JP2012080393A

JP2012080393A - Ｏｆｄｍ受信装置

Info

Publication number: JP2012080393A
Application number: JP2010224777A
Authority: JP
Inventors: Yukio Hayashi; 幸雄林; Yoshinori Abe; 義徳阿部
Original assignee: Pioneer Electronic Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 2010-10-04
Filing date: 2010-10-04
Publication date: 2012-04-19
Anticipated expiration: 2030-10-04
Also published as: JP5689271B2

Abstract

【課題】受信したＯＦＤＭ信号を適切に等化して高精度に伝送データの復元を行うＯＦＤＭ受信装置を提供する。
【解決手段】受信したＳＰ信号のＳＰ伝送路伝達特性を算出し、ＳＰ伝送路伝達特性を時間及び周波数方向にて補間することによりサブキャリアの全てにおける推定伝送路伝達特性を求める。そして、受信サブキャリア複素振幅を推定伝送路伝達特性で除算することにより等化サブキャリア複素振幅を算出する。ここで、周波数方向の補間は、遅延プロファイルに基づき、複素バンドパスフィルタの通過帯域（期間）の中心時点を制御することで行う。遅延プロファイルは、各サブキャリアの変調パラメータに基きマッピングされる信号点の内で、上記等化サブキャリア複素振幅に最も距離が近い信号点を判定サブキャリア複素振幅として求め、受信サブキャリア複素振幅をこの判定サブキャリア複素振幅で除算し、ＩＦＦＴ及び二乗演算処理を施すことにより求める。
【選択図】図２

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex:直交周波数分割多重）方式の放送波を受信するＯＦＤＭ受信装置に関する。

ＯＦＤＭでは、広帯域のデジタル信号を複数の比較的低速なデジタルストリームに分割し、それらを互いに直交し近接する搬送周波数を有する複数の搬送波で送信する。又、現在、かかるＯＦＤＭを採用した放送規格として、ＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）や、ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）が知られている。これらＤＶＢ−Ｔ、ＩＳＤＢ−ＴによるＯＦＤＭ放送波には、所定の複素振幅を有するスキャタードパイロット（Scattered Pilot）信号（以下、ＳＰ信号と称する）が所定のサブキャリアに分散して重畳されている。

かかるＯＦＤＭ放送波を受信する受信装置では、先ず、受信したＯＦＤＭ信号をダウンコンバート、ＡＤ変換、直交検波、ガードインバール除去などを実施した後に、ＦＦＴして周波数領域における受信サブキャリア複素振幅を算出する。そして受信サブキャリア複素振幅に基づき、ＳＰ信号が重畳されたサブキャリアに対するＳＰ伝送路伝達特性を求める。次に、このＳＰ伝送路伝達特性に対して、シンボル時間方向に補間フィルタ処理を施し、部分領域伝送路伝達特性を求める。さらに部分領域伝送路伝達特性に対して、サブキャリア周波数方向に補間フィルタ処理を施して全サブキャリアにおける推定伝送路伝達特性を求める。そして、かかる推定伝送路伝達特性を用いて、受信サブキャリア複素振幅を等化し、デマッピングやリードソロモン復号等の処理を行って、送信データを復元する。

ここで、上記部分領域伝送路伝達特性をサブキャリア周波数方向に内挿補間処理するにあたり、エイリアシングによる折り返し成分を除去する為に、複素ＢＰＦ（Band Pass Filter）を用いて通過帯域を制限したフィルタリング処理を施すようにしている。この際、複素ＢＰＦは、様々なマルチパス受信環境下を考慮して適切な通過帯域を設定する必要がある。

そこで、マルチパスによる妨害を抑えるべく、部分領域伝送路伝達特性に対して逆高速フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴと称する）処理を施すことにより、反射波における各パスの到達距離の違いによる遅延時間に対するパワーの分布を表す遅延プロファイルを求め、この遅延プロファイルに基づき複素ＢＰＦの通過帯域を設定するようにした技術が提案された（例えば、特許文献１の図５参照）。

