JP2008054193A - 回り込みキャンセラ - Google Patents

Abstract

【課題】受信状態が劣悪な場合や同一チャンネル干渉下にある場合においても、安定に動作することが可能な回り込みキャンセラを提供する。
【解決手段】回り込み伝搬路推定部１０のしきい値処理手段１９は、回り込みキャンセル後の信号の伝搬路応答から算出される回り込み波のキャンセル残差のうち、予め設定されたしきい値以上のキャンセル残差を除去する。これにより、キャンセル残差算出手段１４が、ゼロまたは非常に小さい数値の伝搬路応答で除算を行った結果、その算出結果であるキャンセル残差が不定または大きな値になったとしても、しきい値処理手段１９において、その不定または大きな値のキャンセル残差を除去することができる。これにより、回り込み伝搬路推定部１０は、フィルタ係数を正確に求めることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式を用いるデジタル放送やデジタル伝送における中継局または中継装置に関わり、特に、ＳＦＮ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ）における放送波中継局の送受アンテナ間での電波の回り込みを除去するための回り込みキャンセラに関する。

回り込みキャンセラは、受信信号の周波数と同一周波数で再送信を行うＳＦＮ放送波中継局において、受信信号に含まれる、送受アンテナ間結合により生じる回り込み波成分をキャンセルし、上位局信号のみを再送信するための装置である。

図３は、従来の回り込みキャンセラの構成を示す図である。従来の回り込みキャンセラ１００は、受信信号をＩＦ信号に周波数変換する周波数変換部１０１、ＩＦ信号をデジタルＩＦ信号にＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部１０２、デジタルＩＦ信号を等価ベースバンド信号に直交復調する直交復調部１０３、等価ベースバンド信号から回り込み波のレプリカ信号を減算する減算部１０４、回り込み波のレプリカ信号を生成する適応フィルタ部１０５、回り込み波のレプリカ信号が減算された等価ベースバンド信号をデジタルＩＦ信号に直交変調する直交変調部１０６、デジタルＩＦ信号をアナログＩＦ信号にＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換部１０７、アナログＩＦ信号をＲＦ帯の送信信号に周波数変換する周波数変換部１０８、及び、回り込み伝搬路を推定して適応フィルタ部１０５で用いられるフィルタ係数を生成する回り込み伝搬路推定部１１０を備えている。

このような構成の下で、送信信号の電波を放射する送信アンテナと、上位局からの電波を受信信号として受信する受信アンテナとの間において、回り込み波が生じる。この回り込み波は、送信アンテナから放射された電波（送信信号の電波）の一部が回り込み伝搬路を通り、上位局波を受信する受信アンテナで、その伝搬路を通った電波を受信することにより生じるものである。

この回り込み波成分を受信信号からキャンセルするためには、回り込みキャンセラ１００の内部において、回り込み伝搬路と同じ伝送特性（回り込み伝搬路の伝搬路特性）の回路を実現し、回り込み波のレプリカ信号を生成する必要がある。回り込みキャンセラ１００は、受信信号から、回り込みキャンセラ１００内部で生成した回り込み波のレプリカ信号を減算することにより、回り込み波をキャンセルし、上位局からの信号のみを取り出し、送信信号として送信することができる。

ここで、適応フィルタ部１０５が、回り込み伝搬路推定部１１０により回り込み伝搬路の遅延プロファイルに基づいて生成されたフィルタ係数を用いて、回り込み伝搬路の伝搬路特性の回路を実現し、回り込み波のレプリカ信号を生成する。

フィルタ係数を生成する回り込み伝搬路推定部１１０は、シンボルタイミングにより有効シンボルを抽出して有効シンボル期間の時間領域のＯＦＤＭ信号を生成する有効シンボル抽出手段１１１、有効シンボル期間の時間領域のＯＦＤＭ信号からキャリヤシンボルに高速フーリエ変換するＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）手段１１２、キャリヤシンボルから伝送路応答を算出する伝送路応答算出手段１１３、伝送路応答からキャンセル残差の伝送路応答を算出するキャンセル残差算出手段１１４、キャンセル残差の伝送路応答から回り込みキャンセル残差のインパルス応答に逆高速フーリエ変換するＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆高速フーリエ変換）手段１１５、回り込みキャンセル残差のインパルス応答に所定の定数を乗算する乗算手段１１６、乗算された回り込みキャンセル残差のインパルス応答を加算してフィルタ係数を生成する加算手段１１７、及び、フィルタ係数を所定の時間遅延させて出力する遅延手段１１８を備えている。

このような回り込みキャンセラ１００に類似する回り込みキャンセラには、例えば特許文献１〜６に記載されたものがある。

特開平１１−３５５１６０号公報 特開２０００−３４１２３８号公報 特開２０００−３４９７３４号公報 特開２００１−９４５２８号公報 特開２０００−２９５１９５号公報 特開２００１−２３７７４９号公報

