JP2008311868A - 受信装置および受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】FFTタイミングが悪質な場合であっても受信品質の劣化を抑える。
【解決手段】複数のデータシンボルとサイクリック部とを含むデータブロックの信号を受信し、前記データブロックに含まれる複数のデータシンボルを軟判定復調して各データシンボルから変調方式に応じた変調多値数の各ビットの信頼度を表す軟判定値を取得し、前記データブロックから前記サイクリック部と前記一端を含む一部波形に相当するデータシンボルとを除いたシンボル群である非繰り返しシンボル群の先端および後端の少なくとも一方における少なくとも１つのデータシンボルから得られた軟判定値を選択し、前記軟判定値が表す信頼度が小さくなるように、選択された軟判定値を変更し、前記軟判値取得ステップにより得られた軟判定値のうち前記軟判定値選択ステップにより選択されなかった軟判定値と、前記軟判定値選択ステップにより選択され信頼度が小さくされた軟判定値とを復号する。
【選択図】図１８

Description

本発明は、シングルキャリア通信を行う受信装置および受信方法に関する。

シングルキャリア通信方式の一種であるSC-CP(Single Carrier with Cyclic Prefix：サイクリックプレフィクス付きシングルキャリア)方式は、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重)と比べてPAPR(Peak to Average Power Ratio：平均信号電力に対するピーク電力の比)が低いというメリットがあり、非特許文献１にも示されているようによく知られた方式である。

CP付き信号を高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform :FFT）を用いて受信するいわゆるブロック受信方式において、FFTタイミング誤差が大きいと受信特性は大幅に劣化するという問題がある。FFTタイミング同期を取るための手段としては、特許文献１をはじめ多くの手段が公知であるが、必ずしもFFTタイミングを最適に設定できるとは限らない。特に、複数の端末から異なる伝送時間をかけて到達した信号を基地局で一括して高速フーリエ変換する場合には、一部の端末信号にとって悪質なタイミングで高速フーリエ変換せざるを得ない場合がある。
特開２００５−２５３０２１号公報 "Frequency domain equalization for single-carrier broadband wireless systems," Falconer, D., et al., Communications Magazine, IEEE Volume 40, Issue 4, April 2002 Page(s):58-66.

FFTタイミングが悪質な場合、受信側のFFTタイミングを変更するか、または送信側にフィードバック情報を通知して受信側のFFTタイミングにあわせて送信側の送信タイミングを調整させることで解決できる。しかし、前者は複数端末を同時に受信している場合は適用できず、後者はフィードバック情報が反映されるまでの間受信特性が劣化してしまうという問題があった。

本発明は、FFTタイミングが悪質な場合であっても受信品質の劣化を抑えることができる受信装置および受信方法を提供することを目的とする。

本発明の一態様としての受信装置は、
符号化ビット列を変調して得られる時間的に連続する複数のデータシンボルと、前記複数のデータシンボルの一端を含む一部波形と同じ波形を有し前記複数のデータシンボルの他端に連続するサイクリック部と、を含むデータブロックの信号を受信する受信部と、
前記データブロックに含まれる複数のデータシンボルを軟判定復調して各データシンボルから変調方式に応じた変調多値数の各ビットの信頼度を表す軟判定値を得る軟判定部と、
前記データブロックから前記サイクリック部と前記一端を含む一部波形に相当するデータシンボルとを除いたシンボル群である非繰り返しシンボル群の先端および後端の少なくとも一方における少なくとも１つのデータシンボルから得られた軟判定値を選択する選択部と、
前記軟判定値が表す信頼度が小さくなるように前記選択部により選択された軟判定値を変更する軟判定値変更部と、
前記軟判定部により得られた軟判定値のうち前記選択部により選択されなかった軟判定値と、前記選択部により選択され前記軟判定値変更部により信頼度が小さくされた軟判定値とを復号する復号部と、
を備える。

本発明の一態様としての受信方法は、
符号化ビット列を変調して得られる時間的に連続する複数のデータシンボルと、前記複数のデータシンボルの一端を含む一部波形と同じ波形を有し前記複数のデータシンボルの他端に連続するサイクリック部と、を含むデータブロックの信号を受信する受信ステップと、
前記データブロックに含まれる複数のデータシンボルを軟判定復調して各データシンボルから変調方式に応じた変調多値数の各ビットの信頼度を表す軟判定値を取得する軟判定値取得ステップと、
前記データブロックから前記サイクリック部と前記一端を含む一部波形に相当するデータシンボルとを除いたシンボル群である非繰り返しシンボル群の先端および後端の少なくとも一方における少なくとも１つのデータシンボルから得られた軟判定値を選択する軟判定値選択ステップと、
前記軟判定値が表す信頼度が小さくなるように、選択された軟判定値を変更する軟判定値変更ステップと、
前記軟判値取得ステップにより得られた軟判定値のうち前記軟判定値選択ステップにより選択されなかった軟判定値と、前記軟判定値選択ステップにより選択され前記軟判定値変更ステップにより信頼度が小さくされた軟判定値とを復号する復号ステップと、
を備えた受信方法。

本発明により、FFTタイミングが悪質な場合であっても受信品質の劣化を抑えることができる。

以下、図面を参照しながら本実施の形態について詳細に説明する。

(第一の実施例)
図１は、第一の実施例に係る移動体通信システムの構成例を示す図である。

本実施例に係る移動体通信システムには、基地局ＣＳ１と、基地局ＣＳ１と通信を行う複数の端末ＰＳ１，ＰＳ２，・・・が属している。複数の端末ＰＳ１，ＰＳ２，・・・は、それぞれ異なる周波数ｆ１、ｆ２、・・で同時に送信し、基地局ＣＳ１はそれらの送信信号を一括受信する。

各端末は、情報ビットを符号化し、符号化ビットを変調し、CP(Cyclic Prefix：サイクリックプレフィクス)を付加することにより得られるデータブロックを送信する。データブロックの例を図２に示す。図２のデータブロックは、１６個のデータシンボル（データ部）と、データ部の後端２シンボルをコピーして先端に付加されるサイクリックプレフィクス（サイクリック部）とを含む。サイクリックプレフィクスを付加することにより、受信側で受信信号を周波数領域で等化することができ、比較的簡易な演算でマルチパス環境でも高い受信品質を保つことができる。図２の例ではデータ部の後端からの一部を先端にコピーしているが、データ部の先端からの一部を後端にコピーするようにしてもよい。この場合、後端に付加されたシンボルがサイクリック部に相当する。すなわち、サイクリック部は、複数のデータシンボルの一端を含む一部波形と同じ波形を有し当該複数のデータシンボルの他端に連続するデータである。

