JP4420797B2 - 干渉キャンセラ及び当該干渉キャンセラを用いる中継装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重）方式を用いるデジタル放送やデジタル伝送における中継装置に関わり、特にＳＦＮ（Single Frequency Network：単一周波数ネットワーク）において放送波中継を行う中継局でＯＦＤＭ受信信号に含まれる親局波以外の干渉波成分を除去するための干渉キャンセラ及び当該干渉キャンセラを用いる中継装置に関する。

従来の干渉除去技術としては、フェージング環境における受信特性を向上させマルチパス干渉を除去するダイバーシチ技術、マルチパス干渉及び希望波とは相関のない同一チャンネルの干渉波を除去するアダプティブアレーアンテナ技術、ＳＦＮ放送波中継局における回り込み干渉を除去する回り込み干渉除去技術等が知られている。

ＯＦＤＭ信号のダイバーシチ受信技術については、様々な学会等にて多数発表されている（例えば、非特許文献１及び２参照）。

また、ＯＦＤＭ信号のアダプティブアレーアンテナを用いた同一チャンネル干渉除去装置については、本願の発明者らの発明に係る「ＯＦＤＭ信号合成用受信装置」の特許出願がある（例えば、特許文献１参照）。

また、回り込みキャンセラについては、本願の発明者らの発明に係る「回り込みキャンセラ」の特許出願（例えば、特許文献２参照）や学会発表論文（例えば、非特許文献３参照）等がある。

さらに、回り込みキャンセラにアダプティブアレーアンテナを用いたもの（例えば、特許文献３参照）もあり、本願の発明者らの発明に係る「干渉キャンセラ及び回り込みキャンセラ並びにこれらのキャンセラを用いる中継装置」（特願２００４−２９３８７号公報）の特許出願もある。尚、この特許出願は、本出願時に未公開である。

特開２００３−１７４４２７号公報 特開平１１−３５５１６０号公報 特開２００３−８７２１７号公報 「広帯域信号移動受信用帯域分割型ダイバーシチ合成受信方式の特性」（電子情報通信学会論文誌B−II Vol.J80−B−II No.6 pp.466-474 Jun．1997） 「スペースダイバシティを用いた地上デジタル放送の放送波中継の検討」（映像情報メディア学会技術報告Vol.25 No.31 pp.7−12 BCS2001−11 Mar．2001） 「地上デジタル放送SFNにおける放送波中継用回り込みキャンセラの基礎検討」（映像情報メディア学会誌Vol.54，No.11，pp.1568−1575，2000）

従来のダイバーシチ受信装置やアダプティブアレーアンテナを用いた同一チャンネル干渉除去装置または回り込みキャンセラは、いずれも受信信号に含まれる干渉波成分を除去することを目的としたものであるが、いずれもそれぞれ個々の種類の干渉妨害が単独で存在することを前提としている。複数の種類の干渉妨害が同時に存在する場合に、それぞれの干渉妨害の除去装置を単に縦続接続しただけでは互いに影響を及ぼしあうため、収束特性が悪くなるか、または発散してしまうという問題があった。

また、伝送信号の品質劣化の要因として、ダイバーシチ受信装置はフェージングによるＣ／Ｎの劣化やマルチパス歪みを、回り込みキャンセラは送受信アンテナ間の回り込みをそれぞれ想定しており、それ以外の干渉波成分に対する除去効果は少ないか、または全くない。

また、アダプティブアレーアンテナを用いた同一チャンネル干渉除去装置は、アレーアンテナ入力における希望波と干渉波との到来角度差によるアレー素子間の位相差を利用することによって干渉波を除去する。そのため、希望波と干渉波との到来角度差が小さい場合には、干渉波の除去効果が小さくなるという問題がある。また、アレー素子数から１を減じた数の到来方向の干渉波しか除去できないという特徴もある。回り込み波は一般に多方向から到来することが多く、アダプティブアレーアンテナでは十分な回り込み波の除去が期待できない。

また、前述の特許文献３に記載されている回り込みキャンセラは、送受アンテナ間の回り込み波を除去するものであり、親局波とは相関のない干渉波をキャンセルするものではない。

さらに、前述の特願２００４−２９３８７号公報に記載されている干渉キャンセラは、適応フィルタのフィルタ係数が有限長であることに起因する歪みによって、回り込みＤ／Ｕが小さい場合に、動作が不安定である、または発散してしまうという問題があった。

本発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＯＦＤＭ方式を用いた地上デジタル放送において放送波中継によるＳＦＮを実現する際の、親局波受信におけるマルチパス、親局波の信号帯域内に混入する同一チャンネル干渉及び送受アンテナ間での電波の回り込みを除去する干渉キャンセラ、及び当該干渉キャンセラを用いて親局波を良好かつ安定に中継する中継装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、請求項１の発明は、複数のアレー素子で構成されるアレーアンテナによってＯＦＤＭ変調された電波を受信し、アレー素子数分の受信信号を出力するアレー受信手段と、該アレー受信手段が出力するそれぞれの受信ＯＦＤＭ信号にそれぞれ適応フィルタによってフィルタ処理を施して出力するアレー素子数分のアレー合成用フィルタ手段と、該各アレー合成用フィルタ手段が出力する信号を加算合成して出力するアレー合成手段と、該アレー合成手段が出力するアレー合成信号と帰還信号とを合成して出力する帰還信号合成手段と、該帰還信号合成手段が出力する信号を２分配し、一方の分配出力を該干渉キャンセラの出力信号として出力すると共に、他方の分配出力を帰還信号生成用フィルタ手段に出力する分配手段と、該分配手段の他方の分配出力に適応フィルタによるフィルタ処理を施して前記帰還信号を生成し、帰還信号合成手段に出力する帰還信号生成用フィルタ手段と、前記アレー素子数分の各アレー合成用フィルタ手段及び前記帰還信号生成用フィルタ手段における各適応フィルタのフィルタ係数を適応制御するフィルタ係数制御手段とを備え、該フィルタ係数制御手段が、前記アレー受信手段の出力する各受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することにより、周波数軸上の受信キャリアシンボルを生成して出力するアレー素子数分の受信キャリアシンボル生成部と、該干渉キャンセラの出力信号をＦＦＴすることにより、周波数軸上の送信キャリアシンボルを生成して出力する送信キャリアシンボル生成部と、該送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルをしきい値判定し、判定値を生成して出力する判定段、該判定段の出力する判定値と前記送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルとの間の誤差を求めて出力する誤差算出段、及び、該誤差算出段の出力する誤差が最小となる前記各受信キャリアシンボル及び送信キャリアシンボルに対する重み係数を算出し、単位時間前のそれぞれの重み係数との間の差を出力する重み係数修正分算出段を有する重み係数算出部と、前記重み係数修正分算出段の出力する重み係数の差を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）することにより、前記各アレー合成用フィルタ手段及び帰還信号生成用フィルタ手段のフィルタ処理に用いる各フィルタ係数の修正分を算出して出力するフィルタ係数修正分算出段、該フィルタ係数修正分算出段の出力する各フィルタ係数の修正分から各フィルタのフィルタ長に応じた長さのフィルタ係数を出力する係数切り出し段、該係数切り出し段の出力する各フィルタ係数の修正分に適応係数を乗算して出力する乗算段、及び、該乗算段の出力する各フィルタ係数の修正分に単位時間前のフィルタ係数を加算し、各フィルタ係数として出力する加算段を有するフィルタ係数算出部と、を備えていることを特徴とする干渉キャンセラにある。

