JP2004096703A - Ｏｆｄｍ復調方法及びｏｆｄｍ復調装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】ＯＦＤＭ変復調を用いた地上デジタル放送の受信において、伝送路特性の推定精度の向上により、受信性能を向上するＯＦＤＭ復調方法及び復調装置を提供すること。
【解決手段】第１の等化部Ａにおいて、分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間して、伝送路特性Ｈを求める。そしてＦＦＴ後の受信信号Ｙを伝送路特性で複素除算することにより各信号を復元する。第２の等化部Ｂでは、得られた信号を硬判定して、マッピングベクトルＸを得た後、受信信号ＹをＸで除算することにより、再度伝送路特性を求める。信頼性があると判断される伝送路特性を、分散パイロット信号により得られた伝送路特性と置き換え、周波数軸方向にフィルター処理し、再度伝送路特性Ｈ’ を求め、信号点を復元する。
【選択図】 図１
【解決手段】第１の等化部Ａにおいて、分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間して、伝送路特性Ｈを求める。そしてＦＦＴ後の受信信号Ｙを伝送路特性で複素除算することにより各信号を復元する。第２の等化部Ｂでは、得られた信号を硬判定して、マッピングベクトルＸを得た後、受信信号ＹをＸで除算することにより、再度伝送路特性を求める。信頼性があると判断される伝送路特性を、分散パイロット信号により得られた伝送路特性と置き換え、周波数軸方向にフィルター処理し、再度伝送路特性Ｈ’ を求め、信号点を復元する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式によるデジタル放送に用いられるＯＦＤＭ復調方法及びＯＦＤＭ復調装置に関し、特に移動体受信環境下での受信性能の向上のために用いられるＯＦＤＭ復調方法及びＯＦＤＭ復調装置である。
【０００２】
【従来の技術】
近年、地上デジタルテレビジョン放送システムの研究が盛んである。米国はＶＳＢ方式を採用しているが、欧州及び日本では直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式を伝送方式として採用している。英国、シンガポール等では既に商用サービスが始まっている。このＯＦＤＭ方式は、互いに直交関係にある多数の搬送波に伝送信号を分割して多重して伝送する方式である。
【０００３】
ＯＦＤＭ信号は多数の搬送波を用いるために、シンボル間隔を長く取ることができる。このため、信号の一部を巡回的に複写して伝送する期間、いわゆるガード期間を設けることができる。このガード期間内の遅延波であれば、シンボル間干渉を生じないため、ＯＦＤＭ復調装置の等化器が簡易に構成できるという特徴がある。
【０００４】
欧州及び日本のＯＦＤＭ方式は、受信側で伝送路特性を推定するため、送信側では、シンボル時間及びキャリア周波数方向に周期的に分散した搬送波を、特定の位相及び振幅で変調する分散パイロット信号（ＳＰ信号）が配されている。
【０００５】
これまでの技術によれば、受信側では分散パイロット信号を取り出し、既知の振幅・位相で除算することにより、分散パイロット信号位置での伝送路特性を求めた。そして各情報キャリア位置の伝送路特性は、この分散パイロット信号をシンボル時間方向及びキャリア周波数方向に補間することによって求めた。
【０００６】
一方、ＳＰ信号を時間軸方向及び周波数方向に補間処理を行って、各キャリア位置での伝送路特性を推定する方法が記載されたものがある（非特許文献１）。この方法は、遅延波の遅延時間に応じて前記の補間処理のフィルタの帯域を制限することによりノイズを低減し、受信性能の向上を図るものである。しかしながらこの方法では、ＳＰ信号が正しく受信されているとして伝送路特性が求めているものであり、ＳＰ信号が正しく受信されていない場合は性能が劣化するという欠点がある。
【０００７】
また地上デジタル放送は、ＨＤＴＶ信号の固定受信が主として考えられ、固定受信の環境下ではシンボル方向の補間については回路規模削減のために零次ホールドのフィルターが利用されつつある。
【０００８】
【非特許文献１】
「ＯＦＤＭ復調における適応等化方法の検討」
筆者：林健一郎、木村知弘、影山定司、原田泰男、木曽田昇、坂下誠司
テレビジョン学会技術報告、ＶＯＬ．２０、ＮＯ．５３ 、１９９６年１０月
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
近年、地上デジタル放送の特徴の一つである移動体受信が注目を浴びている。移動体の受信環境下では伝送路の変動は非常に激しい。このため、シンボル方向への分散パイロット信号の零次ホールドを用いたフィルターによる伝送路推定は限界がある。そのため、シンボル時間方向へ分散パイロット信号を直線補間することは、必須の技術として考えられるようになってきた。しかし、分散パイロット信号の直線補間だけでは、移動体の受信環境下での特性は十分ではない。このためダイバーシティー等を併用することも検討されている。
【００１０】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたものであって、特に移動受体の信環境下において、伝送路特性推定の精度を高めると共に、移動体の受信環境下での受信性能を向上できるＯＦＤＭ復調方法及びＯＦＤＭ復調装置を実現することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本願の請求項１の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記Ｙｎ，ｌ を複素除算して、第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを求め、前記Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルター処理することにより、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、前記Ｙｎ，ｌ を前記Ｈ’’ｎ，ｌ で除算することにより第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を求め、情報伝送信号を復元することを特徴とするものである。
【００１２】
本願の請求項２の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に、連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、前記硬判定の際にマッピングの種類毎に所定のスレッショールドを設け、所定のスレッショールド以内の信号点を用いて得られた第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを、前記キャリア位置での伝送路特性Ｈｎ，ｌ と置き換え、得られた伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数軸方向にフィルタをかけることにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、前記受信信号Ｙｎ，ｌ を前記Ｈ’’ｎ，ｌ で除算することにより第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を求め、情報伝送信号を復調することを特徴とするものである。
【００１３】
本願の請求項３の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に、連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で、前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記Ｙｎ，ｌ を複素除算して、第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを求め、前記Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルター処理することにより、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、前記Ｙｎ，ｌ をＨ’’ｎ，ｌ で除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号の第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を復元し、前記マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第３次マッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌを求め、前記マッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌで前記Ｙｎ，ｌ を複素除算して、第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを求め、前記Ｈ’’’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより、第４次伝送路特性Ｈ’’’’ｎ，ｌ を算出し、前記Ｙｎ，ｌ を前記Ｈ’’’’ｎ，ｌ で除算することにより第４次マッピングベクトルＸ’’’’ｎ，ｌ を求め、情報伝送信号を復元することを特徴とするものである。
【００１４】
本願の請求項４の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、前記硬判定の際にマッピングの種類毎に所定の第１のスレッショールドを設け、所定のスレッショールド以内の信号点を用いて得られた第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを、前記キャリア位置での前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ と置き換え、前記伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数軸方向にフィルタをかけることにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ で前記受信信号Ｙｎ，ｌ を除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号の第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を復元し、前記マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第３次マッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌを求め、前記硬判定の際にマッピングの種類毎に所定の第２のスレッショールドを設け、所定のスレッショールド以内の信号点を用いて得られた第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを、前記キャリア位置での前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ と置き換え、前記伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを周波数軸方向にフィルタをかけることにより第４次伝送路特性Ｈ’’’’ｎ，ｌ を求め、前記伝送路特性Ｈ’’’’ｎ，ｌ で前記受信信号Ｙｎ，ｌ を除算することにより第４次マッピングベクトルＸ’’’’ｎ，ｌ を求め、情報伝送信号を復調することを特徴とするものである。
【００１５】
本願の請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれか１項のＯＦＤＭ復調方法において、前記伝送路特性を利用して各キャリア位置に配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号を求め、得られた信号を硬判定することによりマッピングベクトルを得、前記マッピングベクトルを利用して、新たな伝送路特性を得ることを繰り返し行い、情報伝送信号を復元することを特徴とするものである。
【００１６】
本願の請求項６の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記Ｙｎ，ｌ を複素除算して、第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを求め、前記Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルター処理することにより、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ から前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ の伝送路特性を抽出し、前記抽出した伝送路特性を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより、第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを算出し、前記Ｙｎ，ｌ を前記Ｈ’’’ｎ，ｌで除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を求め、情報伝送信号を復元することを特徴とするものである。
【００１７】
本願の請求項７の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記Ｙｎ，ｌ を複素除算して、第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを求め、前記Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルター処理することにより、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を２シンボル遅延し、２シンボル遅延された伝送路特性Ｈ’’’ｎ−２，ｌとシンボル遅延の無い伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌとから、その間のシンボルの第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを算出し、前記Ｙｎ−１，ｌ を前記Ｈ’’’ｎ−１，ｌで除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ−１，ｌ を求め、情報伝送信号を復元することを特徴とするものである。
【００１８】
本願の請求項８の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記Ｙｎ，ｌ を複素除算して、第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを求め、前記Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルター処理することにより、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を１シンボル及び２シンボル遅延し、２シンボル遅延された前記伝送路特性Ｈ’’ｎ−２，ｌ と１シンボル遅延された伝送路特性Ｈ’’ｎ−１，ｌ とシンボル遅延無しの伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ とから、その間のシンボルの第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを算出し、前記受信信号が１シンボル遅延されたＹｎ−１，ｌ を前記Ｈ’’’ｎ−１，ｌで除算することにより第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ−１，ｌ を求め、情報伝送信号を復元することを特徴とするものである。
【００１９】
本願の請求項９の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合の信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を用いてＯＦＤＭの受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）を等化し、伝送路特性Ｈｎ，ｌ 及び各キャリアに配置された信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を算出する第１の等化部と、前記第１の等化部で得られたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定すると共に、硬判定で得られた第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌと前記受信信号Ｙｎ，ｌ を用いて第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを算出し、前記伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ 用いて前記受信信号Ｙｎ，ｌ を再等化し、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を算出する第２の等化部と、を具備することを特徴とするものである。
【００２０】
本願の請求項１０の発明は、請求項９のＯＦＤＭ復調装置において、前記第１の等化部は、既知のＳＰ信号を発生するＳＰ信号発生器、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を前記ＳＰ信号発生器の出力で複素除算する第１の複素除算器、前記第１の複素除算器の出力を時間軸及び周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する時間軸補間部及び周波数軸補間部を有する第１の伝送路特性推定部と、前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する第２の複素除算器と、を含むものであり、前記第２の等化部は、前記第１の等化部の出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する硬判定器、前記硬判定器の判定結果に基づいてマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出するマッピングベクトル生成部、硬判定処理結果の信頼性を抽出する信頼性情報抽出部を有する硬判定処理部と、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第３の複素除算器、前記第３の複素除算器の出力Ｈ’ｎ，ｌと前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを前記信頼性情報抽出部の出力に従って選択する選択器、前記選択器の出力をフィルタ処理する周波数軸フィルタを有する第２の伝送路特性推定部と、前記周波数軸フィルタの出力Ｈ’’ｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を求める第４の複素除算器とを含むことを特徴とするものである。
【００２１】
本願の請求項１１の発明は、請求項１０のＯＦＤＭ復調装置において、前記信頼性情報抽出部は、マッピングの種類毎に所定のスレッショールドを設け、マッピングベクトルＸｎ，ｌ が所定のスレッショールド以内にあるか否かを判断し、所定のスレッショールド以内の場合は、前記選択器は前記Ｈ’ｎ，ｌを選択することを特徴とするものである。
【００２２】
本願の請求項１２の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合の信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を用いてＯＦＤＭの受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）を等化し、伝送路特性Ｈｎ，ｌ 及び各キャリアに配置された信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を算出する第１の等化部と、前記第１の等化部で得られたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定すると共に、硬判定で得られた第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌと前記受信信号Ｙｎ，ｌ を用いて第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを算出し、前記伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ 用いて前記受信信号Ｙｎ，ｌ を再等化し、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を算出する第２の等化部と、前記第２の等化部で得られたマッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を硬判定すると共に、硬判定で得られた第３次マッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌと前記受信信号Ｙｎ，ｌ を用いて第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを算出し、前記伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより第４次伝送路特性Ｈ’’’’ｎ，ｌ を算出し、前記伝送路特性Ｈ’’’’ｎ，ｌ 用いて前記受信信号Ｙｎ，ｌ を再再等化し、第４次マッピングベクトルＸ’’’’ｎ，ｌ を算出する第３の等化部と、を具備することを特徴とするものである。
【００２３】
本願の請求項１３の発明は、請求項１２のＯＦＤＭ復調装置において、前記第１の等化部は、既知のＳＰ信号を発生するＳＰ信号発生器、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を前記ＳＰ信号発生器の出力で複素除算する第１の複素除算器、前記第１の複素除算器の出力を時間軸及び周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する時間軸補間部及び周波数軸補間部を有する第１の伝送路特性推定部と、前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する第２の複素除算器とを含むものであり、前記第２の等化部は、前記第１の等化部の出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する第１の硬判定器、前記第１の硬判定器の出力のマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出する第１のマッピングベクトル生成部、硬判定処理結果の信頼性を抽出する第１の信頼性情報抽出部を有する硬判定処理部と、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第３の複素除算器、前記第３の複素除算器の出力Ｈ’ｎ，ｌと前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを前記信頼性情報抽出部の出力に従って選択する第１の選択器、前記第１の選択器の出力をフィルタ処理する第１の周波数軸フィルタを有する第２の伝送路特性推定部と、前記第１の周波数軸フィルタの出力Ｈ’’ｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を求める第４の複素除算器とを含むものであり、前記第３の等化部は、前記第２の等化部の出力Ｘ’’ｎ，ｌ を硬判定する第２の硬判定器、前記第２の硬判定器の出力のマッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌを算出する第２のマッピングベクトル生成部、硬判定処理結果の信頼性を抽出する第２の信頼性情報抽出部を有する第２の硬判定処理部と、前記マッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第５の複素除算器、前記第５の複素除算器の出力Ｈ’’’ｎ，ｌと前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ とのいずれかを前記第２の信頼性情報抽出部の出力に従って選択する第２の選択器、前記第２の選択器の出力をフィルタ処理する第２の周波数軸フィルタを有する第３の伝送路特性推定部と、前記第２の周波数軸フィルタの出力Ｈ’’’’ｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、第４次マッピングベクトルＸ’’’’ｎ，ｌ を求める第６の複素除算器とを含むことを特徴とするものである。
