JP2009094831A

JP2009094831A - シングルキャリアブロック伝送の周波数領域等化方法

Info

Publication number: JP2009094831A
Application number: JP2007263949A
Authority: JP
Inventors: Hideo Osawa; 英男大澤
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2007-10-10
Filing date: 2007-10-10
Publication date: 2009-04-30

Abstract

【課題】
本発明は、シングルキャリアブロック伝送方式において、受信側から送信側へ伝搬路長をフィードバックするための煩雑な処理や、ＣＰ長を伝搬路長より長くすることによる伝送効率の低下などを伴うことなく、良好な等化特性を保持できるシングルキャリアブロック伝送の周波数領域等化方法を提供することを目的とする。
【解決手段】
繰り返し復調する方法において、繰り返し毎にＩＳＩ補償信号の精度を上げることで、周波数領域等化の信頼度を向上させる。
【選択図】図７

Description

本発明は、シングルキャリアブロック伝送方式（Single Carrier
block transmission）に関する。

シングルキャリアブロック伝送方式は、送信信号として複数の情報シンボルから構成された信号ブロックを送信し、受信側でブロック単位で等化や復調の処理を行うブロック伝送方式で、特に、送信ブロックにサイクリックプレフィックス（Cyclic Prefix:ＣＰ）を付加し、受信側で離散周波数領域等化を行う伝送方式である。伝送される信号は、単一搬送波（シングルキャリア）を変調した帯域信号である点が、各ブロック毎に複数のサブキャリアを用いて伝送するＯＦＤＭ (Orthogonal Frequency Division Multiplex)方式と異なる。シングルキャリアブロック伝送方式は、広帯域伝送においてＯＦＤＭ方式よりもＰＡＰＲ（Peak to average Power Ratio）が小さいため電力増幅器（ＰＡ）への負担が小さく、周波数選択性フェージング発生環境下でも１タップ等化による周波数領域の歪補償が可能な優れた方式である。

このような優れた特性を有するシングルキャリアブロック伝送方式ではあるが、欠点として、ＣＰ長が伝搬路の最大チャンネル遅延長よりも短くなったとき、すなわち、ＣＰ長＞最大チャンネル遅延長の仮定が崩れたときには、ブロック間干渉（ＩＢＩ）及び符号間干渉（ＩＳＩ）により等化特性は著しく低下することがある。
ＩＢＩは前ブロックからの干渉であり、正確な伝搬路推定及び前ブロックの正確なシンボル推定ができればＩＢＩを除去することは容易であるが、ＦＤＥを効果的に行なうためには、マルチパス伝搬路による線形畳み込み行列を巡回畳み込み行列にするための処理（ここではＩＳＩ除去としている）が必須であり、そのためには該当する受信ブロックのＩＳＩ補償生成信号に必要な特定位置の正確なシンボル値が必要である。推定精度が良くない場合は、誤判定のために雑音付加となり、特性劣化の大きな原因となる。

この対策として、従来技術では、伝搬路変動の状況に応じて、送信ブロック長を適応的に変更し、常にＣＰ長＞最大チャンネル遅延長の条件を維持する方法等が提案されているが、受信側から送信側へ最大チャネル遅延量を報告する処理が必要であり、このフィードバック処理を組込むことはかなり難しい。又、ブロック長及びＣＰ長を可変とした場合、送信側でのブロック長の変更にあわせて、受信側での同期受信機構等が複雑になることも欠点である。

送信ブロック長を適応的に変更しない対策として、最近の論文（非特許文献１）によると、ＩＳＩ除去を特に問題とし、誤り訂正（ＦＥＣ）後の軟判定信号を使用してＩＳＩ除去を行っているが、誤り訂正復号器をループに含めて繰り返し復号を行なっているため、復号処理の遅延が大きくなるという欠点が解消されていない。

Iterative Cyclic Prefixreconstruction for Coded Single-Carrier System with Frequency DomainEqualizer(IEEE2003)

本発明は、このような技術的背景のもとでなされたものであり、ＣＰ長＜最大チャンネル遅延長の場合でも送信ブロック長を変更せず（ＣＰ長を長くしない）ＩＳＩ除去を行い通常の周波数領域等化を可能とし、伝送効率を低下させずに等化特性の劣化を防ぐ方法を提供することを目的とする。

