JP6491439B2

JP6491439B2 - 受信装置及びプログラム

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Publication number: JP6491439B2
Application number: JP2014178414A
Authority: JP
Inventors: 知明竹内; 澁谷　一彦; 一彦澁谷
Original assignee: Japan Broadcasting Corp; NHK Engineering System Inc
Current assignee: Japan Broadcasting Corp; NHK Engineering System Inc
Priority date: 2014-09-02
Filing date: 2014-09-02
Publication date: 2019-03-27
Anticipated expiration: 2034-09-02
Also published as: JP2016054340A

Description

本発明は、空間分割多重されたＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）−ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信する受信装置、及びそのプログラムに関する。

デジタル放送や無線ＬＡＮなどに採用されているマルチキャリア変調方式にＯＦＤＭがある。ＯＦＤＭではマルチパスに対する耐性を得るために、ガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）あるいはサイクリックプレフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）と呼ばれる区間を設けている。ＯＦＤＭでは送信元から受信点までの伝送路の遅延広がりがＧＩ長以内である場合には、チャネル等化が可能であることが知られている。

一方、送信及び受信の双方で複数のアンテナを使用するＭＩＭＯシステムによる情報伝送に関する検討が行われている。特に、それぞれのアンテナから異なる情報を伝送する空間分割多重ＭＩＭＯは、送信アンテナの数に比例して伝送容量を大きくすることができるという利点を持つ。空間分割多重ＭＩＭＯ方式の受信方法としては、ゼロフォーシング法やＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）法などが知られている。

ＯＦＤＭを変調方式としたＭＩＭＯシステムによる情報伝送はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送と呼ばれ、両者の利点を矛盾なく組み合わせることができる。しかし、ＯＦＤＭ伝送ではチャネルの遅延広がりがＧＩ長を越える場合、シンボル間干渉及びキャリア間干渉の発生により受信特性が著しく損なわれるという問題がある。この問題はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送においても同様である。この、ＯＦＤＭ伝送における長遅延マルチパス環境における特性劣化を低減するための方法として、時間領域においてマルチパスをキャンセルする方式や、周波数領域でマルチパスを等化するＯＦＤＭ信号受信装置が知られている（例えば、特許文献１乃至３参照）。

一方、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送における長遅延マルチパス耐性を有する受信方式としてターボ等化方式が知られている（例えば、非特許文献１参照）。これはＭＡＰ（Maximum a posteriori probability）復号における尤度比を用いてシンボル間干渉及びキャリア間干渉成分のレプリカを生成し、受信信号から差し引くことにより伝送特性を改善するものである。

特許第４１７７７０８号公報特許第５０２３００６号公報特許第５０２３００７号公報

Satoshi Suyama, Hiroshi Suzuki, and Kazuhiko Fukawa, "A MIMO-OFDM receiver employing the low-complexity turbo equalization in multipath environments with delay difference greater than the guard interval" IEICE Trans.Commun., E88-B(1):39-46, 2005

しかし、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送においては、受信した信号は空間分割多重されており、ストリーム間干渉が生じているため、従来のＯＦＤＭによる受信方式を用いても十分な効果を得られないという問題があった。

一方、ターボ等化方式では、一般にＭＡＰ復号における処理量は変調多値数に対して指数関数的増大するため、変調多値数が大きい場合には実現が困難であった。また、時間−周波数領域変換にＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理を用いることができないという問題があった。このため、この手法を適用できるシステムはキャリア数が小さい場合に限られ、例えば非特許文献１における例はキャリア数が５２となっている。一方、放送の分野においてはＦＦＴサイズの拡大が検討されている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ２（Digital Video Broadcasting - Terrestrial 2）ではＦＦＴサイズを８１９２（２¹³）から３２７６８（２¹⁵）へと拡張している。

かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、ガードインターバル長を越えるマルチパスに対する耐性を有する、空間分割多重されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置及びプログラムを提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係る受信装置は、受信系列数分のＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、受信したＯＦＤＭ信号と高分解能フィルタ係数の行列乗算を、前記ＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔よりも狭い周波数分解能で行い、高分解能フィルタ信号を生成する高分解能フィルタ部と、前記高分解能フィルタ信号とキャリア間隔フィルタ係数の行列乗算を、前記サブキャリア間隔と同じ周波数分解能で行い、キャリア間隔フィルタ信号を生成するキャリア間隔フィルタ部と、前記高分解能フィルタ係数を算出する高分解能フィルタ係数算出部と、前記キャリア間隔フィルタ係数を算出するキャリア間隔フィルタ係数算出部と、を備え、前記キャリア間隔フィルタ部は、前記高分解能フィルタ信号を、２のべき乗倍、且つ前記ＯＦＤＭ信号のサブキャリア数の２倍未満となる第２のＦＦＴサイズでＦＦＴ処理して周波数領域に変換する受信系列数分の第２のＦＦＴ部と、前記第２のＦＦＴ部の出力信号と前記キャリア間隔フィルタ係数の行列乗算を、前記サブキャリア間隔と同じ周波数間隔で行い、前記キャリア間隔フィルタ信号を生成する第２の空間フィルタ部と、を備え、前記キャリア間隔フィルタ係数算出部は、前記ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号を用いて第１のチャネル応答行列を推定する第１のチャネル推定部と、前記第１のチャネル応答行列の逆フィルタとなる行列を前記キャリア間隔フィルタ係数として算出する第１の逆フィルタ算出部と、を備え、前記高分解能フィルタ係数算出部は、前記キャリア間隔フィルタ信号のシンボルを再生する受信系列数分のシンボル再生部と、前記受信系列数分のシンボル再生部の出力する再生シンボルに前記第１のチャネル応答行列を乗算してレプリカ信号を生成するレプリカ生成部と、前記第２のＦＦＴ部の出力する受信系列数分の周波数領域信号から、前記レプリカ信号を減算するレプリカ除去部と、前記レプリカ除去部の出力信号を前記レプリカ信号で除算して第２のチャネル応答行列を推定する第２のチャネル推定部と、前記第２のチャネル応答行列の等化誤差である等化誤差信号を算出する等化誤差算出部と、前記等化誤差信号から送受信間の遅延プロファイルを推定するプロファイル推定部と、前記遅延プロファイルを周波数領域に変換する領域変換部と、前記領域変換部の出力信号の逆フィルタとなる行列を前記高分解能フィルタ係数として算出する第２の逆フィルタ算出部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記高分解能フィルタ部は、前記ＯＦＤＭ信号を、２のべき乗倍、且つ前記ＯＦＤＭ信号のサブキャリア数の２倍以上となる第１のＦＦＴサイズでＦＦＴ処理して周波数領域に変換する受信系列数分の第１のＦＦＴ部と、前記第１のＦＦＴ部の出力信号と前記高分解能フィルタ係数の行列乗算を、前記サブキャリア間隔の２のべき乗分の１の周波数間隔で行う第１の空間フィルタ部と、前記第１の空間フィルタの出力信号を前記第１のＦＦＴサイズでＩＦＦＴ処理して時間領域信号に変換して前記高分解能フィルタ信号を生成する受信系列数分の第１のＩＦＦＴ部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記第１の逆フィルタ算出部は、ゼロフォーシング規範又はＭＭＳＥ規範に基づいて前記第１のチャネル応答行列から前記キャリア間隔フィルタ係数を算出することを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記第２の逆フィルタ算出部は、ゼロフォーシング規範又はＭＭＳＥ規範に基づいて前記第２のチャネル応答行列から前記高分解能フィルタ係数を算出することを特徴とする。

また、上記課題を解決するため、本発明に係るプログラムは、コンピュータを、上記受信装置として機能させることを特徴とする。

本発明によれば、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、遅延広がりがガードインターバル長を越えるマルチパスによる受信特性の劣化を低減することができる。

また、本発明によれば、時間−周波数領域変換処理において、高速演算手法であるＦＦＴを利用できるため、キャリア数が多い場合にも適用できるとともに、計算量を変調多値数に依存させないようにすることができる。