ところで、このような方法では、例えばＩＳＤＢ−Ｔの場合、部分領域伝送路伝達特性は３サブキャリア毎にしか求められない。よって、部分領域伝送路伝達特性に対してＩＦＦＴ処理をして求められる遅延プロファイルの遅延時間範囲はＯＦＤＭ信号における有効シンボル長の１／３（±１／６）に過ぎない。よって、この遅延時間範囲を越えるマルチパス受信環境下では、上記のように求められる遅延プロファイルにはエイリアシングによる折り返しが発生する場合がある。そして、折り返しが発生した遅延プロファイルに基づき複素ＢＰＦの通過帯域を設定した場合、所望の通過帯域とずれて設定される為、受信性能を大幅に劣化させてしまうという問題があった。
特許第０３６０６４４８号

本発明は、受信したＯＦＤＭ信号を適切に等化して高精度に送信データの復元を行うことが可能なＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。

請求項１記載によるＯＦＤＭ受信装置は、各サブキャリアが変調パラメータに従い変調された複数のサブキャリアを含み、前記サブキャリア各々においてＳＰ信号が時間方向及び周波数方向において分散して重畳されている直交周波数分割多重伝送信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、前記直交周波数分割多重伝送信号を前記サブキャリア毎の受信サブキャリア複素振幅に変換するフーリエ変換部と、前記受信サブキャリア複素振幅に重畳されている前記ＳＰ信号におけるＳＰ伝送路伝達特性を算出するＳＰ伝送路伝達特性算出部と、前記ＳＰ伝送路伝達特性を時間方向に補間することにより前記サブキャリアの一部における部分領域伝送路伝達特性を算出する時間方向補間部と、前記部分領域伝送路伝達特性を周波数方向において補間することにより前記サブキャリアの全てにおける推定伝送路伝達特性を算出する周波数方向補間部と、前記受信サブキャリア複素振幅を前記推定伝送路伝達特性で除算することにより前記受信サブキャリア複素振幅を等化した等化サブキャリア複素振幅を算出する等化除算部と、各サブキャリアの変調パラメータに基づいてマッピングされる信号点の内で前記等化サブキャリア複素振幅に最も距離が近い信号点を判定サブキャリア複素振幅として算出する信号点判定部と、前記判定サブキャリア複素振幅と前記受信サブキャリア複素振幅とに基づき、反射波における各パスの到達距離の違いによる遅延時間に対するパワーの分布を表す遅延プロファイルを算出する遅延プロファイル算出部と、前記遅延プロファイルに基づいて前記周波数方向補間部のフィルタ特性を制御するフィルタ制御部と、を有する。

ＯＦＤＭ受信装置の全体構成を示す図である。図１に示される等化部６の内部構成を示す図である。ＯＦＤＭフレーム構成を示す図である。時間方向に補間して得られた伝送路伝達特性値のＯＦＤＭフレーム内での位置を示す図である。遅延プロファイル算出部６５の内部構成の一例を示す図である。遅延プロファイル算出部６５によって算出された遅延プロファイルの一例を示す図である。ＢＰＦ中心検出部６６１において為される畳み込み処理の動作を示す図である。遅延プロファイル算出部６５の内部構成の他の一例を示す図である。

各サブキャリアが変調パラメータに従い変調されたサブキャリア各々においてＳＰ信号が時間方向及び周波数方向において分散して重畳されている直交周波数分割多重伝送信号をサブキャリア毎の受信サブキャリア複素振幅に変換し、この受信サブキャリア複素振幅に重畳されているＳＰ信号におけるＳＰ伝送路伝達特性を算出する。次に、ＳＰ伝送路伝達特性を時間方向及び周波数方向において補間することによりサブキャリアの全てにおける推定伝送路伝達特性を求める。そして、上記受信サブキャリア複素振幅を推定伝送路伝達特性で除算することにより受信サブキャリア複素振幅を等化した等化サブキャリア複素振幅を算出する。

ここで、周波数方向における補間を複素バンドパスフィルタにて実施するにあたり、複素バンドパスフィルタの通過帯域（期間）の中心時点を、以下の如く算出した遅延プロファイルに基づいて制御する。すなわち、各サブキャリアの変調パラメータに基づいてマッピングされる信号点の内で、上記等化サブキャリア複素振幅に最も距離が近い信号点を判定サブキャリア複素振幅として求める。そして、受信サブキャリア複素振幅を上記判定サブキャリア複素振幅で除算し、その除算結果にＩＦＦＴ処理及び二乗演算処理を施すことにより遅延プロファイルを求める。