ＣＰ（Cyclic Prefix）除去後の受信信号ブロックを高速フーリエ変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換された信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された信号を復調する復調部と、復調信号より仮判定信号を生成する仮判定処理部と、仮判定信号からＩＳＩ補償信号を生成するＩＳＩ補償信号生成部と、からなり、ＣＰ長が最大チャネル遅延長より短いことにより発生する符号間干渉（ＩＳＩ）除去を、ＩＳＩ補償信号生成処理、ＦＦＴ、ＦＤＥ、ＩＦＦＴ、復調及び仮判定までの処理を繰り返し行うことで可能とし、フレーム構成の中にＣＰ長が伝搬路の最大遅延長より短いブロックを含むフレーム構成により伝送効率の低下を防いでいるシングルキャリアブロック伝送方式で、ＩＳＩ除去に使用する特定の時間位置のシンボルの仮判定処理において信頼度が低いと判断された信号（シンボル）から生成された仮判定値を零とし、信頼度の高い信号（シンボル）から生成された仮判定値のみを使用することで、ＩＳＩ除去精度を高めることができることを特徴とする。

ＣＰ（Cyclic Prefix）除去後の受信信号ブロックを高速フーリエ変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換された信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された信号を復調する復調部と、復調信号より仮判定信号を生成する仮判定処理部と、仮判定信号からＩＳＩ補償信号を生成するＩＳＩ補償信号生成部と、からなり、ＣＰ長が最大チャネル遅延長より短いことにより発生する符号間干渉（ＩＳＩ）除去を、ＩＳＩ補償信号生成処理、ＦＦＴ、ＦＤＥ、ＩＦＦＴ、復調及び仮判定までの処理を繰り返し行うことでＩＳＩ除去を可能とし、フレーム構成の中にＣＰ長が伝搬路の最大遅延長より短いブロックを含むフレーム構成により伝送効率の低下を防いでいるシングルキャリアブロック伝送方式で、ＩＳＩ除去に使用する特定の時間位置の仮判定値において、ＩＳＩの影響が受信ブロックの前半部から後半部に進むにつれて減少し、逆に、後半部から前半部へ向かうに連れて顕著になるため、ＩＳＩ除去に使用する仮判定値のブロック内の特定の時間位置に応じた重み付け係数α（０＜α≦１）のべき乗を仮判定値に掛けることで、誤判定の影響を軽減し、ＩＳＩ除去精度を高めることができることを特徴とする。

ＣＰ（Cyclic Prefix）除去後の受信信号ブロックを高速フーリエ変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換された信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された信号を復調する復調部と、復調信号より仮判定信号を生成する仮判定処理部と、仮判定信号からＩＳＩ補償信号を生成するＩＳＩ補償信号生成部と、からなり、ＣＰ長が最大チャネル遅延長より短いことにより発生する符号間干渉（ＩＳＩ）除去を、ＩＳＩ補償信号生成処理、ＦＦＴ、ＦＤＥ、ＩＦＦＴ、復調及び仮判定までの処理を繰り返し行うことでＩＳＩ除去を可能とし、フレーム構成の中にＣＰ長が伝搬路の最大遅延長より短いブロックを含むフレーム構成により伝送効率の低下を防いでいるシングルキャリアブロック伝送方式で、ＩＳＩ除去に使用する特定の時間位置のシンボルの仮判定処理において信頼度が低いと判断された信号（シンボル）から生成された仮判定値を零とし、信頼度の高い信号（シンボル）から生成された仮判定値のみを使用する前記０００７の仮判定処理において、予め受信ブロックのＳＮＲを何らかの手段で測定し、そのＳＮＲの値に応じて仮判定処理の判定閾値を受信ブロック単位で適応的に変化させ、ＩＳＩ除去精度を向上させることを特徴とする。

ＣＰ（Cyclic Prefix）除去後の受信信号ブロックを高速フーリエ変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換された信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された信号を復調する復調部と、復調信号より仮判定信号を生成する仮判定処理部と、仮判定信号からＩＳＩ補償信号を生成するＩＳＩ補償信号生成部と、からなり、ＣＰ長が最大チャネル遅延長より短いことにより発生する符号間干渉（ＩＳＩ）除去を、ＩＳＩ補償信号生成処理、ＦＦＴ、ＦＤＥ、ＩＦＦＴ、復調及び仮判定までの処理を繰り返し行うことでＩＳＩ除去を可能とするシングルキャリアブロック伝送方式で、前記請求項１、前記請求項２及び前記請求項３の全てを、または、前記請求項１及び前記請求項２の二者を、または、前記請求項２及び前記請求項３の二者を、または、前記請求項３及び前記請求項１の二者を、組み合わせたことを特徴とする。

