JP2008042663A - 回り込みキャンセラ - Google Patents

Abstract

【課題】上位局信号の伝搬路に主波との遅延時間差が小さいマルチパス成分が存在する環境において、送受アンテナ間結合による回り込みを除去するとともに、マルチパスによる歪みを等化する回り込みキャンセラ、及びそれを用いて上位局信号を良好かつ安定に中継する中継装置を提供する。
【解決手段】フィルタ係数制御部１０がＦＦＦ２０２のフィルタ係数の生成に際し、ＬＰＦ手段１４が、チャネル応答の低域成分を抽出して、伝送路特性のみが含まれるチャネル応答を生成する。ＦＦＦ２０２のフィルタ係数は、ＦＦＴ窓位置補正手段２１、等化残差算出手段２２、ＩＦＦＴ手段２３、乗算手段２４、加算手段２５及び遅延手段２６により、上位局信号の伝送路特性のみが含まれるチャネル応答から生成される。これにより、上位局からの伝搬路にマルチパス成分が存在する環境において、ＦＦＦ２０２により、マルチパスによる歪みを等化することができる。
【選択図】図２

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式を用いるデジタル放送やデジタル伝送における中継局または中継装置に関わり、特に、ＳＦＮ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ）の放送波中継局における送受アンテナ間での電波の回り込みを除去するための回り込みキャンセラに関する。

回り込みキャンセラは、受信信号の周波数と同一周波数で再送信を行うＳＦＮ放送波中継局において、受信信号に含まれる、送受アンテナ間結合により生じる回り込み成分をキャンセルし、上位局信号のみを再送信するための装置である。

ＳＦＮ放送波中継局では、送信信号の電波を放射する送信アンテナと、上位局からの電波を希望波として受信する受信アンテナとの間において、回り込みが生じる。回り込みは、送信アンテナから放射された電波（送信信号の電波）の一部が回り込み伝搬路を通り、上位局波を受信する受信アンテナで、受信されることにより生じるものである。

この回り込み成分を受信信号からキャンセルするためには、回り込みキャンセラの内部において、回り込み伝搬路と同じ伝送特性を実現し、回り込みのレプリカ信号を生成する必要がある。回り込みキャンセラは、受信信号から、回り込みキャンセラ内部で生成した回り込みのレプリカ信号を減算することにより、回り込みをキャンセルし、上位局からの信号のみを取り出し、送信信号として送信することができる。このような回り込みキャンセラには、例えば特許文献１〜６に記載のものがある。

図１は、回り込みキャンセラの一般的な構成の概略を示すブロック図である。この回り込みキャンセラ１００は、図示しない外部の受信アンテナ及び受信部を介して入力される受信信号を周波数変換し、ＡＤ変換し、さらに直交復調して得た等価ベースバンド信号から回り込みのレプリカを減算する減算部２０１、減算部２０１から出力された信号にフィルタ処理を施し、所定の帯域幅の帯域制限と上位局のマルチパス歪みを等化するＦＦＦ（Ｆｅｅｄ−Ｆｏｒｗａｒｄ Ｆｉｌｔｅｒ）２０２、回り込みのレプリカを生成するＦＢＦ（Ｆｅｅｄ−Ｂａｃｋ Ｆｉｌｔｅｒ）２０３、及び、ＦＦＦ２０２のフィルタ係数及びＦＢＦ２０３のフィルタ係数を生成するフィルタ係数制御部１１０を備えている。そして、ＦＦＦ２０２によりフィルタ処理が施された等価ベースバンド信号は、直交変調、Ｄ／Ａ変換、そして周波数変換され、外部に出力される。回り込みキャンセラ１００の出力信号は、図示しないＰＡで所定の電力に増幅された後に図示しない送信アンテナから送信される。

このような構成の下で、ＦＢＦ２０３及び減算部２０１は、回り込みをキャンセルし、ＦＦＦ２０２は、上位局信号のマルチパス歪みの等化、及び信号の帯域制限を行う。
する。

図３は、従来の回り込みキャンセラの第１の構成を示すブロック図である。この従来の回り込みキャンセラ１０１は、減算部２０１、ＦＦＦ２０２、ＦＢＦ２０３、及びフィルタ係数制御部１１０を備えている。フィルタ係数制御部１１０は、図示しない同期再生部にて再生され、供給される受信ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングにより時間領域のＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間を抽出する有効シンボル期間抽出手段１１１、有効シンボル期間の時間領域ＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換して、周波数領域のキャリアシンボルを出力するＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）手段１１２、キャリヤシンボルからチャネル応答（伝送路の周波数特性）を推定するチャネル応答推定手段１１３、チャネル応答からキャンセル残差の周波数特性を算出して出力するキャンセル残差算出手段１１４、周波数領域信号であるキャンセル残差の応答を逆高速フーリエ変換して、時間領域信号のキャンセル残差のインパルス応答を出力するＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆高速フーリエ変換）手段１１５、ＩＦＦＴ手段の出力するキャンセル残差のインパルス応答から、所定の時間範囲の係数を切り出す係数切り出し手段１２２，１２３、切り出し後のキャンセル残差のインパルス応答に所定の定数を乗算する乗算手段１１６，１１９、乗算されたキャンセル残差のインパルス応答を加算してフィルタ係数を生成する加算手段１１７，１２０、及び、フィルタ係数を所定の時間遅延させて出力する遅延手段１１８，１２１を備えている。そして、加算手段１１７により生成されたフィルタ係数は、ＦＢＦ２０３に出力され、加算手段１２０により生成されたフィルタ係数は、ＦＦＦ２０２に出力される。

図３に示したＦＦＦ２０２の帯域幅は、特許文献７に記載されているように、ＦＦＦ２０２の出力端から図示しない送信部，ＰＡ部、送信アンテナ、回り込み伝搬路、受信アンテナ及び受信部を介して減算部２０１を経てＦＦＦ２０２の入力端に到達する回り込みループ、及び、ＦＦＦ２０２の出力端からＦＢＦ２０３を経てＦＦＦ２０２の入力端に到達するキャンセルループのいずれの帯域幅をも超えないようにする必要がある。

また、特許文献８には、上位局からの伝搬路に主波との遅延時間差が小さいマルチパス成分が存在する環境において、上位局信号のマルチパスによる歪みを等化して再送信する回り込みキャンセラが記載されている。しかし、この回り込みキャンセラでは、マルチパスによる歪みを等化するＦＦＦの制御を行った場合、ＦＦＦの通過帯域が回り込みループ及びキャンセルループの通過帯域幅を超える特性になってしまうことがあった。この場合、回り込みループのループゲインが1より大きいときには、回り込みキャンセラの出力信号において、ＯＦＤＭ信号帯域外の雑音レベルが上昇し、このレベルが上昇した雑音により発振を引き起こしてしまうという問題があった。

図４は、従来の回り込みキャンセラの第２の構成を示すブロック図である。この従来の回り込みキャンセラ１０２は、減算部２０１、ＦＦＦ２０２、ＦＢＦ２０３、及びフィルタ係数制御部２１０を備えている。フィルタ係数制御部２１０は、有効シンボル期間抽出手段２１１、ＦＦＴ手段２１２、チャネル応答推定手段２１３、ＬＰＦ手段２１４、除算手段２１５、キャンセル残差算出手段２１６、ＩＦＦＴ手段２１７、係数切り出し手段２２１、乗算手段２１８、加算手段２１９、及び遅延手段２２０を備えている。ＬＰＦ手段２１４は、チャネル応答推定手段２１３により推定されたチャネル応答の低域成分を抽出する。除算手段２１５は、チャネル応答推定手段２１３により推定されたチャネル応答を、ＬＰＦ手段２１４により抽出されたチャネル応答の低域成分で除算し、チャネル応答から上位局信号のマルチパス歪みの成分を除去する。

