CN101779401B - 接收装置、集成电路、数字电视接收机、接收方法 - Google Patents

Abstract

正交变换部(14)按照每个码元将接收信号分离成多个载波。传送路径特性估计部(15)内的SP传送路径特性估计部(20)使用正交变换部(14)的输出对配置有SP的载波中的传送路径特性进行计算，码元方向插值部(30)在码元(时间)方向上对SP传送路径特性估计部(20)的输出信号进行插值。TMCC传送路径特性估计部(40)使用正交变换部(14)的输出对配置有TMCC的载波中的传送路径特性进行计算。自适应插值部(50)使用码元方向插值部(30)的输出和TMCC传送路径特性估计部(40)的输出来计算滤波器系数，使用所计算的滤波器系数的值对码元方向插值部(30)的输出进行自适应插值。

Description

接收装置、集成电路、数字电视接收机、接收方法

技术领域

本发明涉及对实施了调制处理的多个载波进行了复用的传送信号的解调处理中使用的传送路径估计技术。

背景技术

正交频分复用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：OFDM）方式是使用多载波的数字传送方式之一，应用于以日本地面数字广播方式（Integrated Services Digital Broadcasting -Terrestrial：ISDB-T）和欧洲地面数字广播方式（Digital Video Broadcasting -Terrestrial：DVB-T）为首的IEEE802.11a等各种数字通信中。OFDM方式由于是在保持正交性的同时紧密地排列多个载波的方式，所以是频率利用效率高的传送方式。并且，在OFDM方式中，由于能够将码元长度设定得较长，所以是能较强地应对因多个到达波而产生的码元间干扰的方式。

在OFDM方式中广泛地应用保护间隔技术。该技术为：按照在码元内具有周期性的方式将有效码元的后一部分作为保护间隔附加在有效码元的前面，能够避开与因多路径干扰而产生的码元间干扰（Inter-Symbol-Interference：ISI）相关联的干扰成分来实施快速傅里叶变换（Fast Fourier Transform：FFT）。通过在OFDM方式中应用保护间隔技术，使得OFDM方式对多路径干扰具有很好的抗性。

在上述的ISDB-T方式和DVB-T方式中，发送信号使用由图41示出其概略的发送格式。在图41中，横轴表示OFDM信号的载波（频率）方向，纵轴表示OFDM信号的码元（时间）方向。在ISDB-T方式和DVB-T方式中，被称为离散导频（Scattered Pilot：SP）的作为均衡基准的导频信号（以下称为“离散导频信号”或“SP信号”）按照如下的方式被配置和发送，即：在1个码元内每12个载波配置1个，每个码元错开3个载波，并按照4个码元来循环。其中，SP信号是在接收装置中振幅和相位已知的信号。另外，以下将配置有SP信号的载波称为“SP载波”。并且，在DVB-H（Digital Video Broadcasting Handheld：手持数字视频广播）中，SP信号的配置图案也是与ISDB-T方式和DVB-T方式相同的配置图案。

发送信号X在传送路径中因多路径干扰和衰减等受到各种振幅和相位的变形，作为接收信号Y被接收。在多路径环境中，由于发送信号反射到各种物体上而产生各路径的到达时间的差异，所以传送路径的特性具有延迟扩展，并且，在移动环境中，受多普勒偏移的影响，各种到达方向的波互相重叠，传送路径的特性具有多普勒展宽。如果将在传送路径中接收到的振幅和相位的特性（传送路径特性）设为H，则发送信号X和接收信号Y具有下述的（式1）所示的关系。

Y＝HX（式1）

据此，接收装置估计传送路径特性H，通过对接收信号Y乘以其逆特性来校正接收信号Y在传送路径中接收到的振幅和相位的变形，再现发送信号X。在ISDB-T方式和DVB-T方式中，使用上述的SP信号来进行传送路径特性H的估计。接收装置的接收环境存在多个长延迟环境，该长延迟环境指多个发送站使用同一频率进行发送的SFN（SingleFrequency Network：单频网络）环境和接收被远方的反射物反射的电波的接收环境等。另外，车内等移动中的接收方式的需求也提高。因为这些情况，在传送路径特性的估计中期望对延迟扩展的抗性和对开普勒展宽的抗性。

以下，参照图42对ISDB-T方式和DVB-T方式中的一般的振幅和相位的变形的校正处理进行说明。在接收装置1000中，FFT部1001按照每个码元对接收信号进行快速傅里叶变换（Fast Fourier Transform：FFT），分离成多个载波。传送路径特性估计部1003利用FFT部1001的输出信号中包含的SP信号来估计传送路径特性。均衡部1002通过对FFT部1001的输出信号乘以所估计出的传送路径特性的逆特性来校正该输出信号的振幅和相位的变形，再现发送信号。

一般情况下，使用了SP信号的传送路径特性的估计方法具有以下举出的两个基本方法。

参照图43至图44对一个传送路径特性的估计方法进行说明。由图43示出结构的传送路径特性估计部1003的SP传送路径特性估计部1010从FFT部1001的输出信号中提取包含在其中的SP信号，生成在接收装置侧已知的SP信号（振幅和相位与发送侧所生成的SP信号相同的SP信号），用所提取的SP信号除以所生成的SP信号，将除法结果作为配置有SP信号的SP载波中的传送路径特性的值输出给码元方向插值部1011。码元方向插值部1011在码元（时间）方向上插值SP传送路径特性估计部1010所输出的SP载波中的传送路径特性的值，计算每3个载波的传送路径特性的值（参照图44（a））。载波方向插值部1012在载波（频率）方向上插值码元方向插值部1011所输出的每3个载波的传送路径特性的值，计算所有载波的传送路径特性的值（参照图44（b））。由于根据每4个码元的SP信号来估计传送路径特性，所以以下将其称为“4码元估计”。

与此相对，具有其他的传送路径特性的估计方法，即：在码元方向上不对SP载波中的传送路径特性进行插值，只通过在载波方向上对每12个载波的SP载波中的传送路径特性进行插值来计算所有载波中的传送路径特性。由于根据每1个码元的SP信号来估计传送路径特性，所以以下将其称为“1码元估计”。

参照图45至图46对其进行说明。由45示出结构的传送传送路径特性估计部1003a的SP传送路径特性估计部1010如上所述那样计算SP载波中的传送路径特性，将所计算出的每12个载波的传送路径特性的值输出给载波方向插值部1012a。载波方向插值部1012a在载波方向上插值SP传送路径特性估计部1010所输出的每12个载波的传送路径特性的值，计算所有载波的传送路径特性的值（参照图46）。

上述的4码元估计和1码元估计具有以下的特征。其中，如果将OFDM有效码元长度记载为Tu[s]、将OFDM码元长度记载为Ts[s]、将保护间隔长度记载为Tg[s]，则进一步具有下述的（式2）所示的关系。

Ts＝Tu+Tg  （式2）

在4码元估计的情况下，由于只根据每4个码元的SP载波中的传送路径特性来实施码元方向插值，所以如图47（a）所示，根据采样定理，使用通过频带为1/(4Ts)[Hz]以下的滤波器来实施码元方向插值。因此，在4码元估计中，如果开普勒展宽是1/(4Ts)[Hz]以下，则不会受到混叠（aliasing）的影响，能够进行码元方向插值。并且，码元方向插值后，由于只根据每3个载波的传送路径特性来实施载波方向插值，所以如图47（b）所示，根据采样定理，使用通过频带为Tu/3[s]以下的滤波器来实施载波方向插值。因此，在4码元估计中，如果延迟扩展是Tu/3[s]以下，则不受混叠的影响，能够进行载波方向插值。这样，在4码元估计中，如果开普勒展宽是1/(4Ts)[Hz]以下、延迟扩展是Tu/3[s]以下，则能够进行传送路径特性的估计。

另一方面，在1码元估计的情况下，由于在码元方向上不实施插值，所以根据采样定理，如果开普勒展宽是1/Ts[Hz]以下，则不会受到混叠的影响。并且，由于只根据每12个载波的传送路径特性来实施载波方向插值，所以如图48所示，根据采样定理，使用通过频带为Tu/12[s]以下的滤波器来实施载波方向插值。因此，在1码元估计中，如果延迟扩展是Tu/12[s]以下，则不受混叠的影响，能够进行载波方向插值。这样，在1码元估计中，如果开普勒展宽是1/Ts[Hz]以下、延迟扩展是Tu/12[s]以下，则能够进行传送路径特性的估计。

并且，非专利文件1公开了对码元方向和载波方向的2维实施自适应插值的技术。这是使用了维纳滤波器的自适应插值，根据最大延迟和最大开普勒频率来计算确切的滤波器系数，以所计算出的滤波器系数为基准，使用根据导频信号计算出的配置有导频信号的载波中的传送路径特性的值来实施插值。

具体来讲，接收装置根据最大延迟量τ_max和最大开普勒频率f_Dmax来计算下述的（式3）至（式6）所示的自相关矩阵和互协方差矢量，以此为基准，使用下述的（式7）来计算滤波器系数。并且，接收装置以所计算出的滤波器系数为基准，使用根据导频信号计算出的配置有导频信号的载波中的传送路径特性的值来实施插值。

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\Δt},\mathrm{\Δf}}({k-k}^{\′\′},{l-l}^{\′\′})={\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\Δt}}\left({k-k}^{\′\′}\right){\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\Δf}}\left({l-l}^{\′\′}\right)$ (式3）

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\Δt}}(k^{\′}-k^{\′\′})=\mathrm{si}\left(2\mathrm{\π}{f}_{D\max }{T}_s(k-k^{\′\′})\right)$ （式4）

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\Δf}}(l^{\′}-l^{\′\′})=\mathrm{si}\left(2\mathrm{\π}{\mathrm{\τ}}_{\max }\mathrm{\ΔF}(l-l^{\′\′})\right)$ （式5）

$\mathrm{\Φ}(k^{\′}-k^{\′\′},l^{\′}-l^{\′\′})=\frac{N_0}{E_s}\mathrm{\δ}(k^{\′}-k^{\′\′},l^{\′}-l^{\′\′})+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\Δt}}(k^{\′}-k^{\′\′}){\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\Δf}}(l^{\′}-l^{\′\′})$ （式6）

${{\underset{\‾}{\mathrm{\ω}}}_0}^T(k,l)={\underset{\‾}{\mathrm{\θ}}}^T(k,l){\underset{\‾}{\mathrm{\Φ}}}^{-1}$ （式7）

