JP2009159455A - 回り込みキャンセラ - Google Patents

Abstract

【課題】上位局波受信信号の帯域端において群遅延特性がある場合においても安定に動作する回り込みキャンセラを提供する。
【解決手段】本発明の回り込みキャンセラは、適応フィルタのフィルタ係数を制御する回り込み伝搬路推定部１０を備え、回り込み伝搬路推定部１０は、回り込みキャンセル後の信号をキャリアシンボルに変換するＦＦＴ部２０と、当該キャリアシンボルから算出された伝送路応答の信号を複数のサブバンドに分割する帯域分割部２２と、各サブバンドの伝送路応答の信号の平均値を上位局波成分とした値により、各サブバンドの伝送路応答の信号を除算して正規化する複数の正規化部２３−ｎと、正規化後の伝送路応答の信号を帯域合成する帯域合成部２５と、正規化後の伝送路応答の信号からキャンセル残差を算出するキャンセル残差算出部２６とを備える。新たなフィルタ係数の生成のために、当該算出したキャンセル残差を用いる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式を用いるデジタル放送、デジタル伝送における中継局及び中継装置に関し、特に、ＳＦＮ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ）における放送波中継局の送受アンテナ間での電波の回り込みを除去するための回り込みキャンセラに関する。

いわゆる回り込みキャンセラは、受信信号の周波数と同一周波数で再送信を行うＳＦＮ放送波中継局において、受信信号に含まれる、送受アンテナ間結合により生じる回り込み波成分をキャンセルし、上位局信号のみを再送信するための装置である。

このような回り込み波成分は、送信アンテナから放射された電波の一部が回り込み伝搬路を通った後、上位局波を受信する受信アンテナで受信されて生じるものであり、回り込みキャンセラの内部で、回り込み伝搬路と同じ伝送特性の回路を実現すれば、回り込み波のレプリカ信号を生成することができる。

従って、回り込みキャンセラは、受信信号から装置内部で生成した回り込み波のレプリカ信号を減算することにより回り込みをキャンセルし、上位局信号のみを取り出すことを可能にする。

回り込み伝搬路と同じ伝送特性を実現しているのが適応フィルタ部であり、適応フィルタ部のフィルタ係数は回り込み伝搬路の遅延プロファイルに基づいて生成される。

様々な態様の回り込みキャンセラが先行技術として開示されている（例えば、特許文献１〜５参照）。

特開平１１−３５５１６０号公報 特開２０００−３４１２３８号公報 特開２０００−３４９７３４号公報 特開２００１−０９４５２８号公報 特開２０００−２９５１９５号公報

上位局波受信信号の帯域端において群遅延特性があるような中継局において、ＦＦＦ（Ｆｅｅｄ‐Ｆｏｒｗａｒｄ Ｆｉｌｔｅｒ）を持たない回り込みキャンセラを用いてＳＦＮ放送波中継を行う場合、回り込みキャンセラによって等化できない成分はそのまま再送信される。

ＦＦＦを持つ場合でも、等化残差が大きければ同様である。このとき、回り込み成分には上位局の周波数特性及びマルチパス等化残差、更には帯域端の群遅延特性が乗じられることになる。

従って、回り込みキャンセラの制御アルゴリズムによると、実際の回り込み伝搬路に対して等化残差を乗じた周波数特性をＦＢＦ（Ｆｅｅｄ−Ｂａｃｋ Ｆｉｌｔｅｒ）によって実現することになる。

典型的なＦＢＦ構成の回り込みキャンセラを図２に示す。図２に示す回り込みキャンセラは、回り込み伝搬路推定部１００、周波数変換部１１１、Ａ／Ｄ変換部１１２、直交復調部１１３、減算部１１４、適応フィルタ部１１５、直交変調部１１６、Ｄ／Ａ変換部１１７及び周波数変換部１１８を備える。

周波数変換部１１１は、ＲＦ帯の受信信号をＩＦ帯の信号に変換し、Ａ／Ｄ変換部１１２に出力する。Ａ／Ｄ変換部１１２は、再生クロックで当該ＩＦ帯の信号をデジタルに変換し、デジタルＩＦ信号を生成する。直交復調部１１３は、デジタルＩＦ信号を直交復調し、等価ベースバンド信号を生成する。減算部１１４は、等価ベースバンド信号から、適応フィルタ部１１５によって供給される回り込み波のレプリカ信号を減算した信号を生成する。この回り込み波成分がキャンセルされた等価ベースバンド信号は、直交変調を施す直交変調部１１６、デジタル／アナログ変換を施すＤ／Ａ変換部１１７及び周波数変換を施す周波数変換部１１８を介して、ＲＦ帯の送信信号に変換され、外部へ出力される。

ここで、回り込み波のレプリカ信号は、適応フィルタ１１５によって生成される。適応フィルタ１１５のフィルタ係数は回り込み伝搬路推定部１００によって生成される。回り込み伝搬路推定部１００は、有効シンボル抽出部１１９、ＦＦＴ部１２０、伝送路応答算出部１２１、正規化部１２３、上位局波抽出部１２４、キャンセル残差算出部１２６、ＩＦＦＴ部１２７、乗算部１２８、加算部１２９及び遅延部１３０を有する。