ＣＰ長＜最大チャンネル遅延長の伝搬路条件下でもＩＢＩ及びＩＳＩを除去できるので、従来技術のようにＣＰ長を最大チャンネル遅延長に合わせて長くする必要がなく、伝送効率の低下させることがない。さらには、繰り返し復号のループ内にＦＥＣを含まないので、復号時の処理遅延が小さい。

本発明が対象とするシングルキャリアブロック伝送方式においては、前の送信ブロックからのＩＢＩは、前ブロックの判定信号と伝搬路推定の畳み込みにより、現在の受信ブロックへの干渉分が算出できるので、現在の受信ブロックから差し引くことは容易である。ＩＳＩの除去は、伝搬路特性を畳み込んでいる行列（線形畳み込み行列）が巡回畳み込み行列となるように受信信号を補正することに等しい。これは、周波数領域等化した受信信号をＩＦＦＴした後に時間領域の信号を判定し、仮判定信号を再生し、この信号を使って補正信号を計算し、受信信号に加算することで行なわれる。この操作を繰り返すことで仮判定値の信頼度が向上する筈であるが、非特許文献１では改善が見られていない。原因として、最初の仮判定の精度が悪く、精度の悪い仮判定値を使用してＩＳＩ除去の処理を繰り返しても改善方向に収斂しにくいと考える。
改善策として、仮判定処理に際し、仮判定値の精度を高める機能を埋め込む。具体的には、個々のシンボルの信頼度に着目して重み付けをする、ブロック内でのシンボルの位置（先頭部に近いか末尾部に近いか）に着目して仮判定値に重み付けをする、そのときどきの受信ブロック単位の信号対雑音比（ＳＮＲ）に着目して判定閾値を変化させ仮判定値に重み付けをする、或いは、これら三者の全てまたは、いずれか二者を組み合わせる。すなわち、信頼度の高いと判断される信号には、改善効果が大きく作用するような重み付けを行い、逆に、信頼度が低いと判断される信号に対しては、仮判定値として採用しないか、採用する場合でも影響度が小さくなるような重み付けを行う。このような重み付けをしつつ、繰り返し処理をおこなうことで、信頼度の高い仮判定値を増加させ、特性改善へ結びつける。

本実施例では、非特許文献１にあわせ、チャンネル長＞ＣＰ長とし、Ｍ＝７(チャンネル長)、ν＝３（ＣＰ長）とする。また、伝搬路推定の精度が良く且つ前ブロック（与干渉ブロック）のシンボル推定が良好ならば、ＩＢＩは容易に除去することができる。ＩＢＩの除去は、非特許文献１に示されており、ここでは、本発明での改善対象とする、仮判定が必要なＩＳＩの除去方法を説明する。

（例１）
受信ブロックで同期をとり、このブロック単位で処理を行うとする。
送信信号ベクトルをＸ、伝搬路畳み込み行列をＨ、受信信号ベクトルをＹとする。また、各受信信号のシンボル毎の受信機雑音ベクトルをηとする。
この関係を式にすると
Ｙ＝ＨＸ＋ η となる。（１）

伝搬路のインパルス応答を h(t)とする。
また、伝搬路のインパルス応答は受信ブロック内で変化しないとする。
h(t)=(h₀,h₁,h₂,h₃,h₄,h₅,h₆)
なお、チャンネル長＝７である。

ＣＰ及びＩＢＩを除去した後の伝搬路行列を示す。チャンネル長＞ＣＰ長のため、この行列が非巡回行列となっていることが分かる。

第1行、第２行及び第３行は、要素がh₀〜h₆まで含まれていない。例えば第１行では、h₄,h₅,h₆が要素として含まれていない。周波数領域等化を行なうと、これらの要素が含まれていないことによりＩＳＩが発生する。この伝搬路行列が巡回行列になるように足りない部分を加えること（ＩＳＩ補償信号の生成）で、ＩＳＩを除去できる。つまり、この行列が巡回行列でないと、伝搬路のインパルス
応答の影響を、周波数上の掛け算（送信時間信号のＤＦＴと伝搬路インパルス応答のＤＦＴの積）で表現できない。対角化できない部分は、周波数領域等化及びＩＦＦＴ後の時間信号において符号間干渉を与えるような雑音として働く。