由此，能够根据接收环境来形成插值滤波器，针对延迟扩展和开普勒展宽能够改变插值滤波器的通过频带。因此，在延迟扩展和开普勒展宽较小时，能够自适应地使插值滤波器的通过频带变窄，能够除去噪声成分，实现传送路径特性的估计精度的提高。

非专利文件1：“Two-dimensional pilot-symbol-aided channel estimationby Wiener filtering”Hoeher,P.;Kaiser,S.;Robertson,P.;Acoustics,Speech,and Signal Processing,1997.ICASSP-97.,1997IEEE InternationalConference on Volume3,21-24April1997Page(s):1845-1848vol.3DigitalObject Identifier 10.1109/ICASSP.1997.598897。

在使用上述的4码元估计的情况下，在不存在例如超过Tu/3[s]的延迟波的接收环境中，由于想让其通过的主波的成分和延迟波的成分包含在用于载波方向插值的滤波器的通过频带中，所以能够通过滤波器（参照图49（a）），能够准确地估计传送路径特性。然而，在存在超过Tu/3[s]的延迟波的接收环境中，由于想让其通过的延迟波的成分不包含在滤波器的通过频带中，所以不通过滤波器，而由于不想让其通过的混叠成分包含在滤波器的通过频带中，所以通过滤波器（参照图49（b）），不能准确地估计传送路径特性。因此，具有如下课题：接收装置不能确切地校正接收信号在传送路径中接收到的振幅和相位的变形，使接收性能劣化。

并且，在使用上述的1码元估计的情况下，例如在不存在超过Tu/12[s]的延迟波的接收环境中，由于想让其通过的主波的成分和延迟波的成分包含在用于载波方向插值的滤波器的通过频带中，所以通过滤波器（参照图50（a）），能够准确地估计传送路径特性。然而，在存在超过Tu/12[s]的延迟波的接收环境中，由于想让其通过的延迟波的成分不包含在滤波器的通过频带中，所以不通过滤波器，而由于不想让其通过的混叠成分包含在滤波器的通过频带中，所以通过滤波器（参照图50（b）），不能准确地估计传送路径特性。因此，具有如下课题：接收装置不能确切地校正接收信号在传送路径中接收到的振幅和相位的变形，使接收性能劣化。

现在，在ISDB-T方式中专用的保护间隔比是有效码元的1/8，1码元估计即使对收敛在保护间隔中的延迟波也不能插值。也就是说，虽然移动抗性提高到1/Ts[Hz]，但在具有收敛在保护间隔中的延迟波的接收环境中也很难接收。

另外，在非专利文件1公开的传送路径特性的估计方法中，只根据接收环境来自适应地改变滤波器的通过频带的宽度，不能除去在主波和延迟波之间产生的伴随采样定理的混叠成分。因此，与上述的4码元估计和1码元估计同样，具有使接收性能劣化这样的课题。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种通过实现对延迟扩展的抗性的提高，即使在长延迟环境中也能达成传送路径特性的估计精度的提高的接收装置、集成电路、数字电视接收机、接收方法及接收程序。

为了达成上述目的，本发明的接收装置具备：分离部，其将在时间轴方向上配置有多个码元、每个码元在频率轴方向上配置有多个载波的接收信号按照每个码元分离成多个载波并输出；第1传送路径计算部，其使用所述分离部的输出信号，对在各码元内在频率轴方向上按照等间隔配置的载波组中所包含的多个第1载波中的传送路径特性进行计算并输出；第2传送路径计算部，其使用所述分离部的输出信号，对在各码元内与所述第1载波不同的第2载波中的传送路径特性进行计算并输出；以及自适应插值部，其根据所述第1传送路径计算部的输出信号和所述第2传送路径计算部的输出信号来计算滤波器系数，使用所计算的滤波器系数的值对所述第1传送路径计算部的输出信号进行滤波，由此计算与所述第1载波不同的载波中的传送路径特性并输出。

并且，本发明的集成电路具备：分离部，其将在时间轴方向上配置有多个码元、每个码元在频率轴方向上配置有多个载波的接收信号按照每个码元分离成多个载波并输出；第1传送路径计算部，其使用所述分离部的输出信号，对在各码元内在频率轴方向上按照等间隔配置的载波组中所包含的多个第1载波中的传送路径特性进行计算并输出；第2传送路径计算部，其使用所述分离部的输出信号，对在各码元内与所述第1载波不同的第2载波中的传送路径特性进行计算并输出；以及自适应插值部，其根据所述第1传送路径计算部的输出信号和所述第2传送路径计算部的输出信号来计算滤波器系数，使用所计算的滤波器系数的值对所述第1传送路径计算部的输出信号进行滤波，由此计算与所述第1载波不同的载波中的传送路径特性并输出。

另外，本发明的数字电视接收机具备：分离部，其将在时间轴方向上配置有多个码元、每个码元在频率轴方向上配置有多个载波的接收信号按照每个码元分离成多个载波并输出；第1传送路径计算部，其使用所述分离部的输出信号，对在各码元内在频率轴方向上按照等间隔配置的载波组中所包含的多个第1载波中的传送路径特性进行计算并输出；第2传送路径计算部，其使用所述分离部的输出信号，对在各码元内与所述第1载波不同的第2载波中的传送路径特性进行计算并输出；以及自适应插值部，其根据所述第1传送路径计算部的输出信号和所述第2传送路径计算部的输出信号来计算滤波器系数，使用所计算的滤波器系数的值对所述第1传送路径计算部的输出信号进行滤波，由此计算与所述第1载波不同的载波中的传送路径特性并输出。

另外，本发明的接收方法是一种在接收装置中进行的接收方法，该接收装置接收在时间轴方向上配置有多个码元、每个码元在频率轴方向上配置有多个载波的接收信号，该接收方法具有：分离步骤，其将所述接收信号按照每个码元分离成多个载波并输出；第1传送路径计算步骤，其使用所述分离步骤中的输出信号，对在各码元内在频率轴方向上按照等间隔配置的载波组中所包含的多个第1载波中的传送路径特性进行计算并输出；第2传送路径计算步骤，其使用所述分离步骤中的输出信号，对在各码元内与所述第1载波不同的第2载波中的传送路径特性进行计算并输出；以及自适应插值步骤，其根据所述第1传送路径计算步骤中的输出信号和所述第2传送路径计算步骤中的输出信号来计算滤波器系数，使用所计算的滤波器系数的值对所述第1传送路径计算步骤中的输出信号进行滤波，由此计算与所述第1载波不同的载波中的传送路径特性并输出。

另外，本发明的接收程序使接收装置执行以下步骤，所述接收装置接收在时间轴方向上配置有多个码元、每个码元在频率轴方向上配置有多个载波的接收信号，所述步骤为：分离步骤，其将所述接收信号按照每个码元分离成多个载波并输出；第1传送路径计算步骤，其使用所述分离步骤中的输出信号，对在各码元内在频率轴方向上按照等间隔配置的载波组中所包含的多个第1载波中的传送路径特性进行计算并输出；第2传送路径计算步骤，其使用所述分离步骤中的输出信号，对在各码元内与所述第1载波不同的第2载波中的传送路径特性进行计算并输出；以及自适应插值步骤，其根据所述第1传送路径计算步骤中的输出信号和所述第2传送路径计算步骤中的输出信号来计算滤波器系数，使用所计算的滤波器系数的值对所述第1传送路径计算步骤中的输出信号进行滤波，由此计算与所述第1载波不同的载波中的传送路径特性并输出。

根据上述接收装置、集成电路、数字电视接收机、接收方法及接收程序的各个，只使用分离部的输出信号中的码元内的一部分载波、即频率轴方向的预定载波所涉及的信号，根据第1传送路径特性计算部的输出信号和第2传送路径特性计算部的输出信号来计算滤波器系数，使用所计算出的滤波器系数来对第1传送路径特性计算部的输出信号进行滤波。这样，使用实际接收的第2载波中的传送路径特性的值，自适应插值部计算用于第1传送路径特性计算部的输出信号的滤波的滤波器系数。因此，能够计算成为如下滤波器特性这样的滤波器系数，即：将包含有期望的信号成分的频带作为通过频带，将包含有等间隔提取的情况下产生的混叠成分的频带作为截止频带。因此，能够实现对延迟扩展的抗性的提高，即使在长延迟环境中也能达成传送路径特性的计算精度的提高。