【００２４】
本願の請求項１４の発明は、請求項１３のＯＦＤＭ復調装置において、前記第２の信頼性情報抽出部は、マッピングの種類毎に所定のスレッショールドを設け、マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ が所定のスレッショールド以内にあるか否かを判断し、所定のスレッショールド以内の場合は、前記第２の選択器はＨ’ｎ，ｌ又はＨ’’’ｎ，ｌを選択することを特徴とするものである。
【００２５】
本願の請求項１５の発明は、請求項９〜１４のいずれか１項のＯＦＤＭ復調装置において、前記伝送路特性を利用して各キャリア位置に配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号を求め、得られた信号を硬判定することによりマッピングベクトルを得、前記マッピングベクトルを利用して、新たな伝送路特性を得ることを繰り返し行い、情報伝送信号を復元するように等化部を複数組設けたことを特徴とするものである。
【００２６】
本願の請求項１６の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合の信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を用いてＯＦＤＭの受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）を等化し、伝送路特性Ｈｎ，ｌ 及び各キャリアに配置された信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を算出する第１の等化部と、前記第１の等化部で得られたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定すると共に、硬判定で得られた第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌと前記受信信号Ｙｎ，ｌ を用いて第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを算出し、前記伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出する第２の等化部と、前記第２の等化部で得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ から前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ の伝送路特性を抽出し、前記抽出した伝送路特性を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより、第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを算出し、前記Ｙｎ，ｌ を前記Ｈ’’’ｎ，ｌで除算することにより、マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を求める第３の等化部と、を具備することを特徴とするものである。
【００２７】
本願の請求項１７の発明は、請求項１６のＯＦＤＭ復調装置において、前記第１の等化部は、既知のＳＰ信号を発生するＳＰ信号発生器、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を前記ＳＰ信号発生器の出力で複素除算する第１の複素除算器、前記第１の複素除算器の出力を時間軸及び周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する時間軸補間部及び周波数軸補間部を有する第１の伝送路特性推定部と、前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する第２の複素除算器とを含むものであり、前記第２の等化部は、前記第１の等化部の出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する硬判定器、前記硬判定器の判定結果に基づいてマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出するマッピングベクトル生成部、硬判定処理結果の信頼性を抽出する信頼性情報抽出部を有する硬判定処理部と、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第３の複素除算器、前記第３の複素除算器の出力Ｈ’ｎ，ｌと前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを前記信頼性情報抽出部の出力に従って選択する選択器、前記選択器の出力をフィルタ処理し、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を出力する周波数軸フィルタを有する第２の伝送路特性推定部とを含むものであり、前記第３の等化部は、前記第２の等化部で得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を用いて分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ 位置のＳＰ信号を抽出するＳＰ信号抽出器と、前記ＳＰ信号抽出器の出力を時間軸及び周波数軸方向に補間処理して第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを算出する時間軸補間部及び周波数軸補間部と、前記伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第４の複素除算器とを含むことを特徴とするものである。
【００２８】
本願の請求項１８の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合の信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を用いてＯＦＤＭの受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）を等化し、伝送路特性Ｈｎ，ｌ 及び各キャリアに配置された信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を算出する第１の等化部と、前記第１の等化部で得られたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定すると共に、硬判定で得られた第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌと前記受信信号Ｙｎ，ｌ を用いて第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを算出し、前記伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出する第２の等化部と、前記第２の等化部で得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を２シンボル遅延し、２シンボル遅延された伝送路特性Ｈ’’ｎ−２，ｌ とシンボル遅延の無い伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ とから、その間のシンボルの第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを算出し、前記Ｙｎ−１，ｌ を前記Ｈ’’’ｎ−１，ｌで除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ−１，ｌ を求める第３の等化部と、を具備することを特徴とするものである。
【００２９】
本願の請求項１９の発明は、請求項１８のＯＦＤＭ復調装置において、前記第１の等化部は、既知のＳＰ信号を発生するＳＰ信号発生器、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を前記ＳＰ信号発生器の出力で複素除算する第１の複素除算器、前記第１の複素除算器の出力を時間軸及び周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する時間軸補間部及び周波数軸補間部を有する第１の伝送路特性推定部と、前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する第２の複素除算器とを含むものであり、前記第２の等化部は、前記第１の等化部の出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する硬判定器、前記硬判定器の出力のマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出するマッピングベクトル生成部、硬判定処理結果の信頼性を抽出する信頼性情報抽出部を有する硬判定処理部と、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第３の複素除算器、前記第３の複素除算器の出力Ｈ’ｎ，ｌと前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを前記信頼性情報抽出部の出力に従って選択する選択器、前記選択器の出力をフィルタ処理し、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を出力する周波数軸フィルタを有する第２の伝送路特性推定部とを含むものであり、前記第３の等化部は、前記第２の等化部で得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を２シンボル遅延する２シンボル遅延器と、前記２シンボル遅延器の出力Ｈ’’ｎ−２，ｌ とシンボル遅延無しの伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を時間軸補間し、第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを得る時間軸フィルタ部と、前記時間軸フィルタ部の出力Ｈ’’’ｎ−１，ｌで前記受信信号を１シンボル遅延した信号Ｙｎ−１，ｌ を複素除算する第４の複素除算器と、を含むものであることを特徴とする。
【００３０】
本願の請求項２０の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合の信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を用いてＯＦＤＭの受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）を等化し、伝送路特性Ｈｎ，ｌ 及び各キャリアに配置された信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を算出する第１の等化部と、前記第１の等化部で得られたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定すると共に、硬判定で得られた第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌと前記受信信号Ｙｎ，ｌ を用いて第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを算出し、前記伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出する第２の等化部と、前記第２の等化部で得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を 前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を１シンボル及び２シンボル遅延し、１シンボル遅延された前記伝送路特性Ｈ’’ｎ−１，ｌ と２シンボル遅延された伝送路特性Ｈ’’ｎ−２，ｌ とシンボル遅延無しの伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ とから、その間のシンボルの第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを算出し、前記受信信号が１シンボル遅延されたＹｎ−１，ｌ を前記Ｈ’’’ｎ−１，ｌで除算することにより第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ−１，ｌ を求める第３の等化部と、を具備することを特徴とするものである。
【００３１】
本願の請求項２１の発明は、請求項２０のＯＦＤＭ復調装置において、前記第１の等化部は、既知のＳＰ信号を発生するＳＰ信号発生器、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を前記ＳＰ信号発生器の出力で複素除算する第１の複素除算器、前記第１の複素除算器の出力を時間軸及び周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する時間軸補間部及び周波数軸補間部を有する第１の伝送路特性推定部と、前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する第２の複素除算器とを含むものであり、前記第２の等化部は、前記第１の等化部の出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する硬判定器、前記硬判定器の判定結果に基づいてマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出するマッピングベクトル生成部、硬判定処理結果の信頼性を抽出する信頼性情報抽出部を有する硬判定処理部と、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第３の複素除算器、前記第３の複素除算器の出力Ｈ’ｎ，ｌと前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを前記信頼性情報抽出部の出力に従って選択する選択器、前記選択器の出力をフィルタ処理し、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を出力する周波数軸フィルタを有する第２の伝送路特性推定部とを含むものであり、前記第３の等化部は、前記第２の等化部で得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を１シンボル及び２シンボル遅延するカスケードシンボル遅延器と、前記カスケードシンボル遅延器の出力Ｈ’’ｎ−２，ｌ 及びＨ’’ｎ−１，ｌ とシンボル遅延無しの伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を時間軸補間し、第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを得る時間軸フィルタ部と、前記時間軸フィルタ部の出力Ｈ’’’ｎ−１，ｌで前記受信信号を１シンボル遅延した信号Ｙｎ−１，ｌ を複素除算する第４の複素除算器と、を含むことを特徴とするものである。
【００３２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を詳細に説明する前に、本発明の基本原理について数式を用いて説明する。ｎをシンボル番号、ｋをキャリア番号とし、受信されたＦＦＴ後のＯＦＤＭ信号をＹｎ，ｋ とし、伝送路特性をＨｎ，ｋ とし、各キャリア位置での受信信号（マッピングベクトルともいう）をＸｎ，ｋ とする。受信信号Ｘｎ，ｋ は次の（１）式を用いて等化処理される。
Ｘｎ，ｋ ＝Ｙｎ，ｋ ／Ｈｎ，ｋ ・・・（１）
【００３３】
伝送路特性Ｈｎ，ｋ の算出は、各種文献で説明されており、本発明の実施の形態では具体的に説明するが、分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより求められる。しかし、移動体の受信環境下では、分散パイロット信号により算出されたＨｎ，ｋ は、必ずしも正確な伝送路特性の推定値となっていない場合がある。
【００３４】
本発明は、先ず分散パイロット信号を用いて算出した伝送路特性を用いて受信信号Ｘｎ，ｋ を復元する。次に各キャリア位置のマッピング情報に従い、Ｘｎ，ｋ の硬判定処理を行う。このうち、本来のマッピング点からの距離がスレッショールド（Ｔｈ）以下である場合には、信頼性があると判断される。
【００３５】
次に、上記の（１）式を変形することにより、次の（２）式が得られる。
Ｈ’ ｎ，ｋ ＝Ｙｎ，ｋ ／Ｘｎ，ｋ ・・・（２）
Ｘｎ，ｋ が信頼性があると判断された場合、硬判定された後の本来の信号点のマッピングベクトルを用いることにより、（２）式を用いて、そのキャリア位置での新たな伝送路特性Ｈ’ ｎ，ｋ が求められる。このキャリア位置で求められたＨ’ ｎ，ｋ は同じキャリア位置でのＨｎ，ｋ よりも信頼性があるため、Ｈｎ，ｋ に代えて置き換えられる。そして新たな伝送路特性が周波数軸方向にフィルタ処理される。このような処理により、新たに求められた伝送路特性はより信頼性があるため、再度（１）式を用いることにより、より正確な受信信号が得られる。この処理は、繰り返し行うことができる。
【００３６】
（実施の形態１）
次に本実施の形態１におけるＯＦＤＭ復調装置について、図面を参照しつつ説明する。図１は本実施の形態１におけるＯＦＤＭ復調装置の構成図である。このＯＦＤＭ復調装置は、復調された受信信号を硬判定した後、再度伝送路特性を求める構成を有している。図１に示す受信系において、受信されたＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ処理された後、ＯＦＤＭ信号として破線で示す第１の等化部Ａに入力される。第１の等化部Ａは、第１の伝送路特性推定部Ｌ、３シンボル遅延器１１、第２の複素除算器１６を含んで構成される。第１の等化部Ａは、分散パイロット信号を直線補間することにより、伝送路特性を推定し、受信されたＯＦＤＭ復号の等化処理をする。ここで第１の伝送路特性推定部Ｌとは、ＳＰ信号発生器１３、第１の複素除算器１２、時間軸直線補間回路１４、周波数軸補間回路１５を含む部分をいう。
【００３７】
図２にＯＦＤＭ信号の配置の例を示す。ｍｏｄを剰余演算を表す記号とし、ｐを整数とする。図２で示すように分散パイロット信号（ＳＰ信号）はシンボル番号ｎのシンボルに対し、当該セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散して配置される。
【００３８】
図１において、ＯＦＤＭ信号から分散パイロット信号を取り出す。そして第１の複素除算器１２において、ＳＰ信号発生器１３から出力された基準のＳＰ信号で分散パイロット信号を複素除算する。分散パイロット信号は、送信時に当該キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された信号である。送信された分散パイロット信号を基準のＳＰ信号で除算することにより、分散パイロット信号の振幅及び位相を一方向にそろえ、分散パイロット信号の位置での伝送路特性を算出することができる。
【００３９】
時間軸直線補間回路１４は、分散パイロット信号をシンボル時間方向に補間処理するものである。これにより、キャリア番号ｋ＝３ｐの位置での伝送路特性を推定できる。シンボル時間方向へは直線補間を行っているため、ＦＦＴ後のＯＦＤＭ信号は３シンボル遅延器１１により３シンボル遅延される。
【００４０】
周波数軸補間回路１５は、伝送路特性を周波数方向に補間するフィルタである。これにより全てのキャリア番号位置での伝送路特性が推定される。第２の複素除算器１６はＦＦＴ後のＯＦＤＭ信号を伝送路特性で複素除算し、ＯＦＤＭ信号の位相及び振幅を復元するものである。
【００４１】
上記のように、従来のＯＦＤＭ信号の位相及び振幅は図１の第１の等化部Ａで処理され、情報伝送信号の復号が行われる。図２の信号配置からも分かるように、分散パイロット信号の数が少ないため、移動体の受信環境下では、前述した処理だけでは伝送路特性の推定が未だ不十分である。
【００４２】
本実施の形態では図１に示すように第２の等化部Ｂを更に設ける。第２の等化部Ｂは、第１の等化部Ａで振幅及び位相が確定された信号に対して、マッピング情報に基づき各マッピング毎に硬判定処理を行うものである。
【００４３】
図３は各マッピング点を示すコンスタレーション図である。各マッピング毎、即ちＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ毎にマッピング点間のユークリッド距離が異なる。図４は硬判定されたデータのうち、本発明に採用されるＢＰＳＫ及びＱＰＳＫのスレッショールド（Ｔｈ）を示す説明図である。なお図４では図示されないが、１６ＱＡＭ及び６４ＱＡＭでも夫々のスレッショールドが用いられる。各マッピングの信号点間距離が近くなる程、スレッショールドを小さくしてもよいが、必ずしもそうでなくても良い。本実施の形態ではスレッショールドを各マッピング毎に設ける。
【００４４】
図１の硬判定処理部１７において、硬判定器１７ａで硬判定処理されたデータは信頼性情報抽出部１７ｂに与えられ、その信頼性が上記のスレッショールドを基準に判定される。また、硬判定器１７ａで硬判定処理されたデータは、マッピングベクトル生成部１７ｃに与えられ、その硬判定点のマッピングベクトルが選ばれる。
【００４５】
第３の複素除算器１８は、ＦＦＴ後の信号をマッピングベクトル生成部１７ｃのマッピングベクトルで除算する。除算で得られた信号は、そのキャリア位置での伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌとなる。信頼性情報抽出部１７ｂにて信頼性があると判定された場合、選択回路１９は周波数軸補間回路１５で得られたそのキャリア位置での伝送路特性Ｈｎ，ｌ に比べ伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌが信頼性が高いので、そのキャリア位置での伝送路特性Ｈｎ，ｌ を伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌに置き換える。
【００４６】
信頼性情報抽出部１７ｂにて信頼性が低いと判断された場合は、選択回路１９は周波数軸補間回路１５で求められた伝送路特性Ｈｎ，ｌ を選択する。選択回路１９で選択された伝送路特性は、周波数軸フィルタ２０でフィルタ処理がなされる。
【００４７】
第４の複素除算器２１は、周波数軸フィルタ２０で求められた第２の伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を用いてＦＦＴ後の信号Ｙｎ，ｌ を除算することにより、新しく振幅及び位相が確定された信号を得る。この信号を第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ という。ここで第２の等化部Ｂにおける第３の複素除算器１８、選択回路１９、周波数軸フィルタ２０を第２の伝送路特性推定部Ｍと呼ぶ。従って第２の等化部Ｂは、第２の伝送路特性推定部Ｍ、硬判定処理部１７、第４の複素除算器２１とにより構成される。
【００４８】
図５に本実施の形態により得られた信号点の一例を示す。図５（ａ）は図１の等化部Ａの複素除算器１６から出力された信号の分布図である。図５（ｂ）は図１の第２の等化部Ｂの複素除算器２１より出力された信号の分布図である。本実施の形態では１６ＱＡＭの場合の効果を示している。図から明らかなように、図５（ｂ）の方が図５（ａ）よりコンスタレーションの分布範囲が小さくなっている。こうして復号されたデータは信頼性が向上する。
【００４９】
（実施の形態２）
次に本発明の実施の形態２におけるＯＦＤＭ復調装置について説明する。図６は本実施の形態２におけるＯＦＤＭ復調装置の構成図である。このＯＦＤＭ復調装置も復調された受信信号を硬判定した後、再度伝送路特性を求める構成を有している。実施の形態１と同様に、第１の等化部Ａは３シンボル遅延器３１、第１の複素除算器３２、ＳＰ信号発生器３３、時間軸直線補間回路３４、周波数軸補間回路３５、第２の複素除算器３６を有している。また第２の等化部Ｂは、硬判定器３７ａ、信頼性情報抽出部３７ｂ、及びマッピングベクトル生成部３７ｃを含む硬判定処理部３７、第３の複素除算器３８、選択回路３９、周波数軸フィルタ４０、第４の複素除算器４１を有している。
【００５０】
実施の形態１と異なる点は、信頼性情報抽出部３７ｂにより信頼性が低いと判定された場合に停止信号が出力され、複素除算器３８で複素除算処理を行わないようにしたことである。即ち、信頼性情報抽出部３７ｂは、マッピングの種類毎に所定のスレッショールドを設け、マッピングベクトルＸｎ，ｌ が所定のスレッショールド以内にあるか否かを判断する。そして所定のスレッショールド以内の場合は、選択回路３９は第１次の伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを選択する。その他の処理は、全て実施の形態１と同じであり、実施の形態１と同じ効果が得られる。