図３に示した従来の回り込みキャンセラ１００では、受信状態が劣悪な場合、例えば上位局から送信される信号のＣ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が小さい場合、受信電力が低いため受信部における信号のＣ／Ｎが小さい場合、回り込み波の信号のＤ／Ｕ（Ｄｅｓｉｒｅｄ ｔｏ Ｕｎｄｅｓｉｒｅｄ Ｒａｔｉｏ）が小さい場合、または、同一チャンネル干渉下にある場合等において、回り込み伝搬路推定部１１０が回り込み伝搬路の伝搬路特性を推定する際に、数値的な不安定さが原因して信号の雑音成分を大きくしてしまうことがある。

この場合、適応フィルタ部１０５は、回り込み伝搬路推定部１１０により雑音成分の大きな信号から生成したファイル係数を用いて、回り込み波のレプリカ信号を生成してしまう。つまり、適応フィルタ部１０５は、実際の回り込み波の伝搬路には存在しない、誤った回り込み波成分を含むレプリカ信号を生成してしまう。したがって、回り込みキャンセラ１００は、適応フィルタ部により生成される誤った回り込み波のレプリカ信号は受信信号と相殺されないので、結果として信号が発振してしまうという問題があった。

また、このような問題が生じる要因は、回り込み伝搬路推定部１１０の伝送路応答算出手段１１３において伝送路応答を算出する場合、及び、キャンセル残差算出手段１１４においてキャンセル残差を算出する場合に、数値的な不安定さが原因して信号の雑音成分を大きくしてしまうことにある。すなわち、ゼロまたは非常に小さい数値で除算を行う場合に、その除算結果が不定になってしまう、または数値的に非常に大きな誤差を生じてしまうことが要因である。

一般に、ゼロで除算する可能性がある場合には、分母に予め微少量を加えることにより、これを回避する。しかしながら、この回避手法は、除算結果が、数値的に非常に大きな誤差を含んでしまうことから、根本的な解決手法ではない。

そこで、本発明はかかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、受信状態が劣悪な場合や同一チャンネル干渉下にある場合においても、安定に動作することが可能な回り込みキャンセラを提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明による回り込みキャンセラは、入力するＯＦＤＭ信号と適応フィルタによって生成する回り込みのレプリカ信号とを逆相で合成することにより、回り込みをキャンセルする回り込みキヤンセラにおいて、回り込みキャンセル後の信号を周波数領域のキャリヤシンボルに高速フーリエ変換するＦＦＴ手段と、前記ＦＦＴ手段が出力するキャリヤシンボルから、伝送路応答を算出する伝送路応答算出手段と、前記伝送路応答算出手段が出力する伝送路応答から、周波数領域の回り込みキャンセル残差を算出するキャンセル残差算出手段と、前記キャンセル残差算出手段が出力する周波数領域の回り込みキャンセル残差のうち、予め設定されたしきい値以上の成分を除去するしきい値処理手段と、前記しきい値処理手段が出力する回り込みキャンセル残差を時間領域の回り込みキャンセル残差に逆高速フーリエ変換するＩＦＦＴ手段と、前記ＩＦＦＴ手段が出力する時間領域の回り込みキャンセル残差に予め設定された定数を乗算する乗算手段と、前記適応フィルタが用いる単位更新時間前のフィルタ係数に、前記乗算手段が出力する時間領域の回り込みキャンセル残差の更新分を加算し、新たなフィルタ係数として前記適応フィルタに出力する加算手段とを備えることを特徴とする。

また、本発明による回り込みキャンセラは、入力するＯＦＤＭ信号と適応フィルタによって生成する回り込みのレプリカ信号とを逆相で合成することにより、回り込みをキャンセルする回り込みキヤンセラにおいて、回り込みキャンセル後の信号を周波数領域のキャリヤシンボルに高速フーリエ変換するＦＦＴ手段と、前記ＦＦＴ手段が出力するキャリヤシンボルから、伝送路応答を算出する伝送路応答算出手段と、前記伝送路応答算出手段が出力する伝送路応答のうち、予め設定されたしきい値以下の成分を予め設定された値に置き換えるしきい値処理手段と、前記しきい値処理手段が出力する伝送路応答から、周波数領域の回り込みキャンセル残差を算出するキャンセル残差算出手段と、前記キャンセル残差算出手段が出力する周波数領域の回り込みキャンセル残差を時間領域の回り込みキャンセル残差に逆高速フーリエ変換するＩＦＦＴ手段と、前記ＩＦＦＴ手段が出力する時間領域の回り込みキャンセル残差に予め設定された定数を乗算する乗算手段と、前記適応フィルタが用いる単位更新時間前のフィルタ係数に、前記乗算手段が出力する時間領域の回り込みキャンセル残差の更新分を加算し、新たなフィルタ係数として前記適応フィルタに出力する加算手段とを備えることを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、回り込みキャンセル後の信号の伝送路応答から算出される回り込み波のキャンセル残差のうち、しきい値以上のキャンセル残差を除去するようにした。また、本発明によれば、回り込みキャンセル後の信号の伝送路応答のうち、しきい値以下の伝送路応答を予め設定された値に置き換えるようにした。これにより、回り込み波のキャンセル残差の算出において、除算結果が不安定になることがなく、数値的に大きな誤差を生じることもない。したがって、受信状態が劣悪な場合や同一チャンネル干渉下にある場合においても、安定に動作することが可能な回り込みキャンセラを実現することができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を用いて詳細に説明する。この最良の形態は、図１に示す実施例１の回り込みキャンセラ１、及び図２に示す実施例２の回り込みキャンセラ２により説明する。実施例１及び２は、いずれも、受信状態が劣悪な場合や同一チャンネル干渉下にある場合においても安定して動作することができるように、数値的な不安定さが原因して信号の雑音成分が大きくならないようにしている。具体的には、実施例１の回り込みキャンセラ１では、キャンセル残差算出手段１４によるキャンセル残差の算出について、ゼロまたは非常に小さい数値で除算を行うときにその除算結果が不定にならないように、キャンセル残差算出手段１４の後段に設けたしきい値処理手段１９が、所定の値以上のキャンセル残差を強制的にゼロに設定することを特徴とする。また、実施例２の回り込みキャンセラ２では、キャンセル残差算出手段１４によるキャンセル残差の算出について、ゼロまたは非常に小さい数値で除算を行うときにその除算結果が不定にならないように、伝送路応答算出手段１３の後段に設けたしきい値処理手段２９が、所定の値以下の伝送路応答の算出結果を所定の十分に大きな値に強制的に設定することを特徴とする。

