JP5521201B2 - 回り込みキャンセラ及び回り込みキャンセル方法 - Google Patents

Description

本発明は、中継局を用いた同時送受信方式において送信機から受信機への回り込み干渉信号を除去又は補償する際に用いて好適な回り込みキャンセラ及び回り込みキャンセル方法に関する。

無線中継器（以下、中継局と称する）を用いた伝送方式に関する研究が盛んに行われている。中でも、無線通信路のもつブロードキャスト性を積極的に利用してリレーノードから転送された信号と、送信ノードから宛先ノードに直接届いた信号を合成して復号することでより信頼性の高い信号伝送を行う協調通信と、中継局を利用した双方向通信においてリレーノードがそれぞれの送信ノードからの信号を合成して転送することで周波数利用効率を改善する無線ネットワークコーディングは、従来の無線伝送方式に比べてその特性を大きく改善できる可能性があることから大変注目されている。協調通信とネットワークコーディングに関する手法は様々なものが数多く提案されているが、いずれの場合でも中継局が受信する信号と送信する信号の間での直交性が仮定されている。これは直接伝送をする場合に比べて２倍の無線資源を使用することを意味する。

このような場合でも協調通信やネットワークコーディングによる周波数利用効率の改善可能であることが示されているが、親局（あるいは基地局）から中継局と中継局から端末への通信路で同じ無線資源を使用することができれば、大幅なシステム特性の改善が期待される。

そのような同時送受信を行う中継局は、ＳＦＮ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ）によるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を用いた地上ディジタルテレビ放送システムにおいて検討されてきた。同一周波数を用いて中継局が同時に送受信を行う場合、送信アンテナからの中継送信信号が受信アンテナに回り込み、発振が生じて特性が劣化することが大きな問題となる。そのため、中継局を用いた同時送受信方式において送信機から受信機への回り込み干渉信号を除去又は補償するための回り込みキャンセラの研究が行われている。

Ｒ．Ｈｅａｔｈ ａｎｄ Ｇ．Ｂ．Ｇｉａｎｎａｋｉｓ，"Ｅｘｐｌｏｉｔｉｎｇ ｉｎｐｕｔ ｃｙｃｌｏｓｔａｔｉｏｎａｒｙ ｆｏｒ ｂｌｉｎｄ ｉｄｅｎｔｉｃａｔｉｏｎ ｉｎ ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ，"ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ， ｖｏｌ．４７， ｎｏ．３， ｐｐ．８４８−８５６，１９９９ 孫連名、佐野昭、「回り込み干渉をもつＯＦＤＭ系ＳＦＮ中継伝達特性の同定」、電子情報通信学会論文誌Ａ、ｖｏｌ．Ｊ８８Ａ、ｎｏ．９，ｐｐ．１０４５−１０５３，２００５年

図７に回り込みキャンセラのブロック線図（構成１）を示す。この図において、実線と破線はそれぞれ中継局内と空気中におけるデータの伝送を表す。また、これ以降に示すブロック線図も全て同様である。

図７において、加算器１０１は、基地局から送信されたＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）と伝達関数Ｃ（ｚ）のフィードバックパス１０２を介して回り込む干渉信号とを加算する。減算器１０３は、加算器１０１の出力から適応フィルタ１０４の出力を減算する。この減算器１０３から出力された誤差信号ｓ（ｎ）は、適応フィルタ１０４と、適応フィルタ１０４を制御する制御手段１０５へ入力されるとともに、伝達関数Ｇ（ｚ）のフォワードパス１０６を介して送信信号ｕ（ｎ）として送信される。この適応フィルタ１０４は、例えばＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ；有限インパルス応答）フィルタからなり、各タップ係数（すなわち各タップの重み）が制御手段１０５によって制御される。

ここで、ＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）は平均０の周期定常過程であり（非特許文献１）、Ｃ（ｚ）、Ｇ（ｚ）はそれぞれ回り込み経路と増幅器の伝達関数を表している。ただし、ｎは時間のインデックスである。Ｇ（ｚ）は既知であるが、Ｃ（ｚ）は未知であり、また時変の場合もあるため、回り込み経路の推定に制御手段１０５によるＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ；最小二乗平均）アルゴリズムを用いた適応フィルタ（Ｗ（ｚ））１０４を使用する。

図７より、誤差信号ｓ（ｎ）は

と表せる。ここで、

を用いると

と書ける。ここで、Ｗ（ｚ）は定常状態における適応フィルタ１０４の伝達関数を、ｚ^−１は遅延作用素をそれぞれ表し、Ｑ（ｚ）は安定であるとする。すなわち、１−（Ｃ（ｚ）Ｇ（ｚ）−Ｗ（ｚ））の零点は全て単位円内に存在すると仮定する。一般的に用いられている適応フィルタ１０４のＬＭＳアルゴリズムは

のように書ける。ただし、

であり、ｗ_ｉ（ｎ）は適応フィルタ１０４のｉ番目のタップ係数を、μは正のステップサイズを表しており、上付の“＊”は複素共役を意味する。Ｎはタップ数を表す。また、式（４）の左辺の「ｗ」のような太字の文字はベクトルを表している。なお、本文中では、ベクトルを表す文字を、「文字（ベクトル）」の形式で表記する。式（４）では誤差信号ｓ（ｎ）を適応フィルタ１０４の入力信号として用いている。平均化法より、式（４）の停留点は