図３に示した回り込みキャンセラ１０１と図４の回り込みキャンセラ１０２とを比較すると、減算部２０１、ＦＦＦ２０２及びＦＢＦ２０３を備えている点で同一であるが、フィルタ係数制御部１１０，２１０の構成、及び、回り込みキャンセラ１０２ではＦＦＦ２０２のフィルタ係数をフィルタ係数制御部２１０から入力していない点で相違する。また、回り込みキャンセラ１０１のフィルタ係数制御部１１０と回り込みキャンセラ１０２のフィルタ係数制御部２１０とを比較すると、フィルタ係数制御部２１０が、チャネル応答の低域成分を抽出するＬＰＦ手段２１４、及び、チャネル応答をその低域成分で除算してチャネル応答から上位局信号のマルチパス歪みの成分を除去する除算手段２１５を備えている点、さらに、ＦＦＦ２０２のフィルタ係数を生成する手段を備えていない点で相違する。

また、特許文献９には、チャネル応答に関して、ＦＦＴ窓位置の誤差を補正する回り込みキャンセラが記載されている。この回り込みキャンセラによれば、上位局からの伝送路に主波との遅延時間差が小さいマルチパス成分が存在する環境において、ＦＢＦのフィルタ係数を求める際に、図４に示したＬＰＦ手段２１４及び除算手段２１５と同様に、チャネル応答をその低域成分で除算することにより、上位局信号のマルチパス歪みの成分を除去する。これにより、主波との遅延時間差が小さいマルチパス成分が除去されるため、回り込み特性の推定精度を向上させることができる。

特開平１１−３５５１６０号公報 特開２０００−３４１２３８号公報 特開２０００−３４９７３４号公報 特開２００１−９４５２８号公報 特開２０００−２９５１９５号公報 特開２００１−２３７７４９号公報 特開２００２−７７０９６号公報 特開２００３−１７４４３０号公報 特開２００４−３２０６７７号公報

ところで、前述した特許文献８及び９を組み合わせることにより、上位局信号のマルチパスによる歪みを等化するＦＦＦを制御する回り込みキャンセラを想定することができる。図５は、特許文献８，９から想定される回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。この回り込みキャンセラ１０３は、減算部２０１、ＦＦＦ２０２、ＦＢＦ２０３、及びフィルタ係数制御部３１０を備えている。フィルタ係数制御部３１０は、有効シンボル期間抽出手段３１１、ＦＦＴ手段３１２、チャネル応答推定手段３１３、ＬＰＦ手段３１４、除算手段３１５、キャンセル残差算出手段３１６、ＩＦＦＴ手段３１７、係数切り出し手段３２４，３２５、乗算手段３１８，３２１、加算手段３１９，３２２、及び遅延手段３２０，３２３を備えている。

図４に示した回り込みキャンセラ１０２と図５に示す回り込みキャンセラ１０３とを比較すると、減算部２０１、ＦＦＦ２０２及びＦＢＦ２０３を備えている点で同一であるが、フィルタ係数制御部２１０，３１０の構成、及び、回り込みキャンセラ１０３ではＦＦＦ２０２のフィルタ係数をフィルタ係数制御部３１０から入力している点で相違する。また、回り込みキャンセラ１０３のフィルタ係数制御部３１０と回り込みキャンセラ１０２のフィルタ係数制御部２１０とを比較すると、フィルタ係数制御部３１０が、ＦＦＦ２０２のフィルタ係数を生成するための係数切り出し手段３２５、乗算手段３２１、加算手段３２２及び遅延手段３２３を備えている点で相違する。

図５に示した回り込みキャンセラ１０３によれば、ＬＰＦ手段３１４が、チャネル応答推定手段３１３により推定されたチャネル応答の低域成分を抽出し、除算手段３１５が、チャネル応答推定手段３１３により推定されたチャネル応答を、ＬＰＦ手段３１４により抽出されたチャネル応答の低域成分で除算し、チャネル応答からマルチパスの歪み成分を除去する。これにより、上位局からの伝送路に主波との遅延時間差が小さいマルチパス成分が存在する環境において、マルチパス歪の成分を除去したチャネル応答からＦＢＦ２０３のフィルタ係数を生成することから、回り込み特性の推定精度を向上させることができる。しかし、主波との遅延時間差の小さいマルチパスによる歪成分を除去したチャネル応答からＦＦＦ２０２のフィルタ係数を生成することから、マルチパスによる歪みを等化して再送信する回り込みキャンセラを実現することができないという問題があった。

そこで、本発明はかかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、上位局信号の伝送路に主波との遅延時間差が小さいマルチパス成分が存在する環境において、送受アンテナ間結合による回り込みを除去するとともに、マルチパスによる歪みを等化する回り込みキャンセラ、及びそれを用いて上位局信号を良好かつ安定に中継する中継装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明による回り込みキャンセラは、入力されるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号と逆相で合成することにより回り込みをキャンセルするための回り込みのレプリカを生成するＦＢＦ（Ｆｅｅｄ−Ｂａｃｋ Ｆｉｌｔｅｒ）と、回り込みキャンセル後の信号のマルチパスによる歪みを等化するＦＦＦ（Ｆｅｅｄ−Ｆｏｒｗａｒｄ Ｆｉｌｔｅｒ）と、前記ＦＦＦを制御するためのフィルタ係数を生成するフィルタ係数制御部とを少なくとも備える回り込みキャンセラにおいて、前記フィルタ係数制御部が、前記ＦＦＦから入力されるＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間に相当する期間を抽出する有効シンボル期間抽出部と、前記有効シンボル期間抽出部から入力されるＯＦＤＭ信号をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）により周波数領域の信号であるキャリヤシンボルに変換するＦＦＴ手段と、前記ＦＦＴ手段から入力されるキャリヤシンボルからチャネル応答を推定するチャネル応答推定手段と、前記チャネル応答推定手段から入力されるチャネル応答から、上位局からの主波及びＦＦＦによって等化可能な遅延時間範囲のマルチパス成分が含まれる低域成分を抽出するＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）手段と、前記ＬＰＦ手段から入力されるチャネル応答の低域成分に含まれるＦＦＴ窓位置のずれによる位相回転成分を補正するＦＦＴ窓位置補正手段と、前記ＦＦＴ窓位置補正手段から入力されるチャネル応答の低域成分をマルチパス歪みの等化残差（周波数領域信号）に変換する等化残差算出手段と、前記等化残差算出手段から入力される等化残差をＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理し、等化残差のインパルス応答に変換するＩＦＦＴ手段と、前記ＩＦＦＴ手段から入力される等化残差のインパルス応答から所定の時間範囲の係数を切り出す切り出し手段と、前記係数切り出し手段から入力される切り出し後のインパルス応答に予め定められた定数を乗算する乗算手段と、前記ＦＦＦのフィルタ係数を単位更新時間分保持する遅延手段と、前記乗算手段から入力される定数乗算後の等化残差のインパルス応答と前記遅延手段から入力される単位更新時間前のＦＦＦのフィルタ係数とを加算して新たなＦＦＦのフィルタ係数を生成する加算手段と、を備えることを特徴とする。