附图说明

图1是第1实施方式的接收装置的结构图。

图2是图1的解调部的结构图。

图3是图2的传送路径特性估计部的结构图。

图4是图3的SP传送路径特性估计部的结构图。

图5是图3的码元方向插值部进行的码元方向插值的概念图。

图6是图3的TMCC传送路径特性估计部的结构图。

图7是表示ISDB-T方式的Mode3、同步调制中的配置有TMCC信号的载波的载波号的图。

图8是图3的自适应插值部的结构图。

图9是图8的自相关计算部所进行的自相关运算的概念图。

图10是图8的互相关计算部所进行的互相关运算的概念图。

图11是表示载波号3n+1中配置有TMCC信号的载波的载波号的图。

图12是表示载波号3n+2中配置有TMCC信号的载波的载波号的图。

图13是图8的自适应插值部进行的自适应插值的概念图。

图14（a）是以往插值（4码元估计）的滤波器形状的概念图，（b）是第1实施方式的自适应插值部进行的自适应插值的滤波器形状的概念图。

图15（a）是表示以往插值（4码元估计）的能插值的区域的图，（b）是第1实施方式的自适应插值部进行的自适应插值的能插值区域的图。

图16是第2实施方式的传送路径特性估计部的结构图。

图17是图16的AC传送路径特性估计部的结构图。

图18是表示ISDB-T方式的Mode3、同步调制中的配置有AC信号的载波的载波号的图。

图19是第3实施方式的传送路径特性估计部的结构图。

图20是第4实施方式的传送路径特性估计部的结构图。

图21是图20的TSP传送路径特性估计部的结构图。

图22是表示DVB-T方式的8k模式中的配置有TPS信号的载波的载波号的图。

图23是第5实施方式的传送路径特性估计部的结构图。

图24是图23的CP传送路径特性估计部的结构图。

图25是表示DVB-T方式的8k模式中的配置有连续导频信号（CP信号）的载波的载波号的图。

图26是图23的自适应插值部的结构图。

图27是图26的自相关计算部所进行的自相关运算的概念图。

图28是图26的互相关计算部所进行的互相关运算的概念图。

图29（a）是以往插值（1码元估计）的滤波器形状的概念图，（b）是第5实施方式的自适应插值部进行的自适应插值的滤波器形状的概念图。

图30（a）是表示以往插值（1码元估计）的能插值的区域的图，（b）是第5实施方式的自适应插值部进行的自适应插值的能插值区域的图。

图31是第6实施方式的传送路径特性估计部的结构图。

图32是图31的自适应插值部的结构图。

图33（a）是表示离散导频信号的配置的概念图，（b）是图32的自适应插值部进行的自适应插值的概念图，（c）是图32的载波方向插值部进行的载波方向插值的概念图。

图34（a）是以往插值（1码元估计）的滤波器形状的概念图，（b）是第6实施方式的自适应插值的滤波器形状的概念图。

图35是表示第6实施方式的自适应插值的能插值区域的图。

图36（a）是与自适应插值部的图33（b）不同的一个自适应插值的概念图，（b）是与自适应插值部的图33（b）不同的其他自适应插值的概念图。

图37是第7实施方式的传送路径特性估计部的结构图。

图38是图37的自适应插值部的结构图。

图39是图37的载波方向插值部进行的载波方向插值的概念图。

图40是表示DVB-T2方式中的配置有连续导频信号的载波的载波号的一例的图。

图41是表示ISDB-T方式和DVB-T方式中的离散导频信号的配置的概念图。

图42是以往的接收装置的结构图。

图43是表示以往的一个传送路径特性估计部的结构图。

图44（a）是图43的码元方向插值部进行的码元方向插值的概念图，（b）是图42的载波方向插值部进行的载波方向插值的概念图。

图45是以往的其他传送路径特性估计部的结构图。

图46是图44的载波方向插值部进行的载波方向插值的概念图。

图47（a）是4码元估计的码元方向插值的概念图，（b）是4码元估计的载波方向插值的概念图。

图48是1码元估计的载波方向插值的概念图。

图49（a）是延迟扩展为Tu/3以下的情况下的4码元估计的载波方向插值的概念图，（b）是延迟扩展比Tu/3大的情况下的4码元估计的载波方向插值的概念图。

图50（a）是延迟扩展为Tu/12以下的情况下的1码元估计的载波方向插值的概念图，（b）是延迟扩展比Tu/12大的情况下的1码元估计的载波方向插值的概念图。

符号说明

1：接收装置；2：天线；3：调谐器；4：解调部；5：纠错部；6：解码部；7：显示部；11：A/D变换部；12：正交解调部；13：码元同步部；14：正交变换部；15：传送路径特性估计部；16：均衡部；20：SP传送路径特性估计部；30：码元方向插值部；40：TMCC传送特性估计部；50：自适应插值部；51：自相关计算部；52：互相关计算部；53：维纳滤波器系数计算部；54：滤波器处理部。

具体实施方式

作为本发明的一个方式的第1接收装置具备：分离部，其将在时间轴方向上配置有多个码元、每个码元在频率轴方向上配置有多个载波的接收信号按照每个码元分离成多个载波并输出；第1传送路径计算部，其使用所述分离部的输出信号，对在各码元内在频率轴方向上按照等间隔配置的载波组中所包含的多个第1载波中的传送路径特性进行计算并输出；第2传送路径计算部，其使用所述分离部的输出信号，对在各码元内与所述第1载波不同的第2载波中的传送路径特性进行计算并输出；以及自适应插值部，其根据所述第1传送路径计算部的输出信号和所述第2传送路径计算部的输出信号来计算滤波器系数，使用所计算的滤波器系数的值对所述第1传送路径计算部的输出信号进行滤波，由此计算与所述第1载波不同的载波中的传送路径特性并输出。

并且，作为本发明的一个方式的第1集成电路具备：分离部，其将在时间轴方向上配置有多个码元、每个码元在频率轴方向上配置有多个载波的接收信号按照每个码元分离成多个载波并输出；第1传送路径计算部，其使用所述分离部的输出信号，对在各码元内在频率轴方向上按照等间隔配置的载波组中所包含的多个第1载波中的传送路径特性进行计算并输出；第2传送路径计算部，其使用所述分离部的输出信号，对在各码元内与所述第1载波不同的第2载波中的传送路径特性进行计算并输出；以及自适应插值部，其根据所述第1传送路径计算部的输出信号和所述第2传送路径计算部的输出信号来计算滤波器系数，使用所计算的滤波器系数的值对所述第1传送路径计算部的输出信号进行滤波，由此计算与所述第1载波不同的载波中的传送路径特性并输出。

另外，作为本发明的一个方式的第1数字电视接收机具备：分离部，其将在时间轴方向上配置有多个码元、每个码元在频率轴方向上配置有多个载波的接收信号按照每个码元分离成多个载波并输出；第1传送路径计算部，其使用所述分离部的输出信号，对在各码元内在频率轴方向上按照等间隔配置的载波组中所包含的多个第1载波中的传送路径特性进行计算并输出；第2传送路径计算部，其使用所述分离部的输出信号，对在各码元内与所述第1载波不同的第2载波中的传送路径特性进行计算并输出；以及自适应插值部，其根据所述第1传送路径计算部的输出信号和所述第2传送路径计算部的输出信号来计算滤波器系数，使用所计算的滤波器系数的值对所述第1传送路径计算部的输出信号进行滤波，由此计算与所述第1载波不同的载波中的传送路径特性并输出。

另外，作为本发明的一个方式的第1接收方法是一种在接收装置中进行的接收方法，该接收装置接收在时间轴方向上配置有多个码元、每个码元在频率轴方向上配置有多个载波的接收信号，该接收方法具有：分离步骤，其将所述接收信号按照每个码元分离成多个载波并输出；第1传送路径计算步骤，其使用所述分离步骤中的输出信号，对在各码元内在频率轴方向上按照等间隔配置的载波组中所包含的多个第1载波中的传送路径特性进行计算并输出；第2传送路径计算步骤，其使用所述分离步骤中的输出信号，对在各码元内与所述第1载波不同的第2载波中的传送路径特性进行计算并输出；以及自适应插值步骤，其根据所述第1传送路径计算步骤中的输出信号和所述第2传送路径计算步骤中的输出信号来计算滤波器系数，使用所计算的滤波器系数的值对所述第1传送路径计算步骤中的输出信号进行滤波，由此计算与所述第1载波不同的载波中的传送路径特性并输出。

另外，作为本发明的一个方式的第1接收程序使接收装置执行以下步骤，所述接收装置接收在时间轴方向上配置有多个码元、每个码元在频率轴方向上配置有多个载波的接收信号，所述步骤为：分离步骤，其将所述接收信号按照每个码元分离成多个载波并输出；第1传送路径计算步骤，其使用所述分离步骤中的输出信号，对在各码元内在频率轴方向上按照等间隔配置的载波组中所包含的多个第1载波中的传送路径特性进行计算并输出；第2传送路径计算步骤，其使用所述分离步骤中的输出信号，对在各码元内与所述第1载波不同的第2载波中的传送路径特性进行计算并输出；以及自适应插值步骤，其根据所述第1传送路径计算步骤中的输出信号和所述第2传送路径计算步骤中的输出信号来计算滤波器系数，使用所计算的滤波器系数的值对所述第1传送路径计算步骤中的输出信号进行滤波，由此计算与所述第1载波不同的载波中的传送路径特性并输出。

根据上述各个，只使用分离部的输出信号中的码元内的一部分载波、即频率轴方向的预定载波所涉及的信号，根据第1传送路径特性计算部的输出信号和第2传送路径特性计算部的输出信号来计算滤波器系数，使用所计算出的滤波器系数来对第1传送路径特性计算部的输出信号进行滤波。这样，使用实际接收的第2载波中的传送路径特性的值，自适应插值部计算用于第1传送路径特性计算部的输出信号的滤波的滤波器系数。因此，能够计算成为如下滤波器特性这样的滤波器系数，即：将包含有期望的信号成分的频带作为通过频带，将包含有等间隔提取的情况下产生的混叠成分的频带作为截止频带。因此，能够实现对延迟扩展的抗性的提高，即使在长延迟环境中也能达成传送路径特性的计算精度的提高。

并且，由于能够进行使滤波器的通过频带无需不必要地扩展这样的滤波器系数的计算，所以能够除去热噪声和伴随着移动的载波间干扰成分等噪声成分的影响，也能实现抗噪声的提高。

作为本发明的一个方式的第2接收装置，在第1接收装置中，所述自适应插值部通过如下的方式进行所述滤波器系数的计算：计算所述滤波器系数，使得使用滤波器系数对所述第1传送路径计算部的输出信号进行滤波所得的所述第2载波中的传送路径特性的值与作为所述第2传送路径计算部的输出信号的该第2载波中的传送路径特性的值的均方差变小。

据此，计算滤波器系数，使得对第1传送路径特性计算部的输出信号进行滤波所获得的第2载波中的传送路径特性的值接近于未受混叠成分影响的第2传送路径特性计算部所计算出的第2载波中的传送路径特性的值。因此能够计算成为如下滤波器特性这样的滤波器系数，即：将包含有期望的信号成分的频带作为通过频带，将包含有等间隔提取的情况下产生的混叠成分的频带作为截止频带。因此，能够实现对延迟扩展的抗性的提高，即使在长延迟环境中也能达成传送路径特性的计算精度的提高。

作为本发明的一个方式的第3接收装置，在第1接收装置中，所述自适应插值部具备：自相关计算部，其进行所述第1传送路径计算部的输出信号的自相关运算来计算自相关矩阵；互相关计算部，其进行所述第1传送路径计算部的输出信号和所述第2传送路径计算部的输出信号的互相关运算来计算互相关矩阵；滤波器系数计算部，其通过对所述自相关矩阵的逆矩阵和所述互相关矩阵进行相乘来计算所述滤波器系数；以及滤波器处理部，其使用所计算的滤波器系数的值对所述第1传送路径计算部的输出信号进行滤波。

据此，能够容易地进行滤波器系数的计算。

作为本发明的一个方式的第4接收装置，在第1接收装置中，所述载波组的一部分包含多个导频载波，该多个导频载波在各码元内在频率轴方向上按照等间隔配置、且被分配了在接收装置中振幅和相位已知的信号，所述第1传送路径计算部具备：导频传送路径估计部，其使用所述导频载波所涉及的所述分离部的输出信号和所述已知的信号来估计所述多个导频载波的各个中的传送路径特性并输出；以及码元方向插值部，其在码元方向上对所述传送路径估计部的输出信号进行插值并输出。