【００５１】
（実施の形態３）
次に本発明の実施の形態３におけるＯＦＤＭ復調装置について説明する。図７及び図８は本実施の形態３のＯＦＤＭ復調装置の構成図である。このＯＦＤＭ復調装置は、図７に示す第１の等化部Ａ、第２の等化部Ｂ、図８に示す第３の等化部Ｃを含んで構成される。
【００５２】
第１の等化部Ａは、実施の形態１と同様に、第１の伝送路特性推定部Ｌと３シンボル遅延器５１と第２の複素除算器５６とを有している。第１の伝送路特性推定部Ｌは、第１の複素除算器５２、ＳＰ信号発生器５３、時間軸直線補間回路５４、周波数軸補間回路５５を含んで構成される。
【００５３】
ＳＰ信号発生器５３は既知のＳＰ信号を発生する。第１の複素除算器５２はＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ をＳＰ信号発生器５３の出力で複素除算する。時間軸直線補間回路５４は第１の複素除算器５２の出力を時間軸方向に補間処理する。周波数軸補間回路５５は時間軸直線補間回路５４の出力を周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を出力する。第２の複素除算器５６は伝送路特性Ｈｎ，ｌ でＹｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する。
【００５４】
第２の等化部Ｂは、第２の伝送路特性推定部Ｍと第１の硬判定処理部５７と第４の複素除算器６１とを有している。第２の伝送路特性推定部Ｍは、第３の複素除算器５８、第１の選択回路５９、第１の周波数軸フィルタ６０を含んで構成される。第３の複素除算器５８はマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する。第１の選択回路５９は第３の複素除算器５８の出力Ｈ’ｎ，ｌと伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを信頼性情報抽出部５７ｂの出力に従って選択する。第１の周波数軸フィルタ６０は第１の選択回路５９の出力をフィルタ処理する。
【００５５】
第１の硬判定処理部５７は、第１の硬判定器５７ａ、第１の信頼性情報抽出部５７ｂ、第１のマッピングベクトル生成部５７ｃを含んで構成される。第１の硬判定器５７ａは第１の等化部Ａの出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する。第１の信頼性情報抽出部５７ｂは硬判定処理結果の信頼性を抽出する。第１のマッピングベクトル生成部５７ｃは第１の硬判定器５７ａの判定結果に基づいて第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出する。第４の複素除算器６１は第１の周波数軸フィルタ６０の出力Ｈ’’ｎ，ｌ で受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を求める。
【００５６】
図８に示す第３の等化部Ｃは、第２の等化部Ｂで行った処理を再度繰り返すブロックであり、第３の伝送路特性推定部Ｎ、第２の硬判定処理部６２、第６の複素除算器６６を有している。第３の伝送路特性推定部Ｎは、第５の複素除算器６３、第２の選択回路６４、第２の周波数軸フィルタ６５を含んで構成される。第５の複素除算器６３はマッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌで受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する。第２の選択回路６４は第５の複素除算器６３の出力Ｈ’’’ｎ，ｌと伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ とのいずれかを第２の信頼性情報抽出部６２ｂの出力に従って選択する。第２の周波数軸フィルタ６５は第２の選択回路６４の出力をフィルタ処理する。
【００５７】
第２の硬判定処理部６２は、第２の硬判定器６２ａ、第２の信頼性情報抽出部６２ｂ、マッピングベクトル生成部６２ｃを含んで構成される。第２の硬判定器６２ａは第２の等化部Ｂの出力Ｘ’’ｎ，ｌ を硬判定する。第２の信頼性情報抽出部６２ｂは硬判定処理結果の信頼性を抽出する。第２のマッピングベクトル生成部６２ｃは第２の硬判定器６２ａの判定結果に基づいてマッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌを算出する。第６の複素除算器６６は、第２の周波数軸フィルタ６５の出力Ｈ’’’’ｎ，ｌ で受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、第４次マッピングベクトルＸ’’’’ｎ，ｌ を求める。
【００５８】
第３の等化部Ｃが第２の等化部Ｂと同様の処理を再度繰り返し行うことにより、図５（ｃ）で示すように受信信号のマッピング点を、更に各シンボル点の中央位置に収束させることができる。
【００５９】
（実施の形態４）
次に本発明の実施の形態４におけるＯＦＤＭ復調装置について説明する。図９及び図１０は本実施の形態４におけるＯＦＤＭ復調装置の構成図である。このＯＦＤＭ復調装置は、図９に示す第１の等化部Ａ及び第２の等化部Ｂと、図１０に示す第３の等化部Ｃとを有している。
【００６０】
第１の等化部Ａは、実施の形態１〜３と同様に、３シンボル遅延器７１、第１の複素除算器７２、ＳＰ信号発生器７３、時間軸直線補間回路７４、周波数軸補間回路７５、第２の複素除算器７６を有している。
【００６１】
第２の等化部Ｂは、第１の硬判定処理部７７、第３の複素除算器７８、第１の選択回路７９、第１の周波数軸フィルタ８０、第４の複素除算器８１を有している。第１の硬判定処理部７７は第１の硬判定器７７ａ、第１の信頼性情報抽出部７７ｂ、第１のマッピングベクトル生成部７７ｃを含んで構成される。
【００６２】
第３の等化部Ｃは第２の等化部Ｂで行った処理を再度繰り返すブロックである。図１０に示すように第３の等化部Ｃは、第２の硬判定処理部８２、第５の複素除算器８３、第２の選択回路８４、第２の周波数軸フィルタ８５、第６の複素除算器８６を有している。第２の硬判定処理部８２は第２の硬判定器８２ａ、第２の信頼性情報抽出部８２ｂ、第２のマッピングベクトル生成部８２ｃを含んで構成される。
【００６３】
本実施の形態は、選択回路８４に入力される一つの信号が、周波数軸フィルタ８０の出力から図９の選択回路７９の出力に変わっていることのみが実施の形態３と相違する。即ち、第２の信頼性情報抽出部８２ｂは、マッピングの種類毎に所定のスレッショールドを設け、マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ が所定のスレッショールド以内にあるか否かを判断する。そして所定のスレッショールド以内の場合は、第２の選択回路８４は選択回路７の出力する伝送路特性、又はＨ’’’ｎ，ｌを選択する。本実施の形態によれば、実施の形態３のＯＦＤＭ復調装置とほぼ同じ効果が得られる。
【００６４】
（実施の形態５）
次に本発明の実施の形態５におけるＯＦＤＭ復調装置について説明する。図１１及び図１２は本実施の形態５におけるＯＦＤＭ復調装置の構成図である。このＯＦＤＭ復調装置は、図１１に示す第１の等化部Ａ及び第２の等化部Ｂと、図１２に示す第３の等化部Ｄとを有している。
【００６５】
第１の等化部Ａは、ＳＰ信号抽出器１１０、３シンボル遅延器１１１、第１の伝送路特性推定部Ｌ、第２の複素除算器１１６を有している。ＳＰ信号抽出器１１０はＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ からＳＰ信号を抽出する。第１の伝送路特性推定部Ｌは、第１の複素除算器１１２、ＳＰ信号発生器１１３、時間軸直線補間回路１１４、周波数軸補間回路１１５を含んで構成される。
【００６６】
ＳＰ信号発生器１１３は既知のＳＰ信号を発生する。第１の複素除算器１１２はＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ をＳＰ信号発生器１１３の出力で複素除算する。時間軸直線補間回路１１４は第１の複素除算器１１２の出力を時間軸方向に直線補間処理する。周波数軸補間回路１１５は時間軸直線補間回路１１４の出力を周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する。第２の複素除算器１１６は伝送路特性Ｈｎ，ｌ で受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する。
【００６７】
第２の等化部Ｂは、硬判定処理部１１７と第２の伝送路特性推定部Ｍとを有している。硬判定処理部１１７は、硬判定器１１７ａ、信頼性情報抽出部１１７ｂ、マッピングベクトル生成部１１７ｃを含んで構成される。硬判定器１１７ａは第１の等化部Ａの出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する。信頼性情報抽出部１１７ｂは硬判定処理結果の信頼性を抽出する。マッピングベクトル生成部１１７ｃは硬判定器１１７ａの判定結果に基づいて第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出する。
【００６８】
第２の伝送路特性推定部Ｍは、第３の複素除算器１１８、選択回路１１９、周波数軸フィルタ１２０を含んで構成される。第３の複素除算器１１８はマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する。選択回路１１９は第３の複素除算器１１８から出力された伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌと、伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを信頼性情報抽出部１１７ｂの出力に従って選択する。周波数軸フィルタ１２０は選択回路１１９の出力をフィルタ処理し、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を出力する。
【００６９】
第３の等化部Ｄは、図１２に示すように、ＳＰ信号抽出器１２１、時間軸直線補間回路１２２、周波数軸補間回路１２３、３シンボル遅延器１２４、第４の複素除算器１２５を有している。ＳＰ信号抽出器１２１は第２の等化部Ｂで得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を用いて分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ 位置のＳＰ信号を抽出する。時間軸直線補間回路１２２はＳＰ信号抽出器１２１の出力を時間軸方向に直線補間処理する。周波数軸補間回路１２３は時間軸直線補間回路１２２の出力を周波数軸方向に補間処理して第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを算出する。第４の複素除算器１２５は伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌで３シンボル遅延器１２４で遅延された受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を出力する。
【００７０】
図１１では、第３の等化部Ｄと第１の等化部Ａとの比較のため、第１の等化部ＡにＳＰ信号抽出器１１０を明示しているが、実施の形態１〜４ではＳＰ信号抽出器１１０の図示を省略している。
【００７１】
ここでは実施の形態１で求めた伝送路特性と同様に、周波数軸フィルタ１２０の出力から、ＳＰ信号抽出器１２１でＳＰ信号位置の伝送路特性を抽出する。そして時間軸直線補間回路１２２でＳＰ信号位置の伝送路特性を時間軸方向に補間する。これによりキャリア番号ｋ＝３ｐ（ｐは整数）の位置での伝送路特性を推定する。なお、シンボル方向へ直線補間を行うため、３シンボル遅延器１２４でＦＦＴ後のＯＦＤＭ信号を更に３シンボル遅延する。なお、ＳＰ信号抽出器１２１で取り出された伝送路特性は、図１１の複素除算器１１２の伝送路特性に比べ、ノイズが除去されて信頼性が高いものとなる。この後に続く時間軸直線補間回路１２２及び周波数軸補間回路１２３は、第１の等化部Ａにおける時間軸直線補間回路１１４及び周波数軸補間回路１１５と同様の動作をする。
【００７２】
このようにして再度求められた周波数軸補間回路１２３の出力である伝送路特性を用いて、３シンボル遅延器１２４の出力を複素除算器１２５で除算することにより、各キャリア位置の受信信号を高精度に復元できる。
【００７３】
（実施の形態６）
次に本発明の実施の形態６におけるＯＦＤＭ復調装置について説明する。図１３及び図１４は本実施の形態６におけるＯＦＤＭ復調装置の構成図である。このＯＦＤＭ復調装置は、図１３に示す第１の等化部Ａ及び第２の等化部Ｂと、図１４に示す第３の等化部Ｅとを有している。
【００７４】
第１の等化部Ａは、第１の伝送路特性推定部Ｌ、３シンボル遅延器１３１、第２の複素除算器１３６を有している。第１の伝送路特性推定部Ｌは、第１の複素除算器１３２、ＳＰ信号発生器１３３、時間軸直線補間回路１３４、周波数軸補間回路１３５を含んで構成される。
【００７５】
ＳＰ信号発生器１３３は既知のＳＰ信号を発生する。第１の複素除算器１３２はＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ をＳＰ信号発生器１３３の出力で複素除算する。時間軸直線補間回路１３４は第１の複素除算器１３２の出力を時間軸方向に直線補間処理をする。周波数軸補間回路１３５は時間軸直線補間回路１３４の出力を周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する。第２の複素除算器１３６は、伝送路特性Ｈｎ，ｌ で受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算して第１次マッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する。
【００７６】
第２の等化部Ｂは、硬判定処理部１３７、第２の伝送路特性推定部Ｍを有している。硬判定処理部１３７は、硬判定器１３７ａ、信頼性情報抽出部１３７ｂ、マッピングベクトル生成部１３７ｃを含んで構成される。硬判定器１３７ａは第１の等化部Ａの出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する。信頼性情報抽出部１３７ｂは硬判定処理結果の信頼性を抽出する。マッピングベクトル生成部１３７ｃは硬判定器１３７ａの出力のマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出する。
【００７７】
第２の伝送路特性推定部Ｍは、第３の複素除算器１３８、選択回路１３９、周波数軸フィルタ１４０を含んで構成される。第３の複素除算器１３８はマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する。選択回路１３９は第３の複素除算器１３８の出力する伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌ、及び伝送路特性Ｈｎ，ｌ のいずれかを信頼性情報抽出部１３７ｂの出力に従って選択する。周波数軸フィルタ１４０は選択回路１３９の出力をフィルタ処理し、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を出力する。
【００７８】
第３の等化部Ｅは、２シンボル遅延器１４１、時間軸フィルタ１４２、１シンボル遅延器１４３、第４の複素除算器１４４を有している。２シンボル遅延器１４１は第２の等化部Ｂで得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を２シンボル遅延する。時間軸フィルタ１４２は２シンボル遅延器１４１の出力Ｈ’’ｎ−２，ｌ とシンボル遅延無しの伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を時間軸補間し、第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを得る。１シンボル遅延器１４３は第１の等化部Ａから与えられた受信信号Ｙｎ，ｌ を１シンボル遅延する。第４の複素除算器１４４は時間軸フィルタ１４２の出力Ｈ’’’ｎ−１，ｌで１シンボル遅延した信号Ｙｎ−１，ｌ を複素除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を出力する。
【００７９】
本実施の形態では、第２の等化部Ｂの周波数軸フィルタ１４０から出力された伝送路特性を２シンボル遅延回路１４１で２シンボル遅延する。そして、２シンボル遅延された伝送路特性と、遅延していない伝送路特性の同一キャリア位置における伝送路特性を時間軸フィルタ１４２で平均し、その中間のシンボル位置での伝送路特性を次の（３）式を用いて算出する。
Ｈ（ｎ−１，ｋ）＝［ Ｈ（ｎ，ｋ） ＋Ｈ（ｎ−２，ｋ）］／２ ・・・（３）
なお、この処理に遅延時間を合わせるために、ＦＦＴ後の信号は、１シンボル遅延回路１４３にて更に１シンボル遅延される。
【００８０】
（実施の形態７）
次に本発明の実施の形態７におけるＯＦＤＭ復調装置について説明する。図１５及び図１６は本実施の形態７におけるＯＦＤＭ復調装置の構成図である。このＯＦＤＭ復調装置は、図１５に示す第１の等化部Ａ及び第２の等化部Ｂと、図１６に示す第３の等化部Ｆとを有している。
【００８１】
第１の等化部Ａは、第１の伝送路特性推定部Ｌ、３シンボル遅延器１５１、第２の複素除算器１５６を有している。第１の伝送路特性推定部Ｌは、第１の複素除算器１５２、ＳＰ信号発生器１５３、時間軸直線補間回路１５４、周波数軸補間回路１５５を含んで構成される。
【００８２】
ＳＰ信号発生器１５３は既知のＳＰ信号を発生する。第１の複素除算器１５２はＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ をＳＰ信号発生器１５３の出力で複素除算する。時間軸直線補間回路１５４は第１の複素除算器１５２の出力を時間軸方向に直線補間処理をする。周波数軸補間回路１５５は時間軸直線補間回路１５４の出力を周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する。第２の複素除算器１５６は、伝送路特性Ｈｎ，ｌ で受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する。
【００８３】
前記第２の等化部Ｂは、硬判定処理部１５７、第２の伝送路特性推定部Ｍを有する。硬判定処理部１５７は、硬判定器１５７ａ、信頼性情報抽出部１５７ｂ、マッピングベクトル生成部１５７ｃを含んで構成される。硬判定器１５７ａは第１の等化部Ａの出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する。信頼性情報抽出部１５７ｂは硬判定処理結果の信頼性を抽出する。マッピングベクトル生成部１５７ｃは硬判定器１５７ａの判定結果に基づいてマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出する。
【００８４】
第２の伝送路特性推定部Ｍは、第３の複素除算器１５８、選択回路１５９、周波数軸フィルタ１６０を含んで構成される。第３の複素除算器１５８はマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する。選択回路１５９は第３の複素除算器１５８の出力する伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌと、伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを信頼性情報抽出部１５７ｂの出力に従って選択する。周波数軸フィルタ１６０は選択回路１５９の出力をフィルタ処理し、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を出力する。
【００８５】
第３の等化部Ｆは、カスケードシンボル遅延器である１シンボル遅延器１６１及び１６２、時間軸フィルタ１６３、１シンボル遅延器１６４、第４の複素除算器１６５を有している。カスケードシンボル遅延器は第２の等化部Ｂで得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を１シンボル及び２シンボル遅延する。時間軸フィルタ１６３はカスケードシンボル遅延器の出力Ｈ’’ｎ−２，ｌ 及びＨ’’ｎ−１，ｌ とシンボル遅延無しの伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を時間軸補間し、第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを出力する。１シンボル遅延器１６４は第１の等化部Ａから与えられた受信信号Ｙｎ，ｌ を１シンボル遅延する。第４の複素除算器１６５は時間軸フィルタ１６３の出力Ｈ’’’ｎ−１，ｌで受信信号の１シンボル遅延した信号Ｙｎ−１，ｌ を複素除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を出力する。
【００８６】
本実施の形態では、第２の等化部Ｂの周波数軸フィルタ１６０から出力された伝送路特性を、１シンボル遅延器１６１及び１６２でそれぞれ１シンボル遅延する。そして、時間軸フィルタ１６３で、同一キャリア位置における前後のシンボルの伝送路特性及びそのシンボル位置での伝送路特性から、再度そのシンボル位置での伝送路特性を算出する。本実施の形態では次の（４）式を利用して伝送路特性を算出する。
Ｈ（ｎ−１，ｋ） ＝［ Ｈ（ｎ−２，ｋ） ＋２ Ｈ（ｎ−１，ｋ） ＋Ｈ（ｎ，ｋ）］／４ ・・・（４）
なお、この処理に遅延時間を合わせるために、ＦＦＴ後の信号は１シンボル遅延回路１６４にて１シンボル遅延される。
【００８７】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、復調後の受信データを硬判定し、硬判定後のマッピングベクトルを用いてＦＦＴ後の受信データを除算することにより、新たに伝送路特性を算出できる。
【００８８】
また本発明によれば、信頼性があると判定された全ての受信データを用いて伝送路特性を求めることができるため、従来の分散パイロット信号のみによる伝送路の推定に比べ、特に移動体受信環境下で、格段に伝送路特性の推定精度が上がる。
【００８９】
また、本発明によれば、マッピング毎に信頼性があると判定されるスレッショールドを変えることができる。そのため、例えばＱＰＳＫの単一階層の場合でも、分散パイロット信号、連続パイロット信号、制御情報信号及び付加情報伝送信号が、ＱＰＳＫ信号の間にちりばめられていると考えることができ、ＱＰＳＫのみの場合に比べて、伝送路特性の信頼性が高くなる。
【００９０】
また、日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式では、ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭの信号は、同期系の信号として周波数インタリーブ処理が行われる。１６ＱＡＭの場合は、ＱＰＳＫが周波数インタリーブされることにより、その復号について考えると、ＱＰＳＫという信頼性が高いパイロット信号が入っていると考えることができる。従って１６ＱＡＭ単独の場合よりも伝送路の推定の信頼性が向上する。
【００９１】
同様に６４ＱＡＭの場合は、１６ＱＡＭ及びＱＰＳＫというパイロット信号が入ったと考えることができ、６４ＱＡＭ単独の場合よりも伝送路の推定の信頼性が向上する。
【００９２】
以上のように本発明によれば、単一階層の場合でも十分な効果を発揮するが、周波数インタリーブされ、各マッピングが混在した場合に、特に６４ＱＡＭの性能改善に大きな効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１におけるＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭ信号のキャリア配置を示す説明図である。
【図３】本発明のＯＦＤＭ復調装置で使用される受信信号の配置を示すマッピング図である。
【図４】硬判定処理されたデータのうち、伝送路特性算出のため用いられるマッピング点のスレッショールドを示す説明図である。
【図５】従来の復号方法及び本実施の形態の復号方法で得られた受信信号の配置を示す説明図である。
