JP2000341238A - 回り込みキャンセラ - Google Patents
回り込みキャンセラInfo
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- JP2000341238A JP2000341238A JP11147885A JP14788599A JP2000341238A JP 2000341238 A JP2000341238 A JP 2000341238A JP 11147885 A JP11147885 A JP 11147885A JP 14788599 A JP14788599 A JP 14788599A JP 2000341238 A JP2000341238 A JP 2000341238A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】回り込みキャンセラのＡＦＣ回路、ＡＰＣ回路
およびＡＧＣ回路への要求性能を大幅に緩和し、あるい
はＡＦＣ回路やＡＰＣ回路を用いないでも、回り込み伝
送路のインパルス応答を正確に求められるようにし、も
って、回り込みの除去精度を大幅に向上させるとともに
低コスト化された回り込みキャンセラを提供する。 【解決手段】回り込みキャンセラのキャンセル残差演算
回路に供給される回り込み関数Ｆ′(i,k) ・ｅ(i) を複
素平均化する複素平均化回路１４と、その複素平均化回
路の出力信号f0(i) と回り込み関数Ｆ′(i,k)・ｅ(i)
が供給され、 の演算を行う複素除算回路Ｂ１３と、複素除算回路Ｂの
出力信号を基準信号から減算して減算結果Ｅrr(i,k) を
出力する減算器１５とを少なくとも備えた回り込みキャ
ンセラ。
およびＡＧＣ回路への要求性能を大幅に緩和し、あるい
はＡＦＣ回路やＡＰＣ回路を用いないでも、回り込み伝
送路のインパルス応答を正確に求められるようにし、も
って、回り込みの除去精度を大幅に向上させるとともに
低コスト化された回り込みキャンセラを提供する。 【解決手段】回り込みキャンセラのキャンセル残差演算
回路に供給される回り込み関数Ｆ′(i,k) ・ｅ(i) を複
素平均化する複素平均化回路１４と、その複素平均化回
路の出力信号f0(i) と回り込み関数Ｆ′(i,k)・ｅ(i)
が供給され、 の演算を行う複素除算回路Ｂ１３と、複素除算回路Ｂの
出力信号を基準信号から減算して減算結果Ｅrr(i,k) を
出力する減算器１５とを少なくとも備えた回り込みキャ
ンセラ。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ（Orthog
onal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分
割多重）方式によるデジタル放送やデジタル伝送におけ
る中継所（具体的には、中継装置）に係り、特に、ＳＦ
Ｎ（Single Frequency Network：単一周波数ネットワー
ク）における中継放送所の送受信アンテナ間での電波の
回り込みや、マルチパスによるエコーあるいは複数の送
信局により同一の信号が送信される複局送信時の本来受
信すべき親局以外からの受信波等（以下、回り込みと言
う）を除去するための回り込みキャンセラに関する。
onal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分
割多重）方式によるデジタル放送やデジタル伝送におけ
る中継所（具体的には、中継装置）に係り、特に、ＳＦ
Ｎ（Single Frequency Network：単一周波数ネットワー
ク）における中継放送所の送受信アンテナ間での電波の
回り込みや、マルチパスによるエコーあるいは複数の送
信局により同一の信号が送信される複局送信時の本来受
信すべき親局以外からの受信波等（以下、回り込みと言
う）を除去するための回り込みキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】現在検討が進められている地上デジタル
放送ではＢＳＴ−ＯＦＤＭ（Band Segmented Transmiss
ion Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 方
式が有力である。この方式はマルチパス歪みに対して強
く、様々なサービス形態に対応できるなどの利点ととも
に、ＳＦＮが可能であるという特徴をもっている。地上
デジタル放送を導入するに当たり、既存のアナログ放送
と共存するために、デジタル放送は空きチャンネルを利
用する必要がある。一方、空きチャンネルの数は少ない
ために、ＳＦＮは必要条件となる。
放送ではＢＳＴ−ＯＦＤＭ（Band Segmented Transmiss
ion Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 方
式が有力である。この方式はマルチパス歪みに対して強
く、様々なサービス形態に対応できるなどの利点ととも
に、ＳＦＮが可能であるという特徴をもっている。地上
デジタル放送を導入するに当たり、既存のアナログ放送
と共存するために、デジタル放送は空きチャンネルを利
用する必要がある。一方、空きチャンネルの数は少ない
ために、ＳＦＮは必要条件となる。
【０００３】ＳＦＮを実現する上で問題となるのは、非
分離型放送波中継所における送受信アンテナ間での回り
込み現象であり、伝送品質の劣化を生じるのみでなく、
送受信アンテナ間での結合量が大きい場合には発振を引
き起こし、再送信を不能にしてしまう。回り込みの量を
小さくするには、受信アンテナと送信アンテナの物理的
距離を離す方法（いわゆる分離型放送波中継所）がある
が、コスト的に不利である。
分離型放送波中継所における送受信アンテナ間での回り
込み現象であり、伝送品質の劣化を生じるのみでなく、
送受信アンテナ間での結合量が大きい場合には発振を引
き起こし、再送信を不能にしてしまう。回り込みの量を
小さくするには、受信アンテナと送信アンテナの物理的
