JP5466311B2 - 受信装置及び方法 - Google Patents

Description

この発明は、畳み込み符号化された送信データを変調した信号の受信装置及び方法に関し、特に多値ＶＳＢ（Ｖｅｓｔｉｇｉａｌ Ｓｉｄｅｂａｎｄ）変調、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調又は多値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調された信号の受信装置及び受信方法に関するものである。

デジタル伝送システムでは、所望の伝送速度を実現するため、多値デジタル変調技術と誤り訂正技術の併用によって伝送可能な情報量を増やしつつ受信時の誤り確率を低減したり、複数のアンテナを用いたダイバーシチ合成技術によって所要ＣＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）を小さくするなど、システムの信頼性を向上するための技術が適用される。

例えば、米国の地上デジタル放送では、変調方式として多値ＶＳＢ変調が採用されており、誤り訂正技術としてはトレリス符号化変調された信号を復号する場合に有効となるビタビ復号及びリードソロモン符号を復号するためのリードソロモン復号技術を用いて送信データを再生する（例えば、特許文献１、特許文献２、特許文献３参照）。

一般に、ビタビ復号器では、位相及び振幅の補正（以下、「等化」とも言う）をした信号の受信点配置と、変調方式に依存して一義的に定まる信号点配置との間の尤度を示すブランチメトリックを求める。そして、可能性のあるトレリスの全ての生き残りパスを求め、それぞれのパスのブランチメトリックを累積加算し、累積加算結果が最も小さいパスを選択する。この選択されたパスのステートをビタビ復号結果として出力し、送信データを再生する。

ビタビ復号結果の誤り率を低減する方法として、ブランチメトリックの求め方に関する技術について提案されている（例えば、特許文献４、特許文献５参照）。

また、ダイバーシチ合成技術によって受信性能を向上する方法については、特許文献６及び非特許文献１に記載がある。

米国特許第６０８１３０１号明細書（第１頁〜第３頁、第１図〜第３図） 米国特許出願公開第２００３／０１１５５４０号明細書（第２頁、第２図） 米国特許出願公開第２０１０／０１４２６０８号明細書（第４１頁、第４５図） 米国特許出願公開第２００１／００２９５９６号明細書（第７頁、第７図） 特許第３３４４９６９号明細書（第１６頁、第１図、第２図） 特許第３３７７３６１号明細書（第８頁、第１図、第２図）

奥村、進士監修「移動通信の基礎」電子情報通信学会、（第１６３頁〜第１６７頁）

畳み込み符号化またはトレリス符号化変調されたデータを変調した信号、例えば多値ＶＳＢ（Ｖｅｓｔｉｇｉａｌ Ｓｉｄｅｂａｎｄ）変調、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調又は多値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調した信号に対する従来のビタビ復号技術では、等化した信号の信号点配置と、変調方式に依存して一義的に定まる信号点配置との尤度であるユークリッド距離を演算し、その結果に基づいてブランチメトリックを算出している。そのため、従来の受信装置で求められたブランチメトリックには、信号点配置間のユークリッド距離は考慮されているが、復調信号に含まれる雑音の平均電力（以下、「雑音平均電力」ともいう）、又は雑音電力と所望の信号電力（例えば、受信信号の電力）の比（以下、「信号電力対雑音電力比」ともいう）や、伝送路の周波数特性、電波環境の時間変動の影響などは考慮されていない。

しかし、例えば送信信号を移動しながら受信する場合には、受信信号の電力が時間的に大きく変化するため、雑音電力比又は信号対雑音電力比もまた時間変動する。また、伝送路の周波数特性や電波環境の時間変動も移動環境や移動速度に応じて変化する。これに対し、等化した信号（以下、「復調信号」ともいう）から算出されるユークリッド距離には、復調信号に含まれる雑音平均電力や信号対雑音電力比の絶対量、及び伝送路の周波数特性や電波環境の時間変動に起因する性能劣化要因が考慮されていないため、復調信号の復号においてこれら劣化要因の変化の影響を抑えることができず、当該復調信号を復号した後の信号における誤り確率を十分に小さくできないという問題点があった。

また、変調した信号、例えば多値ＶＳＢ（Ｖｅｓｔｉｇｉａｌ Ｓｉｄｅｂａｎｄ）変調、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調又は多値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調した信号をダイバーシチ合成する場合、受信信号の包絡線比に応じて合成比を定めることで、ダイバーシチ利得が最も大きくなることが一般に知られている。

しかし、包絡線比をもとに合成比を算出する場合にダイバーシチ利得が最大になるのは、各アンテナで受信される信号の搬送波電力対雑音電力比（以下、「Ｃ／Ｎ」ともいう）が等しい場合であり、Ｃ／Ｎが異なる信号に対して包絡線比をもとに合成比を算出すると、復号結果における誤り確率が十分に小さくできなくなるばかりか、かえって増大する場合があるという問題点があった。

この発明は、上述のような課題を解消するためになされたもので、復調信号に含まれる雑音平均電力や信号対雑音電力比の絶対量、及び伝送路の周波数特性や電波環境の時間変動等対応した信頼性情報を生成し、これをもとにビタビ復号又はダイバーシチ合成を行うことで受信性能を向上することを目的とする。

上述の目的を達成するため、この発明の第１の態様の受信装置は、
畳み込み符号化された送信データを変調した送信信号であって、所定の既知信号を重畳した送信信号を受信し、該受信した信号から送信データを再生する受信装置であって、
前記受信した信号を所定の周波数帯域の信号に変換する周波数変換手段と、
前記所定の周波数帯域の信号をフーリエ変換して出力するフーリエ変換手段と、
前記フーリエ変換手段の出力を入力とし、受信した信号が伝送路で受けた歪みを周波数領域で補正することにより周波数領域での等化を行う周波数軸等化手段と、
前記周波数軸等化手段の出力を逆フーリエ変換して時間領域での等化信号を出力する逆フーリエ変換手段と、
前記送信信号に重畳されている既知信号を生成する既知信号生成手段と、
前記受信した信号の伝送路を推定し、該伝送路の周波数特性を表す係数のフーリエ変換を出力する伝送路推定手段と、
前記伝送路推定手段の出力の送信周波数帯域内の伝送路振幅特性のばらつきから前記逆フーリエ変換手段の出力信号の信頼性を表す信頼性情報を生成する信頼性情報生成手段と、
前記逆フーリエ変換手段の出力に基づいて求めたブランチメトリックに対して前記信頼性情報に基づく重み付けを施こし、重み付けされた前記ブランチメトリックを用いてビタビ復号処理を行って前記送信データを再生するビタビ復号手段とを備え、
前記周波数軸等化手段は、前記伝送路推定手段の出力に基づいて前記フーリエ変換手段の出力に対する前記補正を行う
ことを特徴とする。

この発明の第２の態様の受信装置は、
畳み込み符号化された送信データを変調した信号であって、所定の既知信号を重畳した送信信号を第１乃至第Ｎのアンテナ（Ｎは２以上の整数）で受信し、ダイバーシチ合成して前記送信データを再生する受信装置であって、
それぞれ前記第１乃至第Ｎのアンテナで受信した信号を第１乃至第Ｎの所定の周波数帯域の信号に変換する第１乃至第Ｎの周波数変換手段と、
それぞれ前記第１乃至第Ｎの所定の周波数帯域の信号をフーリエ変換する第１乃至第Ｎのフーリエ変換手段と、
前記第１乃至第Ｎのフーリエ変換手段の出力をダイバーシチ合成して出力する周波数軸ダイバーシチ合成手段と、
前記周波数軸ダイバーシチ合成手段の出力を逆フーリエ変換して時間領域での等化信号を出力する逆フーリエ変換手段と、
前記送信信号に重畳されている既知信号を生成する既知信号生成手段と、
それぞれ前記第１乃至第Ｎの所定の周波数帯域の信号、及び前記既知信号生成手段で生成された前記既知信号を入力とし、それぞれ前記第１乃至第Ｎのアンテナにより受信した信号の伝送路を推定し、該伝送路の周波数特性を表す係数のフーリエ変換を出力する第１乃至第Ｎの伝送路推定手段と、
それぞれ前記第１乃至第Ｎの伝送路推定手段の出力に基づいて、それぞれ前記第１乃至第Ｎのフーリエ変換手段の出力の信頼性を表す第１乃至第Ｎの信頼性情報を生成する第１乃至第Ｎの信頼性情報生成手段と、
それぞれ前記第１乃至第Ｎの信頼性情報及び前記第１乃至第Ｎの伝送路推定手段の出力をもとにダイバーシチの合成比を算出する周波数軸合成比算出手段とを備え、
前記周波数軸ダイバーシチ合成手段は、前記周波数軸合成比算出手段の出力に応じて前記第１乃至第Ｎのフーリエ変換手段の出力を合成する
ことを特徴とする。

