JP3603873B2 - 回り込みキャンセラ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は回り込みキャンセラに関し、特に、地上波デジタル放送などの単一周波数ネットワークにおいて、中継局の受信アンテナで観測される自局送信アンテナからの回り込み波や親局波と相関を持たない妨害波を除去する回り込みキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】
２００３年からサービス開始予定の地上波デジタル放送は、変調方式に直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を採用することが決定している。ＯＦＤＭはマルチパス妨害に強いため、すべてのサービスエリアにおいて同じ周波数を利用する単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ：Ｓｉｎｇｌｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ）を構築することが可能である。しかしながら、ＳＦＮの中継局では、送信アンテナから発射された電波が自局受信アンテナへ回り込み、その回り込み波の電力が親局波の電力と比べて大きくなると、中継局内でループ発振が起こる。そのため、回り込み波を除去して発振を防ぐ技術の開発が必要とされる。
【０００３】
回り込み波を除去する方法としては、適応等化器に代表される時間領域信号処理，アダプティブアレーやサイドローブキャンセラに代表される空間領域信号処理、さらに両者を組合わせた時空間領域信号処理がある。
【０００４】
時間領域信号処理により回り込み波を抑圧する手法は、たとえば今村浩一郎，濱住啓之，渋谷一彦，佐々木誠らによる“地上デジタル放送ＳＦＮにおける放送波中継用回り込みキャンセラの基礎検討”，映像情報メディア学会誌，ｖｏｌ．５４，Ｎｏ．１１，ｐｐ．１５６８−１５７５，２０００がある。
【０００５】
また、この回り込みキャンセラを用いた屋外実験の結果は、今村浩一郎，濱住啓之，渋谷一彦，佐々木誠，大和田雄之，佐伯暖，金井隆夫，福原黎児，高瀬徹，川瀬克行らによる“北淡垂水中継局における放送波中継ＳＦＮ実験”，映像情報メディア学会技術報告，ｖｏｌ．２４，Ｎｏ．４３，ｐｐ．１７−２３，２０００に記載されている。以下、この回り込みキャンセラの原理について、図７〜図９を参照しながら説明する。ただし、説明を簡単にするために、あらゆる雑音成分については省略する。
【０００６】
なお、各変数の表記において、ｔは時間領域信号，ωは周波数領域信号を示す。ｎはＯＦＤＭシンボル時刻を表わし、ｎ＋１は変数の更新を表わす。ｎに関しては、説明において特に必要としない部分は省略する。
【０００７】
図７は回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。図７において、ｄ（ｔ），Ｄ（ω）は親局波とそのフーリエ変換を示し、ｕ（ｔ），Ｕ（ω）は回り込み波とそのフーリエ変換を示し、ｙ（ｔ），Ｙ（ω）は中継局のアンテナ１で受信される信号とそのフーリエ変換を示し、ｇ（ｔ），Ｇ（ω）は中継局の増幅器２のインパルス応答とそのフーリエ変換（すなわち伝達関数）を示し、ｃ（ｔ），Ｃ（ω）は回り込み伝送路のインパルス応答とそのフーリエ変換（すなわち伝達関数）を示す。ｗＴ（ｔ），ＷＴ（ω）は有限インパルス応答（ＦＩＲ：Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ＿Ｔ３の係数の時間領域表現（すなわち、インパルス応答）とそのフーリエ変換である周波数領域表現（すなわち伝達関数）を示し、ｒ（ｔ），Ｒ（ω）はＦＩＲフィルタ＿Ｔ３の出力信号（回り込み波の複製信号）とそのフーリエ変換を示し、ｓ（ｔ），Ｓ（ω）は観測点における信号（キャンセラ出力信号）とそのフーリエ変換を表わしている。
【０００８】
図７に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔ３は図８に示すような構成となっている。図８において、ＦＩＲフィルタ＿Ｔ３は、加算器３２と、乗算器３３と、は単位遅延演算子（ｚ−１）３１とを含む。回り込み波の複製信号ｒ（ｔ）はＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部４から得られるＦＩＲフィルタ＿Ｔ３の係数ｗＴ（ｔ）とキャンセラ出力信号ｓ（ｔ）から次式により計算される。
【０００９】
ｒ（ｔ）＝ｗＴ（ｔ）＊ｓ（ｔ） …（１）
ここで、“＊”は畳み込み演算を表わす。式（１）をフーリエ変換で表わすと、
Ｒ（ω）＝ＷＴ（ω）Ｓ（ω） …（２）
となる。
【００１０】
次に、回り込みキャンセラの原理について説明する。図７より、中継局で受信される回り込み波のスペクトルＵ（ω）は、
Ｕ（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω）Ｓ（ω） …（３）
と表わされる。これにより中継局で受信される信号のスペクトルＹ（ω）は、
Ｙ（ω）＝Ｄ（ω）＋Ｕ（ω）＝Ｄ（ω）＋Ｃ（ω）Ｇ（ω）Ｓ（ω）…（４）
となる。また、観測点における信号のスペクトルＳ（ω）は、
Ｓ（ω）＝Ｙ（ω）−Ｒ（ω）＝Ｙ（ω）−ＷＴ（ω）Ｓ（ω）…（５）
である。式（４）を式（５）に代入して整理すると、
Ｓ（ω）＝Ｄ（ω）／［１−｛Ｃ（ω）Ｇ（ω）−ＷＴ（ω）｝］…（６）
が得られる。したがって、観測点における総合伝達関数をＦ（ω）とすれば、
Ｆ（ω）＝Ｓ（ω）／Ｄ（ω）＝１／［１−｛Ｃ（ω）Ｇ（ω）−ＷＴ（ω）｝］…（７）
となる。
【００１１】
回り込みキャンセラが理想的に動作している状態での観測点における信号は、
Ｓ（ω）＝Ｄ（ω） …（８）
であるから、式（６）よりキャンセル条件は、
ＷＴ（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω） …（９）
となる。
【００１２】
ここで、回り込みキャンセラによる回り込み波の複製Ｒ（ω）＝ＷＴ（ω）Ｓ（ω）と実際の回り込み波Ｕ（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω）Ｓ（ω）との誤差を考慮して回り込み残差Ｅ（ω）を式（１０）で定義する。
【００１３】
ＥＴ（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω）−ＷＴ（ω） …（１０）
式（７）の関係を式（１０）に代入すると、
ＥＴ（ω）＝１−１／Ｆ（ω）＝１−Ｄ（ω）／Ｓ（ω） …（１１）
を得る。これにより、観測点の信号Ｓ（ω）を測定し、Ｄ（ω）として既知のパイロット信号を用いれば、回り込み残差ＥＴ（ω）を求めることができる。ＥＴ（ω）を利用してＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数ＷＴ（ω）を更新することにより、回り込み波をキャンセルすることができる。
【００１４】
フィルタ係数の更新は図７のＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部４で行なわれる。その演算過程を図９に示す。シンボル時刻の観測点信号ｓ（ｎ，ｔ）のフーリエ変換Ｓ（ｎ，ω）と既知のパイロット信号から生成された送信信号の推定値Ｄ（ｎ，ω）から、式（７）で複素除算することによりＦ（ｎ，ω）が計算され、式（１１）によりＥＴ（ｎ，ω）が計算される。ＥＴ（ｎ，ω）を逆フーリエ変換することにより、回り込み残差のインパルス応答ｅＴ（ｎ，ｔ）が得られる。ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数更新ステップサイズをμＴとすれば、フィルタ係数の勾配（変化量ΔｗＴ（ｎ，ｔ））は、
ΔｗＴ（ｎ，ｔ）＝μＴｅＴ（ｎ，ｔ） …（１２）
となり、更新後のフィルタ係数は次式で表わされる。
【００１５】
ｗＴ（ｎ＋１，ｔ）＝ｗＴ（ｎ，ｔ）＋ΔｗＴ（ｎ，ｔ） …（１３）
このフィルタ係数を逐次的に更新することにより、式（９）の条件を満足するキャンセル動作が行なわれる。
【００１６】
上述の説明のように、この回り込みキャンセラは、観測点での受信信号と既知のパイロット信号とから閉ループ伝達関数を推定後、回り込み波の複製信号をＦＩＲフィルタで生成し、受信信号（親局波＋回り込み波）から減ずることで回り込み波成分を打ち消すものであり、時間領域キャンセラと呼ばれている。この時間領域キャンセラにより、複数の回り込み波が到来する場合にも精度よく回り込み波を除去することができる。
【００１７】
空間領域信号処理により回り込み波を除去する手法は、たとえばＬ． Ｃ． Ｇｏｄａｒａ， ”Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｏｆ Ａｎｔｅｎｎａ Ａｒｒａｙｓ ｔｏ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， Ｐａｒｔ ２： Ｂｅａｍ−Ｆｏｒｍｉｎｇ ａｎｄ Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ−ｏｆ−Ａｒｒｉｖａｌ Ｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓ，”Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥＥ， Ａｕｇ． １９９７や、菊間信良著，アレーアンテナによる適応信号処理，科学技術出版，１９９９などに詳しく紹介されている。空間領域信号処理のうち、電波伝搬環境に対して適応的にアンテナ指向性を制御する技術はアダプティブアレーと呼ばれている。
【００１８】
アダプティブアレーを動作させるためには、到来する変調波に対する何らかの事前情報が必要であり、それによりいくつかの手法に分けられる。その中でも最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）に基づくアダプティブアレーは既知のパイロット信号を事前情報とするため、妨害波方向に正確にヌル（受信感度が０）を指向することができるとともに、妨害波の到来方向が変化した場合にもヌルが妨害波方向に自動的に追従するので、実際の伝搬環境に適した手法であるといえる。また、親局波の受信電力より回り込み波の受信電力が大きい場合にも適用可能である。以下、広帯域信号に対応したＭＭＳＥ型アダプティブアレーについて図１０〜図１２を参照しながら簡単に説明する。
【００１９】
図１０はＭＭＳＥ型広帯域アダプティブアレーを示し、図１１はＦＩＲフィルタ＿ｐ（ｐ＝１〜Ｐ）の構成である。図１０において、♯１〜♯Ｐは受信アレーアンテナ素子を示し、ｘ１（ｔ）〜ｘＰ（ｔ）は素子１〜Ｐでの受信信号を示し、ｗ１〜ｗＰ（ｔ）はＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐのインパルス応答を示し、ｙ１（ｔ）〜ｙＰ（ｔ）は素子１〜Ｐの出力信号を示し、ｙ（ｔ）はアレーアンテナ出力信号であり、ｄ（ｔ）は既知のパイロット信号（参照信号）であり、ｅ（ｔ）は誤差信号である。
【００２０】
次に、動作について説明する。素子ｐでの出力信号ｙｐ（ｔ）は
【００２１】
【数１】
【００２２】
となる。ここでＮｓはＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐのタップ数である。アレーアンテナ出力信号ｙ（ｔ）は各素子での出力信号の和であるが、各素子での各タップにおける受信信号とフィルタ係数を並べて、それぞれ次のようなＮｓＰ×１ベクトル
ｘ（ｔ）＝［ｘ１（ｔ），…，ｘ１（ｔ−（Ｎｓ−１）），…，ｘＰ（ｔ），…，ｘＰ（ｔ−（Ｎｓ−１））］Ｔ …（１５ａ）
ｗ（ｔ）＝［ｗ１（０），…，ｗ１（Ｎｓ―１），…，ｗＰ（０），…，ｗＰ（Ｎｓ−１）］Ｔ …（１５ｂ）
として定義すれば、ｙ（ｔ）は
【００２３】
【数２】
【００２４】
と表せる。ただし、上付き添え字の‘Ｔ’は転置を表す。
誤差信号ｅＳ（ｔ）は、
ｅＳ（ｔ）＝ｄ（ｔ）−ｙ（ｔ） …（１７）
であり、誤差信号の二乗の期待値（平均二乗誤差）Ｅ［｜ｅＳ（ｔ）｜２］は次のようになる。
【００２５】
ここで、Ｅ［・］は期待値演算子を表わす。ｗ（ｔ）を適切に選択することにより、平均二乗誤差は最小化される。