また、請求項２の発明は、請求項１に記載の干渉キャンセラにおいて、前記フィルタ係数制御手段が、さらに、前記送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルをしきい値判定し、判定値を生成して出力する判定段、前記各受信キャリアシンボル生成部の出力する受信キャリアシンボルを前記判定段の出力する判定値で除算し、受信信号の伝送路応答値を求めて出力するアレー素子数分の受信信号伝送路応答値算出段、及び、前記送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルを前記判定段の出力する判定値で除算し、送信信号の伝送路応答値を求めて出力する送信信号伝送路応答値算出段を有する伝送路応答算出部を有し、前記重み係数算出部が、請求項１に記載の重み係数算出部に代えて、無歪みの伝送路応答値を生成して出力する無歪み応答値生成段、該無歪み応答値生成段の出力する無歪応答値と前記送信信号伝送路応答値算出段の出力する送信信号の伝送路応答値との間の誤差を求めて出力する誤差算出段、及び、該誤差算出段の出力する誤差が最小となる前記各受信信号の伝送路応答値及び送信信号の伝送路応答値に対する重み係数を算出し、単位時間前のそれぞれの重み係数との間の差を出力する重み係数修正分算出段を有することを特徴とする。

また、請求項３の発明は、請求項１に記載の干渉キャンセラにおいて、前記フィルタ係数制御手段が、さらに、前記受信キャリアシンボル生成部の出力する受信キャリアシンボルから、予め決められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送されるスキャッタードパイロット（ＳＰ）を抽出し、受信ＳＰ信号として出力するアレー素子数分の受信ＳＰ抽出部と、前記送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルからＳＰを抽出し、送信ＳＰ信号として出力する送信ＳＰ抽出部とを備え、前記重み係数算出部が、請求項１に記載の重み係数算出部に代えて、予め決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号を生成して出力する基準ＳＰ生成段、該基準ＳＰ生成段の出力する基準ＳＰ信号と前記送信ＳＰ抽出部の出力する送信ＳＰ信号との間の誤差を求めて出力する誤差算出段、及び、該誤差算出段の出力する誤差が最小となる前記各受信ＳＰ信号及び送信ＳＰ信号に対する重み係数を算出し、単位時間前のそれぞれの重み係数との間の差を出力する重み係数修正分算出段を有する重み係数算出部と、を備えていることを特徴とする。

また、請求項４の発明は、請求項３に記載の干渉キャンセラにおいて、前記フィルタ係数制御手段が、さらに、予め決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号を生成して出力する基準ＳＰ生成段、前記各受信ＳＰ抽出部の出力する受信ＳＰ信号を前記基準ＳＰ生成段の出力する基準ＳＰ信号で除算し、各受信信号のＳＰが伝送される予め決められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアにおける伝送路応答値を求めて出力するアレー素子数分の受信信号伝送路応答値算出段、該受信信号伝送路応答値算出段の出力する各受信信号の伝送路応答値に内挿補間処理を施し、全てのサブキャリアについての受信信号の伝送路応答値を求めて出力するアレー素子数分の受信信号伝送路応答値内挿補間段、前記送信ＳＰ抽出部の出力する送信ＳＰ信号を前記基準ＳＰ生成段の出力する基準ＳＰ信号で除算し、送信信号のＳＰが伝送される予め決められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアにおける伝送路応答値を求めて出力する送信信号伝送路応答値算出段、及び、該送信信号伝送路応答値算出段の出力する送信信号の伝送路応答値に内挿補間処理を施し、全てのサブキャリアについての送信信号の伝送路応答値を求めて出力する送信信号伝送路応答値内挿補間段を有する伝送路応答算出部を備え、前記重み係数算出部が、請求項３に記載の重み係数算出部に代えて、無歪みの伝送路応答値を生成して出力する無歪み応答値生成段、該無歪み応答値生成段の出力する無歪応答値と前記送信信号伝送路応答値内挿補間段の出力する送信信号の伝送路応答値との間の誤差を求めて出力する誤差算出段、及び、該誤差算出段の出力する誤差が最小となる前記各受信信号の伝送路応答値及び送信信号の伝送路応答値に対する重み係数を算出し、単位時間前のそれぞれの重み係数との間の差を出力する重み係数修正分算出段を有することを特徴とする。

また、請求項５の発明は、請求項１から４までのいずれか一項に記載の干渉キャンセラにおいて、前記フィルタ係数制御手段のフィルタ係数算出部が、前記乗算段の出力する各フィルタ係数の修正分について、該フィルタ係数の修正分の振幅の最大値からしきい値を設定し、該しきい値以下の場合に、フィルタ係数の修正分を０に置き換える第１の非線形処理段を有することを特徴とする。

また、請求項６の発明は、請求項１から５までのいずれか一項に記載の干渉キャンセラにおいて、前記フィルタ係数制御手段のフィルタ係数算出部が、前記加算段の出力する各フィルタ係数について、予め決められたしきい値以下の場合に、フィルタ係数を０に置き換える第２の非線形処理段を有することを特徴とする。

さらに、請求項７の発明は、請求項１から６までのいずれか一項に記載の干渉キャンセラを備えていることを特徴とする中継装置にある。

以上のように本発明によれば、複数のアレー素子で構成されるアレーアンテナによって受信され出力されたアレー素子数分のＯＦＤＭ信号にそれぞれ適応フィルタによるフィルタ処理を施し、合成したアレー合成信号と、出力信号に適応フィルタによるフィルタ処理を施した帰還信号とを合成して出力信号を生成することにより、放送波中継によるＳＦＮを実現する際に、親局波受信におけるマルチパスや送受アンテナ間での電波の回り込み、同一周波数帯域内に受信される干渉波を除去することが可能な干渉キャンセラを実現することができる。また、本発明によれば、前記干渉キャンセラを用いることにより、親局波を安定かつ良好に中継することが可能な中継装置を実現することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて詳細に説明する。
図１は、本発明の実施の形態に係る干渉キャンセラを示すブロック図である。この干渉キャンセラは、アレー受信手段１、アレー合成用フィルタ手段２₀〜２_L-1、アレー合成手段３、帰還信号合成手段４、分配手段５、帰還信号生成用フィルタ手段６、フィルタ係数制御手段７、及びＢＰＦ（Band Pass Filter：帯域フィルタ）８を備えている。アレー受信手段１は、それぞれの信号処理系（以下、ブランチと云う）＃０〜＃（Ｌ−１）におけるアレー素子で構成されるアレーアンテナによってＯＦＤＭ信号を受信してアレー素子数分の受信信号を出力する。アレー合成用フィルタ手段２₀〜２_L-1は、アレー受信手段１が出力するそれぞれの受信ＯＦＤＭ信号に対してフィルタ処理を施して出力する。アレー合成手段３は、アレー合成用フィルタ手段２₀〜２_L-1がそれぞれ出力する信号を加算合成して出力する。帰還信号合成手段４は、アレー合成手段３が出力するアレー合成信号と後述する帰還信号とを合成して出力する。

