JP5324562B2 - 受信装置、集積回路、デジタルテレビ受像機、受信方法、及び受信プログラム - Google Patents
受信装置、集積回路、デジタルテレビ受像機、受信方法、及び受信プログラム Download PDFInfo
- Publication number
- JP5324562B2 JP5324562B2 JP2010502379A JP2010502379A JP5324562B2 JP 5324562 B2 JP5324562 B2 JP 5324562B2 JP 2010502379 A JP2010502379 A JP 2010502379A JP 2010502379 A JP2010502379 A JP 2010502379A JP 5324562 B2 JP5324562 B2 JP 5324562B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- carrier
- transmission path
- signal
- unit
- output signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
- H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/022—Channel estimation of frequency response
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
- H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
- H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
- H04L25/0232—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols by interpolation between sounding signals
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
- H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
- H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
- H04L25/0236—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols using estimation of the other symbols
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
- H04L2025/03375—Passband transmission
- H04L2025/03414—Multicarrier
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
- H04L25/0256—Channel estimation using minimum mean square error criteria
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
一の伝送路特性の推定方法について図43から図44を参照しつつ説明する。図43に構成を示す伝送路特性推定部1003のSP伝送路特性推定部1010は、FFT部1001の出力信号からそれに含まれるSP信号を抽出し、受信装置側で既知のSP信号(送信側で生成されたSP信号と振幅及び位相が同じSP信号)を生成し、抽出したSP信号を生成したSP信号で除算し、除算結果をSP信号が配置されたSPキャリアにおける伝送路特性の値としてシンボル方向補間部1011へ出力する。シンボル方向補間部1011は、SP伝送路特性推定部1010から出力されたSPキャリアにおける伝送路特性の値をシンボル(時間)方向に補間し、3キャリア毎の伝送路特性の値を算出する(図44(a)参照)。キャリア方向補間部1012は、シンボル方向補間部1011から出力された3キャリア毎の伝送路特性の値をキャリア(周波数)方向に補間し、全キャリアの伝送路特性の値を算出する(図44(b)参照)。これは、4シンボル毎のSP信号から伝送路特性を推定することから、以下では、「4シンボル推定」と言う。
そこで、本発明は、遅延広がりに対する耐性の向上を図ることによって長遅延環境においても伝送路特性の推定精度の向上を達成することが可能な受信装置、集積回路、デジタルテレビ受像機、受信方法、及び受信プログラムを提供することを目的とする。
本発明の一態様である第2の受信装置は、第1の受信装置において、前記適応補間部は、前記フィルタ係数の算出を、前記第1伝送路算出部の出力信号をフィルタ係数を用いてフィルタリングすることによって得られる前記第2キャリアにおける伝送路特性の値と、前記第2伝送路算出部の出力信号である当該第2キャリアにおける伝送路特性の値との自乗平均誤差が小さくなるように前記フィルタ係数を算出することによって行う。
本発明の一態様である第4の受信装置は、第1の受信装置において、前記キャリア群は、その一部に各シンボル内で周波数軸方向に等間隔で配置され、受信装置において振幅及び位相が既知の信号が割り当てられた複数のパイロットキャリアを含み、前記第1伝送路算出部は、前記複数のパイロットキャリアの各々における伝送路特性を前記パイロットキャリアに係る前記分離部の出力信号と前記既知の信号とを用いて推定して出力するパイロット伝送路推定部と、前記伝送路推定部の出力信号をシンボル方向に補間して出力するシンボル方向補間部と、を備える。
本発明の一態様である第6の受信装置は、第4の受信装置において、前記受信信号は、DVB−T方式又はDVB−H方式で規定された信号であり、前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、前記第2キャリアは、TPSが配置されるキャリアである。
本発明の一態様である第7の受信装置は、第4の受信装置において、前記受信信号は、DVB−T2方式で規定された信号であり、前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、前記第2キャリアは、連続パイロットが配置されるキャリアである。
本発明の一態様である第8の受信装置は、第1の受信装置において、前記キャリア群は、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔で配置され、受信装置において振幅及び位相が既知の信号が割り当てられた複数のパイロットキャリアを含み、前記第1伝送路算出部は、前記複数のパイロットキャリアの各々における伝送路特性を前記パイロットキャリアに係る前記分離部の出力信号と前記既知の信号とを用いて推定して出力する。
これによれば、DVB−T方式又はDVB−H方式に直接適用可能になる。
これによれば、DVB−T2方式に直接適用可能になる。
本発明の一態様である第13の受信装置は、第11の受信装置において、前記受信信号は、DVB−T方式又はDVB−H方式で規定された信号であり、前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、前記第2キャリアは、TPSが配置されるキャリア、又は、連続パイロットが配置されるキャリアである。
本発明の一態様である第14の受信装置は、第11の受信装置において、前記受信信号は、DVB−T2方式で規定された信号であり、前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、前記第2キャリアは、連続パイロットが配置されるキャリアである。
本発明の一態様である第15の受信装置は、第1の受信装置において、前記適応補間部は、前記第1伝送路算出部の出力信号と、周波数軸方向に前記キャリア群と同じ間隔で配置された第1キャリア群に含まれる複数の前記第2キャリアにおける前記第2伝送路算出部の出力信号とを用いて前記フィルタ係数を算出し、前記算出したフィルタ係数の値を用いて前記第1キャリア群に含まれるキャリアの伝送路特性を算出する。
本発明の一態様である第16の受信装置は、第15の受信装置において、前記適応補間部は、前記第1伝送路算出部の出力信号と、周波数軸方向に前記キャリア群と同じ間隔で配置された第2キャリア群に含まれる複数の前記第2キャリアにおける前記第2伝送路算出部の出力信号とを用いて前記フィルタ係数を算出し、前記第2キャリア群に含まれる前記第2キャリアと前記キャリア群に含まれるキャリアとの周波数間隔の最小値は、前記第1キャリア群に含まれる前記第2キャリアと前記キャリア群に含まれるキャリアとの周波数間隔の最小値と等しい。
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、OFDM方式に基づいて生成され、無線伝送された放送波を受信する受信装置を例に説明する。