また、本発明による回り込みキャンセラは、入力されるＯＦＤＭ信号と逆相で合成することにより回り込みをキャンセルするための回り込みのレプリカ信号を生成するＦＢＦと、回り込みキャンセル後の信号のマルチパスによる歪みを等化するＦＦＦと、前記ＦＢＦを制御するためのフィルタ係数及び前記ＦＦＦを制御するためのフィルタ係数を生成するフィルタ係数制御部とを少なくとも備える回り込みキャンセラにおいて、前記フィルタ係数制御部が、前記ＦＦＦから入力されるＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間に相当する期間を抽出する有効シンボル期間抽出部と、前記有効シンボル期間抽出部から入力されたＯＦＤＭ信号をＦＦＴにより周波数領域の信号であるキャリヤシンボルに変換するＦＦＴ手段と、前記ＦＦＴ手段から入力されるキャリヤシンボルからチャネル応答を推定するチャネル応答推定手段と、前記チャネル応答推定手段から入力されるチャネル応答から、上位局からの主波及びＦＦＦによって等化可能な遅延時間範囲のマルチパス成分が含まれる低域成分を抽出するＬＰＦ手段と、前記チャネル応答推定手段から入力されるチャネル応答を、ＯＦＤＭ信号のサブキャリヤ毎に前記ＬＰＦ手段から入力されるチャネル応答の低域成分で除算することにより、チャネル応答のマルチパス歪み成分を除去する除算手段と、前記除算手段から入力されるマルチパス歪み成分が除去されたチャネル応答から、回り込みキャンセル残差を算出するキャンセル残差算出手段と、前記キャンセル残差算出手段から入力される回り込みキャンセル残差（周波数領域信号）をＩＦＦＴ処理し、回り込みキャンセル残差のインパルス応答に変換するＩＦＦＴ手段と、前記ＩＦＦＴ手段から入力される回り込みキャンセル残差のインパルス応答から、所定の時間範囲の係数を切り出す係数切り出し手段と、前記係数切り出し手段から入力される切り出し後のキャンセル残差のインパルス応答に予め定められた定数を乗算する乗算手段と、ＦＢＦのフィルタ係数を単位更新時間分保持する遅延手段と、前記乗算手段から入力される回り込みキャンセル残差のインパルス応答と前記遅延手段から入力される単位更新時間前のＦＢＦのフィルタ係数とを加算して新たなＦＢＦのフィルタ係数を生成する加算手段と、前記ＬＰＦ手段から入力されるチャネル応答の低域成分に含まれるＦＦＴ窓位置のずれによる位相回転成分を補正するＦＦＴ窓位置補正手段と、前記ＦＦＴ窓位置補正手段から入力されるチャネル応答の低域成分をマルチパス歪みの等化残差（周波数領域信号）に変換する等化残差算出手段と、 前記等化残差算出手段から入力される等化残差をＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理し、等化残差のインパルス応答に変換するＩＦＦＴ手段と、前記ＩＦＦＴ手段から入力される等化残差のインパルス応答から所定の時間範囲の係数を切り出す切り出し手段と、前記係数切り出し手段から入力される切り出し後のインパルス応答に予め定められた定数を乗算する乗算手段と、前記ＦＦＦのフィルタ係数を単位更新時間分保持する遅延手段と、前記乗算手段から入力される定数乗算後の等化残差のインパルス応答と前記遅延手段から入力される単位更新時間前のＦＦＦのフィルタ係数とを加算して新たなＦＦＦのフィルタ係数を生成する加算手段と、を備えることを特徴とする。

また、本発明による回り込みキャンセラは、前記フィルタ係数制御部が、さらに、前記加算手段により生成される新たなＦＦＦのフィルタ係数に対して予め定められたフィルタ係数を畳み込み、前記ＦＦＦを制御するためのフィルタ係数を生成する畳み込み演算手段を備えることを特徴とする。

また、本発明による中継装置は、前記回り込みキャンセラを用いることを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、上位局信号の伝送路に主波との遅延時間差が小さいマルチパス成分が存在する環境において、マルチパスによる歪みを等化して再送信する回り込みキャンセラ、及びそれを用いて上位局波を良好かつ安定に中継する中継装置を実現することができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を用いて詳細に説明する。
図２は、本発明の実施の形態による回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。この回り込みキャンセラ１は、減算部２０１、ＦＦＦ２０２、ＦＢＦ２０３、及びフィルタ係数制御部１０を備えている。フィルタ係数制御部１０は、有効シンボル期間抽出手段１１、ＦＦＴ手段１２、チャネル応答推定手段１３、ＬＰＦ手段１４、除算手段１５、キャンセル残差算出手段１６、ＩＦＦＴ手段１７，２３、係数切り出し手段３０，３１、乗算手段１８，２４、加算手段１９，２５、遅延手段２０，２６、ＦＦＴ窓位置補正手段２１、等化残差算出手段２２、及び畳み込み演算手段２７を備えている。畳み込み演算手段２７は、畳み込み演算段２８及びフィルタ係数設定段２９を備えている。

図４に示した従来の回り込みキャンセラ１０２と図２に示す回り込みキャンセラ１とを比較すると、回り込みキャンセラ１は、ＦＦＦ２０２がフィルタ係数をフィルタ係数制御部１０から入力する点、ＦＦＴ窓位置補正手段２１、等化残差算出手段２２、ＩＦＦＴ手段２３、乗算手段２４、加算手段２５、遅延手段２６及び畳み込み演算手段２７がＦＦＦ２０２のフィルタ係数を生成する点において相違する。

また、回り込みキャンセラ１は、減算部２０１の前段に、図示しない周波数変換部、Ａ／Ｄ変換部及び直交復調部、及び同期再生部を備えており、ＦＦＦ２０２の後段に、図示しない直交変調部、Ｄ／Ａ変換部、周波数変換部を備えている。

図示しない周波数変換部は、外部から入力されるＩＦ信号を周波数変換し、第２ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換部に出力する。Ａ／Ｄ変換部は、周波数変換部により周波数変換された第２ＩＦ信号を入力し、同期再生部から供給されるサンプリングクロックを用いて第２ＩＦ信号をデジタルＩＦ信号にＡ／Ｄ変換し、得られたデジタルＩＦ信号を直交復調部に出力する。直交復調部は、Ａ／Ｄ変換部より出力されたデジタルＩＦ信号を入力し、デジタルＩＦ信号をＩ成分（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ：同相成分） 及びＱ成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ：直交成分）の等価ベースバンド信号に直交復調し、得られた等価ベースバンド信号を減算部２０１に出力する。

尚、Ａ／Ｄ変換部及び直交復調部の順序を逆にして構成するようにしてもよい。すなわち、周波数変換部の後段に直交復調部を設け、直交復調部の後段にＡ／Ｄ変換部を設ける。この場合、直交復調部は、周波数変換部により周波数変換された第２ＩＦ信号を入力し、第２ＩＦ信号をＩ成分及びＱ成分の等価ベースバンド信号にアナログ直交復調し、得られたＩ成分信号及びＱ成分信号をそれぞれＡ／Ｄ変換部に出力する。Ａ／Ｄ変換部は、２つのＡ／Ｄ変換部から成り、それぞれＩ成分及びＱ成分の等価ベースバンド信号を入力してデジタルI、Ｑ信号にＡ／Ｄ変換する。同期再生部はＦＦＦ２０２から等価ベースバンド信号を入力し、サンプリングクロック及び搬送波周波数を再生する。

減算部２０１は、直交復調後の等価ベースバンド信号、及びＦＢＦ２０３からの回り込みのレプリカ信号をそれぞれ入力し、前記等価ベースバンド信号から回り込みのレプリカ信号を減算して出力する。すなわち、減算部２０１は回り込みをキャンセルする。

ＦＦＦ２０２は、減算部２０１から回り込みがキャンセルされた等価ベースバンド信号を入力し、フィルタ係数制御部１０からフィルタ係数を入力し、等価ベースバンド信号に対してフィルタ処理を行う。ここで、ＦＦＦ２０２からの等価ベースバンド信号（フィルタ処理された等価ベースバンド信号）は４分配され、ＦＦＦ２０２の後段に備えた図示しない直交変調部、図示しない同期再生部、ＦＢＦ２０３、及びフィルタ係数制御部１０にそれぞれ出力される。

ＦＦＦ２０２の後段に備えた図示しない直交変調部は、ＦＦＦ２０２から等価ベースバンド信号を入力して直交変調し、デジタルＩＦ信号に変換して、Ｄ／Ａ変換部に出力する。図示しないＤ／Ａ変換部は、直交変調部からデジタルＩＦ信号を入力し、第２ＩＦ信号にＤ／Ａ変換し、周波数変換部に出力する。周波数変換部は、Ｄ／Ａ変換部から第２ＩＦ信号を入力し、ＩＦ信号に周波数変換して外部に出力する。