この発明の第３の態様の受信装置は、
畳み込み符号化された送信データを変調した信号であって、所定の既知信号を重畳した送信信号を第１乃至第Ｎのアンテナ（Ｎは２以上の整数）で受信し、ダイバーシチ合成して前記送信データを再生する受信装置であって、
それぞれ前記第１乃至第Ｎのアンテナで受信した信号を第１乃至第Ｎの所定の周波数帯域の信号に変換する第１乃至第Ｎの周波数変換手段と、
それぞれ前記第１乃至第Ｎの所定の周波数帯域の信号をフーリエ変換する第１乃至第Ｎのフーリエ変換手段と、
それぞれ前記第１乃至第Ｎのフーリエ変換手段の出力を入力とし、それぞれ前記第１乃至第Ｎのアンテナで受信した信号が伝送路で受けた歪みを周波数領域で補正することにより周波数領域での等化を行う第１乃至第Ｎの周波数軸等化手段と、
前記第１乃至第Ｎの周波数軸等化手段の出力をダイバーシチ合成して出力する等化後周波数軸ダイバーシチ合成手段と、
前記等化後周波数軸ダイバーシチ合成手段の出力を逆フーリエ変換して時間領域での等化信号を出力する逆フーリエ変換手段と、
前記送信信号に重畳されている既知信号を生成する既知信号生成手段と、
それぞれ前記第１乃至第Ｎの所定の周波数帯域の信号及び前記既知信号生成手段で生成された前記既知信号を入力とし、それぞれ前記第１乃至第Ｎのアンテナにより受信し信号の伝送路を推定し、該伝送路の周波数特性を表す係数のフーリエ変換を出力する伝送路推定手段と、
それぞれ前記第１乃至第Ｎの伝送路推定手段の出力に基づいて、それぞれ第１乃至第Ｎのフーリエ変換手段の出力の信頼性を表す第１乃至第Ｎの信頼性情報を生成する第１乃至第Ｎの信頼性情報生成手段と、
それぞれ前記第１乃至第Ｎの信頼性情報及び前記第１乃至第Ｎの伝送路推定手段の出力をもとにダイバーシチの合成比を算出する等化後周波数軸合成比算出手段とを備え、
前記等化後周波数軸ダイバーシチ合成手段は、前記等化後周波数軸合成比算出手段の出力に応じて前記第１乃至第Ｎの周波数軸等化手段の出力を合成し、
前記第１乃至第Ｎの周波数軸等化手段は、それぞれ前記第１乃至第Ｎの伝送路推定手段の出力をも入力とし、これらに基づいて、前記第１乃至第Ｎのフーリエ変換手段に対する前記補正を行う
ことを特徴とする。

本発明の第１の態様によれば、受信した信号の伝送路推定過程で得られるフィルタ係数をもとに等化出力の信頼性情報を生成し、信頼性情報を用いて、例えば該信頼性情報とユークリッド距離をもとにブランチメトリックを算出してビタビ復号するため、様々な伝送路環境で誤り訂正能力を向上させることができ、受信側で再生した送信データの誤りを低減することができる。

この発明の第２の態様及び第３の態様によれば、各アンテナで受信した信号の伝送路推定過程で得られるフィルタ係数をもとに各受信アンテナで受信した信号についての信頼性情報を生成し、それらをもとにダイバーシチ合成するため、様々な伝送路環境でダイバーシチ利得が向上し、受信側で再生した送信データの誤りを低減することができる。

この発明の実施の形態１の受信装置を示すブロック図である。 図１の伝送路推定部１７の構成例を示すブロック図である。 図１の信頼性情報生成部２２の構成例を示すブロック図である。 図２の同定フィルタ係数フーリエ変換部２１の出力の例を表す概念図である。 図１の信頼性情報生成部２２の他の構成例を表すブロック図である。 図１のビタビ復号部２３の構成例を表すブロック図である。 この発明の実施の形態２の受信装置を示すブロック図である。 図７の周波数軸合成比算出部３１の構成例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３の受信装置を示すブロック図である。 図９の等化後周波数軸合成比算出部３３の構成例を示すブロック図である。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による受信装置を示すブロック図である。図１に示される受信装置は、図示しない送信装置における畳み込み符号化器により、畳み込み符号化された送信データを変調することで得られた送信信号、例えば、多値ＶＳＢ（Ｖｅｓｔｉｇｉａｌ Ｓｉｄｅｂａｎｄ）変調方式、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式又は多値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調方式で変調することで得られた送信信号を受信し、送信データを再生するものであって、アンテナ１１で受信した信号を受ける周波数変換部１２と、フーリエ変換部１３と、周波数軸等化部１４と、逆フーリエ変換部１５と、既知信号生成部１６、伝送路推定部１７と、信頼性情報生成部２２と、ビタビ復号部２３を備える。

アンテナ１１は、畳み込み符号化された送信データを変調した送信信号、例えば多値ＶＳＢ変調、ＱＰＳＫ変調又は多値ＱＡＭ変調された信号を受信するものである。

周波数変換部１２は、アンテナ１１で受信した信号Ｓａを所定の周波数帯域の信号Ｓｂに変換する。

フーリエ変換部１３は、周波数変換部１２から出力された信号（所定周波数帯域の信号）Ｓｂを入力とし、入力された信号Ｓｂに対して、所定ポイント数のフーリエ変換を行って出力する。

周波数軸等化部１４は、フーリエ変換部１３の出力及び伝送路推定部１７の出力を入力とし、伝送路推定部１７から出力される伝送路推定信号（同定フィルタ係数のフーリエ変換）をもとに、アンテナ１１で受信された信号が、伝送路で受けた歪みを周波数領域で(周波数軸で)補正することによりフーリエ変換部１３の出力に対する周波数領域での等化（周波数軸での等化）を行う。

逆フーリエ変換部１５は、周波数軸等化部１４の出力Ｑを入力とし、周波数軸等化部１４の出力Ｑに対して逆フーリエ変換を行って時間領域での（時間軸での）等化信号に変換して出力する。逆フーリエ変換部１４の出力Ｑは、受信信号が伝送路で受けた歪みを補正した等化出力である。受信信号を周波数軸に変換して等化する技術は公知技術であるため、ここでの詳細な説明は省略する。

ビタビ復号部２３は、逆フーリエ変換部１５の出力と、後述の信頼性情報生成部２２の出力Ｒとを入力とし、これらの情報をもとにビタビ復号処理を行って送信データを再生する。ビタビ復号処理に当たり、ビタビ復号部２３は、信頼性情報生成部２２から出力された信頼性情報Ｒをブランチメトリックに対する重み係数として利用する。即ち、復号に当たり、ユークリッド距離自体、又はその２乗で定義されるブランチメトリックに対し信頼性情報Ｒによる重み付けを行うことで、信頼性が高いほど、重み付け後のブランチメトリックがより小さな値となるように重み付けを行い、重み付けされたブランチメトリックに基づいて生き残りパスの選択を行う。

既知信号生成部１６は、送信信号に重畳されている既知信号を生成する。例えば、米国の地上デジタル放送方式では、擬似ランダム信号が一定周期で送信データ系列に埋め込まれており、これらは既知信号であるため、受信機側で生成することができる。

伝送路推定部１７は、周波数変換手段１２の出力及び既知信号生成部１６の出力を入力とし、受信信号の伝送路（送信装置から受信装置のアンテナ１１までの伝送路）を推定し、該伝送路の周波数特性を表す係数のフーリエ変換を出力するものであり、例えば図２に示されるように構成されている。