ＢＰＦ８は、帰還信号合成手段４が出力するアレー合成信号と帰還信号との合成信号にＢＰＦ処理を施して出力する。このＢＰＦ８は、ＯＦＤＭ信号帯域内ではフラットの特性をもち、帯域外の成分を除去するフィルタである。これにより、ＯＦＤＭ信号帯域外の雑音成分によるループ発振を防ぐことができる。詳細は特開２００２−７７０９号公報を参照されたい。分配手段５は、ＢＰＦ８が出力する信号を２分配し、一方の分配出力を当該干渉キャンセラの出力信号（送信ＯＦＤＭ信号）として出力する。帰還信号生成用フィルタ手段６は、分配手段５の他方の分配出力に適応フィルタによるフィルタ処理を施して前記帰還信号を生成する。フィルタ係数制御手段７は、アレー素子数分のアレー合成用フィルタ手段２₀〜２_L-1及び帰還信号生成用フィルタ手段６のフィルタ係数を適応制御する。

以下、本発明の動作原理について、前述の干渉キャンセラの各構成手段を用いて説明する。尚、アレー受信手段１の各アンテナによって受信したＯＦＤＭ信号に対して周波数を変換する周波数変換部、Ａ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変換部、直交変復調部、送受信部等の基本的な部分の構成は省略すると共に、同期再生は十分な精度で実現されているものとする。また、これらは公知の技術であるため説明は省略する。

先ず、各構成手段の説明に入る前に、用語、記号、定義、その他について説明する。地上デジタルテレビジョン放送の放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting−Terrestrial）方式やＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting−Terrestrial）方式においては、図２に示すように、特定のシンボルの特定のサブキャリアが基準信号としてスキャッタードパイロット（Scattered Pilot／ 以下、「ＳＰ」という。）に割り当てられている。図２において、ＳＰを黒丸で、データシンボル等その他のキャリアシンボルを白抜きの丸で示している。ＳＰは、その振幅及び位相が予め決められた値であるため、受信側の干渉キャンセラでも同じ信号を生成することができる。

また、以下の説明では、アレー受信手段１を構成するアレーアンテナのアレー素子数をＬ、任意のアレー素子のブランチに付した番号をｌ（これはアルファベットの小文字のエルを表す）（０≦ｌ＜Ｌ）で表し、またＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリアの総数をＫ、任意のサブキャリアに付した番号であるサブキャリア番号をｋ（０≦ｋ＜Ｋ）で表す。各ブランチ及び帰還ループに対応するそれぞれのアレー合成用フィルタ手段２₀〜２_L-1として用いる適応フィルタをＨ_ｌとし、そのフィルタ係数をｈ_l(n)とする。ただし、帰還ループはｌ＝Ｌに対応する。

〔アダプティブアレーと帰還ループの合成〕
図１を参照して、アレー受信手段１のアレーアンテナを構成するＬ本のアンテナが信号を受信して各ＯＦＤＭ信号ｘ_l(n)を出力すると、アレー合成用フィルタ手段２₀〜２_L-1は、適応フィルタＨ_lを用いてＯＦＤＭ信号ｘ_l(n)にそれぞれフィルタ処理を施し、その後、アレー合成手段３は、フィルタ処理後の各信号をアレー合成する。そして、帰還信号合成手段４は、このアレー合成された信号と、帰還ループを形成する帰還信号生成用フィルタ手段６が適応フィルタＨ_Lを用いてフィルタ処理を施した出力信号（帰還信号）とを合成する。ＢＰＦ８は、この合成信号に対して帯域制限を施し、分配手段５を経て当該干渉キャンセラの出力信号ｙ(n)として外部に出力する。ただし、帰還信号生成用フィルタ手段６は、この信号ｙ(n)を入力し、適応フィルタＨ_Lを用いて当該信号ｙ(n)にフィルタ処理を施す。

上記出力信号ｙ(n)は次式（１）にて表される。

ここで、Ｎ_f，Ｎ_bは、それぞれアレー合成用フィルタ手段２₀〜２_L-1及び帰還信号生成用フィルタ手段６の各適応フィルタＨ_0〜Lのフィルタ長を示す。また、本干渉キャンセラを用いた中継装置においては、外部に出力された信号ｙ(n)は周波数変換及び増幅処理の後に送信されるので、以下では本干渉キャンセラの出力信号ｙ(n)を送信信号とも称し、これをｘ_L(n)とする。

〔重み制御〕
周波数領域における重み付け合成は次式で表される。
ｙ＝ｗ^Ｈｘ （２）
ここで、ｙは重み付け合成後の信号、ｗは各サブキャリアにおける重み係数、ｘはＯＦＤＭの各サブキャリアにおけるキャリアシンボルである。以下、重みを決定する方法を示す。

図３は、フィルタ係数制御手段の第１の構成を示すブロック図である。このフィルタ係数制御手段７−１は、図１に示したフィルタ係数制御手段７に相当する。以下、フィルタ係数制御手段７−１により実行される重み制御の第１の方法について説明する。このフィルタ係数制御手段７−１は、キャリアシンボル生成部７０₀〜７０_L、ＳＰ抽出部７１₀〜７１_L、重み制御により重み係数を算出する重み係数算出部７２ａ、及びフィルタ係数算出部７３₀〜７３_Lを備え、受信ＯＦＤＭ信号ｘ₀(n)〜ｘ_L-1(n)及び送信ＯＦＤＭ信号ｘ_L(n)を入力し、重み制御の後に、アレー合成用フィルタ手段２₀〜２_L-1及び帰還信号生成用フィルタ手段６で用いるそれぞれのフィルタ係数を算出し、フィルタ手段２₀〜２_L-1，６へ出力する。

図３を参照して、フィルタ係数制御手段７−１が、アレー受信手段１のアレーアンテナを構成するＬ本のアンテナによって受信されて出力された各受信ＯＦＤＭ信号ｘ_l(n)、及び送信ＯＦＤＭ信号ｙ（ｎ）を入力すると、キャリアシンボル生成部７０₀〜７０_L-1は、受信ＯＦＤＭ信号ｘ_l(n)を高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）という。）し、周波数領域信号であるキャリアシンボルｘ_ｋ,ｌを生成し、キャリアシンボル生成部７０_Lは、送信ＯＦＤＭ信号ｙ（ｎ）をＦＦＴし、周波数領域信号であるキャリアシンボルｙ（＝ｘ_ｋ,L）を生成する。ＳＰ抽出部７１₀〜７１_Lは、生成されたキャリアシンボルｘ_ｋ,ｌ及びｙ（＝ｘ_ｋ,L）中から予め決められたシンボル番号のサブキャリアによって伝送されるＳＰ（ｕ_ｋ，ｌ，０≦ｌ≦Ｌ）を抽出する。ここで抽出されたサブキャリア番号ｋについてのＬ＋１個のＳＰを以下のようにベクトル表記する。ただし上付きのＴは転置を示す。
ｘ_k＝［ｘ_k,0ｘ_k,１・・・ｘ_k,L］^T （３）