【００２６】
式（１８）を最小化するｗ（ｔ）を逐次的に更新する手法はいくつかあるが、ここでは最急降下法（ＬＭＳ：Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）に基づく手法について説明する。最急降下法に基づく最適化アルゴリズムは式（１９）で表わされる。
【００２７】
ｗ（ｎ＋１，ｔ）＝ｗ（ｎ，ｔ）−（μＳ／２）∂Ｅ［｜ｅＳ（ｎ，ｔ）｜２］／∂ｗ（ｎ，ｔ） …（１９）
ここで、ｎはサンプル時刻であり、μＳはＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数更新ステップサイズであり、∂／∂ｗ（ｎ，ｔ）はｗ（ｎ，ｔ）の偏微分演算子を表わす。式（１８）より
であるから（上付き添え字“＊”は複素共役を表わす）、式（１９）は
となる。
【００２８】
図１２は図１０に示したＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部の演算過程を示す図である。図１２のサンプル値平均処理ブロックによりＥ［ｘ（ｎ，ｔ）ｅ＊Ｓ（ｎ，ｔ）］を計算するが、期待値の演算は実際には困難なため、期待値演算子を取り除いて、
ｗ（ｎ＋１，ｔ）＝ｗ（ｎ，ｔ）＋μＳ｛ｘ（ｎ，ｔ）ｅ＊Ｓ（ｎ，ｔ）｝＊…（２２）
とするか、もしくは適当な有限個（Ｊ個）のサンプル値の平均をとって
【００２９】
【数３】
【００３０】
とする。ただし、ｔｊはシンボル時刻ｎにおけるｊ番目のサンプル時刻を表す。ＦＩＲフィルタ係数を逐次的に更新する他の手法としては、ＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）やＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ）などがある。これらの手法については説明を省略する。
【００３１】
アダプティブアレーを地上波デジタル放送用中継局に適用する場合は、親局波の既知のパイロット信号であるスキャッタードパイロット（ＳＰ：Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）もしくはコンティニュアルパイロット（ＣＰ：Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ Ｐｉｌｏｔ）を参照信号として利用する。このとき、アダプティブアレーは回り込み波の方向にヌルを指向する空間領域キャンセラとして機能する。ただし、ヌルを形成するには、親局波と回り込み波の時間相関が小さいという条件が必要である。
【００３２】
近年時間領域信号処理と空間領域信号処理とを組合わせた時空間領域信号処理についても数多く検討されているが、これらは単にアダプティブアレーやサイドローブキャンセラと適応等化器を接続した構成であるもの、もしくはそれらに従来のダイバーシチ技術などを組合わせた構成による高性能化を特徴としたものが大半を占めている。これらの検討例については説明を省略する。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
前述の回り込みキャンセラ（時間領域キャンセラ）はＦＩＲフィルタのタップ数に対応して多数の回り込み波や親局波マルチパスを除去でき、同期変調方式と差動変調方式の両方式に対応できるという利点があるものの、親局波とは相関を持たない妨害波を除去できないという欠点がある。その理由は、ＦＩＲフィルタＴ３では回り込み波や親局波マルチパスの複製しか生成できないためである。また、地上波デジタル放送が本格的に導入され、現行のアナログ放送からデジタル放送に移行する際にサイマル放送（デジタル放送とアナログ放送の同時放送）が予定されているが、このとき現行アナログ放送波はデジタル放送波と相関を持たないため、時間領域回り込みキャンセラで除去することは不可能である。
【００３４】
なお、以下の説明では、親局波と相関を持たない妨害波を単に「妨害波」と呼び、その他の妨害波は回り込み波，親局波マルチパスなど、具体的に表現するものとする。
【００３５】
また、回り込みキャンセラは、親局波と回り込み波の電力比（Ｄ／Ｕ比）が０［ｄＢ］より小さい場合、発振を起こす恐れがある。これは、時間領域キャンセラの安定条件を満たさないためである。前述の“北淡垂水中継局における放送波中継ＳＦＮ実験”においても、Ｄ／Ｕ＝０［ｄＢ］がキャンセル能力の限界となっている。
【００３６】
また、前述のＭＭＳＥアダプティブアレイ（空間領域キャンセラ）は、妨害波を除去でき、親局波と回り込み波の電力比（Ｄ／Ｕ比）が０［ｄＢ］より小さい場合にも対応できるという利点があるものの、素子数以上の回り込み波や妨害波を除去できないという欠点がある。その理由は、除去可能な回り込み波や妨害波の総数が［アレイアンテナ素子数−１］以下という制限があるので自由度が不足するためである。また、アダプティブアレイを動作させるには、親局波信号と出力信号との差（誤差信号）が必要であるため、既知のパイロット信号が必要となる。
【００３７】
上記のように、両キャンセラは相補関係にある。そこで、回り込み波除去能力を大幅に改善するには両者を組合わせた時空間領域キャンセラが効果的である。
【００３８】
しかし、時空間領域キャンセラと空間領域キャンセラの両キャンセラそれぞれに独立の評価関数を与えて同時に動作させると、両者のフィルタ係数が最適値に収束する保証は失われてしまい、発散する恐れがある。その理由は、空間領域キャンセラにおいて妨害波よりも回り込み波を優先して除去してしまう可能性があり、妨害波の成分が時間領域キャンセラに入り込み誤差を発生することが想定されるため、最適なフィルタ係数を得ることはできない。
【００３９】
さらに、空間領域キャンセラの回り込み波成分の除去効果を無視してさらに時間領域キャンセラで同じ回り込み波を除去するように動作してしまうといった過補償（キャンセル）現象が想定されるため、キャンセラが発散する恐れがある。
【００４０】
さらに、時間領域キャンセラと空間領域キャンセラそれぞれにフーリエ変換／逆フーリエ変換が必要となるため、計算量やハードウェア規模が大きくなるという種々の問題がある。
【００４１】
それゆえに、この発明の主たる目的は、妨害波も除去でき、親局波よりも電力の大きい回り込み波を除去でき、アンテナ素子数よりも多くの回り込み波を除去でき、同期変調方式と差動変調方式の両方式に対応でき、発散することなく安定に動作し、ハードウェア規模が小さい回り込みキャンセラを提供することである。
【００４２】
【課題を解決するための手段】
この発明は、各アンテナ素子の受信信号の重み付けをＦＩＲフィルタにより行った後合成するアダプティブアレーを基本構成とする空間領域キャンセラと、ＦＩＲフィルタと時間領域キャンセラの入力信号からＦＩＲフィルタの出力信号を減算する減算器を基本構成とする時間領域キャンセラとを縦続接続した回り込みキャンセラにおいて、時間領域キャンセラの観測点での出力信号をフーリエ変換して周波数領域信号を出力するフーリエ変換手段と、親局波の伝送モードや各セグメントの変調方式に応じて、親局波のパイロット信号と制御情報信号とを生成する親局波信号生成手段と、親局波信号生成手段によって生成されたパイロット信号および制御情報信号とフーリエ変換手段からの周波数領域信号との差分を演算して誤差信号を出力する誤差信号演算手段と、誤差信号演算手段から出力された誤差信号を逆フーリエ変換して時間領域信号に変換する逆フーリエ変換手段と、時間領域信号に変換された誤差信号の二乗平均値を最小化するように空間領域キャンセラおよび時間領域キャンセラの各ＦＩＲフィルタ係数の勾配を求め、各ＦＩＲフィルタ係数を一括更新するＦＩＲフィルタ係数演算手段を備えたことを特徴とする。
【００４３】
他の発明は、各アンテナ素子の受信信号の重み付けをＦＩＲフィルタにより行った後合成するアダプティブアレーを基本構成とする空間領域キャンセラと、ＦＩＲフィルタと時間領域キャンセラの入力信号からＦＩＲフィルタの出力信号を減算する減算器を基本構成とする時間領域キャンセラとを縦続接続した回り込みキャンセラにおいて、時間領域キャンセラの観測点での出力信号をフーリエ変換して周波数領域信号を出力するフーリエ変換手段と、親局波の伝送モードや各セグメントの変調方式に応じて、親局波のパイロット信号と制御情報信号とを生成する親局波信号生成手段と、親局波信号生成手段によって生成されたパイロット信号および制御情報信号とフーリエ変換手段からの周波数領域信号との差分を演算して誤差信号を出力する誤差信号演算手段と、誤差信号演算手段から出力された誤差信号の大きさの変化から、空間領域キャンセラまたは時間領域キャンセラを選定して動作させるキャンセラを示すフラグを出力するキャンセラ選定手段と、キャンセラ選定手段によって時間領域キャンセラが選定されていることに応じて伝達関数を演算する伝送路推定手段と、伝送路推定手段によって演算された伝達関数に基づいて、回り込み残差を演算する回り込み残差演算手段と、誤差信号演算手段から出力された誤差信号および回り込み残差演算手段から出力された回り込み残差を逆フーリエ変換して時間領域信号に変換する逆フーリエ変換手段と、時間領域信号に変換された誤差信号と空間領域キャンセラ受信信号とから空間領域キャンセラのＦＩＲフイルタ係数の勾配を計算し、新たな係数に更新する第１のフイルタ係数演算手段と、時間領域信号に変換された回り込み残差から時間領域キャンセラのＦＩＲフィルタ係数の勾配を計算し、新たな係数に更新する第２のフィルタ係数演算手段を備えたことを特徴とする。
【００４４】
また、親局波信号生成手段は、ＤＢＰＳＫ復調により制御情報信号を生成することを特徴とする。
【００４５】
また、誤差信号演算手段はパイロット信号および制御情報信号以外のサブキャリアについては誤差信号として０を出力することを特徴とする。
【００４６】
また、キャンセラ選定手段は、各サブキャリアの誤差信号をサブキャリア方向に平均した平均誤差に対して、さらに任意の２つの期間についてシンボル方向に平均し、その大小により動作させるキャンセラを選定することを特徴とする。
【００４７】
さらに、逆フーリエ変換手段は、空間領域キャンセラを示すフラグが出力されていることに応じて、誤差信号を時間領域信号に変換してその結果を第１のフイルタ係数演算手段に出力し、時間領域キャンセラを示すフラグが出力されていることに応じて、回り込み残差を時間領域信号に変換してその結果を第２のフイルタ係数演算手段に出力することを特徴とする。
【００４８】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の一実施形態における回り込みキャンセラのブロック図である。図１において、回り込みキャンセラは受信アンテナ１と増幅器２と送信アンテナ５と空間領域キャンセラ６と時間領域キャンセラ７とフーリエ変換部８と親局波信号生成部９と誤差信号演算部１０と逆フーリエ変換部１１とＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１２とから構成されている。
【００４９】
空間領域キャンセラ６はＦＩＲフィルタ＿１〜＿Ｐにより妨害波や回り込み波を除去するものであり、時間領域キャンセラ７は観測点での受信信号と既知のパイロット信号から閉ループ伝達関数を推定後、回り込み波の複製信号をＦＩＲフィルタ＿Ｔ３で生成し、受信信号から減ずることで回り込み波成分を打消す。フーリエ変換部８はフーリエ変換により観測点信号を周波数領域信号に変換する。親局波信号生成部９は親局波の伝送モードや各セグメントの変調方式に応じて親局波のＳＰ，ＣＰ，ＡＣ，ＴＭＣＣを生成して誤差信号演算部１０に与える。
【００５０】
誤差信号演算部１０は親局波信号生成部９から与えられるＳＰ，ＣＰ，ＡＣ，ＴＭＣＣサブキャリアにおける親局波信号と、フーリエ変換部８から与えられる観測点信号の差分を計算し、誤差信号（周波数領域信号）を逆フーリエ変換部１１に出力する。逆フーリエ変換部１１は逆フーリエ変換により周波数領域信号を時間領域信号に変換してＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１２に与える。ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１２は、誤差の大きさを評価するための評価関数として誤差信号（時間領域信号）の二乗平均値Ｊを用い、Ｊを最小化するように各ＦＩＲフィルタ係数の勾配を求め、各ＦＩＲフィルタ＿１〜ＰのＦＩＲフィルタ係数を一括更新する。