ＦＢＦ２０３は、ＦＦＦ２０２の後段において４分配された等価ベースバンド信号のうちの第２の等価ベースバンド信号を入力し、フィルタ係数制御部１０からフィルタ係数を入力し、このフィルタ係数を用いて前記等価ベースバンド信号にフィルタ処理を行い、回り込み伝搬路を含む回り込みループの伝送特性を実現して回り込みのレプリカ信号を生成し、減算部２０１に出力する。

フィルタ係数制御部１０は、ＦＦＦ２０２の後段において４分配された等価ベースバンド信号のうちの第３の等価ベースバンド信号を入力し、ＦＦＦ２０２のフィルタ係数及びＦＢＦ２０３のフィルタ係数を生成し、それぞれのフィルタに出力する。以下、フィルタ係数制御部１０の構成について説明する。

フィルタ係数制御部１０の有効シンボル期間抽出手段１１は、ＦＦＦ２０２から等価ベースバンド信号を入力し、図示しない同期再生部より入力したシンボルタイミングにより１つのＯＦＤＭ伝送シンボル期間のうちの有効シンボル期間に相当する信号を抽出し、得られた有効シンボル期間の時間領域のＯＦＤＭ信号をＦＦＴ手段１２に出力する。ＦＦＴ手段１２は、有効シンボル抽出手段１１から有効シンボル期間の時間領域のＯＦＤＭ信号を入力し、当該時間領域のＯＦＤＭ信号を周波数領域のＯＦＤＭ信号であるキャリヤシンボルに高速フーリエ変換し、得られたキャリヤシンボルをチャネル応答推定手段１３に出力する。

チャネル応答推定手段１３は、ＦＦＴ手段１２からキャリヤシンボルを入力し、キャリヤシンボルから回り込みキャンセル後のチャネル応答を算出する。チャネル推定の算出処理についての詳細は後述する。ここで、チャネル応答推定手段１３からの出力されたチャネル応答は２分配され、一方がＬＰＦ手段１４に供給され、他方が除算手段１５に供給される。

ＬＰＦ手段１４は、チャネル応答推定手段１３からチャネル応答を入力し、チャネル応答の低域成分を抽出して出力する。ここで、ＬＰＦ手段１４から出力されたチャネル応答の低域成分は２分配され、一方が除算手段１５に供給され、他方がＦＦＴ窓位置補正手段２１に供給される。

除算手段１５は、チャネル応答推定手段１３からチャネル応答を入力し、ＬＰＦ手段１４からチャネル応答の低域成分を入力し、ＯＦＤＭ信号の各サブキャリヤ毎に、チャネル応答をその低域成分で除算し、チャネル応答からマルチパス歪みの成分を除去する。そして、マルチパス歪み成分が除去されたチャネル応答をキャンセル残差算出手段１６に出力する。ＬＰＦ処理及びチャネル応答をその低域成分で除算する処理についての詳細は後述する。

キャンセル残差算出手段１６は、除算手段１５からマルチパス歪み成分が除去されたチャネル応答を入力し、実際の回り込み伝搬路を含む回り込みループの伝送特性、ＦＦＦ２０２の出力から減算部２０１の入力までの伝送特性とＦＢＦ２０３の伝送特性との間の差分であるキャンセル残差（周波数領域信号）を算出し、ＩＦＦＴ手段１７に出力する。キャンセル残差の算出処理についての詳細は後述する。

ＩＦＦＴ手段１７は、キャンセル残差算出手段１６からキャンセル残差を入力し、当該周波数領域のキャンセル残差を時間領域のキャンセル残差のインパルス応答に逆高速フーリエ変換し、係数切り出し手段３０に出力する。係数切り出し手段３０は、ＩＦＦＴ手段からキャンセル残差のインパルス応答を入力し、所定の時間範囲の係数を切り出し、乗算手段１８に出力する。

乗算手段１８は、係数切り出し手段３０から切り出し後のキャンセル残差のインパルス応答を入力し、当該係数に予め設定された値μを乗算し、加算手段１９に出力する。ここで、予め設定された値μは、０＜μ＜１の範囲にある値であり、ＦＢＦ２０３により実現される回り込み伝搬路を含む回り込みループの伝送特性の変動に対する追従性能とその推定精度との間のトレードオフを調整するための適応パラメータである。μが大きな値に設定された場合には、回り込みの変動環境における回り込みキャンセラの変動追従性能は良くなる。これに対し、μが小さな値に設定された場合には、変動の少ない環境における回り込みループの伝送特性の推定精度は良くなる。

加算手段１９は、乗算手段１８から定数μ乗算後のキャンセル残差のインパルス応答を入力し、遅延手段２０から単位係数更新時間前のフィルタ係数を入力し、このフィルタ係数にキャンセル残差のインパルス応答を加算し、新たなフィルタ係数として出力する。ここで、加算手段１９から出力されたフィルタ係数は２分配され、一方はＦＢＦ２０３に供給され、他方は遅延手段２０に供給される。遅延手段２０は、加算手段１９からフィルタ係数の一方を入力し、当該フィルタ係数を保持して次回の係数更新時まで（単位係数更新時間の間）遅延させ、その遅延時間経過後に加算手段１９に出力する。ＩＦＦＴ手段１７による逆高速フーリエ変換、乗算手段１８による乗算処理、加算手段１９による加算処理、及び遅延手段２０による遅延処理についての詳細は後述する。

ＦＦＴ窓位置補正手段２１は、ＬＰＦ手段１４からチャネル応答の低域成分を入力し、そのチャネル応答の低域成分に含まれる、有効シンボル期間と有効シンボル期間抽出手段１１により抽出された期間との間のずれによる位相回転成分を補正し、伝送路の特性のみが含まれるチャネル応答を出力する。

等化残差算出手段２２は、ＦＦＴ窓位置補正手段２１から出力されたＦＦＴ窓位置のずれによる位相回転が補正されたチャネル応答を入力し、実際に行われるべき等化処理とＦＦＦ２０２により実現している等化処理との間の差分である等化残差を算出し、ＩＦＦＴ手段２３に出力する。等化残差（周波数領域信号）の算出処理についての詳細は後述する。

ＩＦＦＴ手段２３は、等化残差算出手段２２から等化残差を入力し、等化残差のインパルス応答に逆高速フーリエ変換し、係数切り出し手段３１に出力する。係数切り出し手段３１は、ＩＦＦＴ手段から等化残差のインパルス応答を入力し、所定の時間範囲の係数を切り出し、乗算手段２４に出力する。乗算手段２４は、係数切り出し手段３１から切り出し後の等化残差のインパルス応答を入力し、当該インパルス応答に予め設定された値を乗算し、加算手段２５に出力する。

加算手段２５は、乗算手段２４から等化残差のインパルス応答を入力し、遅延手段２６から単位係数更新時間前のフィルタ係数を入力し、このフィルタ係数に等化残差のインパルス応答を加算し、新たなフィルタ係数として出力する。ここで、加算手段２５から出力されたフィルタ係数は２分配され、一方は畳み込み演算手段２７に供給され、他方は遅延手段２６に供給される。遅延手段２６は、加算手段２５から出力され２分配されたフィルタ係数の一方を入力し、当該フィルタ係数を保持して次回の係数更新時まで（単位係数更新時間の間）遅延させ、その遅延時間経過後に加算手段２５に出力する。ＩＦＦＴ手段２３による逆高速フーリエ変換、乗算手段２４による乗算処理、加算手段２５による加算処理、及び遅延手段２６による遅延処理についての詳細は後述する。

畳み込み演算手段２７の畳み込み演算段２８は、加算手段２５から新たなフィルタ係数を入力し、フィルタ係数設定段２９により予め設定されたフィルタ係数を入力し、これらのフィルタ係数を畳み込み演算し、ＦＦＦ２０２に出力する。畳み込み演算処理の詳細については後述する。