図３は、第一の実施例に係る受信装置の構成を示すブロック図である。

LNA(Low Noise Amplifier)部（低ノイズ増幅器）１２は、アンテナ１１で受信された複数の端末ＰＳ１，ＰＳ２，・・・からの信号を増幅する。

直交復調部１３は、LNA部１２により増幅された信号をシンセサイザ１４からの信号を用いてI-ch、Q-chのベースバンド信号に変換する。

AD変換器１５A、１５Bは、I-ch、Q-chそれぞれのアナログ信号をデジタル信号に変換する。

FFT（Fast Fourier Transform）部１６は、AD変換器１５A、１５Bからのデジタル信号を所望のFFT区間で高速フーリエ変換することにより周波数領域に変換する（サイクリックプレフィクスが除去される）。FFT部１６は、フーリエ変換を行うフーリエ変換部の一例である。

窓関数部１７は、周波数領域の信号に各端末ＰＳ１，ＰＳ２，・・・に応じた窓関数をかけることにより各端末ＰＳ１，ＰＳ２，・・・からの送信信号をそれぞれ分離して取り出す。

FDE（Frequency-Domain Equalization）部１８は、窓関数部１７で分離して取り出された各端末の信号を周波数領域等化する。

IFFT（Inverse Fast Fourier Transform）部１９は、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換することにより時間波形の信号に変換する。IFFT部１９は、逆フーリエ変換を行う逆フーリエ変換部の一例である。

軟判定部２０は、IFFT部１９により得られた時間波形信号を軟判定（軟判定復調）して、データ部における各シンボルから、変調方式に応じた変調多値数の各ビットの信頼度（尤度）を表す軟判定出力（軟判定値）を得る。

スイッチ（選択部）２１は、データブロックからサイクリックプレフィクスと、サイクリックプレフィクスとしてコピーされたシンボルとを除いたシンボル群である“非繰り返しシンボル群”（図２の第１〜第１４シンボルに相当）の先端または後端またはこれらの両方における少なくとも１つのシンボルの軟判定出力を重み係数乗算部２３に出力し、それ以外のシンボルの軟判定出力をビタビ復号部２４に出力する。

重み係数記憶部２２には１未満の値をもつ重み係数が記憶されており、重み係数乗算部（軟判定値変更部）２３は、スイッチ２１から入力された軟判定出力に、重み係数記憶部２２に記憶された重み係数を乗算してビタビ復号部２４に出力する。

ビタビ復号部２４は、スイッチ２１および重み係数乗算部２３から入力される軟判定出力を用いてビタビ復号を行う。ビタビ復号は、軟判定出力から効率よく復号する方法としてよく知られたものであり、このビタビ復号を行うことで復号後のビット誤り率を改善できる。また、ビタビ復号の代わりに、誤り訂正能力が高いターボ復号を用いてもよく、ビタビ復号部２４は、ターボ復号を行うターボ復号部に置き換えられてもよい。ビタビ復号やターボ復号に対応する符号は畳み込み符号である。なお、重み係数を0に設定して送信側でパンクチャした場合と同様に復号を行うことも可能である。

ここで、軟判定出力（軟判定値）の算出方法に関して、図５および図６を用いて説明する。ただし以下に説明する軟判定出力の算出方法はあくまで一例であり、本発明は下記の方法に限定されるものではない。また以下では、BPSK変調された信号から軟判定出力を算出する例を示すが、他の変調で変調された信号からも同様に軟判定出力を算出することが可能である。

図５はBPSK変調された送信信号のコンスタレーションを表している。第kビットが0の場合は(a,0)に送信シンボルがマッピングされ、第kビットが1の場合は(-a,0)に送信シンボルがマッピングされる。

図６はBPSK変調された受信信号のコンスタレーションを表している。(x,y)で受信した場合の軟判定出力は例えば以下のように求めることができる。まず、(x,y)と送信ビットが0の場合の理想的なマッピングポイント(a,0)との距離r_aを計算する。次に、(x,y)と送信ビットが1の場合の理想的なマッピングポイント(-a,0)との距離r_-aを計算する。r_aおよびr_-aから軟判定出力d_soft(k)を以下の式で計算する。

もしd_soft(k)>0ならば、第kビットは0である可能性が1である可能性よりも高く、d_soft(k)の絶対値が大きいほど「第kビットが0である」ことの信頼度が高い。

一方d_soft(k)<0ならば、第kビットは1である可能性が0である可能性よりも高く、d_soft(k)の絶対値が大きいほど「第kビットが1である」ことの信頼度が高い。

すなわち、軟判定出力の絶対値の大きさが信頼度の大きさに対応している。このようにして得られた軟判定出力d_soft(k)の信頼度を下げるためには、d_soft(k)に対して0<α<1を満たす重み付け係数を乗算し絶対値を小さくすればよい。

本実施例では、上述のようにデータブロックからサイクリックプレフィクスと、サイクリックプレフィクスとしてコピーされたシンボルとを除いたシンボル群である非繰り返しシンボル群の先端または後端またはこれらの両方におけるシンボルの軟判定出力に１未満の重み係数を乗算して軟判定出力の信頼度を下げることとしている。以下では、この理由について、図２で示したデータブロックを受信する場合を例に説明する。

図２で示したデータブロックを受信する場合、スイッチ２１にて軟判定出力が重み係数乗算部２３に出力されるシンボルは第１シンボルまたは第１４シンボルまたはこれらの両方である（先端または後端またはこれらの両方から１つのシンボルのみを出力する場合）。これらのシンボルはFFTタイミング誤差が大きい場合や、CP長を越えるマルチパスが存在する場合にブロック間干渉が大きく、歪みやすいシンボルである。

図４を用いて、FFTタイミング誤差が大きい場合に第１シンボルおよび第１４シンボルの歪が大きいことを説明すると以下の通りである。

各シンボルはフィルタ長８シンボル分のROF(ロールオフフィルタ)で帯域制限されているとする。太線HL1で囲まれたタイミングでFFT部１６において高速フーリエ変換するとする。この場合、当然ながら太線HL1で囲まれた部分の信号を受信することになる。第２〜第１０シンボルおよび第１５、第１６シンボルに関しては全エネルギーを受信できるが、第１、第１１〜第１４シンボルに関しては太線HL4、HL5で囲んだ一部のエネルギーがFFTウィンドウの外側に存在するためその分受信電力が小さくなり、さらに太線HL2、HL3で囲んだ、隣接ブロックからの干渉を受け、劣化する。特に第１４シンボルに関してはメインローブの半分がFFTタイミングから外れており、残り半分は隣接ブロックからの干渉を受け、劣化量が大きい。なお、図４ではFFTタイミングが所望よりも速い場合を示しているが、FFTタイミングが所望よりも遅い場合も同様に考えることができ、その場合は第１シンボルの劣化量がさらに大きくなる。また、遅延広がりが大きい伝送路においても同様に第1シンボルまたは第１４シンボルの劣化量が大きい。