図２に示される伝送路推定部１７は、伝送路同定フィルタ部１８、誤差信号生成部１９、同定フィルタ係数算出部２０、及び同定フィルタ係数フーリエ変換部２１を備える。

伝送路同定フィルタ部１８は、後述の同定フィルタ係数算出部２０の出力及び既知信号生成部１６の出力を入力とし、同定フィルタ係数算出部２０の出力を係数として、既知信号生成部１６の出力をフィルタリングして出力する。

誤差信号生成部１９は、周波数変換部１２から出力される所定の周波数帯域の信号Ｓｂと、伝送路同定フィルタ部１８の出力とを入力とし、周波数変換部１２から出力される所定の周波数帯域の信号Ｓｂに対する伝送路同定フィルタ部１８の出力の誤差を算出して出力する。

同定フィルタ係数算出部２０は、誤差信号生成部１９の出力がゼロとなるように、即ち伝送路同定フィルタ手段１８の出力が信号Ｓｂに一致するように、伝送路同定フィルタ部１８で使用するフィルタ係数を定める。伝送路同定フィルタ手段１８の出力が信号Ｓｂに一致したとき、伝送路同定フィルタ部１８と同定フィルタ係数算出部２０で構成される部分は受信信号が経た伝送路と同じ伝達関数を有し、同定フィルタ係数算出部２０の出力は伝送路のインパルスレスポンスを表す。

一般に、同定フィルタ係数算出部２０は、誤差信号生成部１９の出力がゼロになるよう、例えばＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）アルゴリズムやＣＭＡ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｍｏｄｕｌｕｓ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）などの逐次更新アルゴリズムを使って伝送路同定フィルタ部１８のフィルタ係数を逐次更新して生成する。ＬＭＳアルゴリズムを用いる場合には、同定フィルタ係数算出部２０は、既知信号生成部１６からの既知信号及び誤差信号生成部１９の出力を用いる。ＣＭＡを用いる場合には、同定フィルタ係数算出部２０は、既知信号生成部１６からの既知信号、及び誤差信号生成部１９の出力のみならず、図２に点線で示すように、伝送路同定フィルタ部１８の出力をも用いる。本発明においては、同定フィルタ係数算出部２０の出力が伝送路のインパルスレスポンスを表すものとなるようにするためのアルゴリズム及び手段は任意であり、公知技術であるため、ここでの詳細な説明は省略する。

同定フィルタ係数フーリエ変換部２１は、同定フィルタ係数算出部２０の出力を入力とし、所定ポイント数のフーリエ変換を行い、その結果を出力する。このとき、同定フィルタ係数フーリエ変換部２１の出力は伝送路の周波数特性、すなわち伝送路推定値を表す。同定フィルタ係数フーリエ変換部２１の出力が伝送路推定部１７の出力を構成する。

周波数軸等化部１４は、伝送路推定部１７で推定された伝送路の特性の逆の特性を表す伝達関数を、フーリエ変換部１３の出力Ｘに乗算することで、等化を行う。

信頼性情報生成部２２は、伝送路推定部１７の出力を入力とし、周波数軸等化部１４による等化結果の信頼性（従って、逆フーリエ変換部１５の出力の信頼性）を表す信頼性情報を生成して出力する。

ここで、信頼性情報生成部２２の具体的な構成例について図３を用いて説明する。
図３に示される信頼性情報生成部２２は、帯域内分散算出部４１、帯域内平均ゲイン算出部４２、及び信頼性情報変換部４３を備え、信頼性情報変換部４３の出力が信頼性情報生成部２２の出力である。

信頼性情報生成部２２の入力（同定フィルタ係数フーリエ変換部２１で算出された周波数特性を示すフーリエ変換結果）は、帯域内分散算出部４１と、帯域内平均ゲイン算出部４２に供給される。
帯域内分散算出部４１は、信頼性情報生成部２２に入力される、伝送路推定部１７の出力を入力とし、伝送路推定部１７の出力を、送信周波数帯域（信号帯域）内成分と帯域外成分に分離し、送信周波数帯域内成分の振幅特性のばらつきを分散値として算出して出力する。具体的には、同定フィルタ係数フーリエ変換部２１の出力の２乗値の平均から、同定フィルタ係数フーリエ変換部２１の出力の平均値の２乗を引いた値を分散値として求める。

帯域内平均ゲイン算出部４２は、信頼性情報生成部２２に入力される伝送路推定部１７の出力を入力とし、その送信周波数帯域内成分の平均ゲイン（伝送路のゲインの送信周波数帯域全体にわたる平均値）を算出して出力する。

信頼性情報変換部４３は、帯域内分散算出部４１の出力及び帯域内平均ゲイン算出部４２の出力を入力とし、これらと所定の基準値をもとに信頼性情報Ｒを生成して出力する。このような信頼性情報Ｒの生成は、帯域内分散算出部４１によって得られた分散値と帯域内平均ゲイン算出部４２によって得られた平均ゲインの組合せを、所定の基準値をもとに信頼性情報に変換する処理であるとも言える。

ここで、信頼性情報変換部４３における信号変換方法について図４を用いて説明する。
伝送路において反射波が無く、所望のＣ／Ｎが得られる伝送路の場合、同定フィルタ係数フーリエ変換部２１から出力されるフーリエ変換結果で示される周波数特性は送信周波数帯域全体に亘り一定の振幅を有する特性となり、図４の太い実線Ｓ１のようになる。このときの振幅値を上記基準値として用いることとすれば、帯域内平均ゲイン算出部４２の出力（送信周波数帯域内成分の平均ゲイン）は一定で上記基準値と同値となり、帯域内分散算出部４１の出力（分散値）はゼロとなる。

一方、同じく反射波が無いが、Ｃ／Ｎが小さい場合は、図４の細い実線Ｓ２のようにばらつきが大きくなる。この場合、帯域内平均ゲイン算出部４２の出力（送信周波数帯域内成分の平均ゲイン）はほぼ基準値と同程度になるが、帯域内分散算出部４１の出力（分散値）が大きくなる。

更に、マルチパス伝送路の場合は、図４の太い点線Ｓ３のように分散がさらに大きくなるため、帯域内分散算出部４１の出力はさらに大きくなる。
また、マルチパス伝送路であって等化出力（周波数軸等化部１４の出力Ｑ）の振幅が小さい場合は、図４の太い破線Ｓ４のようになり、帯域内平均ゲイン算出部４２の出力は基準値よりも小さくなり、帯域内分散算出部４１の出力も大きくなる。

上記の４つの例では、等化出力（周波数軸等化部１４の出力Ｑ）において太い実線Ｓ１の場合が最も信頼性が高く、細い実線Ｓ２、太い点線Ｓ３、太い破線Ｓ４の順で信頼性が低くなっていくと考えられる。ただし、送信周波数帯域内成分の平均ゲインや分散の大小関係によっては、２番目以降の順番は入れ替わる。いずれにしても、これらの情報をもとに等化出力の信頼性情報を生成することが可能である。

一例として、帯域内平均ゲイン算出部４２の出力をＡ、帯域内分散算出部４１の出力をＢ、基準値をＣとし、所定の正の係数ａ、ｂを使って下記の式（１）で得られる正の実数Ｒを信頼性情報としても良い。

なお、式（１）に限定されず、基準値Ｃよりも平均ゲインＡの方が小さい場合は信頼性が下がり、分散値Ｂが大きくなるにつれて信頼性が下がるような変換式であれば良く、また変換式の代りに、変換テーブルを用いていて信頼性情報を生成しても良い。

なおまた、平均ゲインを用いず、分散値Ｂのみに基づいて信頼性情報を生成するようにしても良い。この場合、分散値Ｂが大きくなるにつれて信頼性が下がるような変換式又は変換テーブルを用いる。

また、以上の例の信頼性情報生成部２２は、送信周波数帯域内の伝送路振幅特性のばらつきを分散値として算出することで信頼性情報を生成するように構成されているが、分散値を表す信号に限定されず、伝送路の歪みに対応した信号であればよい。