まず、実施例１について説明する。図１は、本発明による回り込みキャンセラの第１の構成を示すブロック図である。この回り込みキャンセラ１は、周波数変換部１０１、Ａ／Ｄ変換部１０２、直交復調部１０３、減算部１０４、適応フィルタ部１０５、直交変調部１０６、Ｄ／Ａ変換部１０７、周波数変換部１０８、及び回り込み伝搬路推定部１０を備えている。また、回り込み伝搬路推定部１０は、有効シンボル抽出手段１１、ＦＦＴ手段１２、伝送路応答算出手段１３、キャンセル残差算出手段１４、しきい値処理手段１９、ＩＦＦＴ手段１５、乗算手段１６、加算手段１７、及び遅延手段１８を備えている。但し、図１において、図３に示した従来の回り込みキャンセラ１００と共通する部分については図３と同一の符号を付してある。

周波数変換部１０１は、図示しない受信アンテナを介して受信したＲＦ帯の受信信号をＩＦ帯の信号に周波数変換し、ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換部１０２に出力する。Ａ／Ｄ変換部１０２は、周波数変換部１０１により周波数変換されたＩＦ信号を入力し、図示しない同期再生部から供給されるサンプリングクロックを用いてＩＦ信号をデジタルＩＦ信号にＡ／Ｄ変換し、デジタルＩＦ信号を直交復調部１０３に出力する。直交復調部１０３は、Ａ／Ｄ変換部１０２によりＡ／Ｄ変換されたデジタルＩＦ信号を入力し、デジタルＩＦ信号をＩ成分（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ：同相成分） 及びＱ成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ：直交成分）の等価ベースバンド信号に直交復調し、等価ベースバンド信号を減算部１０４に出力する。

尚、Ａ／Ｄ変換部１０２及び直交復調部１０３の順序を逆にして構成するようにしてもよい。すなわち、周波数変換部１０１の後段に直交復調部１０３を設け、直交復調部１０３の後段にＡ／Ｄ変換部１０２を設ける。この場合、直交復調部１０３は、周波数変換部１０１により周波数変換されたＩＦ信号を入力し、ＩＦ信号をＩ成分及びＱ成分の等価ベースバンド信号にアナログ直交復調し、Ｉ成分の等価ベースバンド信号及びＱ成分の等価ベースバンド信号をそれぞれＡ／Ｄ変換部１０２に出力する。Ａ／Ｄ変換部１０２は、２つのＡ／Ｄ変換部から成り、それぞれＩ成分及びＱ成分の等価ベースバンド信号を入力してデジタル信号にＡ／Ｄ変換する。

減算部１０４は、直交復調部１０３により直交復調された等価ベースバンド信号、及び適応フィルタ部１０５から回り込み波のレプリカ信号をそれぞれ入力し、等価ベースバンド信号から回り込み波のレプリカ信号を減算して出力する。ここで、減算部１０４からの等価ベースバンド信号（回り込み波のレプリカ信号が減算された等価ベースバンド信号）は３分配され、直交変調部１０６、適応フィルタ部１０５、及び回り込み伝搬路推定部１０の有効シンボル抽出手段１１にそれぞれ出力される。

３分配された等価ベースバンド信号のうちの第１の等価ベースバンド信号は、直交変調部１０６に出力される。直交変調部１０６は、減算部１０４から等価ベースバンド信号を入力し、等価ベースバンド信号をデジタルＩＦ信号に直交変調し、デジタルＩＦ信号をＤ／Ａ変換部１０７に出力する。Ｄ／Ａ変換部１０７は、直交変調部１０６により直交変調されたデジタルＩＦ信号を入力し、デジタルＩＦ信号をアナログのＩＦ信号にＤ／Ａ変換し、そのＩＦ信号を周波数変換部１０８に出力する。周波数変換部１０８は、Ｄ／Ａ変換部１０７によりＤ／Ａ変換されたＩＦ信号を入力し、ＩＦ信号をＲＦ帯の送信信号に周波数変換し、送信信号を図示しない送信アンテナを介して外部へ出力する。