以下、本発明の第1の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態ではISDB−T方式に準拠したデジタルテレビ放送の受像機として機能する受信装置を例に挙げて説明する。
<受信装置の構成及び動作>
図1は本実施の形態の受信装置の構成図であり、受信装置1は、アンテナ2と、チューナ3と、復調部4と、誤り訂正部5と、デコード部6と、表示部7とを備える。
図2は図1の復調部4の構成図である。なお、図2では、復調部4の内部要素とチューナ3及び誤り訂正部5の接続関係を明確にするために、チューナ3及び誤り訂正部5も図示している。
復調部4は、A/D変換部11と、直交復調部12と、シンボル同期部13と、直交変換部14と、伝送路特性推定部15と、等化部16とを備える。
シンボル同期部13は、直交復調部12の出力信号を用いて、OFDMシンボル区間の同期をとり、直交変換部14へシンボル位置情報信号(例えば、FFT窓位置を示す信号)を出力する。直交変換部14は、シンボル位置情報信号に基づいて、直交復調部12の出力信号をシンボル毎に直交変換し、つまり、複数のキャリアに分離し、直交変換の結果得られた信号を伝送路特性推定部15及び等化部16へ出力する。なお、直交変換部14は、フーリエ変換、コサイン変換、ウェーブレット変換、アダマール変換などに基づいて直交変換を行う。ここでは、直交変換部14は、フーリエ変換を用いて直交変換を行うものとし、直交復調部12の出力信号をフーリエ変換することによって周波数軸の信号に変換し、つまり、複数のキャリアに分離し、周波数軸の信号を伝送路特性推定部15及び等化部16へ出力する。なお、フーリエ変換は高速フーリエ変換を使って高速に計算可能である。但し、直交変換部14が行う変換方法は、直交復調部12の出力信号を複数のキャリアに分離して出力することができれば、上記の変換方法に限定されない。
図3は、図2の伝送路特性推定部15の構成図である。なお、図3では、伝送路特性推定部15の内部要素と直交変換部14及び等化部16の接続関係を明確にするために、直交変換部14及び等化部16も図示している。
伝送路特性推定部15は、SP伝送路特性推定部20と、シンボル方向補間部30と、TMCC伝送路特性推定部40と、適応補間部50とを備える。
ここで、SP伝送路特性推定部20の構成及び動作について図4を参照しつつ説明する。図4は図3のSP伝送路特性推定部20の構成図である。なお、図4では、SP伝送路特性推定部20の内部要素と直交変換部14及びシンボル方向補間部30との接続関係を明確にするために、直交変換部14及びシンボル方向補間部30も図示している。
TMCC伝送路特性推定部40は、TMCC抽出部41と、差動復調部42と、再変調部43と、除算部44とを備える。なお、TMCC信号は、何れのシンボルにもSP信号が配置されていない、非周期の特定のキャリア番号のキャリアにシンボル毎に挿入されており、TMCC信号の配置は受信装置で既知である。また、TMCC信号はシンボル方向にDBPSK(DifferentialBinary Phase Shift Keying)され、フレームの先頭のシンボルには既知の位相で変調された差動基準信号が配置されており、1シンボル内の複数のキャリアに配置されたTMCC信号は全て同じ制御情報を伝送する。これらのことから、各部の下記の処理が可能になる。なお、一例として、ISDB−T方式のMode3、同期変調におけるTMCC信号が配置されるキャリア(TMCCキャリア)のキャリア番号を図7に示す。
差動復調部42は、フレームの先頭に配置された差動基準信号を用い、TMCC抽出部41から入力されたTMCC信号にDBPSKに対応する復調処理を施してTMCC信号で伝送された制御情報を復号し、制御情報を再変調部43へ出力する。但し、1シンボル内の複数のキャリアに配置されたTMCC信号は全て同じ制御情報を伝送することから、差動復調部42は、1シンボル内の複数の復号された制御情報に基づいて伝送された制御情報を多数決判定し、伝送された制御情報の特定を行う。これにより、制御情報の復号精度が向上する。
除算部44は、TMCC抽出部41から入力されたTMCC信号を、そのシンボル番号及びキャリア番号の再変調部43から入力された信号で除算し、除算結果をそのシンボル番号及びキャリア番号における(TMCC信号が配置されたTMCCキャリアにおける)伝送路特性の値として適応補間部50へ出力する。
自己相関算出部51は、キャリア番号をi(iは0以上の整数)で表すと、シンボル方向補間部30から出力される3キャリア毎の伝送路特性H(i)を用いて、下記の(数8)で表される自己相関演算を行って、ノーテーションが3毎の自己相関値r0,r3,r6,・・・を算出する。そして、自己相関算出部51は、算出した自己相関値rを用い、r-m=rm *の関係があることを利用して、下記の(数9)で表される自己相関行列Rxxを算出し、算出した自己相関行列Rxxをウィナーフィルタ係数算出部53へ出力する。なお、図9に自己相関値r0,r3,r6に関する自己相関演算の概念図を示し、自己相関演算は既知技術であるので詳細説明は省略する。
相互相関算出部52は、キャリア番号をi,j(i,jは0以上の整数)で表すと、TMCC伝送路特性推定部40から出力されるTMCCキャリアにおける伝送路特性H(j)と、シンボル方向補間部30から出力される3キャリア毎の伝送路特性H(i)とを用いて、下記の(数10)で表される相互相関演算を行って、相互相関値pを算出する。そして、相互相関算出部52は、算出した相互相関値pを用い、下記の(数11)で表される相互相関ベクトルPdx、z(本実施の形態では、z=1,2の相互相関ベクトルPdx、1,Pdx、2)を算出し、算出した相互相関ベクトルPdx、zをウィナーフィルタ係数算出部53へ出力する。なお、図10に相互相関値p1,p2,p4に関する相互相関演算の概念図を示す。
ここで、相互相関算出部52の処理の具体例として、相互相関値p1(z=1、m=0)、p2(z=2、m=0)の算出との2つの場合を説明する。
以下、ウィナーフィルタ係数の算出の原理について説明する。
フィルタ入力信号をxk、フィルタ係数をwmkで表すと、フィルタリングされたフィルタ出力信号ykは下記の(数15)で表される。但し、フィルタ入力信号xk及びフィルタ係数wmkは、夫々、下記の(数16)及び(数17)で表される。
<伝送路特性推定部のまとめ>
伝送路特性推定部15は、このウィナーフィルタを用いて伝送路特性の補間を行うフィルタのフィルタ係数を適応的に算出し、算出に際して、目的信号として、SP信号と異なるTMCC信号を用いて算出された伝送路特性の値を用いている。つまり、伝送路特性推定部15は、フィルタ入力信号にシンボル方向補間部30から出力される3キャリア毎の伝送路特性の値を、目的信号にTMCC伝送路特性推定部40から出力されるTMCCキャリアにおける伝送路特性の値を用いて、フィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を他のキャリアにも適応することで、伝送路特性が算出されていないキャリアにおける伝送路特性を算出している。
図14(a)は従来の補間(4シンボル推定)のフィルタ形状の概念図であり、(b)は第1の実施の形態の適応補間部50が行う適応補間のフィルタ形状の概念図である。但し、主波と、Tu/3[s]を超える遅延波が存在する場合の遅延プロファイルの模式図を利用する。
従来の4シンボル推定は、遅延広がりがTu/3[s]まで、ドップラー広がりが1/(4Ts)[Hz]まで、正しく補間することが可能である(図15(a)参照)。これに対して、第1の実施の形態の手法は、遅延広がりがTu[s]まで、ドップラー広がりが1/(4Ts)[Hz]まで、正しく補間することが可能である(図15(b)参照)。このように、第1の実施の形態の手法は、移動耐性に関しては従来の4シンボル推定と同じであるものの、遅延耐性に関しては従来の4シンボル推定より向上している。
以下、本発明の第2の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態では第1の実施の形態と同様、ISDB−T方式に準拠したデジタルテレビ放送の受信装置を例に挙げて説明する。
第1の実施の形態の伝送路特性推定部15は目的信号としてTMCC信号を利用して算出される伝送路特性の値を利用するのに対し、本実施の形態の伝送路特性推定部は目的信号としてAC(AuxiliaryChannel)と呼ばれる付加情報を伝送する付加信号(以下、「AC信号」と言う。)を利用して算出される伝送路特性の値を利用する点で異なっている。なお、受信装置のその他の構成要素は本発明に関連する限りは第1の実施の形態と実質的に同じである。
<伝送路特性推定部の構成及び動作>
図16は本実施の形態の伝送路特性推定部の構成図である。図16では、伝送路特性推定部15aの内部要素と直交変換部14及び等化部16の接続関係を明確にするために、直交変換部14及び等化部16も図示している。
