JP4271235B2 - シングルキャリア受信機における周波数領域イコライゼーション方法及び装置 - Google Patents

シングルキャリア受信機における周波数領域イコライゼーション方法及び装置 Download PDF

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Description

本発明はシングルキャリア受信機における周波数領域イコライゼーション方法及び装置に係わり、特に、シングルキャリア送信システムの受信機においてシンボル間干渉を補償する周波数領域イコライゼーション方法及び装置に関する。
シングルキャリア(SC：Single Carrier)送信システムは古くから行われている送信方式（非特許文献１参照）であり、データシンボルは振幅及び又は位相変調されたパルスの固定シンボルレートシリアルストリームとして送信される。線形周波数領域等化器（FDE：Frequency domain equalizer）はシンボル間干渉を最小化するために周波数領域において受信フィルタリングを行なう。その機能は時間領域等化器と同じである。しかしながら、シビアな遅延スプレッド(delay spread)を有するチャネルには、データのブロック毎にイコライゼーションが行われる線形周波数領域等化器の方が計算の複雑性の観点からより簡単である。すなわち、線形周波数領域等化器の方がブロック毎に処理を行なうため、劣悪な伝送路環境において演算負荷が時間領域等化器よりも少なくて済む。フーリエ変換、逆フーリエ逆変換をおこなう周波数領域等化器が十分な性能で動作するためには、ガードインターバルを各データブロック間に設けなくてはならない。しかしながら、ガードインターバルよりも長い遅延時間をもつマルチパス伝搬環境においてシンボル間干渉を消去しきれず、伝送特性が劣化する。
図９はシングルキャリア送信システムの構成図である。シングルキャリア送信機１０において、チャネルエンコーダ（符号部）１１はデータ及びパイロットを符号化し、例えば畳み込み符号あるいはターボ符号により符号化し、変調部１２は符号化されたデータを例えばQPSKにより変調し、変調シンボルで長さＮのブロックを形成する。ガードインターバル挿入部１３は図１０に示すようにNシンボルの送信ブロックの末尾部分をサイクリックプレフィックス(ガードインターバル)として各ブロックの先頭部分にコピーする。ディジタルアナログ変換器（D／A）１４はガードインターバル挿入部から出力する信号をアナログ信号に変換し、無線送信部１５はべースバンド信号を無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナATSより送信する。アンテナATSより送信された信号はマルチパス伝搬路(マルチパスフェージングチャネル)２０を伝搬してシングルキャリア受信機３０に受信される。
ガードインターバル挿入部１３で挿入されるサイクリックプレフィックスの長さは、シンボル間干渉（ISI）を受けないようにするために、最大遅延スプレッドよりも長くなければならない。各ブロックの始まりに置かれたサイクリックプレフィックスは、以下の2つの主な機能、(1)前のブロックからのシンボル間干渉に起因する歪みをなくす機能、(2)受信ブロックが周期Ｎで見えるようにする機能、を有している。
シングルキャリア受信機３０において、無線受信部３１はアンテナATRにより受信された信号にフィルタリングを施して不要周波数成分を除去すると共に無線信号をべースバンド周波数に周波数変換し、アナログディジタル変換器３２は該べースバンド信号をディジタル信号に変換し、ガードインターバル除去部３３はガードインターバルを除去してシングルキャリア周波数領域等化器（SC-FDE：Single Carrier Frequency Domain Equalizer）を構成するＳ／Ｐ変換部３４に入力する。なお、Ｓ／Ｐ変換部３４、フーリエ変換部３５、チャネル推定部３６、チャネル補償部３７、逆フーリエ変換部３８、Ｐ／Ｓ変換部３９によりシングルキャリア周波数領域等化器（SC-FDE）が形成される。
Ｓ／Ｐ変換器３４は、ガードインターバルが除去されたＮ個の時系列データを並列データに変換してNポイントのフーリエ変換部(DFT又はFFT以下同様)３５に入力する。Nポイントのフーリエ変換部３５は、N個の時系列データにNポイントフーリエ変換処理を施してＮ個のサブキャリア成分を出力する。チャネル推定部３６は定期的に送られてくるパイロットシンボルを用いて周知の方法により、Ｎ個のサブキャリアのチャネル特性を推定し、チャネル補償部３７はフーリエ変換部から出力するN個のサブキャリア成分にチャネル補償係数を乗算してチャネル補償する。Ｎポイントの逆フーリエ変換部（IDFT又はIFFT以下同様）３８は、チャネル補償されたN個のサブキャリアデータにNポイント逆フーリエ変換処理を施してＮ個の時系列データを出力し、Ｐ／Ｓ変換器３９はＮ個の時系列データを順番にシリアルに変換して出力する。復調部４０は、周波数領域イコライゼーションが施された信号にQPSK復調処理を施し、復号部４１は該復調されたデータに復号処理を施し、受信データを復号して出力する。