このような第1シンボルまたは第１４シンボルを他のシンボルと同様にビタビ復号した場合、第１または第１４シンボルは、FFTタイミングから外れているにもかかわらず、隣接ブロックからの干渉成分により受信電力が大きいため、ブランチメトリック算出の際に他のシンボルと同等の信頼度で算出されてしまう。すなわち、ビタビ復号後のビット誤り率が大きくなってしまう。そこで、本実施形態のように予め非繰り返しシンボル群の先端または後端のシンボルの軟判定出力に対して１未満の重み係数を乗算することで、すなわちブランチメトリック算出の際の信頼度を下げておくことで、FFTタイミング誤差の影響やマルチパスによる影響がある場合においても、ビタビ復号後のビット誤り率を小さくすることが可能になる。

(第二の実施例)
図７は、第二の実施例に係る受信装置の構成を示すブロック図である。図３との違いは、窓関数部より後段の構成のみであり、したがって以下では窓関数部より後段のブロックに関してのみ説明する。

ブロック識別部３１は、窓関数部１７から出力されたデータがデータブロックかパイロットブロックか（すなわちデータ部かパイロット部かを）を識別する。ここでパイロット部は、複数のパイロットシンボルを含み、パイロット部の一端における一部のシンボルを他端にコピーしたものがパイロットブロック（後述する図８参照）である。ブロック識別部３１は、データ部と識別したなら、受け取ったデータをFDE部３２に出力し、パイロット部であると識別したなら、受け取ったデータを伝送路推定部３３およびタイミング制御部３４に出力する。パイロット部のデータが入力されるタイミングが既知であれば、ブロック識別部３１で上記の識別が可能である。あるいはブロック識別部３１はパイロット部のデータが入力されるタイミングを上位レイヤ４１から通知されてもよい。

伝送路推定部３３はパイロット部の受信信号を基に伝送路を推定し、その結果をFDE部３２に出力する。

FDE部３２は、伝送路推定部３３からの伝送路の推定結果を基に、ブロック識別部３１から受け取るデータ部の受信信号を周波数領域等化し、IFFT部３５に出力する。

IFFT部３５は、FDE部３２から入力される信号を逆高速フーリエ変換して時間波形の信号に変換し、軟判定部３６に出力する。

軟判定部３６は、IFFT部３５からの入力信号を軟判定し、軟判定の結果得られる各ビットの信頼度を歪シンボル抽出部３７に出力する。

タイミング誤差検出部３４は、FFTを行ったタイミングが所望のFFTタイミングに対してどれだけずれているかを表すFFTタイミング誤差を測定する。タイミング誤差検出部３４は、FFTタイミングが所望のFFTタイミングより遅れていると判断した場合に、非繰り返しシンボル群の先端のシンボルを歪シンボルと判定し、FFTタイミングが所望のタイミングより進んでいると判断した場合に非繰り返しシンボル群の後端のシンボルを歪シンボルと判定する。タイミング誤差検出部３４は、判定したそのシンボルを歪シンボル抽出部３７に通知する。タイミング誤差検出部３４は、FFTを行ったタイミングが所望のタイミングの範囲内であると判断した場合は、歪シンボル抽出部３７にFFTタイミング誤差がないことを通知する。

例えば、理想的なFFTタイミングを時刻T_ideal、所望のFFTタイミングt_OKの範囲をT_ideal−T_m <t_OK <T_ideal＋T_m(ただしT_m>0)とすると、FFTタイミングtがt>T_ideal＋T_mならばFFTタイミングが遅れていると判断し、非繰り返しシンボル群の先端のシンボルを歪シンボルと判定し、FFTタイミングtがt<T_ideal−T_mならばFFTタイミングが進んでいると判断し非繰り返しシンボル群の後端のシンボルを歪シンボルと判定し、FFTタイミングtがT_ideal−T_m <t<T_ideal＋T_mならばFFTタイミングが所望のタイミングの範囲内であると判断する。

上記の例はFFTタイミングに基づいて非繰り返しシンボル群の先端の1シンボルまたは後端の1シンボルを歪シンボルとして抽出する例であるが、しきい値を複数設定し、1ブロック内に含まれる歪シンボルを複数抽出してもよい。例えば、FFTタイミングtがt>T_ideal＋T_m＋T_m2(ただしT_m2>0)ならば非繰り返しシンボル群の先端から2つのシンボルを歪シンボルと判定し、T_ideal＋T_m<t<T_ideal＋T_m＋T_m2ならば非繰り返しシンボル群の先端1シンボルを歪シンボルと判定し、T_ideal−T_m−T_m2 <t<T_ideal−T_mならば非繰り返しシンボル群の後端1シンボルを歪シンボルと判定し、t<T_ideal−T_m−T_m2ならば非繰り返しシンボル群の後端から2つのシンボルを歪シンボルと判定し、T_ideal−T_m <t<T_ideal＋T_mならばFFTタイミングが所望のタイミングの範囲内であると判断する。

歪シンボル抽出部３７は、軟判定部３６から入力される軟判定出力のうちタイミング誤差検出部３４から通知されたシンボルの軟判定出力を重み係数乗算部３９に出力し、それ以外のシンボルの軟判定出力をビタビ復号部４０に出力する。タイミング誤差検出部３４からの入力がFFTタイミングの誤差がないという旨の通知だった場合は、軟判定部３６から入力される全ての軟判定出力をビタビ復号部４０に出力する。

重み係数乗算部３８は、重み係数記憶部３８に記憶された１未満の値をもつ重み係数を歪シンボル抽出部３７から入力される軟判定出力に乗算してビタビ復号部４０に入力する。1ブロック内に複数の歪みシンボル含まれる場合は、各歪シンボルに対して重み係数記憶部３８に記憶された同じ重み係数を乗算してもよいし異なる重み係数を乗算してもよい。

例えば、FFTタイミングtがt>T_ideal＋T_m＋T_m2ならば非繰り返しシンボル群の先端から1番目のシンボルに対して重み係数α₁を乗算し、非繰り返しシンボル群の先端から2番目のシンボルに対して重み係数α₂(ただし0<α₁ <α₂<1)を乗算する。T_ideal＋T_m<t<T_ideal＋T_m＋T_m2ならば非繰り返しシンボル群の先端から1番目のシンボルに対して重み係数α₀(0<α₀<1)を乗算する。T_ideal−T_m−T_m2 <t<T_ideal−T_mならば非繰り返しシンボル群の後端から1番目のシンボルに対して重み係数α₀を乗算する。t<T_ideal−T_m−T_m2ならば非繰り返しシンボル群の後端から1番目のシンボルに対して重み係数α₁を乗算し、非繰り返しシンボル群の後端から2番目のシンボルに対して重み係数α₂を乗算する。T_ideal−T_m <t<T_ideal＋T_mならばどのシンボルに対しても重み係数を乗算しない。