据此，由于能够使用于一个滤波器系数的计算的第2载波的数量变多，所以能够降低第2载波中的传送路径特性的计算误差的影响，能够实现滤波器系数的计算精度的提高。其结果，在传送路径特性的时间轴方向的变动小的情况下或开普勒展宽小的情况下，能够进一步提高自适应校正部的传送路径特性的计算精度，能够降低被解调的数据的错误率。

作为本发明的一个方式的第5接收装置，在第4接收装置中，所述接收信号是被ISDB-T方式所规定的信号，所述导频载波是配置有离散导频的载波，所述第2载波是配置有TMCC的载波、配置有AC的载波、或者配置有TMCC的载波和配置有AC的载波的双方的载波。

据此，能够直接应用于ISDB-T方式。

作为本发明的一个方式的第6接收装置，在第4接收装置中，所述接收信号是被DVB-T方式或DVB-H方式所规定的信号，所述导频载波是配置有离散导频的载波，所述第2载波是配置有TPS的载波。

据此，能够直接应用于DVB-T方式或DVB-H方式。

作为本发明的一个方式的第7接收装置，在第4接收装置中，所述接收信号是被DVB-T2方式所规定的信号，所述导频载波是配置有离散导频的载波，所述第2载波是配置有连续导频的载波。

据此，能够直接应用于DVB-T2方式。

作为本发明的一个方式的第8接收装置，在第1接收装置中，所述载波组包含多个导频载波，该多个导频载波在各码元内在频率轴方向上按照等间隔配置、且被分配了在接收装置中振幅和相位已知的信号，所述第1传送路径计算部使用所述导频载波所涉及的所述分离部的输出信号和所述已知的信号来估计所述多个导频载波的各个中的传送路径特性并输出。

据此，由于不进行码元方向的插值，所以不受因进行码元方向的插值所导致的移动抗性的限制，与进行码元方向的插值的情况相比，能够提高移动抗性。另外，即使是在以往的1码元估计和4码元估计中因混叠成分的影响而不能准确插值这样的延迟时间较大的接收环境，也能不受混叠成分的影响而进行适当的插值，能够实现延迟抗性的提高。

作为本发明的一个方式的第9接收装置，在第8接收装置中，所述接收信号是被DVB-T方式或DVB-H方式所规定的信号，所述导频载波是配置有离散导频的载波，所述第2载波是配置有TPS的载波和配置有连续导频的载波的双方的载波。

据此，能够直接应用于DVB-T方式或DVB-H方式。

作为本发明的一个方式的第10接收装置，在第8接收装置中，所述接收信号是被DVB-T2方式所规定的信号，所述导频载波是配置有离散导频的载波，所述第2载波是配置有连续导频的载波。

据此，能够直接应用于DVB-T2方式。

作为本发明的一个方式的第11接收装置，在第1接收装置中，所述载波组包含多个导频载波，该多个导频载波在各码元内在频率轴方向上按照等间隔配置、且被分配了在接收装置中振幅和相位已知的信号，所述第1传送路径计算部使用所述导频载波所涉及的所述分离部的输出信号和所述已知的信号来估计所述多个导频载波的各个中的传送路径特性并输出，所述接收装置还具备载波方向插值部，该载波方向插值部在载波方向上对所述自适应插值部的输出信号进行插值。

据此，由于不进行码元方向的插值，所以不受因进行码元方向的插值所导致的移动抗性的限制，与进行码元方向的插值的情况相比，能够提高移动抗性。另外，即使是在以往的1码元估计和4码元估计中因混叠成分的影响而不能准确插值这样的延迟时间较大的接收环境，也能不受混叠成分的影响而进行适当的插值，能够实现延迟抗性的提高。

作为本发明的一个方式的第12接收装置，在第11接收装置中，所述接收信号是被ISDB-T方式所规定的信号，所述导频载波是配置有离散导频的载波，所述第2载波是配置有TMCC的载波、配置有AC的载波、或者配置有TMCC的载波和配置有AC的载波的双方的载波。

据此，能够直接应用于ISDB-T方式。

作为本发明的一个方式的第13接收装置，在第11接收装置中，所述接收信号是被DVB-T方式或DVB-H方式所规定的信号，所述导频载波是配置有离散导频的载波，所述第2载波是配置有TPS的载波或者配置有连续导频的载波。

据此，能够直接应用于DVB-T方式或DVB-H方式。

作为本发明的一个方式的第14接收装置，在第11接收装置中，所述接收信号是被DVB-T2方式所规定的信号，所述导频载波是配置有离散导频的载波，所述第2载波是配置有连续导频的载波。

据此，能够直接应用于DVB-T2方式。

作为本发明的一个方式的第15接收装置，在第1接收装置中，所述自适应插值部使用所述第1传送路径计算部的输出信号和在频率轴方向上按照与所述载波组相同的间隔配置的第1载波组中所包含的多个所述第2载波中的所述第2传送计算部的输出信号来计算所述滤波器系数，使用所述计算出的滤波器系数的值来计算所述第1载波组中所包含的载波的传送路径特性。

据此，由于在滤波器系数的计算时能够使用多个第2载波来进行平均化，所以能够提高滤波器系数的计算精度，并能够提高插值精度，其结果，能够降低被解调的数据的错误率。

作为本发明的一个方式的第16接收装置，在第15接收装置中，所述自适应插值部使用所述第1传送路径计算部的输出信号和在频率轴方向上按照与所述载波组相同的间隔配置的第2载波组中所包含的多个所述第2载波中的所述第2传送计算部的输出信号来计算所述滤波器系数，所述第2载波组中所包含的所述第2载波和所述载波组中所包含的载波的频率间隔的最小值、与所述第1载波组中所包含的所述第2载波和所述载波组中所包含的载波的频率间隔的最小值相等。

据此，由于增加滤波器系数的计算时所使用的第2载波的数量，所以能够增大平均化时的参数，由此能够提高滤波器系数的计算精度，并且能够提高插值的精度，其结果，能够降低被解调的数据的错误率。

以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。其中，以接收根据OFDM方式生成的、无线传送的播放波的接收装置为例进行说明。

《第1实施方式》

以下，参照附图对本发明的第1实施方式进行说明。其中，在本实施方式中，举出接收装置为例进行说明，该接收装置发挥以ISDB-T方式为标准的数字电视播放接收机的功能。

<接收装置的结构和动作>

图1是本实施方式的接收装置的结构图，接收装置1具备天线2、调谐器3、解调部4、纠错部5、解码部6和显示部7。

天线2接收从未图示的播放站发出的播放波，并将所接收的播放波输出给调谐器3。调谐器3从天线2所输入的多个播放波中选择期望的接收信道的接收信号，并将所选择的接收信号输出给解调部4。解调部4如后面详细叙述那样对调谐器3所输入的接收信号进行解调，并将解调后的信号（以下称为“均衡信号”）输出给纠错部5。

纠错部5对解调部4所输入的均衡信号实施纠错，变换为例如通过MPEG（Moving Picture Experts Group：活动图像专家组）-2等压缩过的数字数据，并将数字数据输出给解码部6。解码部6将纠错部5所输入的压缩过的数字数据解码为影像信号和语音信号，并将解码后的影像信号和语音信号输出给显示部7。显示部7根据解码部6所输入的影像信号进行影像显示，并根据解码部6所输入的语音信号进行语音输出。

<解调部的结构和动作>

图2是图1的解调部4的结构图。另外，在图2中，为了使解调部4的内部要素与调谐器3和纠错部5的连接关系明确，也图示了调谐器3和纠错部5。

解调部4具备A/D变换部11、正交解调部12、码元同步部13、正交变换部14、传送路径特性估计部15和均衡部16。

A/D变换部11将调谐器12所输入的接收信号从模拟信号变换为数字信号，并将变换为数字信号的接收信号输出给正交解调部12。正交解调部12对A/D变换部11所输入的接收信号进行正交解调，并将正交解调的结果所得的复基带输出给码元同步部13和正交变换部14。

码元同步部13使用正交解调部12的输出信号取OFDM码元区间的同步，并向正交变换部14输出码元位置信息信号（例如，表示FFT窗位置的信号）。正交变换部14根据码元位置信息信号，按照每个码元对正交解调部12的输出信号进行正交变换，即，分离成多个载波，并将正交变换的结果所得的信号输出给传送路径特性估计部15和均衡部16。另外，正交变换部14根据傅里叶变换、余弦变换、小波变换、阿达玛变换等进行正交变换。这里，假设正交变换部14使用傅里叶变换来进行正交变换，通过对正交解调部12的输出信号进行傅里叶变换而变换为频率轴的信号，即，分离成多个载波，并将频率轴的信号输出给传送路径特性估计部15和均衡部16。另外，傅里叶变换能够使用快速傅里叶变换进行快速计算。但是，正交变换部14进行的变换方法只要能够将正交解调部12的输出信号分离成多个载波而输出，则不限于上述的变换方法。

传送路径特性估计部15如后面详细叙述那样估计接收信号在传送路径中接收到的振幅和相位的变形的特性（传送路径特性），并将所估计的传送路径特性的值输出给均衡部16。均衡部16使用传送路径特性估计部15所输入的传送路径特性的值对正交变换部14的输出信号进行振幅和相位的变形的校正，并将校正了振幅和相位的变形的信号（均衡信号）输出给纠错部5。另外，均衡部16例如通过用正交变换部14的输出信号除以其码元号和载波号的传送路径特性估计部15所输入的传送路径特性的值来进行振幅和相位的变形的校正。

<传送路径特性估计部的结构和动作>

图3是图2的传送路径特性估计部15的结构图。另外，在图3中，为了使传送路径特性估计部15的内部要素与正交变换部14和均衡部16的连接关系明确，也图示了正交变换部14和均衡部16。

传送路径特性估计部15具备SP传送路径特性估计部20、码元方向插值部30、TMCC传送路径特性估计部40和自适应插值部50。

SP传送路径特性估计部20从正交变换部14的输出信号中提取离散导频信号（SP信号），根据所提取的SP信号来估计配置有该SP信号的SP载波中的传送路径特性，并将所估计的传送路径特性的值输出给码元方向插值部30。

这里，参照图4对SP传送路径特性估计部20的结构和动作进行说明。图4是图3的SP传送路径特性估计部20的结构图。另外，在图4中，为了使SP传送路径特性估计部20的内部要素与正交变换部14和码元方向插值部30的连接关系明确，也图示了正交变换部14和码元方向插值部30。

