JP2005167594A - 信号生成装置および信号生成方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 標本となる信号が少ない周波数方向または時間方向の区間端部においても補間精度を向上させること。
【解決手段】 フーリエ変換部１４２は、パイロット伝搬路特性または減算器１４６の出力をフーリエ変換する。最大値検出部１４３は、パイロット伝搬路特性または減算器１４６の出力において最大割合を占める周波数成分の複素振幅および周波数を出力する。乗算器１４４は、最大値検出部１４３から出力された複素振幅に定数を乗算する。正弦波発生部１４５は、周波数が最大値検出部１４３から出力された周波数で、かつ、複素振幅が乗算器１４４から出力された複素振幅である正弦波を発生させる。減算器１４６は、スイッチ１４１の出力から正弦波発生部１４５にて発生した正弦波を減算し、結果をスイッチ１４１へ出力する。加算部１４７は、正弦波発生部１４５から出力される正弦波を累積加算する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、信号生成装置および信号生成方法に関し、特に、サンプリングによって得られた標本信号を内挿または外挿する信号生成装置および信号生成方法に関する。

従来、例えば放送や通信などの分野においては、デジタル信号を伝送する方式の１つとして、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が検討されている。ＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に互いに周波数が直交するサブキャリアを多数設け、それぞれのサブキャリアに信号を重畳し、例えばＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などによりデジタル変調する方式である。このＯＦＤＭ方式は、マルチパスに対して耐性を有することが知られており、例えば地上波デジタル放送の方式として採用されている。

日本の地上波デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial transmission）では、送信側において送信信号中に既知のパイロット信号を散在させておき、受信側においてこのパイロット信号から伝搬路の周波数特性を求め、求めた伝搬路の特性により受信信号を等化する。これにより、ＯＦＤＭ信号が伝送される際にマルチパスなどの影響によって信号に歪みが生じても、この歪みの影響を軽減することができる。このように伝搬路特性を算出するために送信信号中に散在させるパイロット信号を、スキャッタードパイロット（ＳＰ：Scattered Pilot）信号と呼ぶことがある（例えば特許文献１参照）。

ＳＰ信号は、例えば図１３に示すように、周波数方向および時間方向に散在して配置される。なお、図１３において、●はＳＰ信号が重畳されたサブキャリアを示し、○は情報信号が重畳されたサブキャリアを示している。上述したように、ＳＰ信号は既知信号であるため、図１３中●で示したサブキャリアに関しては、伝搬路特性を算出することができる。一方、図１３中○で示したサブキャリアに関しては、伝搬路特性を直接算出することができない。したがって、ＳＰ信号が重畳されたサブキャリアから、他の情報信号が重畳されたサブキャリアにおける伝搬路特性を推定し、全サブキャリアに対応する伝搬路特性信号を生成する必要がある。

この伝搬路特性の推定には、例えば、ＳＰ信号を補間フィルタに入力して周波数方向の補間処理を行い、ＯＦＤＭシンボル内の全サブキャリアの伝搬路特性を推定する方法がある。

また、周波数方向中心部と比較して、標本点として使用可能なＳＰ信号が少ない周波数方向端部における補間処理の精度を向上することを目的として、隣接セグメントが同期セグメントであれば、隣接チャネルに含まれているＳＰ信号も用いて伝搬路特性を推定する方式（例えば特許文献２参照）や、補間する場合に用いる補間フィルタのタップ数を可変にし、補間対象となるサブキャリアが周波数方向端部のものであればタップ数を少なくする方式（例えば特許文献３参照）などがある。
特許第３３６３０８６号公報 特開２００１−３１３６２７号公報 特開２００２−３４４４１１号公報

しかしながら、上述した従来の技術では、周波数方向端部における補間処理の精度向上に限界があるという問題がある。すなわち、上記特許文献２の方式では、すべてのセグメントを用いた伝送の場合、両端以外のセグメントについては補間処理の精度を向上させることができるが、両端のセグメントに関しては、依然として標本点となるＳＰ信号が少なく、補間精度を充分に向上させることができない。

また、上記特許文献３の方式において、補間フィルタのタップ数を少なくするということは、周波数方向端部におけるサブキャリアの補間処理を直線補間に近い方法で行うことに相当しているため、周波数方向中心部と比較して、周波数方向端部のサブキャリアの補間精度は劣化している。

このように、周波数方向における補間処理においては、標本点となるＳＰ信号サブキャリアが両側に存在する周波数方向中心部と比較して、一方の側にはＳＰ信号サブキャリアが存在しない周波数方向端部における補間精度を充分に向上させることができない。

さらに、上述したＯＦＤＭ方式においては、周波数が異なる複数のサブキャリアを用いたマルチキャリア伝送を行うため、周波数方向における補間処理が問題となるが、例えば図１４に示すような構成の信号を伝送するシングルキャリア伝送においては、時間方向における補間処理が問題となる。

具体的には、図１４に示すように、情報シンボル列の間に既知のパイロットシンボルが挿入されている信号を伝送する場合、受信側においてはパイロットシンボルの伝搬路特性を算出した後、上述した周波数方向における補間処理と同様に時間方向における補間処理を行い、情報シンボルの伝搬路特性を推定し、全区間の信号に対応する伝搬路特性信号を生成する。なお、図１４において、斜線部分はシンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter Symbol Interference）の影響を低減するために設けられたサイクリックプレフィックスであり、各シンボルの末端部分をそのシンボルの先頭部分にコピーした部分である。

上述したような時間方向の補間処理においても、時間方向端部には、標本点となるパイロットシンボルが少なく、時間方向中心部と比較して、補間精度を充分に向上させることができないという問題がある。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、標本となる信号が少ない周波数方向または時間方向の区間端部においても補間精度を向上させることができる信号生成装置および信号生成方法を提供することを目的とする。

本発明の信号生成装置は、入力信号を周波数成分ごとの信号に変換する変換手段と、前記周波数成分ごとの信号に対応する正弦波をそれぞれ発生させる発生手段と、発生した正弦波を用いて前記入力信号の近似信号を生成する生成手段と、を有する構成を採る。

この構成によれば、入力信号を周波数成分ごとの信号に変換した上で、各周波数の正弦波を発生させ、この正弦波を用いて近似信号を生成するため、標本となる信号を周波数領域で近似することができ、標本となる信号が少ない周波数方向または時間方向の区間端部においても補間精度を向上させることができる。

本発明の信号生成装置は、前記発生手段は、前記周波数成分ごとの信号に対応する正弦波を所定数ずつ繰り返し処理によって発生させる構成を採る。

この構成によれば、正弦波を所定数ずつ繰り返し処理によって発生させるため、例えば入力信号中に大きな割合を占める周波数成分に対応する正弦波から順に発生させることができ、精度の高い近似信号生成のための処理時間を短縮することができる。

本発明の信号生成装置は、前記発生手段は、前記周波数成分ごとの信号の複素振幅を周波数ごとに所定数ずつ繰り返し処理によって累積し、前記繰り返し処理の完了時に、累積された複素振幅の正弦波を周波数ごとに発生させる構成を採る。

この構成によれば、複素振幅を所定数ずつ繰り返し処理によって累積し、繰り返し処理の完了時に正弦波を周波数ごとに発生させるため、各周波数の正弦波をそれぞれ１回ずつ発生させるのみで済み、正弦波発生のための演算量を削減することができる。

本発明の信号生成装置は、前記発生手段は、前記周波数成分ごとの信号のうち、電力が所定の閾値以上である信号に対応する正弦波を繰り返し処理によって発生させる構成を採る。