次に、図２に示した回り込みキャンセラ１をＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）方式の地上デジタル放送に適用した場合について、フィルタ係数制御部１０のチャネル応答推定手段１３、ＬＰＦ手段１４、除算手段１５、キャンセル残差算出手段１６、ＦＦＴ窓位置補正手段２１、等化残差算出手段２２、ＩＦＦＴ手段１７，２３、乗算手段１８，２４、加算手段１９，２５、遅延手段２０，２６、及び畳み込み演算手段２７の動作を説明する。但し、以下は原理的な説明であり、周波数変換、Ａ／Ｄ、Ｄ／Ａ、直交変復調、送受信部といった基本的な部分は公知技術であるため、説明は省略する。また、同期再生は十分な精度で実現されるものとする。

〔チャネル推定〕
まず、チャネル応答推定手段１３の動作の詳細について説明する。前述したように、チャネル応答推定手段１３は、キャリヤシンボルを入力し、キャリヤシンボルから回り込みキャンセル後のチャネル応答を算出する。

図９は、地上デジタルテレビジョン放送の放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ方式及びＤＶＢ−Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）方式において、特定のシンボルの特定のサブキャリヤに割り当てられているＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ：スキャタードパイロット）の配置を示す図である。図９において、ＳＰを黒丸で、データシンボル等のその他のキャリヤシンボルを白抜きの丸で示している。ＳＰは、その振幅及び位相が予め決められているため、受信側の回り込みキャンセラ１においても同じ信号を生成することができる。

図７は、図２に示したチャネル応答推定手段１３の第１の構成を示すブロック図である。このチャネル応答推定手段１３−１は、ＳＰ信号抽出段３１、基準ＳＰ信号生成段３２、除算段３３、及び補間段３４を備えている。ＳＰが割り当てられているサブキャリヤについて、シンボル番号をｉ、サブキャリヤ番号をｋとすると、

を満足する。但し、ｍｏｄは剰余を示す。以下、式（1）を満足するｉ，ｋをそれぞれｉ_ｐ，ｋ_ｐとする。

ＳＰ信号抽出段３１は、キャリヤシンボルを入力し、キャリヤシンボルからＳＰを抽出し、除算段３３に出力する。基準ＳＰ信号生成段３２は、ＩＳＤＢ-Ｔ変調器における信号生成時のＳＰと同一の振幅及び位相の基準ＳＰを生成し、除算段３３に出力する。除算段３３は、ＳＰ信号抽出段３１により抽出されたＳＰを、基準ＳＰ信号生成段３２により生成された基準ＳＰで除算し、補間段３４に出力する。また、補間段３４は、除算段３３により生成されたチャネル応答を補間する。

ここで、ＳＰ信号抽出段３１で抽出されるＳＰをＹ_{ｉｐ，ｋｐ}、基準ＳＰ信号生成段３２で生成される基準ＳＰをＸ_{ｉｐ，ｋｐ}とすると、シンボル番号ｉ_ｐ、サブキャリヤ番号ｋ_ｐにおけるチャネル応答Ｆ_{ｉｐ，ｋｐ}は次式で表される。

尚、チャネル応答推定手段１３−１は、チャネル応答を算出するための基準信号として、ＩＳＤＢ−Ｔ方式で採用されているＳＰを用いるようにしたが、これに限定されるものではない。振幅及び位相が既知の信号であって、受信側の回り込みキャンセラ１において生成可能な他のキャリアシンボルを基準信号として用いるようにしてもよい。

図８は、図２に示したチャネル応答推定手段１３の第２の構成を示すブロック図である。このチャネル応答推定手段１３−２は、チャネル等化段４０、判定段４６、及び除算段４７を備えている。チャネル等化段４０は、ＳＰ信号抽出段４１、基準ＳＰ信号生成段４２、除算段４３、補間段４４、及び除算段４５を備えている。図７に示したチャネル応答推定手段１３−１と図８に示すチャネル応答推定手段１３−２とを比較すると、ＳＰ信号抽出段３１，４１、基準ＳＰ信号生成段３２，４２、除算段３３，４３及び補間段３４，４４を備えている点で同一であるが、チャネル応答推定手段１３−２は、チャネル応答推定手段１３−１に加えて、除算段４５、判定段４６及び除算段４７を備えている点で相違する。

チャネル等化段４０は、ＦＦＴ手段１２からキャリヤシンボルを入力し、当該キャリヤシンボルのうちのＳＰ以外のキャリヤシンボル（以下、データシンボルという。）について、除算段４５が、これを補間段４４により出力されたチャネル応答Ｆで除算することにより、チャネル等化を行う。チャネル等化段４０は、チャネル等化後のデータシンボルを判定段４６に出力する。

チャネル等化後のデータシンボルＺ_ｋは、次式のように表すことができる。

ここで、Ｄ_ｋはＩＳＤＢ-Ｔ変調器における信号生成時のサブキャリヤ番号ｋのキャリヤシンボル（以下、送信シンボル）、Ｎ_ｋは雑音を示す。式（３）によれば、Ｚ_ｋは、第２項により信号点Ｄ_ｋを中心に分散することがわかる。

次に、判定段４６は、チャネル等化段４０からチャネル等化後のデータシンボルを入力し、しきい値判定を行い、等化後のキャリヤシンボルから信号空間上におけるユークリッド距離の最も小さい既知の信号点を、送信シンボルの推定値として除算段４７に出力する。

ここで、送信シンボルの推定値を式（４）で表すことができる。

ｄｅｃ（ｙ）は、しきい値判定の関数であり、信号空間においてデータシンボルＹに最も近い送信信号を返す。

式（４）において判定誤りがないと仮定すると、式（４）に示す送信シンボルの推定値は、サブキャリヤ番号ｋのサブキャリヤの周波数における送信シンボルＤ_ｋと等しくなる。したがって、式（４）に示す送信シンボルの推定値をＳＰと同様に基準信号として用い、式（５）のように、チャネル応答を求めることができる。

つまり、除算段４７は、キャリヤシンボルを、式（４）に示す送信シンボルの推定値である基準信号で除算し、その結果のチャネル応答を出力する。

〔チャネル応答の遅延時間分離〕
次に、ＬＰＦ手段１４及び除算手段１５の動作の詳細について説明する。前述したように、ＬＰＦ手段１４は、チャネル応答の低域成分を抽出し、除算手段１５は、ＯＦＤＭ信号の各サブキャリヤ毎に、チャネル応答をその低域成分で除算し、チャネル応答からマルチパスの歪み成分を除去する。

図１０は、図２に示したＬＰＦ手段１４の第１の構成を示すブロック図である。このＬＰＦ手段１４−１は、チャネル応答（周波数特性）を入力し、その低域成分を抽出し、出力する。ここで、チャネル応答の低域成分とは、チャネル応答（周波数特性）波形の低域成分であり、周波数特性をＩＦＦＴして得られる遅延プロファイル上の主波を含む一定遅延時間範囲の応答に相当する。

図１１は、図２に示したＬＰＦ手段１４の第２の構成を示すブロック図である。このＬＰＦ手段１４−２は、ＩＦＦＴ段５１、窓関数段５２、及びＦＦＴ段５３を備えている。ＩＦＦＴ段５１は、チャネル応答推定手段１３からチャネル応答を入力し、チャネル応答の時間領域表現である遅延プロファイルに逆高速フーリエ変換し、窓関数段５２に出力する。窓関数段５２は、ＩＦＦＴ段５１から遅延プロファイルを入力し、窓関数を乗算してＦＦＦ２０２によって等化可能な遅延時間範囲の成分のみを抽出し、ＦＦＴ段５３に出力する。ＦＦＴ段５３は、窓関数段５２から窓関数乗算結果を入力し、再び周波数領域表現であるチャネル応答に高速フーリエ変換し、これにより得られたチャネル応答の低域成分を出力する。