有効シンボル抽出部１１９は、減算部１１４から出力された等価ベースバンド信号から、所定のシンボルタイミングで有効シンボル期間の信号を抽出する。ＦＦＴ部１２０は、時間領域の当該有効シンボル期間の信号にフーリエ変換（ＦＦＴ）を施し、周波数領域信号であるキャリアシンボルに変換する。伝送路応答算出部１２１は、キャリアシンボルから、後述する所定の演算により伝送路応答（減算部１１４で一旦回り込みがキャンセルされている信号の伝送路応答である。）のデータを算出する。

正規化部１２３は、算出された伝送路応答の信号を上位局波抽出部１２４によって抽出された上位局波成分で除算して、当該伝送路応答の信号を正規化する。キャンセル残差算出部１２６は、正規化された伝送路応答の信号から、実際の回り込み伝搬路特性と適応フィルタ部１１５で適用していた伝搬路特性との差分であるキャンセル残差を算出する。

このキャンセル残差は、ＩＦＦＴ部１２７によって逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）が施こされ、乗算部１２８によって予め定められた定数が乗算され、インパルス応答の信号の変化分（即ち、回り込みキャンセル残差の更新分）となる信号が生成される。加算部１２９は、ＩＦＦＴ部１２７を介して供給される回り込み伝搬路のインパルス応答の信号の変化分に、遅延部１３０から供給される単位係数更新時間前のフィルタ係数を加算したフィルタ係数を生成する。

適応フィルタ１１５は、加算部１２９によって生成したフィルタ係数を用いて、減算部１１４から供給される等価ベースバンド信号にフィルタ処理を施し、回り込み波のレプリカ信号を生成する。このように、図２に示す典型的な回り込みキャンセラは、適応フィルタの残差をキャンセルするようにフィードバックループが構成されている。

しかしながら、上述の典型的なＦＢＦ構成の回り込みキャンセラは、上位局波受信信号の帯域端において群遅延特性が生じた場合に、この回り込み伝搬路とＦＢＦの周波数特性に不一致を生じさせ、動作が不安定になるという問題があった。

本発明は、かかる問題を解決するために為されたものであり、その目的は上位局波受信信号の帯域端において群遅延特性がある場合においても安定に動作する回り込みキャンセラを提供することにある。

本発明の回り込みキャンセラは、入力されるＯＦＤＭ信号と、適応フィルタによって生成される回り込みのレプリカを逆相で合成することにより回り込み波成分をキャンセルする回り込みキャンセラであって、前記適応フィルタのフィルタ係数を制御する回り込み伝搬路推定部を備え、前記回り込み伝搬路推定部は、回り込みキャンセル後の信号に対してフーリエ変換を施して、周波数領域のキャリアシンボルを出力するＦＦＴ部と、前記ＦＦＴ部が出力するキャリアシンボルから伝送路応答の信号を算出する伝送路応答算出部と、前記伝送路応答の信号を複数のサブバンドに帯域分割する帯域分割部と、前記帯域分割部から出力されるサブバンドごとの伝送路応答の信号の平均値を算出し、上位局波成分として出力する帯域分割数分の上位局波抽出部と、前記帯域分割部から出力されるサブバンドごとの伝送路応答の信号を、前記上位局波抽出部から出力される上位局波成分で除算して正規化する、前記上位局波抽出部と一対に構成される帯域分割数分の正規化部と、前記帯域分割数分の正規化部の出力する正規化後の伝送路応答の信号を帯域合成する帯域合成部と、前記帯域合成部の出力する正規化後の伝送路応答の信号から、回り込みの周波数領域におけるキャンセル残差を算出して出力するキャンセル残差算出部と、前記キャンセル残差算出部から出力されるキャンセル残差に対して逆フーリエ変換を施し、時間領域のキャンセル残差として出力するＩＦＦＴ部と、前記ＩＦＦＴ部の出力する時間領域のキャンセル残差に対して、予め決められた定数を乗算する乗算部と、前記乗算部から出力される時間領域の回り込みキャンセル残差の更新分に対して、単位係数更新時間前の適応フィルタの係数を加算して新たなフィルタ係数を生成する加算部と、前記加算部の出力するフィルタ係数を当該単位係数更新時間、保持する遅延部とを有することを特徴とする。

また、本発明の回り込みキャンセラにおいて、前記帯域分割部は、伝送路応答の信号を分割する際に、サブバンドを構成するサブキャリア数が非固定パターンとなるように、前記伝送路応答の信号の帯域幅を複数のサブバンドに分割することを特徴とする。

前記帯域分割部が伝送路応答の信号を分割する際に、帯域幅、すなわちサブバンドを構成するサブキャリア数が一定とならないように複数のサブバンドに分割することを特長とする回り込みキャンセラ。