この構成によれば、電力が所定の閾値以上である周波数成分に対応する正弦波を、繰り返し処理によって発生させるため、入力信号中に大きな割合を占める周波数成分に対応する正弦波を短時間で発生させることができ、精度の高い近似信号生成のための処理時間を短縮することができる。

本発明の信号生成装置は、前記発生手段は、前記周波数成分ごとの信号のうち、電力が最大である周波数成分を検出する最大値検出部と、検出された周波数成分の周波数および複素振幅に対応する正弦波を発生させる第１の正弦波発生部と、発生した正弦波を前記入力信号から減算する減算部と、を有し、前記減算部の減算結果を新たな入力信号として前記変換手段へ繰り返しフィードバックする構成を採る。

この構成によれば、電力が最大である周波数成分の周波数および複素振幅に対応する正弦波を発生させ、この正弦波を入力信号から減算して得られる減算結果を新たな入力信号として繰り返しフィードバックを行うため、入力信号中に大きな割合を占める周波数成分から順に、対応する正弦波を発生させて近似信号を生成することができ、精度の高い近似信号を効率よく生成することができる。

本発明の信号生成装置は、前記第１の正弦波発生部は、検出された周波数成分の複素振幅に所定の定数を乗算して前記正弦波の複素振幅を決定する構成を採る。

この構成によれば、検出された周波数成分の複素振幅に所定の定数を乗算して正弦波の複素振幅を決定するため、周波数成分の複素振幅を近似信号の複素振幅に換算した上で正弦波を発生させることができ、繰り返しフィードバックの回数が少なくても精度の高い近似信号を生成することができる。

本発明の信号生成装置は、前記発生手段は、前記最大値検出部によって検出された周波数成分に対応する複素振幅を周波数ごとに累積する累積部と、前記変換手段への繰り返しフィードバック完了時に、前記累積部によって累積された複素振幅の正弦波を周波数ごとに発生させる第２の正弦波発生部と、をさらに有し、前記第２の正弦波発生部にて発生した正弦波のみを前記生成手段へ出力する構成を採る。

この構成によれば、検出された周波数成分に対応する複素振幅を累積し、繰り返しフィードバック完了時に、累積された複素振幅の正弦波を発生させて近似信号を生成するため、各周波数の正弦波をそれぞれ１回ずつ発生させるのみで済み、正弦波発生のための演算量を削減することができる。

本発明の信号生成装置は、前記累積部は、前記最大値検出部によって検出された周波数成分の複素振幅に所定の定数を乗算して得られる複素振幅を周波数ごとに累積する構成を採る。

この構成によれば、周波数成分の複素振幅に所定の定数を乗算して得られる複素振幅を累積するため、周波数成分の複素振幅を近似信号の複素振幅に換算した上で累積することができ、繰り返しフィードバックの回数が少なくても累積される複素振幅の信頼度が高くなり、精度の高い近似信号を生成することができる。

本発明の信号生成装置は、前記生成手段は、前記発生手段にて発生した正弦波を加算する加算部、を有する構成を採る。

この構成によれば、発生した正弦波を加算するため、容易な演算で精度の高い近似信号を生成することができる。

本発明の信号生成装置は、前記生成手段は、前記周波数成分ごとの信号の複素振幅を周波数ごとに累積する累積部と、累積された周波数ごとの複素振幅を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、を有する構成を採る。

この構成によれば、周波数成分ごとの信号の複素振幅を累積し、累積された複素振幅を逆フーリエ変換するため、近似信号の生成時には、正弦波を発生させる必要がなくなるとともに、回路規模の縮小を図ることができる。

本発明の信号生成装置は、前記生成手段によって生成された近似信号に前記入力信号と前記近似信号との誤差を加算する加算手段、をさらに有する構成を採る。

この構成によれば、近似信号に入力信号と近似信号と誤差を加算するため、入力信号が標本となる信号である場合に、近似信号中の標本となる信号に対応する部分における精度をさらに高めることができる。

本発明の信号生成装置は、前記入力信号が前記変換手段に入力される以前に、前記入力信号中の近似すべき部分にあらかじめゼロを挿入する挿入手段、をさらに有する構成を採る。

この構成によれば、入力信号がフーリエ変換される以前に、近似すべき部分にあらかじめゼロを挿入するため、フーリエ変換によって折り返し成分が生じ、例えば電力の最大値検出のための範囲を窓がけなどによって限定することができ、処理時間の短縮を図ることができる。

本発明の受信装置は、上記のいずれかに記載の信号生成装置を有する構成を採る。

この構成によれば、上記のいずれかに記載の信号生成装置と同様の作用効果を、受信装置において実現することができる。

本発明の中継装置は、上記のいずれかに記載の信号生成装置を有する構成を採る。

この構成によれば、上記のいずれかに記載の信号生成装置と同様の作用効果を、中継装置において実現することができる。

本発明の信号生成方法は、入力信号を周波数成分ごとの信号に変換するステップと、前記周波数成分ごとの信号に対応する正弦波をそれぞれ発生させるステップと、発生した正弦波を用いて前記入力信号の近似信号を生成するステップと、を有するようにした。

この方法によれば、入力信号を周波数成分ごとの信号に変換した上で、各周波数の正弦波を発生させ、この正弦波を用いて近似信号を生成するため、標本となる信号を周波数領域で近似することができ、標本となる信号が少ない周波数方向または時間方向の区間端部においても補間精度を向上させることができる。

本発明によれば、標本となる信号が少ない周波数方向または時間方向の区間端部においても補間精度を向上させることができる。

本発明の骨子は、補間対象の標本信号をフーリエ変換し、この標本信号に含まれる大きな周波数成分を抽出し、抽出された周波数成分を有する信号を生成することにより、所望の近似信号を得ることである。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。図１に示す受信装置は、無線受信部１１０、パイロット信号抽出部１２０、伝搬路特性算出部１３０、近似信号生成部１４０、遅延部１５０、等化部１６０、および判定部１７０を有している。

無線受信部１１０は、アンテナを介して信号を受信し、受信信号に所定の無線受信処理（ダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換など）を施し、パイロット信号抽出部１２０および遅延部１５０へ出力する。

パイロット信号抽出部１２０は、受信信号から既知のパイロット信号を抽出する。ここで、パイロット信号は、ＯＦＤＭ方式などのようなマルチキャリア伝送のように周波数領域上で挿入されていても良く、また、シングルキャリア伝送のように時間領域上で挿入されていても良い。なお、パイロット信号が周波数領域上で挿入されている場合は、例えば無線受信部１１０において、時間軸上で受信される信号をフーリエ変換し、周波数軸上の信号とすることで、時間軸上の信号と同様に扱うことができる。

伝搬路特性算出部１３０は、パイロット信号が伝送された周波数または時間の伝搬路特性（以下、この伝搬路特性を「パイロット伝搬路特性」という）を算出する。パイロット信号は既知信号であるため、算出されたパイロット伝搬路特性は信頼度の高いものである。換言すれば、パイロット信号が伝送される周波数または時間については、正確な伝搬路特性が算出される。

近似信号生成部１４０は、パイロット伝搬路特性に基づいて、パイロット信号以外の情報信号が伝送された周波数または時間の伝搬路特性を推定する。このとき、近似信号生成部１４０は、パイロット伝搬路特性を内挿近似または外挿近似（以下、これらをまとめて「近似」という）することにより、受信信号全体に対応する伝搬路特性を示す近似信号を生成し、等化部１６０へ出力する。これにより、受信信号の伝搬路特性が推定され、この伝搬路特性が等化部１６０へ出力されたことになる。なお、近似信号生成部１４０は、本発明の信号生成装置から構成されている。この近似信号生成部１４０の詳細な構成については後述する。

