JP4944106B2

JP4944106B2 - 受信機および伝搬路推定方法

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Publication number: JP4944106B2
Application number: JP2008517913A
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Inventors: 秀夫難波; 泰弘浜口; 晋平藤
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Description

本発明は、マルチキャリアシンボルを受信し、伝搬路推定を行なう受信機および復調方法に関する。

遅延プロファイルを求め伝搬路推定を行なう際の特性改善の一方法で、時間窓法と呼ばれる方法について説明する。時間窓法の一実施形態の構成概要は、次の通りである。受信機は、受信したＣＥ（ＣｈａｎｎｅｌＥｓｔｉｍａｔｉｏｎ）シンボルを高速フーリエ変換（ＦＦＴ：ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）し、時間軸信号から周波数軸信号に変換する。次に、受信ＣＥシンボルをＣＥシンボル送信時の符号で複素除算する。この複素除算はＣＥシンボルに使用している符号の振幅が１である場合複素共役を乗算する事で代用可能である。以下、ＣＥシンボルに使用する符号の振幅を１として、ＣＥシンボル送信時の符号の複素共役を生成し、生成した複素共役を高速フーリエ変換した受信ＣＥシンボルへ乗算し、伝搬路の周波数応答に変換する。

ここでの周波数応答の一例を図１２に示す。この段階の周波数応答は伝搬路の周波数応答に雑音、干渉を含んだものとなっている。この周波数応答を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：ＩｎｖｅｒｓｅＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）して時間軸信号に変換する。時間軸方向に変換した信号はインパルス応答すなわち遅延プロファイルであり、雑音、干渉を含んだものである。このインパルス応答の一例を図１３に示す。ＣＥシンボルによるインパルス応答は予め回線設計時に求められた時間、ガードインターバルに相当する時間内に集中し、他の区間には干渉や雑音成分が分布する。そこでインパルス応答が集中する区間、一般的にはガードインターバルに相当する時間内のデータのみを時間窓を利用して切り出し、干渉、雑音成分を低減する。時間窓処理されたインパルス応答の一例を図１４に示す。時間窓処理されたインパルス応答をＦＦＴ部１００５で周波数軸信号に変換すると干渉や雑音が低減された周波数応答が求まる。干渉や雑音が低減された周波数応答の一例を図１５に示す。

この時間窓法は時間窓により確実に一定量の干渉や雑音を削減できる優れた特性（伝搬路推定の特性、伝搬路推定の性能）があるが、ＦＦＴ／ＩＦＦＴ処理ポイント数と通信で使用するサブキャリア数が異なる環境で使用すると高ＳＮＲ（ＳｉｇｎａｌｔｏＮｏｉｓｅＲａｔｉｏ）域での伝搬路推定の特性が悪くなるという問題がある。以下、この問題について説明をする。

時間窓処理を周波数軸から見た場合、時間窓を掛けられる信号の周波数スペクトラムと時間窓の周波数スペクトラムの畳み込み処理となる。この様子を図１６から図１８に示す。図１６は時間窓を掛けられる信号のスペクトラム、図１７は時間窓の信号のスペクトラム、図１８は時間窓をかける信号と時間窓の信号を畳み込んだスペクトラムとなっている。図１８を見ると判るように信号が不連続となる帯域端に歪みが発生している。この歪みが高ＳＮＲ領域では問題になり伝搬路推定の特性（性能）を劣化させる。

この信号帯域端の歪みを軽減させる方法として、時間窓処理前に信号帯域外に外挿処理を行ない、その後時間窓処理を行なう方法がある。この外挿処理は未使用ポイント全てに行なう場合が最も効果が高いが、外挿する値が誤差を含む場合は信号帯域に歪みが発生し、伝搬路推定の特性が悪くなる。このような場合は未使用ポイント全てを外挿する必要はなく、信号帯域端付近の数ポイントのみに外挿するだけでも効果がある。これについて図１９を使用して説明する。図１９は、時間窓法を適用する受信信号のスペクトラムの補間の一例を示す図である。

図１９中、符号１４１０で示す振幅が時間窓法を適用する受信信号のスペクトラムの一例である。この信号のサブキャリア数（信号帯域）はＦＦＴ処理ポイント数（ＦＦＴ処理帯域）よりも少ないものとする。この信号に対して時間窓法を適用した時に発生する周波数方向の推定誤差を示したものが図１９中、符号１４２０で示す振幅である。推定誤差は信号帯域の帯域端に集中する。受信信号に対して信号帯域端付近の数ポイントに外挿処理を行なった場合の一例が図１９中、符号１４３０で示す振幅である。符号１４０１をつけた斜線部分が外挿部分である。このように外挿した信号に対し時間窓法を適用した時の周波数方向の推定誤差が図１９中、符号１４４０で示す振幅である。推定誤差は外挿部分も含めた信号帯域端に集中するため、実際に使用する信号帯域の誤差が低減することとなり、伝搬路推定の特性の悪化を防ぐことができる。

この外挿処理は直線補間が使用される事が多い。また、補間後の信号を滑らかに接続する処理を使用する場合もある（非特許文献１）。
電子情報通信学会２００６年総合大会Ｂ−５−９４仮想的な波形追加を用いたＯＦＤＭチャネル推定方法、２００６年３月８日、ｐ．４４７電子情報通信学会２００６年総合大会Ｂ−５−９３時間窓法による伝搬路推定時における歪に関する一検討、２００６年３月８日、ｐ．４４６

しかしながら、外挿処理を行なう際に伝搬路の遅延分散が大きい時は外挿部分の推定誤差が大きくなりやすい。遅延分散が小さい場合は周波数方向の変動が少ないため、帯域外の伝搬路を推定しても誤差が小さい。図２０に、遅延分散が小さい場合の外挿部分の推定誤差の一例を示す。実線は外挿処理した振幅、点線は伝搬路の振幅を示す。反対に遅延分散が大きい場合は周波数方向の変動が大きくなるため、信号帯域外の伝搬路を推定する時の誤差が大きくなりやすい。図２１に遅延分散が大きい場合の外挿部分の推定誤差の一例を示す。この誤差は信号帯域端から離れる程大きくなりやすく、外挿点が増えるほど誤差が多くなりやすいことを意味している。