SP传送路径特性估计部20具备SP提取部21、SP生成部22和除法部23。另外，由于在发送侧生成的SP信号的振幅和相位及其配置在接收装置中是已知的，所以能够进行各部的下述处理。但是，在码元号从0开始、载波号从0开始的情况下，SP信号按照如下的方式进行配置和发送，即：配置在码元号0和载波号0的位置上，在1个码元内每12个载波配置1个，每个码元错开3个载波，并按照4个码元来循环。

SP提取部21从正交变换部14的输出信号中提取SP信号，并将所提取的SP信号输出给除法部23。SP生成部22生成与在发送侧生成的SP信号相同振幅和相同相位的SP信号，并将所生成的SP信号输出给除法部23。除法部23用SP提取部21所输入的SP信号除以其码元号和载波号的SP生成部22所输入的SP信号，并将除法结果作为其码元号和载波号中的（配置有SP信号的SP载波中的）传送路径特性的值输出给码元方向插值部30。

码元方向插值部30如图5所示，使用SP传送路径特性估计部20所输入的SP载波中的传送路径特性的值，通过在码元（时间）方向上对传送路径特性进行插值来计算每3个载波的传送路径特性的值，并将每3个载波的传送路径特性的值输出给自适应插值部50。这里，码元方向的插值处理应用如下的公知技术等：使用固定系数滤波器的技术、使用根据移动速度和多普勒频谱来改变通过频带的滤波器的技术、等等。

TMCC传送路径特性估计部40从正交变换部14的输出信号中提取被称为TMCC（Transmission Multiplexing Configuration Control：传输和复用配置控制）的用于传送控制信息的控制信号（以下称为“TMCC信号”），根据所提取出的TMCC来估计配置有该TMCC信号的载波（以下称为“TMCC载波”）中的传送路径特性，并将所估计的传送路径特性的值输出给自适应插值部50。另外，为了实施接收装置中的解调和解码，TMCC信号包含系统识别、传送参数切换指标、紧急警报播放用起动标志、当前信息、下一信息等。

这里，参照图6对TMCC传送路径特性估计部40的结构和动作进行说明。图6是图3的TMCC传送路径特性估计部40的结构图。另外，在图6中，为了使TMCC传送路径特性估计部40的内部要素与正交变换部14和自适应插值部50的连接关系明确，也图示了正交变换部14和自适应插值部50。

TMCC传送路径特性估计部40具备TMCC提取部41、差动解调部42、再调制部43和除法部44。另外，TMCC信号按照每个码元插入到在任意码元中都未配置有SP信号的、非周期的特定载波号的载波中，TMCC信号的配置在接收装置中是已知的。并且，TMCC信号在码元方向上被DBPSK（Differential Binary Phase Shift Keying：差分相移键控），在帧的最前头的码元中配置有按已知相位调制过的差动基准信号，被配置在1个码元内的多个载波中的TMCC信号全部传送相同的控制信息。根据这些情况，能够进行各部的下述处理。另外，作为一例，图7示出了ISDB-T方式的Mode3、同步调制中的配置有TMCC信号的载波（TMCC载波）的载波号。

TMCC提取部41从正交变换部14的输出信号中提取TMCC信号，并将所提取的TMCC信号输出给差动解调部42和除法部44。

差动解调部42使用配置在帧的最前头的差动基准信号，对TMCC提取部41所输入的TMCC信号实施与DBPSK对应的解调处理，并对TMCC信号所传送的控制信息进行解码，将控制信息输出给再调制部43。但是，由于配置在1码元内的多个载波中的TMCC信号全部传送相同的控制信息，所以差动解调部42根据1码元内的多个解码后的控制信息对所传送的控制信息进行多数决定判定，进行所传送的控制信息的确定。由此，提高控制信息的解码精度。

再调制部43使用配置在帧的最前头码元中的差动基准信号，对差动解调部42所输入的控制信息进行DBPSK，估计发送侧的TMCC信号的调制相位，并将通过DBPSK所得的信号输出给除法部44。

除法部44用TMCC提取部41所输入的TMCC信号除以其码元号和载波号的再调制部43所输入的信号，并将除法结果作为其码元号和载波号中的（配置有TMCC信号的TMCC载波中的）传送路径特性的值输出给自适应插值部50。

自适应插值部50在各码元中进行以下的处理。自适应插值部50利用码元方向插值部30所输出的每3个载波的传送路径特性的值和TMCC传送路径特性估计部40所输出的TMCC载波中的传送路径特性的值，计算滤波器系数。并且，自适应插值部50使用所计算的滤波器系数对码元方向插值部30所输出的每3个载波的传送路径特性的值进行滤波，由此进行自适应插值，计算未获得传送路径特性的载波中的传送路径特性，并将所有载波中的传送路径特性的值输出给均衡部16。

这里，参照图8对自适应插值部50的结构和动作进行说明。图8是图3的自适应插值部50的结构图。另外，在图8中，为了使自适应插值部50的内部要素与码元方向插值部30、TMCC传送路径特性估计部40及均衡部16的连接关系明确，也图示了码元方向插值部30、TMCC传送路径特性估计部40及均衡部16。

自适应插值部50具备自相关计算部51、互相关计算部52、维纳滤波器系数计算部53和滤波器处理部54。

自相关计算部51如果用i（i是0以上的整数）来表示载波号，则使用码元方向插值部30所输出的每3个载波的传送路径特性H(i)，进行下述的（式8）所示的自相关运算，计算进制（notation）为3的自相关值r₀,r₃,r₆,...。并且，自相关计算部51使用所计算的自相关值r，利用r_-m=r_m ^*的关系，计算下述的（式9）所示的自相关矩阵R_xx，并将所计算出的自相关矩阵R_xx输出给维纳滤波器系数计算部53。另外，图9示出与自相关值r₀,r₃,r₆有关的自相关运算的概念图，由于自相关运算是已知技术，所以省略详细说明。

$r_{3m}=E\left[H\left(3n\right)H{(3n-3m)}^{*}\right]$ （式8）

（式9）

其中，上述*记号表示复共轭，E[·]表示集合平均（期待值）运算（以下相同）。并且，tap是自相关矩阵R_xx的行数和列数（以下相同）。另外，在本实施方式和后述的各实施方式中，假设tap是奇数。

互相关计算部52如果用i,j（i,j是0以上的整数）来表示载波号，则使用TMCC传送路径特性估计部40所输出的TMCC载波中的传送路径特性H(j)和码元方向插值部30所输出的每3个载波的传送路径特性H(i)，进行下述的（式10）所示的互相关运算，计算互相关值p。并且，互相关计算部52使用所计算的互相关值p，计算下述的（式11）所示的互相关矢量P_dx,z（在本实施方式中，为z=1,2的互相关矢量P_dx,1，P_dx,2），并将所计算出的互相关矢量P_dx,z输出给维纳滤波器系数计算部53。另外，图10示出与互相关值p₁,p₂,p₄有关的互相关运算的概念图。

$p_{z+3m}=E\left[H(3n+z)H{(3n-3m)}^{*}\right]$ （式10）

$P_{\mathrm{dx},z}={\left[\begin{array}{ccccccc}{p}_{z+3(\mathrm{tap}-1)/2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& p_{z+3}& p_z& p_{z-3}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& p_{z-3(\mathrm{tap}-1)/2}\end{array}\right]}^T$ （式11）

其中，（式10）的H(3n+z)是TMCC传送路径特性估计部40所输出的TMCC载波中的传送路径特性，H(3n-3m)是码元方向插值部30所输出的每3个载波的传送路径特性。m是-(tap-1)/2以上(tap-1)/2以下的整数。记号T表示转置（以下相同）。

这里，作为互相关计算部52的处理的具体例，说明互相关值p₁(z=1、m=0)、p₂(z=2、m=0)的计算这两种情况。

首先，对互相关值p₁(z=1、m=0)的计算进行说明。在互相关值p₁的计算中，相对于从码元方向插值部30输出传送路径特性的值的载波（载波号能够用3n表示，n是0以上的整数），载波号大1（右边相邻的第1个）的TMCC载波全部成为对象。图11示出载波号3n+1中配置有TMCC信号的TMCC载波的载波号。互相关计算部52对于图11所示的各个载波号，计算由TMCC传送路径特性估计部40计算出的TMCC载波中的传送路径特性的值与载波号比该TMCC载波小1（左边相邻的第1个）的载波中的码元方向插值部30所输出的传送路径特性的值之间的互相关，通过对其进行平均来计算互相关值p₁（参照图10的上段）。

接着，对互相关值p₂(z=2、m=0)的计算进行说明。在互相关值p₂的计算中，相对于从码元方向插值部30输出传送路径特性的值的载波号3n的载波，载波号大2（右边相邻的第2个）的TMCC载波全部成为对象。图12示出载波号3n+2中配置有TMCC信号的TMCC载波的载波号。互相关计算部52对于图12所示的各个载波号，计算由TMCC传送路径特性估计部40计算出的TMCC载波中的传送路径特性的值与载波号比该TMCC载波小2（左边相邻的第2个）的载波中的码元方向插值部30所输出的传送路径特性的值之间的互相关，通过对其进行平均来计算互相关值p₂（参照图10的中段）。

维纳滤波器系数计算部53使用自相关计算部51所输入的自相关矩阵R_xx和互相关计算部52所输入的互相关矢量P_dx,z，进行下述的（式12）的运算，计算维纳滤波器系数w_k。但是，在本实施方式中，对互相关矢量P_dx,1，P_dx,2的各个进行（式12）的运算。并且，维纳滤波器系数计算部53根据所计算的维纳系数w_k的值，利用下述的（式13）计算滤波器处理部54的滤波器系数c_k，并将所计算的滤波器系数c_k的值输出给滤波器处理部54。另外，在（式13）中，s是整数。

$W_z={\left[\begin{array}{ccccccc}{w}_{z+3(\mathrm{tap}-1)/2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& w_{z+3}& w_z& w_{z-3}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& w_{z-3(\mathrm{tap}-1)/2}\end{array}\right]}^T={R_{\mathrm{xx}}}^{-1}{P}_{\mathrm{dx},z}$ （式12）

$c_k=\{\begin{array}{c}{w}_k:k=3s\&PlusMinus;1\\ 1:k=0\\ 0:k=3s(s\&NotEqual;0)\end{array}$ （式13）