図１１はシングルキャリアCDMA送信システムの構成図である。シングルキャリアCDMA送信機５０において、各ユーザのチャネルエンコーダ（符号部）５１1〜５１jは送信データを符号化し、例えば畳み込み符号あるいはターボ符号により符号化し、変調部５２1〜５２jは符号化されたデータを例えばQPSKにより変調する。拡散部５３1〜５３jは、ユーザ毎に互いに直交する拡散コードを変調部から出力するデータシーケンスに乗算して拡散し、合成部５４は各逆拡散部から出力する拡散データを合成する。拡散コードは、拡散率(spreading factor)をSFとすれば、1データにつきSF個のチップよりなるコード列である。
図１２はデータフォーマット説明図である。1フレームはNfi個のデータで構成され、Nd個のユーザデータの前方にNp個のパイロットデータが時間多重されており、Nfi＝Nd＋Npである。各データには、SF個の拡散コードが乗算されるから、各逆拡散部から1フレーム当り（Nd＋Np）×SF個の乗算結果が出力され、合成部５４で合成される。パイロットデータは受信側でチャネル推定するために使用される。第ｋ番目のユーザのべースバンド送信信号は、
Figure 0004271235
 と表現できる。ここで、dk(t)，ck(t),Ts、Tcはそれぞれ、変調信号、拡散コード列、シンボル期間、チップ期間である。
ISIフリーの送信信号を取得するために、ガードインターバル挿入部５５は、図１２に示すようにG個のデータよりなるガードインターバルをN個の乗算結果毎に挿入して1つの送信シンボルを形成する。ここで、Nは受信側の周波数領域イコライザ(FDE)のFFTサイズである。1フレーム毎の送信シンボル数をｑとすれば、次式
(Np＋Nd)×SF／N＝ｑ
が成り立つ。サイクリックプレフィックスあるいはゼロ挿入によるガードインターバル構成により、遅延時間がガードインターバル以下の送信シンボル間接波は他の送信シンボルを歪ませない。
ディジタルアナログ変換器（D／A）５６は、ガードインターバル挿入部５５から出力する信号をアナログ信号に変換し、無線送信部５７はべースバンド信号を無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナATSより送信する。アンテナATSより送信された信号はマルチパス伝搬路(マルチパスフェージングチャネル)６０を伝搬してシングルキャリアCDMA受信機７０に受信される。
第ｋユーザのチャネルインパルス応答がhk（τ;t）であるとすれば、その受信信号は、
Figure 0004271235
 となる。ただし、τkは第ｋユーザの伝搬遅延、Ｋはユーザ数、n(t)はAWGN、
Figure 0004271235
は畳み込み積分を意味する。
シングルキャリアCDMA受信機７０において、無線受信部７１はアンテナATRにより受信された信号にフィルタリングを施して不要周波数成分を除去すると共に無線信号をべースバンド周波数に周波数変換し、アナログディジタル変換器７２は該べースバンド信号をアナログディジタル変換し、ガードインターバル除去部７３はガードインターバルを除去してシングルキャリア周波数領域等化器（SC-FDE）を構成するＳ／Ｐ変換部７４に入力する。なお、Ｓ／Ｐ変換部７４、フーリエ変換部７５、チャネル推定部７６、チャネル補償部７７、逆フーリエ変換部７８、Ｐ／Ｓ変換部７９によりシングルキャリア周波数領域等化器（SC-FDE）が形成される。
Ｓ／Ｐ変換器７４は、ガードインターバルが除去されたN個の時系列データを並列データに変換してNポイントのフーリエ変換部７５に入力する。Nポイントのフーリエ変換部７５は、N個の時系列データにNポイントフーリエ変換処理を施してＮ個のサブキャリア成分を出力する。チャネル推定部7６は定期的に送られてくるパイロットの送信シンボルを用いて周知の方法により、Ｎ個のサブキャリアのチャネル特性を推定し、チャネル補償部７７はフーリエ変換部から出力するN個のサブキャリア成分にチャネル補償係数を乗算してチャネル補償する。Ｎポイントの逆フーリエ変換部７８は、チャネル補償されたN個のサブキャリアデータにNポイント逆フーリエ変換処理を施してＮ個の時系列データを出力し、Ｐ／Ｓ変換器７９はＮ個の時系列データを順番にシリアルに変換して出力する。逆拡散部８０はシリアルに入力するデータに逆拡散コード（拡散コードと同じコード)を乗算して逆拡散し、復調部８１は周波数領域イコライゼーション処理、逆拡散処理を施された信号にQPSK復調処理を施し、復号部８２は復調されたデータに復号処理を施し、受信データを復号して出力する。
以上のようにシングルキャリアCDMA受信機では、ガードインターバル除去後、Ｎポイントフーリエ変換が適用され、チャネル歪みが周波数領域でZF法あるいはMMSE法のような従来技術を使って補償される。振幅、位相の両方でチャネル劣化を補償した後、Ｎポイント逆フーリエ変換が適用される。ついで、逆拡散コードがデータに乗算され、最終的にシンボルが復調及び復号される。
SC-FDE送信方式はマルチパスやチャネル歪みに対するロバスト技術である。しかし、ガードインターバルは伝送効率を低下するために長くすることができない。このため幾つかのケースにおいて、ガードインターバル長が最大伝搬遅延より短くなり、かかる場合、ガードインターバルはシンボル間干渉(ISI)に対して無能となる。