距離を離す方法（いわゆる分離型放送波中継所）がある
が、コスト的に不利である。
【０００４】このような放送波中継所の送受信アンテナ
間での回り込みを除去する回り込みキャンセラとして
は、本発明者らの発明に係る回り込みキャンセラ（特願
平１０−１６２１８９号「回り込みキャンセラ」）があ
る。
間での回り込みを除去する回り込みキャンセラとして
は、本発明者らの発明に係る回り込みキャンセラ（特願
平１０−１６２１８９号「回り込みキャンセラ」）があ
る。
【０００５】以下に、この回り込みキャンセラについて
説明する。図４は、中継信号の判定／再変調を行わない
で、親局波をそのまま増幅して再送信する直接中継方式
による回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の構成
例（図４の構成を構成例１という）を示している。この
ような構成においては、ＳＦＮ用の放送波中継所は同一
周波数で再送信するため、送信アンテナ１から受信アン
テナ２に電波が回り込む。破線で囲んで示す回り込みキ
ャンセラは、この回り込み波を減算器３、ＦＩＲ（Fini
te-duration Inpulse Response) フィルタ４およびＦＩ
Ｒフィルタ係数制御回路５を用いて回り込み波の複製を
作成し、回り込み波の打ち消しを行うものである。
説明する。図４は、中継信号の判定／再変調を行わない
で、親局波をそのまま増幅して再送信する直接中継方式
による回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の構成
例（図４の構成を構成例１という）を示している。この
ような構成においては、ＳＦＮ用の放送波中継所は同一
周波数で再送信するため、送信アンテナ１から受信アン
テナ２に電波が回り込む。破線で囲んで示す回り込みキ
ャンセラは、この回り込み波を減算器３、ＦＩＲ（Fini
te-duration Inpulse Response) フィルタ４およびＦＩ
Ｒフィルタ係数制御回路５を用いて回り込み波の複製を
作成し、回り込み波の打ち消しを行うものである。
【０００６】回り込みキャンセラの原理を数式を用いて
説明する。ここで扱う信号は、特にことわらない限り全
て複素数であるものとする。まず、親局の送信信号をＸ
ｔ（ω）とし、これに親局の周波数や位相誤差のあるい
はπ／４シフトＤＱＰＳＫの位相回転、さらには振幅変
動としてｅ（ω）が乗算され、親局からの受信波Ｘｔ
（ω）ｅ（ω）として受信アンテナ１に到達する。回り
込み波をＣ（ω）とし、ＦＩＲフィルタの特性をＷ
（ω）、バンドパスフィルタ６と増幅器７の総合周波数
特性をＧ（ω）とする。図示の観測点Ｐにおける信号を
Ｓ（ω）とすると観測点Ｐにおける伝達関数Ｆ（ω）は
次式で表すことができる。
説明する。ここで扱う信号は、特にことわらない限り全
て複素数であるものとする。まず、親局の送信信号をＸ
ｔ（ω）とし、これに親局の周波数や位相誤差のあるい
はπ／４シフトＤＱＰＳＫの位相回転、さらには振幅変
動としてｅ（ω）が乗算され、親局からの受信波Ｘｔ
（ω）ｅ（ω）として受信アンテナ１に到達する。回り
込み波をＣ（ω）とし、ＦＩＲフィルタの特性をＷ
（ω）、バンドパスフィルタ６と増幅器７の総合周波数
特性をＧ（ω）とする。図示の観測点Ｐにおける信号を
Ｓ（ω）とすると観測点Ｐにおける伝達関数Ｆ（ω）は
次式で表すことができる。
【数４】
【０００７】回り込み波キャンセラの最適条件は、Ｇ
（ω）Ｃ（ω）＝Ｗ（ω）であるから、誤差信号Ｅrr
（ω）は
（ω）Ｃ（ω）＝Ｗ（ω）であるから、誤差信号Ｅrr
（ω）は
【数５】 となる。このＥrr（ω）を最小化することで、回り込み
波のキャンセルを行っている。しかし、（２）式の最右
辺第２項の分子には、ｅ（ω）なる周波数誤差や位相誤
差、あるいはπ／４シフトＤＱＰＳＫの位相回転などが
含まれており、従来の回り込みキャンセラにおいては、
何らかの位相／周波数同期手段を具備する必要があっ
た。
波のキャンセルを行っている。しかし、（２）式の最右
辺第２項の分子には、ｅ（ω）なる周波数誤差や位相誤
差、あるいはπ／４シフトＤＱＰＳＫの位相回転などが
含まれており、従来の回り込みキャンセラにおいては、
何らかの位相／周波数同期手段を具備する必要があっ
た。
【０００８】図５も、図４と同様、直接中継方式による
回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の別の構成例
（図５の構成を構成例２という）を示している。図４の
構成と異なる点は、ＦＩＲフィルタ４およびＦＩＲフィ
ルタ係数生成回路５に供給される信号が増幅器７の出力
信号（図４では、減算器３の出力信号）であることであ
る。
回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の別の構成例
（図５の構成を構成例２という）を示している。図４の
構成と異なる点は、ＦＩＲフィルタ４およびＦＩＲフィ
ルタ係数生成回路５に供給される信号が増幅器７の出力
信号（図４では、減算器３の出力信号）であることであ
る。
【０００９】構成例２の場合も、構成例１と同様な手順
で観測点Ｐにおける伝達関数Ｆ（ω）を計算すると次式
が得られる。
で観測点Ｐにおける伝達関数Ｆ（ω）を計算すると次式
が得られる。
【数６】 回り込み波キャンセル最適条件は、Ｃ（ω）＝Ｗ（ω）
であるから、キャンセル残差信号Ｅrr（ω）は
であるから、キャンセル残差信号Ｅrr（ω）は
【数７】 となる。この場合は、キャンセル残差信号Ｅrr（ω）に
Ｇ（ω）が残っていて、構成例２の場合はＧ（ω）を予
め知る必要がある。（４）式で表されるＥrr（ω）を最
小化することで、回り込み波のキャンセルを行ってい
る。しかし、（４）式の最右辺第２項の分子には、ｅ
（ω）なる周波数誤差や位相誤差、あるいはπ／４シフ
トＤＱＰＳＫの位相回転などが含まれており、従って、
この構成例（構成例２）においても何らかの位相・周波
数同期手段を具備する必要がある。
Ｇ（ω）が残っていて、構成例２の場合はＧ（ω）を予