本発明によれば、回り込みキャンセル後の信号の伝送路特性を正規化する際に、複数のサブバンドごとに上位局波成分を抽出し、除算を行うことにより、計算量を増やすことなく、上位局波受信信号の帯域端において群遅延特性がある場合においても安定に動作する回り込みキャンセラを実現することができる。

まず、本発明による実施例の回り込みキャンセラを説明する前に、前述した図２に示す典型的な回り込みキャンセラをデジタル放送の放送波に適用した場合について説明する。この典型的な回り込みキャンセラを説明した上で、本発明による実施例の回り込みキャンセラの構成及び効果の相違点を後述することで、本発明による効果がより一層明らかになる。

このため、図２に示す典型的な回り込みキャンセラにおいて、所定のパイロット信号を用いた伝送路応答の信号から、キャンセル残差を求め、キャンセル残差のインパルス応答の信号を求めるまでの手法について説明する。まず、伝送路応答算出部１２１における伝送路応答の信号の算出手法について説明する。

（伝送路応答算出部１２１における伝送路応答の信号の算出）
地上デジタルテレビジョン放送の放送方式であるＩＳＤＢ‐Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ‐ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）方式又はＤＶＢ‐Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ‐ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）方式においては、図３に示すように、特定のシンボルにおける特定のサブキャリアがパイロット信号に割り当てられており、スキャッタードパイロット（ＳＰ： Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）と呼ばれている。

図３において、ＳＰを黒丸で、データシンボルなどその他のキャリアシンボルを白抜きの丸で示している。ＳＰは、その振幅と位相が予め決められているため、受信側でも同じ信号を生成することができる。

ＳＰ信号を用いた伝送路応答の信号を算出する第１の構成を図４に示す。ＳＰ信号に割り当てられているサブキャリアは、シンボル番号をｉ、サブキャリア番号をｋとすると、式（１）を満足する。

ただし、ｍｏｄは、剰余を示す。以下、式（１）を満足するｉ、ｋを、それぞれｉ_ｐ、ｋ_ｐとする。

ＳＰ信号抽出部４１で抽出されるＳＰをＹ_iｐ,_kｐ、ＳＰ信号生成部４２で生成される基準となる基準ＳＰ信号をＸ_iｐ,_kｐとすると、第１の除算部４３によって出力される、シンボル番号ｉ_ｐ且つサブキャリア番号ｋ_ｐにおける伝送路応答の信号Ｆ_iｐ,_kｐは、式（２）で表される。

尚、補間部４４は、ＳＰ以外の各キャリアの周波数における周波数応答の信号を、伝送路応答の信号Ｆ_iｐ,_kｐを用いて内挿補間して出力する。ここでは、伝送路応答の信号を算出するための基準信号として、ＩＳＤＢ‐Ｔ方式で採用されているＳＰを用いるものとして説明するが、振幅と位相が既知であり、且つ受信側で生成可能なシンボルであれば、同様に伝送路応答の信号算出のための基準信号として利用することができる。例えば、図５に示すようなチャネル等化部４０を構成しても伝送路応答の信号を求めることができる。

図５に示す伝送路応答の信号を算出する第２の構成において、第２の除算部４５は、ＦＦＴ部１２０の出力のうち、ＳＰ以外のキャリアシンボル（以下、データシンボル）Ｙ_ｋを、補間部４４から出力される伝送路応答の信号Ｆ_ｋで除算することにより、チャネル等化を行う。チャネル等化後のデータシンボルをＺ_ｋと表すと、Ｚ_ｋは、式（３）のように表される。ここでは、シンボル番号ｉを省略して説明している。

ここで、Ｄ_ｋは、サブキャリア番号ｋのサブキャリアの周波数における送信シンボルであり、Ｎ_ｋは、雑音を示す。式（３）から分かるようにＺ_ｋは、式（３）の第２項により信号点Ｄ_ｋを中心に分散する。

次に、判定部４６は、式（４）に示すように、第２の除算部４５によるチャネル等化後のキャリアシンボルから信号空間上におけるユークリッド距離の最も小さい既知の送信シンボルを、送信シンボルの推定値として出力する。

送信シンボルの推定値をＺ_ｋ’とすると、式（４）のように表される。

ここで、ｄｅｃ（ｙ）は、しきい値判定の関数であり、信号空間においてｙに最も近い送信信号を返す関数である。

次に、第３の除算部４７は、キャリアシンボルＹ_ｋから、判定部４６の出力を基準信号として用いて、式（５）の演算により伝送路応答の信号を算出する。

即ち、式（４）において判定誤りがないと仮定すると、Ｚ_ｋ’＝Ｄ_ｋとなる。従って、送信シンボルの推定値Ｚ_ｋ’を、第１の構成におけるＳＰと同様に基準信号として用い、式（５）のように、伝送路応答の信号を求めることができる。