移動受信環境のようなマルチフェージング妨害がある環境下において良好な受信特性を得る目的で周波数領域等化器（FDE）と時間領域等化器(TDE)を兼用する受信方式が提案されている(特許文献１参照)。
また、本願出願人はOFDM受信機、OFDM―CDMA受信機において、ガードインターバル以上の伝搬遅延に有効な受信方法及び受信機を提案している（特許文献2参照）。
特許文献１に記述されている受信方式は、受信信号を周波数領域等化した後に時間領域等化し、その後フーリエ変換処理を行なって復調するものである。しかし、この受信方式はガードインターバル以上の伝搬遅延に対して無力である。
特許文献2の受信方式はガードインターバル以上の伝搬遅延に有効であるが、OFDM通信やOFDM−CDMA通信に適用できるものであり、シングルキャリア通信に適用できない。
以上から本発明の目的は、シングルキャリア通信においてガードインターバル以上の伝搬遅延が発生してもシンボル間干渉の影響を受けないようにすることである。
本発明の別の目的はガードインターバルを挿入しない場合において大きな伝搬遅延が発生してもシンボル間干渉の影響を受けないようにすることである。
H.Sari, G.Karam and I.Jeanclaude, "Frequency-Domain equalization of Mobile Radio and Terrestrial Broadcast Channels", Proc.Globecom. 1994, San Francisco, Nov-Dec. 1994, pp.1-5. 特開２００３−５１８０２号公報 特願平１５−９９８９２４号
上記課題は本発明によれば、シングルキャリア通信における受信機の周波数領域イコライゼーション方法により達成される。この周波数領域イコライゼーション方法は、1ブロックより長い時系列信号部分を受信信号から選択する第1ステップ、該時系列信号部分にフーリエ変換処理を施して周波数領域信号に変換する第2ステップ、ついで周波数領域においてチャネル補償処理を施す第3ステップ、チャネル補償された信号に逆フーリエ変換処理を施し、該逆フーリエ変換結果より1ブロックの時系列信号部分を選択して出力する第4ステップ、を有している。
前記第1ステップは、1ブロックを構成する信号部分の長さＮのＰ倍の時系列信号部分を受信信号より選択してP・Nポイントフーリエ変換部に入力し、第2ステップは、該P・N個の信号部分にP・Nポイントフーリエ変換処理を施し、前記第４ステップは、周波数領域のＰ・Ｎ次元の信号から時間領域のN次元の信号に逆変換する演算により、前記逆フーリエ変換処理と該逆フーリエ変換結果より1ブロックの時系列信号部分を選択する処理を実行する。
また、上記課題は本発明によれば、シングルキャリア通信における受信機の周波数領域イコライゼーション装置により達成される。第1の周波数領域イコライゼーション装置は、1ブロックより長い時系列信号部分を受信信号から選択する第1の選択部、該1ブロックより長い時系列信号部分にフーリエ変換処理を施して周波数領域信号に変換するフーリエ変換部、周波数領域においてチャネル推定してチャネル補償をおこなうチャネル補償部、チャネル補償された信号に逆フーリエ変換処理を施す逆フーリエ変換部、該逆フーリエ変換結果より1ブロックの時系列信号部分を選択する第2の選択部を備えている。
第２の周波数領域イコライゼーション装置は、1ブロックより長い時系列信号部分を受信信号から選択する第1の選択部、該1ブロックより長い時系列信号部分にフーリエ変換処理を施して周波数領域信号に変換するフーリエ変換部、周波数領域においてチャネル推定してチャネル補償をおこなうチャネル補償部、チャネル補償された信号に逆フーリエ変換処理を施して1ブロックの時系列信号部分を出力する演算部を備えている。
本発明によれば、1ブロックより長い時系列信号部分、たとえば、1ブロックを構成する信号部分の長さＮのＰ倍の時系列信号部分を、Nの位相差を持たせて受信信号から順次選択し、該Ｐ・Nの信号部分にＰ・Nポイントフーリエ変換処理を施して周波数領域信号に変換し、ついで周波数領域においてチャネル補償処理を施し、チャネル補償された信号にＰ・Nポイントの逆フーリエ変換処理を施し、該逆フーリエ変換結果より1ブロックの時系列信号部分を選択して出力するようにしたから、シングルキャリア通信においてガードインターバル以上の伝搬遅延が発生してもシンボル間干渉の影響を受けないようにできる。
また、本発明によれば、ガードインターバルを挿入しない場合おいて大きな伝搬遅延が発生してもシンボル間干渉の影響を受けないようにできる。
また、本発明によれば、１つの演算手段でチャネル補償されたＰ・N個の信号に逆フーリエ変換処理を施し、該逆フーリエ変換結果より1ブロック（＝N個）の時系列信号部分を選択して出力するように一括処理したから、処理時間を減少することができる。
本発明の原理説明図である。 Ｐ＝３の場合のクラスタ選択説明図である。 本発明のシングルキャリア受信機の構成図である。 Ｐ＝３の場合における処理シーケンスである。 データ次元を縮小するシングルキャリア受信機の別の構成図である。、 チャネル推定部の構成図である。 チャネル推定部の動作説明図である。 シングルキャリアCDMAシステムの構成図である。 従来技術のシングルキャリア送信システムの構成図である。 ガードインターバル挿入説明図である。 従来技術のシングルキャリアCDMA送信システムの構成図である。 データフォーマット説明図である。