SP伝送路特性推定部20は、直交変換部14の出力信号からSP信号を抽出し、抽出したSP信号に基づいてそのSP信号が配置されたSPキャリアにおける伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値をシンボル方向補間部30へ出力する。シンボル方向補間部30は、SP伝送路特性推定部20から入力されたSPキャリアにおける伝送路特性の値を用いて、シンボル方向に伝送路特性を補間することで3キャリア毎の伝送路特性の値を算出し、3キャリア毎の伝送路特性の値を適応補間部50へ出力する。
ここで、AC伝送路特性推定部60の構成及び動作について図17を参照しつつ説明する。図17は図16のAC伝送路特性推定部60の構成図である。なお、図17では、AC伝送路特性推定部60の内部要素と直交変換部14及び適応補間部50との接続関係を明確にするために、直交変換部14及び適応補間部50も図示している。
差動復調部62は、フレームの先頭に配置された差動基準信号を用い、AC抽出部61から入力されたAC信号にDBPSKに対応する復調処理を施してAC信号で伝送された付加情報を復号し、付加情報を再変調部63へ出力する。
除算部64は、AC抽出部61から入力されたAC信号を、そのシンボル番号及びキャリア番号の再変調部63から入力された信号で除算し、除算結果をそのシンボル番号及びキャリア番号における(AC信号が配置されたACキャリアにおける)伝送路特性の値として適応補間部50へ出力する。
≪第3の実施の形態≫
以下、本発明の第3の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態では第1及び第2の実施の形態と同様、ISDB−T方式に準拠したデジタルテレビ放送の受信装置を例に挙げて説明する。
<伝送路特性推定部の構成及び動作>
図19は本実施の形態の伝送路特性推定部の構成図である。図19では、伝送路特性推定部15bの内部要素と直交変換部14及び等化部16の接続関係を明確にするために、直交変換部14及び等化部16も図示している。
SP伝送路特性推定部20は、直交変換部14の出力信号からSP信号を抽出し、抽出したSP信号に基づいてそのSP信号が配置されたSPキャリアにおける伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値をシンボル方向補間部30へ出力する。シンボル方向補間部30は、SP伝送路特性推定部20から入力されたSPキャリアにおける伝送路特性の値を用いて、シンボル方向に伝送路特性を補間することで3キャリア毎の伝送路特性の値を算出し、3キャリア毎の伝送路特性の値を適応補間部50へ出力する。
≪第4の実施の形態≫
以下、本発明の第4の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態では第1から第3の実施の形態と異なり、DVB−T方式に準拠したデジタルテレビ放送の受信装置を例に挙げて説明する。
<伝送路特性推定部の構成及び動作>
図20は本実施の形態の伝送路特性推定部の構成図である。図20では、伝送路特性推定部15cの内部要素と直交変換部14及び等化部16の接続関係を明確にするために、直交変換部14及び等化部16も図示している。
SP伝送路特性推定部20は、直交変換部14の出力信号からSP信号を抽出し、抽出したSP信号に基づいてそのSP信号が配置されたSPキャリアにおける伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値をシンボル方向補間部30へ出力する。シンボル方向補間部30は、SP伝送路特性推定部20から入力されたSPキャリアにおける伝送路特性の値を用いて、シンボル方向に伝送路特性を補間することで3キャリア毎の伝送路特性の値を算出し、3キャリア毎の伝送路特性の値を適応補間部50へ出力する。
ここで、TPS伝送路特性推定部70の構成及び動作について図21を参照しつつ説明する。図21は図20のTPS伝送路特性推定部70の構成図である。なお、図21では、TPS伝送路特性推定部70の内部要素と直交変換部14及び適応補間部50との接続関係を明確にするために、直交変換部14及び適応補間部50も図示している。
差動復調部72は、フレームの先頭に配置された差動基準信号を用い、TPS抽出部71から入力されたTPS信号にDBPSKに対応する復調処理を施してTPS信号で伝送された制御情報を復号し、制御情報を再変調部73へ出力する。但し、1シンボル内の複数のキャリアに配置されたTPS信号は全て同じ制御情報を伝送することから、差動復調部72は、1シンボル内の複数の復号された制御情報に基づいて伝送された制御情報を多数決判定し、伝送された制御情報の特定を行う。これにより、制御情報の復号精度が向上する。
除算部74は、TPS抽出部71から入力されたTPS信号を、そのシンボル番号及びキャリア番号の再変調部73から入力された信号で除算し、除算結果をそのシンボル番号及びそのキャリア番号における(TPS信号が配置されたTPSキャリアにおける)伝送路特性の値として適応補間部50へ出力する。
≪第5の実施の形態≫
以下、本発明の第5の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態では、第4の実施の形態の場合と同様、DVB−T方式に準拠したデジタルテレビ放送の受信装置を例に挙げて説明する。
<伝送路特性推定部の構成及び動作>
図23は、本実施の形態の伝送路特性推定部15dの構成図である。なお、図23では、伝送路特性推定部15dの内部要素と直交変換部14及び等化部16の接続関係を明確にするために、直交変換部14及び等化部16も図示している。
SP伝送路特性推定部20は、直交変換部14の出力信号からSP信号を抽出し、抽出したSP信号に基づいてそのSP信号が配置されたSPキャリアにおける伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値を適応補間部50dへ出力する。
CP伝送路特性推定部80は、直交変換部14の出力信号からCP信号を抽出し、抽出したCP信号に基づいてそのCP信号が配置されたキャリア(以下、「CPキャリア」と言う。)における伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値を適応補間部50dへ出力する。なお、CPキャリアの一部はSPキャリアと重複する。
CP伝送特性推定部80は、CP抽出部81と、CP生成部82と、除算部83とを備える。なお、CP信号は、何れかのシンボルにSP信号が配置されている複数のキャリア番号のうちの非周期の特定のキャリア番号のキャリアにシンボル毎に挿入されており、CP信号の配置は受信装置で既知である。また、送信側で生成されるCP信号の振幅及び位相は受信装置で既知である。これらのことから、各部の下記の処理が可能になる。なお、一例として、DVB−T方式の8kモードにおけるCP信号が配置されるキャリア(CPキャリア)のキャリア番号を図25に示す。
自己相関算出部51dは、キャリア番号をi(iは0以上の整数)で表すと、SP伝送路特性推定部20から出力される12キャリア毎の伝送路特性H(i)を用いて、下記の(数26)で表される自己相関演算を行って、ノーテンションが12毎の自己相関値r0,r12,r24,・・・を算出する。そして、自己相関算出部51dは、算出した自己相関値rを用い、r-m=rm *の関係があることを利用して、下記の(数27)で表される自己相関行列Rxxを算出し、算出した自己相関行列Rxxをウィナーフィルタ係数算出部53dへ出力する。なお、図27に自己相関値r0,r12,r24に関する自己相関演算の概念図を示し、自己相関演算は既知技術であるので詳細説明は省略する。
相互相関算出部52dは、キャリア番号をi,j(i,jは0以上の整数)で表すと、TPS伝送路特性推定部70から出力されるTPSキャリアにおける伝送路特性H(j)及びCP伝送路特性推定部80から出力されるCPキャリアにおける伝送路特性H(i)と、SP伝送路特性推定部20から出力される12キャリア毎の伝送路特性H(i)とを用いて、下記の(数28)で表される相互相関演算を行って、相互相関値pを算出する。そして、相互相関算出部52dは、算出した相互相関値pを用い、下記の(数29)で表される相互相関ベクトルPdx、z(本実施の形態では、z=1〜11の相互相関ベクトルPdx、1〜Pdx、11)を算出し、算出した相互相関ベクトルPdx、zをウィナーフィルタ係数算出部53dへ出力する。なお、図28に相互相関値p1,p2に関する相互相関演算の概念図を示す。
まず、相互相関値p1(z=1、m=0)の算出について説明する。相互相関値p1の算出には、SP伝送路特性推定部20から伝送路特性の値が出力されるキャリア(キャリア番号は12n+3(qmod4)で表現でき、n,qは0以上の整数。)に対し、1つキャリア番号が大きい(1つ右隣の)TPSキャリア全てが対象となる。相互相関算出部52dは、キャリア番号12n+3(qmod4)+1にTPS信号があるnの各々について、TPS伝送路特性推定部70によって算出されたTPSキャリアにおける伝送路特性の値と、そのTPSキャリアより1つキャリア番号が小さい(1つ左隣の)キャリアにおけるSP伝送路特性推定部20によって算出された伝送路特性の値との相互相関を算出し、それらを平均することによって相互相関値p1を算出する(図28上段参照)。