遅延部１５０は、受信信号を等化部１６０へ出力するタイミングを遅延させる。具体的には、遅延部１５０は、パイロット信号抽出部１２０から近似信号生成部１４０によって、受信信号全体の伝搬路特性が推定されるのに要する時間だけ、受信信号の出力タイミングを遅延させる。

等化部１６０は、近似信号生成部１４０から出力された伝搬路特性を用いて、遅延部１５０から出力された受信信号の等化を行う。すなわち、等化部１６０は、伝搬路において生じた複素振幅および位相の歪みを受信信号から除去する。このとき、遅延部１５０によって受信信号の出力が遅延されているため、等化部１６０に入力される受信信号と伝搬路特性とは対応したタイミングのものとなっている。

判定部１７０は、等化部１６０から出力される等化後の信号を硬判定し、受信データを出力する。

図２は、実施の形態１に係る近似信号生成部１４０の内部構成を示すブロック図である。図２に示す近似信号生成部１４０は、スイッチ１４１、フーリエ変換部１４２、最大値検出部１４３、乗算器１４４、正弦波発生部１４５、減算器１４６、および加算部１４７を有している。

スイッチ１４１は、伝搬路特性算出部１３０からパイロット伝搬路特性が出力されるタイミングにのみ端子１４１ａ側に接続されており、それ以外のタイミングでは常に端子１４１ｂ側に接続されている。また、スイッチ１４１は、端子１４１ａまたは端子１４１ｂへの入力をフーリエ変換部１４２および減算器１４６へ出力する。

フーリエ変換部１４２は、パイロット伝搬路特性（端子１４１ａへの入力）または減算器１４６からの出力（端子１４１ｂへの入力）をフーリエ変換（離散フーリエ変換、または高速フーリエ変換など）し、得られた周波数成分ごとの複素振幅を最大値検出部１４３へ出力する。

最大値検出部１４３は、周波数成分における複素振幅の電力から、最大値を検出し、この最大値に対応する周波数成分の複素振幅を乗算器１４４へ出力する一方、周波数を正弦波発生部１４５へ出力する。つまり、最大値検出部１４３は、パイロット伝搬路特性または減算器１４６からの出力において、最も大きな割合を占める周波数成分の複素振幅および周波数を出力する。

乗算器１４４は、最大値検出部１４３から出力された複素振幅に定数を乗算する。この定数は、近似の際に標本となる標本点の数と近似によって得たい所望区間内の点の数との比である。つまり、具体的には、パイロット伝搬路特性の数Ｋと受信信号全体の伝搬路特性の数（Ｋ＋Ｎ）との比（Ｋ＋Ｎ）／Ｋである。ここで、Ｎは近似によって得られる伝搬路特性の数を示している。この定数を複素振幅に乗算することにより、標本点（すなわち、パイロット伝搬路特性）のみの周波数成分の複素振幅が、所望区間（すなわち、受信信号全体の伝搬路特性）の周波数成分の複素振幅に変換されることになる。

正弦波発生部１４５は、周波数が最大値検出部１４３から出力された周波数で、かつ、複素振幅が乗算器１４４から出力された複素振幅である正弦波を発生させる。ここで発生する正弦波は、パイロット伝搬路特性または減算器１４６からの出力において最も大きな割合を占める周波数の波形を有している。正弦波発生部１４５は、発生した正弦波を減算器１４６および加算部１４７へ出力する。

減算器１４６は、スイッチ１４１の出力から正弦波発生部１４５にて発生した正弦波を減算し、減算結果をスイッチ１４１の端子１４１ｂへ出力する。なお、減算器１４６は、正弦波発生部１４５にて発生した正弦波のうち、標本点に対応する部分のみをスイッチ１４１の出力から減算する。この減算により、スイッチ１４１の出力から、この出力において最も大きな割合を占める周波数成分が減算されたことになる。換言すれば、減算器１４６から出力される減算結果は、スイッチ１４１の出力とこの出力において最も大きな割合を占める周波数成分との残差を示すことになる。

以上のスイッチ１４１から減算器１４６は、ループ回路を形成しており、これらの構成要素による処理は繰り返して行われる。なお、スイッチ１４１から減算器１４６からなるループ回路は、所定回数の処理を繰り返し行った後に処理完了しても良く、また、減算器１４６の出力が所定の閾値以下となった場合に処理完了しても良い。

加算部１４７は、正弦波発生部１４５から出力される正弦波を累積加算する。また、加算部１４７は、スイッチ１４１から減算器１４６によって形成されるループ回路の処理が完了すると、累積加算によって得られた近似信号を伝搬路特性として等化部１６０へ出力する。

次いで、上記のように構成された近似信号生成部１４０の動作について、図３および図４を参照して、具体的に説明する。

図３（ａ）は、本実施の形態に係る近似信号生成における繰り返し処理の初回の動作を示す図である。ここでは、パイロット伝搬路特性を標本として、外挿近似により受信信号全体の伝搬路特性を求める動作について説明する。具体的には、図３（ａ）の最左図に示すように、パイロット伝搬路特性（点の数をＫとする）から前後の伝搬路特性（点の数をそれぞれＮ／２とする）を外挿近似して、受信信号全体の伝搬路特性（点の数は（Ｋ＋Ｎ）となる）を求める場合の動作について説明する。

繰り返し処理の初回の動作においては、スイッチ１４１は、端子１４１ａ側へ接続されており、伝搬路特性算出部１３０から出力されるパイロット伝搬路特性がフーリエ変換部１４２および減算器１４６へ入力される。このパイロット伝搬路特性は、図３（ａ）の最左図に示すような波形を有している。なお、図３（ａ）においては、パイロット伝搬路特性を連続値として表現しているが、実際はＫ個の離散値からなっている。これ以降、スイッチ１４１は、端子１４１ｂ側へ接続され、スイッチ１４１から減算器１４６によってループ回路が形成される。

そして、フーリエ変換部１４２によって、フーリエ変換が行われ、パイロット伝搬路特性の周波数成分ごとの複素振幅が算出される。この算出結果の電力は、例えば図３（ａ）の左から２番目の図のようになる。同図においては、横軸が周波数を示し、縦軸が電力を示している。算出結果は、フーリエ変換部１４２から最大値検出部１４３へ出力される。

そして、最大値検出部１４３によって、電力の最大値が検出され、最大値に対応する複素振幅が乗算器１４４へ出力されるとともに、最大値に対応する周波数が正弦波発生部１４５へ出力される。ここでは、パイロット伝搬路特性が直流成分を有しているため、周波数が０の直流成分が最大値として検出され、図３（ａ）の中央の図に示すように、直流成分の複素振幅および周波数（すなわち、０）が最大値検出部１４３から出力される。

最大値検出部１４３から出力された直流成分の複素振幅は、乗算器１４４によって、定数（Ｋ＋Ｎ）／Ｋが乗算された後に正弦波発生部１４５へ出力され、直流成分の周波数は、直接正弦波発生部１４５へ出力される。

そして、正弦波発生部１４５にて、乗算器１４４から出力される複素振幅および最大値検出部１４３から出力される周波数の正弦波が発生する。ここでは、図３（ａ）の左から４番目の図に示すように、受信信号全体の区間に渡る直流波が発生する。発生した直流波は、正弦波発生部１４５から減算器１４６および加算部１４７へ出力される。

加算部１４７へ出力された正弦波（直流波）は、前回までに出力された正弦波と累積加算される。ここでは、繰り返し処理の初回であるため、出力された正弦波（直流波）は、加算部１４７によって単に記憶されるのみである。