また、減算部１０４の後段において３分配された等価ベースバンド信号のうちの第２の等価ベースバンド信号は、有効シンボル抽出手段１１に出力される。有効シンボル抽出手段１１は、減算部１０４から等価ベースバンド信号を入力し、シンボルタイミングにより１つのＯＦＤＭ伝送シンボル期間のうちの有効シンボル期間に相当する信号を抽出し、有効シンボル期間の時間領域のＯＦＤＭ信号をＦＦＴ手段１２に出力する。ＦＦＴ手段１２は、有効シンボル抽出手段１１から有効シンボル期間の時間領域のＯＦＤＭ信号を入力し、当該時間領域のＯＦＤＭ信号を周波数領域のＯＦＤＭ信号であるキャリヤシンボルに高速フーリエ変換し、キャリヤシンボルを伝送路応答算出手段１３に出力する。

伝送路応答算出手段１３は、ＦＦＴ手段１２からキャリヤシンボルを入力し、キャリヤシンボルから回り込みキャンセル後の伝送路応答（回り込みキャンセル後の上位局から当該回り込みキャンセラ１までの間の伝送路応答）を算出し、キャンセル残差算出手段１４に出力する。伝送路応答の算出処理についての詳細は後述する。キャンセル残差算出手段１４は、伝送路応答算出手段１３から回り込みキャンセル後の伝送路応答を入力し、当該伝送路応答から、実際の回り込み伝搬路の伝搬路特性（送信アンテナから受信アンテナまでの間の回り込み伝搬路特性）と適応フィルタ１０５により実現している伝搬路特性との間の差分であるキャンセル残差（周波数領域信号）を算出し、しきい値処理手段１９に出力する。キャンセル残差の算出処理についての詳細は後述する。

しきい値処理手段１９は、キャンセル残差算出手段１４からキャンセル残差を入力し、当該キャンセル残差の振幅と予め設定されたしきい値とを比較し、しきい値以上であるキャンセル残差の振幅成分を除去し、ＩＦＦＴ手段１５に出力する。しきい値処理の詳細については後述する。ＩＦＦＴ手段１５は、しきい値処理手段１９によりしきい値処理されたキャンセル残差を入力し、当該周波数領域のキャンセル残差を時間領域のキャンセル残差のインパルス応答に逆高速フーリエ変換し、乗算手段１６に出力する。

乗算手段１６は、ＩＦＦＴ手段１５からキャンセル残差のインパルス応答を入力し、当該キャンセル残差のインパルス応答に予め設定された値μを乗算し、加算手段１７に出力する。ここで、予め設定された値μは、０＜μ＜１の範囲にある値であり、適応フィルタ部１０５により実現される回り込み伝搬路の伝搬路特性の変動追従性と、その推定精度との間のトレードオフを調整するための適応パラメータである。μが大きな値に設定された場合には、変動環境における伝搬路特性の変動追従性は良くなる。これに対し、μが小さな値に設定された場合には、変動の少ない環境における伝搬路特性の推定精度は良くなる。

加算手段１７は、乗算手段１６から回り込み伝搬路におけるキャンセル残差のインパルス応答を入力し、遅延手段１８から供給される単位係数更新時間前のフィルタ係数に、回り込み伝搬路におけるキャンセル残差のインパルス応答を加算し、新たなフィルタ係数として出力する。ここで、加算手段１７からのフィルタ係数は２分配され、一方は適応フィルタ部１０５に出力され、他方は遅延手段１８に出力される。遅延手段１８は、加算手段１７からフィルタ係数を入力し、当該フィルタ係数を保持して次回の係数更新時まで（単位係数更新時間の間）遅延させ、その遅延時間経過後に加算手段１７に出力する。

また、減算部１０４の後段において３分配された等価ベースバンド信号のうちの第３の等価ベースバンド信号は、適応フィルタ部１０５に出力される。また、加算手段１７の後段において２分配されたフィルタ係数のうちの一方のフィルタ係数は、適応フィルタ部１０５に出力される。適応フィルタ部１０５は、等価ベースバンド信号及びフィルタ係数を入力し、当該フィルタ係数を用いて等価ベースバンド信号にフィルタ処理を施し、回り込み伝搬路の伝搬路特性の回路を実現して回り込み波のレプリカ信号を生成し、減算部１０４に出力する。

次に、図１に示した回り込みキャンセラ１をＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）伝送方式の地上デジタル放送に適用した場合について、回り込み伝搬路推定部１０の伝送路応答算出手段１３、キャンセル残差算出手段１４、及びしきい値処理手段１９の動作を詳細に説明する。

〔伝送路応答の算出〕
まず、伝送路応答算出手段１３の動作の詳細について説明する。前述したように、伝送路応答算出手段１３は、キャリヤシンボルを入力し、キャリヤシンボルから回り込みキャンセル後の伝送路応答を算出する。

図７は、地上デジタルテレビジョン放送の放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ方式及びＤＶＢ−Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）方式において、特定のシンボルの特定のサブキャリヤがパイロット信号に割り当てられている場合のＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ：スキャタードパイロット）の配置を示す図である。図7において、ＳＰを黒丸で、データシンボル等のその他のキャリヤシンボルを白抜きの丸で示している。以下、ＳＰの配置について、連続するシンボルにおけるサブキャリヤ方向の間隔をＮ_ｆ、同一のサブキャリヤにおけるシンボル方向の間隔をＮ_ｔとする。ＳＰは、その振幅及び位相が予め決められているため、受信側の回り込みキャンセラ１においても同じ信号を生成することができる。