外挿部分の誤差が大きい状態で時間窓法を適用すると、外挿部分の誤差による歪みが信号帯域内に影響し、伝搬路推定の特性が悪化してしまう。

また、遅延分散が大きい時の外挿部分の推定誤差の影響を軽減する技術として非特許文献２に示される遅延分散を推定して外挿数を変える方法がある。しかし、この方法は遅延分散を推定するために相関係数を求める必要があり、莫大な演算量が必要となる問題がある。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、マルチキャリアシンボルを受信する受信機において、信号が割り当てられた信号帯域端の歪みの発生を抑制する外挿処理を行なう受信機および伝搬路推定方法を提供することを目的とする。

（１）本発明に係る受信機は、既知符号で変調されたマルチキャリアシンボルを受信する受信機であって、前記マルチキャリアシンボルを高速フーリエ変換して、信号が割り当てられた信号帯域に含まれる各サブキャリアの第一の周波数情報を算出する高速フーリエ変換部と、前記既知符号で前記第一の周波数情報を複素除算して各サブキャリアの第二の周波数情報を算出する除算部と、前記第二の周波数情報に基づいて、補間する複数の情報が等振幅となる振幅値を算出し、この算出した振幅値を用いて、信号が割り当てられていない周波数の情報を補間する補間周波数情報を生成し、生成した補間周波数情報を前記第二の周波数情報へ補間して第三の周波数情報を算出するサブキャリア補間部と、前記第三の周波数情報を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、を備えることを特徴としている。

このように、本発明に係る受信機は、第二の周波数情報に基づいて、補間する複数の情報が等振幅となる振幅値を算出し、この算出した振幅値を用いて外挿するデータを算出することにより、外挿するデータの演算量を削減しつつ適切な外挿データを算出することが可能になる。これにより、信号帯域端のサブキャリアのデータと等振幅の振幅値を用いて外挿データを推定することにより、伝搬路推定の特性劣化を抑制することが可能になる。また、信号が割り当てられた信号帯域端の歪みの発生を抑制することができる。さらに、これら一連の処理に必要な演算量は、従来の技術に比べ非常に少ないものになっているため、処理の負荷を削減することができる。

（２）また、本発明に係る受信機において、前記サブキャリア補間部は、前記第二の周波数情報に基づいて、補完する複数の情報の位相差として、二つのサブキャリア間の信号点の位相差と等しくなる位相差を算出し、前記算出した振幅値および前記位相差を用いて、信号が割り当てられていない周波数の情報を補間する補間周波数情報を生成することを特徴としている。

このように、本発明に係る受信機は、前記第二の周波数情報に基づいて、補完する複数の情報の位相差として、二つのサブキャリア間の信号点の位相差と等しくなる位相差を算出し、前記振幅値および前記位相差を用いて外挿するデータを算出することにより、外挿するデータの演算量を削減しつつ適切な外挿データを算出することが可能になる。これにより、信号帯域端の複数のサブキャリアのデータにより形成される位相差と同じ位相差を用いて外挿データを推定することにより、伝搬路推定の特性劣化を抑制することが可能になる。また、信号が割り当てられた信号帯域端の歪みの発生を抑制することができる。さらに、これら一連の処理に必要な演算量は、従来の技術に比べ非常に少ないものになっているため、処理の負荷を削減することができる。

（３）また、本発明に係る受信機は、既知符号で変調されたマルチキャリアシンボルを受信する受信機であって、前記マルチキャリアシンボルを高速フーリエ変換して、信号が割り当てられた信号帯域に含まれる各サブキャリアの第一の周波数情報を算出する高速フーリエ変換部と、前記既知符号で前記第一の周波数情報を複素除算して各サブキャリアの第二の周波数情報を算出する除算部と、前記第二の周波数情報に基づいて、補間する複数の情報の位相差として、二つのサブキャリア間の信号点の位相差と等しくなる位相差を算出し、この算出した位相差を用いて、信号が割り当てられていない周波数の情報を補間する補間周波数情報を生成し、生成した補間周波数情報を前記第二の周波数情報へ補間して第三の周波数情報を算出するサブキャリア補間部と、前記第三の周波数情報を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、を備えることを特徴としている。

このように、本発明に係る受信機は、前記第二の周波数情報に基づいて、補間する複数の情報の位相差として、二つのサブキャリア間の信号点の位相差と等しくなる位相差を算出し、前記振幅値および前記位相差を用いて外挿するデータを算出することにより、外挿するデータの演算量を削減しつつ適切な外挿データを算出することが可能になる。これにより、信号帯域端の複数のサブキャリアのデータにより形成される位相差と同じ位相差を用いて外挿データを推定することにより、伝搬路推定の特性劣化を抑制することが可能になる。また、信号が割り当てられた信号帯域端の歪みの発生を抑制することができる。さらに、これら一連の処理に必要な演算量は、従来の技術に比べ非常に少ないものになっているため、処理の負荷を削減することができる。

（４）また、本発明に係る受信機において、前記サブキャリア補間部は、前記信号帯域端の信号点の値を前記補間周波数情報として算出することを特徴としている。

このように、前記サブキャリア補間部は、信号帯域端の信号点の値を用いることにより、補間するサブキャリアの伝搬路環境に近似する周波数情報に基づいて外挿データを算出することが可能になる。これにより、信号が割り当てられた信号帯域端の歪みの発生を抑制する。

（５）さらに、本発明に係る受信機において、前記サブキャリア補間部は、前記信号帯域端近傍のサブキャリアの信号点と他のサブキャリアの信号点間の傾きに基づいて、情報を補間するサブキャリアの数を補間数として決定し、決定した補間数のサブキャリアに補間する情報を前記補間周波数情報として生成することを特徴とする。

このように、前記サブキャリア補間部は、信号帯域端の信号点と他のサブキャリアの信号点とを用いて前記傾きを算出することにより、補間するサブキャリアの伝搬路環境に近似する周波数情報に基づいて外挿データを算出することが可能になる。これにより、信号が割り当てられた信号帯域端の歪みの発生を抑制する。