により与えられる。ここで、Ｅ［・］は期待値を表す。ただし、ｓ（ｎ）＝０となるため式（８）においてｉ＝０に対する条件は除外する。つまり、式（５）、（７）において、

とする。また、ＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）は周期定常過程であり、その統計量は時変であるため、式（８）の平均は集合平均および時間平均とする。これより、ｘ（ｎ）を、サイクル周波数０のサイクリックスペクトルと等しい、スペクトル密度Ｐ（ｅ^ｊω）を持った定常過程として扱うことが出来る（非特許文献１）。式（３）より、式（８）は

と表せる。ｚ＝ｅ^−ｊωと置くと式（１０）は

と書ける。ただし、

である。ここで〜は推定値を表す。^〜Ｃ（ｚ）、^〜Ｇ（ｚ）（ただし本文中の上付の〜は文字の真上に付けられた記号を表すこととする（以下、同様）。）も同様である。式（１１）が全てのｉ≧１に対して成り立つには、式（１０）のｚ^ｉ−１以下の被積分関数がｚの正の冪で展開されていなければならないので、すなわち式（１１）は

と書くことが出来る。ここで、演算［Ｘ（ｚ）］_＋は

に対して

と因果性のある部分、つまり、定数項とｚの負の冪の抽出を表している。また、スペクトル密度Ｐ（ｚ）のスペクトル因数分解はスペクトル因数Ｒ（ｚ）を用いて

と書ける。ここで、Ｒ（ｚ）は最小位相系であり、その定数項を１とする。式（２）から１／Ｑ（ｚ）は安定多項式であるので、１／（Ｒ（ｚ^−１）Ｑ（ｚ^−１））はｚの非負の冪で展開できる。ゆえに、式（１２）の両辺に掛けることで式（１２）は

と書ける。式（１４）のＲ（ｚ）を得るため、ｘ（ｎ）がデータ長Ｍ、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）長Ｌ_ＣＰ、ブロック長Ｔ＝Ｍ＋Ｌ_ＣＰのＯＦＤＭ信号とし、スペクトル密度Ｐ（ｚ）を求める。１ブロック長内のｋ番目の標本ｘ_ｋ（ｎ）＝ｘ（ｎＴ＋ｋ）とすると

と書け、入力シンボルｓ_ｉ（ｎ）は平均０、分散σ^２で互いに無相関であるので

である。ここで、δ（ｒ）はｒ≠０、ｒ＝０に対してそれぞれδ（ｒ）＝０、１を意味する（非特許文献１）。サイクル周波数０のサイクリック相関関数ｐ（０；τ）は式（１６）の各ｋに対する０からＴ−１までの平均であり、

であるので、

であり、また、

より、スペクトル因数は、

となる。ここで、αは正の実数である。ただし、式（１３）のγは

で与えられる。ここで、

であり、一般的にＴ／Ｌ_ＣＰ＞２なので、０＜α＜１である。これより、式（１４）の解が陽に得られる。^〜Ｒ（ｚ）^〜Ｑ（ｚ）は因果的であるので、式（１４）からその値は定数β^＊であり、それゆえ、停留点Ｗ_０（ｚ）は

を満たす。式（７）、（９）、（１９）より、Ｇ（ｚ）にｚ^−１が含まれている時、つまり

ならばβ＝１であり、

となる。

すなわち、停留点においてバイアス項αｚ^−Ｍが生じてしまう。式（２３）のバイアス項を除去する方法について述べる。

式（４）において誤差信号ｓ（ｎ）の代わりに以下の信号

を用いる。つまり、

であるが、これは、誤差信号ｓ（ｎ）がＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）に等しい場合は白色化の操作となる。これより、式（１２）は

と書ける。式（１３）より停留点は

で与えられる。ｚ^〜Ｑ（ｚ）の因果性部分が０すなわち、^〜Ｑ（ｚ）＝１でなければならないので、

である。これより、適応フィルタ１０４の停留点は

となる。式（２３）と比べ、バイアス項が消去されているのが分かる。

図８にマルチパスとバイアスを考慮した回り込みキャンセラのブロック線図を記す。図８に示す構成は、図７に示す構成と比較して、減算器１０３と制御手段１０５の間に白色化フィルタ１０７が挿入されている点と、減算器１０３とフォワードパス１０６の間に遅延線路１０８が挿入されている点と、適応フィルタ１０４に遅延線路１０８の出力信号が入力される点とが異なっている。図８に示す構成において、図７に示す構成に対応するものには同一の符号を用いている。遅延線路１０８は、入出力信号間に所定の時間遅延を与える。白色化フィルタ１０７は、スペクトル因数Ｒ（ｚ）の逆数を伝達関数とするフィルタであり、信号ｓ’（ｎ）を出力する。適応フィルタ１０４の平均二乗誤差は

と書ける。ここで、停留点Ｗ_０（ｚ）に対応する適応フィルタ１０４のタップ係数ベクトルをｗ_０（ベクトル）とすると

となる。ただし、μＹ（ベクトル）は停留点付近のタップ係数の誤差共分散行列を近似したものであり、Ｌｙａｐｕｎｏｖ方程式を解くことで、Ｙ（ベクトル）＝γ^２（ベクトル）／２・Ｉ（ベクトル）を得る。これより停留点での平均二乗誤差は