【００５１】
なお、図１においてＰは受信アレイアンテナ素子数を示し、ｄ（ｔ）は空間領域キャンセラ６から見て正面方向（０°方向）から到来する親局波信号を示し、ｉ１（ｔ）〜ｉＰ（ｔ）は各素子に到来する妨害波信号を示している。ここで、妨害波信号とは、中継局に到来する親局波以外の信号であり、自局送信アンテナからの回り込み波，親局マルチパス，他局妨害波などがすべて含まれている。また、ｘ１（ｔ）〜ｘＰ（ｔ）は各素子での受信信号を示し、ｗ１（ｔ）〜ｗＰ（ｔ）はＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐのインパルス応答を示し、ｙ（ｔ）は空間領域キャンセラ６の出力信号を示し、ｓ（ｔ）は観測点信号（時間領域キャンセラ出力信号）を示し、ｗＴ（ｔ）はＦＩＲフィルタ＿Ｔ３のインパルス応答を示し、Ｓ（ω）は観測点信号のフーリエ変換を示し、Ｄ（ω）は親局波信号のフーリエ変換を示し、Ｅ（ω）は誤差信号のフーリエ変換を示し、ｅ（ｔ）は誤差信号を示している。
【００５２】
次に、動作について説明する。素子ｐにおける受信信号ｘｐ（ｔ）は次式で表わされる。
【００５３】
ｘｐ（ｔ）＝ｄ（ｔ）＋ｉｐ（ｔ）…（２４）
これにより、空間領域キャンセラ６の出力信号ｙ（ｔ）は次式で表わされる。
【００５４】
【数４】
【００５５】
ここで、ＮＳは空間領域キャンセラ６のＦＩＲフィルタのタップ数，ｗｐ（τ）は素子ｐにおけるＦＩＲフィルタのτ番目のタップ係数を表わす。
【００５６】
ｙ（ｔ）をベクトルで表現すると次式で表わされる。
ｙ（ｔ）＝ｗＴ（ｔ）ｘ（ｔ）…（２６）
ここで、ｗ（ｔ）とｘ（ｔ）は次のように表わされる。
【００５７】
ｗ（ｔ）＝［ｗＴ １（ｔ），ｗＴ ２（ｔ），…，ｗＴ Ｐ（ｔ）］Ｔ
ｗｐ（ｔ）＝［ｗｐ（０），ｗｐ（１），…，ｗｐ（Ｎｓ−１）］Ｔ
ｘ（ｔ）＝［ｘＴ １（ｔ），ｘＴ ２（ｔ），…，ｘＴ Ｐ（ｔ）］Ｔ
ｘｐ（ｔ）＝［ｘｐ（ｔ），ｘｐ（ｔ−１），…，ｘｐ（ｔ−（Ｎｓ−１））］Ｔｗ（ｔ）はすべての素子のＦＩＲフィルタ係数を並べた空間領域キャンセラＦＩＲフィルタ係数ベクトルである。
【００５８】
時間領域キャンセラ７の出力信号である観測点信号ｓ（ｔ）は次式で表わされる。
【００５９】
【数５】
【００６０】
ここで、ＮＴは時間領域キャンセラのＦＩＲフィルタのタップ数であり、ｗＴ（τ）はＦＩＲフィルタのτ番目のタップ係数である。
【００６１】
ｓ（ｔ）をベクトルで表現すると次式のようになる。
ｓ（ｔ）＝ｙ（ｔ）−ｗＴ Ｔ（ｔ）ｓ（ｔ）…（２８）
ここで、ｗＴ（ｔ）とｓ（ｔ）は次のように表わされる。
【００６２】
ｗＴ（ｔ）＝［ｗＴ（０），ｗＴ（１），…，ｗＴ（ＮＴ−１）］Ｔ
ｓ（ｔ）＝［ｓ（ｔ），ｓ（ｔ−１），…，ｓ（ｔ−（ＮＴ−１））］Ｔ
ｗＴ（ｔ）は時間領域キャンセラＦＩＲフィルタ係数ベクトルである。
【００６３】
式（２６），（２８）より、ｓ（ｔ）は次式で表わすことができる。
ｓ（ｔ）＝ｗＴ（ｔ）ｘ（ｔ）−ｗＴ Ｔ（ｔ）ｓ（ｔ）…（２９）
親局波信号と観測点信号との差を誤差信号ｅ（ｔ）として次式で定義する。
【００６４】
ｅ（ｔ）＝ｄ（ｔ）−ｓ（ｔ）…（３０）
この発明の一実施形態では、空間領域キャンセラ６と時間領域キャンセラ７のＦＩＲフィルタ係数を更新する方法として、誤差信号の平均二乗誤差Ｊを評価関数とする最急降下法を利用する。シンボル時刻ｎにおける誤差信号の平均二乗誤差Ｊは次式で表わされる。
【００６５】
ここで、Ｅ［・］は期待値演算を表わす。空間領域キャンセラＦＩＲフィルタ係数ベクトルｗ（ｎ，ｔ）と時間領域キャンセラＦＩＲフィルタ係数ベクトルｗＴ（ｎ，ｔ）に関するＪの勾配は次式のようになる。
【００６６】
∂Ｊ／∂ｗ（ｎ，ｔ）＝−２Ｅ［ｘ＊（ｎ，ｔ）（ｄ（ｎ，ｔ）−ｓ（ｎ，ｔ））］＝−２Ｅ［ｘ＊（ｎ，ｔ）ｅ（ｎ，ｔ）］…（３３）
∂Ｊ／∂ｗＴ（ｎ，ｔ）＝２Ｅ［ｓ＊（ｎ，ｔ）（ｄ（ｎ，ｔ）−ｓ（ｎ，ｔ））］＝２Ｅ［ｓ＊（ｎ，ｔ）ｅ（ｎ，ｔ）］…（３４）
なお、式（３３），（３４）の期待値演算は次式で計算する。
【００６７】
【数６】
【００６８】
ここで、ＮはＦＦＴサイズを表わす。最急降下法により両キャンセラのＦＩＲフィルタ係数を次式で更新する。
【００６９】
【数７】
【００７０】
ここで、μｎ（ｎ）は正規化ステップサイズであり、次式で表わされる。
【００７１】
【数８】
【００７２】
また、αとβは正の実数である。式（３７）に示すように、この実施形態による回り込みキャンセラでは、両キャンセラのＦＩＲフィルタ係数を１シンボルごとに一括更新する。ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１２は誤差信号ｅ（ｎ，ｔ）から両キャンセラのＦＩＲフィルタ係数を更新するものであり、図２に示すように構成される。図２に示す２つのサンプル値平均処理ブロック１２１，１２２では式（３５），（３６）が計算され、正規化ステップサイズ計算ブロック１２３では式（３８）のμｎ（ｎ）が計算される。
【００７３】
ところで、式（３０）の誤差信号ｅ（ｔ）は、中継局では親局波信号が未知の信号であるため、直接計算することができない。しかし、親局波信号にはＢＰＳＫ変調されたＳＰ，ＣＰなどのパイロット信号やＤＢＰＳＫ変調されたＡＣ，ＴＭＣＣなどの制御情報伝送信号が含まれているため、これらを利用してｅ（ｔ）を求める。以下その手順について説明する。
【００７４】
最初に、フーリエ変換部８ではシンボル時刻ｎにおける観測点信号ｓ（ｎ，ｔ）をＮサンプル分抽出し、フーリエ変換により周波数領域信号Ｓ（ｎ，ω）に変換する。
【００７５】
Ｓ（ｎ，ω）＝Ｆ｛ｓ（ｎ，ｔ）｝…（３９）
ここで、Ｆ｛｝はフーリエ変換を表わす。その後、Ｓ（ｎ，ω）は親局波信号生成部９と誤差信号演算部１０とに送られる。
【００７６】
親局波信号生成部９では、親局波信号のセグメント情報やシンボル番号に応じて、誤差信号を計算するために必要な親局波信号を生成して誤差信号演算部１０へ出力する。生成方法は、親局波信号の各セグメントの変調方式により異なる。
【００７７】
変調方式が同期変調方式である場合、そのセグメントには一定のサブキャリア間隔でＳＰが配置されている。ＳＰが配置されているサブキャリアωｓｐにおける送信信号Ｄ（ｎ，ωｓｐ）は事前に割当てられているので、その値を誤差信号演算部１０へ出力する。なお、Ｄ（ｎ，ωｓｐ）は周波数領域信号であり、±４／３のいずれかの値をとる。また、シンボル時刻が変わってもその値は不変である。
【００７８】
変調方式が差動変調方式である場合、そのセグメントにはＡＣとＴＭＣＣが複数本ランダムに配置されており、またセグメントの最低周波数サブキャリアにはＣＰが配置されている。ＣＰが配置されているサブキャリアωｃｐにおける送信信号Ｄ（ｎ，ωｃｐ）は事前に割当てられているので、その値を誤差信号演算部１０へ出力する。なお、Ｄ（ｎ，ωｃｐ）は周波数領域信号であり、±４／３のいずれかの値をとる。また、シンボル時刻が変わってもその値は不変である。
【００７９】
ＡＣまたはＴＭＣＣが配置されているサブキャリアωａｔについては、ＤＢＰＳＫ復調して親局波信号を推定する。図３はその演算過程を示す図である。図３において、シンボル時刻ｎにおけるＳ（ｎ，ωａｔ）をシンボル時刻ｎ−１におけるＳ（ｎ−１，ωａｔ）で複素除算した値の実部の符号から親局波信号の位相変化分を判定し、シンボル時刻ｎ−１における親局波信号との積をとることにより、シンボル時刻ｎにおける親局波信号を推定できる。これを式で表わすと次のようになる。
【００８０】
【数９】
【００８１】
ここで、Ｓｉｇｎ［］は符号関数であり、Ｒｅ｛｝は実部を抽出する関数である。式（４０）により求められたＤ（ｎ，ωａｔ）を誤差信号演算部１０へ出力する。なお、Ｄ（ｎ，ωａｔ）は周波数領域信号であり、±４／３のいずれかの値をとる。また、シンボル時刻ｎ＝０における親局波信号Ｄ（０，ωａｔ）は事前に割当てられているので、その値を利用する。
【００８２】
誤差信号演算部１０では、まず次式により周波数領域における誤差信号を計算する。
【００８３】
Ｅ（ｎ，ωｓｐ）＝Ｄ（ｎ，ωｓｐ）−Ｓ（ｎ，ωｓｐ）…（４１）
Ｅ（ｎ，ωｃｐ）＝Ｄ（ｎ，ωｃｐ）−Ｓ（ｎ，ωｃｐ）…（４２）
Ｅ（ｎ，ωａｔ）＝Ｄ（ｎ，ωａｔ）−Ｓ（ｎ，ωａｔ）…（４３）
なお、ＳＰ，ＣＰ，ＡＣ，ＴＭＣＣ以外のサブキャリアについてはＥ（ｎ，ω）＝０とする。その後、すべてのサブキャリアにおけるＥ（ｎ，ω）を逆フーリエ変換部１１へ出力する。
【００８４】
逆フーリエ変換部１１では、周波数領域における誤差信号Ｅ（ｎ，ω）を逆フーリエ変換により時間領域表現ｅ（ｎ，ｔ）に変換する。
【００８５】
ｅ（ｎ，ｔ）＝Ｆ−１｛Ｅ（ｎ，ω）｝…（４４）
ここで、Ｆ−１｛｝は逆フーリエ変換を表す。
【００８６】
以上の手順により、誤差信号ｅ（ｎ，ｔ）を求めることができる。
図４はこの発明の第２の実施形態における回り込みキャンセラのブロック図である。図４において、この実施形態における回り込みキャンセラは、受信アンテナ１と増幅器２と送信アンテナ５と空間領域キャンセラ６と時間領域キャンセラ７とフーリエ変換部８と親局波信号生成部９と誤差信号演算部１０と逆フーリエ変換部１１とを含み、これらの構成は図１と同じである。
【００８７】
さらに、回り込みキャンセラには、キャンセラ選定部１３と、伝送路推定部１４と回り込み誤差演算部１５とＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部１６とＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１７とを含む。キャンセラ選定部１３は誤差信号演算部１０から与えられる誤差信号の大きさの変化から動作させるキャンセラ（空間領域キャンセラ６または時間領域キャンセラ７のいずれか）を選定し、０または１の値を持つフラグ（フラグ＝０：空間領域キャンセラ６、フラグ＝１：時間領域キャンセラ７）を出力する。伝送路推定部１４はフラグ＝１のとき、親局波信号生成部９で生成された親局波信号とフーリエ変換部８の出力により伝達関数を計算する。
【００８８】
回り込み残差演算部１５は、伝達路推定部１４から与えられる伝達関数から回り込み残差（周波数領域信号）を計算する。ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部１６は、誤差信号（時間領域信号）と空間領域キャンセラ受信信号とから空間領域キャンセラ６のＦＩＲフィルタ係数の勾配を計算し、新しい係数に更新する。ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１７は、回り込み残差から時間領域キャンセラ７のＦＩＲフィルタ係数の勾配を計算し、新しい係数に更新する。
【００８９】
なお、図４における記号のうち、Ｆ（ω）は伝達関数を示し、ＥＴ（ω）は回り込み誤差のフーリエ変換を示し、ｅＳ（ｔ）は誤差信号を示し、ｅＴ（ｔ）は回り込み誤差を示し、それ以外の記号は図１と同じである。
【００９０】
次に、動作について説明する。シンボル時刻ｎにおける観測点信号ｓ（ｎ，ｔ）をフーリエ変換部８により周波数領域信号Ｓ（ｎ，ω）に変換し、周波数領域における誤差信号Ｅ（ｎ，ω）を計算するまでは図１の実施形態と同様の動作を行なう。その後、Ｅ（ｎ，ω）はキャンセら選定部１３と逆フーリエ変換部１１へ出力される。キャンセラ選定部１３は誤差信号演算部１０からのＥ（ｎ，ω）の大きさの変化分から動作させるキャンセラ（空間領域キャンセラまたは時間領域キャンセラのいずれか）を選定し、０または１の値を持つフラグ（フラグ＝０：空間領域キャンセラ６，フラグ＝１：時間領域キャンセラ７）を出力する。
【００９１】
図５は図１に示したキャンセラ選定部１３の具体例を示すブロック図である。図５において、平均処理ブロック１３１に誤差信号Ｅ（ｎ，ω）が与えられる。平均処理ブロック１３１はＥ（ｎ，ω）のサブキャリア方向の平均値Ｅａ（ｎ）を計算する。計算は、たとえば以下の式を利用することができる。
【００９２】
【数１０】
【００９３】
ここで、Ｉｍ｛｝は虚部を抽出する関数である。
次に、Ｅｄ（ｎ）を計算する。
【００９４】
【数１１】
【００９５】
ここで、Ｎｅは乗算器の数を示す。Ｅｄ（ｎ）は、シンボル時刻ｎ〜ｎ−（Ｎｅ−１）におけるＥａ（ｎ）の平均値とシンボル時刻ｎ−Ｎｅ〜ｎ−（２Ｎｅ−１）におけるＥａ（ｎ）の平均値との差である。キャンセラが収束中のときは一般にＥｄ（ｎ）＞０となり、キャンセラがある程度収束するとＥａ（ｎ）はある値を中心に変動するため、Ｅｄ（ｎ）＜０となることがある。なお、単位遅延演算子の初期値は想定されるＥａ（ｎ）の最大値よりも大きな値に設定しておく。
【００９６】
最後に、キャンセラ選定ブロック１３２で以下の処理により動作させるキャンセラを示すフラグを決定し、伝送路推定部１４と逆フーリエ変換部１１へ出力する。
【００９７】
【数１２】
【００９８】
すなわち、キャンセラが収束途中の場合はフラグ＝０を出力し、空間領域キャンセラ６を動作させる。空間領域キャンセラ６では、妨害波や親局波よりも電力の大きい回り込み波などをキャンセルする。空間領域キャンセラ６がある程度収束すればフラグ＝１を出力することになり、空間領域キャンセラ６で除去しきれない回り込み波を時間領域キャンセラ７で除去する。これにより、キャンセラ全体として親局波以外の到来波を除去することが可能となる。
【００９９】
伝送路推定部１４では、フラグ＝１のとき、シンボル時刻ｎにおける観測点信号ｓ（ｎ，ｔ）のフーリェ変換である周波数領域信号Ｓ（ｎ，ω）と親局波信号生成部９から与えられるＤ（ｎ，ω）から伝達関数Ｆ（ｎ，ω）を計算する。Ｆ（ｎ，ω）の計算方法は変調方式により異なる。
【０１００】
変調方式が同期変調方式である場合、そのセグメントには一定のサブキャリア間隔でＳＰが配置されている。ＳＰが配置されているサブキャリアωＳＰにおける伝達関数Ｆ（ｎ，ωＳＰ）は次式で与えられる。
【０１０１】
Ｆ（ｎ，ωＳＰ）＝Ｓ（ｎ，ωＳＰ）／Ｄ（ｎ，ωＳＰ）…（５０）
ＳＰ以外のサブキャリアについてはＦ（ｎ，ωＳＰ）を利用してキャリア方向フィルタによる内挿処理を行ない、Ｆ（ｎ，ω）を推定する。
【０１０２】
変調方式が差動変調方式である場合、その伝達関数の振幅Ａ（ｎ，ω）は次式で計算される。
【０１０３】
【数１３】
【０１０４】
伝達関数の位相は以下のようにして計算される。なお、以下の計算では、セグメントのサブキャリア数をＫｓとし、サブキャリア番号をｋ（ｋ＝０〜Ｋｓ−１）として表すことにする。差動変調方式セグメントの最低周波数サブキャリアにはＣＰが配置されているので、ＣＰが配置されているサブキャリアｋ＝０における伝達関数の位相θ（ｎ，０）は次式で計算される。
【０１０５】
【数１４】
【０１０６】
ＣＰ以外のサブキャリアについては、まずＳ（ｎ，ｋ）の位相φ（ｎ，ｋ）を計算後、次式により差動変調信号の変調成分を除去する。
【０１０７】
【数１５】
【０１０８】
ここで、Ｍｐは変調多値数であり、ＡＣとＴＭＣＣ（ＢＰＳＫ変調）はＭｐ＝２，データキャリア（π／４シフトＤＱＰＳＫ変調）はＭｐ＝４である。また、ｆｌｏｏｒは引数の値を超えない最大の整数を出力する関数である。
【０１０９】
ただし、データキャリアはシンボルごとにπ／４ずつ位相点がシフトするので、第（５３）式を計算する際は、１シンボルおきにφ（ｎ，ｋ）からπ／４を減算したものを改めてφ（ｎ，ｋ）としてφｍ（ｎ，ｋ）を計算する。
【０１１０】
上述の方法により計算されたφｍ（ｎ，ｋ）は強制的に±π／Ｍｐの領域内に変換されるため、隣り合うサブキャリア間に不連続が生じる場合がある。そのため、以下の方法によりφｍ（ｎ，ｋ）を連続化して伝達関数の位相θ（ｎ，ｋ）を求める。
【０１１１】
【数１６】
【０１１２】
最後に、次式を計算して、差動変調方式の伝達関数Ｆ（ｎ，ω）を求める。
Ｆ（ｎ，ω）＝Ａ（ｎ，ω）ｅｘｐ｛ｊθ（ｎ，ω）｝ （５５）
このＦ（ｎ，ω）は回り込み残差演算部１５へ出力される。なお、フラグ＝０のときは動作しない。回り込み残差演算部１５では、伝送路推定部１４から出力されたＦ（ｎ，ω）から、次式により回り込み残差ＥＴ（ｎ，ω）（周波数領域信号）を計算する。
【０１１３】
ＥＴ（ｎ，ω）＝１−１／Ｆ（ｎ，ω） （５６）
なお、フラグ＝０のときは動作しない。
【０１１４】
逆フーリエ変換部１１では、逆フーリエ変換により周波数領域信号を時間領域信号に変換する。フラグ＝０のときは逆フーリエ変換により誤差信号Ｅ（ω）を時間領域信号ｅＳ（ｔ）に変換して、ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部１６へ出力する。フラグ＝１のときは、逆フーリエ変換により回り込み残差ＥＴ（ω）を時間領域信号ｅＴ（ｔ）に変換して、ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１７へ出力する。
【０１１５】
ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部１６では、誤差信号と空間領域キャンセラ受信信号から空間領域キャンセラ６のＦＩＲフィルタ係数の勾配を計算して、新しい係数に更新する。その演算過程は図１２と同じであるので説明を省略する。
【０１１６】
ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１７では、回り込み残差ｅＴ（ｎ，ｔ）から時間領域キャンセラ７のＦＩＲフィルタ係数の勾配を計算して、新しい係数に更新する。その演算過程を図６に示す。最初に、ｅＴ（ｎ，ｔ）に次式で表される非線形処理（インパルス応答の尖鋭化）を施して、周波数帯域内の回り込み伝送路特性を周波数帯域外へ拡張する。
【０１１７】
【数１７】
【０１１８】
ここで、α（０≦α≦１）は任意の実数であるが、０．５以上の値に設定するとその効果は顕著に現われる。
【０１１９】
次に、ｅ´Ｔ（ｎ，ｔ）を用いてＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数を更新する。
ω´Ｔ（ｎ＋１，ｔ）＝ωＴ（ｎ，ｔ）＋μＴｅ´Ｔ（ｎ，ｔ） （５８）
ここで、μＴはＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数更新ステップサイズである。
【０１２０】
最後に、ω´Ｔ（ｎ＋１，ｔ）に次式で表される非線形処理を施して、ω´Ｔ（ｎ＋１，ｔ）に含まれる雑音成分を除去する。
【０１２１】
【数１８】
【０１２２】
ここで、βは希望波に対する雑音レベルの比（搬送波対雑音比）程度に設定する。第（５９）式により求められたωＴ（ｎ＋１，ｔ）が時間領域キャンセラの新しいＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数となる。
【０１２３】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【０１２４】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、空間領域キャンセラと時間領域キャンセラとを組合せた時空間領域キャンセラを構成することにより、妨害波，親局波よりも電力の大きい回り込み波やアンテナ素子数よりも多くの回り込み波を除去することができる。しかも、両キャンセラを１つの評価関数で動作させることにより、フィルタ係数が発散することなく最適値に収束させることができる。親局波信号生成部で親局波に挿入されているＳＰとＣＰのパイロット信号を生成し、またＤＢＰＳＫ復調によりＡＣとＴＭＣＣの情報伝送信号を生成することにより、同期変調方式と差動変調方式の両方式に対応可能である。さらに、ＳＰ，ＣＰ，ＡＣ，ＴＭＣＣサブキャリアのみの誤差信号を利用することで、フィルタ係数の更新に必要な誤差信号を高精度で得ることができる。
【０１２５】
さらに、両キャンセラの利点を有しているため、いずれか単独で用いた場合よりも優れたキャンセル特性を実現できる。
【０１２６】
また、他の発明では、動作させるキャンセラを選定する方法として、任意のしきい値を設定せずに誤差信号のサブキャリア方向の平均値の時間変化から判定する方法を適用したことにより、伝搬環境に応じて適切なキャンセラを選定することができる。
【０１２７】
さらに、逆フーリエ変換を実施するための空間領域キャンセラを動作させるのに必要な誤差信号と、時間領域キャンセラを動作させるのに必要な回り込み誤差の２系統の信号をフラグにより切換えることにより、本来は２つの必要な逆フーリエ変換部を１つにすることができ、装置化した場合のハードウェアを省略できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施形態における回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示したＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部の構成を示すブロック図である。
【図３】親局波信号生成部のＡＣとＴＭＣＣの生成過程を示す図である。
【図４】この発明の第２の実施形態における回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。
【図５】図４に示したキャンセラ選定部の構成を示すブロック図である。
【図６】図４に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部の構成を示すブロック図である。
【図７】従来の回り込みキャンセラを示すブロック図である。
【図８】図７に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔの構成を示すブロック図である。
【図９】図７に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部の構成を示すブロック図である。
【図１０】ＭＭＳＥ型広帯域アダプティブアレイを示すブロック図である。
【図１１】図１０に示したＦＩＲフィルタ＿ｐの構成を示すブロック図である。
【図１２】ＬＭＳに基づくＦＩＲフィルタ＿ｐ係数更新過程を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 受信アンテナ、２ 増幅器、３ ＦＩＲフィルタ＿Ｔ、５ 送信アンテナ、６ 空間領域キャンセラ、７ 時間領域キャンセラ、８ フーリエ変換部、９親局波信号生成部、１０ 誤差信号演算部、１１ 逆フーリエ変換部、１２ ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部、１３ キャンセラ選定部、１４ 伝送路推定部、１５ 回り込み残差演算部、１６ ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部、１７ ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部。
【発明の属する技術分野】
この発明は回り込みキャンセラに関し、特に、地上波デジタル放送などの単一周波数ネットワークにおいて、中継局の受信アンテナで観測される自局送信アンテナからの回り込み波や親局波と相関を持たない妨害波を除去する回り込みキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】
２００３年からサービス開始予定の地上波デジタル放送は、変調方式に直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を採用することが決定している。ＯＦＤＭはマルチパス妨害に強いため、すべてのサービスエリアにおいて同じ周波数を利用する単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ：Ｓｉｎｇｌｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ）を構築することが可能である。しかしながら、ＳＦＮの中継局では、送信アンテナから発射された電波が自局受信アンテナへ回り込み、その回り込み波の電力が親局波の電力と比べて大きくなると、中継局内でループ発振が起こる。そのため、回り込み波を除去して発振を防ぐ技術の開発が必要とされる。
【０００３】
回り込み波を除去する方法としては、適応等化器に代表される時間領域信号処理，アダプティブアレーやサイドローブキャンセラに代表される空間領域信号処理、さらに両者を組合わせた時空間領域信号処理がある。
【０００４】
時間領域信号処理により回り込み波を抑圧する手法は、たとえば今村浩一郎，濱住啓之，渋谷一彦，佐々木誠らによる“地上デジタル放送ＳＦＮにおける放送波中継用回り込みキャンセラの基礎検討”，映像情報メディア学会誌，ｖｏｌ．５４，Ｎｏ．１１，ｐｐ．１５６８−１５７５，２０００がある。
【０００５】
また、この回り込みキャンセラを用いた屋外実験の結果は、今村浩一郎，濱住啓之，渋谷一彦，佐々木誠，大和田雄之，佐伯暖，金井隆夫，福原黎児，高瀬徹，川瀬克行らによる“北淡垂水中継局における放送波中継ＳＦＮ実験”，映像情報メディア学会技術報告，ｖｏｌ．２４，Ｎｏ．４３，ｐｐ．１７−２３，２０００に記載されている。以下、この回り込みキャンセラの原理について、図７〜図９を参照しながら説明する。ただし、説明を簡単にするために、あらゆる雑音成分については省略する。
【０００６】
なお、各変数の表記において、ｔは時間領域信号，ωは周波数領域信号を示す。ｎはＯＦＤＭシンボル時刻を表わし、ｎ＋１は変数の更新を表わす。ｎに関しては、説明において特に必要としない部分は省略する。
【０００７】
図７は回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。図７において、ｄ（ｔ），Ｄ（ω）は親局波とそのフーリエ変換を示し、ｕ（ｔ），Ｕ（ω）は回り込み波とそのフーリエ変換を示し、ｙ（ｔ），Ｙ（ω）は中継局のアンテナ１で受信される信号とそのフーリエ変換を示し、ｇ（ｔ），Ｇ（ω）は中継局の増幅器２のインパルス応答とそのフーリエ変換（すなわち伝達関数）を示し、ｃ（ｔ），Ｃ（ω）は回り込み伝送路のインパルス応答とそのフーリエ変換（すなわち伝達関数）を示す。ｗＴ（ｔ），ＷＴ（ω）は有限インパルス応答（ＦＩＲ：Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ＿Ｔ３の係数の時間領域表現（すなわち、インパルス応答）とそのフーリエ変換である周波数領域表現（すなわち伝達関数）を示し、ｒ（ｔ），Ｒ（ω）はＦＩＲフィルタ＿Ｔ３の出力信号（回り込み波の複製信号）とそのフーリエ変換を示し、ｓ（ｔ），Ｓ（ω）は観測点における信号（キャンセラ出力信号）とそのフーリエ変換を表わしている。
【０００８】
図７に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔ３は図８に示すような構成となっている。図８において、ＦＩＲフィルタ＿Ｔ３は、加算器３２と、乗算器３３と、は単位遅延演算子（ｚ−１）３１とを含む。回り込み波の複製信号ｒ（ｔ）はＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部４から得られるＦＩＲフィルタ＿Ｔ３の係数ｗＴ（ｔ）とキャンセラ出力信号ｓ（ｔ）から次式により計算される。
【０００９】
ｒ（ｔ）＝ｗＴ（ｔ）＊ｓ（ｔ） …（１）
ここで、“＊”は畳み込み演算を表わす。式（１）をフーリエ変換で表わすと、
Ｒ（ω）＝ＷＴ（ω）Ｓ（ω） …（２）
となる。
【００１０】
次に、回り込みキャンセラの原理について説明する。図７より、中継局で受信される回り込み波のスペクトルＵ（ω）は、
Ｕ（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω）Ｓ（ω） …（３）
と表わされる。これにより中継局で受信される信号のスペクトルＹ（ω）は、
Ｙ（ω）＝Ｄ（ω）＋Ｕ（ω）＝Ｄ（ω）＋Ｃ（ω）Ｇ（ω）Ｓ（ω）…（４）
となる。また、観測点における信号のスペクトルＳ（ω）は、
Ｓ（ω）＝Ｙ（ω）−Ｒ（ω）＝Ｙ（ω）−ＷＴ（ω）Ｓ（ω）…（５）
である。式（４）を式（５）に代入して整理すると、
Ｓ（ω）＝Ｄ（ω）／［１−｛Ｃ（ω）Ｇ（ω）−ＷＴ（ω）｝］…（６）
が得られる。したがって、観測点における総合伝達関数をＦ（ω）とすれば、
Ｆ（ω）＝Ｓ（ω）／Ｄ（ω）＝１／［１−｛Ｃ（ω）Ｇ（ω）−ＷＴ（ω）｝］…（７）
となる。
【００１１】
回り込みキャンセラが理想的に動作している状態での観測点における信号は、
Ｓ（ω）＝Ｄ（ω） …（８）
であるから、式（６）よりキャンセル条件は、
ＷＴ（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω） …（９）
となる。
【００１２】
ここで、回り込みキャンセラによる回り込み波の複製Ｒ（ω）＝ＷＴ（ω）Ｓ（ω）と実際の回り込み波Ｕ（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω）Ｓ（ω）との誤差を考慮して回り込み残差Ｅ（ω）を式（１０）で定義する。
【００１３】
ＥＴ（ω）＝Ｃ（ω）Ｇ（ω）−ＷＴ（ω） …（１０）
式（７）の関係を式（１０）に代入すると、
ＥＴ（ω）＝１−１／Ｆ（ω）＝１−Ｄ（ω）／Ｓ（ω） …（１１）
を得る。これにより、観測点の信号Ｓ（ω）を測定し、Ｄ（ω）として既知のパイロット信号を用いれば、回り込み残差ＥＴ（ω）を求めることができる。ＥＴ（ω）を利用してＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数ＷＴ（ω）を更新することにより、回り込み波をキャンセルすることができる。
【００１４】
フィルタ係数の更新は図７のＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部４で行なわれる。その演算過程を図９に示す。シンボル時刻の観測点信号ｓ（ｎ，ｔ）のフーリエ変換Ｓ（ｎ，ω）と既知のパイロット信号から生成された送信信号の推定値Ｄ（ｎ，ω）から、式（７）で複素除算することによりＦ（ｎ，ω）が計算され、式（１１）によりＥＴ（ｎ，ω）が計算される。ＥＴ（ｎ，ω）を逆フーリエ変換することにより、回り込み残差のインパルス応答ｅＴ（ｎ，ｔ）が得られる。ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数更新ステップサイズをμＴとすれば、フィルタ係数の勾配（変化量ΔｗＴ（ｎ，ｔ））は、
ΔｗＴ（ｎ，ｔ）＝μＴｅＴ（ｎ，ｔ） …（１２）
となり、更新後のフィルタ係数は次式で表わされる。
【００１５】
ｗＴ（ｎ＋１，ｔ）＝ｗＴ（ｎ，ｔ）＋ΔｗＴ（ｎ，ｔ） …（１３）
このフィルタ係数を逐次的に更新することにより、式（９）の条件を満足するキャンセル動作が行なわれる。
【００１６】
上述の説明のように、この回り込みキャンセラは、観測点での受信信号と既知のパイロット信号とから閉ループ伝達関数を推定後、回り込み波の複製信号をＦＩＲフィルタで生成し、受信信号（親局波＋回り込み波）から減ずることで回り込み波成分を打ち消すものであり、時間領域キャンセラと呼ばれている。この時間領域キャンセラにより、複数の回り込み波が到来する場合にも精度よく回り込み波を除去することができる。
【００１７】
空間領域信号処理により回り込み波を除去する手法は、たとえばＬ． Ｃ． Ｇｏｄａｒａ， ”Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｏｆ Ａｎｔｅｎｎａ Ａｒｒａｙｓ ｔｏ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， Ｐａｒｔ ２： Ｂｅａｍ−Ｆｏｒｍｉｎｇ ａｎｄ Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ−ｏｆ−Ａｒｒｉｖａｌ Ｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓ，”Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥＥ， Ａｕｇ． １９９７や、菊間信良著，アレーアンテナによる適応信号処理，科学技術出版，１９９９などに詳しく紹介されている。空間領域信号処理のうち、電波伝搬環境に対して適応的にアンテナ指向性を制御する技術はアダプティブアレーと呼ばれている。
【００１８】
アダプティブアレーを動作させるためには、到来する変調波に対する何らかの事前情報が必要であり、それによりいくつかの手法に分けられる。その中でも最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）に基づくアダプティブアレーは既知のパイロット信号を事前情報とするため、妨害波方向に正確にヌル（受信感度が０）を指向することができるとともに、妨害波の到来方向が変化した場合にもヌルが妨害波方向に自動的に追従するので、実際の伝搬環境に適した手法であるといえる。また、親局波の受信電力より回り込み波の受信電力が大きい場合にも適用可能である。以下、広帯域信号に対応したＭＭＳＥ型アダプティブアレーについて図１０〜図１２を参照しながら簡単に説明する。
【００１９】
図１０はＭＭＳＥ型広帯域アダプティブアレーを示し、図１１はＦＩＲフィルタ＿ｐ（ｐ＝１〜Ｐ）の構成である。図１０において、♯１〜♯Ｐは受信アレーアンテナ素子を示し、ｘ１（ｔ）〜ｘＰ（ｔ）は素子１〜Ｐでの受信信号を示し、ｗ１〜ｗＰ（ｔ）はＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐのインパルス応答を示し、ｙ１（ｔ）〜ｙＰ（ｔ）は素子１〜Ｐの出力信号を示し、ｙ（ｔ）はアレーアンテナ出力信号であり、ｄ（ｔ）は既知のパイロット信号（参照信号）であり、ｅ（ｔ）は誤差信号である。
【００２０】
次に、動作について説明する。素子ｐでの出力信号ｙｐ（ｔ）は
【００２１】
【数１】
となる。ここでＮｓはＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐのタップ数である。アレーアンテナ出力信号ｙ（ｔ）は各素子での出力信号の和であるが、各素子での各タップにおける受信信号とフィルタ係数を並べて、それぞれ次のようなＮｓＰ×１ベクトル
ｘ（ｔ）＝［ｘ１（ｔ），…，ｘ１（ｔ−（Ｎｓ−１）），…，ｘＰ（ｔ），…，ｘＰ（ｔ−（Ｎｓ−１））］Ｔ …（１５ａ）
ｗ（ｔ）＝［ｗ１（０），…，ｗ１（Ｎｓ―１），…，ｗＰ（０），…，ｗＰ（Ｎｓ−１）］Ｔ …（１５ｂ）
として定義すれば、ｙ（ｔ）は
【００２３】
【数２】
と表せる。ただし、上付き添え字の‘Ｔ’は転置を表す。
誤差信号ｅＳ（ｔ）は、
ｅＳ（ｔ）＝ｄ（ｔ）−ｙ（ｔ） …（１７）
であり、誤差信号の二乗の期待値（平均二乗誤差）Ｅ［｜ｅＳ（ｔ）｜２］は次のようになる。
【００２５】
【００２６】
式（１８）を最小化するｗ（ｔ）を逐次的に更新する手法はいくつかあるが、ここでは最急降下法（ＬＭＳ：Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）に基づく手法について説明する。最急降下法に基づく最適化アルゴリズムは式（１９）で表わされる。
【００２７】
ｗ（ｎ＋１，ｔ）＝ｗ（ｎ，ｔ）−（μＳ／２）∂Ｅ［｜ｅＳ（ｎ，ｔ）｜２］／∂ｗ（ｎ，ｔ） …（１９）
ここで、ｎはサンプル時刻であり、μＳはＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数更新ステップサイズであり、∂／∂ｗ（ｎ，ｔ）はｗ（ｎ，ｔ）の偏微分演算子を表わす。式（１８）より
【００２８】
図１２は図１０に示したＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部の演算過程を示す図である。図１２のサンプル値平均処理ブロックによりＥ［ｘ（ｎ，ｔ）ｅ＊Ｓ（ｎ，ｔ）］を計算するが、期待値の演算は実際には困難なため、期待値演算子を取り除いて、
ｗ（ｎ＋１，ｔ）＝ｗ（ｎ，ｔ）＋μＳ｛ｘ（ｎ，ｔ）ｅ＊Ｓ（ｎ，ｔ）｝＊…（２２）
とするか、もしくは適当な有限個（Ｊ個）のサンプル値の平均をとって
【００２９】
【数３】
とする。ただし、ｔｊはシンボル時刻ｎにおけるｊ番目のサンプル時刻を表す。ＦＩＲフィルタ係数を逐次的に更新する他の手法としては、ＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）やＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ）などがある。これらの手法については説明を省略する。
【００３１】