このフィルタ処理部54dの処理は下記の(数32)で表される。但し、(数32)において、H(i)には、i=12n(nは0以上の整数)ではSP伝送路特性推定部20から出力された12キャリア毎の伝送路特性の値が挿入され、i≠12nでは0が挿入される。
図29(a)は従来の補間(1シンボル推定)のフィルタ形状の概念図であり、(b)は第5の実施の形態の適応補間部50dが行う適応補間のフィルタ形状の概念図である。但し、主波と、Tu/12[s]を超える遅延波が存在する場合の遅延プロファイルの模式図を利用する。
従来の1シンボル推定は、遅延広がりがTu/12[s]まで、ドップラー広がりが1/Ts[Hz]まで、正しく補間することが可能である(図30(a)参照)。これに対して、第5の実施の形態の手法は、遅延広がりがTu[s]まで、ドップラー広がりが1/Ts[Hz]まで、正しく補間することが可能である(図30(b)参照)。このように、第5の実施の形態の手法は、移動耐性に関しては従来の1シンボル推定と同じであるものの、遅延耐性に関しては従来の1シンボル推定より向上している。
従来の4シンボル推定は、遅延広がりがTu/3[s]まで、ドップラー広がりが1/(4Ts)[Hz]まで、正しく補間することが可能である(図15(a)参照)。これに対して、第5の実施の形態の手法は、遅延広がりがTu[s]まで、ドップラー広がりが1/Ts[Hz]まで、正しく補間することが可能である(図30(b)参照)。このように、第5の実施の形態の手法は、移動耐性及び遅延耐性の双方に関して従来の4シンボル推定より向上している。
第1及び第2の実施の形態の手法は、ともに、キャリア方向に適応的な補間を実施しているので、遅延広がりがTu[s]まで、正しく補間することが可能である(図15(b)、図30(b)参照)。また、第1の実施の形態の手法はシンボル方向補間を実施しているため、ドップラー広がりが1/(4Ts)[Hz]までしか、正しく補間ができない(図15(b)参照)が、第5の実施の形態の手法はシンボル方向補間を実施していないため、ドップラー広がりが1/Ts[Hz]まで、正しく補間することが可能である(図30(b)参照)。このように、第5の実施の形態の手法は、遅延耐性に関しては第1の実施の形態の手法と同じであるものの、移動耐性に関しては第1の実施の形態の手法より向上している。
≪第6の実施の形態≫
以下、本発明の第6の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態では、第1から第3の実施の形態の場合と同様、ISDB−T方式に準拠したデジタルテレビ放送の受信装置を例に挙げて説明する。
以下では、伝送路特性推定部の構成及び動作について説明する。なお、本実施の形態において、第1から第5の実施の形態と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、第1から第5の実施の形態の説明が適用できるため本実施の形態ではその説明を省略し或いは概略を記載するに留める。
図31は、本実施の形態の伝送路特性推定部15eの構成図である。なお、図31では、伝送路特性推定部15eの内部要素と直交変換部14及び等化部16の接続関係を明確にするために、直交変換部14及び等化部16も図示している。
伝送路特性推定部15eは、SP伝送路特性推定部20とTMCC伝送路特性推定部40と適応補間部50eとキャリア方向補間部90とを備える。
自己相関算出部51eは、キャリア番号をi(iは0以上の整数)で表すと、SP伝送路特性推定部20から出力される12キャリア毎の伝送路特性H(i)を用いて、下記の(数33)で表される自己相関演算を行って、ノーテーションが12毎の自己相関値r0,r12,r24,・・・を算出する。そして、自己相関算出部51eは、算出した自己相関値rを用い、r-m=rm *の関係があることを利用して、下記の(数34)で表される自己相関行列Rxxを算出し、算出した自己相関行列Rxxをウィナーフィルタ係数算出部53eへ出力する。
図34(a)は従来の補間(1シンボル推定)のフィルタ形状の概念図であり、(b)は第6の実施の形態の適応補間のフィルタ形状の概念図である。但し、主波と、Tu/12[s]を超える遅延波が存在する場合の遅延プロファイルの模式図を利用する。
シンボル方向に補間を実施しない場合、適応補間部50dに入力される伝送路特性は12キャリア毎に存在することになるので、サンプリング定理から、Tu/12[s]毎に折り返し成分が発生する(図34(a),(b)参照)。1シンボル推定及び第6の実施の形態とも、それらにフィルタ処理を施すことによって補間を実施し、全てのキャリアに対し伝送路特性を算出する。フィルタ処理により、実線で示した信号成分を通過させ、破線で示した折り返し成分を除去できれば、補間を的確に実施できる。
従来の1シンボル推定は、遅延広がりがTu/12[s]まで、ドップラー広がりが1/Ts[Hz]まで、正しく補間することが可能である(図30(a)参照)。これに対して、第6の実施の形態の手法は、遅延広がりがTu/3[s]まで、ドップラー広がりが1/Ts[Hz]まで、正しく補間することが可能である(図35参照)。このように、第6の実施の形態の手法は、移動耐性に関しては従来の1シンボル推定と同じであるものの、遅延耐性に関しては従来の1シンボル推定より向上している。
従来の4シンボル推定は、遅延広がりがTu/3[s]まで、ドップラー広がりが1/(4Ts)[Hz]まで、正しく補間することが可能である(図15(a)参照)。これに対して、第6の実施の形態の手法は、遅延広がりがTu/3[s]まで、ドップラー広がりが1/Ts[Hz]まで、正しく補間することが可能である(図35参照)。このように、第6の実施の形態の手法は、遅延耐性に関しては従来の4シンボル推定と同じであるものの、移動耐性に関しては従来の4シンボル推定より向上している。
以下、本発明の第7の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態では第4から第5の実施の形態と同様、DVB−T方式に準拠したデジタルテレビ放送の受信装置を例に挙げて説明する。
第6の実施の形態の伝送路特性推定部15eは目的信号としてTMCC信号を利用して算出される伝送路特性の値を利用するのに対し、本実施の形態の伝送路特性推定部は目的信号としてCP信号を利用して算出される伝送路特性の値を利用する点で異なっている。なお、受信装置のその他の構成要素は本発明に関連する限りは第1の実施の形態と実質的に同じである。
<伝送路特性推定部の構成及び動作>
図37は本実施の形態の伝送路特性推定部の構成図である。図37では、伝送路特性推定部15fの内部要素と直交変換部14及び等化部16の接続関係を明確にするために、直交変換部14及び等化部16も図示している。
SP伝送路特性推定部20は、直交変換部14の出力信号からSP信号を抽出し、抽出したSP信号に基づいてそのSP信号が配置されたSPキャリアにおける伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値を適応補間部50fへ出力する。CP伝送路特性推定部80は、直交変換部14の出力信号からCP信号を抽出し、抽出したCP信号に基づいてそのCP信号が配置されたCPキャリアにおける伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値を適応補間部50fへ出力する。
自己相関算出部51fは、キャリア番号をi(iは0以上の整数)で表すと、SP伝送路特性推定部20から出力される12キャリア毎の伝送路特性H(i)を用いて、下記の(数41)で表される自己相関演算を行って、ノーテーションが12毎の自己相関値r0,r12,r24,・・・を算出する。そして、自己相関算出部51fは、算出した自己相関値rを用い、r-m=rm *の関係があることを利用して、下記の(数42)で表される自己相関行列Rxxを算出し、算出した自己相関行列Rxxをウィナーフィルタ係数算出部53fへ出力する。
ウィナーフィルタ係数算出部53fは、自己相関算出部51fから入力された自己相関行列Rxxと相互相関算出部52fから入力された相互相関ベクトルPdx、zとを用いて、下記の(数45)の演算を行って、ウィナーフィルタ係数wkを算出する。但し、本実施の形態では、相互相関ベクトル相互相関ベクトルPdx、3,Pdx、6,Pdx、9の各々に対して(数45)の演算が行われる。そして、ウィナーフィルタ係数算出部53fは、算出したウィナーフィルタ係数wkの値に基づいて、下記の(数46)を利用して、フィルタ処理部54fのフィルタ係数ckを算出し、算出したフィルタ係数ckの値をフィルタ処理部54fへ出力する。なお、(数46)において、s,tは整数である。
なお、第7の実施の形態では、適応補間の際に、ウィナーフィルタを利用した適応補間で算出可能な全てのキャリアに対して伝送路特性の算出を行っている。しかしながら、キャリア方向補間部90で適応補間部50fの出力信号をキャリア方向補間することに鑑み、ウィナーフィルタを利用した適応補間で算出可能な一部のキャリアに対してのみ適応補間で算出するようにしてもよい。