（Ａ）第１実施例
（ａ）本発明の原理
図1は本発明の原理説明図である。（A）に示すように送信シンボルＡ，Ｂ，Ｃ，．．．の直接波と、遅延時間τの遅延波の２つのパスを考察する。時間遅延τが存在すると、直接波の送信シンボルＡの前方部が遅延波の送信シンボルXの後方部と重なってシンボル間干渉を受ける。同様に、直接波の送信シンボルＢの前方部が遅延波の送信シンボルＡの後方部と重なってシンボル間干渉を受ける。しかし、直接波の送信シンボルＡの後方部は遅延波の送信シンボルＡの前方部と重なるため,シンボル間干渉を受けない。また、直接波の送信シンボルBの後方部は遅延波の送信シンボルBの前方部と重なるため,シンボル間干渉を受けない。すなわち、直接波、遅延波間に時間遅延が有ると、干渉期間、非干渉期間は存在する。
従来の方法では、干渉期間をなくすため図(B)に示されるようなガードインタバルGが設けられる。カードインタバルは通常、最大遅延時間より長く設定されるので、シンボル長に対して無視できない長さのガードインタバルとなるとき、伝送効率が著しく劣化するという欠点があった。そこで、ガードインタバルを設ける代わりに送信シンボル長Wを例えば本来の送信シンボル長Nの３倍にして図（C）に示すようにすれば、干渉期間の割合を（A）の場合に比べて小さくでき、つまりシンボル間干渉の影響が小さくなって伝送特性が改善される。理想的には送信シンボル長を無限大に大きくすることによって、干渉期間の
割合を無視しうるほど小さくできる。この方法は、実はガードインタバルの有無には関係なく、ガードインタバルが設けられている信号に対しても有効である。
以上のように、拡大したシンボル長Wの送信シンボルより元の送信シンボル長N（例えばB）を取り出せば、シンボル間干渉の影響の小さい周波数領域等化を行なうことができる。
そこで、（D）に示すように、シングルキャリア受信機の周波数領域等化器において位相差Ｎの連続する3つの送信シンボル（S1→S2→S3→S4→…）づつ、周波数領域等化処理を行ない、処理結果より中央N個のデータを抽出するように制御する。このようにすれば、シンボル間干渉の影響の少ない周波数領域イコライゼーションをおこなうことが可能となる。
また、以上の説明より明らかなようにガードインターバルは必ずしも挿入する必要はない。ガードインターバルが挿入されている場合には、受信機においてガードインターバル除去することなく周波数領域等化処理を行なう。
本方式は、送信シンボル長が本来の送信シンボル長NのP倍であるとすると、Ｐが大きければ大きいほどよいが、信号処理量が増大するので現実的にはＰを大きくするのに限界が有る。
図２はＰ＝３の場合のクラスタ選択説明図であり、（A），(B)は受信信号にガードインターバルが含まれている場合、（C）は含まれていない場合である。
（A）では、3つの送信シンボルのうち3番目の送信シンボルの末尾部分から始めて3×Nポイントデータを選択し、（B）では両側の送信シンボルのａ，ｂが等しくなるように3×Nポイントデータを選択し、（C）では連続する3つの送信シンボルからそれぞれＮポイントデータづつ総計3×Nポイントデータを選択する場合である。なお、1ブロック長はNポイント、送信シンボル長はブロック長(=Nシンボル)+ガードインターバル長であり、ブロック長Ｎはチャネルモデルから決まる最大遅延スプレッドτmaxよりずっと長い。
（ｂ）シングルキャリア通信における送信機
シングルキャリア送信機の構成は図９の従来技術と同じである。送信機は、バイナリーデータを所定の符号化方式（畳み込み符号化、ターボ符号化など）により符号化し、ついで、所定の変調方式（たとえばQPSK変調方式）により変調する。さらに、送信機は先頭部にガードインターバルを付加してNデータよりなるブロック(送信シンボル)を形成し、無線信号にしてアンテナより送信する。
（ｃ）シングルキャリア通信における受信機
図3は本発明のシングルキャリア受信機の構成図である。本発明の受信機は、ISIの影響を減少するために周波数領域等化器の処理シンボルサイズをＰ倍に拡張する。このため、周波数領域等化器を構成するフーリエ変換器のフーリエ変換サイズ（FFTポイント数）をP・Ｎポイントに拡張する。これにより、前のデータブロックの影響を軽減することができる。
無線受信部101はアンテナATRにより受信された信号にフィルタリングを施して不要周波数成分を除去すると共に無線信号をべースバンド周波数に周波数変換し、アナログディジタル変換器102は該べースバンド信号をアナログディジタル変換し、シングルキャリア周波数領域等化器（SC-FDE：Single Carrier Frequency Domain Equalizer）を構成するＳ／Ｐ変換部103に入力する。なお、Ｓ／Ｐ変換部103、フーリエ変換部104、チャネル推定部105、チャネル補償部106、逆フーリエ変換部107、Ｐ／Ｓ変換部108によりシングルキャリア周波数領域等化器（SC-FDE）が形成される。
Ｓ／Ｐ変換器103は、P・Ｎ個の直列の時系列データを図１（C）に示すように所定の位相差、例えば1ブロック長(=N)の位相差を持たせて並列データに変換して、並列的にP・Ｎポ