以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ詳細に説明する。

図１は、ＯＦＤＭ受信装置の構成を示す図である。

図１に示すＯＦＤＭ受信装置は、アンテナ１、チューナ部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交検波部４、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部５、等化部６及びデコーダ部７を備える。

アンテナ１は、放送局側から無線送信されてきたＯＦＤＭ放送波を受信して得られた受信信号をチューナー部２に供給する。

チューナー部２は、かかる受信信号中から所望帯域の信号を抽出し、この信号を中間周波帯域の信号にダウンコンバートしたものをＯＦＤＭ受信信号としてＡ／Ｄ変換部３に供給する。

Ａ／Ｄ変換部３は、かかるＯＦＤＭ受信信号を所定のサンプリングタイミングにてサンプリングしてディジタルのサンプル値系列からなるＯＦＤＭ受信サンプル値系列に変換し、これを直交検波部４に供給する。

直交検波部４は、かかるＯＦＤＭ受信サンプル値系列に対して直交検波を施し、更にガードインターバルの除去を行うことにより、ベースバンドのＯＦＤＭ変調信号に変換し、これをＦＦＴ部５に供給する。

ＦＦＴ部５は、かかるＯＦＤＭ変調信号に対して高速フーリエ変換処理（以下、ＦＦＴ処理と称する）を施すことにより、周波数領域における各サブキャリアの複素振幅を表す受信サブキャリア複素振幅Ｙに変換し、これを等化部６に供給する。

等化部６は、受信サブキャリア複素振幅Ｙに基づき、本ＯＦＤＭ受信装置と放送局間の伝送路における推定伝送路伝達特性ＤＤを推定する。そして、受信サブキャリア複素振幅Ｙを推定伝送路伝達特性ＤＤで波形等化して等化サブキャリア複素振幅Ｘを求め、デコーダ７に供給する。

デコーダ７は、等化サブキャリア複素振幅Ｘに対して復号処理を施す。つまり、デコーダ７は、デインターリーブ処理及び誤り訂正処理などを施して復号データを出力する。

尚、本発明において、アンテナ１、チューナー部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交検波部４、デコーダ部７の構成はかかる事例に限定されるものではない。

図２は、本発明による等化部６の詳細構成を示す図である。

図２に示す等化部６は、ＳＰ伝送路伝達特性算出部６０、メモリ６１、時間方向補間部６２、周波数方向補間部６３、遅延部６４、遅延プロファイル算出部６５、フィルタ制御部６６、等化除算部６８及び信号点判定部６９を備える。

ＳＰ伝送路伝達特性算出部６０は、ＳＰ抽出部６０１、ＳＰ信号生成部６０２及びＳＰ除算部６０３からなる。ＳＰ抽出部６０１は、ＦＦＴ部５から供給された受信サブキャリア複素振幅ＹにおけるＳＰ信号を抽出する。すなわち、ＳＰ抽出部６０１は、図３に示す如きＯＦＤＭフレームにおいて、周波数方向（サブキャリア方向）及び時間方向（シンボル方向）に分散して重畳されているＳＰ信号（黒丸にて示す）の抽出を行う。図３において、ＳＰ信号は周波数方向においては１２サブキャリアに１つの割合で重畳されており、その重畳位置は１シンボル毎に３サブキャリアずつ循環推移する。ＳＰ抽出部６０１は、この抽出したＳＰ信号を受信ＳＰ複素振幅Ｓ_ＲとしてＳＰ除算部６０３に供給する。ＳＰ信号生成部６０２は、上記受信ＳＰ複素振幅Ｓ_Ｒにおける既知の送信ＳＰ複素振幅Ｓ_Ｔを生成し、ＳＰ除算部６０３に供給する。ＳＰ除算部６０３は、図３におけるＳＰ信号の各サブキャリア（黒丸にて示す）において、上記受信ＳＰ複素振幅Ｓ_Ｒを送信ＳＰ複素振幅Ｓ_Ｔで除算することでＳＰ伝送路伝達特性ＳＤを求め、メモリ６１に供給する。なお図３の情報伝送信号の各サブキャリア（白丸にて示す）におけるＳＰ伝送路伝達特性ＳＤは０とする。