次に、正規化部１２３における上位局波による正規化手法について説明する。

（正規化部１２３における上位局波による正規化）
式（２）又は式（５）によって求められる伝送路応答の信号には、振幅成分のあいまいさや周波数オフセット成分が含まれている。従って、マルチパス等化及び回り込みキャンセル後の出力信号から求める周波数特性から、実際の回り込み伝搬路の特性と適応フィルタによって実現している周波数特性との差を分離する必要がある。このために、伝送路応答の信号Ｆ_ｋを上位局波成分Ｓで除算する。

即ち、まず、上位局波抽出部１２４は、伝送路応答の信号Ｆ_ｋから、式（６）に基づいて上位局波成分Ｓを抽出する。次に、正規化部１２３は、式（７）に従って、伝送路応答の信号Ｆ_ｋを抽出されたＳで除算することにより正規化する。尚、Ｋは、予め定められたキャンセル残差を算出する際の伝送路応答の信号Ｆ_ｋのデータの総数である。

以下、簡単のため、式（８）〜（１１）に係る説明においては、正規化した伝送路応答の信号Ｆ_ｋ’を単に伝送路応答の信号Ｆ_ｋとして説明する。

次に、キャンセル残差算出部１２６における回り込みキャンル残差の算出手法を説明する。

（キャンセル残差算出部１２６における回り込みキャンセル残差の算出）
図６は、包括的な回り込みキャンセル演算のモデルを示す図である。ここで、Ｘ_ｋは、サブキャリア番号ｋのサブキャリアの周波数における上位局における送信信号を示す。Ｙ_ｋは、回り込みキャンセル後の再送信信号を示す。Ｃ_ｋは、回り込み伝搬路の実際の伝搬路特性を示す。マルチパス伝搬路（Ｈ_ｋ）５１は、上位局から中継局までのマルチパス伝搬路を示す。加算器５２は、伝搬路を通過した上位局信号と回り込み伝搬路５６を通過した再送信信号、即ち回り込み波が合成される処理を示す。回り込みキャンセラ内の減算器５３は、加算器５２を介した受信信号から、適応フィルタＦＢＦ（Ｗ_ｋ）５５の出力信号を減算する処理を示す。ＦＦＦ（Ｇ_ｋ）５４は、減算器５３の出力信号にフィルタ処理を行うことを示し、再送信信号Ｙ_ｋを出力する。

即ち、包括的な回り込みキャンセル演算のモデルは、式（８）のように表すことができる。

一方、回り込みキャンセル後の再送信信号の伝送路応答の信号Ｆ_ｋは、式（９）のように表すことができる。

従って、実際の回り込み伝搬路特性Ｃ_ｋと適応フィルタ１１５で適用している伝搬路特性Ｗ_ｋとの差分であるキャンセル残差Ｅ_ｋは、式（１０）のように求めることができる。

また、式（１１）に示すように、キャンセル残差Ｅ_ｋを、ＩＦＦＴ部１２７の逆フーリエ変換処理（ＩＦＦＴ）により時間領域に変換することにより、回り込みキャンセル残差のインパルス応答の信号ｅ（ｎ）を求めることができる。

このようにして、図２に示す典型的な回り込みキャンセラにおいて、伝送路応答の信号から、キャンセル残差を求め、キャンセル残差のインパルス応答の信号を求めることになる。しかしながら、上述の説明から分かるように、上位局からの受信信号の帯域全体に対してキャンセル残差を求めることになり、上位局からの受信信号の帯域端において群遅延特性があると動作が不安定になりうる。そのため、本発明による一実施例の回り込みキャンセラでは、群遅延特性がある場合においても安定に動作するように後述する更なる構成要素を備えている。

以下、図１を参照して、本発明による実施例の回り込みキャンセラを説明する。

図１は、本発明による実施例の回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。本発明による実施例の回り込みキャンセラは、入力されるＯＦＤＭ信号と、適応フィルタによって生成される回り込みのレプリカを逆相で合成することにより回り込み波成分をキャンセルする装置であり、回り込み伝搬路推定部１０、周波数変換部１１、Ａ／Ｄ変換部１２、直交復調部１３、減算部１４、適応フィルタ部１５、直交変調部１６、Ｄ／Ａ変換部１７及び周波数変換部１８を備える。

回り込み伝搬路推定部１０は、有効シンボル抽出部１９、ＦＦＴ部２０、伝送路応答算出部２１、帯域分割部２２、正規化部２３−ｎ、上位局波抽出部２４−ｎ、帯域合成部２５、キャンセル残差算出部２６、ＩＦＦＴ部２７、乗算部２８、加算部２９及び遅延部３０を有する。尚、正規化部２３−ｎ及び上位局波抽出部２４−ｎにおいて、ｎは２以上の自然数であり、一対の正規化部及び上位局波抽出部を複数構成させていることを意味する。尚、伝送路応答算出部２１、正規化部２３−ｎ、上位局波抽出部２４−ｎ、キャンセル残差算出部２６、ＩＦＦＴ部２７、乗算部２８、加算部２９及び遅延部３０は、前述の伝送路応答算出部１２１、正規化部１２３、上位局波抽出部１２４、キャンセル残差算出部１２６、ＩＦＦＴ部１２７、乗算部１２８、加算部１２９及び遅延部１３０と同様の機能を有する。