信頼性情報生成部２２の他の構成例を図５に示す。
図５に示される信頼性情報生成部２２は、信頼性情報生成部２２に入力される同定フィルタ係数フーリエ変換部２１の出力を入力とする帯域内最大ゲイン算出部４４と、同じく信頼性情報生成部２２に入力される同定フィルタ係数フーリエ変換部２１の出力を入力とする帯域内最小ゲイン算出部４５と、差分絶対値算出部４６と、重み係数生成部４７と、帯域内平均ゲイン算出部４２と、重み付け演算部４８とを有する。重み付け演算部４８の出力が信頼性情報生成部２２の出力である。帯域内平均ゲイン算出部４２は図３の構成例で示したものと同じである。

帯域内最大ゲイン算出部４４は、同定フィルタ係数フーリエ変換部２１から出力されるフーリエ変換結果（周波数特性を示す）を送信周波数帯域（信号帯域）内成分と帯域外成分に分離し、送信周波数帯域内成分の振幅特性の最大値（最大ゲイン）を出力する。
帯域内最小ゲイン算出部４５は、同定フィルタ係数フーリエ変換部２１から出力されるフーリエ変換結果（周波数特性を示す）を送信周波数帯域（信号帯域）内成分と帯域外成分に分離し、送信周波数帯域内成分の振幅特性の最小値（最小ゲイン）を出力する。
差分絶対値算出部４６は、帯域内最大ゲイン算出部４４の出力と帯域内最小ゲイン算出部４５の出力の差分の絶対値を算出する。
重み係数生成部４７は、差分絶対値算出部４６の出力を入力とし、差分絶対値算出部４６から出力される差分の絶対値を、それに対応した正の係数に変換し出力する。例えば、差分絶対値が０の場合は係数を１とし、差分絶対値が大きくなるにつれて１から次第に小さくなるような値を出力する。

帯域内最大ゲイン算出部４４と、帯域内最小ゲイン算出部４５と、差分絶対値算出部４６と、重み係数生成部４７とにより、伝送路推定部１７の出力、即ち伝送路推定結果を入力とし、送信周波数帯域内の最大ゲインと最小ゲインとの差分絶対値に応じた重み係数を求める重み係数決定部４９が構成されている。

重み付け演算部４８は、重み係数決定部４９の出力と、帯域内平均ゲイン算出部４２の出力を入力とし、これらと所定の基準値をもとに信頼性情報Ｒを生成して出力する。このような信頼性情報Ｒの生成は、重み係数決定部４９によって決定された重み係数と帯域内平均ゲイン算出部４２によって得られた平均ゲインの組合せを、所定の基準値をもとに信頼性情報に変換する処理であるとも言える。

一例として、帯域内平均ゲイン算出部４２の出力をＡ、基準値をＣ、重み係数生成部４７の出力をＤとし、所定の正の係数ｃ、ｄを使って下記の式（２）で得られる正の実数Ｒを信頼性情報としても良い。

なお、式（２）に限定されず、基準値Ｃよりも平均ゲインＡの方が小さい場合は信頼性が下がり、また、重み係数Ｄが大きくなるにつれて信頼性が上がるような変換式であれば良く、また、変換式の代わりに変換テーブルを用いて信頼性情報を生成しても良い。さらに、上記のように重み係数Ｄを求めることなく、帯域内最大ゲインと帯域内最小ゲインの差分絶対値が大きいほど、信頼性が下がるようにすれば良い。

図５に示される信頼性情報生成部２２を用いる場合には、送信周波数帯域（信号帯域）内の最大ゲインと最小ゲインの差分の絶対値をもとに信頼性情報を生成するため、比較的小規模な回路又は演算量で信頼性情報を得ることができるという効果がある。

信頼性情報生成部２２で生成された信号Ｒは、ブランチメトリック重み係数として逆フーリエ変換部１５の出力とともにビタビ復号部２３に供給され、ビタビ復号部２３ではそれらを利用してビタビ復号を行って誤りを訂正する。

ここで、ビタビ復号部２３の構成例について図６を用いて説明する。
図６に示されるビタビ復号部２３は、逆フーリエ変換部１５の出力を入力とするブランチメトリック演算部５１と、ブランチメトリック演算部５１の出力及び信頼性情報生成部２２の出力であるブランチメトリック重み係数を入力とするメトリック重み係数乗算部５２と、メトリック重み係数乗算部５２の出力を入力とする加算・比較・選択部５３と、加算・比較・選択部５３の出力を入力とするパスメモリ部５４とを含む。パスメモリ部５４の出力がビタビ復号部２３の出力である。

図６において、逆フーリエ変換部１５の出力はブランチメトリック演算部５１に入力される。ブランチメトリック演算部５１では、等化出力の信号点と、受信した信号に対応する変調方式によって一義的に定まる各シンボルに対応する信号点とのユークリッド距離を求め、このユークリッド距離から、送信装置における畳み込み符号化器の構成によって決まるブランチメトリックを所定の個数分算出する。ブランチメトリック演算部５１で算出されたブランチメトリックは、メトリック重み係数乗算部５２に入力される。

メトリック重み係数乗算部５２では、ブランチメトリック演算部５１から入力された各ブランチメトリックに対して、信頼性情報生成部２２で算出した信頼性情報をブランチメトリック重み係数として乗算する。

ブランチメトリック重み係数が乗算された各ブランチメトリック（重み付けされたブランチメトリック）は、加算・比較・選択部５３において累積加算され、複数のパスが算出される。また、加算・比較・選択部５３では、算出されたそれぞれのパスを比較し、最も値が小さくなるパスを選択する。
この選択したパスのブランチメトリックの累積加算結果を、生き残りパスメトリックとしてパスメモリ部５４に記憶する。
パスメモリ部５４では、生き残りパスメトリックを記憶し、このパスメトリックに対応する情報系列を復号信号として出力する。

以上に示したように、本発明の実施の形態１によれば、伝送路同定過程で得られるフィルタ係数をもとに等化出力の信頼性情報を生成し、ユークリッド距離に基づいて定められたブランチメトリックに対して、信頼性情報による重み付けを行い、重み付けされたブランチメトリックを用いてビタビ復号するため、様々な伝送路環境で誤り訂正能力を向上させることができ、従って、受信側で再生した送信データの誤りを低減することができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、信頼性情報をビタビ復号部２３で活用して受信性能を向上する構成を示したが、次に、信頼性情報をダイバーシチ合成で使用して受信性能を向上する実施の形態を示す。

図７はこの発明の実施の形態２による受信装置を示すブロック図である。図７は、複数のアンテナ、即ち第１乃至第Ｎのアンテナ１１−１〜１１−Ｎ（Ｎは２以上の整数）を用いて信号を受信し、ダイバーシチ合成して信号を復号する場合を示している。
図７に示される受信装置は、第１乃至第Ｎの周波数変換部１２−１〜１２−Ｎと、第１乃至第Ｎのフーリエ変換部１３−１〜１３−Ｎと、既知信号生成部１６と、第１乃至第Ｎの伝送路推定部１７−１〜１７−Ｎと、第１乃至第Ｎの信頼性情報生成部２２−１〜２２−Ｎと、周波数軸合成比算出部３１と、周波数軸ダイバーシチ合成部３２と、逆フーリエ変換部１５とを有する。逆フーリエ変換部１５の出力は復調出力となる。

第１乃至第Ｎの周波数変換部１２−１〜１２−Ｎは、それぞれ第１乃至第Ｎのアンテナ１１−１〜１１−Ｎに対応して設けられ、それぞれ第１乃至第Ｎのアンテナ１１−１〜１１−Ｎで受信された信号（第１乃至第Ｎの受信信号）Ｓａ１〜ＳａＮを所定の周波数帯域の信号Ｓｂ１〜ＳｂＮに変換する。言い換えると、第ｎの周波数変換部１２−ｎ（ｎは１〜Ｎのいずれか）は、対応する、第ｎのアンテナ１１−ｎで受信することで得られた第ｎの受信信号Ｓａｎを所定の周波数帯域の信号Ｓｂｎに変換する。第１乃至第Ｎの周波数変換部１２−１〜１２−Ｎの各々の構成及び動作は、実施の形態１で示した周波数変換部１２と同じである。