このようなＬＰＦ手段１４−１，２による処理を式（６）で表すことができる。

ここで、式（６）の左辺は、サブキャリヤ番号ｋについて、主波とＦＦＦ２０２によって等化可能なマルチパス成分のみが含まれるチャネル応答を示す。

除算手段１５は、チャネル応答推定手段１３からのチャネル応答Ｆ_ｋを、ＬＰＦ手段１４からの式（６）左辺で除算する。すなわち、式（７）で表すことができる。

ここで、式（７）の左辺は、サブキャリヤ番号ｋについて、主波とＦＢＦ２０３によってそのレプリカを生成可能な遅延時間範囲の回り込み成分のみが含まれるチャネル応答を示す。

図１２は、ＬＰＦ手段１４及び除算手段１５の処理内容をチャネル応答の時間領域表現である遅延プロファイルによって表現した図である。図１２（ａ）は、ＬＰＦ手段１４及び除算手段１５が入力するチャネル応答の遅延プロファイルを示す。（ｂ）は、ＬＰＦ手段１４の出力信号であるチャネル応答の低域成分の遅延プロファイルを示す。また、（ｃ）は、除算手段１５の出力信号である、チャネル応答からマルチパス歪み成分が除去された遅延プロファイルを示す。

図１２から、チャネル応答（ａ）は、主波及びＦＦＦ２０２によって等化可能な遅延時間範囲のマルチパス成分のみが含まれる信号（ｂ）と、主波及びＦＢＦ２０３によってそのレプリカを生成可能な遅延時間範囲の回り込み成分のみが含まれる信号（ｃ）とに分離されることがわかる。すなわち、ＬＰＦ手段１４及び除算手段１５の目的は、（ａ）に示したチャネル応答の信号を、（ｂ）に示した主波及びマルチパス成分の信号（ＦＦＦ２０２のフィルタ係数を生成するための信号）と、（ｃ）に示した主波及び回り込み成分の信号（ＦＢＦ２０３のフィルタ係数を生成するための信号）とに分離することにある。尚、詳細については、前述した特許文献９を参照されたい。

〔回り込みキャンセル残差の算出、ＦＢＦのフィルタ係数の更新〕
次に、キャンセル残差算出手段１６、ＩＦＦＴ手段１７、係数切り出し手段３０、乗算手段１８、加算手段１９及び遅延手段２０の動作の詳細について説明する。前述したように、キャンセル残差算出手段１６は、マルチパス歪み成分が除去されたチャネル応答を入力して、回り込み伝搬路のキャンセル残差を算出し、ＩＦＦＴ手段１７は、周波数領域のキャンセル残差をキャンセル残差のインパルス応答に逆高速フーリエ変換する。係数切り出し手段３０は、キャンセル残差のインパルス応答から所定の時間範囲の係数を切り出す。また、乗算手段１８は、切り出されたキャンセル残差のインパルス応答に予め設定された値μを乗算し、加算手段１９は、単位係数更新時間前のフィルタ係数に、キャンセル残差のインパルス応答を加算し、遅延手段２０は、入力されたフィルタ係数を保持して次回の係数更新時まで（単位係数更新時間の間）遅延させる。

サブキャリヤ番号ｋに関する回り込みのキャンセル残差をδＷ_ｋとすると、キャンセル残差算出手段１６により算出されるキャンセル残差は、式（８）で表すことができる。

また、ＩＦＦＴ手段１７は、周波数領域のキャンセル残差δＷ_ｋをＩＦＦＴ処理により時間領域に変換すると、回り込みキャンセル残差のインパルス応答δｗ_（ｎ）を算出する。

ここで、ｎは任意の離散時間を示す。

現在の時刻をｉ、任意の離散時間をｎとし、ＦＢＦ２０３のフィルタ係数をｗ（ｉ，ｎ）とすると、乗算手段１８、加算手段１９及び遅延手段２０は、ＦＢＦ２０３のフィルタ係数ｗ（ｉ，ｎ）を、式（１０）により更新する。

ここでμ_ｂは、雑音抑圧のための適応係数を示し、乗算手段１８により乗算される定数である。尚、フィルタ係数の更新にあたっては、特開２００１−２３７７４９、特開２０００−３４１２４２等の手法を用いることができる。

〔等化残差の算出、ＦＦＦ２０２フィルタ係数の更新〕
次に、等化残差算出手段２２、ＩＦＦＴ手段２３、乗算手段２４、係数切り出し手段３１、加算手段２５及び遅延手段２６の動作の詳細について説明する。等化残差算出手段２２は、上位局信号の伝送路の特性のみが含まれるチャネル応答の低域成分を入力して等化残差を算出し、ＩＦＦＴ手段２３は、周波数領域の等化残差を、時間領域の等化残差のインパルス応答に逆高速フーリエ変換する。係数切り出し手段３１は、所定の時間範囲の係数を切り出す。また、乗算手段２４は、等化残差のインパルス応答に予め設定された値を乗算し、加算手段２５は、単位係数更新時間前のフィルタ係数に、等化残差のインパルス応答を加算し、遅延手段２６は、フィルタ係数を保持して次回の係数更新時まで（単位係数更新時間の間）遅延させる。

サブキャリヤ番号ｋに関する等化残差をδＨ_ｋとすると、等化残差算出手段２２により算出される等化残差は、式（１１）で表すことができる。

また、ＩＦＦＴ手段２３は、周波数領域の等化残差δＨ_ｋをＩＦＦＴ処理により時間領域に変換すると、等化残差のインパルス応答δｈ（ｎ）を算出する。

現在の時刻をｉ、任意の離散時間をｎとし、ＦＦＦ２０２のフィルタ係数をｈ（ｉ，ｎ）とすると、乗算手段２４、加算手段２５及び遅延手段２６は、ＦＦＦ２０２のフィルタ係数を、式（１３）により更新する。

ここでμ_ｆは、雑音抑圧のための適応係数を示し、乗算手段２４により乗算される定数である。

〔畳み込み演算〕
次に、畳み込み演算手段２７の動作の詳細について説明する。畳み込み演算手段２７は、畳み込み演算段２８が、加算手段２５から新たなフィルタ係数を入力し、フィルタ係数設定段２９により予め設定されたフィルタ係数を入力し、これらのフィルタ係数どうしを畳み込み演算する。この畳み込み演算手段２７による処理の目的は、ＦＦＦ２０２の帯域幅が回り込みループ及びキャンセルループのいずれの帯域幅をも超えないように帯域制限することにある。

畳み込み演算手段２７は、非適応フィルタであり、その帯域幅が回り込みループ及びキャンセルループのいずれの帯域幅をも越えない狭帯域フィルタのフィルタ係数をｇ（ｎ）として予め定めておき、式（１３）により生成されるＦＦＦ２０２のフィルタ係数に対して、式（１４）のように時間領域での畳み込み演算を行う。

ここで、ｌは非適応狭帯域フィルタｇ（ｎ）のフィルタ長（タップ長）を示す。

このような非適応狭帯域フィルタである畳み込み演算手段２７をＦＦＦ２０２に縦続接続する場合には、回り込みキャンセラによる処理遅延が大きくなってしまう。しかし、このようにフィルタ係数同士を時間領域で畳み込み演算することにより、回り込みキャンセラによる装置遅延の増大を防ぐことができ、ＦＦＦ２０２の帯域幅が回り込みループ及びキャンセルループのいずれの帯域幅をも越えないようにすることができる。

以上のように、図２に示した回り込みキャンセラ１によれば、フィルタ係数制御部１０がＦＦＦ２０２のフィルタ係数の生成に際し、ＬＰＦ手段１４が、チャネル応答の低域成分を抽出して、主波及びＦＦＦ２０２によって、等化可能な遅延時間範囲内のマルチパスによる伝送路の特性のみが含まれるチャネル応答を生成するようにした。これにより、ＦＦＦ２０２のフィルタ係数は、ＦＦＴ窓位置補正手段２１、等化残差算出手段２２、ＩＦＦＴ手段２３、乗算手段２４、加算手段２５及び遅延手段２６により、主波及びＦＦＦ２０２によって等化可能な遅延時間範囲内のマルチパスによる伝送路の特性のみが含まれるチャネル応答から生成されることになる。したがって、上位局からの伝搬路に主波との遅延時間差が小さいマルチパス成分が存在する環境においても、ＦＦＦ２０２により、前記マルチパスによる歪みを等化することができる。