め知る必要がある。（４）式で表されるＥrr（ω）を最
小化することで、回り込み波のキャンセルを行ってい
る。しかし、（４）式の最右辺第２項の分子には、ｅ
（ω）なる周波数誤差や位相誤差、あるいはπ／４シフ
トＤＱＰＳＫの位相回転などが含まれており、従って、
この構成例（構成例２）においても何らかの位相・周波
数同期手段を具備する必要がある。
【００１０】図６は、回り込みキャンセラの具体例を示
している。本例は、上述の構成例１に基づく回路構成例
となっている。図６においては、まず、減算器３の出力
をＦＦＴ（Fast Fourier Transform)またはＤＦＴ（Dis
cret Fourier Transform ）８によって観測点Ｐの信号
を周波数領域の信号に変換する。これにより変換された
信号をＳ(i,k) とする。ここで、ｉはＯＦＤＭのシンボ
ル番号（整数）を表している。また、ｋはＯＦＤＭのキ
ャリア番号で、Ｋを総キャリア数とすると、０≦ｋ＜Ｋ
の範囲の整数である。
している。本例は、上述の構成例１に基づく回路構成例
となっている。図６においては、まず、減算器３の出力
をＦＦＴ（Fast Fourier Transform)またはＤＦＴ（Dis
cret Fourier Transform ）８によって観測点Ｐの信号
を周波数領域の信号に変換する。これにより変換された
信号をＳ(i,k) とする。ここで、ｉはＯＦＤＭのシンボ
ル番号（整数）を表している。また、ｋはＯＦＤＭのキ
ャリア番号で、Ｋを総キャリア数とすると、０≦ｋ＜Ｋ
の範囲の整数である。
【００１１】次に、基準信号あるいはデータ判定等によ
り得られる送信信号の推定値をＸ(i,k) とすると、観測
点Ｐにおける周波数特性Ｆ(i,k) は、複素除算回路
（Ａ）９で次式の演算を行うことによって求めることが
できる。
り得られる送信信号の推定値をＸ(i,k) とすると、観測
点Ｐにおける周波数特性Ｆ(i,k) は、複素除算回路
（Ａ）９で次式の演算を行うことによって求めることが
できる。
【数８】
【００１２】次段のキャンセル残差演算回路１０は、回
り込みキャンセル後の残差の周波数特性Ｅrr(i,k) を上
述の（２）式に基づいて、次式の演算を行う回路で実現
する。
り込みキャンセル後の残差の周波数特性Ｅrr(i,k) を上
述の（２）式に基づいて、次式の演算を行う回路で実現
する。
【数９】 ここで、ｅ(i) は、ｉシンボル時の周波数／位相誤差、
あるいはπ／４シフトＤＱＰＳＫの位相回転である。従
来の回り込みキャンセラでは、このｅ(i) を何らかの周
波数・位相同期手段によって予めうち消しておく必要が
あった。
あるいはπ／４シフトＤＱＰＳＫの位相回転である。従
来の回り込みキャンセラでは、このｅ(i) を何らかの周
波数・位相同期手段によって予めうち消しておく必要が
あった。
【００１３】こうして求めたキャンセル残差の周波数特
性Ｅrr(i,k) をＩＦＦＴ（InverseFast Fourier Transf
orm）またはＩＤＦＴ（Inverse Discret Fourier Trans
form ）１１により、時間領域の信号ｅrr(i,n) に変換
することで、観測点Ｐの複素インパルスレスポンスを求
めることができる。ここで、ＮをＩＦＦＴまたはＩＤＦ
Ｔの変換ポイント数とすると、時間領域の信号ｅrr(i,
n) のｎは０≦ｎ＜Ｎの範囲の整数である。ここで、時
間領域の信号ｅrr(i,n) としては、１シンボルあたりＮ
個の複素情報が得られる。回り込み波の存在する最大遅
延時間の番号をＭとすると、ＦＩＲフィルタ４に要求さ
れる最大タップ長もＭとなる。ここでＦＩＲフィルタ４
のタップ番号をｍ（１≦ｍ＜Ｍ）とする。通常は、Ｎ＞
Ｍであるから、ＦＩＲフィルタの制御にあたっては、時
間領域の信号ｅrr(i,n) において主波の番号であるｎ＝
０およびＦＩＲフィルタ制御外の番号であるｎ＞Ｍの信
号を切り捨て、回り込みキャンセル後の残差のインパル
スレスポンスｅrr(i,m) のみを取り出すようにする。
性Ｅrr(i,k) をＩＦＦＴ（InverseFast Fourier Transf
orm）またはＩＤＦＴ（Inverse Discret Fourier Trans
form ）１１により、時間領域の信号ｅrr(i,n) に変換
することで、観測点Ｐの複素インパルスレスポンスを求
めることができる。ここで、ＮをＩＦＦＴまたはＩＤＦ
Ｔの変換ポイント数とすると、時間領域の信号ｅrr(i,
n) のｎは０≦ｎ＜Ｎの範囲の整数である。ここで、時
間領域の信号ｅrr(i,n) としては、１シンボルあたりＮ
個の複素情報が得られる。回り込み波の存在する最大遅
延時間の番号をＭとすると、ＦＩＲフィルタ４に要求さ
れる最大タップ長もＭとなる。ここでＦＩＲフィルタ４
のタップ番号をｍ（１≦ｍ＜Ｍ）とする。通常は、Ｎ＞
Ｍであるから、ＦＩＲフィルタの制御にあたっては、時
間領域の信号ｅrr(i,n) において主波の番号であるｎ＝
０およびＦＩＲフィルタ制御外の番号であるｎ＞Ｍの信
号を切り捨て、回り込みキャンセル後の残差のインパル
スレスポンスｅrr(i,m) のみを取り出すようにする。
【００１４】係数抽出回路１２は、この切り捨て処理お
よび次式の逐次更新式によりＦＩＲフィルタ４のタップ
係数を制御する回路である。
よび次式の逐次更新式によりＦＩＲフィルタ４のタップ
係数を制御する回路である。
【数１０】 ここで、ｗ(i,m) はＦＩＲフィルタ４のタップ係数、μ
は１以下の更新係数である。
は１以下の更新係数である。
【００１５】なお、上記地上デジタル放送方式について
は、三木信之、黒田徹、堀江力、広瀬慎介、福原黎児、
小室憲司、「地上ディジタルテレビジョン放送実証実験
用送信設備」映像情報メディア学会誌、Vol.５３，No.
２，ｐｐ１８７−１９３，１９９９などを参照された
い。
は、三木信之、黒田徹、堀江力、広瀬慎介、福原黎児、
小室憲司、「地上ディジタルテレビジョン放送実証実験
用送信設備」映像情報メディア学会誌、Vol.５３，No.