メモリ６１は、ＳＰ抽出部６０１から供給されたＳＰ伝送路伝達特性信号ＳＤを記憶しつつ、これを時間方向補間部６２に供給する。

時間方向補間部６２は、例えば９タップのＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタからなり、ＳＰ伝送路伝達特性ＳＤを時間方向に補間する。これにより、図４に示すように、時間方向において互いに隣接するＳＰ信号同士の間に存在する３つのシンボル各々に対応した補間伝送路伝達特性（図４において二重丸にて示す）を求める。そして、時間方向補間部６２は、図４に示す如く、補間伝送路伝達特性及びＳＰ伝送路伝達特性によって、３サブキャリア毎におけるつまり全サブキャリアの１／３の領域における部分領域伝送路伝達特性ＴＤを周波数方向補間部６３に供給する。

周波数方向補間部６３は、例えば２５タップのＦＩＲフィルタからなる複素バンドパスフィルタ（以下、複素ＢＰＦと称する）を備えている。尚、この複素ＢＰＦの係数は、フィルタ係数生成部６６２からフィルタ係数ｋとして供給される可変係数フィルタである。周波数方向補間部６３は、部分領域伝送路伝達特性ＴＤ、すなわち図４に示す如き補間伝送路伝達特性（二重丸にて示す）及びＳＰ伝送路伝達特性（黒丸にて示す）を周波数方向に補間することにより、全サブキャリアにおける推定伝送路伝達特性ＤＤを求め、等化除算部６８に供給する。

遅延部６４は、ＦＦＴ部５から供給された受信サブキャリア複素振幅Ｙを、時間方向補間部６２及び周波数方向補間部６３で費やされる処理時間に対応した時間だけ遅延させた受信サブキャリア複素振幅ＹＤを遅延プロファイル算出部６５及び等化除算部６８に供給する。

等化除算部６８は、かかる受信サブキャリア複素振幅ＹＤを推定伝送路伝達特性ＤＤで除算することで等化し等化サブキャリア複素振幅Ｘを算出し、これをデコーダ７及び信号点判定部６９に供給する。

信号点判定部６９は、各サブキャリアの変調パラメータ（例えばＱＰＳＫ、又はＱＡＭ等）に基づいてマッピングされる複数の信号点の内、最も等化サブキャリア複素振幅Ｘと距離が近い信号点を送信信号点と判定し、判定サブキャリア複素振幅Ｑとして、遅延プロファイル算出部６５に供給する。但し、ＳＰ信号の各サブキャリアにおける送信信号点は既知であるため、判定サブキャリア複素振幅Ｑは上記ＳＰ信号生成部６０２によって生成された送信ＳＰ複素振幅Ｓ_Ｔを用いる。

遅延プロファイル算出部６５は、遅延部６４から供給された受信サブキャリア複素振幅ＹＤと、信号点判定部６９から供給された判定サブキャリア複素振幅Ｑとに基づき、反射波における各パスの到達距離の違いによる遅延時間に対するパワーの分布を表す遅延プロファイルＰＦＤを算出する。

図５は、かかる遅延プロファイル算出部６５の内部構成を示す図である。

図５に示すように、遅延プロファイル算出部６５は、遅延プロファイル除算部６５１、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）処理部６５２及び二乗演算部６５３からなる。

遅延プロファイル除算部６５１は、受信サブキャリア複素振幅ＹＤを判定サブキャリア複素振幅Ｑで除算することにより判定伝送路伝達特性Ｒを算出し、ＩＦＦＴ処理部６５２に供給する。ＩＦＦＴ処理部６５２は、判定伝送路伝達特性Ｒに対して逆高速フーリエ変換処理（以下、ＩＦＦＴ処理と称する）を施すことにより、周波数領域で表される判定伝送路伝達特性Ｒを、時間領域の判定伝送路インパルス応答ＴＲに変換し、これを二乗演算部６５３に供給する。二乗演算部６５３は、判定伝送路インパルス応答ＴＲを二乗する。これにより、例えば図６に示すように、ＯＦＤＭにおける有効シンボル長Ｔ_０と等しい遅延時間範囲において、直接波に対応した受信電力ＰＭと、この直接波がマルチパスによって遅延して受信された遅延波に対応した受信電力ＰＤと、を表す遅延プロファイルＰＦＤを算出する。