一方、減算器１４６へ出力された正弦波（直流波）は、スイッチ１４１から直接減算器１４６へ出力されたパイロット伝搬路特性から減じられ、減算結果がスイッチ１４１の端子１４１ｂへ出力される。図３（ａ）においては、最左図の波形から左から４番目の図の波形が減じられることになる。このとき、減算器１４６による減算は、パイロット伝搬路特性が求められているＫ個の点についてのみ行われる。したがって、減算器１４６からの出力は、図３（ａ）の最右図に示すような波形になる。この減算結果がスイッチ１４１へ出力されると、繰り返し処理の初回の動作が完了する。

なお、パイロット伝搬路特性が求められているＫ個の点についてのみ減算を行うためには、例えば正弦波発生部１４５と減算器１４６との間に図示しないスイッチを設ける構成とすれば良い。このスイッチは、例えば、スイッチ１４１から減算器１４６へ直接出力される信号に基づいて、パイロット伝搬特性が求められているＫ個の点を検知するようになっている。

図３（ｂ）は、繰り返し処理の２回目の動作を示す図である。

繰り返し処理の２回目の動作においては、スイッチ１４１は、端子１４１ｂ側へ接続されており、繰り返し処理の初回の動作において減算器１４６から出力される減算結果がフーリエ変換部１４２および減算器１４６へ入力される。この減算結果は、図３（ｂ）の最左図に示すような波形を有している。

そして、フーリエ変換部１４２によって、フーリエ変換が行われ、減算結果の周波数成分ごとの複素振幅が算出される。この算出結果の電力は、例えば図３（ｂ）の左から２番目の図のようになる。算出結果は、フーリエ変換部１４２から最大値検出部１４３へ出力される。

そして、最大値検出部１４３によって、電力の最大値が検出され、最大値に対応する複素振幅が乗算器１４４へ出力されるとともに、最大値に対応する周波数が正弦波発生部１４５へ出力される。ここでは、図３（ｂ）の中央の図が示す周波数成分が最大の電力を有しているため、この周波数成分の複素振幅および周波数が最大値検出部１４３から出力される。

最大値検出部１４３から出力された複素振幅は、乗算器１４４によって、定数（Ｋ＋Ｎ）／Ｋが乗算された後に正弦波発生部１４５へ出力され、周波数は、直接正弦波発生部１４５へ出力される。

そして、正弦波発生部１４５にて、乗算器１４４から出力される複素振幅および最大値検出部１４３から出力される周波数の正弦波が発生する。ここでは、図３（ｂ）の左から４番目の図に示すような正弦波が発生する。発生した正弦波は、正弦波発生部１４５から減算器１４６および加算部１４７へ出力される。

加算部１４７へ出力された正弦波は、前回までに出力された正弦波と累積加算される。ここでは、初回の動作時に記憶された直流波に今回の正弦波が加算される。これにより、加算部１４７には、パイロット伝搬路特性において大きな割合を占める２つの周波数成分からなる波形が記憶されることになる。このとき、パイロット伝搬路特性の波形（図３（ａ）の最左図）がＫ個の点から形成されていたのに対し、加算部１４７に記憶される波形は、受信信号全体に渡っており、（Ｋ＋Ｎ）個の点から形成されたものとなる。

一方、減算器１４６へ出力された正弦波は、スイッチ１４１から直接減算器１４６へ出力された初回動作時の減算結果から減じられ、減算結果がスイッチ１４１の端子１４１ｂへ出力される。図３（ｂ）においては、最左図の波形から左から４番目の図の波形が減じられることになる。このとき、初回動作時と同様に、減算器１４６による減算は、パイロット伝搬路特性が求められているＫ個の点についてのみ行われる。したがって、減算器１４６からの出力は、図３（ｂ）の最右図に示すような波形になる。この減算結果がスイッチ１４１へ出力されると、繰り返し処理の２回目の動作が完了する。

以下、上記のような動作が繰り返されることにより、加算部１４７には、図４に示すような、パイロット伝搬路特性が有する周波数成分からなる波形が形成されていくことになる。この波形は、パイロット伝搬路特性の外挿近似によって得られた、受信信号全体の伝搬路特性に他ならない。

本実施の形態においては、Ｋ個の点からなるパイロット伝搬路特性から、（Ｋ＋Ｎ）個の点からなる受信信号全体の伝搬路特性を外挿近似によって求めている。すなわち、図３（ａ）から明らかなように、Ｋ個の標本点の左右両側にあるそれぞれＮ／２個の点に関しては、標本点に挟まれているようなことがなく、標本となる信号が少ない区間端部であると言える。しかし、本実施の形態においては、標本点の波形をフーリエ変換して周波数領域における近似を行うことにより、上記区間端部においても正確な外挿近似を行うことが可能となっている。

そして、繰り返し処理が完了すると、加算部１４７から等化部１６０へ受信信号全体の伝搬路特性が出力される。繰り返し処理が完了するタイミングとしては、繰り返し処理の回数が所定回数に達した場合に完了しても良く、また、減算器１４６から出力される減算結果と所定の閾値とを比較し、減算結果が所定の閾値以下となった場合に完了しても良い。

受信信号全体の伝搬路特性が出力された後、等化部１６０によって、受信信号の等化が行われ、判定部１７０によって、等化後の受信信号の硬判定が行われ、受信データが得られる。

このように、本実施の形態によれば、標本となる信号をフーリエ変換し、最大電力を有する周波数成分を抽出し、この周波数成分に対応する正弦波を発生させ、発生した正弦波を標本となる信号から減算し、減算結果を標本となる信号として以上の動作を繰り返すとともに、発生する正弦波を累積加算していくため、標本となる信号から周波数領域における近似を行って、正確な近似信号を生成することができ、標本となる信号が少ない周波数方向または時間方向の区間端部においても補間精度を向上させることができる。

なお、本実施の形態においては、最大値検出部１４３によって、最大の電力を有する周波数成分を１つ抽出する構成としたが、本発明はこれに限定されず、例えば電力が大きいものから２つ以上の周波数成分を同時に抽出し、１回の繰り返し処理の過程で２つ以上の正弦波を発生させるようにしても良い。このようにすることで、繰り返し処理の回数を比較的少なくしても、高精度の近似信号を生成することができる。特に、本発明をＤＳＰ（Digital Signal Processor）などで実現する場合には、周波数成分の抽出を適応的に制御することが容易であるため、繰り返し処理の回数に応じて抽出条件を変更することもできる。

また、本実施の形態においては、外挿近似を例にとって説明したが、内挿近似を行う場合や２つの近似を同時に行う場合についても、全く同様の処理で精度の高い近似信号を生成することができる。このような場合、乗算器１４４において乗算される定数は、標本点数Ｌ、内挿近似する点数Ｏ、および外挿近似する点数Ｐを用いて、（Ｌ＋Ｏ＋Ｐ）／Ｌと表すことができる。

（実施の形態２）
本発明の実施の形態２の特徴は、フーリエ変換後に、最大の電力を有する周波数成分の複素振幅を周波数ごとに累積しておき、繰り返し処理の終了後にまとめて正弦波を発生させる点である。

図５は、実施の形態２に係る近似信号生成部１４０の内部構成を示すブロック図である。同図において、図２に示す近似信号生成部１４０と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図５に示す近似信号生成部１４０は、スイッチ１４１、フーリエ変換部１４２、最大値検出部１４３、乗算器１４４、正弦波発生部１４５、減算器１４６、累積部２０１、正弦波発生部２０２、および加算部２０３を有している。