本発明は上記の実施の形態で説明した内容に限定されず、本発明の目的とそれに関連又は付随する目的を達成するためのいかなる形態においても実施可能であり、例えば、以下であってもよい。
(1)上記の各実施の形態では、ISDB−T方式又はDVB−T方式に準拠したデジタルテレビ放送の受像機を例に挙げて説明したが、これに限らず、他の方式のデジタルテレビ放送の受像機や、デジタルテレビ放送の受像機以外の受信装置に適用することが可能である。
(2)上記の各実施の形態では、受信信号がOFDM信号であるとして説明したが、これに限らず、受信信号は変調処理が施された互いに直交しない複数のキャリアを多重した伝送信号であってもよい。
(4)上記の第1から第4の実施の形態において、目的信号算出用の信号は、TMCC信号、AC信号、TMCC信号及びAC信号の双方、又はTPS信号の何れかであるが、これに限られるものではなく、例えば次のような信号であれば、目的信号算出用の信号に利用可能である。DVB−T2(DigitalVideo Broadcasting - Terrestrial 2)方式では、SP信号が何れのシンボルにも配置されていないキャリア番号のキャリアの一部に配置された連続パイロット信号(CP信号)が存在することから、目的信号算出用の信号としてDVB−T2方式のSP信号が何れのシンボルにも配置されていないキャリア番号のCP信号を利用することが可能である。なお、DVB−T2方式におけるSP信号の配置パターンの一つはISDB−T方式やDVB−T方式のSP信号の配置パターンと同じであるが、DVB−T2方式にはこれ以外のSP信号の配置パターンも用意されている。SP信号の配置パターンがISDB−T方式やDVB−T方式のSP信号の配置パターンと同じであり、FFTサイズが32kの場合のDVB−T2方式のCP信号が配置されるキャリアのキャリア番号の一例を図40に示す。
(8)上記の各実施の形態や上記の(3)〜(7)では、TMCC信号が配置されるキャリアのキャリア番号、AC信号が配置されるキャリアのキャリア番号、TPS信号が配置されるキャリアのキャリア番号、CP信号が配置されるキャリアのキャリア番号(DVB−T方式)、CP信号が配置されるキャリアのキャリア番号(DVB−T2方式)は、夫々、一のモードにおけるものを示したが、上記の各実施の形態や上記の(3)〜(7)に、他のモードのものも適用可能である。また、DVB−T2方式には、ISDB−T方式やDVB−T方式のSP信号の配置パターンと異なるSP信号の配置パターンが複数存在するが、これらも適用可能である。
(13)上記の各実施の形態において、フィルタをk=0をセンタータップとするフィルタ構成としたが、これに限られるものではなく、算出されたフィルタ係数を適用できるフィルタ構成であればよい。
(15)上記の各実施の形態を、情報データとして必要なキャリアが複数のキャリアのうちの一部である場合には、その必要なキャリアにおける伝送路特性のみ算出すればよいので、そのキャリアに対してのみウィナーフィルタ係数を算出し、補間を実施するように変形することも可能である。
さらに、第1から第4の実施の形態の手法は、例えば、シンボル方向補間によってキャリア番号0から順にA(2以上の整数)キャリア毎の伝送路特性の値が得られるとした場合、b=1,2,・・・,A−1の夫々について、キャリア番号A×c+b(c=0,1,2,・・・)のキャリアのうちの1以上のキャリアに配置され、且つ、受信側で伝送路特性の推定を行える信号が存在すれば、それを目的信号算出用の信号として用いることによって適用可能である。なお、シンボル方向補間によって伝送路特性が得られるキャリア番号は0から始まる必要は必ずしもない。
(20)上記の各実施の形態の受信装置は、典型的には集積回路であるLSIとして実現される。これらは、個別に1チップ化されてもよいし、全てまたは一部を含むように1チップ化されてもよい。ここでは、LSIとしたが、集積度の違いにより、IC、システムLSI、スーパーLSI、ウルトラLSIと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はLSIに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。LSI製造後に、プログラムすることが可能なFPGA(Field Programmable Gate Array)や、LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用しても良い。さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりLSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。
(22)上記の各実施の形態で説明した受信装置の構成の一部を受信装置又は集積回路で実現し、その一部を除く構成が行う動作の手順を受信プログラムに記載し、例えばCPU(CentralProcessing Unit)がメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行することによって実現してもよい。
2 アンテナ
3 チューナ
4 復調部
5 誤り訂正部
6 デコード部
7 表示部
11 A/D変換部
12 直交復調部
13 シンボル同期部
14 直交変換部
15 伝送路特性推定部
16 等化部
20 SP伝送路特性推定部
30 シンボル方向補間部
40 TMCC伝送路特性推定部
50 適応補間部
51 自己相関算出部
52 相互相関算出部
53 ウィナーフィルタ係数算出部
54 フィルタ処理部
Claims (18)
- 時間軸方向に複数のシンボルが配置され、シンボル毎に周波数軸方向に複数のキャリアが配置された受信信号を、シンボル毎に複数のキャリアに分離して出力する分離部と、
前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔に配置されたキャリア群に含まれる複数の第1キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第1伝送路算出部と、
前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で前記第1キャリアと異なる第2キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第2伝送路算出部と、
前記第1伝送路算出部の出力信号と前記第2伝送路算出部の出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いて前記第1伝送路算出部の出力信号をフィルタリングすることによって前記第1キャリアと異なるキャリアにおける伝送路特性を算出して出力する適応補間部と、
を備え、
前記適応補間部は、
前記第1伝送路算出部の出力信号の自己相関演算を行って自己相関行列を算出する自己相関算出部と、
前記第1伝送路算出部の出力信号と前記第2伝送路算出部の出力信号との相互相関演算を行って相互相関行列を算出する相互相関算出部と、
前記自己相関行列の逆行列と前記相互相関行列とを乗算することによって前記フィルタ係数を算出するフィルタ係数算出部と、
算出されたフィルタ係数の値を用いて前記第1伝送路算出部の出力信号をフィルタリングするフィルタ処理部と、
を備える受信装置。 - 前記相互相関算出部は、
前記第1伝送路算出部の出力信号と、周波数軸方向に前記キャリア群と同じ間隔で配置された第1キャリア群に含まれる複数の前記第2キャリアにおける前記第2伝送路算出部の出力信号との相互相関演算を行うことによって前記相互相関行列の算出を行い、
前記フィルタ処理部は、前記算出されたフィルタ係数の値を用いて前記第1伝送路算出部の出力信号をフィルタリングすることによって前記第1キャリア群に含まれるキャリアの伝送路特性を算出する
請求項1記載の受信装置。 - 前記相互相関算出部は、
前記第1伝送路算出部の出力信号と、周波数軸方向に前記キャリア群と同じ間隔で配置された第1キャリア群に含まれる複数の前記第2キャリアにおける前記第2伝送路算出部の出力信号との相互相関演算を行い、
前記第1伝送路算出部の出力信号と、周波数軸方向に前記キャリア群と同じ間隔で配置された第2キャリア群に含まれる複数の前記第2キャリアにおける前記第2伝送路算出部の出力信号との相互相関演算を行い、
前記第1キャリア群に関する前記相互相関演算の結果と前記第2キャリア群に関する前記相互相関演算の結果とに基づいて前記相互相関行列の算出を行い、
前記第2キャリア群に含まれる前記第2キャリアと前記キャリア群に含まれるキャリアとの周波数間隔の最小値は、前記第1キャリア群に含まれる前記第2キャリアと前記キャリア群に含まれるキャリアとの周波数間隔の最小値と等しい
請求項1記載の受信装置。 - 前記キャリア群は、その一部に各シンボル内で周波数軸方向に等間隔で配置され、受信装置において振幅及び位相が既知の信号が割り当てられた複数のパイロットキャリアを含み、
前記第1伝送路算出部は、
前記複数のパイロットキャリアの各々における伝送路特性を前記パイロットキャリアに係る前記分離部の出力信号と前記既知の信号とを用いて推定して出力するパイロット伝送路推定部と、