２，ｐｐ１８７−１９３，１９９９などを参照された
い。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】しかし、以上説明した
従来の回り込みキャンセラには、次の４つの点、すなわ
ち、（１）親局からの受信波（以下、親局波という）に
対して周波数同期や位相同期が確率している必要があ
る、（２）親局波の振幅（電力）の変動が充分抑圧され
ている必要がある、（３）地上デジタル放送方式として
検討されているキャリア変調方式の一つであるπ／４シ
フトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ方式に対しては、そのままで
は適用することができないという解決すべき課題があっ
た。
従来の回り込みキャンセラには、次の４つの点、すなわ
ち、（１）親局からの受信波（以下、親局波という）に
対して周波数同期や位相同期が確率している必要があ
る、（２）親局波の振幅（電力）の変動が充分抑圧され
ている必要がある、（３）地上デジタル放送方式として
検討されているキャリア変調方式の一つであるπ／４シ
フトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ方式に対しては、そのままで
は適用することができないという解決すべき課題があっ
た。
【００１７】さらに、それぞれについて詳細に説明する
ならば、上記（１）に関しては、親局波に対して周波数
同期や位相同期を確立するためのＡＦＣ回路やＡＰＣ回
路を具備する必要があった。特に位相同期に関しては、
親局波の絶対位相を再生する同期検波を行う必要があ
る。上記（２）に関しては、中継放送所の受信点におい
て回り込み波と親局波とを分離できないため、親局波の
振幅・位相情報を含む主波成分（以下、主波という）の
みの振幅を一定にすることができず、回り込み伝達関数
において誤差を発生する要因となる。
ならば、上記（１）に関しては、親局波に対して周波数
同期や位相同期を確立するためのＡＦＣ回路やＡＰＣ回
路を具備する必要があった。特に位相同期に関しては、
親局波の絶対位相を再生する同期検波を行う必要があ
る。上記（２）に関しては、中継放送所の受信点におい
て回り込み波と親局波とを分離できないため、親局波の
振幅・位相情報を含む主波成分（以下、主波という）の
みの振幅を一定にすることができず、回り込み伝達関数
において誤差を発生する要因となる。
【００１８】また、上記（３）に関しては、現在検討さ
れている地上デジタル放送方式のπ／４シフトＤＱＰＳ
Ｋのモードは、復調方式として遅延検波を前提としてい
るため、受信機器において変調波の絶対位相を知る必要
がない。このため、絶対位相を受信側で知ることができ
る方式とはなっておらず、回り込みキャンセラのように
回り込み伝達関数を知る必要がある場合には、別途何ら
かの工夫が必要となる。
れている地上デジタル放送方式のπ／４シフトＤＱＰＳ
Ｋのモードは、復調方式として遅延検波を前提としてい
るため、受信機器において変調波の絶対位相を知る必要
がない。このため、絶対位相を受信側で知ることができ
る方式とはなっておらず、回り込みキャンセラのように
回り込み伝達関数を知る必要がある場合には、別途何ら
かの工夫が必要となる。
【００１９】ここで、π／４シフトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤ
Ｍ方式とは、ＯＦＤＭの各キャリアをＤＱＰＳＫ変調
し、ＯＦＤＭのシンボル毎に基準位相がπ／４ずつシフ
トしていく方式である。このため、変調波の位相基準点
が８点存在することとなり、回り込み波伝達関数を特定
することができない。
Ｍ方式とは、ＯＦＤＭの各キャリアをＤＱＰＳＫ変調
し、ＯＦＤＭのシンボル毎に基準位相がπ／４ずつシフ
トしていく方式である。このため、変調波の位相基準点
が８点存在することとなり、回り込み波伝達関数を特定
することができない。
【００２０】上述したように、従来の回り込みキャンセ
ラにおいては、中継所においてまず周波数同期や位相同
期を確立した上で回り込みキャンセラを構成する必要が
あった。また、周波数同期や位相同期の実現にあたって
は、回り込み波と親局波の分離が難しく、特に親局波や
回り込み波に時間的な変動がある場合は周波数誤差や位
相誤差さらには振幅誤差を生じ、その結果、一般的な同
期検波回路では回り込みキャンセラとして充分な性能が
得られないという問題があった。このため、回り込みキ
ャンセラの周波数同期（ＡＦＣ）回路、位相同期（ＡＰ
Ｃ）回路、および自動利得調整（ＡＧＣ）回路に要求さ
れる性能を緩和する、あるいは、ＡＦＣ回路やＡＰＣ回
路を不要とする手法が望まれていた。
ラにおいては、中継所においてまず周波数同期や位相同
期を確立した上で回り込みキャンセラを構成する必要が
あった。また、周波数同期や位相同期の実現にあたって
は、回り込み波と親局波の分離が難しく、特に親局波や
回り込み波に時間的な変動がある場合は周波数誤差や位
相誤差さらには振幅誤差を生じ、その結果、一般的な同
期検波回路では回り込みキャンセラとして充分な性能が
得られないという問題があった。このため、回り込みキ
ャンセラの周波数同期（ＡＦＣ）回路、位相同期（ＡＰ
Ｃ）回路、および自動利得調整（ＡＧＣ）回路に要求さ
れる性能を緩和する、あるいは、ＡＦＣ回路やＡＰＣ回
路を不要とする手法が望まれていた。
【００２１】また、π／４シフトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ
方式においては、変調信号からπ／４シフトの絶対位相
を知ることができないため、π／４位相シフトに起因す
る位相不確実性を除去することができず、従って、伝達
関数を特定できないという解決すべき課題もあった。
方式においては、変調信号からπ／４シフトの絶対位相
を知ることができないため、π／４位相シフトに起因す
る位相不確実性を除去することができず、従って、伝達
関数を特定できないという解決すべき課題もあった。
【００２２】本発明の目的は、回り込みキャンセラのＡ
ＦＣ回路、ＡＰＣ回路およびＡＧＣ回路への要求性能を
大幅に緩和し、あるいはＡＦＣ回路やＡＰＣ回路を用い
ないでも、回り込み伝送路のインパルス応答を正確に求
められるようにし、もって、回り込みの除去精度を大幅
に向上させるとともに低コスト化された回り込みキャン
セラを提供することにある。
ＦＣ回路、ＡＰＣ回路およびＡＧＣ回路への要求性能を
大幅に緩和し、あるいはＡＦＣ回路やＡＰＣ回路を用い
ないでも、回り込み伝送路のインパルス応答を正確に求
められるようにし、もって、回り込みの除去精度を大幅
に向上させるとともに低コスト化された回り込みキャン