イントのフーリエ変換部(DFT又はFFT)104に順次入力する。P・Ｎポイントのフーリエ変換部104は、P・Ｎ個の時系列データにP・Ｎポイントフーリエ変換処理を施してP・Ｎ個のサブキャリア成分を出力する。チャネル推定部105は定期的に送られてくるパイロットシンボルを用いて後述する方法により、P・Ｎ個のサブキャリアのチャネル特性を推定し、チャネル補償部106はフーリエ変換部から出力するP・Ｎ個のサブキャリア成分にチャネル補償係数を乗算してチャネル補償する。P・Ｎポイントの逆フーリエ変換部107は、チャネル補償されたP・Ｎ個のサブキャリアデータにP・Ｎポイント逆フーリエ変換処理を施してP・Ｎ個の時系列データを発生し、P・Ｎ個のうち中央のガードインターバルを含まないN個の時系列データを出力し、Ｐ／Ｓ変換器108は該Ｎ個の時系列データを順番にシリアルに変換して出力する。復調部109は、周波数領域イコライゼーションが施された信号にQPSK復調処理を施し、復号部110は該復調されたデータに復号処理を施し、受信データを復号して出力する。
図3の本発明の受信機が図９の従来技術の受信機と異なる第1の点は、ガードインターバルを除去しないことである。すなわち、本発明の受信機では、全受信信号が冗長部(ガードインターバル)含めて周波数領域イコライゼーション処理されなければならない。第２の異なる点は、本発明ではP・Ｎポイントフーリエ変換処理を行ない、しかる後、ゼロフォーシング法(ZF：Zero Forcing)や最小二乗平均誤差法(MMSE)などの周知チャネル補償技術により周波数領域においてチャネル歪み補償する点である。第３の異なる点は、復調及び復号前に、P・Ｎポイント逆フーリエ変換を実行し、該P・Ｎポイント逆フーリエ変換結果よりN個の変換結果を選択することで信号次元をＮに戻すことである。
周波数領域のイコライゼーションに必要な連続性を維持するために、受信信号からP・Ｎ個のポイントデータが正確に選択されなければならない。図２（A）、(B)、(C)はＰ＝３の場合における３つの可能な選択法を図示している。(A)、(B)は受信信号にガードインターバルが含まれている場合、(C)は受信信号にガードインターバルが含まれていない場合である。クラスタセレクシンのために要求されることは、処理される信号に少なくとも前データブロック部分、現データブロック、次データブロック部分を含めることである。
以上本発明のシングルキャリア拡張型周波数領域イコライゼーション処理は以下の3つのステップで要約できる。第1ステップは、最新のP・ＮポイントデータをNポイントの位相差を持って順次選択してフーリエ変換部に供給することである。第2のステップは、P・Ｎサブキャリアの全サブキャリアのチャネル歪みを補償することである。第３のステップは、P・Ｎポイント逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換結果からN個の連続するポイントを正しく選択して受信信号の次元をＮポイントに減少することである。
以下、本発明のシングルキャリア受信方式を数式を用いて説明する。
（ｄ）本発明のシングルキャリア受信方式の解析
P・Ｎポイントフーリエ変換を行なうためにP・Ｎ個の連続するデータを選択しなければならない（クラスタセレクション）。また、ガードインターバルが受信信号に含まれている場合には、ガードインターバルを除去せずにクラスタセレクションする必要がある。処理フレームに連続性を保持させる上で、データの"連続性"は非常に重要であり、図２(A)，図２(B)に、ガードインターバルが含まれている場合におけるＰ＝３のクラスタセレクションが示されている。
伝搬チャネルが異なる振幅及び遅延特性を有するPATH個の離散パスから構成されていると仮定すれば、そのべースバンドインパルス応答は次式
Figure 0004271235
 で表現できる。αvとτvはそれぞれ第V離散パスのチャネルゲインおよび遅延時間である
。さらに、シミューレーションのために、トータルのチャネルパワーは１に等しいとする。また、τmax=maxτj＜Ｎとする。すなわち、最大遅延は1送信シンボル期間より小さいとする。実際に、コヒーレント検出行われると、1送信シンボル以上は干渉しない。
周波数領域において、チャネル伝達関数H(f,t)は次式
Figure 0004271235
 により表わされる。
ガードインターバル除去後の受信べースバンド信号は次式
Figure 0004271235
 で表現される。但し、
Figure 0004271235
はそれぞれ第ｉブロックにおける、第ｋ受信データ、時間領域の第ｋチャネルインパルス応答、第k送信データ、現処理データよりも長い遅延スプレッドを有するパス数、第ｋ加法性雑音(AWGN：Additive White Gaussian Noise)である。
ここで、P・ＮポイントFFTの入力信号を
Figure 0004271235
 と記す。ただし、
Figure 0004271235
 は第ｉブロックのN個の受信信号である。図２の例ではP=3である。
データ受信後、P・Ｎ個の連続するポイントを選択してP・ＮポイントFFTに入力する。フーリエ変換演算後の信号は次式
Figure 0004271235
 あるいは、次式
Figure 0004271235