h(t)のインパルス応答に対する巡回行列Ｈ_０は、
受信信号ベクトルが、このＨ_０を使って表せるよう変換することを考える。

Ｙ＝ＨＸ＋η
Ｙ´＝（Ｈ+Ｈ´）Ｘ＋η＝Ｈ_０Ｘ＋η
ベクトルＹにベクトル（Ｈ´Ｘ）を加えることで巡回畳み込みにできることを表している。

Ｈ´は、次のような行列になる。
ここで、Ｈ´は、伝搬路インパルス応答値から構成できて、伝搬路推定は理想的に行なわれる仮定なので自明である。これにより、ＩＳＩ除去（ＩＳＩ補償信号生成）には、Ｈ´において零以外の要素に対応するベクトルＸのシンボル値が、正確に推定できることが必要であり、ここが精度良く推定できれば、ベクトルＹにベクトル（Ｈ´Ｘ）を加えることで、ＩＳＩ除去が行なわれることがわかる。

次に、請求項２に関連し、受信ブロックの後半部から前半部へ向かうに連れＩＳＩの影響が顕著になることを説明する。
（例２）
例１と同様に、チャンネル長＞ＣＰ長とし、Ｍ＝７(チャンネル長)、ν＝３（ＣＰ長）とする。
受信ブロックで同期をとり、このブロック単位で処理を行うとする。
送信信号ベクトルをＸ、伝搬路畳み込み行列をＨ、受信信号ベクトルをＹとする。また、各受信信号のシンボル毎の受信機雑音ベクトルをηとする。
この関係を式にすると
Ｙ＝ＨＸ＋ η となる。

伝搬路のインパルス応答を h(t)とする。
また、伝搬路のインパルス応答は受信ブロック内で変化しないとする。
h(t)=(h₀,h₁,h₂,h₃,h₄,h₅,h₆)
なお、チャンネル長＝７である。

ＣＰ及びＩＢＩを除去した後の伝搬路行列を示す。この行列が非巡回行列となっていることが分かる。
h(t)のインパルス応答に対する巡回行列Ｈ_０は、
受信信号ベクトルが、このＨ_０を使って表せるよう変換することを考える。

Ｙ＝ＨＸ＋η＝Ｈ_０Ｘ＋Ｈ´´Ｘ＋η

ここでＨ´´は、次のような行列になる。
このベクトルＹに対して周波数領域等化を行なう。
離散周波数変換（ＤＦＴ）行列をＦ、また逆離散周波数変換（ＩＤＦＴ）行列をＦ^Ｈとする。
（Ｆ^Ｈは、Ｆのエルミート変換を示す。）
例えばベクトルＹはＦ行列を掛けることで、周波数スペクトルのベクトルに変換される。
ここで、受信信号（ＦＦＴ）ブロックをＦで周波数変換する。
ＦＹ＝Ｆ（Ｈ_０）Ｆ^ＨＦＸ＋Ｆ（Ｈ´´）Ｘ＋Ｆη

ＦＦ^Ｈ＝Ｆ^ＨＦ＝Ｉ（Ｉは単位行列）であることを利用するとこの式は次のようになる。

ＦＹ＝Ｆ（Ｈ_０）Ｆ^ＨＦＸ＋Ｆ（Ｈ´´）Ｘ＋Ｆη

ここで、Ｈ_０が巡回行列のため、Ｆ（Ｈ_０）Ｆ^Ｈ＝Λとなる。ここでΛは対角行列で、その対角成分の各要素が伝搬路特性の周波数応答に対応する。
したがって、その逆行列であるΛ⁻¹（これも対角行列である）を左辺にかけることで周波数領域等化が可能となる。（Λ⁻¹Λは単位行列となる。）