本発明の一実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。本発明の一実施形態に係る受信装置における高分解能フィルタ部の構成例を示すブロック図である。本発明の一実施形態に係る受信装置におけるキャリア間隔フィルタ部及びキャリア間隔フィルタ係数算出部の構成例を示すブロック図である。本発明の一実施形態に係る受信装置における高分解能フィルタ係数算出部の構成例を示すブロック図である。本発明の一実施形態に係る受信装置におけるレプリカ生成部の構成例を示すブロック図である。本発明の一実施形態に係る受信装置におけるレプリカ除去部の構成例を示すブロック図である。本発明の一実施形態に係る受信装置におけるチャネル推定部の構成例を示すブロック図である。本発明の一実施形態に係る受信装置における等化誤差算出部の構成例を示すブロック図である。本発明の一実施形態に係る受信装置におけるプロファイル推定部の構成例を示すブロック図である。本発明の一実施形態に係る受信装置における領域変換部の構成例を示すブロック図である。伝搬路の遅延広がりがＧＩ長を越える場合のビット誤り率特性を示す図である。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。本実施形態では、受信系列数（受信アンテナ数）が２の場合について説明する。

図１は本発明の一実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。図１に示す受信装置１は、受信系列数分の周波数変換部１０（１０−１及び１０−２）と、受信系列数分のＡ／Ｄ変換部２０（２０−１及び２０−２）と、受信系列数分の直交復調部３０（３０−１及び３０−２）と、高分解能フィルタ部４０と、キャリア間隔フィルタ部５０と、キャリア間隔フィルタ係数算出部６０と、高分解能フィルタ係数算出部７０と、多重部８０と、誤り訂正復号部９０とを備える。

周波数変換部１０は、受信したＯＦＤＭ信号をＩＦ信号に周波数変換し、それぞれＡ／Ｄ変換部２０に出力する。

Ａ／Ｄ変換部２０は、周波数変換部１０から入力されるＩＦ信号をＡ／Ｄ変換してデジタルＩＦ信号に変換し、それぞれ直交復調部３０に出力する。

直交復調部３０は、Ａ／Ｄ変換部２０から入力されるデジタルＩＦ信号を直交復調して等価ベースバンド信号を生成し、高分解能フィルタ部４０に出力する。

高分解能フィルタ部４０は、直交復調部３０から入力される等価ベースバンド信号をキャリア間隔よりも狭い周波数分解能を有する周波数領域信号に変換し、高分解能フィルタ係数算出部７０から入力される高分解能フィルタ係数を用いて空間フィルタ処理を行う。そして、空間フィルタ処理された周波数領域信号を再び時間領域信号へと変換した受信系列数分の高分解能フィルタ信号をキャリア間隔フィルタ部５０に出力する。つまり、高分解能フィルタ部４０は、受信したＯＦＤＭ信号と高分解能フィルタ係数の行列乗算を、ＯＦＤＭ信号のキャリア間隔よりも狭い周波数分解能で行い、高分解能フィルタ信号を生成する。ここで高分解能フィルタ係数は、２×２ＭＩＭＯシステムにおいては２×２の行列となる。高分解能フィルタ部４０の詳細については後述する。

キャリア間隔フィルタ部５０は、高分解能フィルタ部４０から入力される高分解能フィルタ信号をキャリア間隔と同じ周波数分解能を有する周波数領域信号に変換し、キャリア間隔フィルタ係数算出部６０及び高分解能フィルタ係数算出部７０に出力する。また、キャリア間隔フィルタ部５０は、該周波数領域信号をキャリア間隔フィルタ係数算出部６０から入力されるキャリア間隔フィルタ係数を用いて空間フィルタ処理した受信系列数分のキャリア間隔フィルタ信号を多重部８０及び高分解能フィルタ係数算出部７０に出力する。つまり、キャリア間隔フィルタ部５０は、高分解能フィルタ信号とキャリア間隔フィルタ係数の行列乗算を、キャリア間隔と同じ周波数分解能で行い、キャリア間隔フィルタ信号を生成する。ここでキャリア間隔フィルタ係数は、２×２ＭＩＭＯシステムにおいては２×２の行列となる。キャリア間隔フィルタ部５０の詳細については後述する。

キャリア間隔フィルタ係数算出部６０は、キャリア間隔フィルタ部５０からキャリア間隔と同じ周波数分解能を有する周波数領域信号を入力し、推定したチャネル応答を高分解能フィルタ係数算出部７０へ出力する。また、推定したチャネル応答を用いてキャリア間隔フィルタ係数を算出し、キャリア間隔フィルタ部５０に出力する。キャリア間隔フィルタ係数算出部６０の詳細については後述する。