ビタビ復号部４０は、歪シンボル抽出部３７から入力される軟判定出力と、重み係数乗算部３９から入力される信頼度が下げられた軟判定出力とをビタビ復号して上位レイヤ４１に出力する。

上位レイヤ４１は上位レイヤの復調処理を行う。また、必要に応じてブロック識別部３１にパイロット部の入力タイミングを通知する。

このように、本受信装置では、FTTタイミング誤差を検出しない場合は全シンボルの軟判定出力に重み係数を乗算することなくそのまま用いてビタビ復号を行い、FFTタイミングが遅れていると判断した場合は非繰り返しシンボル群の先端のシンボルを歪シンボルと判定しその軟判定出力の信頼度を下げてビタビ復号を行い、FFTタイミングが進んでいると判断した場合は非繰り返しシンボル群の後端のシンボルを歪シンボルと判定しその軟判定出力の信頼度を下げてビタビ復号を行う。

以上のように本実施例によれば、FFTタイミング誤差があるときにのみタイミング誤差の影響の大きいシンボルの軟判定出力の信頼度（ブランチメトリック）を小さくし、FFTタイミング誤差がないときにはブランチメトリックを小さくしないようにしたことにより、第一の実施例に比べて受信品質をさらに向上させることができる。

(第三の実施例)
図９は、第三の実施例に係るタイミング誤差検出部の構成を示すブロック図である。

このタイミング誤差検出部５０は、予め記憶したパイロット系列と、ブロック識別部３１（図７参照）から入力されるパイロット部のデータとの相関を取ることでFFTタイミング誤差を検出する。送信側である端末はこのパイロット系列（複数のパイロットシンボル）にサイクリックプレフィクスを付加したパイロットブロックを送信し、タイミング誤差検出部５０は、受信されたパイロットブロックにおけるパイロット系列と、あらかじめ記憶したパイロット系列との相関を取ることでFFTタイミング誤差を検出する。

図８はパイロットブロックの構成を説明する図である。データブロックが図２に示したように１６個のシンボルと、2シンボル分のサイクリックプレフィクスとから構成されているとする。このとき、送信側である端末は、１６の要素からなるパイロット系列を変調し、サイクリックプレフィクスを付加してパイロットブロックを構成する。図８では、パイロットの系列のn番目の要素を

とした例である。これはCAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列の一種である。このパイロット系列を変調し、サイクリックプレフィクスを付加して端末は送信する。

以下タイミング誤差検出部５０における各ブロックについて詳細に説明する。

タイミング誤差検出部５０における相関算出部５１にはブロック識別部３１からパイロット部の受信信号が入力される。相関算出部５１は、パイロット系列記憶部５２に記憶されたパイロット系列との相互相関を算出し（変調されていないパイロット系列が記憶されているときは相関を算出する前に変調する）、相互相関値をピークタイミング出力部５３に出力する。相互相関の算出は周波数領域で行ってもよいし時間領域で行ってもよく、時間領域で行う場合は、パイロット部の受信信号を逆離散フーリエ変換などして、時間領域に変換する。

ピークタイミング出力部５３は、相関算出部５１から入力される相互相関値からピーク値のタイミングを検出し、そのタイミングをタイミング比較部（判定部）５４に出力する。パイロット系列として上記CAZAC系列を用いることで、相関出力のピークをより得やすい効果がある。

タイミング比較部５４は、ピークタイミング出力部５３から入力されるピークタイミングと、範囲記憶部５５に記憶された、ある時間範囲を指定した範囲データとを比較し、ピークタイミングが範囲データに示される時間範囲内であればタイミング誤差がないと判断し、その旨を歪シンボル抽出部３７（図７参照）に出力する。ピークタイミングが上記時間範囲よりも遅い範囲に存在すれば、FFTタイミングが遅いと判断し、たとえば第１シンボルを歪シンボルと判定しその旨を歪シンボル抽出部３７に通知する。ピークタイミングが上記時間範囲よりも早い範囲に存在すれば、FFTタイミングが早いと判断し、たとえば第１４シンボルを歪シンボルと判定しその旨を歪シンボル抽出部３７に通知する。

上記では、範囲記憶部５５に記憶させる時間範囲は予め設定されているものとするが、サイクリックプレフィクス長が変化するシステムにおいてはそのサイクリックプレフィクス長に応じて上記時間範囲を更新してもよい。

また、本実施例では、パイロット系列としてCAZAC系列の一種を用いたが、CAZAC系列に限定するものではなく、他の系列を用いて相関を算出してもよい。

(第四の実施例)
図１２は、第四の実施例に係るタイミング誤差検出部の構成を示すブロック図である。

このタイミング誤差検出部６０は、パイロットブロックからサイクリックプレフィクスと、サイクリックプレフィクスに繰り返されたパイロットシンボルとを除いたシンボル群（第２非繰り返しシンボル群）から、先端に位置する1つまたは複数のシンボルからなる先端シンボル群と、後端に位置する1つまたは複数のシンボルからなる後端シンボル群と、先端シンボル群と後端シンボル群との間に位置する１つまたは複数のシンボルからなる中間シンボル群とを指定し、各群においてそれぞれSINRを測定する。図１０に示すパイロットブロックの例では、先端シンボル群は第１シンボル、中間シンボル群は第４〜第１１シンボル、後端シンボル群は第１４シンボルである。なお第２非繰り返しシンボル群は第１〜第１４シンボルに相当する。

SINRの測定方法の例を具体的に説明する。本通信システムで採用しているフレーム(スロット)構成の例を図１１に示す。同期用ブロック(Sync)とパイロットブロック(B0, B9, B17)とデータブロック(B1〜B8, B10〜B16)から１フレームが構成されている。1フレーム内に含まれるパイロットシンボル(B0, B9, B17)に渡って、先端シンボル群、中間シンボル群、後端シンボル群の平均電力と分散を求める。求めた分散の値は干渉電力とAWGNの電力の和とみなすことができ、平均電力から分散を引いた分を信号電力として算出し、それらの比でSINRを算出できる。この算出方法は一例であり、他の算出方法でも構わない。例えば、複数フレーム、または１フレームより短い区間に渡って、先端シンボル群、中間シンボル群、後端シンボル群の平均電力と分散を求めてもよい。

このようにして得られた各群のSINRに基づき、タイミング誤差検出部６０は、先端シンボル群および後端シンボル群が歪みシンボルであるかどうかをそれぞれ判定し、歪みシンボルである群についてはその旨を歪みシンボル抽出部３７に通知する。