Λ⁻¹ＦＹ＝Λ⁻¹ΛＦＸ＋Λ⁻¹Ｆ（Ｈ´´）Ｘ＋Λ⁻¹Ｆη

時系列信号に戻すためＩＤＦＴ行列Ｆ^Ｈを掛ける。

Ｆ^ＨΛ⁻¹ＦＹ＝Ｆ^ＨΛ⁻¹ΛＦＸ＋Ｆ^ＨΛ^-1Ｆ（Ｈ´´）Ｘ＋Ｆ^ＨΛ^-1Ｆη

＝Ｘ＋（Ｆ^ＨΛ^-1Ｆ）（Ｈ´´）Ｘ＋Ｆ^ＨΛ^-1Ｆη

再生された時間信号を表す右辺の第２項の（Ｆ^ＨΛ^-1Ｆ）は、新たな巡回行列を表しており、これによってＨ´´Ｘが畳み込みこまれることを示している。
この成分が、チャンネル長＞ＣＰ長のときに、周波数領域等化の結果として生じた符号間干渉である。ここでベクトルＨ´´Ｘはベクトルの上方だけが零でない構成であることから、結果として第２項は主として受信ブロックの前半部で大きな符号間干渉を発生する。
このため、受信ブロックの後半部に行くほど、符号間干渉の影響が少なくなり、そのため仮判定の信頼度が向上すると考えられる。

図１は、本発明を実現する第一の例示として取り上げた復調器ブロック図である。
切替回路１１１が重み付け仮判定処理部１０８側へ切り換えられている間、受信信号は、ＣＰ除去部１０１、ＩＢＩ除去部１０２、ＩＳＩ除去部１０３、ＦＦＴ部１０４、ＦＤＥ部１０５、ＩＦＦＴ部１０６、復調部１０７を通り、図４に示す通り、−１方向および＋１方向へシフトさせて設定した閾値４０１、４０２により、ＩＳＩ除去に関わる仮判定値として、判定誤差の大きいと判断されるシンボルを採用せず（０判定４０４）、信頼度の高いと判断されるシンボルのみ仮判定値として採用（−１判定４０３または＋１判定４０５）し、ＩＳＩ補償信号を生成する。このような重み付け仮判定処理を繰り返すことで、非巡回要素が減少し、周波数等化精度が向上させる。

図２は、本発明を実現する第二の例示として取り上げた復調器ブロック図である。
切替回路２１１が重み付け仮判定処理部２０８側へ切り換えられている間、受信信号は、ＣＰ除去部２０１、ＩＢＩ除去部２０２、ＩＳＩ除去部２０３、ＦＦＴ部２０４、ＦＤＥ部２０５、ＩＦＦＴ部２０６、復調部２０７を通り、図５に示す通り、ＩＳＩ除去に関わる仮判定値が、ブロックの先頭部に近い信号ほど小さな重み付けを行い、逆に、ブロックの末尾に近づくほど、大きな重み付けを行うようにして、ＩＳＩ補償信号を生成する。
ここで、図５は、チャンネル長＝７、ＣＰ長＝３の場合の重み付けの様子を示したもので、受信ブロック５０１の中で、ＩＳＩ除去のために仮判定が必要となるシンボルは、Ｎ−４、Ｎ−５、Ｎ−６であり、Ｎ−４、Ｎ−５、Ｎ−６、の各仮判定値について、それぞれ、α、α^２、α^３の重み付けをした後、対応する伝搬路推定値との積和を計算している。周波数領域等化を行なうと受信ブロックの先頭部に近いほどＩＳＩのために符号間干渉量が大きく、後半部は、後尾部へ近づくに従い符号間干渉量が小さくなると考えられるので、ＩＳＩ補償信号生成に使用する仮判定値に重み付け係数α（０＜α≦１）のべき乗を仮判定値に掛けている。
このような重み付け仮判定処理を繰り返すことで、非巡回要素が減少し、周波数等化精度が向上してゆく。