二乗演算部６５３は、算出した遅延プロファイルＰＦＤをフィルタ制御部６６に供給する。

フィルタ制御部６６は、ＢＰＦ（Band Pass Filter）中心検出部６６１及びフィルタ係数生成部６６２からなる。

ＢＰＦ中心検出部６６１は、遅延プロファイルＰＦＤに基づき、上記周波数方向補間部６３に含まれる複素ＢＰＦにおけるフィルタ特性の通過帯域中心位置を示すオフセット信号ＣＦを検出する。具体的には、ＢＰＦ中心検出部６６１は、先ず、図６に示す如き遅延プロファイルＰＦＤに対して、図７に示す如く台形波ＺＴを畳み込む（convolution）。尚、台形波ＺＴの上底幅Ｔ_Ｈは、複素ＢＰＦの通過帯域幅、例えば有効シンボル長Ｔ_０の１／３（±Ｔ_０／６）であり、下底幅Ｔ_Ｌは有効シンボル長Ｔ_０の１／２（±Ｔ_０／４）である。また、図６における遅延波は、直接波から［（有効シンボル長Ｔ_０／３）＋（有効シンボル長Ｔ_０／２０）］だけ遅延して受信されたものとする。図７に示す如く、第１時点Ｓ１〜第８時点Ｓ８に亘り台形波ＺＴを畳み込むことにより、各時点（Ｓ１〜Ｓ８）において図７に示すように推移する畳み込み電力が得られる。ここで、ＢＰＦ中心検出部６６１は、上記した畳み込み電力の内で最も大なる畳み込み電力を検出する。例えば、図７に示す一例では、第４時点Ｓ４、つまり直接波に対応した受信電力ＰＭが台形波ＺＴの上底の左エッジ部ＥＧに位置する時点で、最大の畳み込み電力が得られる。次に、ＢＰＦ中心検出部６６１は、台形波ＺＴの上底幅Ｔ_Ｈの１／２の幅、つまり有効シンボル長Ｔ_０の１／６の幅だけ最大畳み込み電力の位置Ｓ４から時間軸上において遅延させた位置をオフセット信号ＣＦとしてフィルタ係数生成部６６２に供給する。尚、オフセット信号ＣＦによって示される通過帯域中心位置は、ＦＦＴ部５による有効シンボル長Ｔ_０毎の単位処理期間内での相対的な時間位置を表すものである。

フィルタ係数生成部６６２は、上記複素ＢＰＦのフィルタ係数ｋを算出する。フィルタ係数ｋは、通過帯域が制限されたＬＰＦ（ＬｏｗＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ）と、オフセット信号ＣＦに基づいて算出する。フィルタ係数生成部は、通過帯域が制限されたＬＰＦのフィルタ係数が予め記憶されているメモリを備える。例えば、通過帯域幅が有効シンボル長Ｔ_０の１／３の時間長（±Ｔ_０／６）であるＬＰＦのフィルタ係数が予め記憶されている。フィルタ係数生成部６６２は、通過帯域中心位置が上記オフセット信号ＣＦと通過帯域幅が有効シンボル長Ｔ_０の１／３であるＬＰＦに基づいて複素ＢＰＦのフィルタ係数ｋを算出し、周波数方向補間部６３に供給する。具体的には周波数移動定理（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｔｒａｎｓｌａｔｉｏｎｔｈｅｏｒｅｍ）を用いて、ＬＰＦの通過帯域をオフセット信号ＣＦだけ移動させた複素ＢＰＦのフィルタ係数ｋを算出する。

すなわち、上記フィルタ係数生成部６６２及びＢＰＦ中心検出部６６１からなるフィルタ制御部６６は、遅延プロファイル算出部６５によって算出された遅延プロファイルに基づいて、周波数方向補間部６３における複素ＢＰＦのフィルタ特性を制御する。