前記パイロット伝送路推定部の出力信号をシンボル方向に補間して出力するシンボル方向補間部と、
を備える請求項1記載の受信装置。 - 前記受信信号は、ISDB−T方式で規定された信号であり、
前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、
前記第2キャリアは、TMCCが配置されるキャリア、ACが配置されるキャリア、又は、TMCCが配置されるキャリア及びACが配置されるキャリアの双方のキャリアである
請求項4記載の受信装置。 - 前記受信信号は、DVB−T方式又はDVB−H方式で規定された信号であり、
前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、
前記第2キャリアは、TPSが配置されるキャリアである
請求項4記載の受信装置。 - 前記受信信号は、DVB−T2方式で規定された信号であり、
前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、
前記第2キャリアは、連続パイロットが配置されるキャリアである
請求項4記載の受信装置。 - 前記キャリア群は、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔で配置され、受信装置において振幅及び位相が既知の信号が割り当てられた複数のパイロットキャリアを含み、
前記第1伝送路算出部は、
前記複数のパイロットキャリアの各々における伝送路特性を前記パイロットキャリアに係る前記分離部の出力信号と前記既知の信号とを用いて推定して出力する
請求項1記載の受信装置。 - 前記受信信号は、DVB−T方式又はDVB−H方式で規定された信号であり、
前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、
前記第2キャリアは、TPSが配置されるキャリア及び連続パイロットが配置されるキャリアの双方のキャリアである
請求項8記載の受信装置。 - 前記受信信号は、DVB−T2方式で規定された信号であり、
前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、
前記第2キャリアは、連続パイロットが配置されるキャリアである
請求項8記載の受信装置。 - 前記キャリア群は、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔で配置され、受信装置において振幅及び位相が既知の信号が割り当てられた複数のパイロットキャリアを含み、
前記第1伝送路算出部は、
前記複数のパイロットキャリアの各々における伝送路特性を前記パイロットキャリアに係る前記分離部の出力信号と前記既知の信号とを用いて推定して出力し、
前記受信装置は、
前記適応補間部の出力信号をキャリア方向に補間するキャリア方向補間部
を更に備える請求項1記載の受信装置。 - 前記受信信号は、ISDB−T方式で規定された信号であり、
前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、
前記第2キャリアは、TMCCが配置されるキャリア、ACが配置されるキャリア、又は、TMCCが配置されるキャリア及びACが配置されるキャリアの双方のキャリアである
請求項11記載の受信装置。 - 前記受信信号は、DVB−T方式又はDVB−H方式で規定された信号であり、
前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、
前記第2キャリアは、TPSが配置されるキャリア、又は、連続パイロットが配置されるキャリアである
請求項11記載の受信装置。 - 前記受信信号は、DVB−T2方式で規定された信号であり、
前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、
前記第2キャリアは、連続パイロットが配置されるキャリアである
請求項11記載の受信装置。 - 時間軸方向に複数のシンボルが配置され、シンボル毎に周波数軸方向に複数のキャリアが配置された受信信号を、シンボル毎に複数のキャリアに分離して出力する分離部と、
前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔に配置されたキャリア群に含まれる複数の第1キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第1伝送路算出部と、
前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で前記第1キャリアと異なる第2キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第2伝送路算出部と、
前記第1伝送路算出部の出力信号と前記第2伝送路算出部の出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いて前記第1伝送路算出部の出力信号をフィルタリングすることによって前記第1キャリアと異なるキャリアにおける伝送路特性を算出して出力する適応補間部と、
を備え、
前記適応補間部は、
前記第1伝送路算出部の出力信号の自己相関演算を行って自己相関行列を算出する自己相関算出部と、
前記第1伝送路算出部の出力信号と前記第2伝送路算出部の出力信号との相互相関演算を行って相互相関行列を算出する相互相関算出部と、
前記自己相関行列の逆行列と前記相互相関行列とを乗算することによって前記フィルタ係数を算出するフィルタ係数算出部と、
算出されたフィルタ係数の値を用いて前記第1伝送路算出部の出力信号をフィルタリングするフィルタ処理部と、
を備える集積回路。 - 時間軸方向に複数のシンボルが配置され、シンボル毎に周波数軸方向に複数のキャリアが配置された受信信号を、シンボル毎に複数のキャリアに分離して出力する分離部と、
前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔に配置されたキャリア群に含まれる複数の第1キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第1伝送路算出部と、
前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で前記第1キャリアと異なる第2キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第2伝送路算出部と、
前記第1伝送路算出部の出力信号と前記第2伝送路算出部の出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いて前記第1伝送路算出部の出力信号をフィルタリングすることによって前記第1キャリアと異なるキャリアにおける伝送路特性を算出して出力する適応補間部と、
を備え、
前記適応補間部は、
前記第1伝送路算出部の出力信号の自己相関演算を行って自己相関行列を算出する自己相関算出部と、
前記第1伝送路算出部の出力信号と前記第2伝送路算出部の出力信号との相互相関演算を行って相互相関行列を算出する相互相関算出部と、
前記自己相関行列の逆行列と前記相互相関行列とを乗算することによって前記フィルタ係数を算出するフィルタ係数算出部と、
算出されたフィルタ係数の値を用いて前記第1伝送路算出部の出力信号をフィルタリングするフィルタ処理部と、
を備えるデジタルテレビ受像機。 - 時間軸方向に複数のシンボルが配置され、シンボル毎に周波数軸方向に複数のキャリアが配置された受信信号を受信する受信装置において行われる受信方法であって、
前記受信信号をシンボル毎に複数のキャリアに分離して出力する分離ステップと、
前記分離ステップにおける出力信号を用いて、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔に配置されたキャリア群に含まれる複数の第1キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第1伝送路算出ステップと、
前記分離ステップにおける出力信号を用いて、各シンボル内で前記第1キャリアと異なる第2キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第2伝送路算出ステップと、
前記第1伝送路算出ステップにおける出力信号と前記第2伝送路算出ステップにおける出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いて前記第1伝送路算出ステップにおける出力信号をフィルタリングすることによって前記第1キャリアと異なるキャリアにおける伝送路特性を算出して出力する適応補間ステップと、
を有し、
前記適応補間ステップは、
前記第1伝送路算出ステップにおける出力信号の自己相関演算を行って自己相関行列を算出する自己相関算出ステップと、
前記第1伝送路算出ステップにおける出力信号と前記第2伝送路算出ステップにおける出力信号との相互相関演算を行って相互相関行列を算出する相互相関算出ステップと、
前記自己相関行列の逆行列と前記相互相関行列とを乗算することによって前記フィルタ係数を算出するフィルタ係数算出ステップと、