（６）本発明に係る受信機において、前記サブキャリア補間部は、前記第二の周波数情報から前記補間周波数情報を算出する基準となる情報を選択する選択部と、前記選択部が選択した情報に基づいて、前記振幅値を算出して補間周波数情報を生成する生成部と、生成した補間周波数情報を前記第二の周波数情報へ加算して第三の周波数情報を算出する加算部と、を備えることを特徴としている。

このように、前記サブキャリア補間部において、選択部は、伝搬路環境に基づいて、信号帯域端からどのくらい離れたサブキャリアの情報を選択するかを判断するとともに、前記第二の周波数情報から適切な情報を選択する。生成部は、選択部が選択した情報に基づいて、前記振幅値を算出して補間周波数情報を生成する。これにより、伝搬路推定の特性劣化を抑制するとともに、少ない演算量で適切な外挿処理を実施することが可能になる。

（７）本発明に係る受信機において、前記サブキャリア補間部は、前記第二の周波数情報から前記補間周波数情報を算出する基準となる情報と前記補間数を決定する基準となる情報とを選択する選択部と、前記選択部が選択した前記補間数を決定する基準となる情報に基づいて、前記傾きを算出して前記補間数を決定する補間数決定部と、前記選択部が選択した前記補間周波数情報を算出する基準となる情報に基づいて、前記決定した補間数に対応する前記振幅値を算出して補間周波数情報を生成する生成部と、生成した補間周波数情報を前記第二の周波数情報へ加算して第三の周波数情報を算出する加算部と、を備えることを特徴としている。

このように、前記サブキャリア補間部において、選択部は、伝搬路環境に基づいて、信号帯域端からどのくらいはなれたサブキャリアの情報を選択するかを判断して、補間数を決定するために必要なサブキャリアの周波数情報を選択すると共に、前記第二の周波数情報から適切な情報を選択する。選択部が選択する前記補間数を決定する基準となる情報と前記補間周波数情報を算出する基準となる情報とは結果的に同じ情報となることもあり得るし、初めから同じ情報を採用するようにしてもよい。これにより、伝搬路推定の特性劣化を抑制するとともに、少ない演算量で適切な外挿処理を実施することが可能になる。

（８）本発明に係る受信機において、前記サブキャリア補間部は、前記信号が割り当てられていない周波数の帯域を複数の領域に分割し、分割した領域の少なくとも一つについて、前記振幅値を用いて前記補間周波数情報を生成することを特徴としている。

このように、前記サブキャリア補間部は、外挿領域を複数の領域に分割し、その一部の領域に前記振幅値を用いた外挿方法を適用することで伝搬路推定の特性を改善することができる。分割した外挿領域は、前記振幅値、あるいは、その他の方法で算出する値を適切に組み合わせることにより、伝搬路特性の劣化を防ぐ外挿データを算出することができる。また、前記サブキャリア補間部は、補間数を決定することで、演算量を抑制するとともに、伝搬路推定の劣化を防ぐことができる。

（９）本発明に係る受信機は、既知符号で変調されたマルチキャリアシンボルを受信する受信機であって、前記マルチキャリアシンボルを高速フーリエ変換して、信号が割り当てられた信号帯域に含まれる各サブキャリアの第一の周波数情報を複素除算して各サブキャリアの第二の周波数情報を算出する除算部と、前記信号帯域端近傍のサブキャリアの信号点と他のサブキャリアの信号点間の傾きに基づいて、情報を補間するサブキャリアの数を補間数として決定し、決定した補間数のサブキャリアへ補間する情報を前記第二の周波数情報に補間して第三の周波数情報を算出するサブキャリア補間部と、前記第三の周波数情報を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部とを備えることを特徴とする。

このように、本発明に係る受信機によれば、補間数を決定することにより、伝搬路環境に応じて、外挿するデータの演算量を削減して外挿データを算出することが可能になる。これにより、適切な演算量で外挿データを算出することができるとともに、適切な補間数を選択することにより、伝搬路推定の特性劣化を抑制することが可能になる。また、信号が割り当てられた信号帯域端の歪みの発生を抑制することができる。さらに、これら一連の処理に必要な演算量は、従来の技術に比べ非常に少ないものになっているため、処理の負荷を削減することができる。

（１０）本発明に係る受信機において、前記サブキャリア補間部は、前記第二の周波数情報から前記補間数を決定する基準となる情報を選択する選択部と、前記選択部が選択した情報に基づいて、前記傾きを算出して前記補間数を決定する補間数決定部と、前記補間数の情報を算出して補間周波数情報を生成する生成部と、生成した補間周波数情報を前記第二の周波数情報へ加算して第三の周波数情報を算出する加算部と、を備えることを特徴とする。

このように、前記サブキャリア補間部において、選択部は、伝搬路環境に基づいて、信号帯域端からどのくらいはなれたサブキャリアの情報を選択するかを判断して、補間数を決定するために必要なサブキャリアの周波数情報を選択する。これにより、伝搬路推定の特性劣化を抑制するとともに、少ない演算量で適切な外挿処理を実施することが可能になる。

（１１）本発明に係る伝搬路推定方法は、既知符号で変調されたマルチキャリアシンボルを受信する受信装置の伝搬路推定方法であって、前記マルチキャリアシンボルを高速フーリエ変換して、信号が割り当てられた信号帯域に含まれる各サブキャリアの第一の周波数情報を算出し、前記既知符号で前記第一の周波数情報を複素除算して各サブキャリアの第二の周波数情報を算出し、前記第二の周波数情報に基づいて、＜１＞補間する複数の情報の振幅値が、等振幅となる振幅値を算出すること、＜２＞補完する複数の情報の位相差として、二つのサブキャリア間の信号点の位相差と等しくなる位相差を算出すること、の前記＜１＞または前記＜２＞の少なくとも一つを用いて、信号が割り当てられていない周波数の情報を補間する補間周波数情報を生成し、生成した補間周波数情報を前記第二の周波数情報へ補間して第三の周波数情報を算出し、前記第三の周波数情報を逆高速フーリエ変換することを特徴としている。