【図６】本発明の実施の形態２におけるＯＦＤＭ復調装置の全体構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施の形態３におけるＯＦＤＭ復調装置の第１の等化部Ａと第２の等化Ｂの構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施の形態３におけるＯＦＤＭ復調装置の第３の等化部Ｃの構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の実施の形態４におけるＯＦＤＭ復調装置の第１の等化部Ａと第２の等化部Ｂの構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の実施の形態４におけるＯＦＤＭ復調装置の第３の等化部Ｃの構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の実施の形態５におけるＯＦＤＭ復調装置の第１の等化部Ａと第２の等化部Ｂの構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の実施の形態５におけるＯＦＤＭ復調装置の第３の等化部Ｄの構成を示すブロック図である。
【図１３】本発明の実施の形態６におけるＯＦＤＭ復調装置の第１の等化部Ａと第２の等化部Ｂの構成を示すブロック図である。
【図１４】本発明の実施の形態６におけるＯＦＤＭ復調装置の第３の等化部Ｅの構成を示すブロック図である。
【図１５】本発明の実施の形態７におけるＯＦＤＭ復調装置の第１の等化部Ａと第２の等化部Ｂの構成を示すブロック図である。
【図１６】本発明の実施の形態７におけるＯＦＤＭ復調装置の第３の等化部Ｆの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１１，３１，５１，７１，１１１，１２４，１３１，１５１ ３シンボル遅延器
１２，１６，１８，２１，３２，３６，３８，４１，５２，５６，５８，６１，６３，６６，７２，７６，７８，８１，８３，８６，１１２，１１６，１１８，１２５，１３２，１３６，１３８，１４４，１５２，１５６，１５８，１６５
複素除算器
１３，３３，５３，７３，１１３，１３３，１５３ ＳＰ信号発生器
１５，３５，５５，７５，１１５，１２３，１３５，１５５ 周波数軸補間回路
１４，３４，５４，７４，１１４，１２２，１３４，１５４ 時間軸直線補間回路
１７，３７，５７，６２，７７，８２，１１７，１３７，１５７ 硬判定処理部
１７ａ，３７ａ，５７ａ，６２ａ，７７ａ，８２ａ，１１７ａ，１３７ａ，１５７ａ 硬判定器
１７ｂ，３７ｂ，５７ｂ，６２ｂ，７７ｂ，８２ｂ，１１７ｂ，１３７ｂ，１５７ｂ 信頼性情報抽出部
１７ｃ，３７ｃ，５７ｃ，６２ｃ，７７ｃ，８２ｃ，１１７ｃ，１３７ｃ，１５７ｃ マッピングベクトル生成部
１９，３９，５９，６４，７９，８４，１１９，１３９，１５９ 選択回路
２０，４０，６０，６５，８０，８５，１２０，１４０，１６０ 周波数軸フィルタ
１１０，１２１ ＳＰ信号抽出器
１４１ ２シンボル遅延器
１４２，１６３ 時間軸フィルタ
１４３，１６１，１６２，１６４ １シンボル遅延器
Ａ 第１の等化部
Ｂ 第２の等化部
Ｃ〜Ｆ 第３の等化部
Ｌ，Ｍ 伝送路特性推定部
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式によるデジタル放送に用いられるＯＦＤＭ復調方法及びＯＦＤＭ復調装置に関し、特に移動体受信環境下での受信性能の向上のために用いられるＯＦＤＭ復調方法及びＯＦＤＭ復調装置である。
【０００２】
【従来の技術】
近年、地上デジタルテレビジョン放送システムの研究が盛んである。米国はＶＳＢ方式を採用しているが、欧州及び日本では直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式を伝送方式として採用している。英国、シンガポール等では既に商用サービスが始まっている。このＯＦＤＭ方式は、互いに直交関係にある多数の搬送波に伝送信号を分割して多重して伝送する方式である。
【０００３】
ＯＦＤＭ信号は多数の搬送波を用いるために、シンボル間隔を長く取ることができる。このため、信号の一部を巡回的に複写して伝送する期間、いわゆるガード期間を設けることができる。このガード期間内の遅延波であれば、シンボル間干渉を生じないため、ＯＦＤＭ復調装置の等化器が簡易に構成できるという特徴がある。
【０００４】
欧州及び日本のＯＦＤＭ方式は、受信側で伝送路特性を推定するため、送信側では、シンボル時間及びキャリア周波数方向に周期的に分散した搬送波を、特定の位相及び振幅で変調する分散パイロット信号（ＳＰ信号）が配されている。
【０００５】
これまでの技術によれば、受信側では分散パイロット信号を取り出し、既知の振幅・位相で除算することにより、分散パイロット信号位置での伝送路特性を求めた。そして各情報キャリア位置の伝送路特性は、この分散パイロット信号をシンボル時間方向及びキャリア周波数方向に補間することによって求めた。
【０００６】
一方、ＳＰ信号を時間軸方向及び周波数方向に補間処理を行って、各キャリア位置での伝送路特性を推定する方法が記載されたものがある（非特許文献１）。この方法は、遅延波の遅延時間に応じて前記の補間処理のフィルタの帯域を制限することによりノイズを低減し、受信性能の向上を図るものである。しかしながらこの方法では、ＳＰ信号が正しく受信されているとして伝送路特性が求めているものであり、ＳＰ信号が正しく受信されていない場合は性能が劣化するという欠点がある。
【０００７】
また地上デジタル放送は、ＨＤＴＶ信号の固定受信が主として考えられ、固定受信の環境下ではシンボル方向の補間については回路規模削減のために零次ホールドのフィルターが利用されつつある。
【０００８】
【非特許文献１】
「ＯＦＤＭ復調における適応等化方法の検討」
筆者：林健一郎、木村知弘、影山定司、原田泰男、木曽田昇、坂下誠司
テレビジョン学会技術報告、ＶＯＬ．２０、ＮＯ．５３ 、１９９６年１０月
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
近年、地上デジタル放送の特徴の一つである移動体受信が注目を浴びている。移動体の受信環境下では伝送路の変動は非常に激しい。このため、シンボル方向への分散パイロット信号の零次ホールドを用いたフィルターによる伝送路推定は限界がある。そのため、シンボル時間方向へ分散パイロット信号を直線補間することは、必須の技術として考えられるようになってきた。しかし、分散パイロット信号の直線補間だけでは、移動体の受信環境下での特性は十分ではない。このためダイバーシティー等を併用することも検討されている。
【００１０】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたものであって、特に移動受体の信環境下において、伝送路特性推定の精度を高めると共に、移動体の受信環境下での受信性能を向上できるＯＦＤＭ復調方法及びＯＦＤＭ復調装置を実現することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本願の請求項１の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記Ｙｎ，ｌ を複素除算して、第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを求め、前記Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルター処理することにより、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、前記Ｙｎ，ｌ を前記Ｈ’’ｎ，ｌ で除算することにより第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を求め、情報伝送信号を復元することを特徴とするものである。
【００１２】
本願の請求項２の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に、連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、前記硬判定の際にマッピングの種類毎に所定のスレッショールドを設け、所定のスレッショールド以内の信号点を用いて得られた第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを、前記キャリア位置での伝送路特性Ｈｎ，ｌ と置き換え、得られた伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数軸方向にフィルタをかけることにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、前記受信信号Ｙｎ，ｌ を前記Ｈ’’ｎ，ｌ で除算することにより第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を求め、情報伝送信号を復調することを特徴とするものである。
【００１３】
本願の請求項３の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に、連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で、前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記Ｙｎ，ｌ を複素除算して、第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを求め、前記Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルター処理することにより、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、前記Ｙｎ，ｌ をＨ’’ｎ，ｌ で除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号の第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を復元し、前記マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第３次マッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌを求め、前記マッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌで前記Ｙｎ，ｌ を複素除算して、第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを求め、前記Ｈ’’’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより、第４次伝送路特性Ｈ’’’’ｎ，ｌ を算出し、前記Ｙｎ，ｌ を前記Ｈ’’’’ｎ，ｌ で除算することにより第４次マッピングベクトルＸ’’’’ｎ，ｌ を求め、情報伝送信号を復元することを特徴とするものである。
【００１４】
本願の請求項４の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、前記硬判定の際にマッピングの種類毎に所定の第１のスレッショールドを設け、所定のスレッショールド以内の信号点を用いて得られた第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを、前記キャリア位置での前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ と置き換え、前記伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数軸方向にフィルタをかけることにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ で前記受信信号Ｙｎ，ｌ を除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号の第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を復元し、前記マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第３次マッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌを求め、前記硬判定の際にマッピングの種類毎に所定の第２のスレッショールドを設け、所定のスレッショールド以内の信号点を用いて得られた第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを、前記キャリア位置での前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ と置き換え、前記伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを周波数軸方向にフィルタをかけることにより第４次伝送路特性Ｈ’’’’ｎ，ｌ を求め、前記伝送路特性Ｈ’’’’ｎ，ｌ で前記受信信号Ｙｎ，ｌ を除算することにより第４次マッピングベクトルＸ’’’’ｎ，ｌ を求め、情報伝送信号を復調することを特徴とするものである。
【００１５】
本願の請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれか１項のＯＦＤＭ復調方法において、前記伝送路特性を利用して各キャリア位置に配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号を求め、得られた信号を硬判定することによりマッピングベクトルを得、前記マッピングベクトルを利用して、新たな伝送路特性を得ることを繰り返し行い、情報伝送信号を復元することを特徴とするものである。
【００１６】
本願の請求項６の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記Ｙｎ，ｌ を複素除算して、第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを求め、前記Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルター処理することにより、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ から前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ の伝送路特性を抽出し、前記抽出した伝送路特性を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより、第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを算出し、前記Ｙｎ，ｌ を前記Ｈ’’’ｎ，ｌで除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を求め、情報伝送信号を復元することを特徴とするものである。
【００１７】
本願の請求項７の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記Ｙｎ，ｌ を複素除算して、第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを求め、前記Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルター処理することにより、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を２シンボル遅延し、２シンボル遅延された伝送路特性Ｈ’’’ｎ−２，ｌとシンボル遅延の無い伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌとから、その間のシンボルの第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを算出し、前記Ｙｎ−１，ｌ を前記Ｈ’’’ｎ−１，ｌで除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ−１，ｌ を求め、情報伝送信号を復元することを特徴とするものである。
【００１８】
本願の請求項８の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記Ｙｎ，ｌ を複素除算して、第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを求め、前記Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルター処理することにより、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を１シンボル及び２シンボル遅延し、２シンボル遅延された前記伝送路特性Ｈ’’ｎ−２，ｌ と１シンボル遅延された伝送路特性Ｈ’’ｎ−１，ｌ とシンボル遅延無しの伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ とから、その間のシンボルの第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを算出し、前記受信信号が１シンボル遅延されたＹｎ−１，ｌ を前記Ｈ’’’ｎ−１，ｌで除算することにより第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ−１，ｌ を求め、情報伝送信号を復元することを特徴とするものである。
【００１９】
本願の請求項９の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合の信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を用いてＯＦＤＭの受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）を等化し、伝送路特性Ｈｎ，ｌ 及び各キャリアに配置された信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を算出する第１の等化部と、前記第１の等化部で得られたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定すると共に、硬判定で得られた第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌと前記受信信号Ｙｎ，ｌ を用いて第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを算出し、前記伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ 用いて前記受信信号Ｙｎ，ｌ を再等化し、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を算出する第２の等化部と、を具備することを特徴とするものである。
【００２０】
本願の請求項１０の発明は、請求項９のＯＦＤＭ復調装置において、前記第１の等化部は、既知のＳＰ信号を発生するＳＰ信号発生器、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を前記ＳＰ信号発生器の出力で複素除算する第１の複素除算器、前記第１の複素除算器の出力を時間軸及び周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する時間軸補間部及び周波数軸補間部を有する第１の伝送路特性推定部と、前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する第２の複素除算器と、を含むものであり、前記第２の等化部は、前記第１の等化部の出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する硬判定器、前記硬判定器の判定結果に基づいてマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出するマッピングベクトル生成部、硬判定処理結果の信頼性を抽出する信頼性情報抽出部を有する硬判定処理部と、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第３の複素除算器、前記第３の複素除算器の出力Ｈ’ｎ，ｌと前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを前記信頼性情報抽出部の出力に従って選択する選択器、前記選択器の出力をフィルタ処理する周波数軸フィルタを有する第２の伝送路特性推定部と、前記周波数軸フィルタの出力Ｈ’’ｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を求める第４の複素除算器とを含むことを特徴とするものである。
【００２１】
本願の請求項１１の発明は、請求項１０のＯＦＤＭ復調装置において、前記信頼性情報抽出部は、マッピングの種類毎に所定のスレッショールドを設け、マッピングベクトルＸｎ，ｌ が所定のスレッショールド以内にあるか否かを判断し、所定のスレッショールド以内の場合は、前記選択器は前記Ｈ’ｎ，ｌを選択することを特徴とするものである。
【００２２】
本願の請求項１２の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合の信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を用いてＯＦＤＭの受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）を等化し、伝送路特性Ｈｎ，ｌ 及び各キャリアに配置された信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を算出する第１の等化部と、前記第１の等化部で得られたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定すると共に、硬判定で得られた第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌと前記受信信号Ｙｎ，ｌ を用いて第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを算出し、前記伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ 用いて前記受信信号Ｙｎ，ｌ を再等化し、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を算出する第２の等化部と、前記第２の等化部で得られたマッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を硬判定すると共に、硬判定で得られた第３次マッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌと前記受信信号Ｙｎ，ｌ を用いて第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを算出し、前記伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより第４次伝送路特性Ｈ’’’’ｎ，ｌ を算出し、前記伝送路特性Ｈ’’’’ｎ，ｌ 用いて前記受信信号Ｙｎ，ｌ を再再等化し、第４次マッピングベクトルＸ’’’’ｎ，ｌ を算出する第３の等化部と、を具備することを特徴とするものである。
【００２３】