高分解能フィルタ係数算出部７０は、キャリア間隔フィルタ部５０からキャリア間隔の周波数領域信号及びキャリア間隔フィルタ信号を入力し、キャリア間隔フィルタ係数算出部６０からチャネル応答を入力し、高分解能フィルタ係数を算出して、高分解能フィルタ部４０に出力する。高分解能フィルタ係数算出部７０の詳細については後述する。

多重部８０は、キャリア間隔フィルタ部５０から入力される受信系列数分のキャリア間隔フィルタ信号を多重化し、多重化信号を誤り訂正復号部９０に出力する。

誤り訂正復号部９０は、多重部８０から入力される多重化信号に対して誤り訂正復号処理を行って受信ビット列を生成し、外部に出力する。

［高分解能フィルタ部］
次に、高分解能フィルタ部４０の詳細について説明する。図２は、高分解能フィルタ部４０の構成例を示すブロック図である。図２に示す高分解能フィルタ部４０は、受信系列数分のＦＦＴ部４１（４１−１及び４１−２）と、空間フィルタ部４２と、受信系列数分のＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部４３（４３−１及び４３−２）とを備える。

ＦＦＴ部４１は、式（１）に示すように、直交復調部３０から入力される等価ベースバンド信号ｘ_i（ｎ）をＦＦＴサイズＭでＦＦＴ処理する。ここで、ｉは受信系列を示す。ｍは０≦ｍ＜Ｍを満たす、キャリア間隔の２のべき乗分の１の分解能を有する離散周波数である。

ここで、ＦＦＴサイズＭは、２のべき乗倍、且つＯＦＤＭ信号のサブキャリア数の２倍以上となる値である。例えば、サブキャリア数が５６１７本の場合、ＦＦＴサイズは１６３８４（２¹⁴）以上の２のべき乗の値（例えば、３２７６８（２¹⁵）など）とする。サブキャリアＣが２^n-1＜Ｃ≦２ⁿである場合に、ＦＦＴ部４１のＦＦＴサイズＭを２^n+α（αは１以上の正の整数）とすることにより、等価ベースバンド信号ｘ_i（ｎ）は、ＯＦＤＭのキャリア間隔の２^α分の１の分解能を有する周波数領域信号が生成される。よって、空間フィルタ部４２で周波数特性歪みを補正することでキャリア間の直交性が復元され、遅延広がりがＧＩ長を越えるマルチパスによる歪みを等化することができる。

ＦＦＴ部４１の出力する受信系列数分の高分解能周波数領域信号を式（２）に示すようにベクトル表記する。ここで、上付きのＴは転置を示す。

空間フィルタ部４２は、式（３）に示すように、ＦＦＴ部４１から入力される高分解能周波数領域信号と高分解能フィルタ係数算出部７０から入力される高分解能フィルタ係数Ｑ_mの行列乗算を、サブキャリア間隔の２のべき乗分の１の周波数間隔で行って周波数特性歪みを等化した等化信号を生成し、ＩＦＦＴ部４３に出力する。本実施形態では、高分解能フィルタ係数Ｑ_mは２×２の行列である。この空間フィルタ部４２により、遅延広がりがＧＩ長を越えるマルチパスによる受信特性の劣化を低減させることができるとともに、行列乗算を行うのでストリーム間干渉を低減させることができる。

ＩＦＦＴ部４３は、式（４）に示すように、空間フィルタ部４２から入力される等化信号をＦＦＴ部４１と同じＦＦＴサイズでＩＦＦＴ処理して時間領域信号に戻し、受信系列数分の高分解能フィルタ信号をキャリア間隔フィルタ部５０に出力する。

［キャリア間隔フィルタ部］
次に、キャリア間隔フィルタ部５０の詳細について説明する。図３は、キャリア間隔フィルタ部５０及びキャリア間隔フィルタ係数算出部６０の構成例を示すブロック図である。図３に示すキャリア間隔フィルタ部５０は、受信系列数分のＧＩ除去部５１（５１−１及び５１−２）と、受信系列数分のＦＦＴ部５２（５２−１及び５２−２）と、空間フィルタ部５３とを備える。