周波数方向補間部６３では、時間方向補間部６２から供給された部分領域伝送路伝達特性ＴＤに対して複素ＢＰＦのフィルタ係数ｋを畳み込み、フィルタリング処理を施す。かかるフィルタリング処理により、複素ＢＰＦは、部分領域伝送路伝達特性ＴＤにて示される補間伝送路伝達特性（図４の二重丸にて示す）及びＳＰ伝送路伝達特性（図４の黒丸にて示す）を周波数方向において補間し、全サブキャリアにおける推定伝送路伝達特性ＤＤを求める。周波数方向補間部６３は、かかる推定伝送路伝達特性ＤＤを等化除算部６８に供給する。

等化除算部６８は、かかる受信サブキャリア複素振幅ＹＤを推定伝送路伝達特性ＤＤで除算することにより、伝送路の影響に対応させて適正に波形等化した等化サブキャリア複素振幅Ｘを算出し、これをデコーダ７及び信号点判定部６９に供給する。

以上の如く、図２に示される等化部６では、先ず、ＦＦＴ処理後の受信サブキャリア複素振幅（Ｙ、ＹＤ）中において時間方向（シンボル方向）及び周波数方向（サブキャリア方向）に分散配置されている各ＳＰ信号（Ｓ_Ｒ）を抽出し、これら抽出したＳＰ信号に基づいて、各ＳＰ信号位置でのＳＰ伝送路伝達特性（ＳＤ）を求める。次に、かかるＳＰ伝送路伝達特性（ＳＤ）を時間方向において補間することにより、全サブキャリア中の１／３領域での部分領域伝送路伝達特性（ＴＤ）を求める。次に、かかる部分領域伝送路伝達特性（ＴＤ）を複素ＢＰＦによって周波数方向において補間することにより、全サブキャリアにおける推定伝送路伝達特性（ＤＤ）を求める。そして、受信サブキャリア複素振幅（Ｙ、ＹＤ）を推定伝送路伝達特性（ＤＤ）で除算することにより、伝送路の影響に追従させて適正に波形等化した等化サブキャリア複素振幅（Ｘ）を得る。

この際、図２に示される等化部６においては、上記複素ＢＰＦの通過帯域幅を有効シンボル長（Ｔ_０）の１／３に固定設定すると共に、複素ＢＰＦにおけるフィルタ特性の通過帯域中心位置（ＣＦ）を遅延プロファイルに基づいて制御するようにしている。つまり、複素ＢＰＦに対して、有効シンボル長（Ｔ_０）を有する単位処理期間内での通過帯域（期間）の位置を制御することにより、遅延プロファイルによって示される直接波と共に、この直接波から約（Ｔ_０／３）の期間遅延して伝送された遅延波をも確実に周波数補間の対象とすることが可能となるのである。

尚、等化部６では、かかる通過帯域中心位置（ＣＦ）を求めるにあたり、その上底幅（Ｔ_Ｈ）が複素ＢＰＦの通過帯域幅（Ｔ_０／３）、下底幅（Ｔ_Ｌ）が遅延プロファイルで検出可能な遅延時間範囲の１／２（Ｔ_０／２）と等しい台形波（ＺＴ）を遅延プロファイル（ＰＦＤ）に畳み込むようにしている。

これにより、例えば、図７に示すように、通過帯域幅（Ｔ_０／３）よりも僅かに長い期間［（Ｔ_０／３）＋（Ｔ_０／２０）］遅延して伝送された遅延波をも、その直接波と共に通過帯域中心位置（ＣＦ）の検出対象とすることが可能となる。なお、上底幅（Ｔ_Ｈ）及び下底幅（Ｔ_Ｌ）が共に通過帯域幅（Ｔ_０／３）と等しい矩形波を畳み込んだ場合には、このような遅延波を通過帯域内に含めることは出来ない。

更に、図２に示す等化部６においては、遅延プロファイルを得るべく、先ず、その出力結果としての等化サブキャリア複素振幅（Ｘ）から、この等化サブキャリア複素振幅（Ｘ）の変調パラメータに基づいてマッピングされる信号点の内で、等化サブキャリア複素振幅に最も距離が近い信号点を判定サブキャリア複素振幅（Ｑ）として得る。そして、受信サブキャリア複素振幅（ＹＤ）を判定サブキャリア複素振幅（Ｑ）で除算することにより伝送路伝達特性（Ｒ）を得て、これにＩＦＦＴ処理及び二乗演算処理を施すことにより、遅延プロファイル（ＰＦＤ）を算出すようにしている。