算出されたフィルタ係数の値を用いて前記第1伝送路算出ステップにおける出力信号をフィルタリングするフィルタ処理ステップと、
を有する受信方法。 - 時間軸方向に複数のシンボルが配置され、シンボル毎に周波数軸方向に複数のキャリアが配置された受信信号を受信する受信装置に、
前記受信信号をシンボル毎に複数のキャリアに分離して出力する分離ステップと、
前記分離ステップにおける出力信号を用いて、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔に配置されたキャリア群に含まれる複数の第1キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第1伝送路算出ステップと、
前記分離ステップにおける出力信号を用いて、各シンボル内で前記第1キャリアと異なる第2キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第2伝送路算出ステップと、
前記第1伝送路算出ステップにおける出力信号と前記第2伝送路算出ステップにおける出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いて前記第1伝送路算出ステップにおける出力信号をフィルタリングすることによって前記第1キャリアと異なるキャリアにおける伝送路特性を算出して出力する適応補間ステップと、
を実行させ、
前記適応補間ステップにおいて、前記受信装置に、
前記第1伝送路算出ステップにおける出力信号の自己相関演算を行って自己相関行列を算出する自己相関算出ステップと、
前記第1伝送路算出ステップにおける出力信号と前記第2伝送路算出ステップにおける出力信号との相互相関演算を行って相互相関行列を算出する相互相関算出ステップと、
前記自己相関行列の逆行列と前記相互相関行列とを乗算することによって前記フィルタ係数を算出するフィルタ係数算出ステップと、
算出されたフィルタ係数の値を用いて前記第1伝送路算出ステップにおける出力信号をフィルタリングするフィルタ処理ステップと、
を実行させる受信プログラム。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010502379A JP5324562B2 (ja) | 2008-06-16 | 2009-06-11 | 受信装置、集積回路、デジタルテレビ受像機、受信方法、及び受信プログラム |
Applications Claiming Priority (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008156187 | 2008-06-16 | ||
JP2008156187 | 2008-06-16 | ||
PCT/JP2009/002650 WO2009153946A1 (ja) | 2008-06-16 | 2009-06-11 | 受信装置、集積回路、デジタルテレビ受像機、受信方法、及び受信プログラム |
JP2010502379A JP5324562B2 (ja) | 2008-06-16 | 2009-06-11 | 受信装置、集積回路、デジタルテレビ受像機、受信方法、及び受信プログラム |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPWO2009153946A1 JPWO2009153946A1 (ja) | 2011-11-24 |
JP5324562B2 true JP5324562B2 (ja) | 2013-10-23 |
Family
ID=41433870
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2010502379A Active JP5324562B2 (ja) | 2008-06-16 | 2009-06-11 | 受信装置、集積回路、デジタルテレビ受像機、受信方法、及び受信プログラム |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US8433010B2 (ja) |
EP (1) | EP2290857B1 (ja) |
JP (1) | JP5324562B2 (ja) |
CN (1) | CN101779401B (ja) |
WO (1) | WO2009153946A1 (ja) |
Families Citing this family (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5174741B2 (ja) * | 2009-05-14 | 2013-04-03 | 富士通株式会社 | 半導体集積回路及び受信信号処理方法 |
JP5411659B2 (ja) * | 2009-11-05 | 2014-02-12 | 日本放送協会 | Ofdm信号受信におけるマルチパス歪み等化装置および受信装置 |
JP5441811B2 (ja) * | 2010-04-27 | 2014-03-12 | シャープ株式会社 | 受信装置、基地局装置、無線通信システム、伝搬路推定方法、制御プログラムおよび集積回路 |
JP5398652B2 (ja) * | 2010-06-29 | 2014-01-29 | 株式会社東芝 | Ofdm受信装置 |
US8842750B2 (en) * | 2010-12-21 | 2014-09-23 | Intel Corporation | Channel estimation for DVB-T2 demodulation using an adaptive prediction technique |
US20130223544A1 (en) * | 2012-02-28 | 2013-08-29 | Neal Becker | System and method for efficient frequency estimation in burst-mode communication |
KR101354767B1 (ko) * | 2012-06-07 | 2014-01-23 | 엘에스산전 주식회사 | 출력 제어 장치 및 방법 |
TWI551064B (zh) * | 2012-12-27 | 2016-09-21 | 晨星半導體股份有限公司 | 無線接收系統及其頻道效應估計方法 |
TWI513227B (zh) * | 2013-02-07 | 2015-12-11 | Mstar Semiconductor Inc | 用於估計頻道響應之裝置及方法 |
JP6266128B2 (ja) | 2014-11-21 | 2018-01-24 | 三菱電機株式会社 | 等化装置、等化方法、及び受信装置 |
CN107852409A (zh) * | 2015-07-21 | 2018-03-27 | Lg 电子株式会社 | 广播信号发送装置、广播信号接收装置、广播信号发送方法以及广播信号接收方法 |
JP6410747B2 (ja) | 2016-02-26 | 2018-10-24 | 三菱電機株式会社 | 受信装置及び受信方法 |
EP3484111B1 (en) * | 2016-07-08 | 2022-03-09 | Sony Semiconductor Solutions Corporation | Transmitting device, transmitting method, receiving device and receiving method |
US10218549B1 (en) | 2018-01-24 | 2019-02-26 | National Instruments Corporation | Wireless radio receiver that performs adaptive phase tracking |
US10218548B1 (en) * | 2018-01-24 | 2019-02-26 | National Instruments Corporation | Wireless radio receiver that performs adaptive phase tracking |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005151447A (ja) * | 2003-11-19 | 2005-06-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ofdm受信装置 |
JP2005527153A (ja) * | 2002-05-24 | 2005-09-08 | ディブコン | マルチキャリア信号用可変伝送チャンネルの伝送機能を推定するための方法及び装置 |
WO2006128188A2 (en) * | 2005-05-27 | 2006-11-30 | Mediaphy Corporation | Adaptive interpolator for channel estimation |