本願の請求項１３の発明は、請求項１２のＯＦＤＭ復調装置において、前記第１の等化部は、既知のＳＰ信号を発生するＳＰ信号発生器、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を前記ＳＰ信号発生器の出力で複素除算する第１の複素除算器、前記第１の複素除算器の出力を時間軸及び周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する時間軸補間部及び周波数軸補間部を有する第１の伝送路特性推定部と、前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する第２の複素除算器とを含むものであり、前記第２の等化部は、前記第１の等化部の出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する第１の硬判定器、前記第１の硬判定器の出力のマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出する第１のマッピングベクトル生成部、硬判定処理結果の信頼性を抽出する第１の信頼性情報抽出部を有する硬判定処理部と、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第３の複素除算器、前記第３の複素除算器の出力Ｈ’ｎ，ｌと前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを前記信頼性情報抽出部の出力に従って選択する第１の選択器、前記第１の選択器の出力をフィルタ処理する第１の周波数軸フィルタを有する第２の伝送路特性推定部と、前記第１の周波数軸フィルタの出力Ｈ’’ｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を求める第４の複素除算器とを含むものであり、前記第３の等化部は、前記第２の等化部の出力Ｘ’’ｎ，ｌ を硬判定する第２の硬判定器、前記第２の硬判定器の出力のマッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌを算出する第２のマッピングベクトル生成部、硬判定処理結果の信頼性を抽出する第２の信頼性情報抽出部を有する第２の硬判定処理部と、前記マッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第５の複素除算器、前記第５の複素除算器の出力Ｈ’’’ｎ，ｌと前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ とのいずれかを前記第２の信頼性情報抽出部の出力に従って選択する第２の選択器、前記第２の選択器の出力をフィルタ処理する第２の周波数軸フィルタを有する第３の伝送路特性推定部と、前記第２の周波数軸フィルタの出力Ｈ’’’’ｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、第４次マッピングベクトルＸ’’’’ｎ，ｌ を求める第６の複素除算器とを含むことを特徴とするものである。
【００２４】
本願の請求項１４の発明は、請求項１３のＯＦＤＭ復調装置において、前記第２の信頼性情報抽出部は、マッピングの種類毎に所定のスレッショールドを設け、マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ が所定のスレッショールド以内にあるか否かを判断し、所定のスレッショールド以内の場合は、前記第２の選択器はＨ’ｎ，ｌ又はＨ’’’ｎ，ｌを選択することを特徴とするものである。
【００２５】
本願の請求項１５の発明は、請求項９〜１４のいずれか１項のＯＦＤＭ復調装置において、前記伝送路特性を利用して各キャリア位置に配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号を求め、得られた信号を硬判定することによりマッピングベクトルを得、前記マッピングベクトルを利用して、新たな伝送路特性を得ることを繰り返し行い、情報伝送信号を復元するように等化部を複数組設けたことを特徴とするものである。
【００２６】
本願の請求項１６の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合の信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を用いてＯＦＤＭの受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）を等化し、伝送路特性Ｈｎ，ｌ 及び各キャリアに配置された信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を算出する第１の等化部と、前記第１の等化部で得られたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定すると共に、硬判定で得られた第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌと前記受信信号Ｙｎ，ｌ を用いて第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを算出し、前記伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出する第２の等化部と、前記第２の等化部で得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ から前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ の伝送路特性を抽出し、前記抽出した伝送路特性を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより、第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを算出し、前記Ｙｎ，ｌ を前記Ｈ’’’ｎ，ｌで除算することにより、マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を求める第３の等化部と、を具備することを特徴とするものである。
【００２７】
本願の請求項１７の発明は、請求項１６のＯＦＤＭ復調装置において、前記第１の等化部は、既知のＳＰ信号を発生するＳＰ信号発生器、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を前記ＳＰ信号発生器の出力で複素除算する第１の複素除算器、前記第１の複素除算器の出力を時間軸及び周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する時間軸補間部及び周波数軸補間部を有する第１の伝送路特性推定部と、前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する第２の複素除算器とを含むものであり、前記第２の等化部は、前記第１の等化部の出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する硬判定器、前記硬判定器の判定結果に基づいてマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出するマッピングベクトル生成部、硬判定処理結果の信頼性を抽出する信頼性情報抽出部を有する硬判定処理部と、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第３の複素除算器、前記第３の複素除算器の出力Ｈ’ｎ，ｌと前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを前記信頼性情報抽出部の出力に従って選択する選択器、前記選択器の出力をフィルタ処理し、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を出力する周波数軸フィルタを有する第２の伝送路特性推定部とを含むものであり、前記第３の等化部は、前記第２の等化部で得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を用いて分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ 位置のＳＰ信号を抽出するＳＰ信号抽出器と、前記ＳＰ信号抽出器の出力を時間軸及び周波数軸方向に補間処理して第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを算出する時間軸補間部及び周波数軸補間部と、前記伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第４の複素除算器とを含むことを特徴とするものである。
【００２８】
本願の請求項１８の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合の信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を用いてＯＦＤＭの受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）を等化し、伝送路特性Ｈｎ，ｌ 及び各キャリアに配置された信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を算出する第１の等化部と、前記第１の等化部で得られたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定すると共に、硬判定で得られた第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌと前記受信信号Ｙｎ，ｌ を用いて第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを算出し、前記伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出する第２の等化部と、前記第２の等化部で得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を２シンボル遅延し、２シンボル遅延された伝送路特性Ｈ’’ｎ−２，ｌ とシンボル遅延の無い伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ とから、その間のシンボルの第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを算出し、前記Ｙｎ−１，ｌ を前記Ｈ’’’ｎ−１，ｌで除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ−１，ｌ を求める第３の等化部と、を具備することを特徴とするものである。
【００２９】
本願の請求項１９の発明は、請求項１８のＯＦＤＭ復調装置において、前記第１の等化部は、既知のＳＰ信号を発生するＳＰ信号発生器、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を前記ＳＰ信号発生器の出力で複素除算する第１の複素除算器、前記第１の複素除算器の出力を時間軸及び周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する時間軸補間部及び周波数軸補間部を有する第１の伝送路特性推定部と、前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する第２の複素除算器とを含むものであり、前記第２の等化部は、前記第１の等化部の出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する硬判定器、前記硬判定器の出力のマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出するマッピングベクトル生成部、硬判定処理結果の信頼性を抽出する信頼性情報抽出部を有する硬判定処理部と、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第３の複素除算器、前記第３の複素除算器の出力Ｈ’ｎ，ｌと前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを前記信頼性情報抽出部の出力に従って選択する選択器、前記選択器の出力をフィルタ処理し、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を出力する周波数軸フィルタを有する第２の伝送路特性推定部とを含むものであり、前記第３の等化部は、前記第２の等化部で得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を２シンボル遅延する２シンボル遅延器と、前記２シンボル遅延器の出力Ｈ’’ｎ−２，ｌ とシンボル遅延無しの伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を時間軸補間し、第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを得る時間軸フィルタ部と、前記時間軸フィルタ部の出力Ｈ’’’ｎ−１，ｌで前記受信信号を１シンボル遅延した信号Ｙｎ−１，ｌ を複素除算する第４の複素除算器と、を含むものであることを特徴とする。
【００３０】
本願の請求項２０の発明は、シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合の信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を用いてＯＦＤＭの受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）を等化し、伝送路特性Ｈｎ，ｌ 及び各キャリアに配置された信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を算出する第１の等化部と、前記第１の等化部で得られたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定すると共に、硬判定で得られた第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌと前記受信信号Ｙｎ，ｌ を用いて第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを算出し、前記伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出する第２の等化部と、前記第２の等化部で得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を 前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を１シンボル及び２シンボル遅延し、１シンボル遅延された前記伝送路特性Ｈ’’ｎ−１，ｌ と２シンボル遅延された伝送路特性Ｈ’’ｎ−２，ｌ とシンボル遅延無しの伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ とから、その間のシンボルの第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを算出し、前記受信信号が１シンボル遅延されたＹｎ−１，ｌ を前記Ｈ’’’ｎ−１，ｌで除算することにより第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ−１，ｌ を求める第３の等化部と、を具備することを特徴とするものである。
【００３１】
本願の請求項２１の発明は、請求項２０のＯＦＤＭ復調装置において、前記第１の等化部は、既知のＳＰ信号を発生するＳＰ信号発生器、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を前記ＳＰ信号発生器の出力で複素除算する第１の複素除算器、前記第１の複素除算器の出力を時間軸及び周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する時間軸補間部及び周波数軸補間部を有する第１の伝送路特性推定部と、前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する第２の複素除算器とを含むものであり、前記第２の等化部は、前記第１の等化部の出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する硬判定器、前記硬判定器の判定結果に基づいてマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出するマッピングベクトル生成部、硬判定処理結果の信頼性を抽出する信頼性情報抽出部を有する硬判定処理部と、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第３の複素除算器、前記第３の複素除算器の出力Ｈ’ｎ，ｌと前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを前記信頼性情報抽出部の出力に従って選択する選択器、前記選択器の出力をフィルタ処理し、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を出力する周波数軸フィルタを有する第２の伝送路特性推定部とを含むものであり、前記第３の等化部は、前記第２の等化部で得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を１シンボル及び２シンボル遅延するカスケードシンボル遅延器と、前記カスケードシンボル遅延器の出力Ｈ’’ｎ−２，ｌ 及びＨ’’ｎ−１，ｌ とシンボル遅延無しの伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を時間軸補間し、第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを得る時間軸フィルタ部と、前記時間軸フィルタ部の出力Ｈ’’’ｎ−１，ｌで前記受信信号を１シンボル遅延した信号Ｙｎ−１，ｌ を複素除算する第４の複素除算器と、を含むことを特徴とするものである。
【００３２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を詳細に説明する前に、本発明の基本原理について数式を用いて説明する。ｎをシンボル番号、ｋをキャリア番号とし、受信されたＦＦＴ後のＯＦＤＭ信号をＹｎ，ｋ とし、伝送路特性をＨｎ，ｋ とし、各キャリア位置での受信信号（マッピングベクトルともいう）をＸｎ，ｋ とする。受信信号Ｘｎ，ｋ は次の（１）式を用いて等化処理される。
Ｘｎ，ｋ ＝Ｙｎ，ｋ ／Ｈｎ，ｋ ・・・（１）
【００３３】
伝送路特性Ｈｎ，ｋ の算出は、各種文献で説明されており、本発明の実施の形態では具体的に説明するが、分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより求められる。しかし、移動体の受信環境下では、分散パイロット信号により算出されたＨｎ，ｋ は、必ずしも正確な伝送路特性の推定値となっていない場合がある。
【００３４】
本発明は、先ず分散パイロット信号を用いて算出した伝送路特性を用いて受信信号Ｘｎ，ｋ を復元する。次に各キャリア位置のマッピング情報に従い、Ｘｎ，ｋ の硬判定処理を行う。このうち、本来のマッピング点からの距離がスレッショールド（Ｔｈ）以下である場合には、信頼性があると判断される。
【００３５】
次に、上記の（１）式を変形することにより、次の（２）式が得られる。
Ｈ’ ｎ，ｋ ＝Ｙｎ，ｋ ／Ｘｎ，ｋ ・・・（２）
Ｘｎ，ｋ が信頼性があると判断された場合、硬判定された後の本来の信号点のマッピングベクトルを用いることにより、（２）式を用いて、そのキャリア位置での新たな伝送路特性Ｈ’ ｎ，ｋ が求められる。このキャリア位置で求められたＨ’ ｎ，ｋ は同じキャリア位置でのＨｎ，ｋ よりも信頼性があるため、Ｈｎ，ｋ に代えて置き換えられる。そして新たな伝送路特性が周波数軸方向にフィルタ処理される。このような処理により、新たに求められた伝送路特性はより信頼性があるため、再度（１）式を用いることにより、より正確な受信信号が得られる。この処理は、繰り返し行うことができる。
【００３６】
（実施の形態１）
次に本実施の形態１におけるＯＦＤＭ復調装置について、図面を参照しつつ説明する。図１は本実施の形態１におけるＯＦＤＭ復調装置の構成図である。このＯＦＤＭ復調装置は、復調された受信信号を硬判定した後、再度伝送路特性を求める構成を有している。図１に示す受信系において、受信されたＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ処理された後、ＯＦＤＭ信号として破線で示す第１の等化部Ａに入力される。第１の等化部Ａは、第１の伝送路特性推定部Ｌ、３シンボル遅延器１１、第２の複素除算器１６を含んで構成される。第１の等化部Ａは、分散パイロット信号を直線補間することにより、伝送路特性を推定し、受信されたＯＦＤＭ復号の等化処理をする。ここで第１の伝送路特性推定部Ｌとは、ＳＰ信号発生器１３、第１の複素除算器１２、時間軸直線補間回路１４、周波数軸補間回路１５を含む部分をいう。
【００３７】
図２にＯＦＤＭ信号の配置の例を示す。ｍｏｄを剰余演算を表す記号とし、ｐを整数とする。図２で示すように分散パイロット信号（ＳＰ信号）はシンボル番号ｎのシンボルに対し、当該セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散して配置される。
【００３８】
図１において、ＯＦＤＭ信号から分散パイロット信号を取り出す。そして第１の複素除算器１２において、ＳＰ信号発生器１３から出力された基準のＳＰ信号で分散パイロット信号を複素除算する。分散パイロット信号は、送信時に当該キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された信号である。送信された分散パイロット信号を基準のＳＰ信号で除算することにより、分散パイロット信号の振幅及び位相を一方向にそろえ、分散パイロット信号の位置での伝送路特性を算出することができる。
【００３９】
時間軸直線補間回路１４は、分散パイロット信号をシンボル時間方向に補間処理するものである。これにより、キャリア番号ｋ＝３ｐの位置での伝送路特性を推定できる。シンボル時間方向へは直線補間を行っているため、ＦＦＴ後のＯＦＤＭ信号は３シンボル遅延器１１により３シンボル遅延される。
【００４０】
周波数軸補間回路１５は、伝送路特性を周波数方向に補間するフィルタである。これにより全てのキャリア番号位置での伝送路特性が推定される。第２の複素除算器１６はＦＦＴ後のＯＦＤＭ信号を伝送路特性で複素除算し、ＯＦＤＭ信号の位相及び振幅を復元するものである。
【００４１】
上記のように、従来のＯＦＤＭ信号の位相及び振幅は図１の第１の等化部Ａで処理され、情報伝送信号の復号が行われる。図２の信号配置からも分かるように、分散パイロット信号の数が少ないため、移動体の受信環境下では、前述した処理だけでは伝送路特性の推定が未だ不十分である。
【００４２】
本実施の形態では図１に示すように第２の等化部Ｂを更に設ける。第２の等化部Ｂは、第１の等化部Ａで振幅及び位相が確定された信号に対して、マッピング情報に基づき各マッピング毎に硬判定処理を行うものである。
【００４３】
図３は各マッピング点を示すコンスタレーション図である。各マッピング毎、即ちＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ毎にマッピング点間のユークリッド距離が異なる。図４は硬判定されたデータのうち、本発明に採用されるＢＰＳＫ及びＱＰＳＫのスレッショールド（Ｔｈ）を示す説明図である。なお図４では図示されないが、１６ＱＡＭ及び６４ＱＡＭでも夫々のスレッショールドが用いられる。各マッピングの信号点間距離が近くなる程、スレッショールドを小さくしてもよいが、必ずしもそうでなくても良い。本実施の形態ではスレッショールドを各マッピング毎に設ける。
【００４４】
図１の硬判定処理部１７において、硬判定器１７ａで硬判定処理されたデータは信頼性情報抽出部１７ｂに与えられ、その信頼性が上記のスレッショールドを基準に判定される。また、硬判定器１７ａで硬判定処理されたデータは、マッピングベクトル生成部１７ｃに与えられ、その硬判定点のマッピングベクトルが選ばれる。
【００４５】
第３の複素除算器１８は、ＦＦＴ後の信号をマッピングベクトル生成部１７ｃのマッピングベクトルで除算する。除算で得られた信号は、そのキャリア位置での伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌとなる。信頼性情報抽出部１７ｂにて信頼性があると判定された場合、選択回路１９は周波数軸補間回路１５で得られたそのキャリア位置での伝送路特性Ｈｎ，ｌ に比べ伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌが信頼性が高いので、そのキャリア位置での伝送路特性Ｈｎ，ｌ を伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌに置き換える。
【００４６】
信頼性情報抽出部１７ｂにて信頼性が低いと判断された場合は、選択回路１９は周波数軸補間回路１５で求められた伝送路特性Ｈｎ，ｌ を選択する。選択回路１９で選択された伝送路特性は、周波数軸フィルタ２０でフィルタ処理がなされる。
【００４７】
第４の複素除算器２１は、周波数軸フィルタ２０で求められた第２の伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を用いてＦＦＴ後の信号Ｙｎ，ｌ を除算することにより、新しく振幅及び位相が確定された信号を得る。この信号を第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ という。ここで第２の等化部Ｂにおける第３の複素除算器１８、選択回路１９、周波数軸フィルタ２０を第２の伝送路特性推定部Ｍと呼ぶ。従って第２の等化部Ｂは、第２の伝送路特性推定部Ｍ、硬判定処理部１７、第４の複素除算器２１とにより構成される。
【００４８】
図５に本実施の形態により得られた信号点の一例を示す。図５（ａ）は図１の等化部Ａの複素除算器１６から出力された信号の分布図である。図５（ｂ）は図１の第２の等化部Ｂの複素除算器２１より出力された信号の分布図である。本実施の形態では１６ＱＡＭの場合の効果を示している。図から明らかなように、図５（ｂ）の方が図５（ａ）よりコンスタレーションの分布範囲が小さくなっている。こうして復号されたデータは信頼性が向上する。