アダプティブアレーを地上波デジタル放送用中継局に適用する場合は、親局波の既知のパイロット信号であるスキャッタードパイロット（ＳＰ：Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）もしくはコンティニュアルパイロット（ＣＰ：Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ Ｐｉｌｏｔ）を参照信号として利用する。このとき、アダプティブアレーは回り込み波の方向にヌルを指向する空間領域キャンセラとして機能する。ただし、ヌルを形成するには、親局波と回り込み波の時間相関が小さいという条件が必要である。
【００３２】
近年時間領域信号処理と空間領域信号処理とを組合わせた時空間領域信号処理についても数多く検討されているが、これらは単にアダプティブアレーやサイドローブキャンセラと適応等化器を接続した構成であるもの、もしくはそれらに従来のダイバーシチ技術などを組合わせた構成による高性能化を特徴としたものが大半を占めている。これらの検討例については説明を省略する。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
前述の回り込みキャンセラ（時間領域キャンセラ）はＦＩＲフィルタのタップ数に対応して多数の回り込み波や親局波マルチパスを除去でき、同期変調方式と差動変調方式の両方式に対応できるという利点があるものの、親局波とは相関を持たない妨害波を除去できないという欠点がある。その理由は、ＦＩＲフィルタＴ３では回り込み波や親局波マルチパスの複製しか生成できないためである。また、地上波デジタル放送が本格的に導入され、現行のアナログ放送からデジタル放送に移行する際にサイマル放送（デジタル放送とアナログ放送の同時放送）が予定されているが、このとき現行アナログ放送波はデジタル放送波と相関を持たないため、時間領域回り込みキャンセラで除去することは不可能である。
【００３４】
なお、以下の説明では、親局波と相関を持たない妨害波を単に「妨害波」と呼び、その他の妨害波は回り込み波，親局波マルチパスなど、具体的に表現するものとする。
【００３５】
また、回り込みキャンセラは、親局波と回り込み波の電力比（Ｄ／Ｕ比）が０［ｄＢ］より小さい場合、発振を起こす恐れがある。これは、時間領域キャンセラの安定条件を満たさないためである。前述の“北淡垂水中継局における放送波中継ＳＦＮ実験”においても、Ｄ／Ｕ＝０［ｄＢ］がキャンセル能力の限界となっている。
【００３６】
また、前述のＭＭＳＥアダプティブアレイ（空間領域キャンセラ）は、妨害波を除去でき、親局波と回り込み波の電力比（Ｄ／Ｕ比）が０［ｄＢ］より小さい場合にも対応できるという利点があるものの、素子数以上の回り込み波や妨害波を除去できないという欠点がある。その理由は、除去可能な回り込み波や妨害波の総数が［アレイアンテナ素子数−１］以下という制限があるので自由度が不足するためである。また、アダプティブアレイを動作させるには、親局波信号と出力信号との差（誤差信号）が必要であるため、既知のパイロット信号が必要となる。
【００３７】
上記のように、両キャンセラは相補関係にある。そこで、回り込み波除去能力を大幅に改善するには両者を組合わせた時空間領域キャンセラが効果的である。
【００３８】
しかし、時空間領域キャンセラと空間領域キャンセラの両キャンセラそれぞれに独立の評価関数を与えて同時に動作させると、両者のフィルタ係数が最適値に収束する保証は失われてしまい、発散する恐れがある。その理由は、空間領域キャンセラにおいて妨害波よりも回り込み波を優先して除去してしまう可能性があり、妨害波の成分が時間領域キャンセラに入り込み誤差を発生することが想定されるため、最適なフィルタ係数を得ることはできない。
【００３９】
さらに、空間領域キャンセラの回り込み波成分の除去効果を無視してさらに時間領域キャンセラで同じ回り込み波を除去するように動作してしまうといった過補償（キャンセル）現象が想定されるため、キャンセラが発散する恐れがある。
【００４０】
さらに、時間領域キャンセラと空間領域キャンセラそれぞれにフーリエ変換／逆フーリエ変換が必要となるため、計算量やハードウェア規模が大きくなるという種々の問題がある。
【００４１】
それゆえに、この発明の主たる目的は、妨害波も除去でき、親局波よりも電力の大きい回り込み波を除去でき、アンテナ素子数よりも多くの回り込み波を除去でき、同期変調方式と差動変調方式の両方式に対応でき、発散することなく安定に動作し、ハードウェア規模が小さい回り込みキャンセラを提供することである。
【００４２】
【課題を解決するための手段】
この発明は、各アンテナ素子の受信信号の重み付けをＦＩＲフィルタにより行った後合成するアダプティブアレーを基本構成とする空間領域キャンセラと、ＦＩＲフィルタと時間領域キャンセラの入力信号からＦＩＲフィルタの出力信号を減算する減算器を基本構成とする時間領域キャンセラとを縦続接続した回り込みキャンセラにおいて、時間領域キャンセラの観測点での出力信号をフーリエ変換して周波数領域信号を出力するフーリエ変換手段と、親局波の伝送モードや各セグメントの変調方式に応じて、親局波のパイロット信号と制御情報信号とを生成する親局波信号生成手段と、親局波信号生成手段によって生成されたパイロット信号および制御情報信号とフーリエ変換手段からの周波数領域信号との差分を演算して誤差信号を出力する誤差信号演算手段と、誤差信号演算手段から出力された誤差信号を逆フーリエ変換して時間領域信号に変換する逆フーリエ変換手段と、時間領域信号に変換された誤差信号の二乗平均値を最小化するように空間領域キャンセラおよび時間領域キャンセラの各ＦＩＲフィルタ係数の勾配を求め、各ＦＩＲフィルタ係数を一括更新するＦＩＲフィルタ係数演算手段を備えたことを特徴とする。
【００４３】
他の発明は、各アンテナ素子の受信信号の重み付けをＦＩＲフィルタにより行った後合成するアダプティブアレーを基本構成とする空間領域キャンセラと、ＦＩＲフィルタと時間領域キャンセラの入力信号からＦＩＲフィルタの出力信号を減算する減算器を基本構成とする時間領域キャンセラとを縦続接続した回り込みキャンセラにおいて、時間領域キャンセラの観測点での出力信号をフーリエ変換して周波数領域信号を出力するフーリエ変換手段と、親局波の伝送モードや各セグメントの変調方式に応じて、親局波のパイロット信号と制御情報信号とを生成する親局波信号生成手段と、親局波信号生成手段によって生成されたパイロット信号および制御情報信号とフーリエ変換手段からの周波数領域信号との差分を演算して誤差信号を出力する誤差信号演算手段と、誤差信号演算手段から出力された誤差信号の大きさの変化から、空間領域キャンセラまたは時間領域キャンセラを選定して動作させるキャンセラを示すフラグを出力するキャンセラ選定手段と、キャンセラ選定手段によって時間領域キャンセラが選定されていることに応じて伝達関数を演算する伝送路推定手段と、伝送路推定手段によって演算された伝達関数に基づいて、回り込み残差を演算する回り込み残差演算手段と、誤差信号演算手段から出力された誤差信号および回り込み残差演算手段から出力された回り込み残差を逆フーリエ変換して時間領域信号に変換する逆フーリエ変換手段と、時間領域信号に変換された誤差信号と空間領域キャンセラ受信信号とから空間領域キャンセラのＦＩＲフイルタ係数の勾配を計算し、新たな係数に更新する第１のフイルタ係数演算手段と、時間領域信号に変換された回り込み残差から時間領域キャンセラのＦＩＲフィルタ係数の勾配を計算し、新たな係数に更新する第２のフィルタ係数演算手段を備えたことを特徴とする。
【００４４】
また、親局波信号生成手段は、ＤＢＰＳＫ復調により制御情報信号を生成することを特徴とする。
【００４５】
また、誤差信号演算手段はパイロット信号および制御情報信号以外のサブキャリアについては誤差信号として０を出力することを特徴とする。
【００４６】
また、キャンセラ選定手段は、各サブキャリアの誤差信号をサブキャリア方向に平均した平均誤差に対して、さらに任意の２つの期間についてシンボル方向に平均し、その大小により動作させるキャンセラを選定することを特徴とする。
【００４７】
さらに、逆フーリエ変換手段は、空間領域キャンセラを示すフラグが出力されていることに応じて、誤差信号を時間領域信号に変換してその結果を第１のフイルタ係数演算手段に出力し、時間領域キャンセラを示すフラグが出力されていることに応じて、回り込み残差を時間領域信号に変換してその結果を第２のフイルタ係数演算手段に出力することを特徴とする。
【００４８】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の一実施形態における回り込みキャンセラのブロック図である。図１において、回り込みキャンセラは受信アンテナ１と増幅器２と送信アンテナ５と空間領域キャンセラ６と時間領域キャンセラ７とフーリエ変換部８と親局波信号生成部９と誤差信号演算部１０と逆フーリエ変換部１１とＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１２とから構成されている。
【００４９】
空間領域キャンセラ６はＦＩＲフィルタ＿１〜＿Ｐにより妨害波や回り込み波を除去するものであり、時間領域キャンセラ７は観測点での受信信号と既知のパイロット信号から閉ループ伝達関数を推定後、回り込み波の複製信号をＦＩＲフィルタ＿Ｔ３で生成し、受信信号から減ずることで回り込み波成分を打消す。フーリエ変換部８はフーリエ変換により観測点信号を周波数領域信号に変換する。親局波信号生成部９は親局波の伝送モードや各セグメントの変調方式に応じて親局波のＳＰ，ＣＰ，ＡＣ，ＴＭＣＣを生成して誤差信号演算部１０に与える。
【００５０】
誤差信号演算部１０は親局波信号生成部９から与えられるＳＰ，ＣＰ，ＡＣ，ＴＭＣＣサブキャリアにおける親局波信号と、フーリエ変換部８から与えられる観測点信号の差分を計算し、誤差信号（周波数領域信号）を逆フーリエ変換部１１に出力する。逆フーリエ変換部１１は逆フーリエ変換により周波数領域信号を時間領域信号に変換してＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１２に与える。ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１２は、誤差の大きさを評価するための評価関数として誤差信号（時間領域信号）の二乗平均値Ｊを用い、Ｊを最小化するように各ＦＩＲフィルタ係数の勾配を求め、各ＦＩＲフィルタ＿１〜ＰのＦＩＲフィルタ係数を一括更新する。
【００５１】
なお、図１においてＰは受信アレイアンテナ素子数を示し、ｄ（ｔ）は空間領域キャンセラ６から見て正面方向（０°方向）から到来する親局波信号を示し、ｉ１（ｔ）〜ｉＰ（ｔ）は各素子に到来する妨害波信号を示している。ここで、妨害波信号とは、中継局に到来する親局波以外の信号であり、自局送信アンテナからの回り込み波，親局マルチパス，他局妨害波などがすべて含まれている。また、ｘ１（ｔ）〜ｘＰ（ｔ）は各素子での受信信号を示し、ｗ１（ｔ）〜ｗＰ（ｔ）はＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐのインパルス応答を示し、ｙ（ｔ）は空間領域キャンセラ６の出力信号を示し、ｓ（ｔ）は観測点信号（時間領域キャンセラ出力信号）を示し、ｗＴ（ｔ）はＦＩＲフィルタ＿Ｔ３のインパルス応答を示し、Ｓ（ω）は観測点信号のフーリエ変換を示し、Ｄ（ω）は親局波信号のフーリエ変換を示し、Ｅ（ω）は誤差信号のフーリエ変換を示し、ｅ（ｔ）は誤差信号を示している。
【００５２】
次に、動作について説明する。素子ｐにおける受信信号ｘｐ（ｔ）は次式で表わされる。
【００５３】
ｘｐ（ｔ）＝ｄ（ｔ）＋ｉｐ（ｔ）…（２４）
これにより、空間領域キャンセラ６の出力信号ｙ（ｔ）は次式で表わされる。
【００５４】
【数４】
ここで、ＮＳは空間領域キャンセラ６のＦＩＲフィルタのタップ数，ｗｐ（τ）は素子ｐにおけるＦＩＲフィルタのτ番目のタップ係数を表わす。
【００５６】
ｙ（ｔ）をベクトルで表現すると次式で表わされる。
ｙ（ｔ）＝ｗＴ（ｔ）ｘ（ｔ）…（２６）
ここで、ｗ（ｔ）とｘ（ｔ）は次のように表わされる。
【００５７】
ｗ（ｔ）＝［ｗＴ １（ｔ），ｗＴ ２（ｔ），…，ｗＴ Ｐ（ｔ）］Ｔ
ｗｐ（ｔ）＝［ｗｐ（０），ｗｐ（１），…，ｗｐ（Ｎｓ−１）］Ｔ
ｘ（ｔ）＝［ｘＴ １（ｔ），ｘＴ ２（ｔ），…，ｘＴ Ｐ（ｔ）］Ｔ
ｘｐ（ｔ）＝［ｘｐ（ｔ），ｘｐ（ｔ−１），…，ｘｐ（ｔ−（Ｎｓ−１））］Ｔｗ（ｔ）はすべての素子のＦＩＲフィルタ係数を並べた空間領域キャンセラＦＩＲフィルタ係数ベクトルである。