図４は、図１に示した伝送路応答算出手段１３の第１の構成を示すブロック図である。この伝送路応答算出手段１３−１は、ＳＰ抽出段３１、基準ＳＰ生成段３２、除算段３３、及び補間段３４を備えている。ＳＰに割り当てられているサブキャリヤについて、シンボル番号をｉ、サブキャリヤ番号をｋとすると、

を満足する。但し、ｍｏｄは剰余を示す。以下、式（1）を満足するｉ，ｋをそれぞれｉ_ｐ，ｋ_ｐとする。

ＳＰ抽出段３１は、キャリヤシンボルを入力し、キャリヤシンボルからＳＰを抽出し、除算段３３に出力する。基準ＳＰ生成段３２は、上位局が生成するＳＰと同一の振幅及び位相の基準ＳＰを生成し、除算段３３に出力する。除算段３３は、ＳＰ抽出段３１により抽出されたＳＰを、基準ＳＰ生成段３２により生成された基準ＳＰで除算し、補間段３４に出力する。また、補間段３４は、除算段３３により生成された伝送路応答を補間する。

ここで、ＳＰ抽出段３１で抽出されるＳＰをＹ_{ｉｐ，ｋｐ}、基準ＳＰ生成段３２で生成される基準ＳＰをＸ_{ｉｐ，ｋｐ}とすると、シンボル番号ｉ_ｐ、サブキャリヤ番号ｋ_ｐにおける伝送路応答Ｆ_{ｉｐ，ｋｐ}は次式で表される。

尚、伝送路応答算出手段１３−１は、伝送路応答を算出するための基準信号として、ＩＳＤＢ−Ｔ方式で採用されているＳＰを用いるようにしたが、これに限定されるものではない。振幅及び位相が既知の信号であって、受信側の回り込みキャンセラ１において生成可能なシンボルを基準信号として用いるようにしてもよい。

図５は、図１に示した伝送路応答算出手段１３の第２の構成を示すブロック図である。この伝送路応答算出手段１３−２は、チャネル等化段４０、判定段３６、及び除算段３７を備えている。チャネル等化段４０は、ＳＰ抽出段３１、基準ＳＰ生成段３２、除算段３３、補間段３４、及び除算段３５を備えている。図４に示した伝送路応答算出手段１３−１と図５に示す伝送路応答算出手段１３−２とを比較すると、ＳＰ抽出段３１、基準ＳＰ生成段３２、除算段３３及び補間段３４を備えている点で同一であるが、伝送路応答算出手段１３−２は、伝送路応答算出手段１３−１に加えて、除算段３５、判定段３６及び除算段３７を備えている点で相違する。以下、図５において、図４と共通する部分には図４と同一の符号を付し、その詳しい説明は省略する。また、ここではシンボル番号ｉは省略する。

チャネル等化段４０は、ＦＦＴ手段１２からキャリヤシンボルを入力し、当該キャリヤシンボルのうちのＳＰ以外のキャリヤシンボル（以下、データシンボルという。）について、除算段３５が、これを補間段３４により出力された伝送路応答Ｆで除算することにより、チャネル等化を行う。チャネル等化段４０は、チャネル等化後のデータシンボルを判定段３６に出力する。

チャネル等化後のデータシンボルＺ_ｋは、次式のように表すことができる。

ここで、Ｄ_ｋはサブキャリヤ番号ｋのサブキャリヤの周波数における送信シンボル、Ｎ_ｋは雑音を示す。式（３）によれば、Ｚ_ｋは、第２項により信号点Ｄ_ｋを中心に分散することがわかる。

次に、判定段３６は、チャネル等化段４０からチャネル等化後のデータシンボルを入力し、しきい値判定を行い、等化後のキャリヤシンボルから信号空間上におけるユークリッド距離の最も小さい既知の送信シンボルを、送信シンボルの推定値として除算段３７に出力する。

ここで、送信シンボルの推定値を式（４）で表すことができる。

ｄｅｃ（ｙ）は、しきい値判定の関数であり、信号空間においてデータシンボルＹに最も近い送信信号を返す。

式（４）において判定誤りがないと仮定すると、式（４）に示す送信シンボルの推定値は、サブキャリヤ番号ｋのサブキャリヤの周波数における送信シンボルＤ_ｋと等しくなる。したがって、式（４）に示す送信シンボルの推定値をＳＰと同様に基準信号として用い、式（５）のように、伝送路応答を求めることができる。

つまり、除算段３７は、キャリヤシンボルを、式（４）に示す送信シンボルの推定値である基準信号で除算し、その結果の伝送路応答を出力する。

〔回り込みキャンセル残差の算出〕
次に、キャンセル残差算出手段１４の動作の詳細について説明する。前述したように、キャンセル残差算出手段１４は、伝送路応答を入力し、当該伝送路応答から、実際の回り込み伝搬路の伝搬路特性特性と適応フィルタ１０５により実現している伝搬路特性との間の差分であるキャンセル残差を算出する。