WO2009125592A1 (ja) * | 2008-04-11 | 2009-10-15 | パナソニック株式会社 | 受信装置、集積回路、デジタルテレビ受像機、受信方法、及び受信プログラム |
WO2009125599A1 (ja) * | 2008-04-10 | 2009-10-15 | パナソニック株式会社 | 受信装置、受信方法、集積回路、デジタルテレビ受像機、プログラム |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN100442681C (zh) * | 2002-10-11 | 2008-12-10 | 松下电器产业株式会社 | 环路干扰消除器、中继系统和环路干扰消除方法 |
CN100558095C (zh) * | 2003-03-27 | 2009-11-04 | 株式会社Ntt都科摩 | 估计多个信道的设备和方法 |
GB2412552A (en) * | 2004-03-26 | 2005-09-28 | Sony Uk Ltd | Receiver |
US7876839B2 (en) * | 2005-12-30 | 2011-01-25 | Intel Corporation | Receiver and method for channel estimation for multicarrier communication systems |
JP4736989B2 (ja) | 2006-07-24 | 2011-07-27 | パナソニック電工株式会社 | 無線機 |
EP2056499B1 (en) * | 2006-08-21 | 2018-12-05 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Receiver, integrated circuit, and reception method |
US7940848B2 (en) * | 2007-04-02 | 2011-05-10 | Infineon Technologies Ag | System having an OFDM channel estimator |
-
2009
- 2009-06-11 JP JP2010502379A patent/JP5324562B2/ja active Active
- 2009-06-11 WO PCT/JP2009/002650 patent/WO2009153946A1/ja active Application Filing
- 2009-06-11 CN CN200980100158.3A patent/CN101779401B/zh active Active
- 2009-06-11 EP EP09766394.2A patent/EP2290857B1/en active Active
- 2009-06-11 US US12/670,934 patent/US8433010B2/en active Active
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005527153A (ja) * | 2002-05-24 | 2005-09-08 | ディブコン | マルチキャリア信号用可変伝送チャンネルの伝送機能を推定するための方法及び装置 |
JP2005151447A (ja) * | 2003-11-19 | 2005-06-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ofdm受信装置 |
WO2006128188A2 (en) * | 2005-05-27 | 2006-11-30 | Mediaphy Corporation | Adaptive interpolator for channel estimation |
WO2009125599A1 (ja) * | 2008-04-10 | 2009-10-15 | パナソニック株式会社 | 受信装置、受信方法、集積回路、デジタルテレビ受像機、プログラム |
WO2009125592A1 (ja) * | 2008-04-11 | 2009-10-15 | パナソニック株式会社 | 受信装置、集積回路、デジタルテレビ受像機、受信方法、及び受信プログラム |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20100309383A1 (en) | 2010-12-09 |
CN101779401A (zh) | 2010-07-14 |
EP2290857B1 (en) | 2019-04-03 |
EP2290857A4 (en) | 2016-05-11 |
WO2009153946A1 (ja) | 2009-12-23 |
CN101779401B (zh) | 2014-01-08 |
EP2290857A1 (en) | 2011-03-02 |
JPWO2009153946A1 (ja) | 2011-11-24 |
US8433010B2 (en) | 2013-04-30 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5324562B2 (ja) | 受信装置、集積回路、デジタルテレビ受像機、受信方法、及び受信プログラム | |
KR100939941B1 (ko) | 채널 추정을 이용한 다중 캐리어 시스템 내 심볼 타이밍수정 | |
JP4938679B2 (ja) | キャリア間干渉除去装置及びこれを用いた受信装置 | |
EP2264921B1 (en) | Receiving apparatus, receiving method, integrated circuit, digital television receiver, and program | |
EP2131512B1 (en) | OFDM reception device, OFDM reception method, OFDM reception circuit, integrated circuit and program | |
EP3675396B1 (en) | Receiver, method of reception, reception program, integrated circuit, and digital television | |
JP5084092B2 (ja) | パイロットを分散させ該パイロットに影響を及ぼす干渉を抑えるように設計されたマルチキャリア信号 | |
WO2007142313A1 (ja) | 受信機および周波数情報推定方法 | |
WO2007055042A1 (ja) | 直交周波数分割多重信号の受信装置および受信方法 | |
US20100046652A1 (en) | Receiving device, signal processing method, and program | |
JP2008278363A (ja) | デジタル放送受信装置 | |
WO2007096663A2 (en) | Ofdem channel estimation systems | |
US8462900B2 (en) | Reception device, integrated circuit, and reception method | |
JP2003051802A (ja) | デジタル受信方式 | |
JP2008042575A (ja) | 受信装置 | |
US8699632B2 (en) | OFDM reception device, OFDM reception circuit, OFDM reception method, and OFDM reception program | |
KR20120059243A (ko) | 직교 부호화 주파수 분할 다중 방식 통신 시스템에서 간소화된 주파수 오프셋 추정 방법 및 수신기 | |
JP2004159138A (ja) | Ofdm変調方式による無線システム及び受信器 | |
JP2008187652A (ja) | 受信装置及び通信方法 | |
JP2008199499A (ja) | Ofdm信号等化装置及び方法 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20120126 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20130514 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20130605 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20130625 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20130718 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5324562 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |