＳＰ以外の各キャリアの周波数に
おける周波数特性データをＳＰなどの周波数特性データ
を用いて内挿補間して出力する。一例として、周波数特
性補間回路３７における周波数特性データの内挿補間は
次の（１）から（２）のステップで行う。なお、周波数
特性データの内挿補間は低い周波数のキャリアから行っ
ていくものとする。

【００５５】（１）同一セグメント内のＳＰ間の周波数
特性データについては、隣り合う２つのＳＰの周波数に
対応する周波数特性データを用いて内挿補間する。 （２）セグメント内の最も周波数の高いＳＰよりも高い
周波数のキャリアの周波数に対応する周波数特性データ
については、次の条件により内挿補間を行う。 ａ．周波数の高い側に配置された隣接した次のセグメン
トが同期変調部の場合には、セグメント内の最も周波数
の高いＳＰと隣接した次のセグメントの最も低い周波数
のＳＰの周波数に対応する周波数特性データを用いて、
この間の各キャリアの周波数に対応する周波数特性デー
タを内挿補間する。 ｂ．周波数の高い側に配置された隣接した次のセグメン
トが差動変調部の場合には、セグメント内の最も周波数
の高いＳＰと隣接した次の差動変調部のセグメントのＣ
Ｐの周波数に対応する周波数特性データを用いて、この
間の各キャリアの周波数に対応する周波数特性データを
内挿補間する。 ｃ．周波数の高い側に隣接した次のセグメントがない場
合、すなわち図５に示すセグメント番号１２の場合、セ
グメント内の最も周波数の高いＳＰとＯＦＤＭ信号の各
キャリア信号の中で最も周波数の高いキャリアに配置さ
れたＣＰの周波数特性データを用いて、この間の各キャ
リアの周波数に対応する周波数特性データを内挿補間す
る。

【００５６】上述した周波数特性データの内挿補間にお
いては、最も低い周波数のセグメント（図５に、セグメ
ント番号１１として示されている）が同期変調部の場
合、最も周波数の低いＳＰより低い周波数の各キャリア
の周波数に対応する周波数特性データについては補間を
行っていないが、本発明者らの発明に係る特願平１１−
１５３４３０号「回り込みキャンセラ」の出願明細書に
記載した処理を行うことで、最も周波数の低いＳＰより
低い周波数の各キャリアの周波数に対応する周波数特性
データも外挿補間することができる。

【００５７】最後に、以上説明した本発明による回り込
みキャンセラは、その回り込みキャンセラに入力する回
り込み観測信号を送信変換部の入力側から得る（すなわ
ち、図１に示す構成例）ものとしたが、これは、送信変
換部の出力側から得る（すなわち、図２に示す構成例）
ように変更して実施することも極めて容易である。

【００５８】

【発明の効果】本発明は、ＯＦＤＭセグメントのキャリ
ア変調方式毎に系の総合伝達関数に対応する周波数特性
データを算出し、周波数特性データに不連続がないよう
に周波数特性データを補間する構成となっているので、
本発明回り込みキャンセラを用いることにより、日本に
おける地上デジタル放送方式のように複数のキャリア変
調方式が混在しているＩＳＤＢ−Ｔ方式においても、精
度の高い回り込み波のキャンセルを行う回り込みキャン
セラを実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 回り込みキャンセラを説明する図であり、回
り込みキャンセラを使用して中継放送所の送受アンテナ
間での回り込みをキャンセルする方法の原理的構成の一
構成例をブロック図にて示している。

【図２】 回り込みキャンセラを説明する図であり、回
り込みキャンセラを使用して中継放送所の送受アンテナ
間での回り込みをキャンセルする方法の原理的構成の他
の構成例をブロック図にて示している。