よって、遅延プロファイルは、全サブキャリアの伝送路伝達特性に基づいて算出されている為、有効シンボル長（Ｔ_０）を有する単位処理期間内において折り返し信号成分が重畳されることは無い。従って、かかる遅延プロファイルによれば、精度良く、複素ＢＰＦにおけるフィルタ特性の通過帯域中心位置（ＣＦ）を検出することができるので、信頼性の高い等化サブキャリア複素振幅（Ｘ）を得ることが可能となる。更に、検出可能な遅延時間の範囲は、有効シンボル長（Ｔ_０）となるので、遅延時間が有効シンボル長の１／４となる遅延波が存在するマルチパス受信環境下においても、サンプリングによる折り返し信号成分を生じさせることが無い。従って、上述した如き通過帯域中心位置（ＣＦ）を精度良く検出することが可能となる。

このように、等化部６においては、検出可能な遅延時間の範囲が有効シンボル長と等しい遅延プロファイルに基づいて、周波数方向補間を担うフィルタの通過帯域の中心位置を制御しているので、伝送路伝達特性を精度良く求めることができ、その受信性能を向上させることが可能となる。

尚、遅延プロファイルは、より誤り耐性の高い変調パラメータの、あるいはより信号点判定部６９における判定の誤り率が低い、連続したサブキャリアのみに限定して算出しても良い。例えば、ＩＳＤＢ−Ｔで勧告されているＱＰＳＫ変調された中央セグメントであるワンセグ部のサブキャリアのみに限定して遅延プロファイルを算出する場合、遅延プロファイル算出部６５として、図５に示す内部構成に代わり、図８に示す如き内部構成を有するものを採用する。尚、図８に示す構成では、図５に示す構成にワンセグ抽出部６５０を付加したものであり、その他の構成は図５に示すものと同一である。

図８において、ワンセグ抽出部６５０は、受信サブキャリア複素振幅ＹＤ及び判定サブキャリア複素振幅Ｑにおける中央セグメントであるワンセグ部のサブキャリアのみを抽出し、これを遅延プロファイル除算部６５１に供給する。よって、遅延プロファイル除算部６５１、ＩＦＦＴ処理部６５２及び二乗演算部６５３は、受信サブキャリア複素振幅ＹＤ及び判定サブキャリア複素振幅Ｑにおけるワンセグ部に対応したサブキャリアのみで遅延プロファイルを算出することになる。かかる構成を採用することにより、より誤り耐性の高い変調パラメータのサブキャリアのみを用いることにより、遅延プロファイルをより正確に算出することができる。また処理時間の短縮及び回路規模の小規模化が為される。

また、遅延プロファイルの精度を向上させるため、ＯＦＤＭシンボル毎に算出される遅延プロファイルをシンボル方向において平均化してフィルタ係数生成部６６に出力するようにしても良い。例えば平均化の手法としてシンボル方向にＩＩＲ（ＩｎｆｉｎｉｔｅＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタをかけても良い。

更に、上記実施例においては、複素ＢＰＦの通過帯域幅を有効シンボル長の１／３に固定設定しているが、有効シンボル長の１／４又は１／６の幅に設定するようにしても良い。この際、フィルタ係数生成部６６２に搭載されているメモリに記憶されているＬＰＦの係数を、通過帯域幅データが有効シンボル長Ｔ_０の１／４（±Ｔ_０／８）又は１／６（±Ｔ_０／１２）であるフィルタ係数に書き換えれば良い。更に、遅延プロファイルに畳み込むべき台形波信号ＺＴの上底幅Ｔ_Ｈを、かかる複素ＢＰＦの通過帯域幅の変更に追従して、有効シンボル長Ｔ_０の１／４（±Ｔ_０／８）又は１／６（±Ｔ_０／１２）に変更すれば良い。

６等化部
６０ＳＰ伝送路伝達特性算出部
６３周波数方向補間部
６５遅延プロファイル算出部
６６フィルタ制御部
６８等化除算部
６９信号点判定部
６６１ＢＰＦ中心検出部
６６２フィルタ係数生成部