また、図２に示した回り込みキャンセラ１によれば、フィルタ係数制御部１０がＦＢＦ２０３のフィルタ係数の生成に際し、除算手段１５が、チャネル応答をその低域成分で除算して、ＦＢＦ２０３によっては、そのレプリカを生成できない遅延時間の範囲内のマルチ歪の成分を含まないチャネル応答を生成するようにした。すなわち、マルチパスの歪成分が除去されたチャネル応答を生成するようにした。これにより、ＦＢＦ２０３のフィルタ係数は、キャンセル残差算出手段１６、ＩＦＦＴ手段１７、乗算手段１８、加算手段１９及び遅延手段２０により、マルチパスの歪成分が除去されたチャネル応答から生成されることになる。したがって、上位局からの伝搬送路に主波との遅延時間差が小さいマルチパス成分が存在する環境においても、ＦＦＦ２０２がマルチパスによる歪みを等化すると共に、ＦＢＦ２０３及び減算部２０１により、回り込みをキャンセルすることができる。

次に、図２に示した回り込みキャンセラ１による効果について説明する。図１３は、遅延プロファイルの例を示す図である。以下、図１３により表される伝搬環境における回り込みキャンセラの動作例を、図３に示した従来の回り込みキャンセラ１０１、図４に示した従来技術から想定される回り込みキャンセラ１０３、及び、図２に示した本発明の実施の形態による回り込みキャンセラ１についてそれぞれ説明する。

図１４は、図３に示した従来の回り込みキャンセラ１０１を用いた場合のＦＦＦ２０２及びＦＢＦ２０３のフィルタ係数の例を示す図である。説明を簡単にするため、以下では１回のフィルタ係数の更新を行った後のフィルタ係数を示している。図１４から、ＦＦＦ２０２のフィルタ係数は、マルチパスを等化するように生成されているが、ＦＢＦ２０３のフィルタ係数は、回り込みをキャンセルするように生成されていないことがわかる。これは、ＦＢＦ２０３のフィルタ係数には、マルチパス歪みによって生じた、実際の回り込み伝搬路には存在しない成分を相殺するための係数が生成されているため、ＦＢＦ２０３によって生成される回り込みのレプリカが減算部２０１において相殺されないからである。つまり、回り込みキャンセラ１０１自体によって回り込みを生成してしまう。

図１５は、図５に示した従来技術から想定される回り込みキャンセラ１０３を用いた場合のＦＦＦ２０２及びＦＢＦ２０３のフィルタ係数の例を示す図である。図１５から、ＦＢＦ２０３のフィルタ係数は、回り込みをキャンセルするように生成されており、回り込み伝搬路の特性を正しく推定しているが、ＦＦＦ２０２のフィルタ係数は、マルチパスを等化するように生成されていないことがわかる。これは、ＦＦＦ２０２のフィルタ係数が、ＦＦＦ２０２により等化可能な遅延時間範囲のマルチパス成分を除去した後のチャネル応答から生成されているため、ＦＦＦ２０２によって等化可能な遅延時間範囲のマルチパス成分を等化するためのフィルタ係数が生成されないからである。

図１６は、図２に示した本発明の実施の形態による回り込みキャンセラ１を用いた場合のＦＦＦ２０２及びＦＢＦ２０３のフィルタ係数の例を示す図である。図１６から、ＦＦＦ２０２のフィルタ係数は、マルチパスを等化するように正しく生成されており、ＦＢＦ２０３のフィルタ係数は、回り込みのレプリカを生成して回り込みをキャンセルするように正しく生成されていることがわかる。

〔中継装置〕
次に、中継装置について説明する。図６は、図２に示した回り込みキャンセラ１を用いた中継装置の構成を示すブロック図である。この中継装置９は、受信アンテナ２、受信フィルタ３、受信部４、回り込みキャンセラ１、送信部５、ＰＡ（増幅部）６、送信フィルタ７、及び送信アンテナ８を備えている。

図２に示した回り込みキャンセラ１を備えた放送波中継局の中継装置９は、上位局から送信された希望波を受信アンテナ２によって受信する。受信フィルタ３は、受信アンテナ２から出力された受信信号をフィーダーケーブルを介して入力し、希望波の周波数帯域外の不要な信号成分を除去する。受信（変換）部４は、受信フィルタ３の出力信号を入力し、その出力レベルが一定になるようにＡＧＣ増幅した後、周波数変換してＩＦ信号を生成して出力する。このＩＦ信号の中心周波数としては、３７．１５ＭＨｚが一般に用いられる。

回り込みキャンセラ１は、受信部４からＩＦ信号を入力する。回り込みキャンセラ１の周波数変換部は、ＩＦ信号を周波数変換して第２ＩＦ信号を生成する。この第２のＩＦ信号の中心周波数としては、５１２／６３（８．１２７６８９）ＭＨｚが一般に用いられる。Ａ／Ｄ変換部は、周波数変換部から第２のＩＦ信号を入力してＡ／Ｄ変換し、デジタルＩＦ信号を出力する。直交復調部は、Ａ／Ｄ変換部からデジタルＩＦ信号を入力して直交復調処理を施し、等価ベースバンド信号に変換して出力する。減算部は、直交復調部から等価ベースバンド信号を入力し、ＦＢＦからの回り込みのレプリカを逆相で合成し、ＦＦＦに出力する。ＦＦＦは、マルチパス成分を等化し、回り込みのキャンセル及びマルチパスの等化が行われた等価ベースバンド信号として出力する。直交変調部は、等価ベースバンド信号を入力して直交変調処理を施し、デジタルＩＦ信号に変換して出力する。Ｄ／Ａ変換部は、直交変調部からデジタルＩＦ信号を入力し、第２ＩＦ信号に変換して出力する。周波数変換部は、Ｄ／Ａ変換部から第２ＩＦ信号を入力し、ＩＦ信号に変換して出力する。

送信（変換）部５は、回り込みキャンセラ１の周波数変換部からＩＦ信号を入力し、ＲＦ帯に周波数変換し、一定レベルになるように増幅して出力する。ＰＡ６は、送信部５からＲＦ帯の信号を入力し、所望の出力の送信信号を得るために電力増幅して出力する。送信フィルタ７は、ＰＡ６からＲＦ帯の送信信号を入力し、帯域外の不要輻射成分を除去する。送信フィルタ７により帯域外の不要な成分が除去された送信信号は、フィーダーケーブルを介して送信アンテナ８に供給され、電波となって放射される。

回り込みキャンセラの一般的な構成の概略を示すブロック図である。 本発明の実施の形態による回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。 従来の回り込みキャンセラの第１の構成を示すブロック図である。 従来の回り込みキャンセラの第２の構成を示すブロック図である。 従来技術から想定される回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。 図２の回り込みキャンセラを用いた中継装置の構成を示すブロック図である。 チャネル応答推定手段の第１の構成を示すブロック図である。 チャネル応答推定手段の第２の構成を示すブロック図である。 ＳＰの配置を示す図である。 ＬＰＦ手段の第１の構成を示すブロック図である。 ＬＰＦ手段の第２の構成を示すブロック図である。 チャネル応答の遅延時間分離を説明する図である。 遅延プロファイルの例を示す図である。 従来の回り込みキャンセラの第１の構成によるフィルタ係数の例を示す図である。 従来技術から想定される回り込みキャンセラによるフィルタ係数の例を示す図である。 図２の回り込みキャンセラによるフィルタ係数の例を示す図である。