図３は、本発明を実現する第三の例示として取り上げた復調器ブロック図である。
切替回路３１２が重み付け仮判定処理部３０８側へ切り換えられている間、受信信号は、ＣＰ除去部３０１、ＩＢＩ除去部３０２、ＩＳＩ除去部３０３、ＦＦＴ部３０４、ＦＤＥ部３０５、ＩＦＦＴ部３０６、復調部３０７を通り、図６に示す通り、ＩＳＩ除去に関わる仮判定値が、適応的に調整された閾値による重み付けがされながら、ＩＳＩ補償信号を生成する。
ここで、図６は、判定閾値を適応的に変更して設定する様子を示したものであり、ＳＮＲが良好な場合は、判定閾値をー１方向および＋１方向へ近づけ、０と判定する領域を広く、−１または＋１と判定する領域を狭くなるよう、それぞれ調整している。逆に、ＳＮＲが良くない場合は、判定閾値を０方向へ近づけ、０と判定する領域を狭く、−１または＋１と判定する領域広くなるよう、調整している。予め受信ブロックのＳＮＲを何らかの手段で測定し、その値に応じて仮判定処理の判定閾値を受信ブロック単位に変化させ、ＩＳＩ除去精度を向上させている。
このような重み付け仮判定処理を繰り返し、非巡回要素が減少し、周波数等化精度が向上してゆく。
なお、非特許文献１では、軟入力、軟出力ＦＥＣとＩＳＩ除去過程を繰り返すことで処理量が多くなり、処理遅延が増加しているが、本発明では、処理を簡略化することで、処理量の遅延増加を回避している。

図７は、本発明を実現する第四の例示として取り上げた復調器ブロック図である。
受信信号は、ＣＰ除去部７０１、ＩＢＩ除去部７０２、ＩＳＩ除去部７０３、ＦＦＴ部７０４、ＦＤＥ部７０５、ＩＦＦＴ部７０６、復調部７０７を通り、スイッチ７１２が重み付け仮判定処理部７０８側へ切り換えられている間、ＩＳＩ除去に関わる仮判定値に関して、前述の００１５、００１６、００１７の全て、または、００１５、００１６、００１７のいずれか２者の組合せによる、ＩＳＩ補償信号を生成する。このような重み付け仮判定処理を繰り返し、非巡回要素が減少し、周波数領域等化精度が向上してゆく。

復調回路ブロック図復調回路ブロック図復調回路ブロック図重み付け重み付け重み付け復調回路ブロック図

符号の説明

１０１・・・ＣＰ除去部、１０２・・・ＩＢＩ除去部、１０３・・・ＩＳＩ除去部、１０４・・・ＦＦＴ部、１０５・・・ＦＤＥ部、１０６・・・ＩＦＦＴ部、１０７・・・復調部、１０８・・・重み付け仮判定処理部、１０９・・・ＩＢＩ生成及び伝搬路周波数特性計算部、１１０・・・ＩＳＩ補償信号生成部、１１１・・・切替回路、２０１・・・ＣＰ除去部、２０２・・・ＩＢＩ除去部、２０３・・・ＩＳＩ除去部、２０４・・・ＦＦＴ部、２０５・・・ＦＤＥ部、２０６・・・ＩＦＦＴ部、２０７・・・復調部、２０８・・・重み付け仮判定処理部、２０９・・・ＩＢＩ生成及び伝搬路周波数特性計算部、２１０・・・ＩＳＩ補償信号生成部、２１１・・・切替回路、３０１・・・ＣＰ除去部、３０２・・・ＩＢＩ除去部、３０３・・・ＩＳＩ除去部、３０４・・・ＦＦＴ部、３０５・・・ＦＤＥ部、３０６・・・ＩＦＦＴ部、３０７・・・復調部、３０８・・・重み付け仮判定処理部、３０９・・・ＩＢＩ生成及び伝搬路周波数特性計算部、３１０・・・ＩＳＩ補償信号生成部、３１１・・・ブロックＳＮＲ測定部、３１２・・・切替回路、４０１・・・閾値、４０２・・・閾値、４０３・・・−１判定領域、４０４・・・０判定領域、４０５・・・＋１判定領域、５０１・・・受信ブロック、５０２・・・ブロック末尾、５０３・・・ＣＰ、５０４・・・重み付け係数、６０１・・・閾値、６０２・・・閾値、６０３・・・−１判定領域、６０４・・・０判定領域、６０５・・・＋１、６１１・・・閾値、６１２・・・閾値、６１３・・・−１判定領域、６１４・・・０判定領域、６１５・・・＋１判定領域、７０１・・・ＣＰ除去部、７０２・・・ＩＢＩ除去部、７０３・・・ＩＳＩ除去部、７０４・・・ＦＦＴ部、７０５・・・ＦＤＥ部、７０６・・・ＩＦＦＴ部、７０７・・・復調部、７０８・・・重み付け仮判定処理部、７０９・・・ＩＢＩ生成及び伝搬路周波数特性計算部、７１０・・・ＩＳＩ補償信号生成部、７１１・・・ブロックＳＮＲ測定部、７１２・・・切替回路、

Claims

ＣＰ（Cyclic Prefix）除去後の受信信号ブロックを高速フーリエ変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換された信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された信号を復調する復調部と、復調信号より仮判定信号を生成する仮判定処理部と、仮判定信号からＩＳＩ補償信号を生成するＩＳＩ補償信号生成部と、からなり、ＣＰ長が最大チャネル遅延長より短いことにより発生する符号間干渉（ＩＳＩ）除去を、ＩＳＩ補償信号生成処理、ＦＦＴ、ＦＤＥ、ＩＦＦＴ、復調及び仮判定までの処理を繰り返し行うことで可能とするシングルキャリアブロック伝送方式で、
ＩＳＩ除去に使用する特定の時間位置のシンボルの仮判定処理において信頼度が低いと判断された信号（シンボル）から生成された仮判定値を零とし、信頼度の高い信号（シンボル）から生成された仮判定値のみを使用することで、ＩＳＩ除去精度を高めることができることを特徴とする、シングルキャリアブロック伝送方式の周波数領域等化方法。
ＣＰ（Cyclic Prefix）除去後の受信信号ブロックを高速フーリエ変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換された信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された信号を復調する復調部と、復調信号より仮判定信号を生成する仮判定処理部と、仮判定信号からＩＳＩ補償信号を生成するＩＳＩ補償信号生成部と、からなり、ＣＰ長が最大チャネル遅延長より短いことにより発生する符号間干渉（ＩＳＩ）除去を、ＩＳＩ補償信号生成処理、ＦＦＴ、ＦＤＥ、ＩＦＦＴ、復調及び仮判定までの処理を繰り返し行うことでＩＳＩ除去を可能とするシングルキャリアブロック伝送方式で、
ＩＳＩ除去に使用する特定の時間位置の仮判定値において、ＩＳＩの影響が受信ブロックの前半部から後半部に進むにつれて減少し、逆に、後半部から前半部へ向かうに連れて顕著になるため、ＩＳＩ除去に使用する仮判定値のブロック内の特定の時間位置に応じた重み付け係数α（０＜α≦１）のべき乗を仮判定値に掛けることで、誤判定の影響を軽減し、ＩＳＩ除去精度を高めることができることを特徴とする、シングルキャリアブロック伝送方式の周波数領域等化方法。
ＣＰ（Cyclic Prefix）除去後の受信信号ブロックを高速フーリエ変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換された信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された信号を復調する復調部と、復調信号より仮判定信号を生成する仮判定処理部と、仮判定信号からＩＳＩ補償信号を生成するＩＳＩ補償信号生成部と、からなり、ＣＰ長が最大チャネル遅延長より短いことにより発生する符号間干渉（ＩＳＩ）除去を、ＩＳＩ補償信号生成処理、ＦＦＴ、ＦＤＥ、ＩＦＦＴ、復調及び仮判定までの処理を繰り返し行うことでＩＳＩ除去を可能とするシングルキャリアブロック伝送方式で、
仮判定処理において、予め受信ブロックのＳＮＲを何らかの手段で測定し、そのＳＮＲの値に応じて仮判定処理の判定閾値を受信ブロック単位で適応的に変化させ、ＩＳＩ除去精度を高めることができることを特徴とする、シングルキャリアブロック伝送方式の周波数領域等化方式。
ＣＰ（Cyclic Prefix）除去後の受信信号ブロックを高速フーリエ変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換された信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部と、逆高速フーリエ変換された信号を復調する復調部と、復調信号より仮判定信号を生成する仮判定処理部と、仮判定信号からＩＳＩ補償信号を生成するＩＳＩ補償信号生成部と、からなり、ＣＰ長が最大チャネル遅延長より短いことにより発生する符号間干渉（ＩＳＩ）除去を、ＩＳＩ補償信号生成処理、ＦＦＴ、ＦＤＥ、ＩＦＦＴ、復調及び仮判定までの処理を繰り返し行うことでＩＳＩ除去を可能とするシングルキャリアブロック伝送方式で、
前記請求項１、前記請求項２及び前記請求項３の全てを、または、前記請求項１及び前記請求項２の二者を、または、前記請求項２及び前記請求項３の二者を、または、前記請求項３及び前記請求項１の二者を、組み合わせたことを特徴とする、シングルキャリアブロック伝送方式の周波数領域等化方式。