と書ける。

上記で示した回り込みキャンセラについての議論では、初期状態が安定であることが大前提となっている。

であるが、適応フィルタ１０４の初期状態として各係数の初期値を全て０とすると、これに対応するＱ（ｚ）は

となる。このとき、Ｑ（ｚ）が安定であるためには、全てのωに対して｜Ｃ（ｅ^ｊω）Ｇ（ｅ^ｊω）｜＜１でなければならず、この条件を満たさない場合には発散してしまう。Ｃ（ｚ）は回り込み通信路の伝達関数であるため、この条件を満足するためにはフォワードパス（増幅器）１０６の伝達関数Ｇ（ｚ）を十分小さく設定する必要があることを意味する。つまり無線中継局における増幅率に対して非常に厳しい制限を課すこととなる。

本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、大きな増幅率を有する送信機（増幅器）を用いた場合であっても、送信機から受信機に回り込む干渉信号をキャンセルすることができる回り込みキャンセラ及び回り込みキャンセル方法を提供することを目的とする。

請求項１記載の発明は、同一周波数の無線信号を送受信する無線中継において送信機から受信機に回り込む干渉信号をキャンセルする回り込みキャンセラであって、前記受信機の受信用アレーアンテナの各素子を用いて受信された複数又は一つの受信信号に対して前記受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数又は一つの第１重み係数をそれぞれ乗算する複数又は一つのウェイト乗算器と、前記複数又は一つのウェイト乗算器の出力および仮想パスウェイト乗算器の出力を加算し、アレー出力信号として出力する加算器と、前記アレー出力信号から帰還信号を減算し、誤差信号として出力する減算器と、前記誤差信号を白色化する白色化フィルタと、前記誤差信号に遅延を与え、前記送信機への出力信号とする遅延線路と、前記送信機への出力信号を可変の伝達関数に基づきフィルタリングし、前記帰還信号として前記減算器へ出力する適応フィルタと、前記白色化フィルタの出力に基づき、前記干渉信号が最小となるように前記適応フィルタの伝達関数を制御する制御手段と、前記遅延線路の出力信号を増幅する増幅器と、前記アレー出力信号を入力し、該アレー出力信号と既知の入力信号との誤差が最小となるように前記受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数又は一つの第１重み係数を制御するウェイト可変制御装置とを備え、前記仮想パスウェイト乗算器は、前記増幅器の出力を仮想パスとして分岐し、第２重み係数をそれぞれ乗算し、前記ウェイト可変制御装置は、前記アレー出力信号を入力し、該アレー出力信号と既知の入力信号との誤差が最小となるように前記複数又は一つの第１の重み係数とともに前記第２重み係数を制御する、ことを特徴とする回り込みキャンセラである。

請求項２記載の発明は、前記ウェイト可変制御装置が、前記複数又は一つの第１重み係数および前記第２重み係数の制御に最小二乗誤差法を用いることを特徴とする。

請求項３記載の発明は、前記ウェイト可変制御装置が、前記複数又は一つの第１重み係数および前記第２重み係数の制御に最小分散無歪み応答を用いることを特徴とする。

請求項４記載の発明は、前記ウェイト可変制御装置によって、前記複数又は一つの第１重み係数および前記第２重み係数が、前記送信機から前記受信機への回り込み経路のインパルス応答の推定値と、基地局から前記受信機へのインパルス応答の推定値とに基づいて制御されることを特徴とする。

請求項５記載の発明は、前記仮想パスウェイト乗算器は、前記遅延線路の出力を仮想パスとして分岐し、前記第２重み係数をそれぞれ乗算し、前記ウェイト可変制御装置は、前記アレー出力信号を入力し、該アレー出力信号と既知の入力信号との誤差が最小となるように前記複数又は一つの第１の重み係数とともに前記第２重み係数を制御することを特徴とする。

請求項６記載の発明は、同一周波数の無線信号を送受信する無線中継において送信機から受信機に回り込む干渉信号をキャンセルする回り込みキャンセル方法であって、複数又は一つのウェイト乗算器によって、前記受信機の受信用アレーアンテナの各素子を用いて受信された複数又は一つの受信信号に対して前記受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数又は一つの第１重み係数をそれぞれ乗算する過程と、複数又は一つの仮想パスウェイト乗算器によって、分岐された増幅器の出力に対し、それぞれの第２重み係数を乗算する過程と、加算器によって、前記複数又は一つのウェイト乗算器の出力と、前記複数又は一つの仮想パスウェイト乗算器の出力を加算し、アレー出力信号として出力する過程と、減算器によって、前記アレー出力信号から帰還信号を減算し、誤差信号として出力する過程と、白色化フィルタによって、前記誤差信号を白色化する過程と、遅延線路によって、前記誤差信号に遅延を与え、前記送信機への出力信号とする過程と、適応フィルタによって、前記送信機への出力信号を可変の伝達関数に基づきフィルタリングし、前記帰還信号として前記減算器へ出力する過程と、制御手段によって、前記白色化フィルタの出力に基づき、前記干渉信号が最小となるように前記適応フィルタの伝達関数を制御する過程と、前記遅延線路の出力信号を前記増幅器により増幅する過程と、ウェイト可変制御装置によって、前記アレー出力信号を入力し、該アレー出力信号と既知の入力信号との誤差が最小となるように前記受信用アレーアンテナの各素子に対応する前記複数又は一つの第１重み係数および前記第２重み係数を制御する過程とを含むことを特徴とする回り込みキャンセル方法である。

本発明によれば、アレー出力信号ｙ（ｎ）と既知の入力信号ｘ（ｎ）との誤差が最小となるように受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数の重み係数を制御するようにしたので、大きな増幅率（例えば１００倍以上）を有する送信機を用いた場合であっても、送信機から受信機に回り込む干渉信号を安定してキャンセルすることができる。