ＧＩ除去部５１は、高分解能フィルタ部４０から入力される高分解能フィルタ信号からガードインターバルを除去して有効シンボル区間に相当する有効信号を抽出し、ＦＦＴ部５２に出力する。

ＦＦＴ部５２は、式（５）に示すように、ＧＩ除去部５１から入力される有効信号をＦＦＴサイズＮでＦＦＴ処理して周波数領域信号Ｙ_i,kを生成し、空間フィルタ部５３、チャネル推定部６１、及び高分解能フィルタ係数算出部７０に出力する。ＦＦＴサイズＮは、２のべき乗倍、且つＯＦＤＭ信号のサブキャリア数の２倍未満とする。例えば、サブキャリア数Ｋが５６１７本の場合、ＦＦＴサイズは８１９２（２¹³）とする。ｋは０≦ｋ＜Ｋを満たす、キャリア間隔の分解能をもつ離散周波数である。Ｙ_i,kはｉ番目の受信系列信号におけるｋ番目のサブキャリアの受信信号を示す。

ＦＦＴ部５２の出力する受信系列数分の周波数領域信号を式（６）に示すようにベクトル表記する。ここで上付きのＴは転置を示す。

空間フィルタ部５３は、式（７）に示すように、ＦＦＴ部５２から入力されるキャリア間隔の周波数領域信号Ｙ_kとキャリア間隔フィルタ係数算出部６０から入力されるキャリア間隔フィルタ係数Ｇ_kの行列乗算を、サブキャリア間隔と同じ周波数間隔で行って周波数特性歪みを等化した等化信号を生成し、受信系列数分のキャリア間隔フィルタ信号を高分解能フィルタ係数算出部７０及び多重部８０に出力する。本実施形態では、キャリア間隔フィルタ係数Ｇ_kは２×２の行列である。この空間フィルタ部５３により、遅延広がりがＧＩ長以内のマルチパスによる受信特性の劣化を低減させることができる。

［キャリア間隔フィルタ係数算出部］
次に、キャリア間隔フィルタ係数算出部６０の詳細について説明する。図３に示すキャリア間隔フィルタ係数算出部６０は、チャネル推定部６１と、逆フィルタ算出部６２とを備える。

チャネル推定部６１は、ＦＦＴ部５２から入力される受信系列数分の周波数領域信号Ｙ_kからチャネル応答行列Ｈ_kを推定し、逆フィルタ算出部６２及び高分解能フィルタ係数算出部７０に出力する。チャネル推定の方法としては、送信するＯＦＤＭ信号にパイロット信号を挿入し、それぞれの送信系列の信号を時空間符号化する方法が知られている。例えば、式（８）で示されるAlamoutiの符号を用いると、式（９）に示すように、受信信号に対してその逆行列を乗算することにより、チャネル応答行列Ｈ_kを推定することができる。なお、全サブキャリアにパイロット信号が多重されていない場合には、サブキャリア方向に内挿補間する。

逆フィルタ算出部６２は、チャネル推定部６１から入力されるサブキャリアごとのチャネル応答行列Ｈ_kについて、その逆フィルタとなるフィルタ行列Ｇ_kをキャリア間隔フィルタ係数として算出し、空間フィルタ部５３に出力する。例えば、ゼロフォーシング規範に基づくキャリア間隔フィルタ係数Ｇ_kは、式（１０）で示される。ここで上付きのＨは複素共役転置を示す。

また、雑音の影響も考慮するＭＭＳＥ（Minimum Mean Squared Error）規範に基づくキャリア間隔フィルタ係数Ｇ_kは、式（１１）で示される。ここで、上付きの＊は複素共役を示し、Ｎ_T，Ｎ_rはそれぞれ送信系列数、受信系列数を示し、ρ₀は総送信電力を１系列で送信した場合の平均Ｓ／Ｎを示す。また、Ｉ_Nrは（Ｎｒ×Ｎｒ）の単位行列を示す。

［高分解能フィルタ係数算出部］
次に、高分解能フィルタ係数算出部７０の詳細について説明する。図４は、高分解能フィルタ係数算出部７０の構成例を示すブロック図である。高分解能フィルタ係数算出部７０は、受信系列数分のシンボル再生部７１（７１−１及び７１−２）と、レプリカ生成部７２と、レプリカ除去部７３と、チャネル推定部７４と、等化誤差算出部７５と、プロファイル推定部７６と、領域変換部７７と、逆フィルタ算出部７８とを備える。