滤波器处理部54使用维纳滤波器系数计算部53所输入的滤波器系数c_k的值，对码元方向插值部30所输出的每3个载波的传送路径特性的值进行滤波，由此计算未获得传送路径特性的载波中的传送路径特性，并将所有载波中的传送路径特性的值输出给均衡部16。该滤波器处理部54的处理由下述的（式14）表示。其中，在（式14）中，在i=3n（n为0以上的整数）的情况下，在H(i)中插入码元方向插值部30所输出的每3个载波的传送路径特性的值，在i≠3n的情况下，在H(i)中插入0。

（式14）

<原理>

以下，对维纳系数的计算原理进行说明。

如果用x_k来表示滤波器输入信号、用w_mk表示滤波器系数，则滤波后的滤波器输出信号y_k用下述的（式15）表示。其中，滤波器输入信号x_k和滤波器系数w_mk分别用下述的（式16）和（式17）表示。

$y_k={W_k}^T{X}_k$ （式15）

$X_k={\left[\begin{array}{cccc}{x}_k& x_{k-1}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& x_{k-M+1}\end{array}\right]}^T$ （式16）

$W_k={\left[\begin{array}{cccc}{w}_{1k}& w_{2k}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& w_{\mathrm{Mk}}\end{array}\right]}^T$ （式17）

求出滤波器输出信号y_k尽量接近于目的信号d_k。因此，能够如下述的（式18）那样求出目的信号d_k与波器输出信号y_k的误差ε_k，要求误差ε_k接近于0。其方差ε_k ²用下述的（式19）表示。

${\mathrm{\&epsiv;}}_k=d_k-y_k=d_k-{W_k}^T{X}_k$ （式18）

${{\mathrm{\&epsiv;}}_k}^2={d_k}^2+{W_k}^T{X}_k{X_k}^T{W}_k-{2d}_k{X_k}^T{W}_k$ （式19）

如果假定信号序列的平稳性，则均方差E[ε_k ²]最小的滤波器系数w_mk为最佳的滤波器系数。均方差E[ε_k ²]用下述的（式20）表示。这里，P和R分别用下述的（式21）和（式22）表示，P是目的信号d_k和滤波器输入信号x_k之间的互相关矢量，R表示滤波器输入信号x_k的自相关矩阵。

$E\left[{{\mathrm{\&epsiv;}}_k}^2\right]=E\left[{d_k}^2\right]+W^T\mathrm{RW}-{2P}^{T}W$ （式20）

$P+E\left[d_k{X}_k\right]=E{\left[\begin{array}{cccc}{d}_k{x}_k& d_k{x}_{k-1}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& d_k{x}_{k-M+1}\end{array}\right]}^T$ （式21）

（式22）

（式20）用与滤波器系数w_mk有关的2维曲面表示，具有最小值。提供该最小值的滤波器系数w_mk为最佳滤波器系数。为了求出均方差最小的滤波器系数w_mk，只要使利用滤波器系数w_mk对（式20）进行微分所得的微分数为0即可，从针对（式20）的滤波器系数w_mk的导函数中获得下述的（式23）。并且，从（式23）获得下述的（式24），进一步从（式24）获得下述的（式25）。

2RW-2P＝0    （式23）

PW-P＝0    （式24）

w_opt＝R^-1P（式25）

即，使用(式25)，根据滤波器输入信号x_k的自相关矩阵R和滤波器输入信号x_k与目的信号d_k之间的互相关矢量p，能够计算出最佳的滤波器系数w_mk。以上是维纳滤波器的原理(参考文件:デイジタル移動通信のための波形等化技術、

行所株式会社トリケッブス、p30-p33)。

<传送路径特性估计部的总结>

传送路径特性估计部15自适应地计算使用该维纳滤波器来进行传送路径特性的插值的滤波器的滤波器系数，计算时，作为目的信号，使用利用与SP信号不同的TMCC信号所计算出的传送路径特性的值。即，传送路径特性估计部15使用从码元方向插值部30输出的每3个载波的传送路径特性的值作为滤波器输入信号、使用从TMCC传送路径特性估计部40输出的TMCC载波中的传送路径特性的值作为目的信号，来计算滤波器系数，通过使所计算出的滤波器系数的值也适应于其他载波，来计算未算出传送路径特性的载波中的传送路径特性。

这里，图13示出使用了利用TMCC信号求出的传送路径特性和每3个载波的码元方向插值后的传送路径特性的自适应插值的简单例子。例如，考虑根据两个码元方向插值后的传送路径特性对传送路径特性进行自适应插值。如果将载波号设为i、将各载波的传送路径特性设为H(i)，则H(3n)为进行了码元方向插值的传送路径特性（i、n是0以上的整数）。例如，如果载波号1和16存在TMCC信号，则通过将H(3n)作为滤波器输入信号、将H(1),H(16)作为目的信号来计算自相关、互相关，获得滤波器系数c(-1)、c(2)。通过使用该滤波器系数和经过各码元方向插值的传送路径特性，能够计算出H(3n+1)的载波的传送路径特性。另外，图13示出H(1),H(4),H(7)的计算例。这里对z=1进行了说明，但对于z=2也通过同样地进行来求出H(3n+2)的载波的传送路径特性。

<与以往例的比较>

图14（a）是以往插值（4码元估计）的滤波器形状的概念图，（b）是第1实施方式的自适应插值部50进行的自适应插值的滤波器形状的概念图。其中，利用存在主波和超过Tu/3[s]的延迟波的情况下的延迟谱的示意图。

由于在码元方向上进行了插值的传送路径特性每3个载波存在1个，所以根据采样定理，每Tu/3[s]会产生混叠成分（参照图14（a）、（b））。4码元估计和第1实施方式的方法都通过对它们实施滤波器处理来实施插值，对所有载波计算传送路径特性。根据滤波器处理，只要能够使实线所示的信号成分通过、使虚线所示的混叠成分被除去，就能确切地实施插值。

然而，在以往的4码元估计的插值中，由于使用通过频带为Tu/3[s]以下的滤波器，所以实线所示的应当通过的信号成分的一部分（超过Tu/3[s]的延迟波成分）从通过频带溢出，另外，虚线所示的混叠成分（超过Tu/3[s]的延迟波的混叠成分）包含在通过频带中（参照图14（a））。因此，在以往的4码元估计中，不能确切地实施插值。

另一方面，在第1实施方式的方法中，在码元方向上插值利用SP信号所计算出的传送路径特性的值，将由此所计算出的传送路径特性的值用作滤波器输入信号，将利用TMCC信号所计算出的传送路径特性的值用作目的信号，来计算维纳滤波器系数。由此，能够形成仅使实线所示的应当通过的信号成分通过、使虚线所示的混叠成分被阻止这样的滤波器特性的滤波器（参照图14（b））。因此，第1实施方式的方法即使在存在超过Tu/3[s]的延迟波的接收环境中也不受混叠的影响，能够确切地实施插值。并且，第1实施方式的方法如图14（b）所示，由于成为仅使应当通过的信号通过的滤波器形状，所以无需不必要地扩展滤波器的通过频带，能够除去热噪声和伴随着移动的载波间干扰成分等噪声成分的影响，实现抗噪声的提高。

如上所述，在以往的4码元估计中，因混叠的影响，只能准确地对延迟时间到Tu/3[s]的延迟波实施插值。与此相对，第1实施方式的方法除了在码元方向上对利用周期性插入的SP信号计算出的传送路径特性进行插值而算出的传送路径特性以外，还使用利用TMCC信号计算出的传送路径特性，使用它们的相关来计算合适的滤波器。因此，即使在存在超过Tu/3[s]的延迟波的情况下，也能形成不受混叠影响的滤波器，所以能够根据传送路径环境自适应地实施传送路径特性的插值，能够对接收信号准确地对振幅和相位的变形进行校正，能够进行稳定的接收。

图15（a）是表示以往插值（4码元估计）的能插值的区域的图，（b）是第1实施方式的自适应插值部50进行的自适应插值的能插值区域的图。

以往的4码元估计能够准确地对延迟扩展到Tu/3[s]、开普勒展宽到1/(4Ts)[Hz]进行插值（参照图15（a））。与此相对，第1实施方式的方法能够准确地对延迟扩展到Tu[s]、开普勒展宽到1/(4Ts)[Hz]进行插值（参照图15（b））。这样，第1实施方式的方法关于移动抗性与以往的4码元估计相同，但关于延迟抗性比以往的4码元估计提高。

如上所述，本实施方式的自适应插值部50使用利用TMCC信号计算出的传送路径特性来计算用于插值的滤波器系数，该插值是针对每3个载波的载波中的传送路径特性的插值。因此，在提取出每3个载波的载波的情况下，根据采样定理，能够计算实现滤波器特性的滤波器系数，该滤波器特性使每Tu/3[s]产生的混叠成分被阻止、使期望的信号通过。其结果，即使是在以往方法中因混叠成分的影响而不能准确插值这样的延迟扩展较大的接收环境，自适应插值部50也能不受混叠成分的影响而进行适当的插值，能够实现延迟抗性的提高。

并且，自适应插值部50通过预先在时间轴方向上对SP载波中的传送路径特性进行插值，能够使用在各码元内按照每3个载波排列的载波中的传送路径特性进行自适应插值。因此，只要计算出2种维纳滤波器系数（（式12）的W₁,W₂），就能对所有的载波进行传送路径特性的插值。由此，与只使用按照每12个载波配置的1个码元内的SP载波中的传送路径特性来进行自适应插值的情况相比，由于用于1个滤波器系数的计算的TMCC信号的数量较多，所以能够降低利用TMCC信号计算出的传送路径特性中包含的误差的影响，能够实现维纳滤波器系数的计算精度的提高。其结果，能够通过码元方向插值来限制移动抗性，但在传送路径特性的时间轴方向的变动小的情况下或开普勒展宽小的情况下，能够进一步提高插值的精度，能够降低被解调的数据的错误率。

《第2实施方式》

以下，参照附图对本发明的第2实施方式进行说明。但是，在本实施方式中，与第1实施方式同样，举出以ISDB-T方式为标准的数字电视播放的接收装置为例进行说明。

相对于第1实施方式的传送路径特性估计部15使用利用TMCC信号作为目的信号计算出的传送路径特性的值，本实施方式的传送路径特性估计部的不同点在于：使用利用被称为AC（Auxiliary Channel：辅助信道）的用于传送附加信息的附加信号（以下称为“AC信号”）作为目的信号计算出的传送路径特性的值。另外，接收装置的其他构成要素的与本发明相关的限制部分与第1实施方式实质上相同。

以下，对传送路径特性估计部的结构和动作进行说明。另外，在本实施方式中，对实质上与第1实施方式相同的构成要素附加相同的符号，由于能够应用第1实施方式的说明，所以在本实施方式中，省略其说明或者仅限于记载概略。