図６は、図１に示した回り込みキャンセラ１のモデルを示す図である。ここで、Ｘ_ｋ，Ｙ_ｋ，Ｃ_ｋは、サブキャリヤ番号ｋのサブキャリヤの周波数における送信信号、回り込みキャンセル後の再送信信号（回り込みキャンセラ１が出力する送信信号）、回り込み伝搬路の伝搬路特性をそれぞれ示す。

図６のモデルを式（６）に表すことができる。

ここで、回り込みキャンセル後の再送信信号の伝送路応答Ｆ_ｋは、

と表すことができる。

したがって、実際の回り込み伝搬路の伝搬路特性と適応フィルタ１０５により実現している伝搬路特性との間の差分であるキャンセル残差Ｅ_ｋは式（８）を用いて求めることができる。

ここで、Ｆ_ｋは伝送路応答である。

尚、前述のように、ＩＦＦＴ手段１５は、キャンセル残差Ｅ_ｋ（しきい値処理手段１９によりしきい値処理したキャンセル残差）を入力し、この残差を逆高速フーリエ変換処理により時間領域に変換すると、式（９）のように、回り込みキャンセル残差のインパルス応答を求めることができる。

〔しきい値処理〕
次に、しきい値処理手段１９の動作の詳細について説明する。前述したように、しきい値処理手段１９は、キャンセル残差を入力し、当該キャンセル残差の振幅と予め設定されたしきい値とを比較し、しきい値以上のキャンセル残差の振幅成分を除去して出力する。

式（８）に示すように、回り込みキャンセル残差を算出する際に、回り込みキャンセル後の再送信信号の伝送路応答Ｆ_ｋによる除算処理を行う必要がある。この場合、分母である伝送路応答Ｆ_ｋの振幅がゼロまたは非常に小さい値であるときには、除算結果が不定になってしまうか、または数値的に非常に大きな誤差を含む除算結果になってしまう。この不定な除算結果または大きな誤差を含む除算結果を用いて、式（９）により回り込みキャンセル残差のインパルス応答を求めると、その雑音レベルが大きくなってしまう。

図８は、複素平面上における送信信号の信号点配置の例を示す図である。但し、ここではデータシンボルの信号点が整数値となるように、以下の数値でスケーリングしている。

図４に示した伝送路応答算出手段１３−１の構成により伝送路応答を算出する場合には、図８において、振幅が以下の数値の送信信号のキャリヤシンボルのみを用いる。

このため、受信した信号のキャリヤシンボルが原点付近に分布する可能性は小さい。しかし、雑音成分が大きい場合、上位局から中継局である回り込みキャンセラ１までの間の伝送路にマルチパスがある場合、回り込み波成分が十分にキャンセルされていない場合等においては、受信した信号のキャリヤシンボルが振幅及び位相歪みを受けているため、その信号点が原点付近になる可能性がある。

また、図５に示した伝送路応答算出手段１３−２の構成により伝送路応答を算出する場合には、伝送路応答の算出に用いる送信信号のキャリヤシンボルの信号点が、図８に示したように全ての点となり得る。例えば、（±１，±１）のように、送信信号のキャリヤシンボルの信号点において、その振幅が小さい場合、受信した信号のキャリヤシンボルの信号点が原点付近になる可能性はより大きくなる。

そこで、キャンセル残差算出手段１４において式（８）により求めた回り込みキャンセル残差に対して、しきい値処理手段１９は、以下の式（１０）に示すように、予め設定されたしきい値ｔｈ以上の成分を除去する処理を行う。これにより、回り込みキャンセル残差のインパルス応答を正確に求めることができる。

ここで、この式（１０）の左辺は、しきい値処理後のキャンセル残差Ｅ_ｋを示す。

ここで、しきい値はｔｈ＝２であることが望ましい。これは、本願の発明者による実験により得られた値である。式（１０）の｜Ｅ_ｋ｜が１以上になる場合は、キャンセル残差が希望波成分以上であることを意味しており、そのサブキャリヤ単独では発振状態にある。この状態からすると、しきい値をｔｈ＝１以下に設定する必要がある。しかし、帯域全体では必ずしも発振状態にあるとは限らないため、しきい値はｔｈ＝１よりも少し大きめの値である２に設定した。一般に、しきい値を小さく設定した場合には、回り込みキャンセラ１本来の目的である回り込みのキャンセル効果を得ることが困難になる。これに対し、しきい値を大きく設定した場合には、受信状態が劣悪な場合や同一チャンネル干渉下にあるときに、回り込みキャンセラ１を安定に動作させることが困難になる。しきい値をｔｈ＝２に設定することにより、前述した回り込みキャンセラ１本来の効果を得ることできると共に、回り込みキャンセラ１を安定に動作させることができる。