【図３】 本発明による回り込みキャンセラの一実施形
態をブロック図にて示している。

【図４】 図３中の周波数特性算出回路の一構成例をブ
ロック図にて示している。

【図５】 ＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるＯＦＤＭセグメン
トの構成を示している。

【図６】 図４中の同期部周波数特性算出回路の一構成
例をブロック図にして示している。

【図７】 ＩＳＤＢ−ＴのModel における同期変調部の
ＯＦＤＭセグメントにおけるＳＰの配置を示している。

【図８】 図４中の差動部周波数特性算出回路の一構成
例をブロック図にて示している。

【図９】 ＩＳＤＢ−ＴのModel における差動変調部の
ＯＦＤＭセグメントにおけるキャリアの配置を示してい
る。

【図１０】 図３中の周波数特性連続化回路の一構成例
をブロック図にて示している。

【符号の説明】

１ 受信変換部 ２ 回り込みキャンセラ ３ フィルタ係数生成回路 ４ ＦＩＲフィルタ ５ 減算器 ６ 送信変換部 ７ 直交復調回路 ８ モード判定回路 ９ ＦＦＴ（高速フーリエ変換）回路 10 ＴＭＣＣ復号回路 11 周波数特性算出回路 12 周波数特性連続化回路 13 主波成分抽出回路 14 キャンセル残差演算回路 15 逆フーリエ変換回路 16 係数更新回路 17 遅延回路 18 ＣＰ分離回路 19 セグメント分割回路 20 同期部・差動部ゲート回路 21 同期部周波数特性算出回路 22 差動部周波数特性算出回路 23 ＣＰ発生器 24 複素除算回路 25 セグメント合成回路 26 ＳＰ発生器 27 条件付複素除算回路 28 差動部ＣＰ分離回路 29 ＤＱＰＳＫ・ＢＰＳＫゲート回路 30 π／４シフト判定回路 31 ＤＱＰＳＫキャリア周波数特性算出回路 32 ＢＰＳＫキャリア周波数特性算出回路 33 差動部ＣＰ発生器 34 複素除算回路 35 周波数特性合成回路 36 位相連続化回路 37 周波数特性補間回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 澁谷 一彦 東京都世田谷区砧１丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD18 DD19 DD23 DD31 DD33 5K046 AA05 BB05 EE06 EE32 EE37 EE42 EE48 EE55 EE57 EF46 EF52

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 減算器と該減算器の減算端子に、その出
   力信号が供給されるように実質的に接続された回り込み
   信号の複製を発生する信号処理部とを少なくとも具えて
   なり、前記減算器の被減算端子には前記回り込み信号を
   含んでいる受信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給され、前記
   減算器の出力端子には中継放送機の入力端子が実質的に
   接続され、そして前記信号処理部の入力端子には、前記
   中継放送機の入出力信号のいずれか一方の信号が分岐さ
   れて実質的に供給されるように構成され、前記信号処理
   部はＦＩＲフィルタと該フィルタのタップ係数制御用の
   フィルタ係数生成回路とを具えてなる回り込みキャンセ
   ラにおいて、前記フィルタ係数生成回路は、 前記中継放送機の入出力信号のいずれか一方の信号であ
   るＯＦＤＭ信号を直交復調して等価ベースバンド信号を
   出力する直交復調回路と、 前記中継放送機の入出力信号のいずれか一方の信号であ
   るＯＦＤＭ信号からＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるモードを
   判定するモード判定回路と、 前記直交復調回路により復調された前記ベースバンド信
   号を前記モード判定回路によるモード判定結果により決
   定されるポイント数のＦＦＴを実行するＦＦＴ回路と、 該ＦＦＴ回路の出力信号から前記ＩＳＤＢ−Ｔ方式にお
   けるＴＭＣＣを復号するＴＭＣＣ復号回路の出力信号お
   よび前記モード判定回路によるモード判定結果に従っ
   て、前記ＦＦＴ回路の出力信号から系全体の総合伝達関
   数に対応する周波数特性データを算出する周波数特性算
   出回路と、 前記ＴＭＣＣ復号回路の出力信号に従って前記周波数特
   性算出回路の出力信号である前記系全体の総合伝達関数
   に対応する周波数特性データを連続化する周波数特性連
   続化回路とを少なくとも具えて構成したことを特徴とす
   る回り込みキャンセラ。
2. 【請求項２】 請求項１記載の回り込みキャンセラにお
   いて、前記周波数特性算出回路は、前記ＩＳＤＢ−Ｔ方
   式におけるＯＦＤＭセグメントのキャリア変調方式毎に
   前記ＦＦＴ回路の出力信号から前記系全体の総合伝達関
   数に対応する周波数特性データを算出するように構成し
   たことを特徴とする回り込みキャンセラ。
3. 【請求項３】 請求項１または２記載の回り込みキャン
   セラにおいて、前記周波数特性連続化回路は、 前記周波数特性算出回路の出力信号である周波数特性デ
   ータの周波数位相特性に生じる不連続を除去する位相連
   続化回路と、 本来、前記周波数特性算出回路においては得ることので
   きないキャリアの周波数特性データを、周波数特性デー
   タを得ることのできたキャリアの周波数特性データを用
   いて内挿補間する周波数特性補間回路とを具えて構成し
   たことを特徴とする回り込みキャンセラ。