【００５８】
時間領域キャンセラ７の出力信号である観測点信号ｓ（ｔ）は次式で表わされる。
【００５９】
【数５】
ここで、ＮＴは時間領域キャンセラのＦＩＲフィルタのタップ数であり、ｗＴ（τ）はＦＩＲフィルタのτ番目のタップ係数である。
【００６１】
ｓ（ｔ）をベクトルで表現すると次式のようになる。
ｓ（ｔ）＝ｙ（ｔ）−ｗＴ Ｔ（ｔ）ｓ（ｔ）…（２８）
ここで、ｗＴ（ｔ）とｓ（ｔ）は次のように表わされる。
【００６２】
ｗＴ（ｔ）＝［ｗＴ（０），ｗＴ（１），…，ｗＴ（ＮＴ−１）］Ｔ
ｓ（ｔ）＝［ｓ（ｔ），ｓ（ｔ−１），…，ｓ（ｔ−（ＮＴ−１））］Ｔ
ｗＴ（ｔ）は時間領域キャンセラＦＩＲフィルタ係数ベクトルである。
【００６３】
式（２６），（２８）より、ｓ（ｔ）は次式で表わすことができる。
ｓ（ｔ）＝ｗＴ（ｔ）ｘ（ｔ）−ｗＴ Ｔ（ｔ）ｓ（ｔ）…（２９）
親局波信号と観測点信号との差を誤差信号ｅ（ｔ）として次式で定義する。
【００６４】
ｅ（ｔ）＝ｄ（ｔ）−ｓ（ｔ）…（３０）
この発明の一実施形態では、空間領域キャンセラ６と時間領域キャンセラ７のＦＩＲフィルタ係数を更新する方法として、誤差信号の平均二乗誤差Ｊを評価関数とする最急降下法を利用する。シンボル時刻ｎにおける誤差信号の平均二乗誤差Ｊは次式で表わされる。
【００６５】
【００６６】
∂Ｊ／∂ｗ（ｎ，ｔ）＝−２Ｅ［ｘ＊（ｎ，ｔ）（ｄ（ｎ，ｔ）−ｓ（ｎ，ｔ））］＝−２Ｅ［ｘ＊（ｎ，ｔ）ｅ（ｎ，ｔ）］…（３３）
∂Ｊ／∂ｗＴ（ｎ，ｔ）＝２Ｅ［ｓ＊（ｎ，ｔ）（ｄ（ｎ，ｔ）−ｓ（ｎ，ｔ））］＝２Ｅ［ｓ＊（ｎ，ｔ）ｅ（ｎ，ｔ）］…（３４）
なお、式（３３），（３４）の期待値演算は次式で計算する。
【００６７】
【数６】
ここで、ＮはＦＦＴサイズを表わす。最急降下法により両キャンセラのＦＩＲフィルタ係数を次式で更新する。
【００６９】
【数７】
ここで、μｎ（ｎ）は正規化ステップサイズであり、次式で表わされる。
【００７１】
【数８】
また、αとβは正の実数である。式（３７）に示すように、この実施形態による回り込みキャンセラでは、両キャンセラのＦＩＲフィルタ係数を１シンボルごとに一括更新する。ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１２は誤差信号ｅ（ｎ，ｔ）から両キャンセラのＦＩＲフィルタ係数を更新するものであり、図２に示すように構成される。図２に示す２つのサンプル値平均処理ブロック１２１，１２２では式（３５），（３６）が計算され、正規化ステップサイズ計算ブロック１２３では式（３８）のμｎ（ｎ）が計算される。
【００７３】
ところで、式（３０）の誤差信号ｅ（ｔ）は、中継局では親局波信号が未知の信号であるため、直接計算することができない。しかし、親局波信号にはＢＰＳＫ変調されたＳＰ，ＣＰなどのパイロット信号やＤＢＰＳＫ変調されたＡＣ，ＴＭＣＣなどの制御情報伝送信号が含まれているため、これらを利用してｅ（ｔ）を求める。以下その手順について説明する。
【００７４】
最初に、フーリエ変換部８ではシンボル時刻ｎにおける観測点信号ｓ（ｎ，ｔ）をＮサンプル分抽出し、フーリエ変換により周波数領域信号Ｓ（ｎ，ω）に変換する。
【００７５】
Ｓ（ｎ，ω）＝Ｆ｛ｓ（ｎ，ｔ）｝…（３９）
ここで、Ｆ｛｝はフーリエ変換を表わす。その後、Ｓ（ｎ，ω）は親局波信号生成部９と誤差信号演算部１０とに送られる。
【００７６】
親局波信号生成部９では、親局波信号のセグメント情報やシンボル番号に応じて、誤差信号を計算するために必要な親局波信号を生成して誤差信号演算部１０へ出力する。生成方法は、親局波信号の各セグメントの変調方式により異なる。
【００７７】
変調方式が同期変調方式である場合、そのセグメントには一定のサブキャリア間隔でＳＰが配置されている。ＳＰが配置されているサブキャリアωｓｐにおける送信信号Ｄ（ｎ，ωｓｐ）は事前に割当てられているので、その値を誤差信号演算部１０へ出力する。なお、Ｄ（ｎ，ωｓｐ）は周波数領域信号であり、±４／３のいずれかの値をとる。また、シンボル時刻が変わってもその値は不変である。
【００７８】
変調方式が差動変調方式である場合、そのセグメントにはＡＣとＴＭＣＣが複数本ランダムに配置されており、またセグメントの最低周波数サブキャリアにはＣＰが配置されている。ＣＰが配置されているサブキャリアωｃｐにおける送信信号Ｄ（ｎ，ωｃｐ）は事前に割当てられているので、その値を誤差信号演算部１０へ出力する。なお、Ｄ（ｎ，ωｃｐ）は周波数領域信号であり、±４／３のいずれかの値をとる。また、シンボル時刻が変わってもその値は不変である。
【００７９】
ＡＣまたはＴＭＣＣが配置されているサブキャリアωａｔについては、ＤＢＰＳＫ復調して親局波信号を推定する。図３はその演算過程を示す図である。図３において、シンボル時刻ｎにおけるＳ（ｎ，ωａｔ）をシンボル時刻ｎ−１におけるＳ（ｎ−１，ωａｔ）で複素除算した値の実部の符号から親局波信号の位相変化分を判定し、シンボル時刻ｎ−１における親局波信号との積をとることにより、シンボル時刻ｎにおける親局波信号を推定できる。これを式で表わすと次のようになる。
【００８０】
【数９】
ここで、Ｓｉｇｎ［］は符号関数であり、Ｒｅ｛｝は実部を抽出する関数である。式（４０）により求められたＤ（ｎ，ωａｔ）を誤差信号演算部１０へ出力する。なお、Ｄ（ｎ，ωａｔ）は周波数領域信号であり、±４／３のいずれかの値をとる。また、シンボル時刻ｎ＝０における親局波信号Ｄ（０，ωａｔ）は事前に割当てられているので、その値を利用する。
【００８２】
誤差信号演算部１０では、まず次式により周波数領域における誤差信号を計算する。
【００８３】
Ｅ（ｎ，ωｓｐ）＝Ｄ（ｎ，ωｓｐ）−Ｓ（ｎ，ωｓｐ）…（４１）
Ｅ（ｎ，ωｃｐ）＝Ｄ（ｎ，ωｃｐ）−Ｓ（ｎ，ωｃｐ）…（４２）
Ｅ（ｎ，ωａｔ）＝Ｄ（ｎ，ωａｔ）−Ｓ（ｎ，ωａｔ）…（４３）
なお、ＳＰ，ＣＰ，ＡＣ，ＴＭＣＣ以外のサブキャリアについてはＥ（ｎ，ω）＝０とする。その後、すべてのサブキャリアにおけるＥ（ｎ，ω）を逆フーリエ変換部１１へ出力する。
【００８４】
逆フーリエ変換部１１では、周波数領域における誤差信号Ｅ（ｎ，ω）を逆フーリエ変換により時間領域表現ｅ（ｎ，ｔ）に変換する。
【００８５】
ｅ（ｎ，ｔ）＝Ｆ−１｛Ｅ（ｎ，ω）｝…（４４）
ここで、Ｆ−１｛｝は逆フーリエ変換を表す。
【００８６】
以上の手順により、誤差信号ｅ（ｎ，ｔ）を求めることができる。
図４はこの発明の第２の実施形態における回り込みキャンセラのブロック図である。図４において、この実施形態における回り込みキャンセラは、受信アンテナ１と増幅器２と送信アンテナ５と空間領域キャンセラ６と時間領域キャンセラ７とフーリエ変換部８と親局波信号生成部９と誤差信号演算部１０と逆フーリエ変換部１１とを含み、これらの構成は図１と同じである。
【００８７】
さらに、回り込みキャンセラには、キャンセラ選定部１３と、伝送路推定部１４と回り込み誤差演算部１５とＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部１６とＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１７とを含む。キャンセラ選定部１３は誤差信号演算部１０から与えられる誤差信号の大きさの変化から動作させるキャンセラ（空間領域キャンセラ６または時間領域キャンセラ７のいずれか）を選定し、０または１の値を持つフラグ（フラグ＝０：空間領域キャンセラ６、フラグ＝１：時間領域キャンセラ７）を出力する。伝送路推定部１４はフラグ＝１のとき、親局波信号生成部９で生成された親局波信号とフーリエ変換部８の出力により伝達関数を計算する。
【００８８】
回り込み残差演算部１５は、伝達路推定部１４から与えられる伝達関数から回り込み残差（周波数領域信号）を計算する。ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部１６は、誤差信号（時間領域信号）と空間領域キャンセラ受信信号とから空間領域キャンセラ６のＦＩＲフィルタ係数の勾配を計算し、新しい係数に更新する。ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１７は、回り込み残差から時間領域キャンセラ７のＦＩＲフィルタ係数の勾配を計算し、新しい係数に更新する。
【００８９】
なお、図４における記号のうち、Ｆ（ω）は伝達関数を示し、ＥＴ（ω）は回り込み誤差のフーリエ変換を示し、ｅＳ（ｔ）は誤差信号を示し、ｅＴ（ｔ）は回り込み誤差を示し、それ以外の記号は図１と同じである。
【００９０】
次に、動作について説明する。シンボル時刻ｎにおける観測点信号ｓ（ｎ，ｔ）をフーリエ変換部８により周波数領域信号Ｓ（ｎ，ω）に変換し、周波数領域における誤差信号Ｅ（ｎ，ω）を計算するまでは図１の実施形態と同様の動作を行なう。その後、Ｅ（ｎ，ω）はキャンセら選定部１３と逆フーリエ変換部１１へ出力される。キャンセラ選定部１３は誤差信号演算部１０からのＥ（ｎ，ω）の大きさの変化分から動作させるキャンセラ（空間領域キャンセラまたは時間領域キャンセラのいずれか）を選定し、０または１の値を持つフラグ（フラグ＝０：空間領域キャンセラ６，フラグ＝１：時間領域キャンセラ７）を出力する。
【００９１】
図５は図１に示したキャンセラ選定部１３の具体例を示すブロック図である。図５において、平均処理ブロック１３１に誤差信号Ｅ（ｎ，ω）が与えられる。平均処理ブロック１３１はＥ（ｎ，ω）のサブキャリア方向の平均値Ｅａ（ｎ）を計算する。計算は、たとえば以下の式を利用することができる。
【００９２】
【数１０】
ここで、Ｉｍ｛｝は虚部を抽出する関数である。
次に、Ｅｄ（ｎ）を計算する。
【００９４】
【数１１】
ここで、Ｎｅは乗算器の数を示す。Ｅｄ（ｎ）は、シンボル時刻ｎ〜ｎ−（Ｎｅ−１）におけるＥａ（ｎ）の平均値とシンボル時刻ｎ−Ｎｅ〜ｎ−（２Ｎｅ−１）におけるＥａ（ｎ）の平均値との差である。キャンセラが収束中のときは一般にＥｄ（ｎ）＞０となり、キャンセラがある程度収束するとＥａ（ｎ）はある値を中心に変動するため、Ｅｄ（ｎ）＜０となることがある。なお、単位遅延演算子の初期値は想定されるＥａ（ｎ）の最大値よりも大きな値に設定しておく。
【００９６】
最後に、キャンセラ選定ブロック１３２で以下の処理により動作させるキャンセラを示すフラグを決定し、伝送路推定部１４と逆フーリエ変換部１１へ出力する。
【００９７】
【数１２】
すなわち、キャンセラが収束途中の場合はフラグ＝０を出力し、空間領域キャンセラ６を動作させる。空間領域キャンセラ６では、妨害波や親局波よりも電力の大きい回り込み波などをキャンセルする。空間領域キャンセラ６がある程度収束すればフラグ＝１を出力することになり、空間領域キャンセラ６で除去しきれない回り込み波を時間領域キャンセラ７で除去する。これにより、キャンセラ全体として親局波以外の到来波を除去することが可能となる。
【００９９】
伝送路推定部１４では、フラグ＝１のとき、シンボル時刻ｎにおける観測点信号ｓ（ｎ，ｔ）のフーリェ変換である周波数領域信号Ｓ（ｎ，ω）と親局波信号生成部９から与えられるＤ（ｎ，ω）から伝達関数Ｆ（ｎ，ω）を計算する。Ｆ（ｎ，ω）の計算方法は変調方式により異なる。
【０１００】
変調方式が同期変調方式である場合、そのセグメントには一定のサブキャリア間隔でＳＰが配置されている。ＳＰが配置されているサブキャリアωＳＰにおける伝達関数Ｆ（ｎ，ωＳＰ）は次式で与えられる。
【０１０１】
Ｆ（ｎ，ωＳＰ）＝Ｓ（ｎ，ωＳＰ）／Ｄ（ｎ，ωＳＰ）…（５０）
ＳＰ以外のサブキャリアについてはＦ（ｎ，ωＳＰ）を利用してキャリア方向フィルタによる内挿処理を行ない、Ｆ（ｎ，ω）を推定する。
【０１０２】
変調方式が差動変調方式である場合、その伝達関数の振幅Ａ（ｎ，ω）は次式で計算される。
【０１０３】
【数１３】
伝達関数の位相は以下のようにして計算される。なお、以下の計算では、セグメントのサブキャリア数をＫｓとし、サブキャリア番号をｋ（ｋ＝０〜Ｋｓ−１）として表すことにする。差動変調方式セグメントの最低周波数サブキャリアにはＣＰが配置されているので、ＣＰが配置されているサブキャリアｋ＝０における伝達関数の位相θ（ｎ，０）は次式で計算される。
【０１０５】
【数１４】
ＣＰ以外のサブキャリアについては、まずＳ（ｎ，ｋ）の位相φ（ｎ，ｋ）を計算後、次式により差動変調信号の変調成分を除去する。
【０１０７】
【数１５】
ここで、Ｍｐは変調多値数であり、ＡＣとＴＭＣＣ（ＢＰＳＫ変調）はＭｐ＝２，データキャリア（π／４シフトＤＱＰＳＫ変調）はＭｐ＝４である。また、ｆｌｏｏｒは引数の値を超えない最大の整数を出力する関数である。
【０１０９】
ただし、データキャリアはシンボルごとにπ／４ずつ位相点がシフトするので、第（５３）式を計算する際は、１シンボルおきにφ（ｎ，ｋ）からπ／４を減算したものを改めてφ（ｎ，ｋ）としてφｍ（ｎ，ｋ）を計算する。
【０１１０】
上述の方法により計算されたφｍ（ｎ，ｋ）は強制的に±π／Ｍｐの領域内に変換されるため、隣り合うサブキャリア間に不連続が生じる場合がある。そのため、以下の方法によりφｍ（ｎ，ｋ）を連続化して伝達関数の位相θ（ｎ，ｋ）を求める。
【０１１１】
【数１６】
最後に、次式を計算して、差動変調方式の伝達関数Ｆ（ｎ，ω）を求める。
Ｆ（ｎ，ω）＝Ａ（ｎ，ω）ｅｘｐ｛ｊθ（ｎ，ω）｝ （５５）
このＦ（ｎ，ω）は回り込み残差演算部１５へ出力される。なお、フラグ＝０のときは動作しない。回り込み残差演算部１５では、伝送路推定部１４から出力されたＦ（ｎ，ω）から、次式により回り込み残差ＥＴ（ｎ，ω）（周波数領域信号）を計算する。
【０１１３】
ＥＴ（ｎ，ω）＝１−１／Ｆ（ｎ，ω） （５６）
なお、フラグ＝０のときは動作しない。
【０１１４】
逆フーリエ変換部１１では、逆フーリエ変換により周波数領域信号を時間領域信号に変換する。フラグ＝０のときは逆フーリエ変換により誤差信号Ｅ（ω）を時間領域信号ｅＳ（ｔ）に変換して、ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部１６へ出力する。フラグ＝１のときは、逆フーリエ変換により回り込み残差ＥＴ（ω）を時間領域信号ｅＴ（ｔ）に変換して、ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１７へ出力する。
【０１１５】
ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部１６では、誤差信号と空間領域キャンセラ受信信号から空間領域キャンセラ６のＦＩＲフィルタ係数の勾配を計算して、新しい係数に更新する。その演算過程は図１２と同じであるので説明を省略する。
【０１１６】
ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部１７では、回り込み残差ｅＴ（ｎ，ｔ）から時間領域キャンセラ７のＦＩＲフィルタ係数の勾配を計算して、新しい係数に更新する。その演算過程を図６に示す。最初に、ｅＴ（ｎ，ｔ）に次式で表される非線形処理（インパルス応答の尖鋭化）を施して、周波数帯域内の回り込み伝送路特性を周波数帯域外へ拡張する。
【０１１７】
【数１７】
ここで、α（０≦α≦１）は任意の実数であるが、０．５以上の値に設定するとその効果は顕著に現われる。
【０１１９】
次に、ｅ´Ｔ（ｎ，ｔ）を用いてＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数を更新する。
ω´Ｔ（ｎ＋１，ｔ）＝ωＴ（ｎ，ｔ）＋μＴｅ´Ｔ（ｎ，ｔ） （５８）
ここで、μＴはＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数更新ステップサイズである。
【０１２０】
最後に、ω´Ｔ（ｎ＋１，ｔ）に次式で表される非線形処理を施して、ω´Ｔ（ｎ＋１，ｔ）に含まれる雑音成分を除去する。
【０１２１】
【数１８】
ここで、βは希望波に対する雑音レベルの比（搬送波対雑音比）程度に設定する。第（５９）式により求められたωＴ（ｎ＋１，ｔ）が時間領域キャンセラの新しいＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数となる。
【０１２３】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【０１２４】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、空間領域キャンセラと時間領域キャンセラとを組合せた時空間領域キャンセラを構成することにより、妨害波，親局波よりも電力の大きい回り込み波やアンテナ素子数よりも多くの回り込み波を除去することができる。しかも、両キャンセラを１つの評価関数で動作させることにより、フィルタ係数が発散することなく最適値に収束させることができる。親局波信号生成部で親局波に挿入されているＳＰとＣＰのパイロット信号を生成し、またＤＢＰＳＫ復調によりＡＣとＴＭＣＣの情報伝送信号を生成することにより、同期変調方式と差動変調方式の両方式に対応可能である。さらに、ＳＰ，ＣＰ，ＡＣ，ＴＭＣＣサブキャリアのみの誤差信号を利用することで、フィルタ係数の更新に必要な誤差信号を高精度で得ることができる。
【０１２５】
さらに、両キャンセラの利点を有しているため、いずれか単独で用いた場合よりも優れたキャンセル特性を実現できる。
【０１２６】
また、他の発明では、動作させるキャンセラを選定する方法として、任意のしきい値を設定せずに誤差信号のサブキャリア方向の平均値の時間変化から判定する方法を適用したことにより、伝搬環境に応じて適切なキャンセラを選定することができる。
【０１２７】
さらに、逆フーリエ変換を実施するための空間領域キャンセラを動作させるのに必要な誤差信号と、時間領域キャンセラを動作させるのに必要な回り込み誤差の２系統の信号をフラグにより切換えることにより、本来は２つの必要な逆フーリエ変換部を１つにすることができ、装置化した場合のハードウェアを省略できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施形態における回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示したＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部の構成を示すブロック図である。
【図３】親局波信号生成部のＡＣとＴＭＣＣの生成過程を示す図である。
【図４】この発明の第２の実施形態における回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。
【図５】図４に示したキャンセラ選定部の構成を示すブロック図である。
【図６】図４に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部の構成を示すブロック図である。
【図７】従来の回り込みキャンセラを示すブロック図である。
【図８】図７に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔの構成を示すブロック図である。
【図９】図７に示したＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部の構成を示すブロック図である。
【図１０】ＭＭＳＥ型広帯域アダプティブアレイを示すブロック図である。
【図１１】図１０に示したＦＩＲフィルタ＿ｐの構成を示すブロック図である。
【図１２】ＬＭＳに基づくＦＩＲフィルタ＿ｐ係数更新過程を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 受信アンテナ、２ 増幅器、３ ＦＩＲフィルタ＿Ｔ、５ 送信アンテナ、６ 空間領域キャンセラ、７ 時間領域キャンセラ、８ フーリエ変換部、９親局波信号生成部、１０ 誤差信号演算部、１１ 逆フーリエ変換部、１２ ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ＆ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部、１３ キャンセラ選定部、１４ 伝送路推定部、１５ 回り込み残差演算部、１６ ＦＩＲフィルタ＿１〜Ｐ係数演算部、１７ ＦＩＲフィルタ＿Ｔ係数演算部。
Claims (6)
- 各アンテナ素子の受信信号の重み付けをＦＩＲフィルタにより行った後合成するアダプティブアレーを基本構成とする空間領域キャンセラと、ＦＩＲフィルタと時間領域キャンセラの入力信号から前記ＦＩＲフィルタの出力信号を減算する減算器を基本構成とする時間領域キャンセラとを縦続接続した回り込みキャンセラにおいて、
前記時間領域キャンセラの観測点での出力信号をフーリエ変換して周波数領域信号を出力するフーリエ変換手段、
親局波の伝送モードや各セグメントの変調方式に応じて、親局波のパイロット信号と制御情報信号とを生成する親局波信号生成手段、
前記親局波信号生成手段によって生成されたパイロット信号および制御情報信号と前記フーリエ変換手段からの周波数領域信号との差分を演算して誤差信号を出力する誤差信号演算手段、
前記誤差信号演算手段から出力された誤差信号を逆フーリエ変換して時間領域信号に変換する逆フーリエ変換手段、および
前記時間領域信号に変換された誤差信号の二乗平均値を最小化するように、前記空間領域キャンセラおよび前記時間領域キャンセラの各ＦＩＲフィルタ係数の勾配を求め、各ＦＩＲフィルタ係数を一括更新するＦＩＲフィルタ係数演算手段を備えたことを特徴とする、回り込みキャンセラ。 - 各アンテナ素子の受信信号の重み付けをＦＩＲフィルタにより行った後合成するアダプティブアレーを基本構成とする空間領域キャンセラと、ＦＩＲフィルタと時間領域キャンセラの入力信号から前記ＦＩＲフィルタの出力信号を減算する減算器を基本構成とする時間領域キャンセラとを縦続接続した回り込みキャンセラにおいて、
前記時間領域キャンセラの観測点での出力信号をフーリエ変換して周波数領域信号を出力するフーリエ変換手段、
親局波の伝送モードや各セグメントの変調方式に応じて、親局波のパイロット信号と制御情報信号とを生成する親局波信号生成手段、
前記親局波信号生成手段によって生成されたパイロット信号および制御情報信号と前記フーリエ変換手段からの周波数領域信号との差分を演算して誤差信号を出力する誤差信号演算手段、
前記誤差信号演算手段から出力された誤差信号の大きさの変化から、前記空間領域キャンセラまたは前記時間領域キャンセラを選定して動作させるキャンセラを示すフラグを出力するキャンセラ選定手段、
前記キャンセラ選定手段によって時間領域キャンセラが選定されていることに応じて伝達関数を演算する伝送路推定手段、
前記伝送路推定手段によって演算された伝達関数に基づいて、回り込み残差を演算する回り込み残差演算手段、
前記誤差信号演算手段から出力された誤差信号および前記回り込み残差演算手段から出力された回り込み残差を逆フーリエ変換して時間領域信号に変換する逆フーリエ変換手段、
前記時間領域信号に変換された誤差信号と前記空間領域キャンセラ受信信号とから前記空間領域キャンセラのＦＩＲフイルタ係数の勾配を計算し、新たな係数に更新する第１のフイルタ係数演算手段、および
前記時間領域信号に変換された回り込み残差から前記時間領域キャンセラのＦＩＲフィルタ係数の勾配を計算し、新たな係数に更新する第２のフィルタ係数演算手段を備えたことを特徴とする、回り込みキャンセラ。 - 前記親局波信号生成手段は、ＤＢＰＳＫ復調により前記制御情報信号を生成することを特徴とする、請求項１または２に記載の回り込みキャンセラ。
- 前記誤差信号演算手段は前記パイロット信号および制御情報信号以外のサブキャリアについては誤差信号として０を出力することを特徴とする、請求項１または２に記載の回り込みキャンセラ。
- 前記キャンセラ選定手段は、各サブキャリアの誤差信号をサブキャリア方向に平均した平均誤差に対して、さらに任意の２つの期間についてシンボル方向に平均し、その大小により動作させるキャンセラを選定することを特徴とする、請求項２に記載の回り込みキャンセラ。
- 前記逆フーリエ変換手段は、前記空間領域キャンセラを示すフラグが出力されていることに応じて、前記誤差信号を時間領域信号に変換してその結果を前記第１のフイルタ係数演算手段に出力し、前記時間領域キャンセラを示すフラグが出力されていることに応じて、前記回り込み残差を時間領域信号に変換してその結果を前記第２のフイルタ係数演算手段に出力することを特徴とする、請求項２に記載の回り込みキャンセラ。
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