第１乃至第Ｎのフーリエ変換部１３−１〜１３−Ｎは、それぞれ第１乃至第Ｎの周波数変換部１２−１〜１２−Ｎに対応して設けられ、それぞれ第１乃至第Ｎの周波数変換部１２−１〜１２−Ｎの出力Ｓｂ１〜ＳｂＮを入力とし、フーリエ変換して出力する。言い換えると、第ｎのフーリエ変換部１３−ｎは、対応する、第ｎの周波数変換部１２−ｎの出力Ｓｂｎを入力とし、フーリエ変換して出力する。第１乃至第Ｎのフーリエ変換部１３−１〜１３−Ｎの各々の構成及び動作は、実施の形態１で示したフーリエ変換部１３と同じである。

既知信号生成部１６は、実施の形態１で示した既知信号生成部１６と同じく、送信信号に重畳されている既知信号を生成する。

第１乃至第Ｎの伝送路推定部１７−１〜１７−Ｎは、それぞれ第１乃至第Ｎの周波数変換部１２−１〜１２−Ｎに対応して設けられ、それぞれ第１乃至第Ｎの周波数変換部１２−１〜１２−Ｎから出力される所定の周波数帯域の信号Ｓｂ１〜ＳｂＮを入力とし、それぞれ第１乃至第Ｎの周波数変換部１２−１〜１２−Ｎにより受信された信号の伝送路を推定する。言い換えると、第ｎの伝送路推定部１７−ｎは、対応する、第ｎの周波数変換部１２−ｎから出力される所定の周波数帯域の信号Ｓｂｎを入力とし、第ｎの周波数変換部１２−ｎにより受信された信号の伝送路を推定する。

第１乃至第Ｎの伝送路推定部１７−１〜１７−Ｎの各々の構成及び動作は、実施の形態１に関し図２を参照して説明した伝送路推定部１７と同じであり、第１乃至第Ｎの伝送路推定部１７−１〜１７−Ｎの各々は、伝送路同定フィルタ部１８と、誤差信号生成部１９と、同定フィルタ係数算出部２０と、同定フィルタ係数フーリエ変換部２１とを有する。

各伝送路推定部１７−ｎ内の伝送路同定フィルタ部１８は、当該伝送路推定部１７−ｎの入力、即ち、既知信号生成部１６の出力及び当該伝送路推定部１７−ｎ内の同定フィルタ係数算出部２０の出力を入力とし、該同定フィルタ係数算出部２０の出力を係数として既知信号生成部１６の出力をフィルタリングして出力する。

誤差信号生成部１９は、当該伝送路推定部１７−ｎの入力、即ち対応する周波数変換部１２−ｎの出力と、（同じ伝送路推定部１７−ｎ内の）伝送路フィルタ部１８の出力を入力とし、前者に対する後者の誤差を示す信号を出力する。

ＬＭＳアルゴリズムを用いる場合には、同定フィルタ係数算出部２０は、既知信号生成部１６からの既知信号、及び（同じ伝送路推定部１７−ｎ内の）誤差信号生成部１９の出力を入力とし、誤差信号生成部１９の出力がゼロになるように、伝送路同定フィルタ部１７で使用するフィルタ係数を算出する。ＣＭＡを用いる場合には、同定フィルタ係数算出部２０は、既知信号生成部１６からの既知信号、及び（同じ伝送路推定部１７−ｎ内の）誤差信号生成部１９の出力のみならず、図２に点線で示すように、（同じ伝送路推定部１７−ｎ内の）伝送路同定フィルタ部１８の出力をも用いる。

同定フィルタ係数フーリエ変換部２１は、同定フィルタ係数算出部２０の出力を入力とし、フーリエ変換して出力する。
各伝送路推定部１７−ｎの同定フィルタ係数フーリエ変換部２１の出力が、当該伝送路推定部１７−ｎの出力となる。

第１乃至第Ｎの信頼性情報生成部２２−１〜２２−Ｎは、それぞれ第１乃至第Ｎの伝送路推定部１７−１〜１７−Ｎに対応して設けられ、また第１乃至第Ｎのフーリエ変換部１３−１〜１３−Ｎに対応して設けられ、それぞれ第１乃至第Ｎの伝送路推定部１７−１〜１７−Ｎの出力を入力とし、それぞれ第１乃至第Ｎのフーリエ変換部１３−１〜１３−Ｎの出力Ｘ１〜ＸＮの信頼性を表す第１乃至第Ｎの信頼性情報Ｒ１〜ＲＮを生成する。言い換えると、第ｎ信頼性情報生成部２２−ｎは、対応する、第ｎの伝送路推定部１７−ｎの出力を入力とし、第ｎのフーリエ変換部１３−ｎの出力Ｘｎの信頼性を表す第ｎの信頼性情報Ｒｎを生成する。第１乃至第Ｎの信頼性情報生成部２２−１〜２２−Ｎの各々は、実施の形態１で示した信頼性情報生成部２２と同様に、図３に示すように構成しても良く、図５に示すように構成しても良い。

図３に示すように構成する場合には、第１乃至第Ｎの信頼性情報生成部２２−１〜２２−Ｎの各々、即ち第ｎの信頼性情報生成部２２−ｎ内の帯域内分散算出部４１及び帯域内平均ゲイン算出部４２は、対応する伝送路推定部１７−ｎから当該信頼性情報生成部２２−ｎに入力された、伝送路推定結果Ｆｎの帯域内の信号の分散値、及び平均ゲインをそれぞれ算出し、信頼性情報変換部４３は、帯域内分散算出部４１の出力及び帯域内平均ゲイン算出部４２の出力を入力として、信頼性情報Ｒｎを生成する。

図５に示すように構成する場合には、第１乃至第Ｎの信頼性情報生成部２２−１〜２２−Ｎの各々、即ち第ｎの信頼性情報生成部２２−ｎ内の重み係数決定部４９及び帯域内平均ゲイン算出部４２は、対応する伝送路推定部１７−ｎから当該信頼性情報生成部２２−ｎに入力された、伝送路推定結果Ｆｎに基く重み係数Ｄの決定及び送信周波数帯域内の信号の平均ゲインＡの算出を行い、重み付け演算部４８は、重み係数決定部４７の出力Ｄ及び、帯域内平均ゲイン算出部４２の出力Ａを入力として、これらから信頼性情報Ｒｎを生成する。

周波数軸合成比算出部３１は、第１乃至第Ｎの信頼性情報生成部２２−１〜２２−Ｎの出力及び第１乃至第Ｎの伝送路推定部１７−１〜１７−Ｎの出力に基づいて、ダイバーシチ合成比Ｗ１〜ＷＮを算出する。具体的には、第１乃至第Ｎの信頼性情報生成部２２−１〜２２−Ｎから出力される、第１乃至第Ｎのアンテナ１１−１〜１１−Ｎに対応する信頼性情報Ｒ１〜ＲＮと、第１乃至第Ｎの伝送路推定部１７−１〜１７−Ｎから出力される同定フィルタ係数のフーリエ変換の結果Ｆ１〜ＦＮを入力とし、これらに基づいて、第１乃至第Ｎのフーリエ変換部１３−１〜１３−Ｎの出力Ｘ１〜ＸＮの合成比（ダイバーシチ合成比）Ｗ１〜ＷＮを算出して出力する。

ここで、周波数軸合成比算出部３１の構成例について図８を用いて説明する。図８に示される周波数軸合成比算出部３１は、第１乃至第Ｎの複素共役部６１−１〜６１−Ｎ、第１乃至第Ｎの電力算出部６２−１〜６２−Ｎと、第１乃至第Ｎの電力値重み付け部６３−１〜６３−Ｎと、電力和算出部６４と、第１乃至第Ｎの合成比生成部６５−１〜６５−Ｎとを備え、第１乃至第Ｎの合成比生成部６５−１〜６５−Ｎの出力がそれぞれ第１乃至第Ｎのフーリエ変換部１３−１〜１３−Ｎの出力に対する合成比Ｗ１〜ＷＮを表す。