以上のように、図１に示した実施例１の回り込みキャンセラ１によれば、しきい値処理手段１９が、回り込みキャンセル後の信号の伝搬路応答から算出される回り込み波のキャンセル残差のうち、予め設定されたしきい値以上のキャンセル残差を除去するようにした。これにより、キャンセル残差算出手段１４が、ゼロまたは非常に小さい数値の伝搬路応答で除算を行った結果、その算出結果であるキャンセル残差が不定または大きな値になったとしても、しきい値処理手段１９がその不定または大きな値のキャンセル残差を除去することができる。これにより、ＩＦＦＴ手段１５により回り込みキャンセル残差のインパルス応答を正確に求めることができ、さらに、回り込み伝搬路推定部１０によりフィルタ係数を正確に求めることができるから、受信状態が劣悪な場合や同一チャンネル干渉下にある場合においても、安定に動作することが可能な回り込みキャンセラを実現することができる。

図９は、従来の回り込みキャンセラ１００による回り込み伝搬路の推定結果を示す図であり、図１０は、図１に示した実施例１の回り込みキャンセラ１による回り込み伝搬路の推定結果を示す図である。但し、ここでは説明を簡単にするため、回り込みのレプリカ信号を生成する適応フィルタ部１０５は動作させないものとし、１回の係数更新で得られる回り込み伝搬路特性を示している。図９及び図１０の（ａ）は、回り込みキャンセル後の再送信信号の伝搬路特性、及び式（８）を用いて算出した回り込みキャンセル残差を複素平面上に表現した図である。また、（ｂ）は、式（９）を用いて算出した回り込みキャンセル残差のインパルス応答を示す図である。

ここでは回り込みのレプリカ信号を生成する適応フィルタ１０５は動作しないものとしているので、（ｂ）は回り込み伝搬路の遅延プロファイルに相当する。

従来の回り込みキャンセラ１００では、キャンセル残差のＩ及びＱの値が（−７，２．５）である成分により（図９（ａ）を参照）、推定される回り込み伝搬路の遅延プロファイルの雑音レベルが大きくなっていることがわかる（図９（ｂ）を参照）。これに対し、実施例１の回り込みキャンセラ１では、キャンセル残差のＩ及びＱの値が（−７，２．５）である成分（図１０（ａ）参照）を、しきい値処理手段１９にて除去することにより、回り込み伝搬路の遅延プロファイルを正確に求めることができることがわかる（図１０（ｂ）参照）。

次に、実施例２について説明する。図２は、本発明による回り込みキャンセラの第２の構成を示すブロック図である。この回り込みキャンセラ２は、周波数変換部１０１、Ａ／Ｄ変換部１０２、直交復調部１０３、減算部１０４、適応フィルタ部１０５、直交変調部１０６、Ｄ／Ａ変換部１０７、周波数変換部１０８、及び回り込み伝搬路推定部２０を備えている。また、回り込み伝搬路推定部２０は、有効シンボル抽出手段１１、ＦＦＴ手段１２、伝送路応答算出手段１３、しきい値処理手段２９、キャンセル残差算出手段１４、ＩＦＦＴ手段１５、乗算手段１６、加算手段１７、及び遅延手段１８を備えている。

図１に示した回り込みキャンセラ１と図２に示す回り込みキャンセラ２とを比較すると、周波数変換部１０１、Ａ／Ｄ変換部１０２、直交復調部１０３、減算部１０４、適応フィルタ部１０５、直交変調部１０６、Ｄ／Ａ変換部１０７及び周波数変換部１０８を備えている点で同一であるが、回り込みキャンセラ２は、回り込みキャンセラ１が備える回り込み伝搬路推定部１０とは異なる回り込み伝搬路推定部２０を備えている点で相違する。回り込みキャンセラ１の回り込み伝搬路推定部１０におけるしきい値処理手段１９は、キャンセル残差に対してしきい値処理するのに対し、回り込みキャンセラ２の回り込み伝搬路推定部２０におけるしきい値処理手段２９は、伝送路応答算出手段１３の後段に設けられ、伝送路応答に対してしきい値処理する点で相違する。但し、図２において、図３に示した従来の回り込みキャンセラ１００または図１に示した回り込みキャンセラ１と共通する部分には図３または図１と同一の符号を付してある。図１と共通する部分については説明を省略する。

回り込み伝搬路推定部２０のしきい値処理手段２９は、伝送路応答算出手段１３により算出された伝送路応答を入力し、当該伝送路応答の振幅と予め設定されたしきい値とを比較し、しきい値よりも大きい伝送路応答をそのままキャンセル残差算出手段１４に出力し、しきい値以下である伝送路応答の成分を、予め設定された伝送路応答の値に設定し、キャンセル残差算出手段１４に出力する。

前述した式（１０）は、式（８）により求められる周り込みキャンセル残差に対するしきい値処理を行うものであるが、キャンセル残差を算出する前の伝送路応答に対してしきい値処理を行ったとしても同様の結果を得ることができる。

そこで、しきい値処理手段２９は、以下の式（１１）に示すように、予め設定されたしきい値ｔｈ以下の伝送路応答の成分を、予め設定された十分に大きな伝搬路応答の正定数の値で置き換える。これにより、回り込みキャンセル残差に対するしきい値処理を行うことなく、回り込みキャンセル残差のインパルス応答を正確に求めることができる。