セラを提供することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明回り込みキャンセラは、減算器と該減算器の
減算端子に、その出力信号が供給されるように実質的に
接続された回り込み信号の複製を発生するデジタル信号
処理部とを少なくとも具えてなり、前記減算器の被減算
端子には前記回り込み信号を含んでいる受信信号が実質
的に供給され、前記減算器の出力端子には中継放送機の
入力端子が実質的に接続され、そして前記デジタル信号
処理部の入力端子には、前記中継放送機の入出力信号の
いずれか一方の信号が分岐されて実質的に供給されるよ
うに構成され、前記デジタル信号処理部はデジタルフィ
ルタと該フィルタのタップ係数制御用の係数生成回路と
で構成され、該係数生成回路は実質的にＦＦＴまたはＤ
ＦＴ回路、複素除算回路（Ａ）、キャンセル残差演算回
路、ＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ回路、および係数抽出回路
を縦続接続してなる回り込みキャンセラにおいて、前記
キャンセル残差演算回路は、当該回路に供給される回り
込み関数Ｆ′(i,k) ・ｅ(i) を複素平均化する複素平均
化回路と、該複素平均化回路の出力信号f0(i) と前記回
り込み関数Ｆ′(i,k) ・ｅ(i) とが供給されて〔数１〕
の演算を行う複素除算回路（Ｂ）と、該複素除算回路
（Ｂ）の出力信号を基準信号から減算して減算結果Ｅrr
(i,k) を出力する減算器とを少なくとも具えてなること
を特徴とするものである。
に、本発明回り込みキャンセラは、減算器と該減算器の
減算端子に、その出力信号が供給されるように実質的に
接続された回り込み信号の複製を発生するデジタル信号
処理部とを少なくとも具えてなり、前記減算器の被減算
端子には前記回り込み信号を含んでいる受信信号が実質
的に供給され、前記減算器の出力端子には中継放送機の
入力端子が実質的に接続され、そして前記デジタル信号
処理部の入力端子には、前記中継放送機の入出力信号の
いずれか一方の信号が分岐されて実質的に供給されるよ
うに構成され、前記デジタル信号処理部はデジタルフィ
ルタと該フィルタのタップ係数制御用の係数生成回路と
で構成され、該係数生成回路は実質的にＦＦＴまたはＤ
ＦＴ回路、複素除算回路（Ａ）、キャンセル残差演算回
路、ＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ回路、および係数抽出回路
を縦続接続してなる回り込みキャンセラにおいて、前記
キャンセル残差演算回路は、当該回路に供給される回り
込み関数Ｆ′(i,k) ・ｅ(i) を複素平均化する複素平均
化回路と、該複素平均化回路の出力信号f0(i) と前記回
り込み関数Ｆ′(i,k) ・ｅ(i) とが供給されて〔数１〕
の演算を行う複素除算回路（Ｂ）と、該複素除算回路
（Ｂ）の出力信号を基準信号から減算して減算結果Ｅrr
(i,k) を出力する減算器とを少なくとも具えてなること
を特徴とするものである。
【００２４】また、本発明回り込みキャンセラは、減算
器と該減算器の減算端子に、その出力信号が供給される
ように実質的に接続された回り込み信号の複製を発生す
るデジタル信号処理部とを少なくとも具えてなり、前記
減算器の被減算端子には前記回り込み信号を含んでいる
受信信号が実質的に供給され、前記減算器の出力端子に
は中継放送機の入力端子が実質的に接続され、そして前
記デジタル信号処理部の入力端子には、前記中継放送機
の入出力信号のいずれか一方の信号が分岐されて実質的
に供給されるように構成され、前記デジタル信号処理部
はデジタルフィルタと該フィルタのタップ係数制御用の
係数生成回路とで構成され、該係数生成回路は実質的に
ＦＦＴまたはＤＦＴ回路、複素除算回路（Ａ）、キャン
セル残差演算回路、ＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ回路、およ
び係数抽出回路を縦続接続してなる回り込みキャンセラ
において、前記キャンセル残差演算回路は、当該回路に
供給される回り込み関数の実部ＦＩ(i,k) と虚部ＦＱ
(i,k) のそれぞれに対して平均化を行う第１、第２の平
均化回路、前記実部ＦＩ(i,k) および虚部ＦＱ(i,k)の
両方が入力されて自乗和をとる自乗和回路、および前記
実部ＦＩ(i,k) 、前記第１の平均化回路の出力信号ｆi0
(i) 、前記自乗和回路の出力信号ＦＰ（i,k)、前記虚部
ＦＱ(i,k) および前記第２の平均化回路の出力信号ｆq0
(i) が供給されて〔数２〕、〔数３〕の演算を行い、該
演算結果であるＥrrI(i,k)とＥrrＱ(i,k) をそれぞれ出
力する条件付複素除算回路を具えてなることを特徴とす
るものである。
器と該減算器の減算端子に、その出力信号が供給される
ように実質的に接続された回り込み信号の複製を発生す
るデジタル信号処理部とを少なくとも具えてなり、前記
減算器の被減算端子には前記回り込み信号を含んでいる
受信信号が実質的に供給され、前記減算器の出力端子に
は中継放送機の入力端子が実質的に接続され、そして前
記デジタル信号処理部の入力端子には、前記中継放送機
の入出力信号のいずれか一方の信号が分岐されて実質的
に供給されるように構成され、前記デジタル信号処理部
はデジタルフィルタと該フィルタのタップ係数制御用の
係数生成回路とで構成され、該係数生成回路は実質的に
ＦＦＴまたはＤＦＴ回路、複素除算回路（Ａ）、キャン
セル残差演算回路、ＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ回路、およ
び係数抽出回路を縦続接続してなる回り込みキャンセラ
において、前記キャンセル残差演算回路は、当該回路に
供給される回り込み関数の実部ＦＩ(i,k) と虚部ＦＱ
(i,k) のそれぞれに対して平均化を行う第１、第２の平
均化回路、前記実部ＦＩ(i,k) および虚部ＦＱ(i,k)の
両方が入力されて自乗和をとる自乗和回路、および前記
実部ＦＩ(i,k) 、前記第１の平均化回路の出力信号ｆi0
(i) 、前記自乗和回路の出力信号ＦＰ（i,k)、前記虚部
ＦＱ(i,k) および前記第２の平均化回路の出力信号ｆq0
(i) が供給されて〔数２〕、〔数３〕の演算を行い、該
演算結果であるＥrrI(i,k)とＥrrＱ(i,k) をそれぞれ出
力する条件付複素除算回路を具えてなることを特徴とす
るものである。
【００２５】また、本発明回り込みキャンセラは、さら
に、前記第１の平均化回路の出力信号ｆi0(i) および前
記第２の平均化回路の出力信号ｆq0(i) が供給されて自
乗和をとる自乗和回路を具え、該自乗和回路の出力ｆp
(i)またはfa(i) を用いて主波の自動利得調整を行うよ
うにしたことを特徴とするものである。