重み係数算出部７２ａは、式（２）を用いて式（３）のＳＰであるｘ_kを重み付け合成し、その結果であるアレー合成信号と、ＳＰの真値ｒとの間の誤差を用いて次式で表される評価関数Ｊを最小とするように、重みｗ_kを求める。
Ｊ＝Ｅ［｜ｅ_k｜^２］
Ｊ＝Ｅ［｜ｒ−ｗ_k ^Ｈｘ_k｜^２］ （４）
ここで、Ｅ［・］は期待値演算を示す。また、送信される信号の合成は時間領域で行われるため、後述する最適化アルゴリズムにおいては式（４）におけるｅ_kとして次式を用いる。
ｅ_k＝ｒ−ｘ_L （５）

具体的には、重み係数算出部７２ａは、図示しない基準ＳＰ生成段、誤差算出段、及び重み係数修正分算出段を備えている。基準ＳＰ生成段は、予め決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号を生成し出力する。誤差算出段は、この基準ＳＰ信号並びにＳＰ抽出部７１_Lにより抽出された送信ＳＰ信号を入力し、基準ＳＰ信号から送信ＳＰ信号を減算して誤差を求める。重み係数修正分算出段は、この誤差が最小となる場合における受信ＳＰ信号及び送信ＳＰ信号に対する重み係数をそれぞれ算出し、単位時間前の重み係数との間の差をそれぞれ出力する。尚、キャリアシンボル生成部７０₀〜７０_L、及びフィルタ係数算出部７３₀〜７３_Lの詳細については後述する。

図４は、フィルタ係数制御手段の第２の構成を示すブロック図である。このフィルタ係数制御手段７−２は、図１に示したフィルタ係数制御手段７に相当する。以下、フィルタ係数制御手段７−２により実行される重み制御の第２の方法について説明する。このフィルタ係数制御手段７−２は、キャリアシンボル生成部７０₀〜７０_L、ＳＰ抽出部７１₀〜７１_L、伝送路応答算出部７４₀−１〜７４_L−１、重み制御により重み係数を算出する重み係数算出部７２ｂ、及びフィルタ係数算出部７３₀〜７３_Lを備え、受信ＯＦＤＭ信号ｘ₀(n)〜ｘ_L-1(n)及び送信ＯＦＤＭ信号ｘ_L(n)を入力し、重み制御の後に、アレー合成用フィルタ手段２₀〜２_L-1及び帰還信号生成用フィルタ手段６で用いるそれぞれのフィルタ係数を算出し、フィルタ手段２₀〜２_L-1，６へ出力する。

図４を参照して、フィルタ係数制御手段７−２が、アレー受信手段１のアレーアンテナを構成するＬ本のアンテナによって受信されて出力された各受信ＯＦＤＭ信号ｘ_l(n)、及び送信ＯＦＤＭ信号ｙ（ｎ）を入力すると、キャリアシンボル生成部７０₀〜７０_L-1は、各受信ＯＦＤＭ信号ｘ_l(n)をＦＦＴし、周波数領域信号であるキャリアシンボルｘ_ｋ,ｌを生成し、キャリアシンボル生成部７０_Lは、送信ＯＦＤＭ信号ｙ（ｎ）をＦＦＴし、周波数領域信号であるキャリアシンボルｙ（＝ｘ_ｋ,L）を生成する。ＳＰ抽出部７１₀〜７１_Lは、生成されたキャリアシンボルｘ_ｋ,ｌ及びｙ（＝ｘ_ｋ,L）中から予め決められたシンボル番号のサブキャリアによって伝送されるＳＰ（ｕ_ｋ，ｌ，０≦ｌ≦Ｌ）を抽出する。伝送路応答算出部７４₀−１〜７４_L−１は、抽出された受信ＳＰ信号及び送信ＳＰ信号を、予め決められた基準ＳＰ信号で除算し、それぞれのポイントで観測した伝送路応答値ｆ_ｋ，ｌを求める。ここで算出されたサブキャリア番号ｋについてのＬ＋１個の伝送路応答値を以下のようにベクトル表記する。
ｆ_k＝［ｆ_k,0ｆ_k,１・・・ｆ_k,L］^T （６）

重み係数算出部７２ｂは、式（２）を用いて式（６）の伝送路応答値ｆ_kを重み付け合成し、その結果である合成信号の伝送路応答値と、無歪みの伝送路応答値との間の誤差を用いて次式で表される評価関数Ｊを最小とするように、重みｗ_kを求める。
Ｊ＝Ｅ［｜ｅ_k｜^２］
Ｊ＝Ｅ［｜１−ｗ_k ^Ｈｆ_k｜^２］ （７）
また、送信される信号の合成は時間領域で行われるため、後述する最適化アルゴリズムにおいては式（７）におけるｅ_kとして次式を用いる。
ｅ_k＝１−ｆ_L （８）

具体的には、重み係数算出部７２ａは、図示しない無歪み応答値生成段、誤差算出段、及び重み係数修正分算出段を備えている。無歪み応答値生成段は、無歪みの伝送路応答値を生成して出力する。誤差算出段は、この無歪み伝送路応答値並びに伝送路応答算出部７４_L−１により算出された送信信号の伝送路応答値を入力し、無歪み伝送路応答値から送信信号の伝送路応答値を減算して誤差を求める。重み係数修正分算出段は、この誤差が最小となる場合における受信信号の伝送路応答値及び送信信号の伝送路応答値に対する重み係数をそれぞれ算出し、単位時間前の重み係数との間の差をそれぞれ出力する。尚、キャリアシンボル生成部７０₀〜７０_L、伝送路応答算出部７４₀−１〜７４_L−１、及びフィルタ係数算出部７３₀〜７３_Lの詳細については後述する。

図５は、フィルタ係数制御手段の第３の構成を示すブロック図である。このフィルタ係数制御手段７−３は、図１に示したフィルタ係数制御手段７に相当する。以下、フィルタ係数制御手段７−３により実行される重み制御の第３の方法について説明する。このフィルタ係数制御手段７−３は、キャリアシンボル生成部７０₀〜７０_L、重み制御により重み係数を算出する重み係数算出部７２ｃ、及びフィルタ係数算出部７３₀〜７３_Lを備え、受信ＯＦＤＭ信号ｘ₀(n)〜ｘ_L-1(n)及び送信ＯＦＤＭ信号ｘ_L(n)を入力し、重み制御の後に、アレー合成用フィルタ手段２₀〜２_L-1及び帰還信号生成用フィルタ手段６で用いるそれぞれのフィルタ係数を算出し、フィルタ手段２₀〜２_L-1，６へ出力する。