本発明の一実施形態のブロック線図である。 特性評価に用いた回り込み経路の瞬時遅延プロファイルである。 特性評価に用いた回り込み経路の瞬時遅延プロファイルである。 特性評価に用いた回り込み経路の瞬時遅延プロファイルである。 特性評価に用いた回り込み経路の瞬時遅延プロファイルである。 本発明を用いた場合の二乗誤差（マルチパス通信路）を示す図である。 従来の回り込みキャンセラのブロック線図（１）である。 マルチパスを考慮した回り込みキャンセラのブロック線図である。 本発明の他の一実施形態のブロック線図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。本発明の一つの特徴は、アレーアンテナの素子数に対応する干渉波の抑圧効果に加え、仮想パスを導入することで、アレーアンテナ素子数以上の干渉波をキャンセルすることが可能になる。図１は、本発明の一実施形態としての回り込みキャンセラの構成例を示すブロック線図である。

図１は、本発明の一実施形態としての回り込みキャンセラ２を含む中継局内外の信号間の関係を表すブロック線図である。この場合、回り込みキャンセラ２と、フォワードパス（増幅器）２０６と、仮想パス２１０−１〜２１０−ｄと、出力点２０９とが中継局内の構成である。他方、図示していない基地局とこの中継局との間の伝達要素であるｍ個のフォワードパス２０１−１〜２０１−ｍが中継局外の構成である。また、中継局内の送信機（出力点２０９内の１要素）から受信機（入力点２２０−１〜２２０−ｍ内の１要素）への回り込み経路を表すｍ個のフィードバックパス２０２−１〜２０２−ｍが、中継局内と外のいずれかまたは両方に位置する構成である。

図１の中継局は、同一周波数の無線信号を送受信することで無線中継を行う装置である。すなわち、図１の中継局は、図示していない基地局から送信された無線信号を、複数素子（この場合はｍ素子）からなる受信用アレーアンテナを用いて中継局内の受信機で受信する。そして受信した無線信号を中継局内の増幅器によって増幅し、中継局内の送信機によって受信信号と同一周波数の無線信号を用いて送信する。図１では、ｍ個の入力点２２０−１〜２２０−ｍが、受信用アレーアンテナの各素子、すなわち、各素子で受信した信号を受信するｍ個の受信機等の要素に対応する構成である。また、出力点２０９が、送信機、すなわち、送信用アンテナ（複数素子からなるアレーアンテナ、１素子のアンテナ等）等の要素に対応する構成である。

図１に示す例では、回り込みキャンセラ２が、ｍ個の入力点２２０−１〜２２０−ｍ、ｍ個のウェイト乗算器２１−１〜２１−ｍ、ｄ個の仮想パス２１０−１〜２１０−ｄ、ｄ個のウェイト乗算器２２−１〜２２−ｄ、加算器２４、ウェイト可変制御装置２３、減算器２０３、適応フィルタ２０４、制御手段２０５、白色化フィルタ２０７および遅延線路２０８によって構成されている。なお、本実施形態において、ｍは２以上の整数であり、ｄは１以上の整数である。
ただし、これと異なり、ｍ個の入力点２２０−２〜２２０−ｍを除いた構成や、フォワードパス２０６や出力点２０９を含んだ構成を、本発明の回り込みキャンセラの構成としてとらえることもできる。また、フォワードパス２０６が表す増幅器は、その一部又は全部が、送信機内に含まれていてもよい。すなわち出力点２０９内に増幅器に対応する要素が含まれていてもよい。

回り込みキャンセラ２は、上記の構成で、出力点２０９に含まれる送信機から入力点２２０−１〜２２０−ｍに含まれるｍ個の受信機に回り込む干渉信号をキャンセルする回り込みキャンセラとして機能する。入力点２２０−１〜２２０−ｍは、フォワードパス２０１−１〜２０１−ｍを介して送信されてきたＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）を受信用アレーアンテナのｍ個の素子それぞれで受信するとともに、フィードバックパス２０２−１〜２０２−ｍを介して回り込んできたｍ個の回り込み干渉信号を受信用アレーアンテナのｍ個の素子それぞれで受信する。ここで、フォワードパス２０１−１〜２０１−ｍの伝達関数は、Ｈ_１（ｚ）〜Ｈ_ｍ（ｚ）である。
入力点２２０−１〜２２０−ｍは、フォワードパス２０１−１〜２０１−ｍを介して送信されてきたＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）と、フィードバックパス２０２−１〜２０２−ｍを介して回り込んできたｍ個の回り込み干渉信号とを、それぞれ加算し、ｍ個のウェイト乗算器２１−１〜２１−ｍに、それぞれ出力する。この入力点２２０−１〜２２０−ｍの出力信号を、ｒ_１（ｎ）〜ｒ_ｍ（ｎ）と表すこととする。

ｍ個のウェイト乗算器２１−１〜２１−ｍは、入力点２２０−１〜２２０−ｍからの出力信号はｒ_１（ｎ）〜ｒ_ｍ（ｎ）に対して、受信用アレーアンテナの各素子に対応するｍ個の重み係数ｗ_ａ ^１〜ｗ_ａ ^ｍをそれぞれ乗算する。加算器２４は、複数のウェイト乗算器２１−１〜２１−ｍの出力、および、後述するｄ個のウェイト乗算器２２−１〜２２−ｄからの出力（すなわち、仮想パスウェイト乗算器の出力）を加算し、アレー出力信号ｙ（ｎ）として出力する。
減算器２０３は、アレー出力信号ｙ（ｎ）から、適応フィルタ１０４から出力された帰還信号を減算し、減算結果を誤差信号ｓ（ｎ）として出力する。白色化フィルタ２０７は、誤差信号ｓ（ｎ）を白色化する。遅延線路２０８は、誤差信号ｓ（ｎ）に遅延を与え、出力点２０９に含まれる送信機への出力信号とする。適応フィルタ２０４は、遅延線路２０８から送信機への出力信号を可変の伝達関数Ｗ（ｚ）に基づきフィルタリングし、帰還信号として減算器２０３へ出力する。制御手段２０５は、白色化フィルタ２０７の出力ｓ’（ｎ）に基づき、フィードバックパス２０２−１〜２０２−ｍを介してｍ個の受信機に回り込む干渉信号が最小となるように、適応フィルタ２０４の伝達関数Ｗ（ｚ）を制御する。
フォワードパス２０６は、遅延線路２０８からの出力信号を増幅し、出力点２０９に出力する。このフォワードパス２０６からの出力は、ｄ個の仮想パス２１０−１〜２１０−ｄに分岐される。ｄ個のウェイト乗算器２２−１〜２２−ｄ、ｄ個の仮想パス２１０−１〜２１０−ｄに分岐されたフォワードパス２０６からの出力に、ｄ個の重み係数＾ｗ_ａ ^ｍ＋１〜＾ｗ_ａ ^ｍ＋ｄをそれぞれ乗じて、加算器２４に出力する（ただし本文中の＾は、この＾に後続する文字の真上に付けられた記号を表すこととする）。
ウェイト可変制御装置２３は、アレー出力信号ｙ（ｎ）を入力し、アレー出力信号ｙ（ｎ）と既知の入力信号ｘ（ｎ）（すなわちＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）に含まれる所定のパイロット信号）との誤差が最小となるように受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数（ｍ個）の重み係数ｗ_ａ ^１〜ｗ_ａ ^ｍ、および、複数（ｄ個）の重み係数＾ｗ_ａ ^ｍ＋１〜＾ｗ_ａ ^ｍ＋ｄを制御する。

ここでは、回り込み経路の伝達関数を構成するＧ（ｚ）とＣ（ｚ）のうち、Ｃ（ｚ）を制御する手法について考える。具体的には、中継局の受信側にアダプティブアレーアンテナを導入し、そのウェイトをうまく制御することで回り込み波を抑圧し、アダプティブアレーも含んだ回り込み通信路の伝達関数Ｃ（ｚ）を小さくすることを考える。ＯＦＤＭ信号に対するアダプティブアレーは、時間領域で合成を行うプリＦＦＴ（ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）型アレーと周波数領域で合成を行うポストＦＦＴ型アレーの２つに大きく分けられるが、ポストＦＦＴ型では１ＯＦＤＭシンボル以上の遅延が中継局で発生してしまうこと、及び後段の回り込みキャンセラが時間領域で動作するフィルタであることからここではプリＦＦＴ型アレーを採用することとする。時間領域のアレーでは、一般に遅延波は全て干渉信号として取り扱われるため、最大電力のパスのみを捕捉するような合成法となるが、中継局を親局（基地局）からの見通し内に設置することで遅延波の損失による特性の劣化は小さくできると考えられる。最大電力のパスのみを捕捉することは、むしろ、親局中継局間の実効的な遅延広がりを小さくでき、回り込みキャンセラ内に必要な遅延時間を短縮できるため、大変望ましいと考えられる。一方、中継局の送信アンテナに対してもアレーを導入することが考えられるが、送信ビームフォーミングはウェイトの制御が難しいこと、及び本対象とする中継局はカバレッジの拡大をひとつの目的としているため全方向に信号を送信したいことなどから送信アンテナは１素子とする。

図１に示す本実施形態のシステムのブロック線図では、ＢＳとＲＳがそれぞれ基地局（親局）と中継局を表し、遅延線路２０８は遅延作用素ｚ^−ａを意味する。基地局の送信アンテナは１素子としているため、回り込み経路および基地局から中継局への経路はいずれも１×ｍのＳＩＭＯ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｓｉｎｇｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）となる。ここで、ｍはアンテナの本数である。

また、アレーアンテナへの入力は

である（上付の“Ｔ”は転置を意味する。）。さらに、回り込み経路と基地局から中継局への伝達関数を、それぞれＣ_ｐ（ｚ）、Ｈ_ｐ（ｚ）（ｐ＝１、２、…、ｍ）とおいている。Ｃ_ｐ（ｚ）およびＨ_ｐ（ｚ）はそれぞれ

と書ける。ここで、Ｋ、Ｌはそれぞれ回り込み経路のチャネル長と基地局から中継局への経路のチャネル長である。そして、これらのインパルス応答の推定値を用いて

とおくと、

と表せる。ここで式（３７）の０は、ｄ個である。なお、ｕ（ｎ）は中継局から送信される信号、ｎ（ｎ）（ベクトル）は観測雑音である。
式（３８）において、雑音項は、

と表記され、ｍ個の雑音とｄ個の０からなるベクトルとなっている。
式（３８）より、アレーアンテナの出力ｙ（ｎ）は

となる。ここで、

はアレーアンテナのウェイトである。上付の“Ｈ”はエルミート共役を意味する。また、ｊは最大電力のパスの遅延時間を表し、

とする。ここで、ａｒｇｍａｘ_ｉ｜｜ｈ_ｉ（ベクトル）｜｜_２は、｜｜ｈ_ｉ（ベクトル）｜｜_２を最大とするｉを表す。また、｜｜・｜｜_２はフロベニウスノルムを表す。また、基地局から中継局までの通信路が周波数選択性でなければ、基地局から中継局までのチャネル長Ｌ＝１となるのでｊ＝０である。