このように、本発明に係る伝搬路推定方法によれば、前記＜１＞または前記＜２＞のいずれか一方あるいは両方を用いて、外挿するデータを算出することにより、外挿するデータの演算量を削減しつつ適切な外挿データを算出することが可能になる。これにより、信号帯域端のサブキャリアのデータと等振幅、あるいは、信号帯域端の複数のサブキャリアのデータにより形成される位相差と同じ位相差を用いて外挿データを推定することにより、伝搬路推定の特性劣化を抑制することが可能になる。また、信号が割り当てられた信号帯域端の歪みの発生を抑制することができる。さらに、これら一連の処理に必要な演算量は、従来の技術に比べ非常に少ないものになっているため、処理の負荷を削減することができる。

（１２）本発明に係る伝搬路推定方法は、既知符号で変調されたマルチキャリアシンボルを受信する受信装置の伝搬路推定方法であって、前記マルチキャリアシンボルを高速フーリエ変換し、信号が割り当てられた信号帯域に含まれる各サブキャリアの第一の周波数情報を複素除算して各サブキャリアの第二の周波数情報を算出し、前記信号帯域端近傍のサブキャリアの信号点と他のサブキャリアの信号点間の傾きに基づいて、情報を補間するサブキャリアの数を補間数として決定し、決定した補間数のサブキャリアへ補間する情報を前記第二の周波数情報に補間して第三の周波数情報を算出し、前記第三の周波数情報を逆高速フーリエ変換することを特徴とする。

このように、本発明に係る伝搬路推定方法によれば、補間数を決定することにより、伝搬路環境に応じて、外挿するデータの演算量を削減して外挿データを算出することが可能になる。これにより、適切な演算量で外挿データを算出することができるとともに、適切な補間数を選択することにより、伝搬路推定の特性劣化を抑制することが可能になる。また、信号が割り当てられた信号帯域端の歪みの発生を抑制することができる。さらに、これら一連の処理に必要な演算量は、従来の技術に比べ非常に少ないものになっているため、処理の負荷を削減することができる。

本発明によれば、マルチキャリアシンボルを受信する受信機において、信号が割り当てられた信号帯域端の歪みの発生を抑制する外挿処理を提供することができる。これにより、伝搬路推定の特性の劣化を抑制することができる。

次に、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。各図面において同一の構成または機能を有する構成要素および相当部分には、同一の符号を付し、その説明は省略する。

信号帯域は、受信機が受信したマルチキャリアシンボルのうち、サブキャリアに信号（情報）が割り当てられた帯域である。

ＦＦＴ処理帯域は、ＦＦＴ／ＩＦＦＴにて処理される帯域で、信号帯域を内包する。また、以下の説明では、高速フーリエ変換と逆高速フーリエ変換とを用いて説明するが、本発明は、離散フーリエ変換、逆離散フーリエ変換であっても適用することが可能である。

（第１の実施形態）
第１の実施形態では、等振幅、等位相差で受信信号を外挿処理する。図１は、本発明に係る第１の実施形態の受信機の伝搬路推定に関係する構成部分の一例を示すブロック図である。受信機１００は、ＦＦＴ部（高速フーリエ変換部）１０１、符号乗算部１０２、サブキャリア補間部（補間部）１０３、ＩＦＦＴ部（逆高速フーリエ変換部）１０４、雑音除去部１０５、ＦＦＴ部１０６、複素共役部１０７、並びに、符号生成部１０８を備える。

受信機１００は、通信先より、既知の符号で変調されたマルチキャリアシンボルを受信し、所定の変換・同期処理を行ない（図１には示していない）、ＣＥ（ＣｈａｎｎｅｌＥｓｔｉｍａｔｉｏｎ）シンボルをＦＦＴ部１０１へ入力する。

ＦＦＴ部１０１は、受信したＣＥ信号を時間軸信号から周波数軸信号に変換する。変換した周波数軸信号は、サブキャリア毎の情報を示す第一の周波数情報となる。

符号生成部１０８は、送信側で送信したＣＥ信号に使用された既知の符号を生成する。

複素共役部１０７は、符号生成部１０８が生成した既知の符号の複素共役を生成する。

符号乗算部１０２は、複素共役部１０７にて生成されたＣＥシンボルの複素共役とＦＦＴ部１０１で変換された信号（第一の周波数情報）とを乗算し、伝搬路の周波数応答（第二の周波数情報）に変換する。本来は周波数応答を求めるためにはＣＥシンボルに使用する符号で複素除算を行なう必要があるが、本実施形態、並びに以下に記述する実施形態では演算量低減のためにＣＥシンボルに使用する符号の振幅を１として、複素除算を複素共役の乗算で代用して周波数応答が求めるものとする。この周波数応答は伝搬路の周波数応答に雑音、干渉を含んだものとなっている。符号乗算部１０２（乗算部）は、既知符号で第一の周波数情報を複素除算して各サブキャリアの第二の周波数情報を算出する除算部を代用するものである。

サブキャリア補間部１０３は、符号乗算部１０２が変換した周波数応答について帯域外の信号を外挿して補間周波数情報を算出し、算出した補間周波数情報を符号乗算部１０２が算出した周波数応答（第二の周波数情報）へ補間して信号帯域外の信号を外挿した周波数応答（第三の周波数情報）を算出する。

ＩＦＦＴ部１０４は、信号帯域外の信号を外挿した周波数応答（第三の周波数情報）を時間軸信号に変換する。

雑音除去部１０５は、時間軸信号に変換した周波数応答から時間窓を利用して干渉・雑音成分を除去する。ＩＦＦＴ部１０４で時間軸信号に変換した周波数応答の信号は、インパルス応答であり、雑音、干渉を含んだものである。ＣＥシンボルによるインパルス応答は予め回線設計時に求められた時間、ガードインターバルに相当する時間内に集中し、他の区間には干渉や雑音成分が分布する。そこで、雑音除去部１０５は、インパルス応答が集中する区間、一般的にはガードインターバルに相当する時間内のデータのみを時間窓を利用して切り出し、干渉、雑音成分を低減する。

ＦＦＴ部１０６は、時間窓処理されたインパルス応答を周波数軸信号に変換し、干渉や雑音が低減された周波数応答を求める。

次に、サブキャリア補間部１０３の動作を説明する。図２は、本実施形態のサブキャリア補間部１０３の構成例を示すブロック図である。図２に示すサブキャリア補間部１０３は、選択部２０１、生成部２０２、並びに、加算部２０３を備える。

選択部２０１は、符号乗算部１０２から入力された周波数応答から外挿信号を生成するために必要な信号を推定用データとして選択して生成部２０２に送る。

生成部２０２は、選択部２０１が選択した推定用データから信号帯域外の外挿データを推定（算出）し、補間周波数情報を生成する。

加算部２０３は、符号乗算部１０２から入力された周波数応答と、生成部２０２が生成した補間周波数情報（推定した信号帯域外の外挿データ）とを加算する。加算した結果を第三の周波数情報とする。

以下では、外挿点を増やした時に誤差が大きくなり過ぎないように全ての外挿点で振幅が一定となる信号を外挿する場合として、
（１）生成部２０２が補間する複数の情報が等振幅となる値を算出する場合、または、
（２）生成部２０２が補間する情報が二つのサブキャリア間の信号点の位相差を算出する場合、を説明する。なお、（１）、（２）の方法は、個別に実施してもよいし、両方を組み合わせて実施してもよい。一例として、振幅値が一定である信号として、信号帯域端の信号点の値をそのまま使用する方法と、信号帯域端の信号点の振幅値をそのまま保持し、更に信号帯域端での位相差を保持した値を外挿する方法の二種類について説明する。

まず、信号帯域端の値を使用して信号帯域外の外挿データを推定する場合を説明する。図３は、信号帯域端の値を使用して信号帯域外の外挿データを推定する一例を示す図である。図３では、ＦＦＴ／ＩＦＦＴポイントは−５１２〜５１１の１０２４ポイント、サブキャリア（信号帯域）が−３８４〜３８３の７６８ポイントに配置されている場合について示す。縦軸は振幅であり、横軸は、サブキャリアの番号であり、サブキャリア番号は、ＦＦＴ／ＩＦＦＴ処理する際のポイントを示す番号であるサブキャリア番号（ポイント番号）と同じである。

図３の実線で示した部分（帯域）が符号乗算部１０２からサブキャリア補間部１０３へ入力された周波数応答である。選択部２０１は、信号帯域端の信号−３８４と３８３の信号を選択して生成部２０２に送る。生成部２０２は−５１２〜−３８５に−３８４の信号の値を、３８４〜５１１に３８３の信号の値をセットした外挿データを作成する。作成した外挿データを図３に点線で示す。加算部２０３で入力された周波数応答と外挿データを合わせた補間後の周波数応答を作成する。補間後の周波数応答に対し、雑音除去部１０５で時間窓処理を行なう事によって、ＦＦＴ部１０６は歪みが軽減された伝搬路情報を得ることができる。

なお、図３では、未使用ポイント全てに外挿処理を行なった例を示しているが、サブキャリア補間部１０３は、未使用ポイントの一部、例えば−４４８〜−３８５と３８４〜４４７のみ外挿しても良い。遅延分散が非常に大きく周波数方向の変動が大きい場合は未使用ポイント全てに外挿を行なわない方が良い場合もある。また、図３では、外挿データは隣接するサブキャリアの値を用いたが、これに限られることはない。信号帯域端の複数のサブキャリアの振幅を平均した値を用いて外挿データを算出してもよいし、所定の値、信号帯域の所定のサブキャリアの値などを用いて外挿データを作成してもよい。例えば、信号帯域端に近い複数のサブキャリアの振幅の平均値であってもよい。

次に、信号帯域端での位相差を保持した値を外挿する方法について説明する。位相差を保持した値を外挿する場合は必ずしも等振幅である必要はないが、本実施形態では説明を容易にするために外挿値は等振幅である場合について説明する。ＦＦＴ／ＩＦＦＴポイントとサブキャリア配置は前述に従うものとする。図４は、信号帯域端での位相差を保持した値を使用して信号帯域外の外挿データを推定する一例を示す図である。横軸はＩ（実数成分）、縦軸はＱ（虚数成分）である。図４では信号帯域の片側、ポイント３８３側についてのみ記してある。実際には帯域の両側に処理を行なう必要がある。信号帯域の他端であるポイント−３８４についても図４と同様に処理することができる。

まず選択部２０１は推定用に信号帯域端の２点ずつ、３８２および３８３、−３８３および３８４を選択して生成部２０２に送る。生成部２０２での処理をポイント３８３側の処理から説明する。

最初にポイント３８２と３８３のデータから２点間の位相差を求める。この位相差をθとする。次に３８３のデータとθを利用してポイント３８４に外挿するデータを生成する。この点は振幅がポイント３８３と等しく、位相差がθ進んだ点で、複素平面上のポイント３８３に対して回転行列Ｒ

を乗じた値となる。

以下同様に、ポイント３８５としてポイント３８４からθ進んだ点を求め、更にポイント３８６、ポイント３８７、と順次計算し必要な外挿点を求める。ポイント−３８４側についても同様にポイント−３８４、ポイント−３８３間の位相差θ’を求め、同様に計算すればよい。

このようにして求めた外挿データは信号帯域に近い部分の誤差が少なく、また、遅延分散の影響を受けにくい伝搬路推定の特性となる。

今回は信号帯域端での位相差を求めるために信号帯域端の連続した２点を使用したが、不連続な２点を利用して位相差を求めたり、２点より多い点を利用して平均の位相差を求めたりして利用しても良い。また、図４では、等振幅としたため、各ポイントの値は、円上に存在している。

ここで、図５に一般的な直線補間と、帯域端の値を使用する同値補間、帯域端での位相差を維持する同位相差補間の伝搬路推定の特性例を示す。図５はこれらの伝搬路推定の特性をシミュレーションにより比較したデータで、ＳＮＲ＝３０ｄＢと比較的ＳＮＲが高く、遅延分散が４５０ｎＳと比較的大きい条件下で補間数を変えて伝搬路の推定精度を平均ベクトルエラー・ＥＶＭ（ＥｒｒｏｒＶｅｃｔｏｒＭａｇｎｉｔｕｄｅ）で評価したものである。図５のグラフでは、直線補間の結果を実線、同値補間の結果を点線、同位相差補間の結果を二点鎖線で示している。グラフから遅延分散の大きい状況では直線補間では補間数が多くなると補間部分の誤差が次第に増えて特性が悪くなること、同値補間は直線補間と異なり補間数が増えても特性が悪くならないこと、同位相差補間は同値補間よりも特性が良く、特に補間数が少ないところでの特性が良い事が判る。

このように、本実施形態によれば、信号帯域端のサブキャリアのデータと等振幅、あるいは、信号帯域端の複数のサブキャリアのデータにより形成される位相差と同じ値を用いて外挿データを推定することにより、伝搬路推定の特性劣化を抑制することが可能になる。これら一連の処理に必要な演算量は、従来の技術に比べ非常に少ないものになっているため、処理の負荷を削減することができる。

なお、本実施形態では、信号帯域端の位相差を同じ値にする場合については、等振幅とする場合を一例として説明したが、これに限られるわけではない。位相差を同じにし、振幅を減少（増加）させていく場合であってもよい。例えば、信号帯域端の振幅から振幅が零になるように減少（増加）させてもよい。

（第２の実施形態）
第２の実施形態では受信状況によって補間数を変える方法を説明する。前の実施形態中で説明したように伝搬路の遅延分散が大きい時は信号帯域から離れた点を推定して外挿しても推定値と実際の値の誤差が大きい場合があり、このような場合は外挿数を増やすと特性が悪くなってしまう。この状況を防ぐには遅延分散が大きい時は外挿数を減らし、遅延分散が小さいときは外挿数を増やせばよい。しかし、遅延分散を推定するためには周波数方向の相関係数を計算する等の非常に計算コストの高い処理が必要となる。本実施形態は外挿数を求めるために計算コストの非常に低い方法を説明する。

本実施形態は時間窓処理前の周波数応答信号の振幅の帯域端での傾きによって外挿数を変化させる。この処理の概要を図６、図７に示す。

外挿数を決める指標の傾きの求め方は様々な方法が考えられるが、本実施形態では外挿数を決める指標の傾きとして周波数応答信号の振幅の絶対値を利用して求めた傾きの絶対値を利用する。図６に遅延分散が小さく、信号帯域端での傾きが小さい場合の信号帯域の一例を示し、図７に遅延分散が大きく、信号帯域端での傾きが大きい場合の信号帯域の一例を示す。厳密に考えれば、遅延分散と傾きの大きさとには相関があるとは言い切れないが、信号帯域端付近の周波数方向の変動を表す値であるため外挿数を決める指標として十分に使用可能である。

以上の処理を実現する構成例について説明する。全体の構成は第１の実施形態の図１と同様であるが、サブキャリア補間部１０３の構成が異なる。図８は、本実施形態のサブキャリア補間部４００の構成例を示すブロック図である。本実施形態の受信機は、図１のサブキャリア補間部１０３に替えて図８に示すサブキャリア補間部４００によって本実施形態を実現する。図８に示すサブキャリア補間部４００は、選択部４０１、生成部４０２、加算部４０３、並びに、補間数決定部４０４を備える。

選択部４０１は、時間窓処理前の周波数応答信号から補間数（外挿数）決定に必要なデータと、信号帯域外の外挿データを推定するために必要なデータを選択（抽出）する。なお、補間数決定に必要なデータと外挿データを推定するために必要なデータとは、同じである場合、異なる場合のいずれもあり得る。

生成部４０２は、選択部４０１の出力から補間数決定部４０４が決めた補間数の外挿データを推定（算出）し、補間周波数情報を生成する。

加算部４０３は、符号乗算部１０２から入力された周波数応答と、生成部４０２が生成した補間数周波数情報（推定した信号帯域外の外挿データ）を加算する。加算した結果を第三の周波数情報とする。

補間数決定部４０４は、選択部４０１の出力から推定する外挿データの数（信号帯域を補間する補間数）を決定する。

第１の実施形態と同様の図３に示したサブキャリア配置（信号帯域）とした時の補間数決定部４０４の動作を説明する。選択部４０１は補間数決定部４０４にポイント３８３、３８２、−３８３、−３８４のサブキャリアのデータを入力する。補間数決定部４０４はポイント３８３、３８２の組み合わせと、ポイント−３８３、−３８４の組み合わせから振幅の傾きの絶対値を求める。ポイント間隔が１であるため、傾きの絶対値は

と減算処理と絶対値処理のみで求める事ができる。Ｐ_ｎ（ｎは、サブキャリア番号）は、サブキャリア番号ｎの振幅の値である。

補間数決定部４０４は、求めた傾きの絶対値の大きさによって補間数（外挿数）を決定する。適切な閾値を算出し、算出した閾値と比較することによって、傾きの絶対値が小さいほど補間数を多く、傾きの絶対値が大きいほど補間数を少なくすれば良い。適切な閾値はサブキャリア間隔、外挿方法などの他ブロックの構成に依存した値となる。生成部４０２は、補間数決定部４０４が決定した補間数の外挿データを信号帯域端から近いサブキャリア番号（ポイント番号）の順に値を算出して補間周波数情報を生成する。生成部４０２が使用する外挿方法は第１の実施形態に示したような方法でも直線補間でも良い。

図９に直線補間に本実施形態を適用した場合のシミュレーションの一例を示す。このシミュレーション結果はＳＮＲ＝３０ｄＢと比較的ＳＮＲの高い環境におけるものである。本実施形態を適用した場合は遅延分散が変化した場合にほぼ最適な外挿数を選択して良好な特性が維持できている事を示している。

このように、本実施形態によれば、信号帯域端の複数のサブキャリアのデータによって形成される傾きに基づいて外挿データの数を決定することにより、外挿時の伝搬路推定の特性劣化を抑制することができる。

なお、本実施形態では傾きを求めるために帯域端の連続した二点を使用したが、必ずしも連続している必要は無く、また傾きを求めるために使用する点を三点以上とし、これらの点から傾きの平均を求めても構わない。外挿数は両帯域の傾きそれぞれに合わせて決めても良く、またどちらか片側、例えば傾きの大きい（小さい）方に合わせた外挿数としても良い。

また、本実施形態では、補間数決定部４０４が信号帯域端のサブキャリアの信号点と他のサブキャリアの信号点の傾きに基づいて、補間する補間数を決定し、生成部４０２が決定した補間数の値を算出する場合を説明したが、生成部４０２が用いる外挿方法は、第１の実施形態で説明した二つの外挿方法のいずれか一つあるいは両方を用いる場合であってもよい。また、生成部４０２は、直線補間法などの他の外挿方法を用いてもよい。

（第３の実施形態）
第３の実施形態では、ＦＦＴ処理帯域と信号帯域との間の外挿領域を複数の領域に分けて異なる外挿方法を適用して外挿データを推定する。

まず、非特許文献１に開示されているＦＦＴ処理帯域と信号帯域との間の外挿領域を推定する一例を説明する。図１０は、ＦＦＴ処理帯域と信号帯域との間の外挿領域を推定する従来例を示す図である。信号帯域６０１の振幅を実線で示し、ＦＦＴ処理帯域６０２と信号帯域６０１との差となる外挿領域の振幅を点線で示している。

図１０に示す方法は、ＦＦＴ処理帯域６０２のうち信号帯域６０１の外側を直線補間６０３することを基本としている。ただし、ＦＦＴ処理帯域６０２の両端の振幅が零の点６０５にて帯域両側の外挿点が接続されるように外挿点を調整する。調整した結果を６０４に示す。

図１０に示す方法はＦＦＴ処理帯域６０２の両端で信号点が接続されるため、受信時と送信時でサンプリング点がずれた時に発生する歪みを低減する効果があるが、信号帯域から離れた外挿点の誤差が大きくなるため、遅延分散が大きい時に特性が悪化するという問題がある。

本実施形態は、図１０に示す方法と第１の実施形態または第２の実施形態で説明した外挿方法を組み合わせる事で遅延分散が大きい時の特性を改善するものである。図１１は、本実施形態におけるＦＦＴ処理帯域と信号帯域との間の外挿領域を推定する概要を示す図である。

本実施形態ではＦＦＴ処理帯域８０２中の信号帯域８０１以外の領域（外挿領域）を２つに分割して処理を行なう。外挿領域の分割は、例えば、生成部２０２、４０２で実施する。生成部２０２、４０２は、分割した領域について、異なる外挿方法を適用することができる。１つは信号帯域側（信号帯域に近い領域）の領域Ａで、もう一つはそれ以外の領域Ｂである。領域Ａに対して第１の実施形態で示した等振幅の外挿を行ない、領域Ｂでは領域Ａの両端の信号点をＦＦＴ処理帯域の両端の所定の一点８０３で接続するように外挿処理を行なう。領域Ａの外挿処理は第１の実施形態で示した方法であればどのような処理でも構わない。また、領域Ａの大きさは予め決められた所定の大きさでも、また第２の実施形態に示した方法で変化させても良い。領域Ｂの外挿方法は直線補間でも、非特許文献１に示してあるような予め決められた点を経由した外挿方法でも良い。

図１１に示すように領域を分割して外挿する事で領域Ａ内での遅延分散による影響を低減させ、かつ領域ＢでＦＦＴ処理帯域８０１の両端の信号点を接続する事でサンプリング点がずれた時の歪みを低減させる事ができるため、遅延分散の影響を低減しながらサンプリング点のずれに対応する事が可能となる。

このように外挿領域を複数の領域に分割し、その一部の領域に第１の実施形態で示した外挿方法を適用する事で伝搬路推定の特性を改善する事が可能である。

なお、本実施形態では外挿領域を２つに分割したが、これ以上に分割し、その中の一部に第１の実施形態で示した外挿方法を適用しても良い。

本発明に係る第１の実施形態の受信機の伝搬路推定に関係する構成部分の一例を示すブロック図である。第１の実施形態のサブキャリア補間部の構成例を示すブロック図である。信号帯域端の値を使用して信号帯域外の外挿データを推定する一例を示す図である。信号帯域端での位相差を保持した値を使用して信号帯域外の外挿データを推定する一例を示す図である。一般的な直線補間と、帯域端の値を使用する同値補間、帯域端での位相差を維持する同位相差補間の伝搬路推定の特性例を示す図である。遅延分散が小さく、信号帯域端での傾きが小さい場合の信号帯域の一例を示す図である。遅延分散が大きく、信号帯域端での傾きが大きい場合の信号帯域の一例を示す図である。第２の実施形態のサブキャリア補間部の構成例を示すブロック図である。直線補間に第２の実施形態を適用した場合のシミュレーションの一例を示す図である。ＦＦＴ処理帯域と信号帯域との間の外挿領域を推定する従来例を示す図である。第３の実施形態におけるＦＦＴ処理帯域と信号帯域との間の外挿領域を推定する概要を示す図である。周波数応答の一例を示す図である。インパルス応答の一例を示す図である。時間窓処理されたインパルス応答の一例を示す図である。干渉や雑音が低減された周波数応答の一例を示す図である。時間窓を掛ける信号のスペクトラムの一例を示す図である。時間窓のスペクトラムの一例を示す図である。時間窓をかける信号と時間窓の信号を畳み込んだスペクトラムの一例を示す図である。時間窓法を適用する受信信号のスペクトラムの補間の一例を示す図である。遅延分散が小さい場合の外挿部分の推定誤差の一例を示す図である。遅延分散が大きい場合の外挿部分の推定誤差の一例を示す図である。

符号の説明

１００受信機
１０１ＦＦＴ部（高速フーリエ変換部）
１０２符号乗算部
１０３サブキャリア補間部（補間部）
１０４ＩＦＦＴ部（逆高速フーリエ変換部）
１０５雑音除去部
１０６ＦＦＴ部
１０７複素共役部
１０８符号生成部
２０１、４０１選択部
２０２、４０２生成部
２０３、４０３加算部
４０４補間数決定部

Claims

既知符号で変調されたマルチキャリアシンボルを受信する受信機であって、
前記マルチキャリアシンボルを高速フーリエ変換して、信号が割り当てられた信号帯域に含まれる各サブキャリアの第一の周波数情報を算出する高速フーリエ変換部と、
前記既知符号で前記第一の周波数情報を複素除算して各サブキャリアの第二の周波数情報を算出する除算部と、
前記第二の周波数情報に基づいて、補間する複数の情報の振幅値が、等振幅となる振幅値を算出し、この算出した振幅値を用いて、信号が割り当てられていない周波数の情報を補間する補間周波数情報を生成し、生成した補間周波数情報を前記第二の周波数情報へ補間して第三の周波数情報を算出するサブキャリア補間部と、
前記第三の周波数情報を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、を備えることを特徴とする受信機。
前記サブキャリア補間部は、
前記第二の周波数情報に基づいて、補完する複数の情報の位相差として、二つのサブキャリア間の信号点の位相差と等しくなる位相差を算出し、前記算出した振幅値および前記位相差を用いて、信号が割り当てられていない周波数の情報を補間する補間周波数情報を生成することを特徴とする請求項１記載の受信機。
既知符号で変調されたマルチキャリアシンボルを受信する受信機であって、
前記マルチキャリアシンボルを高速フーリエ変換して、信号が割り当てられた信号帯域に含まれる各サブキャリアの第一の周波数情報を算出する高速フーリエ変換部と、
前記既知符号で前記第一の周波数情報を複素除算して各サブキャリアの第二の周波数情報を算出する除算部と、
前記第二の周波数情報に基づいて、補間する複数の情報の位相差として、二つのサブキャリア間の信号点の位相差と等しくなる位相差を算出し、この算出した位相差を用いて、信号が割り当てられていない周波数の情報を補間する補間周波数情報を生成し、生成した補間周波数情報を前記第二の周波数情報へ補間して第三の周波数情報を算出するサブキャリア補間部と、
前記第三の周波数情報を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、を備えることを特徴とする受信機。
前記サブキャリア補間部は、前記信号帯域端の信号点の値を前記補間周波数情報として算出することを特徴とする請求項１または請求項２記載の受信機。
前記サブキャリア補間部は、前記信号帯域端近傍のサブキャリアの信号点と他のサブキャリアの信号点間の傾きに基づいて、情報を補間するサブキャリアの数を補間数として決定し、決定した補間数のサブキャリアに補間する情報を前記補間周波数情報として生成することを特徴とする請求項１または請求項２記載の受信機。
前記サブキャリア補間部は、
前記第二の周波数情報から前記補間周波数情報を算出する基準となる情報を選択する選択部と、
前記選択部が選択した情報に基づいて、前記振幅値を算出して補間周波数情報を生成する生成部と、
生成した補間周波数情報を前記第二の周波数情報へ加算して第三の周波数情報を算出する加算部と、を備えることを特徴とする請求項１または請求項２記載の受信機。
前記サブキャリア補間部は、
前記第二の周波数情報から前記補間周波数情報を算出する基準となる情報と前記補間数を決定する基準となる情報とを選択する選択部と、
前記選択部が選択した前記補間数を決定する基準となる情報に基づいて、前記傾きを算出して前記補間数を決定する補間数決定部と、
前記選択部が選択した前記補間周波数情報を算出する基準となる情報に基づいて、前記決定した補間数に対応する前記振幅値を算出して補間周波数情報を生成する生成部と、
生成した補間周波数情報を前記第二の周波数情報へ加算して第三の周波数情報を算出する加算部と、を備えることを特徴とする請求項５記載の受信機。
前記サブキャリア補間部は、前記信号が割り当てられていない周波数の帯域を複数の領域に分割し、分割した領域の少なくとも一つについて、前記振幅値を用いて前記補間周波数情報を生成することを特徴とする請求項１または請求項２記載の受信機。
既知符号で変調されたマルチキャリアシンボルを受信する受信機であって、
前記マルチキャリアシンボルを高速フーリエ変換して、信号が割り当てられた信号帯域に含まれる各サブキャリアの第一の周波数情報を複素除算して各サブキャリアの第二の周波数情報を算出する除算部と、
前記信号帯域端近傍のサブキャリアの信号点と他のサブキャリアの信号点間の傾きに基づいて、情報を補間するサブキャリアの数を補間数として決定し、決定した補間数のサブキャリアへ補間する情報を前記第二の周波数情報に補間して第三の周波数情報を算出するサブキャリア補間部と、
前記第三の周波数情報を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、を備えることを特徴とする受信機。
前記サブキャリア補間部は、
前記第二の周波数情報から前記補間数を決定する基準となる情報を選択する選択部と、
前記選択部が選択した情報に基づいて、前記傾きを算出して前記補間数を決定する補間数決定部と、
前記補間数の情報を算出して補間周波数情報を生成する生成部と、
生成した補間周波数情報を前記第二の周波数情報へ加算して第三の周波数情報を算出する加算部と、を備えることを特徴とする請求項９記載の受信機。
既知符号で変調されたマルチキャリアシンボルを受信する受信装置の伝搬路推定方法であって、
前記マルチキャリアシンボルを高速フーリエ変換して、信号が割り当てられた信号帯域に含まれる各サブキャリアの第一の周波数情報を算出し、
前記既知符号で前記第一の周波数情報を複素除算して各サブキャリアの第二の周波数情報を算出し、
前記第二の周波数情報に基づいて、
（１）補間する複数の情報の振幅値が、等振幅となる振幅値を算出すること、
（２）補完する複数の情報の位相差として、二つのサブキャリア間の信号点の位相差と等しくなる位相差を算出すること、
の前記（１）または前記（２）の少なくとも一つを用いて、信号が割り当てられていない周波数の情報を補間する補間周波数情報を生成し、
生成した補間周波数情報を前記第二の周波数情報へ補間して第三の周波数情報を算出し、
前記第三の周波数情報を逆高速フーリエ変換することを特徴とする伝搬路推定方法。
既知符号で変調されたマルチキャリアシンボルを受信する受信装置の伝搬路推定方法であって、
前記マルチキャリアシンボルを高速フーリエ変換し、
信号が割り当てられた信号帯域に含まれる各サブキャリアの第一の周波数情報を複素除算して各サブキャリアの第二の周波数情報を算出し、
前記信号帯域端近傍のサブキャリアの信号点と他のサブキャリアの信号点間の傾きに基づいて、情報を補間するサブキャリアの数を補間数として決定し、
決定した補間数のサブキャリアへ補間する情報を前記第二の周波数情報に補間して第三の周波数情報を算出し、
前記第三の周波数情報を逆高速フーリエ変換することを特徴とする伝搬路推定方法。