累積部２０１は、最大値検出部１４３によって抽出された周波数成分の周波数ごとに、乗算器１４４による定数乗算後の複素振幅を累積する。すなわち、累積部２０１は、パイロット伝搬路特性に含まれる周波数ごとに、近似を行った場合の複素振幅を累積していく。なお、最大値検出部１４３によって抽出された周波数成分が、減算器１４６によって標本となる信号から減算されていくが、繰り返し処理の回数が多くなると、一度減算された周波数成分が再び最大値検出部１４３によって抽出されることもある。

正弦波発生部２０２は、繰り返し処理が完了すると、周波数ごとに累積部２０１に累積された複素振幅を有する正弦波をそれぞれ発生させ、加算部２０３へ出力する。正弦波発生部２０２は、累積部２０１に周波数ごとの複素振幅が累積されているため、各周波数の正弦波を１回ずつ発生させるだけで済む。

加算部２０３は、正弦波発生部２０２にて発生した周波数ごとの正弦波を加算し、受信信号全体の伝搬路特性を等化部１６０へ出力する。

次いで、上記のように構成された近似信号生成部１４０の動作について説明する。

繰り返し処理の初回の動作においては、実施の形態１と同様に、スイッチ１４１は、端子１４１ａ側へ接続されており、伝搬路特性算出部１３０から出力されるパイロット伝搬路特性がフーリエ変換部１４２および減算器１４６へ入力される。これ以降、スイッチ１４１は、端子１４１ｂ側へ接続され、スイッチ１４１から減算器１４６によってループ回路が形成される。

以下、実施の形態１と同様に、フーリエ変換部１４２によって、パイロット伝搬路特性の周波数成分ごとの複素振幅が算出され、最大値検出部１４３によって、複素振幅の電力の最大値に対応する周波数成分が抽出される。抽出された周波数成分の周波数は正弦波発生部１４５および累積部２０１へ通知されるとともに、複素振幅は乗算器１４４によって定数が乗算された後に正弦波発生部１４５および累積部２０１へ出力される。

そして、累積部２０１によって、通知された周波数ごとに出力された複素振幅が累積される。ここでは、繰り返し処理の初回であるため、通知された周波数に対応づけて複素振幅が記憶されるのみである。

一方、正弦波発生部１４５にて、乗算器１４４から出力される複素振幅および最大値検出部１４３から出力される周波数の正弦波が発生する。発生した正弦波は、減算器１４６へ出力される。

そして、減算器１４６によって、スイッチ１４１から直接入力されたパイロット伝搬路特性から、正弦波発生部１４５から入力された正弦波が減算され、減算結果がスイッチ１４１の端子１４１ｂへ出力される。なお、このときの減算は、実施の形態１と同様に、パイロット伝搬路特性が求められている点についてのみ行われる。これにより、繰り返し処理の初回の動作が完了する。

繰り返し処理の２回目の動作においては、スイッチ１４１は、端子１４１ｂ側へ接続されており、繰り返し処理の初回の動作において減算器１４６から出力される減算結果がフーリエ変換部１４２および減算器１４６へ入力される。

そして、実施の形態１と同様に、フーリエ変換部１４２によって、減算結果の周波数成分ごとの複素振幅が算出され、最大値検出部１４３によって、複素振幅の電力の最大値に対応する周波数成分が抽出される。抽出された周波数成分の周波数は正弦波発生部１４５および累積部２０１へ通知されるとともに、複素振幅は乗算器１４４によって定数が乗算された後に正弦波発生部１４５および累積部２０１へ出力される。

そして、累積部２０１によって、通知された周波数ごとに出力された複素振幅が累積される。ここでは、通知された周波数が初回動作時と同じであれば、初回動作時に記憶された複素振幅に今回出力された複素振幅が加算され、通知された周波数が初回動作時と異なれば、今回通知された周波数に対応づけて複素振幅が新たに記憶される。

一方、正弦波発生部１４５にて、乗算器１４４から出力される複素振幅および最大値検出部１４３から出力される周波数の正弦波が発生する。発生した正弦波は、減算器１４６へ出力される。

そして、減算器１４６によって、スイッチ１４１から直接入力された初回動作時の減算結果から、正弦波発生部１４５から入力された正弦波が減算され、減算結果がスイッチ１４１の端子１４１ｂへ出力される。なお、このときの減算は、実施の形態１と同様に、パイロット伝搬路特性が求められている点についてのみ行われる。これにより、繰り返し処理の２回目の動作が完了する。

以下、上記のような動作が繰り返されることにより、累積部２０１には、パイロット伝搬路特性が有する周波数成分ごとの複素振幅が累積されていくことになる。そして、繰り返し処理が完了すると、正弦波発生部２０２にて、各周波数について累積部２０１に累積された複素振幅の正弦波が発生する。上述したように、累積部２０１によって複素振幅が周波数ごとに累積されているため、正弦波発生部２０２における正弦波の発生は、それぞれの周波数について１回ずつで良い。発生した周波数ごとの正弦波は、加算部２０３によって加算され、受信信号全体の伝搬路特性として等化部１６０へ出力される。

このように、本実施の形態によれば、標本となる信号をフーリエ変換し、最大電力を有する周波数成分を抽出し、この周波数成分に対応する正弦波を発生させ、発生した正弦波を標本となる信号から減算し、減算結果を標本となる信号として以上の動作を繰り返すとともに、抽出された周波数成分の複素振幅を累積し、繰り返し処理の完了時点で、周波数ごとに累積された複素振幅の正弦波を発生させて加算するため、標本となる信号から周波数領域における近似を行って、正確な近似信号を生成することができ、標本となる信号が少ない周波数方向または時間方向の区間端部においても補間精度を向上させることができる。

なお、本実施の形態において、図６に示すように、正弦波発生部２０２および加算部２０３に代えて逆フーリエ変換部３０１を設けることもできる。繰り返し処理の完了時には、累積部２０１には、所望の近似信号の周波数成分が記憶されていることになるため、逆フーリエ変換（逆離散フーリエ変換、または逆高速フーリエ変換など）することにより、近似信号を生成することができる。このように逆フーリエ変換を用いる場合には、高速に所望の近似信号を生成することができるとともに、回路規模の縮小を図ることができる。実際の装置構成においては、フーリエ変換部１４２と逆フーリエ変換部３０１とを別々に設ける必要はなく、１つの回路を共用するようにすれば良い。これにより、回路規模をさらに縮小することができる。

（実施の形態３）
本発明の実施の形態３の特徴は、繰り返し処理の完了時点で、パイロット伝搬路特性と近似信号との残差を近似信号に加算して出力する点である。

本実施の形態に係る受信装置の要部構成は実施の形態１（図１）と同様であるため、その説明を省略する。本実施の形態においては、近似信号生成部１４０の内部構成のみが実施の形態１と異なる。

図７は、実施の形態３に係る近似信号生成部１４０の内部構成を示すブロック図である。同図において、図２に示す近似信号生成部１４０と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図７に示す近似信号生成部１４０は、スイッチ１４１、フーリエ変換部１４２、最大値検出部１４３、乗算器１４４、正弦波発生部１４５、減算器１４６、加算部１４７、スイッチ４０１、および加算器４０２を有している。

スイッチ４０１は、スイッチ１４１から減算器１４６によって形成されるループ回路が繰り返し処理を行っている間は接続されておらず、繰り返し処理が完了した時点で接続される。すなわち、スイッチ４０１は、繰り返し処理が完了した時点で、減算器１４６の減算結果を出力する。この時点での減算結果は、パイロット伝搬路特性と加算部１４７によって生成される受信信号全体の伝搬路特性とのパイロット伝搬路特性部分における残差に相当する。

加算器４０２は、繰り返し処理の完了時にスイッチ４０１から出力される残差を、加算部１４７から出力される近似信号に加算し、受信信号全体の伝搬路特性として等化部１６０へ出力する。残差を近似信号に加算することにより、受信信号全体の伝搬路特性のうち、パイロット伝搬路特性の部分については、実際に伝搬路特性算出部１３０によって算出された伝搬路特性に等しくなる。

次いで、上記のように構成された近似信号生成部１４０の動作について説明する。なお、本実施の形態においては、繰り返し処理の完了までの動作は実施の形態１と同様であるため、その説明を省略する。

繰り返し処理が完了すると、スイッチ４０１が接続され、減算器１４６から繰り返し処理の最終回における減算結果が加算器４０２へ出力される。この減算結果は、繰り返し処理中に正弦波発生部１４５にて発生した正弦波を累積しても再現できないパイロット伝搬路特性の周波数成分を含む残差である。

そして、同時に、加算部１４７によって正弦波が累積加算されて得られた近似信号が加算器４０２へ出力され、上記の残差と加算される。これにより、受信信号全体の伝搬路特性のうち、パイロット伝搬路特性に対応する点に関しては、伝搬路特性算出部１３０によって算出されたパイロット伝搬路特性そのものに等しくなった上で、この伝搬路特性が等化部１６０へ出力される。

よって、等化部１６０へ出力される伝搬路特性は、より正確なものとなり、等化の精度を向上させることができる。

図８は、実施の形態３に係る近似信号生成部１４０の他の内部構成を示すブロック図である。同図において、図６に示す近似信号生成部１４０と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図８に示す近似信号生成部１４０は、スイッチ１４１、フーリエ変換部１４２、最大値検出部１４３、乗算器１４４、正弦波発生部１４５、減算器１４６、累積部２０１、逆フーリエ変換部３０１、およびスイッチ４０１ａを有している。

スイッチ４０１ａは、スイッチ１４１から減算器１４６によって形成されるループ回路が繰り返し処理を行っている間は接続されておらず、繰り返し処理が完了した時点で接続される。すなわち、スイッチ４０１ａは、繰り返し処理が完了した時点で、フーリエ変換部１４２によって得られる周波数成分ごとの複素振幅を出力する。この時点での各周波数成分は、パイロット伝搬路特性と逆フーリエ変換部３０１によって生成される受信信号全体の伝搬路特性とのパイロット伝搬路特性部分における残差に相当する。

次いで、上記のように構成された近似信号生成部１４０の動作について説明する。なお、本実施の形態においては、繰り返し処理の完了までの動作は実施の形態２と同様であるため、その説明を省略する。

繰り返し処理が完了すると、スイッチ４０１ａが接続され、フーリエ変換部１４２から繰り返し処理の最終回における各周波数成分の電力が累積部２０１へ出力される。これらの各周波数成分の電力は、繰り返し処理中に正弦波発生部１４５にて発生した正弦波を累積しても再現できないパイロット伝搬路特性の周波数成分を含む残差である。

このとき、累積部２０１には、繰り返し処理中において累積された、周波数ごとの複素振幅が記憶されているが、繰り返し処理完了時には、スイッチ４０１ａから出力される残差がさらに累積される。

そして、残差が累積されると累積結果は、逆フーリエ変換部３０１へ出力され、逆フーリエ変換が行われることにより、受信信号全体の伝搬路特性が求められる。ここで、累積部２０１の累積結果には残差も含まれているため、受信信号全体の伝搬路特性は、より正確なものとなり、等化部１６０における等化の精度を向上させることができる。

このように、本実施の形態によれば、パイロット伝搬路特性を周波数領域で近似し、近似しきれずに残った残差を近似信号に加算するため、近似によって得られる受信信号全体の伝搬路特性の精度を向上させることができ、ひいては、伝搬路特性を用いる等化処理の精度を向上させることができる。

（実施の形態４）
本発明の実施の形態４の特徴は、電力が大きい周波数成分に対応する正弦波を繰り返し発生させるのではなく、電力が所定の閾値以上である周波数成分に対応する正弦波を同時に発生させる点である。

本実施の形態に係る受信装置の要部構成は実施の形態１（図１）と同様であるため、その説明を省略する。本実施の形態においては、近似信号生成部１４０の内部構成のみが実施の形態１と異なる。

図９は、実施の形態４に係る近似信号生成部１４０の内部構成を示すブロック図である。同図において、図２に示す近似信号生成部１４０と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図９に示す近似信号生成部１４０は、スイッチ１４１、フーリエ変換部１４２、乗算器１４４、正弦波発生部１４５、減算器１４６、加算部１４７、および閾値比較部５０１を有している。

閾値比較部５０１は、フーリエ変換の結果得られた周波数成分ごとの複素振幅の電力を所定の閾値と比較し、電力が所定の閾値以上である周波数成分について周波数と複素振幅を出力する。具体的には、閾値比較部５０１は、電力が所定の閾値以上である周波数成分の周波数を正弦波発生部１４５へ出力し、複素振幅を乗算器１４４へ出力する。

次いで、上記のように構成された近似信号生成部１４０の動作について説明する。

本実施の形態においては、繰り返し処理中に、フーリエ変換部１４２によってフーリエ変換が行われると、閾値比較部５０１によって、周波数成分ごとの電力が所定の閾値と比較される。そして、電力が所定の閾値以上である周波数成分が抽出され、この周波数成分の周波数および複素振幅がすべて出力される。

その後は、実施の形態１と同様に、閾値比較部５０１によって抽出された周波数成分に対応する正弦波が正弦波発生部１４５にて発生し、加算部１４７によって累積加算される。

繰り返し処理が完了すると、加算部１４７から等化部１６０へ受信信号全体の伝搬路特性が出力される。受信信号全体の伝搬路特性が出力された後、等化部１６０によって、受信信号の等化が行われ、判定部１７０によって、等化後の受信信号の硬判定が行われ、受信データが得られる。

このように、本実施の形態によれば、標本となる信号をフーリエ変換し、所定の閾値以上の電力を有する周波数成分をすべて同時に抽出し、この周波数成分に対応する正弦波を発生させ、発生した正弦波を標本となる信号から減算し、減算結果を標本となる信号として以上の動作を繰り返すとともに、発生する正弦波を累積加算していくため、標本となる信号から周波数領域における近似を行って、正確な近似信号を生成することができ、標本となる信号が少ない周波数方向または時間方向の区間端部においても補間精度を向上させることができる。また、所定の閾値以上の電力を有する周波数成分をすべて同時に抽出するため、繰り返し処理の回数を少なくして、高速に受信信号全体の伝搬路特性を求めることができる。

（実施の形態５）
本発明の実施の形態５の特徴は、標本となる信号の近似によって得たい点に対応する部分にあらかじめゼロを挿入しておく点である。

本実施の形態に係る受信装置の要部構成は実施の形態１（図１）と同様であるため、その説明を省略する。本実施の形態においては、近似信号生成部１４０の内部構成のみが実施の形態１と異なる。

図１０は、実施の形態５に係る近似信号生成部１４０の内部構成を示すブロック図である。同図において、図２に示す近似信号生成部１４０と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図１０に示す近似信号生成部１４０は、スイッチ１４１、フーリエ変換部１４２、最大値検出部１４３、乗算器１４４、正弦波発生部１４５、減算器１４６、加算部１４７、内挿部分ゼロ挿入部６０１、および外挿部分ゼロ挿入部６０２を有している。

内挿部分ゼロ挿入部６０１は、標本となるパイロット伝搬路特性の点の間であって、近似によって求めたい点にゼロを挿入する。すなわち、内挿部分ゼロ挿入部６０１は、内挿によって補間すべき点にゼロを挿入する。

外挿部分ゼロ挿入部６０２は、標本となるパイロット伝搬路特性が存在する区間外であって、近似によって求めたい点にゼロを挿入する。すなわち、外挿部分ゼロ挿入部６０２は、外挿によって補間すべき点にゼロを挿入する。

次いで、上記のように構成された近似信号生成部１４０の動作について、具体的に説明する。以下の説明では、図３（ａ）の最左図に示したように、パイロット伝搬路特性の点が所定の区間内にＫ個存在し、これらのＫ個の点の間をそれぞれＭ個の点で内挿近似するとともに、パイロット伝搬路特性が存在する区間外をＭＮ個の点で外挿近似する場合を考える。したがって、最終的な近似信号においては、パイロット伝搬路特性の区間内にＭＫ個の点が存在し、パイロット伝搬路特性の区間外にＭＮ個の点が存在することになる。

パイロット伝搬路特性に対応するＫ個の点が内挿部分ゼロ挿入部６０１に入力されると、内挿部分ゼロ挿入部６０１によって、これらＫ個の点の間に、Ｍ個の点からパイロット伝搬路特性の点そのものを除外した（Ｍ−１）個のゼロが挿入される。これにより、パイロット伝搬路特性の区間内に、パイロット伝搬路特性そのものとゼロとがＫＭ個並べられた信号が形成される。

そして、外挿部分ゼロ挿入部６０２によって、パイロット伝搬路特性の区間外にＭＮ個のゼロが挿入される。ここで、区間外に挿入されるゼロの個数は、パイロット伝搬路特性の区間の両側で同じ個数、またはいずれか一方の側が１つ多い個数であることが望ましい。

このようにして得られたＭ（Ｋ＋Ｎ）個の点からなる信号がスイッチ１４１の端子１４１ａへ入力され、以下、実施の形態１と同様に、繰り返し処理が行われ、受信信号全体の伝搬路特性が求められる。なお、乗算器１４４によって乗算される定数は、Ｍ（Ｋ＋Ｎ）／Ｋとなる。

本実施の形態においては、内挿部分および外挿部分にゼロが挿入されているため、フーリエ変換部１４２によってフーリエ変換が行われると、Ｍ個の折り返し成分が生じることになる。したがって、最大値検出部１４３によって電力が最大の周波数成分を抽出する際には、最大値検出の対象範囲が（Ｋ＋Ｎ）個の幅の区間に限られ、通常であれば、０から（Ｋ＋Ｎ）／２と、｛Ｍ（Ｋ＋Ｎ）−（Ｋ＋Ｎ）／２｝からＭ（Ｋ＋Ｎ）との範囲に限られる。

このため、最大値検出において、折り返し成分における電力を無視することができ、対象範囲を狭めることで演算処理の高速化を図ることができる。

以上説明した図１０における内挿部分ゼロ挿入部６０１および外挿部分ゼロ挿入部６０２を実施の形態２で説明した図５または図６の構成と組み合わせることにより、正弦波発生部１４５は、ゼロが挿入された点に対応する正弦波を発生させる必要がなくなり、演算処理を簡略化することができる。

図１１は、実施の形態５に係る近似信号生成部１４０の他の内部構成を示すブロック図である。同図において、図５および図１０に示す近似信号生成部１４０と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図１１に示す近似信号生成部１４０は、スイッチ１４１、フーリエ変換部１４２、最大値検出部１４３、乗算器１４４、正弦波発生部１４５、減算器１４６、累積部２０１、正弦波発生部２０２、加算部２０３、外挿部分ゼロ挿入部６０２、および乗算器７０１を有している。

乗算器７０１は、累積部２０１から累積結果が出力される際に、内挿近似する点の数（図１１ではＭで示す）で累積結果の周波数を除算する。本実施の形態においては、外挿部分ゼロ挿入部６０２のみを設けることにより、内挿近似より先に外挿近似を行っている。したがって、繰り返し処理においては、（Ｋ＋Ｎ）個の点に関する外挿近似が行われている。そして、正弦波発生部２０２にて正弦波が発生する際に、内挿近似も同時に行われるようになっている。このため、正弦波発生部２０２からは、内挿近似されることによって増加した点も出力されることになる。この点の増加に対応して、乗算器７０１は、あらかじめ内挿近似する点の数で累積結果の周波数を除算しておく。

このように、外挿部分ゼロ挿入部６０２だけを設け、最終的な正弦波発生時に周波数を内挿近似する点の数で除算することにより、繰り返し処理を（Ｋ＋Ｎ）個の点に関してのみ行えば良く、図１０に示した近似信号生成部１４０より少ない演算量で同様の近似を行うことができる。

図１１のように、外挿部分ゼロ挿入部６０２のみを設ける構成としては、他に例えば図１２のようにしても良い。

図１２においては、図１１の累積部２０１から加算部２０３に代えて、加算部１４７、ゼロ挿入部８０１、フーリエ変換部８０２、窓がけ部８０３、および逆フーリエ変換部８０４を設けている。

図１２に示す近似信号生成部１４０では、加算部１４７からは、パイロット伝搬路特性および外挿部分に対応する（Ｋ＋Ｎ）個の点が出力される。そして、ゼロ挿入部８０１によって、（Ｋ＋Ｎ）個の点それぞれの間に、内挿部分に対応する（Ｍ−１）個のゼロが挿入される。これにより、点の数はＭ（Ｋ＋Ｎ）個となり、これらの点がフーリエ変換部８０２によってフーリエ変換される。

このとき、ゼロ挿入部８０１によって、点の間に（Ｍ−１）個のゼロが挿入されているため、フーリエ変換が行われると、Ｍ個の折り返し成分が生じることになる。この折り返し成分を無視するために、窓がけ部８０３によって、窓がけが行われる。窓がけの範囲としては、０から（Ｋ＋Ｎ）／２と、｛Ｍ（Ｋ＋Ｎ）−（Ｋ＋Ｎ）／２｝からＭ（Ｋ＋Ｎ）とするのが望ましいが、これに限定されるものではなく、（Ｋ＋Ｎ）個の連続する点であれば良い。

そして、窓がけの範囲外の点がすべてゼロに置き換えられた後、逆フーリエ変換部８０４によって、逆フーリエ変換が行われる。これにより、近似して得られた受信信号全体の伝搬路特性が出力される。

このように、本実施の形態によれば、標本となる信号の近似する部分にゼロを挿入した上で周波数領域における近似を行うため、窓がけなどの処理によって演算量を少なくすることができ、回路規模を縮小することができるとともに、より高速に近似信号を生成することができる。

上記各実施の形態は、種々組み合わせることができる。すなわち、例えば実施の形態３のように近似信号に残差を加算する構成と、信号の近似部分にあらかじめゼロを挿入しておく構成とを組み合わせることができる。

また、上記各実施の形態においては、受信装置において受信信号の伝搬路特性を近似する場合について説明したが、本発明はこれに限定されず、周波数方向または時間方向の近似信号生成に広く用いることができる。また、本発明は受信装置のみでなく、例えば単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ：Single Frequency Network）放送波中継に用いられる中継装置において、送信アンテナから受信アンテナへの回り込み特性を推定する場合などにも用いることができる。