シンボル再生部７１は、キャリア間隔フィルタ部５０から入力されるキャリア間隔フィルタ信号に対し、ＱＡＭ復調してパラレル信号を生成し、該パラレル信号を再度ＱＡＭ変調して再生シンボル行列Ｒ_kを生成し、レプリカ生成部７２に出力する。

図５は、レプリカ生成部７２の構成を示す図である。レプリカ生成部７２は、乗算部７２１−１〜７２１−４により、チャネル推定部６１から入力されるチャネル応答行列Ｈ_kと、シンボル再生部７１から入力される再生シンボル行列Ｒ_kとを乗算してレプリカ行列（レプリカ信号）Ｓを生成し、レプリカ除去部７３に出力する。レプリカ行列Ｓの要素は式（１２）で表される。ここで、ｊは送信系列を示す。レプリカ行列Ｓの要素の数は受信系列数のべき乗となり、２×２のＭＩＭＯシステムの場合、レプリカ行列Ｓは２×２の行列となる。

図６は、レプリカ除去部７３の構成を示す図である。レプリカ除去部７３は、減算部７３１−１〜７３１−４により、ＦＦＴ部５２から入力される受信系列数分の周波数領域信号から、レプリカ生成部７２から入力されるレプリカ行列Ｓを減算したレプリカ除去行列（レプリカ除去信号）Ｔをチャネル推定部７４に出力する。レプリカ除去行列Ｔの要素は式（１３）で表される。レプリカ除去行列Ｔの要素の数は受信系列数のべき乗となり、２×２のＭＩＭＯシステムの場合、レプリカ除去行列Ｔは２×２の行列となる。

図７は、チャネル推定部７４の構成を示す図である。チャネル推定部７４は、除算部７４１−１〜７４１−４により、レプリカ除去部７３から入力されるレプリカ除去行列Ｔを、レプリカ生成部７２から入力されるレプリカ行列Ｓで除算し、遅延広がりがＧＩ長を越えるマルチパスによるチャネル応答行列Ｆを生成し、等化誤差算出部７５に出力する。チャネル応答行列Ｆの要素は式（１４）で表される。

図８は、等化誤差算出部７５の構成を示す図である。等化誤差算出部７５は、減算部７５１−１，７５１−２により、チャネル推定部７４から入力されるチャネル応答行列Ｆの等化誤差である等化誤差行列（等化誤差信号）Ｅを生成し、プロファイル推定部７６に出力する。等化誤差行列Ｅの要素は式（１５）で表される。

図９は、プロファイル推定部７６の構成を示す図である。プロファイル推定部７６は、ＩＦＦＴ部７６１と、乗算部７６２と、加算部７６３と、遅延部７６４とを備える。プロファイル推定部７６は、等化誤差算出部７５から入力される等化誤差行列Ｅから送受信間の遅延プロファイルを推定する。

ＩＦＦＴ部７６１は、等化誤差算出部７５から入力される等化誤差信号ＥをＩＦＦＴ処理して時間領域信号ｅ_ij（ｎ，ｔ）に変換し、乗算部７６２に出力する。ここで、ｎは離散時間、ｔは更新時間を示す。

乗算部７６２は、ＩＦＦＴ部７６１から入力される時間領域の等化誤差信号にあらかじめ定められた定数μを乗じて加算部７６３に出力する。

加算部７６３は、乗算部７６２から入力される時間領域の等化誤差信号と、遅延部７６４から入力される単位更新時間前の遅延プロファイルＰ_ij（ｎ，ｔ）を加算して、遅延プロファイルを更新して新たな遅延プロファイルＰ_ij（ｎ，ｔ＋１）を、遅延部７６４及び領域変換部７７に出力する。

遅延部７６４は、加算部７６３から入力される遅延プロファイルを単位更新時間遅延させて、遅延した遅延プロファイルを加算部７６３に出力する。以上のプロファイル推定部７６の処理は、式（１６）で表される。