 により表わされる。ここで、
Figure 0004271235
 はP・ＮポイントFFTの出力、βは正規化係数である。定義により、
Figure 0004271235
 と表現できる。ここで、
Figure 0004271235
は周波数領域におけるP・Ｎ×P・Ｎ次元チャネル応答であり、
Figure 0004271235
 である。
次のステップは、周波数領域において振幅、位相の両方の劣化を補償することによりチャネル歪みの影響を軽減することである。チャネルはＰ・N個のサブキャリア毎に等化される。
Figure 0004271235
をチャネル等化係数のマトリクス表現とすれば、チャネル補正は周波数領域において次式で表示される。
Figure 0004271235
 ただし、
Figure 0004271235
 である。
周波数領域におけるチャネル歪み補償後、Ｐ・NからＮへのデータ次元の縮小が必要になる。そこで、第１の方法では、(11)式の
Figure 0004271235
にＰ・Nポイント逆フーリエ変換処理を施し、時間領域のＰ・Ｎ個の処理結果より中央N個のガードインターバルを含まないポイントデータを抽出して出力する。
データ次元縮小の第２の方法は、マトリクス変換によりP・Ｎポイント信号をＮポイン
トのシリアルストリームに直接変換することである。この変換マトリクスを
Figure 0004271235
 と表現すれば、マトリクス要素
Figure 0004271235
は次式
Figure 0004271235
 で与えられる。すなわち、上式はP・N個の周波数領域における等化イコライゼーション結果をIFFTによりＮ個の時間領域の時系列データに変換する変換マトリクスの行列要素であり、βは正規化係数である。
以上より、本発明の周波数領域イコライザ（FDE）の出力は次式
Figure 0004271235
 で与えられる。ただし、
Figure 0004271235
は復調器に入力するN個の信号である。
最後に、復調が行われ、そして復号後にビット情報について判定が行なわれる。本発明の第2の方法の特徴は、(14)式を用いてP・Ｎポイント逆フーリエ変換処理により時間領域に変換し、しかる後、Nポイントを正しく選択することである。
図3は第1の方法によりデータ次元を縮小する場合の実施例であり、図４にＰ＝３の場合における処理シーケンスを示している。
（ｅ）変形例
図５は第２の方法によりデータ次元を縮小する場合のシングルキャリア受信機の構成図であり、図３と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、逆フーリエ変換器107の代わりに(14)式により
Figure 0004271235
を演算する演算部151を設けた点である。(14)式の演算をすることにより、図３の逆フーリエ変換部107で逆フーリエ変換する場合に比べて演算量を少なくできる。
（ｆ）チャネル推定部の構成
図６はチャネル推定部105の構成図である。周波数領域におけるチャネル歪みを推定するために、パイロットシンボルが送信フレームにおいてデータに時間多重される。受信側では周波数領域の信号に変換するために、パイロット受信信号に対してＮポイントフーリエ変換処理を施す。N個のパイロットシンボルを用いて、チャネル歪みは次式
Figure 0004271235
 を計算することにより推定される。なお、
Figure 0004271235
および
Figure 0004271235
はそれぞれ、第ｉユーザ、第mサブキャリアにおける推定チャネル応答、受信信号および既知のパイロットシンボルである。
以上より、チャネル推定部105において、フーリエ変換部105aは、N個のパイロットシンボルを用いてNポイントFFT変換を行なってN個のサブキャリア信号成分を発生し、チャネル推定部105bは(15)式の演算を行なって各サブキャリアのチャネルを推定する。平均化部105cは、次式
Figure 0004271235
 の演算を行なって時間領域および周波数領域の両方で平均化することによりチャネル推定値を平均化して出力する(非特許文献2参照)。尚、1つの送信フレームはNp個のパイロット送信シンボルとNd個のデータ送信シンボルにより構成される。
(16)式の右辺第1番目のΣは2又は3個のサブキャリアのチャネル推定値を加算すること、第2番目のΣは時間領域のNp個のチャネル推定値を加算することを意味している。すなわち、右辺第１番目の式はｍ＝０の場合、第１、第2サブキャリアのそれぞれNp個のチャネル推定値を加算して平均化することを意味する。第２番目の式は１≦ｍ＜N-1の場合、隣接する３つのサブキャリアのそれぞれNp個のチャネル推定値を加算して平均化することを意味し、第3番目の式はｍ＝Ｎ−１の場合、最後の２つのサブキャリアのそれぞれNp個のチャネル推定値を加算して平均化することを意味する。
以上により、図７（A）に示すようにN個のサブキャリアのチャネル推定値が得られる。
ついで、P・N個のサブキャリアの周波数領域イコライザを実現するように、チャネル推定値補間部105dは次式
Figure 0004271235
 により、各隣接するチャネル推定値間にＰ個のチャネル推定値を補間してＰ・Nポイントの周波数領域チャネル推定を行なう。なお、上式は隣接する２つの