なお、ＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるＳＰ信号は１シンボル中に１２サブキャリアごとに配置され、１シンボルごとに３サブキャリアずつシフトされる（図１３参照）。したがって、同じサブキャリアに着目すると４シンボルに１回の割合でＳＰ信号が配置される。

そこで、各シンボルからＳＰ信号を抽出し、サブキャリアの順序を守りながら、連続する４シンボル分のＳＰ信号を合成することで、３サブキャリアごとにＳＰ信号が得られることになる。ただし、このＳＰ信号は、４シンボル時間中の伝搬路変動を無視したものである。このように、複数シンボルを蓄積することで、周波数方向に挿入されているパイロット信号の間隔が狭まり、長時間遅延のマルチパス波が存在する場合にも伝搬路特性の推定が可能となる。

また、連続する４シンボルの蓄積以外にも、２シンボル間隔でＳＰ信号を抽出して合成することにより、３シンボル時間中の伝搬路変動を無視した、６サブキャリアごとのＳＰ信号が得られることとなる。この場合には、４シンボル蓄積した場合よりも周波数方向に挿入されているパイロット信号の間隔が広いものの、１シンボルのみで伝搬路特性を推定するよりは長時間遅延のマルチパス波に対応可能となる。

このように、複数シンボル分のＳＰ信号を蓄積した後に、ＳＰ信号に対応するパイロット伝搬路特性を算出し、上記各実施の形態で説明した近似信号生成部に入力すると、長時間遅延のマルチパス波が存在する伝搬路特性の推定も可能となる。

また、ＩＳＤＢ−Ｔ方式のように、常にパイロット信号が含まれている場合には、上記各実施の形態における繰り返し処理を複数シンボルに渡って実行しても良い。例えば、１シンボル時間中に実行可能な繰り返し処理の回数がＢ回に制限されるにも拘わらず、Ｂ回では十分な近似ができない場合、１シンボル当たりに実行する繰り返し処理の回数はＢ回に限定しておく。ただし、例えば図２の加算部１４７は、複数シンボルに渡る正弦波を累積しておく。これにより、受信シンボル数が増えるほど、実質的に繰り返し処理の回数が増えていくことと等価になり、近似精度が向上する。この場合、伝搬路変動への追従性が課題となるため、加算部１４７においては忘却係数などを導入するのが望ましい。

本発明に係る信号生成装置および信号生成方法は、標本となる信号が少ない周波数方向または時間方向の区間端部においても補間精度を向上させることができ、サンプリングによって得られた標本信号を内挿または外挿する信号生成装置および信号生成方法などに有用である。

本発明の実施の形態に係る受信装置の要部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係る近似信号生成部の内部構成を示すブロック図 実施の形態１に係る近似信号生成部の動作を説明するための図 実施の形態１に係る近似信号生成部によって生成される近似信号の例を示す図 本発明の実施の形態２に係る近似信号生成部の内部構成を示すブロック図 実施の形態２に係る近似信号生成部の他の内部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態３に係る近似信号生成部の内部構成を示すブロック図 実施の形態３に係る近似信号生成部の他の内部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態４に係る近似信号生成部の内部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態５に係る近似信号生成部の内部構成を示すブロック図 実施の形態５に係る近似信号生成部の他の内部構成を示すブロック図 実施の形態５に係る近似信号生成部のさらに他の内部構成を示すブロック図 マルチキャリア伝送におけるパイロット信号の配置例を示す図 シングルキャリア伝送におけるパイロット信号の配置例を示す図

符号の説明

１４１、４０１、４０１ａ スイッチ
１４２、８０２ フーリエ変換部
１４３ 最大値検出部
１４４、７０１ 乗算器
１４５、２０２ 正弦波発生部
１４６ 減算器
１４７、２０３ 加算部
２０１ 累積部
３０１、８０４ 逆フーリエ変換部
４０２ 加算器
５０１ 閾値比較部
６０１ 内挿部分ゼロ挿入部
６０２ 外挿部分ゼロ挿入部
８０１ ゼロ挿入部
８０３ 窓がけ部

Claims (15)

1. 入力信号を周波数成分ごとの信号に変換する変換手段と、
   前記周波数成分ごとの信号に対応する正弦波をそれぞれ発生させる発生手段と、
   発生した正弦波を用いて前記入力信号の近似信号を生成する生成手段と、
   を有することを特徴とする信号生成装置。
2. 前記発生手段は、
   前記周波数成分ごとの信号に対応する正弦波を所定数ずつ繰り返し処理によって発生させることを特徴とする請求項１記載の信号生成装置。
3. 前記発生手段は、
   前記周波数成分ごとの信号の複素振幅を周波数ごとに所定数ずつ繰り返し処理によって累積し、前記繰り返し処理の完了時に、累積された複素振幅の正弦波を周波数ごとに発生させることを特徴とする請求項１記載の信号生成装置。
4. 前記発生手段は、
   前記周波数成分ごとの信号のうち、電力が所定の閾値以上である信号に対応する正弦波を繰り返し処理によって発生させることを特徴とする請求項１記載の信号生成装置。
5. 前記発生手段は、
   前記周波数成分ごとの信号のうち、電力が最大である周波数成分を検出する最大値検出部と、
   検出された周波数成分の周波数および複素振幅に対応する正弦波を発生させる第１の正弦波発生部と、
   発生した正弦波を前記入力信号から減算する減算部と、を有し、
   前記減算部の減算結果を新たな入力信号として前記変換手段へ繰り返しフィードバックすることを特徴とする請求項１記載の信号生成装置。
6. 前記第１の正弦波発生部は、
   検出された周波数成分の複素振幅に所定の定数を乗算して前記正弦波の複素振幅を決定することを特徴とする請求項５記載の信号生成装置。
7. 前記発生手段は、
   前記最大値検出部によって検出された周波数成分に対応する複素振幅を周波数ごとに累積する累積部と、
   前記変換手段への繰り返しフィードバック完了時に、前記累積部によって累積された複素振幅の正弦波を周波数ごとに発生させる第２の正弦波発生部と、をさらに有し、
   前記第２の正弦波発生部にて発生した正弦波のみを前記生成手段へ出力することを特徴とする請求項５記載の信号生成装置。
8. 前記累積部は、
   前記最大値検出部によって検出された周波数成分の複素振幅に所定の定数を乗算して得られる複素振幅を周波数ごとに累積することを特徴とする請求項７記載の信号生成装置。
9. 前記生成手段は、
   前記発生手段にて発生した正弦波を加算する加算部、
   を有することを特徴とする請求項１記載の信号生成装置。
10. 前記生成手段は、
    前記周波数成分ごとの信号の複素振幅を周波数ごとに累積する累積部と、
    累積された周波数ごとの複素振幅を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、
    を有することを特徴とする請求項１記載の信号生成装置。
11. 前記生成手段によって生成された近似信号に前記入力信号と前記近似信号との誤差を加算する加算手段、をさらに有することを特徴とする請求項１記載の信号生成装置。
12. 前記入力信号が前記変換手段に入力される以前に、前記入力信号中の近似すべき部分にあらかじめゼロを挿入する挿入手段、をさらに有することを特徴とする請求項１記載の信号生成装置。
13. 請求項１から請求項１２のいずれかに記載の信号生成装置を有することを特徴とする受信装置。
14. 請求項１から請求項１２のいずれかに記載の信号生成装置を有することを特徴とする中継装置。
15. 入力信号を周波数成分ごとの信号に変換するステップと、
    前記周波数成分ごとの信号に対応する正弦波をそれぞれ発生させるステップと、
    発生した正弦波を用いて前記入力信号の近似信号を生成するステップと、
    を有することを特徴とする信号生成方法。

Images