に、前記第１の平均化回路の出力信号ｆi0(i) および前
記第２の平均化回路の出力信号ｆq0(i) が供給されて自
乗和をとる自乗和回路を具え、該自乗和回路の出力ｆp
(i)またはfa(i) を用いて主波の自動利得調整を行うよ
うにしたことを特徴とするものである。
【００２６】
【発明の実施の形態】以下に添付図面を参照し、発明の
実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。図１
は、本発明による回り込みキャンセラの一実施形態を示
している。本実施形態は、図４に示した中継放送装置に
本発明を適用したものである。
実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。図１
は、本発明による回り込みキャンセラの一実施形態を示
している。本実施形態は、図４に示した中継放送装置に
本発明を適用したものである。
【００２７】本発明の一実施形態を示す図１を、従来技
術の項で説明した従来の回り込みキャンセラ（図６）と
比較すれば明らかなように、本発明回り込みキャンセラ
は、図６に示すキャンセル残差演算回路１０の部分の新
規な構成を発明したものであり、この構成によれば、回
り込みキャンセラのＡＦＣ回路、ＡＰＣ回路およびＡＧ
Ｃ回路への要求性能を大幅に緩和し、あるいはＡＦＣ回
路やＡＰＣ回路を用いないで回り込みの除去精度を大幅
に向上させるとともに、回り込みキャンセラが低コスト
化されるという従来にない効果が得られる。
術の項で説明した従来の回り込みキャンセラ（図６）と
比較すれば明らかなように、本発明回り込みキャンセラ
は、図６に示すキャンセル残差演算回路１０の部分の新
規な構成を発明したものであり、この構成によれば、回
り込みキャンセラのＡＦＣ回路、ＡＰＣ回路およびＡＧ
Ｃ回路への要求性能を大幅に緩和し、あるいはＡＦＣ回
路やＡＰＣ回路を用いないで回り込みの除去精度を大幅
に向上させるとともに、回り込みキャンセラが低コスト
化されるという従来にない効果が得られる。
【００２８】上記のように、本発明においては、図１中
のＦＩＲフィルタ係数生成回路５で、複素除算回路
（Ａ）９までは、図６と全く同じである。この複素除算
回路（Ａ）９の出力信号は、本実施形態において２分岐
され、その分岐された一方は複素除算回路（Ｂ）１３に
直接入力される。また、その他方の複素平均化回路１４
を介して同じく複素除算回路（Ｂ）１３に入力される。
のＦＩＲフィルタ係数生成回路５で、複素除算回路
（Ａ）９までは、図６と全く同じである。この複素除算
回路（Ａ）９の出力信号は、本実施形態において２分岐
され、その分岐された一方は複素除算回路（Ｂ）１３に
直接入力される。また、その他方の複素平均化回路１４
を介して同じく複素除算回路（Ｂ）１３に入力される。
【００２９】まず、複素平均化回路１４では、観測点Ｐ
における主波（遅延プロファイル上の遅延がゼロの成
分）ｆ0 (i) が求められる。本例では、観測点Ｐにおけ
る受信信号にはｅ(i) なる周波数／位相誤差が含まれて
いるものとし、ＦＦＴまたはＤＦＴ８の出力において
は、Ｓ(i,k) ｅ(i) として受信されるものとする。従っ
て、観測点Ｐの回り込み伝達関数をＦ(i,k) とし、周波
数・位相誤差を含まない真の回り込み伝達関数をＦ′
(i,k) とすれば、Ｆ(i,k) ＝Ｆ′(i,k) であるから次式
が成立する。
における主波（遅延プロファイル上の遅延がゼロの成
分）ｆ0 (i) が求められる。本例では、観測点Ｐにおけ
る受信信号にはｅ(i) なる周波数／位相誤差が含まれて
いるものとし、ＦＦＴまたはＤＦＴ８の出力において
は、Ｓ(i,k) ｅ(i) として受信されるものとする。従っ
て、観測点Ｐの回り込み伝達関数をＦ(i,k) とし、周波
数・位相誤差を含まない真の回り込み伝達関数をＦ′
(i,k) とすれば、Ｆ(i,k) ＝Ｆ′(i,k) であるから次式
が成立する。
【数１１】
【００３０】次に、複素除算回路（Ｂ）１３において下
記の除算を行い、さらに、次段の減算器１５において基
準振幅（１，０）（複素表示）からの減算を行なうと、
Ｅrr(i,k) を得る。
記の除算を行い、さらに、次段の減算器１５において基
準振幅（１，０）（複素表示）からの減算を行なうと、
Ｅrr(i,k) を得る。
【数１２】 ここで、周波数／位相誤差を含まない真の主波Ｄ(i) は
次式で与えられる。
次式で与えられる。
【数１３】 Ｄ(i) は回り込み波が除かれた主波成分のみを表してい
て、（９）式の演算過程においてｅ(i) が打ち消される
ことが理解できる。
て、（９）式の演算過程においてｅ(i) が打ち消される
ことが理解できる。
【００３１】図２は、本発明回り込みキャンセラの別の
実施形態を示している。なお、ここまでの説明では、信
号は全て複素数として記述したが、以下では、複素数を
展開し、実部信号と虚部信号とに分けて記述する。ま
ず、これまで述べたＦ(i,k) を実部と虚部とに分けて、
それぞれＦＩ(i,k) ，ＦＱ(i,k) と定義する。図２にお
いて、実部信号ＦＩ(i,k) は、３分岐されて回り込み特
性演算回路１６、平均化回路１７および自乗和回路１８
にそれぞれ入力される。また虚部信号ＦＱ(i,k) も、３
分岐されて、自乗和回路１８、条件付複素除算回路１６
および平均化回路１９にそれぞれ入力される。
実施形態を示している。なお、ここまでの説明では、信
号は全て複素数として記述したが、以下では、複素数を
展開し、実部信号と虚部信号とに分けて記述する。ま
ず、これまで述べたＦ(i,k) を実部と虚部とに分けて、
それぞれＦＩ(i,k) ，ＦＱ(i,k) と定義する。図２にお
いて、実部信号ＦＩ(i,k) は、３分岐されて回り込み特
性演算回路１６、平均化回路１７および自乗和回路１８
にそれぞれ入力される。また虚部信号ＦＱ(i,k) も、３
分岐されて、自乗和回路１８、条件付複素除算回路１６
および平均化回路１９にそれぞれ入力される。
【００３２】平均化回路１７では次式の演算を行なって
ｆi0(i) を得る。
ｆi0(i) を得る。
【数１４】 平均回路１９では次式の演算を行なってｆq0(i) を得
る。
る。
【数１５】 自乗和回路１８では次式の演算を行なって、ＦＰ(i,k)
を得る。
を得る。
【数１６】
【００３３】条件付複素除算回路１６では、ＦＩ(i,k)
、ｆi0(i) 、ＦＰ(i,k) 、ＦＱ(i,k) およびｆq
0（ｉ）を当該回路に入力して次式の演算を行い、ＥrrI
(i,k)、ＥrrＱ(i,k) を得る。
、ｆi0(i) 、ＦＰ(i,k) 、ＦＱ(i,k) およびｆq
0（ｉ）を当該回路に入力して次式の演算を行い、ＥrrI
(i,k)、ＥrrＱ(i,k) を得る。
【数１７】
【数１８】
【００３４】図３は、本発明回り込みキャンセラのさら