以下、タイミング誤差検出部６０における各ブロックについて詳細に説明する。

シンボル群指定部６１は、上記第２繰り返しシンボル群において先端シンボル群と中間シンボル群と後端シンボル群とを指定し、各群を平均算出部６２と分散算出部６３にそれぞれ出力する。本実施例では先端シンボル群、中間シンボル群、後端シンボル群の位置を既知であるとするが、外部から適応的に設定しても構わない。

平均算出部６２は、たとえば１フレームに渡り、先端シンボル群、中間シンボル群、後端シンボル群の平均電力を求める。

分散算出部６３は、たとえば１フレームに渡り、先端シンボル群、中間シンボル群、後端シンボル群の分散を求める。

分配部６４は、先端シンボル群の平均および分散を先端シンボル群SINR算出部６５に送り、中間シンボル群の平均および分散を中間シンボル群SINR算出部６６に送り、後端シンボル群の平均および分散を後端シンボル群SINR算出部６７に送る。

各シンボル群SINR算出部６５〜６７は、各群についての平均および分散をもとに、各群のSINRを算出してSINR比較部６８に出力する。

SINR比較部６８は、中間シンボル群のSINRと比較して先端シンボル群のSINRがあるしきい値以上低かった場合には、先端シンボル群を歪シンボルと判定してその旨を歪シンボル抽出部３７に通知し、中間シンボル群のSINRと比較して後端シンボル群のSINRがあるしきい値以上低かった場合には、後端シンボル群を歪シンボルと判定してその旨を歪シンボル抽出部３７に通知する。しきい値は予め設定されているものとするが、外部から適応的に設定しても構わない。

(第五の実施例)
図１３は第五の実施例に係る受信装置の構成を示すブロック図である。図７との差異はタイミング誤差検出部７０から重み係数記憶部７１に制御線が通っていることである。これにより、タイミング誤差の値に応じて重み係数を適応的に更新することができる。他のブロックについては図７と同等であるため図７における同一名称のブロックと同一の符号を付して重複する説明を省略する。

図１４はタイミング誤差検出部７０の構成を詳細に示すブロック図である。図１２との差異は、SINR比較部７２から重み係数記憶部７１へ出力があることである。これによりSINRの値に応じて重み係数を適応的に決定し、更新することができる。このようにSINRに応じて詳細な重み係数を算出することで復号後のビット誤り率を改善できる。他のブロックについては図１２と同等であるため図１２における同一名称のブロックと同一の符号を付して重複する説明を省略する。

SINR比較部７２においてSINRに応じてどのように重み係数を決めるかについてビタビアルゴリズムの原理に基づいて説明する。

軟判定復調におけるBPSKの受信信号（隣接ブロック間干渉がない場合）は以下の式で表される。

c_jmはj番目のブランチのm番目のビット、n_jmはAWGN、ε_cは符号化後ビットのエネルギーである。この場合、SINRは、以下のように表すことができる。

また、ビタビアルゴリズムによるi番目のパスのj番目のブランチメトリックは以下のように計算される。

一方、隣接ブロック間干渉が存在するシンボルの受信信号は、以下のように表される。

α_jmは隣接ブロックからの干渉である。この場合、SINRは、以下のように表すことができる。

またブランチメトリックは以下のように計算される。

とし、ブロック間干渉がない場合とある場合のブランチメトリックの比を求めると、

となる。式９は、ブロック間干渉の影響を受けていないSINR（式２参照）のルートと受けているSINR（式６参照）のルートの比に相当する。したがって、ブロック間干渉の影響を受けていないSINRのルートに対する、ブロック間干渉の影響を受けているSINRのルートの比を重み付け係数とすればよい。たとえば中間シンボル群のSINRのルートに対する、先端シンボル群のSINRのルートの比を、先端シンボル群に適用する重み係数とし、中間シンボル群のSINRのルートに対する、後端シンボル群のSINRのルートの比を、後端シンボル群に適用する重み係数とする。

(第六の実施例)
図１５は第六の実施例に係る受信装置の構成を示すブロック図である。図１３との差異はタイミング誤差検出部８０への入力がブロック識別部８９からではなくIFFT部３５の出力を分岐して入力していることである。これにより、データ部のデータを逆高速フーリエ変換して得られる情報に基づいてタイミング誤差を検出し、その検出結果に応じて重み係数を適応的に決定および更新することができる。図１５における他のブロックについては図１３と同等であるため図１３における同一名称のブロックと同一の符号を付して重複する説明を省略する。

図１６はタイミング誤差検出部８０の構成を詳細に示すブロック図である。

測定対象識別部８１は、IFFT部３５から入力される逆高速フーリエ変換後のデータシンボル（データ部）からサイクリックプレフィクスとして用いられているデータシンボルを除いたシンボル群（非繰り返しシンボル群）のうち、あらかじめ指定した先端シンボル群、中間シンボル群、または後端シンボル群に含まれるものをEVM（Error Vector Magnitude：エラーベクトルマグニチュード）算出部８２に出力する。たとえば図１７に示すデータブロックの場合は以下の通りである。このデータブロックにおけるデータ部は16個のシンボルから構成される、15番目と16番目の2シンボル分がサイクリックプレフィクスとしてデータ部の先頭に付加されている。第１〜第１４シンボルが非繰り返しシンボル群に相当する。非繰り返しシンボル群において、第１シンボルが先端シンボル群、第６〜第９シンボルが中間シンボル群、第１４シンボルが後端シンボル群とする。この場合、測定対象識別部８１では第１シンボル、第６〜第９シンボル、第１４シンボルをEVM算出部８２に出力し、他のシンボルはEVM算出部８２に出力しない。本実施例では、先端シンボル群、中間シンボル群、後端シンボル群の位置を既知であるとするが、外部から適応的に設定しても構わない。また、本実施例では、先端シンボル群、中間シンボル群、後端シンボル群の3つを指定しているが、2つでもよいし、４つ以上（中間シンボル群が２つ以上になる）を指定してもよい。ただし先端シンボル群、後端シンボル群のうち少なくとも一方は含むとする。

EVM算出部８２は、測定対象識別部８１から入力されたシンボルのI-ch成分およびQ-ch成分と、そのI-ch成分およびQ-ch成分に最も距離の近い理想マッピングポイントからEVMを算出し、分配部８３に出力する。

分配部８３は、先端シンボル群から得られたEVMを先端シンボル群EVM平均部８４、中間シンボル群から得られたEVMを中間シンボル群EVM平均部８５、後端シンボル群から得られたEVMを後端シンボル群EVM平均部８６に出力する。各シンボル群EVM平均部では、1フレーム内のデータブロック数に基づいて平均値を算出し、EVM比較部８７に出力する。本実施例では1フレーム内で平均値を算出しているが、複数フレームにまたがっても構わないし、もっと短い区間で算出しても構わない。