次に、ウェイト可変制御装置２３において、受信用アレーアンテナの各素子に対応するｍ個の重み係数ｗ_ａ ^１〜ｗ_ａ ^ｍまたは＾ｗ_ａ ^ｍ＋１〜＾ｗ_ａ ^ｍ＋ｄを算出する手法について説明する。以下では、ＭＭＳＥ（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎ−Ｓｑｕａｒｅ−Ｅｒｒｏｒ；最小二乗誤差法）規範とＭＶＤＲ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｖａｒｉａｎｃｅ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎｌｅｓｓ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ；最小分散無歪み応答）規範の２種類の手法について説明する。

（規範１）ＭＭＳＥ規範

ＭＭＳＥ基準のウェイト制御では、評価関数

を最小にするウェイトが最適ウェイトとなる。ここで、

とすると（Ｉ（ベクトル）は単位行列）、評価関数は、

となる。これより、

を得る。さらに

を解くことで、ＭＭＳＥ基準最適アレーウェイト

を得る。

（規範２）ＭＶＤＲ規範

ＭＭＳＥ基準のウェイト制御法ではアンテナ素子数が少ない場合に、希望信号（基地局からの最大電力のパス）に対するゲインが小さくなることがある。これは回り込みの干渉信号電力が非常に大きいときには、希望信号の電力を低減してでも干渉信号を抑圧したほうが２乗誤差の意味では望ましいことがあるからである。しかしながら、本実施形態の中継局ではアダプティブアレーの後段に回り込みキャンセラを備えているため、アダプティブアレーの役割としては回り込み波を完全に抑圧することよりも、希望信号をより確実に受信することのほうが重要であると考えられる。そこで、

なる拘束条件の下で評価関数（４０）を最小にするようなアレーウェイトｗ_ａ（ベクトル）を導出する。このようなアダプティブアレーはＭＶＤＲビームフォーマーと呼ばれる。Ｌａｇｒａｎｇｅの未定乗数法を用いると、評価関数は

と書ける。ここで、λはＬａｇｒａｎｇｅ乗数である。これより

となり、したがって、ＭＶＤＲ最適ウェイト^〜ｗ_ａ ^ｏｐｔ（ベクトル）は

と書ける。ここで、拘束条件（４８）は

と同値であるから、式（５１）より、

なる関係式が成立する。これより、

を得る。このＬａｇｒａｎｇｅ乗数を式（５１）に代入することにより、^〜ｗ_ａ ^ｏｐｔ（ベクトル）得る。

なお、アレーアンテナのウェイト制御はアナログでもディジタルでも制御可能であるが、アナログで制御した場合は、Ａ／Ｄ（アナログ−ディジタル）変換機のダイナミックレンジを大きく取らなくてもよいという利点がある。

以上のように、ウェイト可変制御装置２３は、アレー出力信号ｙ（ｎ）と既知の入力信号ｘ（ｎ）とを入力として、それらの誤差が最小となるように受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数の重み係数ｗ_ａ ^１〜ｗ_ａ ^ｍを制御する際に、複数の重み係数ｗ_ａ ^１〜ｗ_ａ ^ｍの制御に最小二乗誤差法を用いたり、最小分散無歪み応答を用いたりすることができる。その際、ウェイト可変制御装置２３は、式（４７）や式（５１）に示すように、複数の重み係数ｗ_ａ ^１〜ｗ_ａ ^ｍを、送信機から受信機への回り込み経路のインパルス応答の推定値（式（３６））と、基地局から受信機へのインパルス応答の推定値（式（３７））とに基づいて制御することができる。
また、このウェイト可変制御装置２３は、複数の重み係数ｗ_ａ ^１〜ｗ_ａ ^ｍと同様に、重み係数＾ｗ_ａ ^ｍ＋１〜＾ｗ_ａ ^ｍ＋ｄを制御する。

次に、本発明の有効性を確認するため、計算機実験により評価を行った結果を示す。ＯＦＤＭ信号は振幅１のＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）データより生成し、データ長Ｍ＝６４、ＣＰ長Ｌ_ＣＰ＝１６（ブロック長Ｔ＝８０）とした。このとき、式（２３）のバイアス項のα＝０．２０８７である。

提案方式の特性として、図２〜図５に特性評価に用いた回り込み経路の瞬時の遅延プロファイルを示す。図中、横軸は時間遅延、縦軸はインパルス応答の瞬時電力を表している。図２〜図５は、アンテナ１、２、３、４のチャネル応答値、アンテナ５、６、７、８のチャネル応答値、アンテナ９、１０、１１、１２のチャネル応答値、および、アンテナ１３、１４、１５、１６のチャネル応答値をそれぞれ表している。