図１０は、領域変換部７７の構成を示す図である。領域変換部７７は、加算部７７１（７７１−１及び７７１−２）と、ＦＦＴ部７７２（７７２−１乃至７７２−４）とを備える。加算部７７１は、プロファイル推定部７６から入力される遅延プロファイルのうち、ｉ＝ｊを満たす系列について式（１７）で示されるデルタ関数を加算し、ＦＦＴ部７７２に出力する。加算部７７１の出力、又はｉ＝ｊを満たさない系列の遅延プロファイルは、それぞれＦＦＴ部７７２に入力される。

ＦＦＴ部７７２は、入力される遅延プロファイルをＦＦＴ処理して周波数領域信号であるチャネル応答行列Ｐ_mに変換し、逆フィルタ算出部７８に出力する。チャネル応答行列Ｐ_mの要素は式（１８）で表される。ここで、ＦＦＴサイズＭは、上述したＦＦＴ部４１におけるサイズと同じであり、２のべき乗倍、且つＯＦＤＭ信号のサブキャリア数の２倍以上となる値である。

逆フィルタ算出部７８は、領域変換部７７から入力されるチャネル応答行列Ｐ_mの逆フィルタを高分解能フィルタとして算出し、高分解能フィルタ部４０に出力する。ゼロフォーシング規範に基づく逆フィルタは式（１９）で示され、雑音の影響も考慮するＭＭＳＥ規範に基づく逆フィルタは式（２０）で示される。

このように、受信装置１は、高分解能フィルタ部４０の空間フィルタがＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔よりも狭い周波数分解能を有するため、遅延広がりがＧＩ長を越えるマルチパスによる受信特性の劣化を低減させることができる。また、行列乗算を行うのでストリーム間干渉を低減させることもできる。そして、キャリア間隔フィルタ部５０の空間フィルタがＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔と同じ周波数分解能を有するため、遅延広がりがＧＩ長以内のマルチパスによる受信特性の劣化を低減させることができる。

図１１は、伝搬路の遅延広がりがＧＩ長を越える場合のビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示す図である。このシミュレーションでは、変調方式はＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial）に準拠するものとし、モード３、シンボル長１００８μｓ、ＧＩ長１２６μｓ、ＧＩ比１／８とした。キャリア変調はＩＳＤＢ−Ｔよりも多値数の多い２５６ＱＡＭとし、ＭＩＭＯ構成をとるため、パイロット信号はＳＰに直交符号化を施した。また、誤り訂正符号はなしであり、ＭＩＭＯ伝搬路行列は式（２１）に示すものを用いた。ここで、Ｄ₁＝０．０１、Ｄ₂＝０．１、Ｄ₃＝０．１とした。遅延時間は、Ｔ₁＝１５０μｓ、Ｔ₂＝１５５μｓとした。図１１より、従来技術と比較して、大幅に誤り率特性の改善が得られることが分かる。

なお、上述した受信装置１として機能させるためにコンピュータを用いることができ、そのようなコンピュータは、受信装置１の各機能を実現する処理内容を記述したプログラムを当該コンピュータの記憶部に格納しておき、当該コンピュータのＣＰＵによってこのプログラムを読み出して実行させることで実現することができる。なお、このプログラムは、コンピュータ読取り可能な記録媒体に記録することができる。

上述の実施形態は、代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換ができることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。例えば、上述の実施形態では、受信系列数が２の場合について説明したが、受信系列数が２以外の場合についても同様に本発明を適用することができる。また、実施形態に記載の複数の構成ブロックを１つに組み合わせたり、あるいは１つの構成ブロックを分割したりすることが可能である。

１受信装置
１０周波数変換部
２０Ａ／Ｄ変換部
３０直交復調部
４０高分解能フィルタ部
４１ＦＦＴ部
４２空間フィルタ部
４３ＩＦＦＴ部
５０キャリア間隔フィルタ部
５１ＧＩ除去部
５２ＦＦＴ部
５３空間フィルタ部
６０キャリア間隔フィルタ係数算出部
６１チャネル推定部
６２逆フィルタ算出部
７０高分解能フィルタ係数算出部
７１シンボル再生部
７２レプリカ生成部
７３レプリカ除去部
７４チャネル推定部
７５等化誤差算出部
７６プロファイル推定部
７７領域変換部
７８逆フィルタ算出部
８０多重部
９０誤り訂正復号部
７２１乗算部
７３１減算部
７４１除算部
７５１減算部
７６１ＩＦＦＴ部
７６２乗算部
７６３加算部
７６４遅延部
７７１加算部
７７２ＦＦＴ部