EVM比較部８７は、中間シンボル群のEVM平均値と比較して先端シンボル群のEVM平均値があるしきい値以上大きかった場合には、先端シンボル群を歪シンボルと判定してその旨を歪シンボル抽出部３７に通知する。また、EVM比較部８７は、中間シンボル群のEVM平均値と比較して後端シンボル群のEVM平均値があるしきい値以上大きかった場合には、後端シンボル群を歪シンボルと判定してその旨を歪シンボル抽出部３７に通知する。

第四の実施例で説明した、パイロットブロックによるタイミング誤差検出は、フレーム内に含まれるパイロットブロックのブロック数が少ないと、SINRの精度が良くない可能性がある。SINRの精度を高めるために複数のフレームにまたがって測定すると、その分測定までに時間がかかってしまう。そこで、フレーム内にデータブロックが多く含まれている場合は、本実施例のように、複数のデータブロックのEVMを使うことでタイミング誤差を精度よく検出することが可能となる。

上記EVM比較部８７は、各群から得られたEVM平均値に応じて重み係数を適応的に決定し、更新することも行う。以下、EVM平均値に応じてどのように重み係数を決めるかについて説明する。

先端シンボル群EVM平均部８４、中間シンボル群EVM平均部８５、後端シンボル群EVM平均部８６で算出された各シンボル群EVM平均値をそれぞれe₁、e₂、e₃とする。しきい値をe_thとすると、

の条件を満たす場合には、先端シンボル群を歪シンボルと判定してその旨を歪シンボル抽出部に通知し、重み係数として

を採用する。同様に、

の条件を満たす場合には、後端シンボル群を歪シンボルと判定してその旨を歪シンボル抽出部に通知し、重み係数として

を採用する。

なお、しきい値e_thは予め設定されていてもいいし、MAC層などの上位レイヤから通知および更新されてもよい。

この実施例では、先端シンボル群、中間シンボル群、後端シンボル群の3つを指定しているが、2つを指定してもよいし、4つ以上（中間シンボル群が２つ以上になる）を指定しても構わない。ただし先端シンボル群、後端シンボル群のうち少なくとも一方は含むとする。

例えば先端シンボル群と後端シンボル群の2つを指定した場合は、先端シンボル群EVM平均部８４、後端シンボル群EVM平均部８６で算出された各シンボル群EVM平均値をそれぞれe₁、e₃とする。しきい値をe_thとすると、

の条件を満たす場合には、先端シンボル群を歪シンボルと判定してその旨を歪シンボル抽出部に通知し、重み係数として

を採用する。同様に、

の条件を満たす場合には、後端シンボル群を歪シンボルと判定してその旨を歪シンボル抽出部に通知し、重み係数として

を採用する。

例えば先端シンボルから順番に第1シンボル群から第nシンボル群を指定（n個に分割）した場合は、第kシンボル群EVM平均部で算出された第kシンボル群EVM平均値をe_kとする。ただし、１<ｋ<ｎである。しきい値をe_thとすると、

の条件を満たす場合には、第kシンボル群を歪シンボルと判定してその旨を歪シンボル抽出部に通知し、重み係数として

を採用する。上記と同様の考え方は、SINRを利用して重み係数を計算する第五の実施例にも適用可能である。

ただし、これらの重み係数決定方法は一例であり、上記に限定されるものではない。

(第七の実施例)
図１８は第七の実施例に係る受信方法を説明するフローチャートである。

受信信号を高速フーリエ変換して周波数領域に変換し（S11）、周波数領域の信号から窓関数を用いて所望の周波数成分を取り出す（S12）。

所望の周波数成分を取り出した箇所（タイミング）に基づきFFTタイミング誤差を検出し（S13）、FFTタイミングが遅れているときは（S13aのYES）、非繰り返しシンボル群の先頭シンボルをマーキングし(S13c)、FFTタイミングが進んでいるときは(13bのYES)、非繰り返しシンボル群の後端シンボルをマーキングする（S13d）。

S12で窓関数を用いて取り出した所望の周波数成分を周波数領域等化し（S14）、周波数領域等化された信号を逆高速フーリエ変換により時間領域の信号に変換する（S15）。

時間領域の信号のうち第０シンボルについて軟判定復調を行い（S16、S17）、該第０シンボルがS13cまたはS13dでマーキングされていれば(S18のYES)、すなわち該第０シンボルが歪みシンボルであれば、該第０シンボルの軟判定出力に対し重み係数を乗算する（S20）。同様にして他の全てのシンボルについて軟判定復調を行い（S19、S21、S17）、S13cまたはS13dでマーキングされていれば該シンボルの軟判定出力に重み係数を乗算する。全てのシンボル（ｋ＋１個）についての処理を終えたら（S19のYES）、次のブロックの復調処理に移る（S22）。

図２０は、本発明の効果を確認するために、計算機によりシミュレーションを行った結果に基づき作成した評価グラフである。図１９は、シミュレーションの条件を示す。

符号化後のビット誤り率１０％（1.E-01）のときの所要CNRで従来方法と本発明による方法を比較すると、本発明では約16dB、従来方法では約14dBであり、約2dBだけ本発明により特性が改善できていることが理解される。本シミュレーション結果からも、本発明が従来方法に比べて十分に効果があることが理解される。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

第一の実施例に係る移動体通信システムの構成例を示す図である。 データ部の先端にサイクリックプレフィクスを付加してデータブロックを生成する例を示す図である。 第一の実施例に係る受信装置の構成を示すブロック図である。 FFTタイミング誤差が大きい場合にデータブロックの先端または後端の歪が大きいことを説明する図である。 軟判定出力を説明する図である。 軟判定出力を説明する図である。 第二の実施例に係る受信装置の構成を示すブロック図である。 パイロットブロックの構成を説明する図である。 第三の実施例に係るタイミング誤差検出部の構成を示すブロック図である。 パイロットブロックの一例を示す図である。 本通信システムで採用しているフレーム(スロット)構成の例を示す図である。 第四の実施例に係るタイミング誤差検出部の構成を示すブロック図である。 第五の実施例に係る受信装置の構成を示すブロック図である。 第五の実施例に係るタイミング誤差検出部の構成を詳細に示すブロック図である。 第六の実施例に係る受信装置の構成を示すブロック図である。 第六の実施例に係るタイミング誤差検出部の構成を詳細に示すブロック図である。 データブロックの一例を示す図である。 第七の実施例に係る受信方法を説明するフローチャートである。 図２０のシミュレーションの条件を示す表である。 シミュレーションを行った結果に基づき作成した評価グラフである。