ここでは、（規範１）において、Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ（ＲＬＳ）アルゴリズムを用いた場合に、基地局から中継局への通信路が周波数選択性マルチパス通信路である場合の二乗誤差特性と受信ＳＮＲ（ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）に対する特性を図６に示す。ここで、二乗誤差として｜ｙ（ｎ）−ｗ_a ^Ｈｈ（ベクトル）ｘ（ｎ）｜^２を用いた。アンテナ数ｍを４〜１６とし、仮想パスも含めた入力の総数ｍ＋ｄは１６とし、ＭＶＤＲアレーを用いている。誤差特性から、アンテナ数ｍが４である場合でも、仮想パスを１２とすることで、アンテナ素子ｍを１６とした場合とほぼ同等の特性が得られていることが確認できる。

計算結果より、本発明を用いることで、従来の手法では適応フィルタが収束しないよう大きな増幅率（１００倍以上）に対しても回り込みキャンセラを正常に動作させることに成功した。また、十分な素子数を持つアダプティブアレーの導入により、従来手法ではすぐに発散するような環境においても特性を改善できることが確認できた。

以上説明したように、本実施形態においては、白色化フィルタを介してから、これをモニタし制御する構成としている。さらに、増幅器の出力を仮想パスとして分岐し、重み係数をそれぞれ乗算して、増幅前の信号に加算する構成としている。
これら構成により、アレー出力信号ｙ（ｎ）と既知の入力信号ｘ（ｎ）との誤差が最小となるように受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数の重み係数を制御するようにしたので、大きな増幅率（例えば１００倍以上）を有する送信機を用いた場合であっても、送信機から受信機に回り込む干渉信号を安定してキャンセルすることが可能となる。

また、以下のように制御することで、基地局からの信号は遅延波も全て捕捉して、中継転送することが可能である。この場合における本発明の実施の形態を第２の実施形態とし、また上記の図１を参照して説明した実施形態を第１の実施形態として、以下、第２の実施形態について説明する。

第２の実施形態では、中継局の受信アレーアンテナから入力される入力数ｍを１とする。

このように、第２の実施形態の構成自体は第１の実施形態の特別な（中継局の受信アンテナ素子数が１の）場合に相当するが、１素子の受信アンテナの重み係数ｗ_ａ ^１と仮想パスの重み係数＾ｗ_ａ ^ｍ＋１〜＾ｗ_ａ ^ｍ＋ｄの制御に違いがある。以下、第２の実施形態の構成について第１の実施形態と同様、図１を参照して説明する。中継局の受信アンテナが１素子の場合には、基地局から到来する信号に対して指向性を制御することが出来ず、第１の実施形態のように最大電力パスのみを捕捉することが出来ないが、逆にこのことは、基地局からの信号を全て遅延波を含んだ形で中継局が受信可能であることを意味する。基地局と中継局が見通し外にあって特別強勢なパスが存在しないような環境では、第１の実施形態による手法を用いると遅延波成分の損失による受信信号電力の低下が問題となるが、第２の実施形態による手法ではそのような問題を回避することが出来る。実際の受信アンテナ素子を１本とすることで全ての到来信号を受信しつつ、そこに含まれる回り込み干渉成分を仮想パスの重み係数を制御することで抑圧することが、第２の実施形態の基本的な考え方である。

図１に示す第２の実施形態のブロック線図のウェイト可変制御装置２３において、受信アンテナの重み係数ｗ_ａ ^１と仮想パスの重み係数＾ｗ_ａ ^ｍ＋１〜＾ｗ_ａ ^ｍ＋ｄを算出する手法について説明する。

第２の実施形態のウェイト制御では、

なる拘束条件の下でアレー出力の電力を最小にするようなウェイトｗ_ａ（ベクトル）を導出する。Ｌａｇｒａｎｇｅの未定乗数法を用いると、評価関数は

と書ける。ここで、⁻λはＬａｇｒａｎｇｅ乗数であり

である。したがって、最適ウェイト⁻ｗ_ａ ^ｏｐｔ（ベクトル）は

となる。ただし、

である。

以上説明したように、第２の実施形態においては、白色化フィルタを介してから、これをモニタし制御する構成としている。さらに、増幅器の出力を仮想パスとして分岐し、重み係数をそれぞれ乗算して、増幅前の信号に加算する構成としている。

また、図１に示す第１の実施形態および第２の実施形態では、フォワードパス（増幅器）２０６の出力を仮想パス２１０−１〜２１０−ｄへ入力するようにしているが、これに代えて、遅延線路２０８の出力を仮想パス２１０−１〜２１０−ｄへ入力するようにしてもよい。すなわち、図９に示すように、フォワードパス（増幅器）２０６に入力する前の信号を仮想パス２１０−１〜２１０−ｄとして分岐し、乗算器２２−１〜２２−ｄにおいて重み係数をそれぞれ乗算して、加算器２４によって増幅前の信号に加算する構成とすることもできる。なお、図９に示す構成において、図１に示すものと同一の構成には同一の符号を用いている。ところで図１に示す構成では、例えば、回り込みキャンセラ２をＣＰＵ（中央処理装置）を用いて構成する場合、フォワードパス（増幅器）２０６の出力がアナログ信号であるとすると、仮想パス２１０−１〜２１０−ｄの入力段にアナログ−ディジタル変換器を設け、フォワードパス（増幅器）２０６から出力されたアナログ信号をディジタル信号に変換することになる。これに対し、図９に示す構成では、回り込みキャンセラ２ａをＣＰＵを用いて構成する場合、仮想パス２１０−１〜２１０−ｄに対しては、遅延線路２０８から出力されたディジタル信号をそのまま入力すればよいので、仮想パス２１０−１〜２１０−ｄの入力段にアナログ−ディジタル変換器を設けなくてよくなる。

２、２ａ 回り込みキャンセラ
２１−１〜２１−ｍ 乗算器
２２−１〜２２−ｍ ウェイト乗算器
２３ ウェイト可変制御装置
２４ 加算器
２０１−１〜２０１−ｍ フォワードパス
２０２−１〜２０２−ｍ フィードバックパス
２０３ 減算器
２０４ 適応フィルタ
２０５ 制御手段
２０６ フォワードパス
２０７ 白色化フィルタ
２０８ 遅延線路
２０９ 出力点
２１０−１〜２１０−ｄ 仮想パス
２２０−１〜２２０−ｍ 入力点

Claims (6)

1. 同一周波数の無線信号を送受信する無線中継において送信機から受信機に回り込む干渉信号をキャンセルする回り込みキャンセラであって、
   前記受信機の受信用アレーアンテナの各素子を用いて受信された複数又は一つの受信信号に対して前記受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数又は一つの第１重み係数をそれぞれ乗算する複数又は一つのウェイト乗算器と、
   前記複数又は一つのウェイト乗算器の出力および仮想パスウェイト乗算器の出力を加算し、アレー出力信号として出力する加算器と、
   前記アレー出力信号から帰還信号を減算し、誤差信号として出力する減算器と、
   前記誤差信号を白色化する白色化フィルタと、
   前記誤差信号に遅延を与え、前記送信機への出力信号とする遅延線路と、
   前記送信機への出力信号を可変の伝達関数に基づきフィルタリングし、前記帰還信号として前記減算器へ出力する適応フィルタと、
   前記白色化フィルタの出力に基づき、前記干渉信号が最小となるように前記適応フィルタの伝達関数を制御する制御手段と、
   前記遅延線路の出力信号を増幅する増幅器と、
   前記アレー出力信号を入力し、該アレー出力信号と既知の入力信号との誤差が最小となるように前記受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数又は一つの第１重み係数を制御するウェイト可変制御装置と
   を備え、
   前記仮想パスウェイト乗算器は、
   前記増幅器の出力を仮想パスとして分岐し、第２重み係数をそれぞれ乗算し、
   前記ウェイト可変制御装置は、
   前記アレー出力信号を入力し、該アレー出力信号と既知の入力信号との誤差が最小となるように前記複数又は一つの第１の重み係数とともに前記第２重み係数を制御する、
   ことを特徴とする回り込みキャンセラ。
2. 前記ウェイト可変制御装置が、前記複数又は一つの第１重み係数および前記第２重み係数の制御に最小二乗誤差法を用いることを特徴とする請求項１に記載の回り込みキャンセラ。
3. 前記ウェイト可変制御装置が、前記複数又は一つの第１重み係数および前記第２重み係数の制御に最小分散無歪み応答を用いることを特徴とする請求項１に記載の回り込みキャンセラ。
4. 前記ウェイト可変制御装置によって、前記複数又は一つの第１重み係数および前記第２重み係数が、前記送信機から前記受信機への回り込み経路のインパルス応答の推定値と、基地局から前記受信機へのインパルス応答の推定値とに基づいて制御される
   ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の回り込みキャンセラ。
5. 前記仮想パスウェイト乗算器は、
   前記遅延線路の出力を仮想パスとして分岐し、前記第２重み係数をそれぞれ乗算し、
   前記ウェイト可変制御装置は、
   前記アレー出力信号を入力し、該アレー出力信号と既知の入力信号との誤差が最小となるように前記複数又は一つの第１の重み係数とともに前記第２重み係数を制御する
   ことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の回り込みキャンセラ。
6. 同一周波数の無線信号を送受信する無線中継において送信機から受信機に回り込む干渉信号をキャンセルする回り込みキャンセル方法であって、
   複数又は一つのウェイト乗算器によって、前記受信機の受信用アレーアンテナの各素子を用いて受信された複数又は一つの受信信号に対して前記受信用アレーアンテナの各素子に対応する複数又は一つの第１重み係数をそれぞれ乗算する過程と、
   複数又は一つの仮想パスウェイト乗算器によって、分岐された増幅器の出力に対し、それぞれの第２重み係数を乗算する過程と、
   加算器によって、前記複数又は一つのウェイト乗算器の出力と、前記複数又は一つの仮想パスウェイト乗算器の出力を加算し、アレー出力信号として出力する過程と、
   減算器によって、前記アレー出力信号から帰還信号を減算し、誤差信号として出力する過程と、
   白色化フィルタによって、前記誤差信号を白色化する過程と、
   遅延線路によって、前記誤差信号に遅延を与え、前記送信機への出力信号とする過程と、
   適応フィルタによって、前記送信機への出力信号を可変の伝達関数に基づきフィルタリングし、前記帰還信号として前記減算器へ出力する過程と、
   制御手段によって、前記白色化フィルタの出力に基づき、前記干渉信号が最小となるように前記適応フィルタの伝達関数を制御する過程と、
   前記遅延線路の出力信号を前記増幅器により増幅する過程と、
   ウェイト可変制御装置によって、前記アレー出力信号を入力し、該アレー出力信号と既知の入力信号との誤差が最小となるように前記受信用アレーアンテナの各素子に対応する前記複数又は一つの第１重み係数および前記第２重み係数を制御する過程と
   を含むことを特徴とする回り込みキャンセル方法。

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