Claims

受信系列数分のＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
受信したＯＦＤＭ信号と高分解能フィルタ係数の行列乗算を、前記ＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔よりも狭い周波数分解能で行い、高分解能フィルタ信号を生成する高分解能フィルタ部と、
前記高分解能フィルタ信号とキャリア間隔フィルタ係数の行列乗算を、前記サブキャリア間隔と同じ周波数分解能で行い、キャリア間隔フィルタ信号を生成するキャリア間隔フィルタ部と、
前記高分解能フィルタ係数を算出する高分解能フィルタ係数算出部と、
前記キャリア間隔フィルタ係数を算出するキャリア間隔フィルタ係数算出部と、を備え、
前記キャリア間隔フィルタ部は、
前記高分解能フィルタ信号を、２のべき乗倍、且つ前記ＯＦＤＭ信号のサブキャリア数の２倍未満となる第２のＦＦＴサイズでＦＦＴ処理して周波数領域に変換する受信系列数分の第２のＦＦＴ部と、
前記第２のＦＦＴ部の出力信号と前記キャリア間隔フィルタ係数の行列乗算を、前記サブキャリア間隔と同じ周波数間隔で行い、前記キャリア間隔フィルタ信号を生成する第２の空間フィルタ部と、を備え、
前記キャリア間隔フィルタ係数算出部は、
前記ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号を用いて第１のチャネル応答行列を推定する第１のチャネル推定部と、
前記第１のチャネル応答行列の逆フィルタとなる行列を前記キャリア間隔フィルタ係数として算出する第１の逆フィルタ算出部と、を備え、
前記高分解能フィルタ係数算出部は、
前記キャリア間隔フィルタ信号のシンボルを再生する受信系列数分のシンボル再生部と、
前記受信系列数分のシンボル再生部の出力する再生シンボルに前記第１のチャネル応答行列を乗算してレプリカ信号を生成するレプリカ生成部と、
前記第２のＦＦＴ部の出力する受信系列数分の周波数領域信号から、前記レプリカ信号を減算するレプリカ除去部と、
前記レプリカ除去部の出力信号を前記レプリカ信号で除算して第２のチャネル応答行列を推定する第２のチャネル推定部と、
前記第２のチャネル応答行列の等化誤差である等化誤差信号を算出する等化誤差算出部と、
前記等化誤差信号から送受信間の遅延プロファイルを推定するプロファイル推定部と、
前記遅延プロファイルを周波数領域に変換する領域変換部と、
前記領域変換部の出力信号の逆フィルタとなる行列を前記高分解能フィルタ係数として算出する第２の逆フィルタ算出部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
前記高分解能フィルタ部は、
前記ＯＦＤＭ信号を、２のべき乗倍、且つ前記ＯＦＤＭ信号のサブキャリア数の２倍以上となる第１のＦＦＴサイズでＦＦＴ処理して周波数領域に変換する受信系列数分の第１のＦＦＴ部と、
前記第１のＦＦＴ部の出力信号と前記高分解能フィルタ係数の行列乗算を、前記サブキャリア間隔の２のべき乗分の１の周波数間隔で行う第１の空間フィルタ部と、
前記第１の空間フィルタの出力信号を前記第１のＦＦＴサイズでＩＦＦＴ処理して時間領域信号に変換して前記高分解能フィルタ信号を生成する受信系列数分の第１のＩＦＦＴ部と、
を備えることを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
前記第１の逆フィルタ算出部は、ゼロフォーシング規範又はＭＭＳＥ規範に基づいて前記第１のチャネル応答行列から前記キャリア間隔フィルタ係数を算出することを特徴とする、請求項１又は２に記載の受信装置。
前記第２の逆フィルタ算出部は、ゼロフォーシング規範又はＭＭＳＥ規範に基づいて前記第２のチャネル応答行列から前記高分解能フィルタ係数を算出することを特徴とする、請求項１から３のいずれか一項に記載の受信装置。
コンピュータを、請求項１から４のいずれか一項に記載の受信装置として機能させるためのプログラム。