符号の説明

ＰＳ１、ＰＳ２：端末
ＣＳ１：基地局（受信装置）
１１：アンテナ
１２：ＬＮＡ部
１３：直交復調部
１４：シンセサイザ
１５Ａ、１５Ｂ：ＡＤ変換部
１６：ＦＦＴ部
１７：窓関数部
１８：ＦＤＥ部
１９：ＩＦＦＴ部
２０：軟判定部
２１：スイッチ
２２：重み係数記憶部
２３：重み係数乗算部
２４：ビタビ復号部
３１：ブロック識別部
３２：ＦＤＥ部
３３：伝送路推定部
３４：タイミング誤差検出部
３５：ＩＦＦＴ部
３６：軟判定部
３７：歪みシンボル抽出部
３８：重み係数記憶部
３９：重み係数乗算部
４０：ビタビ復号部
４１：上位レイヤ
５０：タイミング誤差検出部
５１：相関算出部
５２：パイロット系列記憶部
５３：ピークタイミング出力部
５４：タイミング比較部
５５：範囲記憶部
６０：タイミング誤差検出部
６１：シンボル群指定部
６２：平均算出部
６３：分散算出部
６４：分配部
６５：先端シンボル群ＳＩＮＲ算出部
６６：中間シンボル群ＳＩＮＲ算出部
６７：後端シンボル群ＳＩＮＲ算出部
６８：ＳＩＮＲ比較部
７０：タイミング誤差検出部
７１：重み係数記憶部
７２：ＳＩＮＲ比較部
８０：タイミング誤差検出部
８１：測定対象識別部
８２：ＥＶＭ算出部
８３：分配部
８４：先端シンボル群ＥＶＭ平均部
８５：中間シンボル群ＥＶＭ平均部
８６：後端シンボル群ＥＶＭ平均部
８７：ＥＶＭ比較部
８９：ブロック識別部

Claims (13)