【００４９】
（実施の形態２）
次に本発明の実施の形態２におけるＯＦＤＭ復調装置について説明する。図６は本実施の形態２におけるＯＦＤＭ復調装置の構成図である。このＯＦＤＭ復調装置も復調された受信信号を硬判定した後、再度伝送路特性を求める構成を有している。実施の形態１と同様に、第１の等化部Ａは３シンボル遅延器３１、第１の複素除算器３２、ＳＰ信号発生器３３、時間軸直線補間回路３４、周波数軸補間回路３５、第２の複素除算器３６を有している。また第２の等化部Ｂは、硬判定器３７ａ、信頼性情報抽出部３７ｂ、及びマッピングベクトル生成部３７ｃを含む硬判定処理部３７、第３の複素除算器３８、選択回路３９、周波数軸フィルタ４０、第４の複素除算器４１を有している。
【００５０】
実施の形態１と異なる点は、信頼性情報抽出部３７ｂにより信頼性が低いと判定された場合に停止信号が出力され、複素除算器３８で複素除算処理を行わないようにしたことである。即ち、信頼性情報抽出部３７ｂは、マッピングの種類毎に所定のスレッショールドを設け、マッピングベクトルＸｎ，ｌ が所定のスレッショールド以内にあるか否かを判断する。そして所定のスレッショールド以内の場合は、選択回路３９は第１次の伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを選択する。その他の処理は、全て実施の形態１と同じであり、実施の形態１と同じ効果が得られる。
【００５１】
（実施の形態３）
次に本発明の実施の形態３におけるＯＦＤＭ復調装置について説明する。図７及び図８は本実施の形態３のＯＦＤＭ復調装置の構成図である。このＯＦＤＭ復調装置は、図７に示す第１の等化部Ａ、第２の等化部Ｂ、図８に示す第３の等化部Ｃを含んで構成される。
【００５２】
第１の等化部Ａは、実施の形態１と同様に、第１の伝送路特性推定部Ｌと３シンボル遅延器５１と第２の複素除算器５６とを有している。第１の伝送路特性推定部Ｌは、第１の複素除算器５２、ＳＰ信号発生器５３、時間軸直線補間回路５４、周波数軸補間回路５５を含んで構成される。
【００５３】
ＳＰ信号発生器５３は既知のＳＰ信号を発生する。第１の複素除算器５２はＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ をＳＰ信号発生器５３の出力で複素除算する。時間軸直線補間回路５４は第１の複素除算器５２の出力を時間軸方向に補間処理する。周波数軸補間回路５５は時間軸直線補間回路５４の出力を周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を出力する。第２の複素除算器５６は伝送路特性Ｈｎ，ｌ でＹｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する。
【００５４】
第２の等化部Ｂは、第２の伝送路特性推定部Ｍと第１の硬判定処理部５７と第４の複素除算器６１とを有している。第２の伝送路特性推定部Ｍは、第３の複素除算器５８、第１の選択回路５９、第１の周波数軸フィルタ６０を含んで構成される。第３の複素除算器５８はマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する。第１の選択回路５９は第３の複素除算器５８の出力Ｈ’ｎ，ｌと伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを信頼性情報抽出部５７ｂの出力に従って選択する。第１の周波数軸フィルタ６０は第１の選択回路５９の出力をフィルタ処理する。
【００５５】
第１の硬判定処理部５７は、第１の硬判定器５７ａ、第１の信頼性情報抽出部５７ｂ、第１のマッピングベクトル生成部５７ｃを含んで構成される。第１の硬判定器５７ａは第１の等化部Ａの出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する。第１の信頼性情報抽出部５７ｂは硬判定処理結果の信頼性を抽出する。第１のマッピングベクトル生成部５７ｃは第１の硬判定器５７ａの判定結果に基づいて第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出する。第４の複素除算器６１は第１の周波数軸フィルタ６０の出力Ｈ’’ｎ，ｌ で受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を求める。
【００５６】
図８に示す第３の等化部Ｃは、第２の等化部Ｂで行った処理を再度繰り返すブロックであり、第３の伝送路特性推定部Ｎ、第２の硬判定処理部６２、第６の複素除算器６６を有している。第３の伝送路特性推定部Ｎは、第５の複素除算器６３、第２の選択回路６４、第２の周波数軸フィルタ６５を含んで構成される。第５の複素除算器６３はマッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌで受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する。第２の選択回路６４は第５の複素除算器６３の出力Ｈ’’’ｎ，ｌと伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ とのいずれかを第２の信頼性情報抽出部６２ｂの出力に従って選択する。第２の周波数軸フィルタ６５は第２の選択回路６４の出力をフィルタ処理する。
【００５７】
第２の硬判定処理部６２は、第２の硬判定器６２ａ、第２の信頼性情報抽出部６２ｂ、マッピングベクトル生成部６２ｃを含んで構成される。第２の硬判定器６２ａは第２の等化部Ｂの出力Ｘ’’ｎ，ｌ を硬判定する。第２の信頼性情報抽出部６２ｂは硬判定処理結果の信頼性を抽出する。第２のマッピングベクトル生成部６２ｃは第２の硬判定器６２ａの判定結果に基づいてマッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌを算出する。第６の複素除算器６６は、第２の周波数軸フィルタ６５の出力Ｈ’’’’ｎ，ｌ で受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、第４次マッピングベクトルＸ’’’’ｎ，ｌ を求める。
【００５８】
第３の等化部Ｃが第２の等化部Ｂと同様の処理を再度繰り返し行うことにより、図５（ｃ）で示すように受信信号のマッピング点を、更に各シンボル点の中央位置に収束させることができる。
【００５９】
（実施の形態４）
次に本発明の実施の形態４におけるＯＦＤＭ復調装置について説明する。図９及び図１０は本実施の形態４におけるＯＦＤＭ復調装置の構成図である。このＯＦＤＭ復調装置は、図９に示す第１の等化部Ａ及び第２の等化部Ｂと、図１０に示す第３の等化部Ｃとを有している。
【００６０】
第１の等化部Ａは、実施の形態１〜３と同様に、３シンボル遅延器７１、第１の複素除算器７２、ＳＰ信号発生器７３、時間軸直線補間回路７４、周波数軸補間回路７５、第２の複素除算器７６を有している。
【００６１】
第２の等化部Ｂは、第１の硬判定処理部７７、第３の複素除算器７８、第１の選択回路７９、第１の周波数軸フィルタ８０、第４の複素除算器８１を有している。第１の硬判定処理部７７は第１の硬判定器７７ａ、第１の信頼性情報抽出部７７ｂ、第１のマッピングベクトル生成部７７ｃを含んで構成される。
【００６２】
第３の等化部Ｃは第２の等化部Ｂで行った処理を再度繰り返すブロックである。図１０に示すように第３の等化部Ｃは、第２の硬判定処理部８２、第５の複素除算器８３、第２の選択回路８４、第２の周波数軸フィルタ８５、第６の複素除算器８６を有している。第２の硬判定処理部８２は第２の硬判定器８２ａ、第２の信頼性情報抽出部８２ｂ、第２のマッピングベクトル生成部８２ｃを含んで構成される。
【００６３】
本実施の形態は、選択回路８４に入力される一つの信号が、周波数軸フィルタ８０の出力から図９の選択回路７９の出力に変わっていることのみが実施の形態３と相違する。即ち、第２の信頼性情報抽出部８２ｂは、マッピングの種類毎に所定のスレッショールドを設け、マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ が所定のスレッショールド以内にあるか否かを判断する。そして所定のスレッショールド以内の場合は、第２の選択回路８４は選択回路７の出力する伝送路特性、又はＨ’’’ｎ，ｌを選択する。本実施の形態によれば、実施の形態３のＯＦＤＭ復調装置とほぼ同じ効果が得られる。
【００６４】
（実施の形態５）
次に本発明の実施の形態５におけるＯＦＤＭ復調装置について説明する。図１１及び図１２は本実施の形態５におけるＯＦＤＭ復調装置の構成図である。このＯＦＤＭ復調装置は、図１１に示す第１の等化部Ａ及び第２の等化部Ｂと、図１２に示す第３の等化部Ｄとを有している。
【００６５】
第１の等化部Ａは、ＳＰ信号抽出器１１０、３シンボル遅延器１１１、第１の伝送路特性推定部Ｌ、第２の複素除算器１１６を有している。ＳＰ信号抽出器１１０はＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ からＳＰ信号を抽出する。第１の伝送路特性推定部Ｌは、第１の複素除算器１１２、ＳＰ信号発生器１１３、時間軸直線補間回路１１４、周波数軸補間回路１１５を含んで構成される。
【００６６】
ＳＰ信号発生器１１３は既知のＳＰ信号を発生する。第１の複素除算器１１２はＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ をＳＰ信号発生器１１３の出力で複素除算する。時間軸直線補間回路１１４は第１の複素除算器１１２の出力を時間軸方向に直線補間処理する。周波数軸補間回路１１５は時間軸直線補間回路１１４の出力を周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する。第２の複素除算器１１６は伝送路特性Ｈｎ，ｌ で受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する。
【００６７】
第２の等化部Ｂは、硬判定処理部１１７と第２の伝送路特性推定部Ｍとを有している。硬判定処理部１１７は、硬判定器１１７ａ、信頼性情報抽出部１１７ｂ、マッピングベクトル生成部１１７ｃを含んで構成される。硬判定器１１７ａは第１の等化部Ａの出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する。信頼性情報抽出部１１７ｂは硬判定処理結果の信頼性を抽出する。マッピングベクトル生成部１１７ｃは硬判定器１１７ａの判定結果に基づいて第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出する。
【００６８】
第２の伝送路特性推定部Ｍは、第３の複素除算器１１８、選択回路１１９、周波数軸フィルタ１２０を含んで構成される。第３の複素除算器１１８はマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する。選択回路１１９は第３の複素除算器１１８から出力された伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌと、伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを信頼性情報抽出部１１７ｂの出力に従って選択する。周波数軸フィルタ１２０は選択回路１１９の出力をフィルタ処理し、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を出力する。
【００６９】
第３の等化部Ｄは、図１２に示すように、ＳＰ信号抽出器１２１、時間軸直線補間回路１２２、周波数軸補間回路１２３、３シンボル遅延器１２４、第４の複素除算器１２５を有している。ＳＰ信号抽出器１２１は第２の等化部Ｂで得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を用いて分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ 位置のＳＰ信号を抽出する。時間軸直線補間回路１２２はＳＰ信号抽出器１２１の出力を時間軸方向に直線補間処理する。周波数軸補間回路１２３は時間軸直線補間回路１２２の出力を周波数軸方向に補間処理して第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを算出する。第４の複素除算器１２５は伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌで３シンボル遅延器１２４で遅延された受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を出力する。
【００７０】
図１１では、第３の等化部Ｄと第１の等化部Ａとの比較のため、第１の等化部ＡにＳＰ信号抽出器１１０を明示しているが、実施の形態１〜４ではＳＰ信号抽出器１１０の図示を省略している。
【００７１】
ここでは実施の形態１で求めた伝送路特性と同様に、周波数軸フィルタ１２０の出力から、ＳＰ信号抽出器１２１でＳＰ信号位置の伝送路特性を抽出する。そして時間軸直線補間回路１２２でＳＰ信号位置の伝送路特性を時間軸方向に補間する。これによりキャリア番号ｋ＝３ｐ（ｐは整数）の位置での伝送路特性を推定する。なお、シンボル方向へ直線補間を行うため、３シンボル遅延器１２４でＦＦＴ後のＯＦＤＭ信号を更に３シンボル遅延する。なお、ＳＰ信号抽出器１２１で取り出された伝送路特性は、図１１の複素除算器１１２の伝送路特性に比べ、ノイズが除去されて信頼性が高いものとなる。この後に続く時間軸直線補間回路１２２及び周波数軸補間回路１２３は、第１の等化部Ａにおける時間軸直線補間回路１１４及び周波数軸補間回路１１５と同様の動作をする。
【００７２】
このようにして再度求められた周波数軸補間回路１２３の出力である伝送路特性を用いて、３シンボル遅延器１２４の出力を複素除算器１２５で除算することにより、各キャリア位置の受信信号を高精度に復元できる。
【００７３】
（実施の形態６）
次に本発明の実施の形態６におけるＯＦＤＭ復調装置について説明する。図１３及び図１４は本実施の形態６におけるＯＦＤＭ復調装置の構成図である。このＯＦＤＭ復調装置は、図１３に示す第１の等化部Ａ及び第２の等化部Ｂと、図１４に示す第３の等化部Ｅとを有している。
【００７４】
第１の等化部Ａは、第１の伝送路特性推定部Ｌ、３シンボル遅延器１３１、第２の複素除算器１３６を有している。第１の伝送路特性推定部Ｌは、第１の複素除算器１３２、ＳＰ信号発生器１３３、時間軸直線補間回路１３４、周波数軸補間回路１３５を含んで構成される。
【００７５】
ＳＰ信号発生器１３３は既知のＳＰ信号を発生する。第１の複素除算器１３２はＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ をＳＰ信号発生器１３３の出力で複素除算する。時間軸直線補間回路１３４は第１の複素除算器１３２の出力を時間軸方向に直線補間処理をする。周波数軸補間回路１３５は時間軸直線補間回路１３４の出力を周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する。第２の複素除算器１３６は、伝送路特性Ｈｎ，ｌ で受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算して第１次マッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する。
【００７６】
第２の等化部Ｂは、硬判定処理部１３７、第２の伝送路特性推定部Ｍを有している。硬判定処理部１３７は、硬判定器１３７ａ、信頼性情報抽出部１３７ｂ、マッピングベクトル生成部１３７ｃを含んで構成される。硬判定器１３７ａは第１の等化部Ａの出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する。信頼性情報抽出部１３７ｂは硬判定処理結果の信頼性を抽出する。マッピングベクトル生成部１３７ｃは硬判定器１３７ａの出力のマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出する。
【００７７】
第２の伝送路特性推定部Ｍは、第３の複素除算器１３８、選択回路１３９、周波数軸フィルタ１４０を含んで構成される。第３の複素除算器１３８はマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する。選択回路１３９は第３の複素除算器１３８の出力する伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌ、及び伝送路特性Ｈｎ，ｌ のいずれかを信頼性情報抽出部１３７ｂの出力に従って選択する。周波数軸フィルタ１４０は選択回路１３９の出力をフィルタ処理し、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を出力する。
【００７８】
第３の等化部Ｅは、２シンボル遅延器１４１、時間軸フィルタ１４２、１シンボル遅延器１４３、第４の複素除算器１４４を有している。２シンボル遅延器１４１は第２の等化部Ｂで得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を２シンボル遅延する。時間軸フィルタ１４２は２シンボル遅延器１４１の出力Ｈ’’ｎ−２，ｌ とシンボル遅延無しの伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を時間軸補間し、第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを得る。１シンボル遅延器１４３は第１の等化部Ａから与えられた受信信号Ｙｎ，ｌ を１シンボル遅延する。第４の複素除算器１４４は時間軸フィルタ１４２の出力Ｈ’’’ｎ−１，ｌで１シンボル遅延した信号Ｙｎ−１，ｌ を複素除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を出力する。
【００７９】
本実施の形態では、第２の等化部Ｂの周波数軸フィルタ１４０から出力された伝送路特性を２シンボル遅延回路１４１で２シンボル遅延する。そして、２シンボル遅延された伝送路特性と、遅延していない伝送路特性の同一キャリア位置における伝送路特性を時間軸フィルタ１４２で平均し、その中間のシンボル位置での伝送路特性を次の（３）式を用いて算出する。
Ｈ（ｎ−１，ｋ）＝［ Ｈ（ｎ，ｋ） ＋Ｈ（ｎ−２，ｋ）］／２ ・・・（３）
なお、この処理に遅延時間を合わせるために、ＦＦＴ後の信号は、１シンボル遅延回路１４３にて更に１シンボル遅延される。
【００８０】
（実施の形態７）
次に本発明の実施の形態７におけるＯＦＤＭ復調装置について説明する。図１５及び図１６は本実施の形態７におけるＯＦＤＭ復調装置の構成図である。このＯＦＤＭ復調装置は、図１５に示す第１の等化部Ａ及び第２の等化部Ｂと、図１６に示す第３の等化部Ｆとを有している。
【００８１】
第１の等化部Ａは、第１の伝送路特性推定部Ｌ、３シンボル遅延器１５１、第２の複素除算器１５６を有している。第１の伝送路特性推定部Ｌは、第１の複素除算器１５２、ＳＰ信号発生器１５３、時間軸直線補間回路１５４、周波数軸補間回路１５５を含んで構成される。
【００８２】
ＳＰ信号発生器１５３は既知のＳＰ信号を発生する。第１の複素除算器１５２はＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ をＳＰ信号発生器１５３の出力で複素除算する。時間軸直線補間回路１５４は第１の複素除算器１５２の出力を時間軸方向に直線補間処理をする。周波数軸補間回路１５５は時間軸直線補間回路１５４の出力を周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する。第２の複素除算器１５６は、伝送路特性Ｈｎ，ｌ で受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する。
【００８３】
前記第２の等化部Ｂは、硬判定処理部１５７、第２の伝送路特性推定部Ｍを有する。硬判定処理部１５７は、硬判定器１５７ａ、信頼性情報抽出部１５７ｂ、マッピングベクトル生成部１５７ｃを含んで構成される。硬判定器１５７ａは第１の等化部Ａの出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する。信頼性情報抽出部１５７ｂは硬判定処理結果の信頼性を抽出する。マッピングベクトル生成部１５７ｃは硬判定器１５７ａの判定結果に基づいてマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出する。
【００８４】
第２の伝送路特性推定部Ｍは、第３の複素除算器１５８、選択回路１５９、周波数軸フィルタ１６０を含んで構成される。第３の複素除算器１５８はマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する。選択回路１５９は第３の複素除算器１５８の出力する伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌと、伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを信頼性情報抽出部１５７ｂの出力に従って選択する。周波数軸フィルタ１６０は選択回路１５９の出力をフィルタ処理し、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を出力する。
【００８５】
第３の等化部Ｆは、カスケードシンボル遅延器である１シンボル遅延器１６１及び１６２、時間軸フィルタ１６３、１シンボル遅延器１６４、第４の複素除算器１６５を有している。カスケードシンボル遅延器は第２の等化部Ｂで得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を１シンボル及び２シンボル遅延する。時間軸フィルタ１６３はカスケードシンボル遅延器の出力Ｈ’’ｎ−２，ｌ 及びＨ’’ｎ−１，ｌ とシンボル遅延無しの伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を時間軸補間し、第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを出力する。１シンボル遅延器１６４は第１の等化部Ａから与えられた受信信号Ｙｎ，ｌ を１シンボル遅延する。第４の複素除算器１６５は時間軸フィルタ１６３の出力Ｈ’’’ｎ−１，ｌで受信信号の１シンボル遅延した信号Ｙｎ−１，ｌ を複素除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を出力する。
【００８６】
本実施の形態では、第２の等化部Ｂの周波数軸フィルタ１６０から出力された伝送路特性を、１シンボル遅延器１６１及び１６２でそれぞれ１シンボル遅延する。そして、時間軸フィルタ１６３で、同一キャリア位置における前後のシンボルの伝送路特性及びそのシンボル位置での伝送路特性から、再度そのシンボル位置での伝送路特性を算出する。本実施の形態では次の（４）式を利用して伝送路特性を算出する。
Ｈ（ｎ−１，ｋ） ＝［ Ｈ（ｎ−２，ｋ） ＋２ Ｈ（ｎ−１，ｋ） ＋Ｈ（ｎ，ｋ）］／４ ・・・（４）
なお、この処理に遅延時間を合わせるために、ＦＦＴ後の信号は１シンボル遅延回路１６４にて１シンボル遅延される。
【００８７】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、復調後の受信データを硬判定し、硬判定後のマッピングベクトルを用いてＦＦＴ後の受信データを除算することにより、新たに伝送路特性を算出できる。
【００８８】
また本発明によれば、信頼性があると判定された全ての受信データを用いて伝送路特性を求めることができるため、従来の分散パイロット信号のみによる伝送路の推定に比べ、特に移動体受信環境下で、格段に伝送路特性の推定精度が上がる。
【００８９】
また、本発明によれば、マッピング毎に信頼性があると判定されるスレッショールドを変えることができる。そのため、例えばＱＰＳＫの単一階層の場合でも、分散パイロット信号、連続パイロット信号、制御情報信号及び付加情報伝送信号が、ＱＰＳＫ信号の間にちりばめられていると考えることができ、ＱＰＳＫのみの場合に比べて、伝送路特性の信頼性が高くなる。
【００９０】
また、日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式では、ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭの信号は、同期系の信号として周波数インタリーブ処理が行われる。１６ＱＡＭの場合は、ＱＰＳＫが周波数インタリーブされることにより、その復号について考えると、ＱＰＳＫという信頼性が高いパイロット信号が入っていると考えることができる。従って１６ＱＡＭ単独の場合よりも伝送路の推定の信頼性が向上する。
【００９１】