に別の実施形態を示している。なお、本実施形態は、上
述の図２に示した回り込みキャンセラに主波に対するＡ
ＧＣ機能を付加したことを特徴としている。図３におい
て、平均化回路１７，１９の各出力信号ｆi0(i) 、ｆq0
(i) がともに自乗和回路２０に供給され、二乗和の結果
ｆp(i)がＡＧＣ回路に送られる。この構成以外の回路構
成は、図２に示したものと全く同じである。
に別の実施形態を示している。なお、本実施形態は、上
述の図２に示した回り込みキャンセラに主波に対するＡ
ＧＣ機能を付加したことを特徴としている。図３におい
て、平均化回路１７，１９の各出力信号ｆi0(i) 、ｆq0
(i) がともに自乗和回路２０に供給され、二乗和の結果
ｆp(i)がＡＧＣ回路に送られる。この構成以外の回路構
成は、図２に示したものと全く同じである。
【００３５】すなわち、本実施形態においては、誤差信
号の演算は図３に示した実施形態の場合と同じである
が、式（１１）、式（１２）のｆi0(i) 、ｆq0(i) の自
乗和を求めることで次式の主波の電力ｆp(i)を求める回
路を具備した点が、本実施形態の特徴となっている。
号の演算は図３に示した実施形態の場合と同じである
が、式（１１）、式（１２）のｆi0(i) 、ｆq0(i) の自
乗和を求めることで次式の主波の電力ｆp(i)を求める回
路を具備した点が、本実施形態の特徴となっている。
【数１９】 また、主波の振幅ｆa(i)は上式（１６）式の平方根をと
り、
り、
【数２０】 により求めることができる。これらのｆp(i)またはfa
(i) が一定となるようＡＧＣ回路を構成すれば、主波に
対するＡＧＣ機能を実現することができる。
(i) が一定となるようＡＧＣ回路を構成すれば、主波に
対するＡＧＣ機能を実現することができる。
【００３６】
【発明の効果】本発明によれば、ＡＦＣ回路、ＡＰＣ回
路およびＡＧＣ回路に要求される性能を大幅に緩和し、
あるいはＡＦＣ回路やＡＰＣ回路を不要とすることがで
き、さらに、回り込みキャンセラのハードウェアを大幅
に簡略化することができる。また、回り込みキャンセラ
のコストを大幅に低減することができる。
路およびＡＧＣ回路に要求される性能を大幅に緩和し、
あるいはＡＦＣ回路やＡＰＣ回路を不要とすることがで
き、さらに、回り込みキャンセラのハードウェアを大幅
に簡略化することができる。また、回り込みキャンセラ
のコストを大幅に低減することができる。
【００３７】また、本発明によれば、周波数誤差や位相
誤差は複素除算によって打ち消されるため、観測点にお
ける回り込み伝達関数の精度をあげることができ、回り
込みキャンセラの性能が向上する。また、周波数誤差や
位相誤差のみならず、ＡＧＣ回路によって除去しきれな
い振幅変動も複素除算によって打ち消すことができる。
誤差は複素除算によって打ち消されるため、観測点にお
ける回り込み伝達関数の精度をあげることができ、回り
込みキャンセラの性能が向上する。また、周波数誤差や
位相誤差のみならず、ＡＧＣ回路によって除去しきれな
い振幅変動も複素除算によって打ち消すことができる。
【００３８】さらにまた、本発明によれば、π／４シフ
トＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ方式におけるπ／４シフトの位
相回転も複素除算によって打ち消すことができるため、
π／４シフトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ方式を採用した地上
デジタル放送の中継放送装置にも適用することが可能と
なる。
トＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ方式におけるπ／４シフトの位
相回転も複素除算によって打ち消すことができるため、
π／４シフトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ方式を採用した地上
デジタル放送の中継放送装置にも適用することが可能と
なる。
【図１】 本発明回り込みキャンセラの一実施形態を示
している。
している。
【図２】 本発明回り込みキャンセラの別の実施形態を
示している。
示している。
【図３】 本発明回り込みキャンセラのさらに別の実施
形態を示している。
形態を示している。
【図４】 直接中継方式による回り込みキャンセラを用
いた中継放送装置の構成例を示している。
いた中継放送装置の構成例を示している。
【図５】 直接中継方式による回り込みキャンセラを用
いた中継放送装置の別の構成例を示している。
いた中継放送装置の別の構成例を示している。
【図６】 従来の回り込みキャンセラの具体例を示して
いる。
いる。
１ 受信アンテナ ２ 送信アンテナ ３ 減算器 ４ ＦＩＲフィルタ ５ ＦＩＲフィルタ係数生成回路 ６ バンドパスフィルタ ７ 増幅器 ８ ＦＦＴまたはＤＦＴ ９ 複素除算回路（Ａ） 10 キャンセル残差演算回路 11 ＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ 12 係数抽出回路 13 複素除算回路（Ｂ） 14 複素平均化回路 15 減算器 16 条件付複素除算回路 17，19 平均化回路 18，20 自乗和回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 居相 直彦 東京都世田谷区砧１丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 (72)発明者 澁谷 一彦 東京都世田谷区砧１丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 Ｆターム(参考） 5K022 DD33 DD34 5K046 AA05 BB05 EE57 HH11 HH24 HH37 HH42 5K052 BB01 BB14 DD03 DD04 FF02
Claims (3)
- 【請求項１】 減算器と該減算器の減算端子に、その出
力信号が供給されるように実質的に接続された回り込み
信号の複製を発生するデジタル信号処理部とを少なくと
も具えてなり、前記減算器の被減算端子には前記回り込
み信号を含んでいる受信信号が実質的に供給され、前記
減算器の出力端子には中継放送機の入力端子が実質的に
接続され、そして前記デジタル信号処理部の入力端子に
は、前記中継放送機の入出力信号のいずれか一方の信号
が分岐されて実質的に供給されるように構成され、前記
デジタル信号処理部はデジタルフィルタと該フィルタの
タップ係数制御用の係数生成回路とで構成され、該係数
生成回路は実質的にＦＦＴまたはＤＦＴ回路、複素除算
回路（Ａ）、キャンセル残差演算回路、ＩＦＦＴまたは