Figure 0004271235
の間にP個の
Figure 0004271235
を補間する補間式であり、図７(B)に示すようにＰ・Nポイント周波数領域における第mサブキャリアのチャネル推定値である。
チャネル補償値発生部105eは、(17)式のチャネル推定値を用いてMMSE方式あるいはZF方式によりチャネル補償値(等化係数)を発生し、チャネル補償部106はフーリエ変換部104から出力するＰ・N個のフーリエ変換処理結果に該等化係数を乗算してチャネル補償する。MMSE法によれば、等化係数は次式
Figure 0004271235
 で与えられる。ここで、σn 2は雑音の分散であり、上式の計算のために非特許文献２に示された方法が使える。また、ZF方式により等化係数を発生する場合、等化係数は次式
Figure 0004271235
 で与えられる。
（Ｂ）第２実施例
図８はシングルキャリアCDMAシステムの構成図であり、シングルキャリアCDMA送信機の構成は図１１の構成と同じであり、同一部分には同一符号を付している。また、データフォーマットは図１２と同様のは構成を備えている。
シングルキャリアCDMA受信機７０において、無線受信部201はアンテナATRにより受信した信号にフィルタリングを施して不要周波数成分を除去すると共に無線信号をべースバンド周波数に周波数変換し、アナログディジタル変換器202は該べースバンド信号をアナログディジタル変換し、シングルキャリア周波数領域等化器（SC-FDE）を構成するＳ／Ｐ変換部203に入力する。なお、Ｓ／Ｐ変換部203、フーリエ変換部204、チャネル推定部205、チャネル補償部206、逆フーリエ変換部207、Ｐ／Ｓ変換部208によりシングルキャリア周波数領域等化器（SC-FDE）が形成される。
Ｓ／Ｐ変換器203は、ガードインターバルを含むP・Ｎ個の時系列データを図１（C）に示すように所定の位相差、たとえばNポイントの位相差を持たせて順次並列データに変換してP・Ｎポイントのフーリエ変換部204に入力する。P・Ｎポイントのフーリエ変換部204は、P・Ｎ個の時系列データにP・Ｎポイントフーリエ変換処理を施してP・Ｎ個のサブキャリア成分を出力する。チャネル推定部205は定期的に送られてくるパイロットシンボルを用いて図６で説明した方法により、P・Ｎ個のサブキャリアのチャネル特性を推定し、チャネル補償部206はフーリエ変換部から出力するP・Ｎ個のサブキャリア成分にチャネル補償係数を乗算してチャネル補償する。P・Ｎポイントの逆フーリエ変換部207は、チャネル補償されたP・Ｎ個のサブキャリアデータにP・Ｎポイント逆フーリエ変換処理を施してP・Ｎ個の時系列データを発生し、P・Ｎ個のうちガードインターバルを含まない中央のN個の時系列データを出力し、Ｐ／Ｓ変換器208はＮ個の時系列データを順番にシリアルに変換して出力する。逆拡散部209はシリアルに入力するデータに逆拡散コード（拡散コードと同じコード)を乗算して逆拡散し、復調部210は周波数領域イコライゼーション処理、逆拡散処理を施された信号にQPSK復調処理を施し、復号部211は復調されたデータに復号処理を施し、受信データを復号して出力する。
図８のシングルキャリアCDMA受信機が図９の従来技術の受信機と異なる点は、（1）ガードインターバルを除去しない点、(2)P・Ｎ個の時系列データにP・Ｎポイントフーリエ変換を施している点、(3)Ｐ・Ｎ個のサブキャリア成分に対してゼロフォーシング法(ZF：Zero Forcing)や最小二乗平均誤差法(MMSE)などの周知技術により周波数領域においてチャネル歪みを補償する点、(4)復調及び復号前に、P・Ｎポイント逆フーリエ変換を実行する点、(5)P・Ｎ個の逆フーリエ変換結果よりN個の変換結果を選択して信号次元をＮに戻す点である。
周波数領域のイコライゼーションに必要な連続性を維持するために、受信信号からP・Ｎポイントデータが正確に選択されなければならない。このため、Ｓ／Ｐ変換部203は、P=3の場合、受信信号にガードインターバルが含まれていれば図２（A）,(B)のクラスタセレクションを採用し、ガードインターバルが含まれていなければ図２（C）のクラスタセレクションを採用して直列／並列変換する。
以上本発明によれば、シングルキャリア通信においてガードインターバル以上の伝搬遅延が発生してもシンボル間干渉の影響を受けないようにできる。また、ガードインターバルを挿入しない場合において大きな伝搬遅延が発生してもシンボル間干渉の影響を受けないようにできる。

Claims (15)

  1. シングルキャリア通信における受信機の周波数領域イコライゼーション方法において、
    1ブロックより長い時系列信号部分を受信信号から選択する第１ステップ、
    該時系列信号部分にフーリエ変換処理を施して周波数領域信号に変換する第２ステップ、
    ついで周波数領域においてチャネル補償処理を施すする第３ステップ、
    チャネル補償された信号に逆フーリエ変換処理を施し、該逆フーリエ変換結果より1ブロックの時系列信号部分を選択して出力するする第４ステップ、
    を有することを特徴とする周波数領域イコライゼーション方法。
  2. 前記第１ステップにおいて、1ブロックを構成する信号部分の長さＮのＰ倍（Pは2以上の整数）の時系列信号部分を受信信号より選択してP・Nポイントフーリエ変換部に入力する、