ここで、式（１１）の左辺は、しきい値処理後の伝送路応答Ｆ_ｋを示す。

以上のように、図２に示した実施例２の回り込みキャンセラ２によれば、しきい値処理手段２９が、回り込みキャンセル後の信号の伝送路応答のうち、予め設定されたしきい値以下の伝送路応答を、予め設定された十分に大きな伝送路応答の値に置き換えるようにした。これにより、回り込みキャンセル残差の算出結果が不定または数値的に非常に大きな値になることを防止できる。つまり、回り込みキャンセル残差に対するしきい値処理を行うことなく、ＩＦＦＴ手段１５により回り込みキャンセル残差のインパルス応答を正確に求めることができる。また、回り込み伝搬路推定部２０によりフィルタ係数を正確に求めることができるから、受信状態が劣悪な場合や同一チャンネル干渉下にある場合においても、安定に動作することが可能な回り込みキャンセラを実現することができる。

本発明による回り込みキャンセラの第１の構成を示すブロック図である。 本発明による回り込みキャンセラの第２の構成を示すブロック図である。 従来の回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。 伝送路応答算出部の第１の構成を示すブロック図である。 伝送路応答算出部の第２の構成を示すブロック図である。 回り込みキャンセラのモデルを示すブロック図である。 ＳＰの配置を示す図である。 信号点の配置を示す図である。 従来の回り込みキャンセラにおける回り込み伝搬路の推定結果を示す図である。 本発明による回り込みキャンセラ（実施例１）における回り込み伝搬路の推定結果を示す図である。

符号の説明

１，２，１００ 回り込みキャンセラ
１０，２０，１１０ 回り込み伝搬路推定部
１１，１１１ 有効シンボル抽出手段
１２，１１２ ＦＦＴ手段
１３，１１３ 伝送路応答算出手段
１４，１１４ キャンセル残差算出手段
１５，１１５ ＩＦＦＴ手段
１６，１１６ 乗算手段
１７，１１７ 加算手段
１８，１１８ 遅延手段
１９，２９ しきい値処理手段
３０，１１３ 伝送路応答算出手段
３１ ＳＰ抽出段
３２ 基準ＳＰ生成段
３３，３５，３７ 除算段
３４ 補間段
３６ 判定段
４０ チャネル等化段
１０１ 周波数変換部
１０２ Ａ／Ｄ変換部
１０３ 直交復調部
１０４ 減算部
１０５ 適応フィルタ部
１０６ 直交変調部
１０７ Ｄ／Ａ変換部
１０８ 周波数変換部

Claims (2)

1. 入力するＯＦＤＭ信号と適応フィルタによって生成する回り込みのレプリカ信号とを逆相で合成することにより、回り込みをキャンセルする回り込みキャンセラにおいて、
   回り込みキャンセル後の信号を周波数領域のキャリヤシンボルに高速フーリエ変換するＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）手段と、
   前記ＦＦＴ手段が出力するキャリヤシンボルから、伝送路応答を算出する伝送路応答算出手段と、
   前記伝送路応答算出手段が出力する伝送路応答から、周波数領域の回り込みキャンセル残差を算出するキャンセル残差算出手段と、
   前記キャンセル残差算出手段が出力する周波数領域の回り込みキャンセル残差のうち、予め設定されたしきい値以上の成分を除去するしきい値処理手段と、
   前記しきい値処理手段が出力する回り込みキャンセル残差を時間領域の回り込みキャンセル残差に逆高速フーリエ変換するＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）手段と、
   前記ＩＦＦＴ手段が出力する時間領域の回り込みキャンセル残差に予め設定された定数を乗算する乗算手段と、
   前記適応フィルタが用いる単位更新時間前のフィルタ係数に、前記乗算手段が出力する時間領域の回り込みキャンセル残差の更新分を加算し、新たなフィルタ係数として前記適応フィルタに出力する加算手段と
   を備えることを特徴とする回り込みキャンセラ。
2. 入力するＯＦＤＭ信号と適応フィルタによって生成する回り込みのレプリカ信号とを逆相で合成することにより、回り込みをキャンセルする回り込みキャンセラにおいて、
   回り込みキャンセル後の信号を周波数領域のキャリヤシンボルに高速フーリエ変換するＦＦＴ手段と、
   前記ＦＦＴ手段が出力するキャリヤシンボルから、伝送路応答を算出する伝送路応答算出手段と、
   前記伝送路応答算出手段が出力する伝送路応答のうち、予め設定されたしきい値以下の成分を予め設定された値に置き換えるしきい値処理手段と、
   前記しきい値処理手段が出力する伝送路応答から、周波数領域の回り込みキャンセル残差を算出するキャンセル残差算出手段と、
   前記キャンセル残差算出手段が出力する周波数領域の回り込みキャンセル残差を時間領域の回り込みキャンセル残差に逆高速フーリエ変換するＩＦＦＴ手段と、
   前記ＩＦＦＴ手段が出力する時間領域の回り込みキャンセル残差に予め設定された定数を乗算する乗算手段と、
   前記適応フィルタが用いる単位更新時間前のフィルタ係数に、前記乗算手段が出力する時間領域の回り込みキャンセル残差の更新分を加算し、新たなフィルタ係数として前記適応フィルタに出力する加算手段と
   を備えることを特徴とする回り込みキャンセラ。

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