<传送路径特性估计部的结构和动作>

图16是本实施方式的传送路径特性估计部的结构图。在图16中，为了使传送路径特性估计部15a的内部要素与正交变换部14和均衡部16的连接关系明确，也图示了正交变换部14和均衡部16。

传送路径特性估计部15a具备SP传送路径特性估计部20、码元方向插值部30、AC传送路径特性估计部60和自适应插值部50。

SP传送路径特性估计部20从正交变换部14的输出信号中提取SP信号，根据所提取的SP信号来估计配置有该SP信号的SP载波中的传送路径特性，并将所估计的传送路径特性的值输出给码元方向插值部30。码元方向插值部30使用SP传送路径特性估计部20所输入的SP载波中的传送路径特性的值，在码元方向上对传送路径特性进行插值，由此计算每3个载波的传送路径特性的值，并将每3个载波的传送路径特性的值输出给自适应插值部50。

AC传送路径特性估计部60从正交变换部14的输出信号中提取AC信号，根据所提取的AC信号来估计配置有该AC信号的载波（以下称为“AC载波”）中的传送路径特性，并将所估计的传送路径特性的值输出给自适应插值部50。

这里，参照图17对AC传送路径特性估计部60的结构和动作进行说明。图17是图16的AC传送路径特性估计部60的结构图。另外，在图17中，为了使AC传送路径特性估计部60的内部要素与正交变换部14和自适应插值部50的连接关系明确，也图示了正交变换部14和自适应插值部50。

AC传送路径特性估计部60具备AC提取部61、差动解调部62、再调制部63和除法部64。另外，AC信号按照每个码元插入到在任意码元中都未配置有SP信号的、非周期的特定载波号的载波中，AC信号的配置在接收装置中是已知的。并且，AC信号在码元方向上被DBPSK，在帧的最前头的码元中配置有按已知相位调制过的差动基准信号。根据这些情况，能够进行各部的下述处理。另外，作为一例，图18示出了ISDB-T方式的Mode3、同步调制中的配置有AC信号的载波（AC载波）的载波号。

AC提取部61从正交变换部14的输出信号中提取AC信号，并将所提取的AC信号输出给差动解调部62和除法部64。

差动解调部62使用配置在帧的最前头的差动基准信号，对AC提取部61所输入的AC信号实施与DBPSK对应的解调处理，并对AC信号所传送的附加信息进行解码，将附加信息输出给再调制部63。

再调制部63使用配置在帧的最前头码元中的差动基准信号，对差动解调部62所输入的附加信息进行DBPSK，估计发送侧的AC信号的调制相位，并将通过DBPSK所得的信号输出给除法部64。

除法部64用AC提取部61所输入的AC信号除以其码元号和载波号的再调制部63所输入的信号，并将除法结果作为其码元号和载波号中的（配置有AC信号的AC载波中的）传送路径特性的值输出给自适应插值部50。

本实施方式的自适应插值部50将TMCC传送路径特性估计部40所计算出的TMCC载波中的传送路径特性的值置换为AC传送路径特性估计部60所计算出的AC载波中的传送路径特性的值来执行第1实施方式的自适应插值部50进行的处理。即，本实施方式的自适应插值部50的互相关计算部52进行码元方向插值部30的输出信号与AC传送路径特性估计部60的输出信号的互相关运算，而不进行码元方向插值部30的输出信号与TMCC传送路径特性估计部40的输出信号的互相关运算。

根据本实施方式的传送路径特性估计部15a，能够获得与第1实施方式的传送路径特性估计部15所获得的效果实质上相同的效果。

《第3实施方式》

以下，参照附图对本发明的第3实施方式进行说明。但是，在本实施方式中，与第1和第2实施方式同样，举出以ISDB-T方式为标准的数字电视播放的接收装置为例进行说明。

相对于第1实施方式的传送路径特性估计部15使用利用TMCC信号作为目的信号计算出的传送路径特性的值，本实施方式的传送路径特性估计部的不同点在于：使用利用TMCC信号作为目的信号计算出的传送路径特性的值和利用AC信号计算出的传送路径特性的值。另外，接收装置的其他构成要素的与本发明相关的限制部分与第1实施方式实质上相同。

以下，对传送路径特性估计部的结构和动作进行说明。另外，在本实施方式中，对实质上与第1至第2实施方式相同的构成要素附加相同的符号，由于能够应用第1至第2实施方式的说明，所以在本实施方式中，省略其说明或者仅限于记载概略。

<传送路径特性估计部的结构和动作>

图19是本实施方式的传送路径特性估计部的结构图。在图19中，为了使传送路径特性估计部15b的内部要素与正交变换部14和均衡部16的连接关系明确，也图示了正交变换部14和均衡部16。

传送路径特性估计部15b具备SP传送路径特性估计部20、码元方向插值部30、TMCC传送路径特性估计部40、AC传送路径特性估计部60和自适应插值部50。

SP传送路径特性估计部20从正交变换部14的输出信号中提取SP信号，根据所提取的SP信号来估计配置有该SP信号的SP载波中的传送路径特性，并将所估计的传送路径特性的值输出给码元方向插值部30。码元方向插值部30使用SP传送路径特性估计部20所输入的SP载波中的传送路径特性的值，在码元方向上对传送路径特性进行插值，由此计算每3个载波的传送路径特性的值，并将每3个载波的传送路径特性的值输出给自适应插值部50。

TMCC传送路径特性估计部40从正交变换部14的输出信号中提取TMCC信号，根据所提取的TMCC信号来估计配置有该TMCC信号的TMCC载波中的传送路径特性，并将所估计的传送路径特性的值输出给自适应插值部50。AC传送路径特性估计部60从正交变换部14的输出信号中提取AC信号，根据所提取的AC信号来估计配置有该AC信号的AC载波中的传送路径特性，并将所估计的传送路径特性的值输出给自适应插值部50。

本实施方式的自适应插值部50将TMCC传送路径特性估计部40所计算出的TMCC载波中的传送路径特性的值置换为TMCC传送路径特性估计部40所计算出的TMCC载波中的传送路径特性的值和AC传送路径特性估计部60所计算出的AC载波中的传送路径特性的值来执行第1实施方式的自适应插值部50进行的处理。即，本实施方式的自适应插值部50的互相关计算部52将TMCC传送路径特性估计部40的输出信号和AC传送路径特性估计部60的输出信号作为按照载波顺序合成为1个的信号，进行码元方向插值部30的输出信号与上述的合成为1个的信号的互相关运算，而不进行码元方向插值部30的输出信号与TMCC传送路径特性估计部40的输出信号的互相关运算。

根据本实施方式的传送路径特性估计部15b，除了能够获得与第1实施方式的传送路径特性估计部15所获得的效果实质上相同的效果，也能够增加可以用作目的信号的传送路径特性的数量，所以能够计算进一步抑制被作为目的信号使用的传送路径特性的计算误差的影响的滤波器系数。

《第4实施方式》

以下，参照附图对本发明的第4实施方式进行说明。但是，在本实施方式中，与第1至第3实施方式不同，举出以DVB-T方式为标准的数字电视播放的接收装置为例进行说明。

相对于第1实施方式的传送路径特性估计部15使用利用TMCC信号作为目的信号计算出的传送路径特性的值，本实施方式的传送路径特性估计部的不同点在于：使用利用被称为TPS（Transmission ParametersSignalling：传输参数信令）的用于传送控制信息的控制信号（以下称为“TPS信号”）作为目的信号计算出的传送路径特性的值。另外，接收装置的其他构成要素的与本发明相关的限制部分与第1实施方式实质上相同。

以下，对传送路径特性估计部的结构和动作进行说明。另外，在本实施方式中，对实质上与第1至第3实施方式相同的构成要素附加相同的符号，由于能够应用第1至第3实施方式的说明，所以在本实施方式中，省略其说明或者仅限于记载概略。

<传送路径特性估计部的结构和动作>

图20是本实施方式的传送路径特性估计部的结构图。在图20中，为了使传送路径特性估计部15c的内部要素与正交变换部14和均衡部16的连接关系明确，也图示了正交变换部14和均衡部16。

传送路径特性估计部15c具备SP传送路径特性估计部20、码元方向插值部30、TPS传送路径特性估计部70和自适应插值部50。

SP传送路径特性估计部20从正交变换部14的输出信号中提取SP信号，根据所提取的SP信号来估计配置有该SP信号的SP载波中的传送路径特性，并将所估计的传送路径特性的值输出给码元方向插值部30。码元方向插值部30使用SP传送路径特性估计部20所输入的SP载波中的传送路径特性的值，在码元方向上对传送路径特性进行插值，由此计算每3个载波的传送路径特性的值，并将每3个载波的传送路径特性的值输出给自适应插值部50。

TPS传送路径特性估计部70从正交变换部14的输出信号中提取TPS信号，根据所提取的TPS信号来估计配置有该TPS信号的载波（以下称为“TPS载波”）中的传送路径特性，并将所估计的传送路径特性的值输出给自适应插值部50。另外，TPS信号包含传送参数的信息等。

这里，参照图21对TPS传送路径特性估计部70的结构和动作进行说明。图21是图20的TPS传送路径特性估计部70的结构图。另外，在图21中，为了使TPS传送路径特性估计部70的内部要素与正交变换部14和自适应插值部50的连接关系明确，也图示了正交变换部14和自适应插值部50。

TPS传送路径特性估计部70具备TPS提取部71、差动解调部72、再调制部73和除法部74。另外，TPS信号按照每个码元插入到在任意码元中都未配置有SP信号的、非周期的特定载波号的载波中，TPS信号的配置在接收装置中是已知的。并且，TPS信号在码元方向上被DBPSK，在帧的最前头的码元中配置有按已知相位调制过的差动基准信号，配置在1码元内的多个载波中的TPS信号全部传送相同的控制信息。根据这些情况，能够进行各部的下述处理。另外，作为一例，图22示出了DVB-T方式的8k模式中的配置有TPS信号的载波（TPS载波）的载波号。

TPS提取部71从正交变换部14的输出信号中提取TPS信号，并将所提取的TPS信号输出给差动解调部72和除法部74。

差动解调部72使用配置在帧的最前头的差动基准信号，对TPS提取部71所输入的TPS信号实施与DBPSK对应的解调处理，并对TPS信号所传送的控制信息进行解码，将控制信息输出给再调制部73。但是，由于配置在1码元内的多个载波中的TPS信号全部传送相同的控制信息，所以差动解调部72根据1码元内的多个解码后的控制信息对所传送的控制信息进行多数决定判定，进行所传送的控制信息的确定。由此，提高控制信息的解码精度。