1. 符号化ビット列を変調して得られる時間的に連続する複数のデータシンボルと、前記複数のデータシンボルの一端を含む一部波形と同じ波形を有し前記複数のデータシンボルの他端に連続するサイクリック部と、を含むデータブロックの信号を受信する受信部と、
   前記データブロックに含まれる複数のデータシンボルを軟判定復調して各データシンボルから変調方式に応じた変調多値数の各ビットの信頼度を表す軟判定値を得る軟判定部と、
   前記データブロックから前記サイクリック部と前記一端を含む一部波形に相当するデータシンボルとを除いたシンボル群である非繰り返しシンボル群の先端および後端の少なくとも一方における少なくとも１つのデータシンボルから得られた軟判定値を選択する選択部と、
   前記軟判定値が表す信頼度が小さくなるように前記選択部により選択された軟判定値を変更する軟判定値変更部と、
   前記軟判定部により得られた軟判定値のうち前記選択部により選択されなかった軟判定値と、前記選択部により選択され前記軟判定値変更部により信頼度が小さくされた軟判定値とを復号する復号部と、
   を備えた受信装置。
2. 前記符号化ビット列は、畳み込み符号化ビット列であり、
   前記復号部はビタビ復号を行うことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. フーリエ変換を行うフーリエ変換部と、
   逆フーリエ変換を行う逆フーリエ変換部と、
   前記フーリエ変換を行うタイミングの所望タイミングに対する誤差を検出するタイミング誤差検出部と、
   伝送路を推定して伝送路推定値を得る伝送路推定部と、
   周波数領域等化を行う周波数領域等化部と、をさらに備え、
   前記受信部は、時間的に連続する複数のパイロットシンボルと、前記複数のパイロットシンボルの一端を含む一部波形と同じ波形を有し前記複数のパイロットシンボルの他端に連続する第２のサイクリック部と、を含むパイロットブロックの信号をさらに受信し、
   前記フーリエ変換部は、前記データブロックの信号および前記パイロットブロックの信号を前記複数のデータシンボルの長さおよび前記複数のパイロットシンボルの長さに対応する区間でフーリエ変換してそれぞれからフーリエ変換信号を取得し、
   前記伝送路推定部は、前記パイロットブロックから得られたフーリエ変換信号を用いて伝送路を推定して伝送路推定値を取得し、
   前記周波数領域等化部は、取得された伝送路推定値に基づいて前記データブロックから得られたフーリエ変換信号を周波数領域等化し、
   前記逆フーリエ変換部は、周波数領域等化されたフーリエ変換信号を逆フーリエ変換して逆フーリエ変換信号を取得し、取得した逆フーリエ変換信号を前記軟判定部に与え、
   前記タイミング誤差検出部は、前記パイロットブロックの信号をフーリエ変換するタイミングの、前記所望のタイミングに対する誤差を検出し、
   前記選択部は、前記パイロットブロックの信号をフーリエ変換するタイミングが前記所望のタイミングより遅れているとき前記非繰り返しシンボル群の先端における少なくなくとも１つのデータシンボルから得られた軟判定値を選択し、前記パイロットブロックの信号をフーリエ変換するタイミングが前記所望のタイミングより進んでいると判断したとき、前記非繰り返しシンボル群の後端における少なくとも１つのデータシンボルから得られた軟判定値を選択する、
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
4. 前記選択部は、前記パイロットブロックの信号をフーリエ変換するタイミングが前記所望のタイミングに合致するときは、いずれのデータシンボルから得られた軟判定値も選択しないことを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
5. 前記タイミング誤差検出部は、
   前記フーリエ変換部により前記パイロットブロックから得られたフーリエ変換信号と、前記複数のパイロットシンボルと同数の要素からなるあらかじめ与えられたパイロット系列との相互相関を算出する相関算出部と、
   相互相関のピークが得られるピークタイミングを検出するピークタイミング検出部と、
   前記ピークタイミングがある時間範囲内に含まれるか否かを検査し、前記ピークタイミングが前記ある時間範囲よりも遅い範囲に属するときは、前記フーリエ変換を行うタイミングが前記所望のタイミングよりも遅れていると判定し、前記ピークタイミングが前記ある時間範囲よりも早い範囲に属するときは、前記フーリエ変換を行うタイミングが前記所望のタイミングよりも進んでいると判定する判定部と、
   を備えたことを特徴とする請求項３または４に記載の受信装置。
6. 前記パイロット系列は、CAZAC系列であることを特徴とする請求項３ないし５のいずれか一項に記載の受信装置。
7. 前記タイミング誤差検出部は、
   前記パイロットブロックから得られたフーリエ変換信号に含まれる前記複数のパイロットシンボルのうち前記第２サイクリックプレフィクスとして用いられているパイロットシンボルを除いた第２非繰り返しシンボル群から、先端に位置する１つ以上のパイロットシンボルからなる先端シンボル群と、後端に位置する１つ以上のパイロットシンボルからなる後端シンボル群と、前記先端シンボル群と前記後端シンボル群との間に位置する１つ以上のパイロットシンボルからなる１つ以上の中間シンボル群とのうち、少なくとも前記先端シンボル群および後端シンボル群のうち少なくとも１つを含む２つ以上のシンボル群を指定するシンボル群指定部と、
   指定した各シンボル群のSINR(Signal to Interference Noise Ratio)を測定するSINR測定部と、を有し
   前記選択部は、指定した各シンボル群のSINRと、あらかじめ与えられた閾値とから、前記フーリエ変換を行うタイミングが前記所望のタイミングより遅れているか進んでいるかを判断する、
   ことを特徴とする請求項３または４に記載の受信装置。
8. 前記タイミング誤差検出部は、前記先端シンボル群と、前記後端シンボル群と、前記中間シンボル群とを指定し、
   前記選択部は、
   前記先端シンボル群のSINRが前記中間シンボル群のSINRよりも閾値以上低いときは前記フーリエ変換を行うタイミングが前記所望のタイミングより遅れていると判断し前記先端シンボル群と同じ位置のデータシンボル群から得られた軟判定値を選択し、
   前記後端シンボル群のSINRが前記中間シンボル群のSINRよりも前記閾値以上低いときは前記フーリエ変換を行うタイミングが前記所望のタイミングに対し進んでいると判断し前記後端シンボル群と同じ位置のデータシンボル群から得られた軟判定値を選択することを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
9. 前記タイミング誤差検出部は、
   前記パイロットブロックから得られたフーリエ変換信号に含まれる前記複数のパイロットシンボルのうち前記第２サイクリックプレフィクスとして用いられているパイロットシンボルを除いた第２非繰り返しシンボル群から、先端に位置する１つ以上のパイロットシンボルからなる先端シンボル群と、後端に位置する１つ以上のパイロットシンボルからなる後端シンボル群と、前記先端シンボル群と前記後端シンボル群との間に位置する１つ以上のパイロットシンボルからなる１つ以上の中間シンボル群とのうち、少なくとも前記先端シンボル群および後端シンボル群のうち少なくとも１つを含む２つ以上のシンボル群を指定するシンボル群指定部と、
   指定した各シンボル群のSINR(Signal to Interference Noise Ratio)を測定するSINR測定部と、
   指定した各シンボル群のSINRに基づいて前記先端シンボル群および後端シンボル群のうち少なくとも１つと同じ位置のデータシンボル群に適用すべき重み係数を算出する重み係数算出部と、
   前記重み係数算出部により算出された前記重み係数を記憶する重み係数記憶部と、を有し、
   前記軟判定値変更部は、前記選択された軟判定値に対応するデータシンボルの重み係数を前記重み係数記憶部から取得し、取得した重み係数を前記選択された軟判定値に乗算することにより前記選択された軟判定値を変更することを特徴とする請求項３ないし８のいずれか一項に記載の受信装置。
10. 前記タイミング誤差検出部は、
    前記データブロックから得られたフーリエ変換信号に含まれる前記非繰り返しシンボル群から、先端に位置する１つ以上のデータシンボルからなる先端シンボル群と、後端に位置する１つ以上のデータシンボルからなる後端シンボル群と、前記先端シンボル群と前記後端シンボル群との間に位置する１つ以上のデータシンボルからなる１つ以上の中間シンボル群とのうち、少なくとも前記先端シンボル群および後端シンボル群のうち少なくとも１つを含む２つ以上のシンボル群を指定するシンボル群指定部と、
    指定した各シンボル群のEVM（Error Vector Magnitude）を測定するEVM測定部と、
    前記選択部は、指定した各シンボル群のEVMと、あらかじめ与えられた閾値とから、前記フーリエ変換を行うタイミングが前記所望のタイミングより遅れているか進んでいるかを判断する、
    ことを特徴とする請求項３または４に記載の受信装置。
11. 前記タイミング誤差検出部は、前記先端シンボル群と、前記後端シンボル群と、前記中間シンボル群とを指定し、
    前記選択部は、
    前記先端シンボル群のEVMが前記中間シンボル群のEVMよりも閾値以上大きいときは前記フーリエ変換を行うタイミングが前記所望のタイミングより遅れていると判断し前記先端シンボル群から得られた軟判定値を選択し、
    前記後端シンボル群のEVMが前記中間シンボル群のEVMよりも前記閾値以上大きいときは前記フーリエ変換を行うタイミングが前記所望のタイミングに対し進んでいると判断し前記後端シンボル群から得られた軟判定値を選択することを特徴とする請求項１０に記載の受信装置。
12. 前記タイミング誤差検出部は、
    前記データブロックから得られたフーリエ変換信号に含まれる前記非繰り返しシンボル群から、先端に位置する１つ以上のデータシンボルからなる先端シンボル群と、後端に位置する１つ以上のデータシンボルからなる後端シンボル群と、前記先端シンボル群と前記後端シンボル群との間に位置する１つ以上のデータシンボルからなる１つ以上の中間シンボル群とのうち、少なくとも前記先端シンボル群および後端シンボル群のうち少なくとも１つを含む２つ以上のシンボル群を指定するシンボル群指定部と、
    指定した各シンボル群のEVM（Error Vector Magnitude）を測定するEVM測定部と、
    指定した各シンボル群のEVMに基づいて前記先端シンボル群および後端シンボル群のうち少なくとも１つに適用すべき重み係数を算出する重み係数算出部と、
    前記重み係数算出部により算出された前記重み係数を記憶する重み係数記憶部と、を有し、
    前記軟判定値変更部は、前記選択された軟判定値に対応するデータシンボルの重み係数を前記重み係数記憶部から取得し、取得した重み係数を前記選択された軟判定値に乗算することにより前記選択された軟判定値を変更することを特徴とする請求項３ないし１１のいずれか一項に記載の受信装置。
13. 符号化ビット列を変調して得られる時間的に連続する複数のデータシンボルと、前記複数のデータシンボルの一端を含む一部波形と同じ波形を有し前記複数のデータシンボルの他端に連続するサイクリック部と、を含むデータブロックの信号を受信する受信ステップと、
    前記データブロックに含まれる複数のデータシンボルを軟判定復調して各データシンボルから変調方式に応じた変調多値数の各ビットの信頼度を表す軟判定値を取得する軟判定値取得ステップと、
    前記データブロックから前記サイクリック部と前記一端を含む一部波形に相当するデータシンボルとを除いたシンボル群である非繰り返しシンボル群の先端および後端の少なくとも一方における少なくとも１つのデータシンボルから得られた軟判定値を選択する軟判定値選択ステップと、
    前記軟判定値が表す信頼度が小さくなるように、選択された軟判定値を変更する軟判定値変更ステップと、
    前記軟判値取得ステップにより得られた軟判定値のうち前記軟判定値選択ステップにより選択されなかった軟判定値と、前記軟判定値選択ステップにより選択され前記軟判定値変更ステップにより信頼度が小さくされた軟判定値とを復号する復号ステップと、
    を備えた受信方法。

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