同様に６４ＱＡＭの場合は、１６ＱＡＭ及びＱＰＳＫというパイロット信号が入ったと考えることができ、６４ＱＡＭ単独の場合よりも伝送路の推定の信頼性が向上する。
【００９２】
以上のように本発明によれば、単一階層の場合でも十分な効果を発揮するが、周波数インタリーブされ、各マッピングが混在した場合に、特に６４ＱＡＭの性能改善に大きな効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１におけるＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭ信号のキャリア配置を示す説明図である。
【図３】本発明のＯＦＤＭ復調装置で使用される受信信号の配置を示すマッピング図である。
【図４】硬判定処理されたデータのうち、伝送路特性算出のため用いられるマッピング点のスレッショールドを示す説明図である。
【図５】従来の復号方法及び本実施の形態の復号方法で得られた受信信号の配置を示す説明図である。
【図６】本発明の実施の形態２におけるＯＦＤＭ復調装置の全体構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施の形態３におけるＯＦＤＭ復調装置の第１の等化部Ａと第２の等化Ｂの構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施の形態３におけるＯＦＤＭ復調装置の第３の等化部Ｃの構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の実施の形態４におけるＯＦＤＭ復調装置の第１の等化部Ａと第２の等化部Ｂの構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の実施の形態４におけるＯＦＤＭ復調装置の第３の等化部Ｃの構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の実施の形態５におけるＯＦＤＭ復調装置の第１の等化部Ａと第２の等化部Ｂの構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の実施の形態５におけるＯＦＤＭ復調装置の第３の等化部Ｄの構成を示すブロック図である。
【図１３】本発明の実施の形態６におけるＯＦＤＭ復調装置の第１の等化部Ａと第２の等化部Ｂの構成を示すブロック図である。
【図１４】本発明の実施の形態６におけるＯＦＤＭ復調装置の第３の等化部Ｅの構成を示すブロック図である。
【図１５】本発明の実施の形態７におけるＯＦＤＭ復調装置の第１の等化部Ａと第２の等化部Ｂの構成を示すブロック図である。
【図１６】本発明の実施の形態７におけるＯＦＤＭ復調装置の第３の等化部Ｆの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１１，３１，５１，７１，１１１，１２４，１３１，１５１ ３シンボル遅延器
１２，１６，１８，２１，３２，３６，３８，４１，５２，５６，５８，６１，６３，６６，７２，７６，７８，８１，８３，８６，１１２，１１６，１１８，１２５，１３２，１３６，１３８，１４４，１５２，１５６，１５８，１６５
複素除算器
１３，３３，５３，７３，１１３，１３３，１５３ ＳＰ信号発生器
１５，３５，５５，７５，１１５，１２３，１３５，１５５ 周波数軸補間回路
１４，３４，５４，７４，１１４，１２２，１３４，１５４ 時間軸直線補間回路
１７，３７，５７，６２，７７，８２，１１７，１３７，１５７ 硬判定処理部
１７ａ，３７ａ，５７ａ，６２ａ，７７ａ，８２ａ，１１７ａ，１３７ａ，１５７ａ 硬判定器
１７ｂ，３７ｂ，５７ｂ，６２ｂ，７７ｂ，８２ｂ，１１７ｂ，１３７ｂ，１５７ｂ 信頼性情報抽出部
１７ｃ，３７ｃ，５７ｃ，６２ｃ，７７ｃ，８２ｃ，１１７ｃ，１３７ｃ，１５７ｃ マッピングベクトル生成部
１９，３９，５９，６４，７９，８４，１１９，１３９，１５９ 選択回路
２０，４０，６０，６５，８０，８５，１２０，１４０，１６０ 周波数軸フィルタ
１１０，１２１ ＳＰ信号抽出器
１４１ ２シンボル遅延器
１４２，１６３ 時間軸フィルタ
１４３，１６１，１６２，１６４ １シンボル遅延器
Ａ 第１の等化部
Ｂ 第２の等化部
Ｃ〜Ｆ 第３の等化部
Ｌ，Ｍ 伝送路特性推定部
Claims (21)
- シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、
シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、
特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、
前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、
ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、
前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、
得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、
前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、
前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記Ｙｎ，ｌ を複素除算して、第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを求め、
前記Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルター処理することにより、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、
前記Ｙｎ，ｌ を前記Ｈ’’ｎ，ｌ で除算することにより第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を求め、情報伝送信号を復元することを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。 - シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、
シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、
特定のキャリア位置に、連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、
前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、
ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、
前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、
得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、
前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、
前記硬判定の際にマッピングの種類毎に所定のスレッショールドを設け、所定のスレッショールド以内の信号点を用いて得られた第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを、前記キャリア位置での伝送路特性Ｈｎ，ｌ と置き換え、得られた伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数軸方向にフィルタをかけることにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、
前記受信信号Ｙｎ，ｌ を前記Ｈ’’ｎ，ｌ で除算することにより第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を求め、情報伝送信号を復調することを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。 - シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、
シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、
特定のキャリア位置に、連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、
前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、
ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、
前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、
得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で、前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、
前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、
前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記Ｙｎ，ｌ を複素除算して、第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを求め、
前記Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルター処理することにより、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、
前記Ｙｎ，ｌ をＨ’’ｎ，ｌ で除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号の第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を復元し、
前記マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第３次マッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌを求め、
前記マッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌで前記Ｙｎ，ｌ を複素除算して、第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを求め、
前記Ｈ’’’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより、第４次伝送路特性Ｈ’’’’ｎ，ｌ を算出し、
前記Ｙｎ，ｌ を前記Ｈ’’’’ｎ，ｌ で除算することにより第４次マッピングベクトルＸ’’’’ｎ，ｌ を求め、情報伝送信号を復元することを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。 - シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、
シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、
特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、
前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、
ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、
前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、
得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、
前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、
前記硬判定の際にマッピングの種類毎に所定の第１のスレッショールドを設け、所定のスレッショールド以内の信号点を用いて得られた第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを、前記キャリア位置での前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ と置き換え、前記伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数軸方向にフィルタをかけることにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、
前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ で前記受信信号Ｙｎ，ｌ を除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号の第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を復元し、
前記マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第３次マッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌを求め、
前記硬判定の際にマッピングの種類毎に所定の第２のスレッショールドを設け、所定のスレッショールド以内の信号点を用いて得られた第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを、前記キャリア位置での前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ と置き換え、
前記伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを周波数軸方向にフィルタをかけることにより第４次伝送路特性Ｈ’’’’ｎ，ｌ を求め、
前記伝送路特性Ｈ’’’’ｎ，ｌ で前記受信信号Ｙｎ，ｌ を除算することにより第４次マッピングベクトルＸ’’’’ｎ，ｌ を求め、情報伝送信号を復調することを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。 - 前記伝送路特性を利用して各キャリア位置に配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号を求め、
得られた信号を硬判定することによりマッピングベクトルを得、
前記マッピングベクトルを利用して、新たな伝送路特性を得ることを繰り返し行い、情報伝送信号を復元することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項記載のＯＦＤＭ復調方法。 - シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、
シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、
特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、
前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、
ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、
前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、
得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、
前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、
前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記Ｙｎ，ｌ を複素除算して、第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを求め、
前記Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルター処理することにより、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、
前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ から前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ の伝送路特性を抽出し、
前記抽出した伝送路特性を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより、第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを算出し、
前記Ｙｎ，ｌ を前記Ｈ’’’ｎ，ｌで除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を求め、情報伝送信号を復元することを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。 - シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、
シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、
特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、
前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、
ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、
前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、
得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、
前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、
前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記Ｙｎ，ｌ を複素除算して、第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを求め、
前記Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルター処理することにより、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、
前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を２シンボル遅延し、２シンボル遅延された伝送路特性Ｈ’’’ｎ−２，ｌとシンボル遅延の無い伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌとから、その間のシンボルの第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを算出し、
前記Ｙｎ−１，ｌ を前記Ｈ’’’ｎ−１，ｌで除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ−１，ｌ を求め、情報伝送信号を復元することを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。 - シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、
シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、
特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、
前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合のＯＦＤＭ復調方法であって、
ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を取り出し、
前記分散パイロット信号を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより伝送路特性Ｈｎ，ｌ を推定し、
得られた伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、各キャリアに配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を復元し、
前記復元されたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定することにより、各キャリア位置での第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを求め、
前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記Ｙｎ，ｌ を複素除算して、第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを求め、
前記Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルター処理することにより、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、
前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を１シンボル及び２シンボル遅延し、
２シンボル遅延された前記伝送路特性Ｈ’’ｎ−２，ｌ と１シンボル遅延された伝送路特性Ｈ’’ｎ−１，ｌ とシンボル遅延無しの伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ とから、その間のシンボルの第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを算出し、
前記受信信号が１シンボル遅延されたＹｎ−１，ｌ を前記Ｈ’’’ｎ−１，ｌで除算することにより第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ−１，ｌ を求め、情報伝送信号を復元することを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。 - シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、
シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、
特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、
前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合の信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、
前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を用いてＯＦＤＭの受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）を等化し、伝送路特性Ｈｎ，ｌ 及び各キャリアに配置された信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を算出する第１の等化部と、
前記第１の等化部で得られたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定すると共に、硬判定で得られた第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌと前記受信信号Ｙｎ，ｌ を用いて第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを算出し、前記伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ 用いて前記受信信号Ｙｎ，ｌ を再等化し、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を算出する第２の等化部と、を具備することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 前記第１の等化部は、