    ことを特徴とする請求項１記載の周波数領域イコライゼーション方法。
  3. 前記受信信号にガードインターバルが含まれている場合には、第1ステップにおいてガードインターバルを除去することなく連続するP・Ｎ個の時系列信号部分を選択してフーリエ変換部に入力し、
    かつ、前記第４ステップにおいて逆フーリエ変換結果よりガードインターバルを含まない1ブロックの時系列信号部分を選択する、
    ことを特徴とする請求項２記載の周波数領域イコライゼーション方法。
  4. 受信信号にガードインターバルが含まれていない、
    ことを特徴とする請求項２記載の周波数領域イコライゼーション方法。
  5. 周波数領域のＰ・Ｎ次元の信号から時間領域のN次元の信号に変換する演算により、前記第４ステップの処理を行なう、
    ことを特徴とする請求項２または３記載の周波数領域イコライゼーション方法。
  6. 前記第３ステップは、
    N個の連続する時系列データをフーリエ変換してN個の周波数領域のチャネルを推定し、
    各隣接するチャネル推定値間に(Ｐ−１)個のチャネル推定値を補間してＰ・Ｎ個の周波数領域のチャネル推定値を取得し、
    該チャネル推定値よりチャネル補償係数を算出し、
    該チャネル補償係数を前記Ｐ・Ｎポイントフーリエ変換部のフーリエ変換結果にそれぞれ乗算して周波数領域のチャネル補償を行なう、
    ことを特徴とする請求項２記載の周波数領域イコライゼーション方法。
  7. 前記チャネル補償係数は、チャネル推定値を用いてゼロフォーシング（ZF）法により発生する、
    ことを特徴とする請求項６記載の周波数領域イコライゼーション方法。
  8. 前記チャネル補償係数は、チャネル推定値を用いて最小二乗平均誤差（MMSE）法により発生する、
    ことを特徴とする請求項６記載の周波数領域イコライゼーション方法。
  9. 前記受信信号がCDMA変調されている場合には、前記逆フーリエ変換結果より選択した1ブロックの時系列信号部分に逆拡散処理を施すステップ、
    を有することを特徴とする請求項１または２記載の周波数領域イコライゼーション方法。
  10. シングルキャリア通信における受信機の周波数領域イコライゼーション装置において、
    1ブロックより長い時系列信号部分を受信信号から選択する第1の選択部、
    該1ブロックより長い時系列信号部分にフーリエ変換処理を施して周波数領域信号に変換するフーリエ変換部、
    周波数領域においてチャネル推定してチャネル補償をおこなうチャネル補償部、
    チャネル補償された信号に逆フーリエ変換処理を施す逆フーリエ変換部、
    該逆フーリエ変換結果より1ブロックの時系列信号部分を選択する第2の選択部、
    を備えたことを特徴とする周波数領域イコライゼーション装置。
  11. シングルキャリア通信における受信機の周波数領域イコライゼーション装置において、
    1ブロックより長い時系列信号部分を受信信号から選択する第1の選択部、
    該1ブロックより長い時系列信号部分にフーリエ変換処理を施して周波数領域信号に変換するフーリエ変換部、
    周波数領域においてチャネル推定してチャネル補償をおこなうチャネル補償部、
    チャネル補償された信号に逆フーリエ変換処理を施して1ブロックの時系列信号部分を出力する演算部、
    を備えたことを特徴とする周波数領域イコライゼーション装置。
  12. 前記第1の選択部は、1ブロックを構成する信号部分の長さＮのＰ倍（Pは2以上の整数）の時系列信号部分を受信信号より選択して並列的にP・Ｎポイントの前記フーリエ変換部に入力するＳ／Ｐ変換部、
    を備えたことを特徴とする請求項１０又は１１記載の周波数領域イコライゼーション装置。
  13. 前記受信信号にガードインターバルが含まれている場合には、前記Ｓ／Ｐ変換部はガードインターバルを除去することなく連続するP・Ｎ個の時系列信号部分を選択して並列的に前記フーリエ変換部に入力する手段、
    を備えたことを特徴とする請求項１２記載の周波数領域イコライゼーション装置。
  14. 前記演算部は、周波数領域のＰ・Ｎ次元から時間領域のN次元に変換する演算式の演算を実行することにより、前記逆フーリエ変換処理を施された1ブロックの時系列信号部分を出力する
    ことを特徴とする請求項１１記載の周波数領域イコライゼーション装置。
  15. 前記チャネル補償部は、
    N個の連続する時系列データをフーリエ変換してN個の周波数領域のチャネルを推定するチャネル推定部、
    各隣接するチャネル推定値間に(Ｐ−１)個のチャネル推定値を補間してＰ・Ｎ個の周波数領域のチャネル推定値を取得する推定値補間部、
    該チャネル推定値よりチャネル補償係数を算出するチャネル補償係数算出部、
    該チャネル補償係数を前記Ｐ・Ｎポイントフーリエ変換部のフーリエ変換結果にそれぞれ乗算して周波数領域のチャネル補償を行なう乗算部、
    を備えたことを特徴とする請求項１０又は１１記載の周波数領域イコライゼーション装置。
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