本発明による実施例の回り込みキャンセラは、図２に示す典型的な回り込みキャンセラと比較して、回り込み伝搬路推定部１０の構成が相違する。

周波数変換部１１は、ＲＦ帯の受信信号をＩＦ帯の信号に変換し、Ａ／Ｄ変換部１１２に出力する。

Ａ／Ｄ変換部１２は、再生クロックで当該ＩＦ帯の信号をデジタルに変換し、デジタルＩＦ信号を生成する。

直交復調部１３は、デジタルＩＦ信号を直交復調し、等価ベースバンド信号を生成する。

減算部１４は、等価ベースバンド信号から、適応フィルタ部１５によって供給される回り込み波のレプリカ信号を減算した信号を生成する。

適応フィルタ部１５は、加算部２９から供給されるフィルタ係数を用いて、減算部１４から供給される等価ベースバンド信号にフィルタ処理を施し、回り込み波のレプリカ信号を生成して出力する。

直交変調部１６は、入力された等価ベースバンド信号に対して直交変調を施し、デジタルＩＦ信号として出力する。

Ｄ／Ａ変換部１７は、直交変調部１６から供給されるデジタルＩＦ信号をアナログ信号に変換して、ＩＦ信号として出力する。

周波数変換部１８は、Ｄ／Ａ変換部１７から供給されるＲＦ帯の信号に変換して出力する。

有効シンボル抽出部１９は、減算部１４から出力された等価ベースバンド信号から、所定のシンボルタイミングで有効シンボル期間の信号を抽出して出力する。

ＦＦＴ部２０は、減算部１４から供給される、回り込みキャンセル後の有効シンボル期間の信号に対してフーリエ変換（ＦＦＴ）を施して、周波数領域のキャリアシンボルに変換する。

伝送路応答算出部２１は、ＦＦＴ部２０が出力するキャリアシンボルから上述した第１又は第２の構成（図３又は図４）により、伝送路応答の信号を算出する。

帯域分割部２２は、伝送路応答算出部２１から供給される伝送路応答の信号を複数のサブバンドに分割する。

正規化部２３−ｎは、帯域分割部２２の出力するサブバンドごとの伝送路応答の信号を、上位局波抽出部２４−ｎの出力する上位局波成分で除算する。従って、回り込み伝搬路推定部１０は、帯域分割数分（ｎ個）の正規化部を備える。

上位局波抽出部２４−ｎは、帯域分割部２２の出力するサブバンドごとの伝送路応答の信号の平均値を求める。従って、回り込み伝搬路推定部１０は、帯域分割数分（ｎ個）の上位局波抽出部を備える。

帯域合成部２５は、帯域分割数分の当該正規化部の出力する正規化後の伝送路応答の信号を帯域合成する。

キャンセル残差算出部２６は、帯域合成部２６の出力する正規化後の伝送路応答の信号から、回り込みの周波数領域におけるキャンセル残差を算出して出力する。

ＩＦＦＴ部２７は、キャンセル残差算出部２７の出力するキャンセル残差を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を施し、時間領域のキャンセル残差として出力する。

乗算部２８は、ＩＦＦＴ部２７の出力する時間領域のキャンセル残差に予め決められた定数を乗算する。

加算部２９は、単位係数更新時間前の適応フィルタの係数に、乗算部２８の出力する時間領域の回り込みキャンセル残差の更新分を加算して新たなフィルタ係数を生成する。

遅延部３０は、加算部２９の出力するフィルタ係数を単位係数更新時間、保持する。

以下、より詳細に、本発明による実施例の回り込みキャンセラの動作を説明する。

受信信号は、周波数変換部１１においてＩＦ帯の信号に変換され出力される。周波数変換部１１から出力されたＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換部１２へ入力され、図示しない同期再生部から供給されるサンプリングクロックを用いてデジタル信号へ変換され、デジタルＩＦ信号として出力される。

Ａ／Ｄ変換部１２から出力されたデジタルＩＦ信号は、直交復調部に入力され、直交復調され等価ベースバンド信号として出力される。ここで、Ａ／Ｄ変換部１２と直交復調部１３の順序を逆にしてアナログ直交復調部から出力されるＩ，Ｑの等価ベースバンド信号を、２つのＡ／Ｄ変換器を用いてデジタル信号とする構成としてもよい。

直交復調部１６から出力された等価ベースバンド信号は、減算部１４に入力される。減算部１４は、直交復調部１６から供給される等価ベースバンド信号から、適応フィルタ部１５から供給される回り込み波のレプリカ信号を減算し、出力する。

減算部１４から出力される等価ベースバンド信号は、３分配され、直交変調部１６、有効シンボル抽出部１９、及び適応フィルタ部１５へそれぞれ出力される。直交変調部１６へ入力された等価ベースバンド信号は、直交変調され、デジタルＩＦ信号として出力される。

直交変調部１６から出力されたデジタルＩＦ信号は、Ｄ／Ａ変換部１７に入力され、アナログ信号に変換されて、ＩＦ信号として出力される。Ｄ／Ａ変換部１７から出力されたＩＦ信号は、周波数変換部１８に入力され、ＲＦ帯の送信信号に変換された後に外部へ出力される。

減算部１４から出力され３分配されたもう一方の等価ベースバンド信号は、有効シンボル抽出部１９において、１つのＯＦＤＭ伝送シンボル期間のうち有効シンボル期間に相当する信号が抽出され、出力される。有効シンボル抽出部１９から出力される有効シンボル期間の時間領域のＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ部２０においてフーリエ変換（ＦＦＴ）され、周波数領域信号であるキャリアシンボルに変換される。

ＦＦＴ部２０の出力するキャリアシンボルは、伝送路応答算出部２１へ入力される。伝送路応答算出部２１は、入力されたキャリアシンボルから、回り込みキャンセル後の伝送路応答の信号を算出して出力する。

伝送路応答算出部２１の出力する伝送路応答の信号は、帯域分割部２２へ入力され、伝送路応答の信号を複数のサブバンドに分割して出力する。帯域分割部２２の出力する分割数分の伝送路応答の信号はそれぞれ２分配され、一方が上位局波抽出部２４−ｎへ、他方が正規化部２３−ｎへ入力される。

分割数分の上位局波抽出部２４−ｎは、帯域分割部２２から入力される伝送路応答の信号の平均値を算出し、この平均値を上位局波成分として出力する。分割数分の正規化部２３−ｎは、帯域分割部２２から入力される伝送路応答の信号を、対応する上位局波抽出部２３−ｎから入力されるサブバンドにおける上位局波成分で除算して、伝送路応答の信号を正規化する。

分割数分の正規化部２３−ｎの出力する正規化後の伝送路応答の信号は、帯域合成部２５へ入力される。帯域合成部２５は、分割数分の正規化部２３−ｎから入力されるサブバンドごとの正規化後の伝送路応答の信号を合成して、ＯＦＤＭ信号の全帯域の伝送路応答の信号を出力する。

帯域合成部２５の出力する伝送路応答の信号は、キャンセル残差算出部２６へ入力される。キャンセル残差算出部２６は、前述のキャンセル残差算出部１２６の動作と同様に、入力された伝送路応答の信号から、実際の回り込み伝搬路特性と適応フィルタで実現している伝搬路特性との差分であるキャンセル残差（周波数領域信号）を算出して出力する。

キャンセル残差算出部２６の出力するキャンセル残差は、ＩＦＦＴ部２７に入力される。ＩＦＦＴ部２７は、入力される回り込みのキャンセル残差の伝送路応答の信号に対して逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を施し、回り込み伝搬路のインパルス応答の信号の変化分（即ち、回り込みキャンセル残差の更新分）に変換して出力する。

ＩＦＦＴ部２７が出力する回り込み伝搬路のインパルス応答の信号の変化分は、乗算部２８に供給され、予め決められた定数が乗算され、加算部２９に供給される。加算部２９は、乗算部２８を介してＩＦＦＴ部２７から出力される回り込み伝搬路のインパルス応答の信号の変化分（即ち、回り込みキャンセル残差の更新分）を、遅延部３０から供給される単位係数更新時間前のフィルタ係数に加算して、新たなフィルタ係数として出力する。

加算部２９の出力するフィルタ係数は２分配され、一方は適応フィルタ部１５へ、他方は遅延部３０に供給される。適応フィルタ部１５は、加算部２９から供給されるフィルタ係数を用いて、減算部１４から供給される等価ベースバンド信号に対してフィルタ処理を施し、回り込み波のレプリカ信号を生成して出力する。尚、遅延部３０は、加算部２９から供給されるフィルタ係数を次回の係数更新時まで遅延、保持し、加算部２９へ供給するように動作する。

以下、本実施例の回り込みキャンセラをＩＳＤＢ‐Ｔ伝送方式の地上デジタル放送に適用した場合について、より詳細に説明する。ただし、上位局波成分による正規化以外は、図２に示す典型的な回り込みキャンセラと同様であるため、その説明は省略する。

図２に示す典型的な回り込みキャンセラが抽出する上位局波成分Ｓは（式（６）参照）、複素スカラであり、周波数特性を持たない。上位局波成分がフラットな周波数特性である場合には、図２に示す典型的な回り込みキャンセラであっても、振幅成分のあいまいさの解決と周波数オフセット成分の補正が行われるため、安定に動作する。

しかしながら、図２に示す典型的な回り込みキャンセラでは、上位局波の帯域端における群遅延特性があるような場合に、上位局波の帯域端における群遅延特性が乗じられた伝送路応答の信号を用いて回り込みキャンセル残差を求め、ＦＢＦの適応制御を行うことになり、実際の回り込み伝搬路とＦＢＦの周波数特性に不一致が生じてしまう。また、ＦＢＦによって上位局波の帯域端における群遅延特性を補正することはできない。

そこで、本実施例の回り込みキャンセラでは、伝送路応答の信号からこのような群遅延特性の成分を分離する（図１参照）。

即ち、本実施例の回り込みキャンセラは、上位局波成分による正規化を複数のサブバンドごとに行う。帯域分割部２２ではＯＦＤＭ信号の全帯域の伝送路応答の信号を複数のサブバンドに分割する。ここで、分割数をＭとし、ｍ番目のサブバンドを構成するサブキャリア数をＮ_ｍとする。

サブバンドごとに、式（１２）を用いて平均値を求め、サブバンドごとの上位局波成分として抽出する。

ここで、Ｓ_ｍは、ｍ番目のサブバンドにおける上位局波成分を示す複素スカラである。また、ｋ_ｍは、ｍ番目のサブバンドを構成するサブキャリアのうち最も小さいサブキャリアの番号を示す。

各サブバンドに含まれる伝送路応答の信号を、式（１２）により求めたサブバンドごとの上位局波成分により除算し、式（１３）に示すように正規化する。

これにより、演算量を増やすことなく上位局波成分に周波数特性をもたせることができ、伝送路応答の信号から上位局波の周波数特性を分離することができる。

（各サブバンドの帯域幅）
帯域分割にあたっては、各サブバンドを構成するサブキャリア数を同じにすると、サブバンドの帯域幅の逆数に相当する時間間隔で回り込みキャンセル残差に歪みが生じる。よって各サブバンドを構成するサブキャリア数を同じにするのではなく、ある程度ばらばらの数とするとよい。

上位局波の帯域端における群遅延特性がある場合に、図２に示す典型的な回り込みキャンセラと本実施例の回り込みキャンセラとを比較するために、回り込みキャンセラによって推定されるキャンセル残差の周波数領域表現と時間領域表現を、それぞれ図７及び図８に示す。図７は、図２に示す典型的な回り込みキャンセラにおける回り込みキャンセル残差の特性を示す図である。図８は、本発明による実施例の回り込みキャンセラにおける回り込みキャンセル残差の特性を示す図である。

ここで、図７（ａ）及び図８（ａ）には、キャンセル残差の周波数領域表現（同図では、“１−１／Ｆ”と表記）とともに正規化後の伝送路応答の信号（同図では、“Ｆ”と表記）も合わせて示している。図２に示す典型的な回り込みキャンセラでは、伝送路応答の信号の振幅に関するあいまいさと周波数オフセットが補正されているが、帯域端の群遅延特性がそのまま残っていることが分かる。従って、この伝送路応答の信号を用いて求めたキャンセル残差にも帯域端の群遅延特性が生じる。

キャンセル残差の時間領域表現においては、遅延時間０にキャンセル残差成分が現れている。遅延時間０は、上位局波成分の基準時間であり、回り込みとは異なることは明らかである。遅延時間２０μｓ付近にキャンセル残差成分も現れているが、ここにも歪みが加わっていると考えられる。

これに対して、本実施例の回り込みキャンセラでは、上位局波による正規化後の伝送路応答の信号は（1，０）を中心に、キャンセル残差成分は原点を中心に分布していることが分かる。また、本実施例の回り込みキャンセラにおける時間領域表現では、遅延時間０にキャンセル残差成分はなく、キャンセル残差が正しく求められていることが分かる。

次に、図９に、本実施例の回り込みキャンセラの効果をより明確にする例として、各サブバンドの帯域幅を一定とした場合と、非固定パターンのばらばらとした場合のそれぞれについて求められる回り込みキャンセル残差の時間領域表現を示す。図９（ａ）では各サブバンドを構成するサブキャリア数をＮ_ｍ＝１２０、図９（ｂ）ではＮ_ｍ＝１２０±２０α_ｍとしている。ただし、α_ｍは、サブバンドごとの乱数であり、０≦α_ｍ≦１である。

図９（ａ）では、サブバンドの帯域幅１１９ｋＨｚの逆数である、８．４μｓごとに、キャンセル残差成分に歪み成分が現れている。これは、実際の回り込み伝搬路には存在しないものであるため、キャンセル特性を劣化させる可能性がある。これに対して、図９（ｂ）では、回り込みキャンセル残差の時間領域表現において、一定時間周期をもつ歪みが生じておらず、良好に回り込みをキャンセルすることができる。従って、帯域分割部２２は、帯域幅、即ちサブバンドを構成するサブキャリア数が一定とならないように複数のサブバンドに分割することが好ましい。

以上のように本発明によれば、回り込みキャンセル後の信号の伝送路特性を正規化する際に複数のサブバンドごとに上位局波成分を抽出し、除算を行うことにより、計算量を増やすことなく、上位局波受信信号の帯域端において群遅延特性がある場合においても安定に動作する回り込みキャンセラを実現することができる。

上述の実施例については特定の伝送方式を代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変形及び置換することができることは当業者に明らかである。従って、本発明は、上述の実施例によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲によってのみ制限される。

本発明による回り込みキャンセラは、上位局波受信信号の帯域端において群遅延特性がある場合にも関わらず安定に動作するので、所定のパイロット信号を用いる伝送方式の用途に有用である。

本発明による実施例の回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。 典型的な回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。 ＯＦＤＭ方式のＳＰの配置を示す図である。 本発明による実施例の回り込みキャンセラにおける伝送路応答算出部の第１の構成を示す図である。 本発明による実施例の回り込みキャンセラにおける伝送路応答算出部の第２の構成を示す図である。 本発明による実施例の回り込みキャンセラのモデルを示す図である。 図２に示す典型的な回り込みキャンセラにおける回り込みキャンセル残差の特性を示す図である。 本発明による実施例の回り込みキャンセラにおける回り込みキャンセル残差の特性を示す図である。 回り込みキャンセル残差について分割時のサブバンド帯域幅の依存性を示す図である。

符号の説明

１０ 回り込み伝搬路推定部
１１ 周波数変換部
１２ Ａ／Ｄ変換部
１３ 直交復調部
１４ 減算部
１５ 適応フィルタ
１６ 直交変調部
１７ Ｄ／Ａ変換部
１８ 周波数変換部
１９ 有効シンボル抽出部
２０ ＦＦＴ部
２１ 伝送路応答算出部
２２ 帯域分割部
２３−１，２３−２，２３−ｎ 正規化部
２４−１，２４−２，２４−ｎ 上位局波抽出部
２５ 帯域合成部
２６ キャンセル残差算出部
２７ ＩＦＦＴ部
２８ 乗算部
２９ 加算部
３０ 遅延部
４０ チャネル等化部
４１ ＳＰ信号抽出部
４２ ＳＰ信号生成部
４３ 第１の除算部
４４ 補間部
４５ 第２の除算部
４６ 判定部
４７ 第３の除算部
５１ マルチパス伝搬路
５２ 加算器
５３ 減算器
５４ ＦＦＦ
５５ ＦＢＦ
５６ 回り込み伝搬路
１００ 回り込み伝搬路推定部
１１１ 周波数変換部
１１２ Ａ／Ｄ変換部
１１３ 直交復調部
１１４ 減算部
１１５ 適応フィルタ
１１６ 直交変調部
１１７ Ｄ／Ａ変換部
１１８ 周波数変換部
１１９ 有効シンボル抽出部
１２０ ＦＦＴ部
１２１ 伝送路応答算出部
１２３ 正規化部
１２４ 上位局波抽出部
１２６ キャンセル残差算出部
１２７ ＩＦＦＴ部
１２８ 乗算部
１２９ 加算部
１３０ 遅延部

Claims (2)

1. 入力されるＯＦＤＭ信号と、適応フィルタによって生成される回り込みのレプリカを逆相で合成することにより回り込み波成分をキャンセルする回り込みキャンセラであって、
   前記適応フィルタのフィルタ係数を制御する回り込み伝搬路推定部を備え、
   前記回り込み伝搬路推定部は、
   回り込みキャンセル後の信号に対してフーリエ変換を施して、周波数領域のキャリアシンボルを出力するＦＦＴ部と、
   前記ＦＦＴ部が出力するキャリアシンボルから伝送路応答の信号を算出する伝送路応答算出部と、
   前記伝送路応答の信号を複数のサブバンドに帯域分割する帯域分割部と、
   前記帯域分割部から出力されるサブバンドごとの伝送路応答の信号の平均値を算出し、上位局波成分として出力する帯域分割数分の上位局波抽出部と、
   前記帯域分割部から出力されるサブバンドごとの伝送路応答の信号を、前記上位局波抽出部から出力される上位局波成分で除算して正規化する、前記上位局波抽出部と一対に構成される帯域分割数分の正規化部と、
   前記帯域分割数分の正規化部の出力する正規化後の伝送路応答の信号を帯域合成する帯域合成部と、
   前記帯域合成部の出力する正規化後の伝送路応答の信号から、回り込みの周波数領域におけるキャンセル残差を算出して出力するキャンセル残差算出部と、
   前記キャンセル残差算出部から出力されるキャンセル残差に対して逆フーリエ変換を施し、時間領域のキャンセル残差として出力するＩＦＦＴ部と、
   前記ＩＦＦＴ部の出力する時間領域のキャンセル残差に対して、予め決められた定数を乗算する乗算部と、
   前記乗算部から出力される時間領域の回り込みキャンセル残差の更新分に対して、単位係数更新時間前の適応フィルタの係数を加算して新たなフィルタ係数を生成する加算部と、
   前記加算部の出力するフィルタ係数を当該単位係数更新時間、保持する遅延部と、
   を有することを特徴とする回り込みキャンセラ。
2. 前記帯域分割部は、伝送路応答の信号を分割する際に、サブバンドを構成するサブキャリア数が非固定パターンとなるように、前記伝送路応答の信号の帯域幅を複数のサブバンドに分割することを特徴とする、請求項１に記載の回り込みキャンセラ。

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