既知のＳＰ信号を発生するＳＰ信号発生器、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を前記ＳＰ信号発生器の出力で複素除算する第１の複素除算器、前記第１の複素除算器の出力を時間軸及び周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する時間軸補間部及び周波数軸補間部を有する第１の伝送路特性推定部と、
前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する第２の複素除算器と、を含むものであり、
前記第２の等化部は、
前記第１の等化部の出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する硬判定器、前記硬判定器の判定結果に基づいてマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出するマッピングベクトル生成部、硬判定処理結果の信頼性を抽出する信頼性情報抽出部を有する硬判定処理部と、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第３の複素除算器、前記第３の複素除算器の出力Ｈ’ｎ，ｌと前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを前記信頼性情報抽出部の出力に従って選択する選択器、前記選択器の出力をフィルタ処理する周波数軸フィルタを有する第２の伝送路特性推定部と、
前記周波数軸フィルタの出力Ｈ’’ｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を求める第４の複素除算器とを含むものであることを特徴とする請求項９記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 前記信頼性情報抽出部は、
マッピングの種類毎に所定のスレッショールドを設け、マッピングベクトルＸｎ，ｌ が所定のスレッショールド以内にあるか否かを判断し、
所定のスレッショールド以内の場合は、前記選択器は前記Ｈ’ｎ，ｌを選択するものであることを特徴とする請求項１０記載のＯＦＤＭ復調装置。 - シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、
シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、
特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、
前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合の信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、
前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を用いてＯＦＤＭの受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）を等化し、伝送路特性Ｈｎ，ｌ 及び各キャリアに配置された信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を算出する第１の等化部と、
前記第１の等化部で得られたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定すると共に、硬判定で得られた第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌと前記受信信号Ｙｎ，ｌ を用いて第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを算出し、前記伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出し、前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ 用いて前記受信信号Ｙｎ，ｌ を再等化し、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を算出する第２の等化部と、
前記第２の等化部で得られたマッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を硬判定すると共に、硬判定で得られた第３次マッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌと前記受信信号Ｙｎ，ｌ を用いて第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを算出し、前記伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより第４次伝送路特性Ｈ’’’’ｎ，ｌ を算出し、前記伝送路特性Ｈ’’’’ｎ，ｌ 用いて前記受信信号Ｙｎ，ｌ を再再等化し、第４次マッピングベクトルＸ’’’’ｎ，ｌ を算出する第３の等化部と、を具備することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 前記第１の等化部は、
既知のＳＰ信号を発生するＳＰ信号発生器、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を前記ＳＰ信号発生器の出力で複素除算する第１の複素除算器、前記第１の複素除算器の出力を時間軸及び周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する時間軸補間部及び周波数軸補間部を有する第１の伝送路特性推定部と、
前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する第２の複素除算器とを含むものであり、
前記第２の等化部は、
前記第１の等化部の出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する第１の硬判定器、前記第１の硬判定器の出力のマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出する第１のマッピングベクトル生成部、硬判定処理結果の信頼性を抽出する第１の信頼性情報抽出部を有する硬判定処理部と、
前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第３の複素除算器、前記第３の複素除算器の出力Ｈ’ｎ，ｌと前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを前記信頼性情報抽出部の出力に従って選択する第１の選択器、前記第１の選択器の出力をフィルタ処理する第１の周波数軸フィルタを有する第２の伝送路特性推定部と、
前記第１の周波数軸フィルタの出力Ｈ’’ｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を求める第４の複素除算器とを含むものであり、
前記第３の等化部は、
前記第２の等化部の出力Ｘ’’ｎ，ｌ を硬判定する第２の硬判定器、前記第２の硬判定器の出力のマッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌを算出する第２のマッピングベクトル生成部、硬判定処理結果の信頼性を抽出する第２の信頼性情報抽出部を有する第２の硬判定処理部と、
前記マッピングベクトルＸ’’’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第５の複素除算器、前記第５の複素除算器の出力Ｈ’’’ｎ，ｌと前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ とのいずれかを前記第２の信頼性情報抽出部の出力に従って選択する第２の選択器、前記第２の選択器の出力をフィルタ処理する第２の周波数軸フィルタを有する第３の伝送路特性推定部と、
前記第２の周波数軸フィルタの出力Ｈ’’’’ｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算することにより、第４次マッピングベクトルＸ’’’’ｎ，ｌ を求める第６の複素除算器とを含むものであることを特徴とする請求項１２記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 前記第２の信頼性情報抽出部は、
マッピングの種類毎に所定のスレッショールドを設け、マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ が所定のスレッショールド以内にあるか否かを判断し、
所定のスレッショールド以内の場合は、前記第２の選択器はＨ’ｎ，ｌ又はＨ’’’ｎ，ｌを選択するものであることを特徴とする請求項１３記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 前記伝送路特性を利用して各キャリア位置に配置された制御情報信号、付加情報信号、情報伝送信号を求め、得られた信号を硬判定することによりマッピングベクトルを得、前記マッピングベクトルを利用して、新たな伝送路特性を得ることを繰り返し行い、情報伝送信号を復元するように等化部を複数組設けたことを特徴とする請求項９〜１４のいずれか１項記載のＯＦＤＭ復調装置。
- シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、
シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、
特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、
前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合の信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、
前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を用いてＯＦＤＭの受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）を等化し、伝送路特性Ｈｎ，ｌ 及び各キャリアに配置された信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を算出する第１の等化部と、
前記第１の等化部で得られたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定すると共に、硬判定で得られた第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌと前記受信信号Ｙｎ，ｌ を用いて第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを算出し、前記伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出する第２の等化部と、前記第２の等化部で得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ から前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ の伝送路特性を抽出し、前記抽出した伝送路特性を時間軸及び周波数軸方向に補間処理することにより、第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを算出し、前記Ｙｎ，ｌ を前記Ｈ’’’ｎ，ｌで除算することにより、マッピングベクトルＸ’’ｎ，ｌ を求める第３の等化部と、を具備することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 前記第１の等化部は、
既知のＳＰ信号を発生するＳＰ信号発生器、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を前記ＳＰ信号発生器の出力で複素除算する第１の複素除算器、前記第１の複素除算器の出力を時間軸及び周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する時間軸補間部及び周波数軸補間部を有する第１の伝送路特性推定部と、
前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する第２の複素除算器とを含むものであり、
前記第２の等化部は、
前記第１の等化部の出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する硬判定器、前記硬判定器の判定結果に基づいてマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出するマッピングベクトル生成部、硬判定処理結果の信頼性を抽出する信頼性情報抽出部を有する硬判定処理部と、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第３の複素除算器、前記第３の複素除算器の出力Ｈ’ｎ，ｌと前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを前記信頼性情報抽出部の出力に従って選択する選択器、前記選択器の出力をフィルタ処理し、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を出力する周波数軸フィルタを有する第２の伝送路特性推定部とを含むものであり、
前記第３の等化部は、
前記第２の等化部で得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を用いて分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ 位置のＳＰ信号を抽出するＳＰ信号抽出器と、
前記ＳＰ信号抽出器の出力を時間軸及び周波数軸方向に補間処理して第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌを算出する時間軸補間部及び周波数軸補間部と、
前記伝送路特性Ｈ’’’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第４の複素除算器とを含むものであることを特徴とする請求項１６記載のＯＦＤＭ復調装置。 - シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、
シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、
特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、
前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合の信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、
前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を用いてＯＦＤＭの受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）を等化し、伝送路特性Ｈｎ，ｌ 及び各キャリアに配置された信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を算出する第１の等化部と、
前記第１の等化部で得られたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定すると共に、硬判定で得られた第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌと前記受信信号Ｙｎ，ｌ を用いて第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを算出し、前記伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出する第２の等化部と、前記第２の等化部で得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を２シンボル遅延し、２シンボル遅延された伝送路特性Ｈ’’ｎ−２，ｌ とシンボル遅延の無い伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ とから、その間のシンボルの第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを算出し、前記Ｙｎ−１，ｌ を前記Ｈ’’’ｎ−１，ｌで除算することにより、第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ−１，ｌ を求める第３の等化部と、を具備することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 前記第１の等化部は、
既知のＳＰ信号を発生するＳＰ信号発生器、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を前記ＳＰ信号発生器の出力で複素除算する第１の複素除算器、前記第１の複素除算器の出力を時間軸及び周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する時間軸補間部及び周波数軸補間部を有する第１の伝送路特性推定部と、
前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する第２の複素除算器とを含むものであり、
前記第２の等化部は、
前記第１の等化部の出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する硬判定器、前記硬判定器の出力のマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出するマッピングベクトル生成部、硬判定処理結果の信頼性を抽出する信頼性情報抽出部を有する硬判定処理部と、
前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第３の複素除算器、前記第３の複素除算器の出力Ｈ’ｎ，ｌと前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを前記信頼性情報抽出部の出力に従って選択する選択器、前記選択器の出力をフィルタ処理し、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を出力する周波数軸フィルタを有する第２の伝送路特性推定部とを含むものであり、
前記第３の等化部は、
前記第２の等化部で得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を２シンボル遅延する２シンボル遅延器と、
前記２シンボル遅延器の出力Ｈ’’ｎ−２，ｌ とシンボル遅延無しの伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を時間軸補間し、第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを得る時間軸フィルタ部と、前記時間軸フィルタ部の出力Ｈ’’’ｎ−１，ｌで前記受信信号を１シンボル遅延した信号Ｙｎ−１，ｌ を複素除算する第４の複素除算器と、を含むものであることを特徴とする請求項１８記載のＯＦＤＭ復調装置。 - シンボル周期毎に互いに直交する周波数関係にある複数の搬送波に変調を施してデジタル情報を伝送する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式のシステムに用いられ、
シンボル番号をｎとし、剰余演算をｍｏｄで表し、ｐを整数とするとき、前記伝送方式のＯＦＤＭ信号におけるシンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３＊（ｎ ｍｏｄ ４）＋１２ｐを満たすキャリア位置に分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ が配され、
特定のキャリア位置に連続パイロット信号、制御情報信号、付加情報信号が配され、その他のキャリア位置に情報伝送信号が配され、
前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号は、前記キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変調された場合の信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、
前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を用いてＯＦＤＭの受信信号Ｙｎ，ｌ （ｌは整数）を等化し、伝送路特性Ｈｎ，ｌ 及び各キャリアに配置された信号のマッピングベクトルＸｎ，ｌ を算出する第１の等化部と、
前記第１の等化部で得られたマッピングベクトルＸｎ，ｌ を硬判定すると共に、硬判定で得られた第１次マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌと前記受信信号Ｙｎ，ｌ を用いて第１次伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを算出し、前記伝送路特性Ｈ’ｎ，ｌを周波数方向にフィルタ処理することにより第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を算出する第２の等化部と、前記第２の等化部で得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を 前記伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を１シンボル及び２シンボル遅延し、１シンボル遅延された前記伝送路特性Ｈ’’ｎ−１，ｌ と２シンボル遅延された伝送路特性Ｈ’’ｎ−２，ｌ とシンボル遅延無しの伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ とから、その間のシンボルの第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを算出し、前記受信信号が１シンボル遅延されたＹｎ−１，ｌ を前記Ｈ’’’ｎ−１，ｌで除算することにより第２次マッピングベクトルＸ’’ｎ−１，ｌ を求める第３の等化部と、を具備することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 前記第１の等化部は、
既知のＳＰ信号を発生するＳＰ信号発生器、ＦＦＴ後の受信信号Ｙｎ，ｌ の内、前記分散パイロット信号ＳＰｎ，ｋ を前記ＳＰ信号発生器の出力で複素除算する第１の複素除算器、前記第１の複素除算器の出力を時間軸及び周波数軸方向に補間処理して伝送路特性Ｈｎ，ｌ を算出する時間軸補間部及び周波数軸補間部を有する第１の伝送路特性推定部と、
前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ で前記Ｙｎ，ｌ を複素除算してマッピングベクトルＸｎ，ｌ を出力する第２の複素除算器とを含むものであり、
前記第２の等化部は、
前記第１の等化部の出力Ｘｎ，ｌ を硬判定する硬判定器、前記硬判定器の判定結果に基づいてマッピングベクトルＸ’ｎ，ｌを算出するマッピングベクトル生成部、硬判定処理結果の信頼性を抽出する信頼性情報抽出部を有する硬判定処理部と、前記マッピングベクトルＸ’ｎ，ｌで前記受信信号Ｙｎ，ｌ を複素除算する第３の複素除算器、前記第３の複素除算器の出力Ｈ’ｎ，ｌと前記伝送路特性Ｈｎ，ｌ とのいずれかを前記信頼性情報抽出部の出力に従って選択する選択器、前記選択器の出力をフィルタ処理し、第２次伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を出力する周波数軸フィルタを有する第２の伝送路特性推定部とを含むものであり、
前記第３の等化部は、
前記第２の等化部で得られた伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を１シンボル及び２シンボル遅延するカスケードシンボル遅延器と、
前記カスケードシンボル遅延器の出力Ｈ’’ｎ−２，ｌ 及びＨ’’ｎ−１，ｌ とシンボル遅延無しの伝送路特性Ｈ’’ｎ，ｌ を時間軸補間し、第３次伝送路特性Ｈ’’’ｎ−１，ｌを得る時間軸フィルタ部と、
前記時間軸フィルタ部の出力Ｈ’’’ｎ−１，ｌで前記受信信号を１シンボル遅延した信号Ｙｎ−１，ｌ を複素除算する第４の複素除算器と、を含むものであることを特徴とする請求項２０記載のＯＦＤＭ復調装置。
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