Claims

各サブキャリアが変調パラメータに従い変調された複数のサブキャリアを含み、前記サブキャリア各々においてスキャタードパイロット信号が時間方向及び周波数方向において分散して重畳されている直交周波数分割多重伝送信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、
前記直交周波数分割多重伝送信号を前記サブキャリア毎の受信サブキャリア複素振幅に変換するフーリエ変換部と、
前記受信サブキャリア複素振幅に重畳されている前記スキャタードパイロット信号におけるＳＰ伝送路伝達特性を算出するＳＰ伝送路伝達特性算出部と、
前記ＳＰ伝送路伝達特性を時間方向に補間することにより前記サブキャリアの一部における部分領域伝送路伝達特性を算出する時間方向補間部と、
前記部分領域伝送路伝達特性を周波数方向において補間することにより前記サブキャリアの全てにおける推定伝送路伝達特性を算出する周波数方向補間部と、
前記受信サブキャリア複素振幅を前記推定伝送路伝達特性で除算することにより前記受信サブキャリア複素振幅を等化した等化サブキャリア複素振幅を算出する等化除算部と、
各サブキャリアの変調パラメータに基づいてマッピングされる信号点の内で前記等化サブキャリア複素振幅に最も距離が近い信号点を判定サブキャリア複素振幅として算出する信号点判定部と、
前記判定サブキャリア複素振幅と前記受信サブキャリア複素振幅とに基づき、反射波における各パスの到達距離の違いによる遅延時間に対するパワーの分布を表す遅延プロファイルを算出する遅延プロファイル算出部と、
前記遅延プロファイルに基づいて前記周波数方向補間部のフィルタ特性を制御するフィルタ制御部と、を有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
前記周波数方向補間部は、複素バンドパスフィルタを含み、
前記フィルタ制御部は、前記遅延プロファイルに基づいて前記複素バンドパスフィルタの通過帯域の中心時点を検出し当該中心時点を示すオフセット信号を生成する中心時点検出部と、
前記複素バンドパスフィルタの通過帯域幅と同じ通過帯域幅を持つローパスフィルタ係数が予め記憶されているメモリと、
前記ローパスフィルタ係数と前記オフセット信号に基づいて前記複素バンドパスフィルタのフィルタ係数を生成するフィルタ係数生成部と、を含むことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
前記中心時点検出部は、前記遅延プロファイルによって示される時間軸上に位置する前記直接波及び前記遅延波各々に対応した受信電力値に、所定の台形波を前記時間軸上の位置を移動させつつ畳み込んで得られた畳み込み電力に基づいて、前記複素バンドパスフィルタの通過帯域の中心時点を示すオフセット信号を生成することを特徴とする請求項２記載のＯＦＤＭ受信装置。
前記中心時点検出部は、前記畳み込み電力が最大となる位置より前記台形波における上底幅の１／２だけ遅延させた時点を前記中心時点とすることを特徴とする請求項３記載のＯＦＤＭ受信装置。
前記台形波における上底幅は、前記複素バンドパスフィルタの通過帯域幅と同一であることを特徴とする請求項４記載のＯＦＤＭ受信装置。
前記複素バンドパスフィルタの通過帯域幅は、有効シンボル長の１／３、１／４又は１／６の幅であることを特徴とする請求項２〜５のいずれか１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
前記遅延プロファイル算出部は、前記受信サブキャリア複素振幅を前記判定サブキャリア複素振幅で除算することにより判定伝送路伝達特性を算出する遅延プロファイル除算部と、
前記判定伝送路伝達特性に対して逆フーリエ変換処理を施すことにより時間領域の判定伝送路インパルス応答を得る逆フーリエ変換部と、
前記判定伝送路インパルス応答を二乗し前記遅延プロファイルを算出する二乗演算部と、を有することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
前記直交周波数分割多重伝送信号はＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）で勧告されている地上ディジタル放送信号であり、
前記遅延プロファイル算出部は、前記判定サブキャリア複素振幅及び前記受信サブキャリア複素振幅の各々からワンセグ部のサブキャリアに対応した部分を抽出して前記遅延プロファイル除算部に供給するワンセグ抽出部を更に備えたことを特徴とする請求項７記載のＯＦＤＭ受信装置。