符号の説明

１，１００，１０１，１０２，１０３ 回り込みキャンセラ
２ 受信アンテナ
３ 受信フィルタ
４ 受信部
５ 送信部
６ ＰＡ
７ 送信フィルタ
８ 送信アンテナ
９ 中継装置
１０，１１０，２０４，２１０，３１０ フィルタ係数制御部
１１，１１１，２１１，３１１ 有効シンボル期間抽出手段
１２，１１２，２１２，３１２ ＦＦＴ手段
１３，１１３，２１３，３１３ チャネル応答推定手段
１４，２１４，３１４ ＬＰＦ手段
１５，２１５，３１５ 除算手段
１６，１１４，２１６，３１６ キャンセル残差算出手段
１７，２３，１１５，２１７，３１７ ＩＦＦＴ手段
１８，２４，１１６，１１９，２１８，３１８，３２１ 乗算手段
１９，２５，１１７，１２０，２１９，３２２ 加算手段
２０，２６，１１８，１２１，２２０，３２０，３２３ 遅延手段
２１ ＦＦＴ窓位置補正手段
２２ 等化残差算出手段
２７ 畳み込み演算手段
２８ 畳み込み演算段
２９ フィルタ係数設定段
３０，１２２，１２３，２２１，３２４，３２５ 係数切り出し手段
３１，４１ ＳＰ信号抽出段
３２，４２ 基準ＳＰ信号生成段
３３，４３，４５，４７ 除算段
３４，４４ 補間段
４０ チャネル等化段
４６ 判定段
５１ ＩＦＦＴ段
５２ 窓関数段
５３ ＦＦＴ段
２０１ 減算部
２０２ ＦＢＦ
２０３ ＦＦＦ

Claims (4)

1. 入力されるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号と逆相で合成することにより回り込みをキャンセルするための回り込みのレプリカを生成するＦＢＦ（Ｆｅｅｄ−Ｂａｃｋ Ｆｉｌｔｅｒ）と、回り込みキャンセル後の信号のマルチパスによる歪みを等化するＦＦＦ（Ｆｅｅｄ−Ｆｏｒｗａｒｄ Ｆｉｌｔｅｒ）と、前記ＦＦＦを制御するためのフィルタ係数を生成するフィルタ係数制御部とを少なくとも備える回り込みキャンセラにおいて、
   前記フィルタ係数制御部が、
   前記ＦＦＦから入力されるＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間に相当する期間を抽出する有効シンボル期間抽出部と、
   前記有効シンボル期間抽出部から入力されるＯＦＤＭ信号をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）により周波数領域の信号であるキャリヤシンボルに変換するＦＦＴ手段と、
   前記ＦＦＴ手段から入力されるキャリヤシンボルからチャネル応答を推定するチャネル応答推定手段と、
   前記チャネル応答推定手段から入力されるチャネル応答から、上位局からの主波及びＦＦＦによって等化可能な遅延時間範囲のマルチパス成分が含まれる低域成分を抽出するＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）手段と、
   前記ＬＰＦ手段から入力されるチャネル応答の低域成分に含まれるＦＦＴ窓位置のずれによる位相回転成分を補正するＦＦＴ窓位置補正手段と、
   前記ＦＦＴ窓位置補正手段から入力されるチャネル応答の低域成分をマルチパス歪みの等化残差に変換する等化残差算出手段と、
   前記等化残差算出手段から入力される等化残差をＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理し、等化残差のインパルス応答に変換するＩＦＦＴ手段と、
   前記ＩＦＦＴ手段から入力される等化残差のインパルス応答から所定の時間範囲の係数を切り出す切り出し手段と、
   前記係数切り出し手段から入力される切り出し後のインパルス応答に予め定められた定数を乗算する乗算手段と、
   前記ＦＦＦのフィルタ係数を単位更新時間分保持する遅延手段と、
   前記乗算手段から入力される等化残差のインパルス応答と前記遅延手段から入力される単位更新時間前のＦＦＦのフィルタ係数とを加算して新たなＦＦＦのフィルタ係数を生成する加算手段と、
   を備えることを特徴とする回り込みキャンセラ。
2. 入力されるＯＦＤＭ信号と逆相で合成することにより回り込みをキャンセルするための回り込みのレプリカを生成するＦＢＦと、回り込みキャンセル後の信号のマルチパスによる歪みを等化するＦＦＦと、前記ＦＢＦを制御するためのフィルタ係数及び前記ＦＦＦを制御するためのフィルタ係数を生成するフィルタ係数制御部とを少なくとも備える回り込みキャンセラにおいて、
   前記フィルタ係数制御部が、
   前記ＦＦＦから入力されるＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間に相当する期間を抽出する有効シンボル期間抽出部と、
   前記有効シンボル期間抽出部から入力されるＯＦＤＭ信号をＦＦＴにより周波数領域の信号であるキャリヤシンボルに変換するＦＦＴ手段と、
   前記ＦＦＴ手段から入力されるキャリヤシンボルからチャネル応答を推定するチャネル応答推定手段と、
   前記チャネル応答推定手段から入力されるチャネル応答から、上位局からの主波及びＦＦＦによって等化可能な遅延時間範囲のマルチパス成分が含まれる低域成分を抽出するＬＰＦ手段と、
   前記チャネル応答推定手段から入力されるチャネル応答を、ＯＦＤＭ信号の各サブキャリヤ毎に前記ＬＰＦ手段から入力されるチャネル応答の低域成分で除算することにより、チャネル応答のマルチパス歪み成分を除去する除算手段と、
   前記除算手段から入力されるマルチパス歪み成分が除去されたチャネル応答から、回り込みキャンセル残差を算出するキャンセル残差算出手段と、
   前記キャンセル残差算出手段から入力される回り込みキャンセル残差をＩＦＦＴ処理し、回り込みキャンセル残差のインパルス応答に変換するＩＦＦＴ手段と、
   前記ＩＦＦＴ手段から入力される回り込みキャンセル残差のインパルス応答から所定の時間範囲の係数を切り出す切り出し手段と、
   前記切り出し手段から入力される切り出し後のキャンセル残差のインパルス応答に予め定められた定数を乗算する乗算手段と、
   ＦＢＦのフィルタ係数を単位更新時間分保持する遅延手段と、
   前記乗算手段から入力される回り込みキャンセル残差のインパルス応答と前記遅延手段から入力される単位更新時間前のＦＢＦのフィルタ係数とを加算して新たなＦＢＦのフィルタ係数を生成する加算手段と、
   前記ＬＰＦ手段から入力されるチャネル応答の低域成分に含まれるＦＦＴ窓位置のずれによる位相回転成分を補正するＦＦＴ窓位置補正手段と、
   前記ＦＦＴ窓位置補正手段から入力されるチャネル応答の低域成分をマルチパス歪みの等化残差に変換する等化残差算出手段と、
   前記等化残差算出手段から入力される等化残差をＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理し、等化残差のインパルス応答に変換するＩＦＦＴ手段と、
   前記ＩＦＦＴ手段から入力される等化残差のインパルス応答から所定の時間範囲の係数を切り出す切り出し手段と、
   前記係数切り出し手段から入力される切り出し後のインパルス応答に予め定められた定数を乗算する乗算手段と、
   前記ＦＦＦのフィルタ係数を単位更新時間分保持する遅延手段と、
   前記乗算手段から入力される等化残差のインパルス応答と前記遅延手段から入力される単位更新時間前のＦＦＦのフィルタ係数とを加算して新たなＦＦＦのフィルタ係数を生成する加算手段と、
   を備えることを特徴とする回り込みキャンセラ。
3. 請求項１または２に記載の回り込みキャンセラにおいて、
   前記フィルタ係数制御部が、さらに、前記加算手段により生成される新たなＦＦＦのフィルタ係数に対して予め定められたフィルタ係数を畳み込み、前記ＦＦＦを制御するためのフィルタ係数を生成する畳み込み演算手段を
   備えることを特徴とする回り込みキャンセラ。
4. 請求項１から３までのいずれか一項に記載の回り込みキャンセラを用いる中継装置。

Images