図５を参照して、フィルタ係数制御手段７−３が、アレー受信手段１のアレーアンテナを構成するＬ本のアンテナによって受信されて出力された各受信ＯＦＤＭ信号ｘ_l(n)、及び送信ＯＦＤＭ信号ｙ（ｎ）を入力すると、キャリアシンボル生成部７０₀〜７０_L-1は、受信ＯＦＤＭ信号ｘ_l(n)をＦＦＴし、周波数領域信号であるキャリアシンボルｘ_ｋ,ｌを生成し、キャリアシンボル生成部７０_Lは、送信ＯＦＤＭ信号ｙ（ｎ）をＦＦＴし、周波数領域信号であるキャリアシンボルｙ（＝ｘ_ｋ,L）を生成する。ここで生成されたサブキャリア番号ｋについてのＬ＋１個のキャリアシンボルを以下のようにベクトル表記する。
ｘ_k＝［ｘ_k,0ｘ_k,１・・・ｘ_k,L］^T （９）

重み係数算出部７２ｃは、式（２）を用いて式（９）のキャリアシンボルｘ_kを重み付け合成し、その結果であるアレー合成信号と、合成信号のしきい値判定値との間の誤差を用いて次式で表される評価関数Ｊを最小とするように、重みｗ_kを求める。
Ｊ＝Ｅ［｜ｅ_k｜^２］
Ｊ＝Ｅ［｜ｄｅｃ（ｗ_k ^Ｈｘ_k）−ｗ_k ^Ｈｘ_k｜^２］ （１０）
ここで、ｄｅｃ（ｙ）は、信号空間においてｙに最も近い送信信号点のデータを返す関数を表す。また、送信される信号の合成は時間領域で行われるため、後述する最適化アルゴリズムにおいては式（１０）におけるｅ_kとして次式を用いる。
ｅ_k＝ｄｅｃ（ｘ_L）−ｘ_L （１１）

具体的には、重み係数算出部７２ｃは、図示しない判定手段、誤差算出段、及び重み係数修正分算出段を備えている。判定手段は、キャリアシンボル生成部７０_Lにより生成された送信キャリアシンボルをしきい値判定し、判定値を生成して出力する。誤差算出段は、この判定値並びにキャリアシンボル生成部７０_Lにより生成された送信キャリアシンボルを入力し、判定値から送信キャリアシンボルを減算して誤差を求める。重み係数修正分算出段は、この誤差が最小となる場合における受信キャリアシンボル及び送信キャリアシンボルに対する重み係数をそれぞれ算出し、単位時間前の重み係数との間の差をそれぞれ出力する。尚、キャリアシンボル生成部７０₀〜７０_L、及びフィルタ係数算出部７３₀〜７３_Lの詳細については後述する。

図６は、フィルタ係数制御手段の第４の構成を示すブロック図である。このフィルタ係数制御手段７−４は、図１に示したフィルタ係数制御手段７に相当する。以下、フィルタ係数制御手段７−４により実行される重み制御の第４の方法について説明する。このフィルタ係数制御手段７−４は、キャリアシンボル生成部７０₀〜７０_L、伝送路応答算出部７４₀−２〜７４_L−２、重み制御により重み係数を算出する重み係数算出部７２ｄ、及びフィルタ係数算出部７３₀〜７３_Lを備え、受信ＯＦＤＭ信号ｘ₀(n)〜ｘ_L-1(n)及び送信ＯＦＤＭ信号ｘ_L(n)を入力し、重み制御の後に、アレー合成用フィルタ手段２₀〜２_L-1及び帰還信号生成用フィルタ手段６で用いるそれぞれのフィルタ係数を算出し、フィルタ手段２₀〜２_L-1，６へ出力する。

図６を参照して、フィルタ係数制御手段７−４が、アレー受信手段１のアレーアンテナを構成するＬ本のアンテナによって受信されて出力された各受信ＯＦＤＭ信号ｘ_l(n)、及び送信ＯＦＤＭ信号ｙ（ｎ）を入力すると、キャリアシンボル生成部７０₀〜７０_L-1は、各受信ＯＦＤＭ信号ｘ_l(n)をＦＦＴし、周波数領域信号であるキャリアシンボルｘ_ｋ,ｌを生成し、キャリアシンボル生成部７０_Lは、送信ＯＦＤＭ信号ｙ（ｎ）をＦＦＴし、周波数領域信号であるキャリアシンボルｙ（＝ｘ_ｋ,L）を生成する。伝送路応答算出部７４₀−２〜７４_L−２は、生成された受信キャリアシンボル及び送信キャリアシンボルを、送信キャリアシンボルのしきい値判定値で除算し、それぞれの伝送路応答値ｇ_ｋ，ｌを求める。ここで算出されたサブキャリア番号ｋについてのＬ＋１個の伝送路応答値を以下のようにベクトル表記する。
ｇ_k＝［ｇ_k,0ｇ_k,１・・・ｇ_k,L］^T （１２）

重み係数算出部７２ｄは、式（２）を用いて式（１２）の伝送路応答値ｇ_kを重み付け合成し、その結果である合成信号の伝送路応答値と、無歪みの伝送路応答値との間の誤差を用いて次式で表される評価関数Ｊを最小とするように、重みｗ_kを求める。
Ｊ＝Ｅ［｜ｅ_k｜^２］
Ｊ＝Ｅ［｜１−ｗ_k ^Ｈｇ_k｜^２］ （１３）
また、送信される信号の合成は時間領域で行われるため、後述する最適化アルゴリズムにおいては式（１３）におけるｅ_kとして次式を用いる。
ｅ_k＝１−ｇ_L （１４）

具体的には、重み係数算出部７２ｄは、図示しない無歪み応答値生成段、誤差算出段、及び重み係数修正分算出段を備えている。無歪み応答値生成段は、無歪みの伝送路応答値を生成して出力する。誤差算出段は、この無歪み伝送路応答値並びに伝送路応答算出部７４_L−２により算出された送信信号の伝送路応答値を入力し、無歪み伝送路応答値から送信信号の伝送路応答値を減算して誤差を求める。重み係数修正分算出段は、この誤差が最小となる場合における受信信号の伝送路応答値及び送信信号の伝送路応答値に対する重み係数をそれぞれ算出し、単位時間前の重み係数との間の差をそれぞれ出力する。尚、キャリアシンボル生成部７０₀〜７０_L、伝送路応答算出部７４₀−２〜７４_L−２、及びフィルタ係数算出部７３₀〜７３_Lの詳細については後述する。

次に、図３〜図６に示した重み係数算出部７２ａ〜ｄにおいて、評価関数Ｊを最小化するように重みを最適化する手法について説明する。図１２は、正規化ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムを用いた場合のシグナルフローである。この正規化ＬＭＳアルゴリズムによれば、時刻ｉの重みｗ（ｉ）を用いて、ｗ（ｉ＋１）を次式のように算出し更新する。

ここで、ｕはステップサイズを、上付きの＊は複素共役をそれぞれ示す。また、図１３は、ＲＬＳ（Recursive Least-Squares）アルゴリズムを用いた場合のシグナルフローである。このＲＬＳアルゴリズムによれば、次式を用いて重みを算出し更新する。

ｗ（ｉ＋１）＝ｗ（ｉ）＋ｋ（ｉ）ｅ^＊（ｉ） （１７）
Ｐ（ｉ）＝λ^−１Ｐ（ｉ−１）−λ^−１ｋ（ｉ）ｕ^Ｈ（ｉ）Ｐ（ｉ−１） （１８）
ここで、ｋはゲインベクトル、Ｐ（ｉ）は相関逆行列、λは忘却係数である。尚、ＬＭＳアルゴリズム及びＲＬＳアルゴリズムは公知の手法であるため説明を省略する。

図１０は、フィルタ係数算出部の第１の構成を示すブロック図である。このフィルタ係数算出部７３_0〜L−１は、図３〜図６に示したフィルタ係数算出部７３₀〜７３_Lに相当する。フィルタ係数算出部７３_0〜L−１が重み係数算出部７２ａ〜ｄから重み係数の更新分を入力すると、乗算段７３０１は、この重み係数の更新分に適応係数を乗算する。加算段７３０２は、この乗算された重み係数と、遅延段７３０３により遅延された単位時間前の重み係数とを加算する。このように、フィルタ係数算出部７３_0〜L−１は重み係数を周波数領域で更新する。そして、ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換：Inverse Fast Fourier Transform）段７３０４は、次式で表すように、ＩＦＦＴを行い、重みの複素共役値を時間領域のインパルス応答に変換し、適応フィルタのフィルタ係数を求める。
ｈ_l（ｉ＋１）＝ＩＦＦＴ［ｗ^＊ _0,l(i)ｗ^＊ _1,l(i)・・・ｗ^＊ _Ｋ-1,l(i)］ （１９）
係数切り出し段７３０５は、所定のインパルス応答分を切り出し、適応フィルタＨ_lのフィルタ係数ｈ_ｌ（ｎ）を出力する。この係数切り出し段７３０５は、フィルタ係数制御手段の第１の構成を用いる場合には、ＳＰが伝送されないサブキャリアにおける重み係数を算出しないことに起因して、時間領域にイメージング成分が存在するため、これを切り出さないようにする必要がある。

〔フィルタ係数制御／時間領域における係数更新〕
図１１は、フィルタ係数算出部の第２の構成を示すブロック図である。このフィルタ係数算出部７３_0〜L−２は、図３〜図６に示したフィルタ係数算出部７３₀〜７３_Lに相当する。前述の式（１１）及び（１３）における右辺第２項を、時刻ｉにおける重み係数の更新分として、次式のように定義する。
δｗ（ｉ）＝ｗ（ｉ＋１）−ｗ（ｉ） （２０）
フィルタ係数算出部７３_0〜L−２が重み係数算出部７２ａ〜ｄから重み係数の更新分δｗ（ｉ）を入力すると、ＩＦＦＴ段７３１１（フィルタ係数修正分算出段）は、ＩＦＦＴを行って、この重み係数の更新分の複素共役値を時間領域に変換し、フィルタ係数の修正分を求める。係数切り出し段７３１２は、このフィルタ係数の修正分からイメージング成分を除去して切り出す。乗算段７３１３は、係数切り出し段７３１２によりイメージング成分が除去されたフィルタ係数の修正分に適応係数μを乗算し、イメージング成分が除去されたフィルタ係数の修正分における雑音成分を抑圧する。また、加算段７３１５は、適応係数が乗算された各フィルタ係数の修正分に、遅延段７３１７により遅延された単位時間前のフィルタ係数を加算し、適応フィルタのフィルタ係数を更新する。つまり、フィルタ係数は次式で表される。
ｈ_l（ｉ＋１）＝ｈ_l（ｉ）＋μ_tＩＦＦＴ［δｗ^＊ _0,l(i)δｗ^＊ _1,l(i)・・・δｗ^＊ _Ｋ-1,l(i)］
（２１）
＝ｈ_l（ｉ）＋δｈ_l（ｉ） （２２）
ここで、δｗ_k,l（ｉ）は、時刻ｉ、サブキャリアｋにおける重みの修正分δｗ（ｉ）＝ｗ（ｉ＋１）−ｗ（ｉ）の第ｌ番目の成分、μ_tは適応係数を示す。

〔フィルタ係数の非線形処理／帯域拡張〕
図１１に示したフィルタ係数算出部７３_0〜L−２の非線形処理段７３１４は、第１の非線形処理を行うものであり、乗算段７３１３により乗算して推定されたフィルタ係数の修正分に対して、以下に示す非線形処理を施すことにより、その周波数帯域を拡張する。具体的には、前述の式（２２）の第２項、すなわち時刻ｉにおけるｌ番目の適応フィルタＨ_lのｎ番目のフィルタ係数に対する修正分をδｈ_ｌ,n（ｉ）と定義する。乗算段７３１３が、フィルタ係数の修正分δｈ_ｌ,n（ｉ）に対して修正分の最大値に適応係数μ₁を乗算した後に、非線形処理段７３１４は、これをしきい値ｔｈ１として設定し、振幅がしきい値以下の成分を次式のように０に置き換える。

〔フィルタ係数の非線形処理／ノイズ除去〕
図１１に示したフィルタ係数算出部７３_0〜L−２の非線形処理段７３１６は、第２の非線形処理を行うものであり、加算段７３１５により加算されたフィルタ係数に含まれるノイズ成分を除去するための非線形処理を施す。具体的には、非線形処理段７３１６は、予め設定されたしきい値ｔｈ２以下の成分を、次式のように０にする。

上式により得られたフィルタ係数を各適応フィルタのフィルタ係数として用いる。詳細は、特開２００１−９４５２８号公報を参照されたい。

〔キャリアシンボルの生成〕
次に、図３〜図６に示したキャリアシンボル生成部７０₀〜７０_Lについて説明する。図７に、キャリアシンボル生成の方法を示す。このキャリアシンボル生成部７０_0〜Lは、キャリアシンボル生成部７０₀〜７０_Lに相当し、ＧＩ除去段７００１及びＦＦＴ段７００２を備えている。キャリアシンボル生成部７０_0〜LがＯＦＤＭ信号を入力すると、ＧＩ（ガードインターバル）除去段７００１は、ガードインターバルを除去し、有効シンボル期間に相当する信号を抽出する。そして、ＦＦＴ段７００２は、この有効シンボル期間長の時間領域ＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換し、周波数領域信号であるキャリアシンボルヘ変換して出力する。

〔伝送路応答値の算出〕
次に、図４に示した伝送路応答算出部７４₀−１〜７４_L−１、及び図６に示した伝送路応答算出部７４₀−２〜７４_L−２について説明する。図８に、ＳＰ信号から伝送路応答値を求める第１の方法を示す。本図の伝送路応答算出部７４_0〜Ｌ−１は、図４に示した重み制御法に用いるものである。

図８を参照して、図４のＳＰ抽出部７１₀〜７１_L-1により抽出された受信ＳＰ信号は伝送路の伝送路応答値で表される歪みを受けている。また、ＳＰ抽出部７１_Lにより抽出された送信ＳＰ信号についても、干渉が理想的に除去できていなければ同様に歪みが残っている。そこで、先ず基準ＳＰ信号発生段７４０１は、予め決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号を生成する。そして、除算段７４０２（受信信号または送信信号の伝送路応答値算出段）は、受信ＳＰ信号または送信ＳＰ信号を、これと同じシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアにおける振幅及び位相が予め決められている基準ＳＰ信号であって基準ＳＰ信号発生段７４０１により発生された信号で除算する。この除算処理により伝送路応答値を求めることができる。しかし、ＩＳＤＢ−Ｔ方式のＯＦＤＭ信号では、図２に示す通りＳＰが伝送されるサブキャリアは１／３で残りのサブキャリアについての伝送路応答値を直接求めることができない。このため、内挿補間段７４０３が、シンボル方向及びサブキャリア方向の内挿補間処理を行うことで、全サブキャリアについての伝送路応答値を求めて出力する。

図９に、キャリアシンボルに対して伝送路応答値を求める第２の方法を示す。本図の伝送路応答算出部７４_0〜Ｌ−２は、図６に示した重み制御法に用いるものである。

図９を参照して、しきい値判定段７４１１は、送信キャリアシンボルをしきい値判定することにより、送信キャリアシンボルの真値を推定する。除算段７４１２（受信信号または送信信号の伝送路応答値算出段）は、推定された送信キャリアシンボルの判定値を用いて受信または送信キャリアシンボルを除算することにより、伝送路応答値を求める。尚、この方法においては、全てのサブキャリアについての伝送路応答値を直接求めることができる。

〔干渉キャンセラを適用した放送波中継局の構成例〕
図１４に、本発明の実施の形態に係る干渉キャンセラを用いた中継装置（放送波中継局）のブロック図を示す。複数の受信アンテナ１０１が、親局から送信された希望波（ＯＦＤＭ波）を受信すると、受信フィルタ１０３は、当該受信信号をフィーダーケーブル１０２を通して入力し、希望波の周波数帯域外の不要な信号成分を除去する。各受信変換部１０４は、受信アンテナ１０１数分の受信フィルタ１０３により出力された信号をそれぞれ入力し、その出力レベルが一定になるようにＡＧＣ増幅し、周波数変換してＩＦ信号を生成し出力する。このＩＦ信号の中心周波数としては、３７．１５ＭＨｚが一般に用いられる。

干渉キャンセラ１００は、受信アンテナ１０１数分の受信変換部１０４により出力されたＩＦ信号を入力し、回り込み波やマルチパス波、希望波と同一周波数帯域内の妨害波を除去し、入力信号と同じ周波数のＩＦ信号として出力する。この干渉キャンセラ１００が図１に示した干渉キャンセラに相当する。送信変換部１０５は、干渉キャンセラ１００により出力されたＩＦ信号を入力し、当該ＩＦ信号をＲＦ帯に周波数変換し、一定レベルになるように増幅して出力する。ＰＡ（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）部１０６は、送信変換部１０５により出力されたＲＦ信号を入力し、所望の出力の送信信号を得るために、当該ＲＦ信号を電力増幅して出力する。送信フィルタ１０７は、ＰＡ部１０６により出力された送信信号を入力し、帯域外の不要輻射成分を除去する。送信アンテナ１０８は、送信フィルタ１０７により帯域外の不要な成分が除去された送信信号を、フィーダーケーブルを通して電波として放射する。

本発明の実施の形態に係る干渉キャンセラを示すブロック図である。 スキャッタードパイロットの配置を示す説明図である。 フィルタ係数制御手段の第１の構成を示すブロック図である。 フィルタ係数制御手段の第２の構成を示すブロック図である。 フィルタ係数制御手段の第３の構成を示すブロック図である。 フィルタ係数制御手段の第４の構成を示すブロック図である。 キャリアシンボル生成部の構成を示すブロック図である。 伝送路応答算出部の第１の構成を示すブロック図である。 伝送路応答算出部の第２の構成を示すブロック図である。 フィルタ係数算出部の第１の構成を示すブロック図である。 フィルタ係数算出部の第２の構成を示すブロック図である。 正規化ＬＭＳアルゴリズムのシグナルフローを示す説明図である。 ＲＬＳアルゴリズムのシグナルフローを示す説明図である。 本発明の実施の形態に係る干渉キャンセラを用いた中継装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１ アレー受信手段
２ アレー合成用フィルタ手段
３ アレー合成手段
４ 帰還信号合成手段
５ 分配手段
６ 帰還信号生成用フィルタ手段
７ フィルタ係数制御手段
８ ＢＰＦ
７０ キャリアシンボル生成部
７１ ＳＰ抽出部
７２ 重み係数算出部
７３ フィルタ係数算出部
７４ 伝送路応答算出部
１００ 干渉キャンセラ
１０１ 受信アンテナ
１０２ フィーダーケーブル
１０３ 受信フィルタ
１０４ 受信変換部
１０５ 送信変換部
１０６ ＰＡ部
１０７ 送信フィルタ
１０８ 送信アンテナ
７００１ ＧＩ除去段
７００２ ＦＦＴ段
７３０１，７３１３ 乗算段
７３０２，７３１５ 加算段
７３０３，７３１７ 遅延段
７３０４，７３１１ ＩＦＦＴ段
７３０５，７３１２ 係数切り出し段
７３１４，７３１６ 非線形処理段
７４０１ 基準ＳＰ信号発生段
７４０２，７４１２ 除算段
７４０３ 内挿補間段
７４１１ しきい値判定段

Claims (7)

1. 複数のアレー素子で構成されるアレーアンテナによってＯＦＤＭ変調された電波を受信し、アレー素子数分の受信信号を出力するアレー受信手段と、該アレー受信手段が出力するそれぞれの受信ＯＦＤＭ信号にそれぞれ適応フィルタによってフィルタ処理を施して出力するアレー素子数分のアレー合成用フィルタ手段と、該各アレー合成用フィルタ手段が出力する信号を加算合成して出力するアレー合成手段と、該アレー合成手段が出力するアレー合成信号と帰還信号とを合成して出力する帰還信号合成手段と、該帰還信号合成手段が出力する信号を２分配し、一方の分配出力を該干渉キャンセラの出力信号として出力すると共に、他方の分配出力を帰還信号生成用フィルタ手段に出力する分配手段と、該分配手段の他方の分配出力に適応フィルタによるフィルタ処理を施して前記帰還信号を生成し、帰還信号合成手段に出力する帰還信号生成用フィルタ手段と、前記アレー素子数分の各アレー合成用フィルタ手段及び前記帰還信号生成用フィルタ手段における各適応フィルタのフィルタ係数を適応制御するフィルタ係数制御手段とを備え、
   該フィルタ係数制御手段が、
   前記アレー受信手段の出力する各受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することにより、周波数軸上の受信キャリアシンボルを生成して出力するアレー素子数分の受信キャリアシンボル生成部と、
   該干渉キャンセラの出力信号をＦＦＴすることにより、周波数軸上の送信キャリアシンボルを生成して出力する送信キャリアシンボル生成部と、
   該送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルをしきい値判定し、判定値を生成して出力する判定段、
   該判定段の出力する判定値と前記送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルとの間の誤差を求めて出力する誤差算出段、
   及び、該誤差算出段の出力する誤差が最小となる前記各受信キャリアシンボル及び送信キャリアシンボルに対する重み係数を算出し、単位時間前のそれぞれの重み係数との間の差を出力する重み係数修正分算出段
   を有する重み係数算出部と、
   前記重み係数修正分算出段の出力する重み係数の差を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）することにより、前記各アレー合成用フィルタ手段及び帰還信号生成用フィルタ手段のフィルタ処理に用いる各フィルタ係数の修正分を算出して出力するフィルタ係数修正分算出段、
   該フィルタ係数修正分算出段の出力する各フィルタ係数の修正分から各フィルタのフィルタ長に応じた長さのフィルタ係数を出力する係数切り出し段、
   該係数切り出し段の出力する各フィルタ係数の修正分に適応係数を乗算して出力する乗算段、
   及び、該乗算段の出力する各フィルタ係数の修正分に単位時間前のフィルタ係数を加算し、各フィルタ係数として出力する加算段
   を有するフィルタ係数算出部と、
   を備えていることを特徴とする干渉キャンセラ。
2. 前記フィルタ係数制御手段が、さらに、
   前記送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルをしきい値判定し、判定値を生成して出力する判定段、
   前記各受信キャリアシンボル生成部の出力する受信キャリアシンボルを前記判定段の出力する判定値で除算し、受信信号の伝送路応答値を求めて出力するアレー素子数分の受信信号伝送路応答値算出段、
   及び、前記送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルを前記判定段の出力する判定値で除算し、送信信号の伝送路応答値を求めて出力する送信信号伝送路応答値算出段
   を有する伝送路応答算出部を有し、
   前記重み係数算出部が、請求項１に記載の重み係数算出部に代えて、
   無歪みの伝送路応答値を生成して出力する無歪み応答値生成段、
   該無歪み応答値生成段の出力する無歪応答値と前記送信信号伝送路応答値算出段の出力する送信信号の伝送路応答値との間の誤差を求めて出力する誤差算出段、
   及び、該誤差算出段の出力する誤差が最小となる前記各受信信号の伝送路応答値及び送信信号の伝送路応答値に対する重み係数を算出し、単位時間前のそれぞれの重み係数との間の差を出力する重み係数修正分算出段を有することを特徴とする請求項１に記載の干渉キャンセラ。
3. 前記フィルタ係数制御手段が、さらに、
   前記受信キャリアシンボル生成部の出力する受信キャリアシンボルから、予め決められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送されるスキャッタードパイロット（ＳＰ）を抽出し、受信ＳＰ信号として出力するアレー素子数分の受信ＳＰ抽出部と、
   前記送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルからＳＰを抽出し、送信ＳＰ信号として出力する送信ＳＰ抽出部とを備え、
   前記重み係数算出部が、請求項１に記載の重み係数算出部に代えて、
   予め決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号を生成して出力する基準ＳＰ生成段、該基準ＳＰ生成段の出力する基準ＳＰ信号と前記送信ＳＰ抽出部の出力する送信ＳＰ信号との間の誤差を求めて出力する誤差算出段、
   及び、該誤差算出段の出力する誤差が最小となる前記各受信ＳＰ信号及び送信ＳＰ信号に対する重み係数を算出し、単位時間前のそれぞれの重み係数との間の差を出力する重み係数修正分算出段を有する重み係数算出部と、
   を備えていることを特徴とする請求項１に記載の干渉キャンセラ。
4. 前記フィルタ係数制御手段が、さらに、
   予め決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号を生成して出力する基準ＳＰ生成段、
   前記各受信ＳＰ抽出部の出力する受信ＳＰ信号を前記基準ＳＰ生成段の出力する基準ＳＰ信号で除算し、各受信信号のＳＰが伝送される予め決められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアにおける伝送路応答値を求めて出力するアレー素子数分の受信信号伝送路応答値算出段、
   該受信信号伝送路応答値算出段の出力する各受信信号の伝送路応答値に内挿補間処理を施し、全てのサブキャリアについての受信信号の伝送路応答値を求めて出力するアレー素子数分の受信信号伝送路応答値内挿補間段、
   前記送信ＳＰ抽出部の出力する送信ＳＰ信号を前記基準ＳＰ生成段の出力する基準ＳＰ信号で除算し、送信信号のＳＰが伝送される予め決められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアにおける伝送路応答値を求めて出力する送信信号伝送路応答値算出段、
   及び、該送信信号伝送路応答値算出段の出力する送信信号の伝送路応答値に内挿補間処理を施し、全てのサブキャリアについての送信信号の伝送路応答値を求めて出力する送信信号伝送路応答値内挿補間段
   を有する伝送路応答算出部を備え、
   前記重み係数算出部が、請求項３に記載の重み係数算出部に代えて、
   無歪みの伝送路応答値を生成して出力する無歪み応答値生成段、
   該無歪み応答値生成段の出力する無歪応答値と前記送信信号伝送路応答値内挿補間段の出力する送信信号の伝送路応答値との間の誤差を求めて出力する誤差算出段、
   及び、該誤差算出段の出力する誤差が最小となる前記各受信信号の伝送路応答値及び送信信号の伝送路応答値に対する重み係数を算出し、単位時間前のそれぞれの重み係数との間の差を出力する重み係数修正分算出段を有することを特徴とする請求項３に記載の干渉キャンセラ。
5. 前記フィルタ係数制御手段のフィルタ係数算出部が、
   前記乗算段の出力する各フィルタ係数の修正分について、該フィルタ係数の修正分の振幅の最大値からしきい値を設定し、該しきい値以下の場合に、フィルタ係数の修正分を０に置き換える第１の非線形処理段を有することを特徴とする請求項１から４までのいずれか一項に記載の干渉キャンセラ。
6. 前記フィルタ係数制御手段のフィルタ係数算出部が、
   前記加算段の出力する各フィルタ係数について、予め決められたしきい値以下の場合に、フィルタ係数を０に置き換える第２の非線形処理段を有することを特徴とする請求項１から５までのいずれか一項に記載の干渉キャンセラ。
7. 請求項１から６までのいずれか一項に記載の干渉キャンセラを備えていることを特徴とする中継装置。

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