第１の伝送路推定部１７−１の出力Ｆ１は、第１の複素共役部６１−１及び第１の電力算出部６２−１に入力される。第１の複素共役部６１−１は、第１の伝送路推定部１７−１の出力Ｆ１の複素共役信号Ｈ１を生成する。第１の電力算出部６２−１は第１の伝送路推定部１７−１の出力の振幅の２乗値Ｐ１を電力値として計算して出力する。
第１の電力値重み付け部６３−１は、第１の電力算出部６２−１の出力Ｐ１に対し、第１の信頼性情報生成部２２−１の出力である第１の信頼性情報Ｒ１に応じた重み付け、即ち両者の積を求める演算を行って出力する。この重み付けは、第１の電力算出部６２−１の出力Ｐ１と第１の信頼信号情報Ｒ１の積（Ｐ１×Ｒ１）を求めることで行われる。
第２〜第Ｎの複素共役部６１−２〜６１−Ｎ、第２乃至第Ｎの電力算出部６２−２〜６２−Ｎ、及び第２〜第Ｎの電力値重み付け部６３−２〜６３−Ｎの動作は、第１の複素共役部６１−１、第１の電力算出部６２−１、及び第１の電力値重み付け部６３−１とそれぞれ同様である。

従って、第１乃至第Ｎの複素共役部６１−１〜６１−Ｎは、それぞれ第１乃至第Ｎの伝送路推定部１７−１〜１７−Ｎの出力Ｆ１〜ＦＮを入力とし、該入力をその複素共役信号Ｈ１〜ＨＮに変換して出力する。第１乃至第Ｎの電力算出部６２−１〜６２−Ｎは、それぞれ第１乃至第Ｎの伝送路推定部１７−１〜１７−Ｎの出力Ｆ１〜ＦＮを入力とし、その振幅の２乗値を算出して電力値Ｐ１〜ＰＮとして出力する。
第１乃至第Ｎの電力値重み付け部６３−１〜６３−Ｎは、それぞれ第１乃至第Ｎの電力算出部６２−１〜６２−Ｎの出力Ｐ１〜ＰＮを、それぞれ第１乃至第Ｎの信頼性情報Ｒ１〜ＲＮで重み付けして出力する。

電力和算出部６４は、第１乃至第Ｎの電力値重み付け部６３−１〜６３−Ｎの出力（Ｒ１×Ｐ１）〜（ＲＮ×ＰＮ）の総和Ｐｔを求めて出力する。ｊを１からＮまでの変数とするとき、電力和算出部６４における電力の総和Ｐｔを求める演算は下記の式（３）で表される。

電力和算出部６４の出力Ｐｔは、第１乃至第Ｎの合成比生成部６５−１〜６５−Ｎに入力される。

第１の合成比生成部６５−１は、第１の複素共役部６１−１の出力Ｈ１、第１の信頼性情報の出力Ｒ１及び電力和算出部６４の出力Ｐｔをもとに、第１のフーリエ変換部１３−１の出力Ｘ１に対する合成比Ｗ１を生成して出力する。
第２〜第Ｎの合成比生成部６５−２〜６５−Ｎの各々の構成及び動作は第１の合成比生成部６５−１と同様である。

従って、第１乃至第Ｎの合成比生成部６５−１〜６５−Ｎは、それぞれ第１乃至第Ｎの複素共役部６１−１〜６１−Ｎの出力Ｈ１〜ＨＮ、第１乃至第Ｎの信頼性情報Ｒ１〜ＲＮ、及び電力和算出部６４の出力Ｐｔをもとに第１乃至第Ｎのフーリエ変換部１３−１〜１３−Ｎの出力Ｘ１〜ＸＮに対するダイバーシチ合成比Ｗ１〜ＷＮを算出して出力する。

図８の構成例で得られるダイバーシチ合成比は、例えば、下記の式（４）で与えられる。但し、ｉを１〜Ｎのうちの任意のものとしたとき、式（４）は第ｉのフーリエ変換部１３−ｉの出力に対する合成比Ｗｉを表しており、Ｈｉは第ｉの複素共役部６１−ｉの出力、Ｒｉは第ｉの信頼性情報を意味する。

式（４）によって求めた合成比を用いることで、各フーリエ変換部（１３−ｉ）の出力は、対応する複素共役部（６１−ｉ）で算出された複素共役（Ｈｉ）と、対応する信頼性情報生成部（２２−ｉ）で生成された信頼性（Ｒｉ）との積に比例した重みを付けて合成されることになる。

尚、周波数軸合成比算出部３１における合成比算出方法は、信頼性情報の大きさに応じて合成比が変わり、信頼性が高いフーリエ変換部出力ほど合成比が大きくなるようにすればよく、上記の方法に制限されるものではない。

周波数軸ダイバーシチ合成部３２は、周波数軸合成比算出部３１の出力Ｗ１〜ＷＮ及び第１乃至第Ｎのフーリエ変換部１３−１〜１３−Ｎの出力Ｘ１〜ＸＮを入力とし、周波数軸合成比算出部３１の出力Ｗ１〜ＷＮに応じて、第１乃至第Ｎのフーリエ変換部１３−１〜１３−Ｎの出力Ｘ１〜ＸＮを合成して出力する。例えば、下記の式（５）に示すとおり、合成比Ｗ１〜ＷＮに基づいてフーリエ変換部１３−１〜１３−Ｎの出力Ｘ１〜ＸＮを重み付けて加算する。但し、式（５）において、Ｘｉは第ｉのフーリエ変換部１３−ｉの出力、Ｙは合成出力を表す。

以上のように、伝送路推定過程で得られる伝送路同定フィルタの係数をもとに信頼性情報を生成し、その情報を用いて各受信アンテナで受信した信号のダイバーシチ合成を行うため、様々な伝送路環境でダイバーシチ利得が向上し、受信側で再生した送信データの誤りを低減することができる。

実施の形態３．
実施の形態２では、第１乃至第Ｎのフーリエ変換部１３−１〜１３−Ｎの出力に対するダイバーシチ合成の場合に信頼性情報を利用する構成について示したが、次に、周波数領域で等化した結果をダイバーシチ合成する構成にした実施の形態を示す。

図９はこの発明の実施の形態３による受信装置を示すブロック図である。図９に示される受信装置は、概して実施の形態１又は実施の形態２の受信装置と同じであるが、第１乃至第Ｎの周波数軸等化部１４−１〜１４−Ｎが付加され、さらに実施の形態２の周波数軸合成比算出部３１、及び周波数軸ダイバーシチ合成部３２の代わりに、等化後周波数軸合成比算出部３３、及び等化後周波数軸ダイバーシチ合成部３４を備える点で異なる。

第１乃至第Ｎのフーリエ変換部１３−１〜１３−Ｎ、既知信号生成部１６、第１乃至第Ｎの伝送路推定部１７−１〜１７−Ｎ、及び第１乃至第Ｎの信頼性情報生成部２２−１〜２２−Ｎの構成及び動作は実施の形態２で示した同じ符号の部材と同じである。