ＩＤＦＴ回路、および係数抽出回路を縦続接続してなる
回り込みキャンセラにおいて、 前記キャンセル残差演算回路は、当該回路に供給される
回り込み関数Ｆ′(i,k) ・ｅ(i) を複素平均化する複素
平均化回路と、該複素平均化回路の出力信号f0(i) と前
記回り込み関数Ｆ′(i,k) ・ｅ(i) とが供給されて 【数１】 の演算を行う複素除算回路（Ｂ）と、該複素除算回路
（Ｂ）の出力信号を基準信号から減算して減算結果Ｅrr
(i,k) を出力する減算器とを少なくとも具えてなること
を特徴とする回り込みキャンセラ。 - 【請求項２】 減算器と該減算器の減算端子に、その出
力信号が供給されるように実質的に接続された回り込み
信号の複製を発生するデジタル信号処理部とを少なくと
も具えてなり、前記減算器の被減算端子には前記回り込
み信号を含んでいる受信信号が実質的に供給され、前記
減算器の出力端子には中継放送機の入力端子が実質的に
接続され、そして前記デジタル信号処理部の入力端子に
は、前記中継放送機の入出力信号のいずれか一方の信号
が分岐されて実質的に供給されるように構成され、前記
デジタル信号処理部はデジタルフィルタと該フィルタの
タップ係数制御用の係数生成回路とで構成され、該係数
生成回路は実質的にＦＦＴまたはＤＦＴ回路、複素除算
回路（Ａ）、キャンセル残差演算回路、ＩＦＦＴまたは
ＩＤＦＴ回路、および係数抽出回路を縦続接続してなる
回り込みキャンセラにおいて、 前記キャンセル残差演算回路は、当該回路に供給される
回り込み関数の実部ＦＩ(i,k) と虚部ＦＱ(i,k) のそれ
ぞれに対して平均化を行う第１、第２の平均化回路、前
記実部ＦＩ(i,k) および虚部ＦＱ(i,k) の両方が入力さ
れて自乗和をとる自乗和回路、および前記実部ＦＩ(i,
k) 、前記第１の平均化回路の出力信号ｆi0(i) 、前記
自乗和回路の出力信号ＦＰ（i,k)、前記虚部ＦＱ(i,k)
および前記第２の平均化回路の出力信号ｆq0(i) が供給
されて 【数２】 【数３】 の演算を行い、該演算結果であるＥrrI(i,k)とＥrrＱ
(i,k) をそれぞれ出力する条件付複素除算回路を具えて
なることを特徴とする回り込みキャンセラ。 - 【請求項３】 請求項２記載の回り込みキャンセラにお
いて、該回り込みキャンセラはさらに、 前記第１の平均化回路の出力信号ｆi0(i) および前記第
２の平均化回路の出力信号ｆq0(i) が供給されて自乗和
をとる自乗和回路を具え、該自乗和回路の出力ｆp(i)ま
たはｆa(i)を用いて主波の自動利得調整を行うようにし
たことを特徴とする回り込みキャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14788599A JP3787040B2 (ja) | 1999-05-27 | 1999-05-27 | 回り込みキャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14788599A JP3787040B2 (ja) | 1999-05-27 | 1999-05-27 | 回り込みキャンセラ |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000341238A true JP2000341238A (ja) | 2000-12-08 |
| JP2000341238A5 JP2000341238A5 (ja) | 2006-03-30 |
| JP3787040B2 JP3787040B2 (ja) | 2006-06-21 |
Family
ID=15440411
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14788599A Expired - Lifetime JP3787040B2 (ja) | 1999-05-27 | 1999-05-27 | 回り込みキャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3787040B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002290370A (ja) * | 2001-03-28 | 2002-10-04 | Japan Radio Co Ltd | 伝送路特性測定器および回り込みキャンセラ |
| JP2008017236A (ja) * | 2006-07-07 | 2008-01-24 | Japan Radio Co Ltd | 伝送路特性測定器 |
| JP2008042663A (ja) * | 2006-08-08 | 2008-02-21 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | 回り込みキャンセラ |
| JP2009100067A (ja) * | 2007-10-15 | 2009-05-07 | Japan Radio Co Ltd | 中継装置 |
| JP2009159455A (ja) * | 2007-12-27 | 2009-07-16 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | 回り込みキャンセラ |
-
1999
- 1999-05-27 JP JP14788599A patent/JP3787040B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002290370A (ja) * | 2001-03-28 | 2002-10-04 | Japan Radio Co Ltd | 伝送路特性測定器および回り込みキャンセラ |
| JP2008017236A (ja) * | 2006-07-07 | 2008-01-24 | Japan Radio Co Ltd | 伝送路特性測定器 |
| JP2008042663A (ja) * | 2006-08-08 | 2008-02-21 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | 回り込みキャンセラ |
| JP4649381B2 (ja) * | 2006-08-08 | 2011-03-09 | 日本放送協会 | 回り込みキャンセラ |
| JP2009100067A (ja) * | 2007-10-15 | 2009-05-07 | Japan Radio Co Ltd | 中継装置 |
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|---|---|
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