第１乃至第Ｎの周波数軸等化部１４−１〜１４−Ｎは、それぞれ第１乃至第Ｎのフーリエ変換部１３−１〜１３−Ｎに対応して設けられ、さらに、第１乃至第Ｎの伝送路推定部１７−１〜１７−Ｎに対応して設けられ、それぞれ第１乃至第Ｎのフーリエ変換部１３−１〜１３−Ｎの出力Ｘ１〜ＸＮ及び第１乃至第Ｎの伝送路推定部１７−１〜１７−Ｎの出力Ｆ１〜ＦＮを入力とし、それぞれ第１乃至第Ｎの伝送路推定部１７−１〜１７−Ｎから出力される伝送路推定信号（同定フィルタ係数のフーリエ変換）Ｆ１〜ＦＮをもとに、第１乃至第Ｎのアンテナ１１−１〜１１−Ｎで受信された信号が伝送路で受けた歪みを周波数領域で補正することにより、それぞれ第１乃至第Ｎのフーリエ変換部１３−１〜１３−Ｎの出力Ｘ１〜ＸＮに対して周波数領域での補正を行う。具体的には、それぞれ第１乃至第Ｎの伝送路推定部１７−１〜１７−Ｎで推定された伝送路の特性の逆の特性を表す伝達関数を、第１乃至第Ｎのフーリエ変換部１３−１〜１３−Ｎの出力Ｘ１〜ＸＮに乗算することで、等化を行う。言い換えると、第ｎの周波数軸等化部１４−ｎは、第ｎの伝送路推定部１７−ｎから出力される伝送路推定信号（同定フィルタ係数のフーリエ変換）Ｆｎをもとにフーリエ変換部１３−１ｎの出力Ｘｎを等化し、これにより、第ｎのアンテナ１１−ｎで受信された信号が伝送路で受けた歪みを周波数領域で補正して出力する。具体的には、それぞれ第ｎの伝送路推定部１７−ｎで推定された伝送路の特性の逆の特性を表す伝達関数を、第ｎのフーリエ変換部１３−ｎの出力Ｘｎに乗算することで、等化を行う。
第１乃至第Ｎの周波数軸等化部１４−１〜１４−Ｎの各々の構成及び動作は、実施の形態１で示した周波数等化部１４と同じである。

等化後周波数軸ダイバーシチ合成部３４は、後述の等化後周波数軸合成比算出部３３の出力及び第１乃至第Ｎの周波数軸等化部１４−１〜１４−Ｎの出力Ｑ１〜ＱＮを入力とし、後述の等化後周波数軸合成比算出部３３の出力に応じて第１乃至第Ｎの周波数軸等化部１４−１〜１４−Ｎの出力Ｑ１〜ＱＮを合成して出力する。

逆フーリエ変換部１５は、等化後周波数軸ダイバーシチ合成部３４の出力を入力とし、等化後周波数軸ダイバーシチ合成部３４の出力に対して逆フーリエ変換を行って時間領域での等化信号に変換して出力する。逆フーリエ変換部１５の構成及び動作は、実施の形態２の逆フーリエ変換部１５と同じである。

等化後周波数軸合成比算出部３３は、第１乃至第Ｎの信頼性情報生成部２２−１〜２２−Ｎの出力Ｒ１〜ＲＮ、及び第１乃至第Ｎの伝送路推定部１７−１〜１７−Ｎの出力Ｆ１〜ＦＮをもとに、周波数軸等化後の信号に対するダイバーシチ合成比Ｚ１〜ＺＮを算出する。

等化後周波数軸合成比算出部３３の構成例について図１０を用いて説明する。図１０に示される等化後周波数軸合成比算出部３３は、図８に示されるのと同様の、電力算出部６２−１〜６２−Ｎ、電力値重み付け部６３−１〜６３−Ｎ、及び電力和算出部６４のほか、第１乃至第Ｎの等化後合成比生成部６７−１〜６７−Ｎを備え、第１乃至第Ｎの等化後合成比生成部６７−１〜６７−Ｎの出力がそれぞれ第１乃至第Ｎの周波数軸等化部１４−１〜１４−Ｎの出力に対する合成比Ｚ１〜ＺＮを表す。

図１０においては、図８とは異なり、複素共役部６１−１〜６１−Ｎは設けられておらず、第１乃至第Ｎの等化後合成比生成部６７−１〜６７−Ｎは、それぞれ第１乃至第Ｎの電力値重み付け部６３−１〜６３−Ｎの出力に基づいて等化後合成比を生成する。

電力算出部６２−１〜６２−Ｎ、電力値重み付け部６３−１〜６３−Ｎ、及び電力和算出部６４の動作は図８で示したものと同じである。

第１の等化後合成比生成部６７−１では、第１の電力値重み付け部６３−１及び電力和算出部６４の出力をもとに、第１の周波数軸等化部１４−１の出力に対する合成比Ｗ１を生成して出力する。
第２〜第Ｎの等化後合成比生成部６７−２〜６７−Ｎの構成及び動作は、第１の等化後合成比生成部６７−１と同様である。

従って、第１乃至第Ｎの等化後合成比生成部６７−１〜６７−Ｎは、それぞれ第１乃至第Ｎの電力値重み付け部６３−１〜６３−Ｎの出力と、電力和算出手段の出力Ｐｔをもとに第１乃至第Ｎの周波数軸等化部１４−１〜１４−Ｎの出力Ｑ１〜ＱＮに対するダイバーシチ合成比を算出して出力する。

図１０の構成例で得られるダイバーシチ合成比は、下記の式（６）で与えられる。但し、式（６）は第ｉの周波数軸等化部１４−ｉの出力に対する合成比Ｚｉを表しており、Ｐｉは第ｉの電力算出部６２−ｉの出力、Ｒｉは第ｉの信頼性情報を意味する。

尚、等化後周波数軸合成比算出部３３における合成比算出方法は、信頼性情報の大きさに応じて合成比が変わり、信頼性が高いフーリエ変換部出力ほど合成比が大きくなるようにすればよく、上記の方法に制限されるものではない。

等化後周波数軸ダイバーシチ合成部３４は、下記の式（７）に示すとおり、等化後周波数軸合成比算出部３３で得られた合成比に基づいて第１乃至第Ｎの周波数軸等化部の出力を重み付けて加算する。但し、式（７）において、Ｑｉは第ｉの周波数軸等化部１４−ｉの出力、Ｙは合成出力を表す。

以上のように、伝送路推定過程で得られる伝送路同定フィルタの係数をもとに信頼性情報を生成し、その情報を用いて各受信アンテナで受信した信号のダイバーシチ合成を行うため、様々な伝送路環境でダイバーシチ利得が向上し、受信側で再生した送信データの誤りを低減することができる。

以上本発明を装置に係る発明として説明したが、上記の装置により実施される方法もまた本発明の一部を成す。

１１、１１−１〜１１−Ｎ アンテナ、 １２、１２−１〜１２−Ｎ 周波数変換部、 １３、１３−１〜１３−Ｎ フーリエ変換部、 １４、１４−１〜１４−Ｎ 周波数軸等化部、 １５ 逆フーリエ変換部、 １６ 既知信号生成部、 １７、１７−１〜１７−Ｎ 伝送路推定部、 １８、１８−１〜１８−Ｎ 伝送路同定フィルタ部、 １９、１９−１〜１９−Ｎ 誤差信号生成部、 ２０、２０−１〜２０−Ｎ 同定フィルタ係数算出部、 ２１、２１−１〜２１−Ｎ 同定フィルタ係数フーリエ変換部、 ２２、２２−１〜２２−Ｎ 信頼性情報生成部、 ２３ ビタビ復号部、 ３１ 周波数軸合成比算出部、 ３２ 周波数軸ダイバーシチ合成部、 ３３ 等化後周波数軸合成比算出部、 ３４ 等化後周波数軸ダイバーシチ合成部、 ４１ 帯域内分散算出部、 ４２ 帯域内平均ゲイン算出部、 ４３ 信頼性情報変換部、 ４４ 帯域内最大ゲイン算出部、 ４５ 帯域内最小ゲイン算出部、 ４６ 差分絶対値算出部、 ４７ 重み係数生成部、 ４８ 重み付け演算部、 ４９ 重み係数決定部、 ５１ ブランチメトリック演算部、 ５２ メトリック重み係数乗算部、 ５３ 加算・比較・選択部、 ５４ パスメモリ部、 ６１−１〜６１−Ｎ 複素共役部、 ６２−１〜６２−Ｎ 電力算出部、 ６３−１〜６３−Ｎ 電力値重み付け部、 ６４ 電力和算出部、 ６５−１〜６５−Ｎ 合成比生成部、 ６７−１〜６７−Ｎ 等化後合成比生成部。

Claims (10)

1. 畳み込み符号化された送信データを変調した送信信号であって、所定の既知信号を重畳した送信信号を受信し、該受信した信号から送信データを再生する受信装置であって、
   前記受信した信号を所定の周波数帯域の信号に変換する周波数変換手段と、
   前記所定の周波数帯域の信号をフーリエ変換して出力するフーリエ変換手段と、
   前記フーリエ変換手段の出力を入力とし、前記受信した信号が伝送路で受けた歪みを周波数領域で補正することにより周波数領域で等化を行う周波数軸等化手段と、
   前記周波数軸等化手段の出力を逆フーリエ変換して時間領域での等化信号を出力する逆フーリエ変換手段と、
   前記送信信号に重畳されている既知信号を生成する既知信号生成手段と、
   前記受信した信号の伝送路を推定し、該伝送路の周波数特性を表す係数のフーリエ変換を出力する伝送路推定手段と、
   前記伝送路推定手段の出力の送信周波数帯域内の伝送路振幅特性のばらつきから前記逆フーリエ変換手段の出力信号の信頼性を表す信頼性情報を生成する信頼性情報生成手段と、
   前記逆フーリエ変換手段の出力に基づいて求めたブランチメトリックに対して前記信頼性情報に基づく重み付けを施こし、重み付けされた前記ブランチメトリックを用いてビタビ復号処理を行って前記送信データを再生するビタビ復号手段とを備え、
   前記周波数軸等化手段は、前記伝送路推定手段の出力に基づいて前記フーリエ変換手段の出力に対する前記補正を行う
   ことを特徴とする受信装置。
2. 前記信頼性情報生成手段は、
   前記伝送路推定手段の出力の前記送信周波数帯域内の最大ゲインと最小ゲインの差分絶対値に応じた重み係数を求める重み係数決定手段と、
   前記伝送路推定手段の出力の前記送信周波数帯域内の平均ゲインを求める帯域内平均ゲイン算出手段と、
   前記帯域内平均ゲイン算出手段で求められた前記平均ゲインと、前記重み係数決定手段で求められた前記重み係数と、所定の基準値をもとに、前記信頼性情報を生成する重み付け演算手段と
   を備え、
   前記伝送路推定手段の出力の送信周波数帯域内の最大ゲインと最小ゲインの差分絶対値が小さいほど、前記信頼性情報としてより高い信頼性を示すものを出力する
   ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記信頼性情報生成手段は、
   前記伝送路推定手段の出力の送信周波数帯域内成分の分散値を算出する帯域内分散算出手段と、
   所定の基準値をもとに前記帯域内分散算出手段で算出された前記分散値を前記信頼性情報に変換する信頼性情報変換手段とを備え、
   前記信頼性情報変換手段は、前記分散値が小さいほど、前記信頼性情報としてより高い信頼性を示すものを出力する
   ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
4. 前記伝送路推定手段は、
   前記既知信号生成手段の出力をフィルタリングして出力する伝送路同定フィルタ手段と、
   前記周波数変換手段から出力される前記所定の周波数帯域の信号に対する前記伝送路同定フィルタ手段の出力の誤差を求める誤差信号生成手段と、
   前記誤差信号生成手段の出力を入力とし、前記誤差信号生成手段の出力がゼロとなるように、前記伝送路同定フィルタ手段で使用するフィルタ係数を算出する同定フィルタ係数算出手段と、
   前記同定フィルタ係数算出手段で算出されたフィルタ係数をフーリエ変換し、フーリエ変換の結果を出力する同定フィルタ係数フーリエ変換手段とを備え、
   前記伝送路同定フィルタ手段は、前記同定フィルタ係数算出手段で算出されたフィルタ係数を用いて前記既知信号生成手段の出力をフィルタリングして出力し、
   前記同定フィルタ係数フーリエ変換手段の出力を前記伝送路推定手段の出力とする
   ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の受信装置。
5. 前記送信信号が、多値ＶＳＢ（Ｖｅｓｔｉｇｉａｌ Ｓｉｄｅｂａｎｄ）変調方式、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式又は多値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調方式で変調されたものであることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載の受信装置。
6. 畳み込み符号化された送信データを変調した送信信号であって、所定の既知信号を重畳した送信信号を受信し、該受信した信号から送信データを再生する受信方法であって、
   前記受信した信号を所定の周波数帯域の信号に変換する周波数変換ステップと、
   前記所定の周波数帯域の信号をフーリエ変換するフーリエ変換ステップと、
   前記フーリエ変換ステップによるフーリエ変換の結果に基づいて、前記受信した信号が伝送路で受けた歪みを周波数領域で補正することにより周波数領域での等化を行う周波数軸等化ステップと、
   前記周波数軸等化ステップによる等化結果を逆フーリエ変換して時間領域での等化信号を生成する逆フーリエ変換ステップと、
   前記送信信号に重畳されている既知信号を生成する既知信号生成ステップと、
   前記受信した信号の伝送路を推定し、該伝送路の周波数特性を表す係数をフーリエ変換する伝送路推定ステップと、
   前記伝送路推定ステップによる推定結果の送信周波数帯域内の伝送路振幅特性のばらつきから前記逆フーリエ変換ステップによる逆フーリエ変換の結果の信頼性を表す信頼性情報を生成する信頼性情報生成ステップと、
   前記逆フーリエ変換ステップによる逆フーリエ変換の結果に基づいて求めたブランチメトリックに対して前記信頼性情報に基づく重み付けを施こし、重み付けされた前記ブランチメトリックを用いてビタビ復号処理を行って前記送信データを再生するビタビ復号ステップとを備え、
   前記周波数軸等化ステップは、前記伝送路推定ステップによる推定結果に基づいて前記フーリエ変換ステップによるフーリエの変換結果に対する前記補正を行う
   ことを特徴とする受信方法。
7. 前記信頼性情報生成ステップは、
   前記伝送路推定ステップによる推定結果の前記送信周波数帯域内の最大ゲインと最小ゲインの差分絶対値に応じた重み係数を求める重み係数決定ステップと、
   前記伝送路推定ステップによる推定結果の前記送信周波数帯域内の平均ゲインを求める帯域内平均ゲイン算出ステップと、
   前記帯域内平均ゲイン算出ステップで求められた前記平均ゲインと、前記重み係数決定ステップで求められた前記重み係数と、所定の基準値をもとに、前記信頼性情報を生成する重み付け演算ステップと
   を備え、
   前記伝送路推定ステップによる推定結果の送信周波数帯域内の最大ゲインと最小ゲインの差分絶対値が小さいほど、前記信頼性情報としてより高い信頼性を示すものを生成する
   ことを特徴とする請求項６に記載の受信方法。
8. 前記信頼性情報生成ステップは、
   前記伝送路推定ステップによる推定結果の送信周波数帯域内成分の分散値を算出する帯域内分散算出ステップと、
   所定の基準値をもとに前記帯域内分散算出ステップで算出された前記分散値を前記信頼性情報に変換する信頼性情報変換ステップとを備え、
   前記信頼性情報変換ステップは、前記分散値が小さいほど、前記信頼性情報としてより高い信頼性を示すものを生成する
   ことを特徴とする請求項６に記載の受信方法。
9. 前記伝送路推定ステップは、
   前記既知信号生成ステップで生成された前記既知信号をフィルタリングする伝送路同定フィルタステップと、
   前記所定の周波数帯域の信号に対する前記伝送路同定フィルタステップによるフィルタリングの結果の誤差を求める誤差信号生成ステップと、
   前記誤差信号生成ステップにより生成された前記誤差信号がゼロとなるように、前記伝送路同定フィルタステップで使用するフィルタ係数を算出する同定フィルタ係数算出ステップと、
   前記同定フィルタ係数算出ステップで算出された前記フィルタ係数をフーリエ変換する同定フィルタ係数フーリエ変換ステップとを備え、
   前記伝送路同定フィルタステップは、前記同定フィルタ係数算出ステップで算出された前記フィルタ係数を用いて前記既知信号生成ステップにより生成された前記既知信号をフィルタリングし、
   前記同定フィルタ係数フーリエ変換ステップによるフーリエ変換の結果を前記伝送路推定ステップによる推定結果として用いる
   ことを特徴とする請求項６乃至８のいずれか一項に記載の受信方法。
10. 前記送信信号が、多値ＶＳＢ（Ｖｅｓｔｉｇｉａｌ Ｓｉｄｅｂａｎｄ）変調方式、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式又は多値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調方式で変調されたものであることを特徴とする請求項６乃至９のいずれか一項に記載の受信方法。

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