再调制部73使用配置在帧的最前头码元中的差动基准信号，对差动解调部72所输入的控制信息进行DBPSK，估计发送侧的TPS信号的调制相位，并将通过DBPSK所得的信号输出给除法部74。

除法部74用TPS提取部71所输入的TPS信号除以其码元号和载波号的再调制部73所输入的信号，并将除法结果作为其码元号和其载波号中的（配置有TPS信号的TPS载波中的）传送路径特性的值输出给自适应插值部50。

本实施方式的自适应插值部50将TMCC传送路径特性估计部40所计算出的TMCC载波中的传送路径特性的值置换为TPS传送路径特性估计部70所计算出的TPS载波中的传送路径特性的值来执行第1实施方式的自适应插值部50进行的处理。即，本实施方式的自适应插值部50的互相关计算部52进行码元方向插值部30的输出信号与TPS传送路径特性估计部70的输出信号的互相关运算，而不进行码元方向插值部30的输出信号与TMCC传送路径特性估计部40的输出信号的互相关运算。

根据本实施方式的传送路径特性估计部15c，能够获得与第1实施方式的传送路径特性估计部15所获得的效果实质上相同的效果。

《第5实施方式》

以下，参照附图对本发明的第5实施方式进行说明。但是，在本实施方式中，与第4实施方式的情况同样，举出以DVB-T方式为标准的数字电视播放的接收装置为例进行说明。

相对于第1实施方式的传送路径特性估计部15使用在码元（时间）方向上插值利用SP信号作为滤波器输入信号计算出的传送路径特性值而得到的每3个载波的传送路径特性的值、并使用利用TMCC信号作为目的信号计算出的传送路径特性的值，本实施方式的传送路径特性估计部的不同点在于：使用利用SP信号作为滤波器输入信号计算出的每12个载波的传送路径特性的值，并使用利用TPS信号作为目的信号计算出的传送路径特性的值以及使用利用被称为连续导频（Continual Pilot）的用于CPE（Common Phase Error：公共相位误差）的除去等的信号（以下称为“连续导频信号”或“CP信号”）计算出的传送路径特性的值。另外，接收装置的其他构成要素的与本发明相关的限制部分与第1实施方式实质上相同。

以下，对传送路径特性估计部的结构和动作进行说明。另外，在本实施方式中，对实质上与第1至第4实施方式相同的构成要素附加相同的符号，由于能够应用第1至第4实施方式的说明，所以在本实施方式中，省略其说明或者仅限于记载概略。

<传送路径特性估计部的结构和动作>

图23是本实施方式的传送路径特性估计部15d的结构图。另外，在图23中，为了使传送路径特性估计部15d的内部要素与正交变换部14和均衡部16的连接关系明确，也图示了正交变换部14和均衡部16。

传送路径特性估计部15d具备SP传送路径特性估计部20、TPS传送路径特性估计部70、CP传送路径特性估计部80和自适应插值部50d。

SP传送路径特性估计部20从正交变换部14的输出信号中提取SP信号，根据所提取的SP信号来估计配置有该SP信号的SP载波中的传送路径特性，并将所估计的传送路径特性的值输出给自适应插值部50d。

TPS传送路径特性估计部70从正交变换部14的输出信号中提取TPS信号，根据所提取的TPS信号来估计配置有该TPS信号的SP载波中的传送路径特性，并将所估计的传送路径特性的值输出给自适应插值部50d。

CP传送路径特性估计部80从正交变换部14的输出信号中提取CP信号，根据所提取的CP信号来估计配置有该CP信号的载波（以下称为“CP载波”）中的传送路径特性，并将所估计的传送路径特性的值输出给自适应插值部50d。另外，CP载波的一部分与SP载波重复。

这里，参照图24对CP传送路径特性估计部80的结构和动作进行说明。图24是图23的CP传送路径特性估计部80的结构图。另外，在图24中，为了使CP传送路径特性估计部80的内部要素与正交变换部14和自适应插值部50d的连接关系明确，也图示了正交变换部14和自适应插值部50d。

CP传送路径特性估计部80具备CP提取部81、CP生成部82和除法部83。另外，CP信号按照每个码元插入到在任意码元中配置有SP信号的、多个载波号中的非周期的特定载波号的载波中，CP信号的配置在接收装置中是已知的。并且，发送侧所生成的CP信号的振幅和相位在接收装置中是已知的。根据这些情况，能够进行各部的下述处理。另外，作为一例，图25示出了DVB-T方式的8k模式中的配置有CP信号的载波（CP载波）的载波号。

CP提取部81从正交变换部14的输出信号中提取CP信号，并将所提取的CP信号输出给除法部83。CP生成部82生成与发送侧所生成的CP信号相同振幅和相同相位的CP信号，并将所生成的CP信号输出给除法部83。除法部83用CP提取部81所输入的CP信号除以其码元号和载波号的CP生成部82所输入的CP信号，并将除法结果作为其码元号和载波号中的（配置有CP信号的CP载波中的）传送路径特性的值输出给自适应插值部50d。

自适应插值部50d在各码元中进行以下的处理。自适应插值部50d利用SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性的值、TPS传送路径特性估计部70所输出的TPS载波中的传送路径特性的值以及CP传送路径特性估计部80所输出的CP载波中的传送路径特性的值，计算滤波器系数。并且，自适应插值部50d使用所计算的滤波器系数对SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性的值进行滤波，由此进行自适应插值，计算未获得传送路径特性的载波中的传送路径特性，并将所有载波中的传送路径特性的值输出给均衡部16。

这里，参照图26对自适应插值部50d的结构和动作进行说明。图26是图23的自适应插值部50d的结构图。另外，在图26中，为了使自适应插值部50d的内部要素与SP传送路径特性估计部20、TPS传送路径特性估计部70、CP传送路径特性估计部80及均衡部16的连接关系明确，也图示了SP传送路径特性估计部20、TPS传送路径特性估计部70、CP传送路径特性估计部80及均衡部16。

自适应插值部50d具备自相关计算部51d、互相关计算部52d、维纳滤波器系数计算部53d和滤波器处理部54d。

自相关计算部51d如果用i（i是0以上的整数）来表示载波号，则使用SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性H(i)，进行下述的（式26）所示的自相关运算，计算进制为12的自相关值r₀,r₁₂,r₂₄,...。并且，自相关计算部51d使用所计算的自相关值r，利用r_-m=r_m ^*的关系，计算下述的（式27）所示的自相关矩阵R_xx，并将所计算出的自相关矩阵R_xx输出给维纳滤波器系数计算部53d。另外，图27示出与自相关值r₀,r₁₂,r₂₄有关的自相关运算的概念图，由于自相关运算是已知技术，所以省略详细说明。

$r_{12m}=E\left[H(12n+3\left(q\mathrm{mod}4\right))H(12n-12m+3\left(q\mathrm{mod}4\right){)}^{*}\right]$ （式26）

（式27）

其中，mod表示求余运算符（以下相同）。并且，q是0以上的整数，表示码元号（以下相同）。

互相关计算部52d如果用i,j（i,j是0以上的整数）来表示载波号，则使用TPS传送路径特性估计部70所输出的TPS载波中的传送路径特性H(j)和CP传送路径特性估计部80所输出CP载波中的传送路径特性H(i)以及SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性H(i)，进行下述的（式28）所示的互相关运算，计算互相关值p。并且，互相关计算部52d使用所计算的互相关值p，计算下述的（式29）所示的互相关矢量P_dx，z（在本实施方式中，为z=1～11的互相关矢量P_dx,1～P_dx,11），并将所计算出的互相关矢量P_dx,z输出给维纳滤波器系数计算部53d。另外，图28示出与互相关值p₁,p₂有关的互相关运算的概念图。

$p_{z+12m}=E\left[H(12n+z+3\left(q\mathrm{mod}4\right))H(12n-12m+3\left(q\mathrm{mod}4\right){)}^{*}\right]$ （式28）

$P_{\mathrm{dx},z}={\left[\begin{array}{ccccccc}{p}_{z+12(\mathrm{tap}-1)/2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& p_{z+12}& p_z& p_{z-12}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& p_{z-12(\mathrm{tap}-1)/2}\end{array}\right]}^T$ （式29）

其中，（式28）的H(12n+z+3(qmod4))是TPS传送路径特性估计部70所输出的TPS载波中的传送路径特性和CP传送路径特性估计部80所输出的CP载波中的传送路径特性，H(12n-12m+3(qmod4))是SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性。并且，m是-(tap-1)/2以上(tap-1)/2以下的整数。

TPS信号非周期性地存在于在任意码元中配置有SP信号的载波号以外的载波中，CP信号非周期性地存在于在任意码元中配置有SP信号的载波号的载波中。根据该情况，在（式28）所示的互相关的运算中，z在3、6、9以外时，H(12n+Z+3(qmod4))利用TPS传送路径特性估计部70的输出信号，z在3、6、9时，H(12n+Z+3(qmod4))利用CP传送路径特性估计部80的输出信号。

在仅利用TPS信号的情况下，不能计算SP载波和3、6、9载波分离后的载波位置的互相关值，但通过利用CP信号，能够计算SP载波和3、6、9载波分离后的载波位置的互相关值。另一方面，在仅利用CP信号的情况下，不能计算SP载波和1～11（除去3、6、9）载波分离后的载波位置的互相关值，但通过利用TPS信号，能够计算SP载波和1～11（除去3、6、9）载波分离后的载波位置的互相关值。

这里，作为互相关计算部52d的处理的具体例，说明互相关值p₁(z=1、m=0)、p₂(z=2、m=0)的计算这两种情况。

首先，对互相关值p₁(z=1、m=0)的计算进行说明。在互相关值p₁的计算中，相对于从SP传送路径特性估计部20输出传送路径特性的值的载波（载波号能够用12n+3(qmod4)表示，n、q是0以上的整数），载波号大1（右边相邻的第1个）的TPS载波全部成为对象。互相关计算部52d对于载波号12n+3(qmod4)+1中具有TPS信号的各个n，计算由TPS传送路径特性估计部70计算出的TPS载波中的传送路径特性的值与载波号比该TPS载波小1（左边相邻的第1个）的载波中的SP传送路径特性估计部20所计算出的传送路径特性的值之间的互相关，通过对其进行平均来计算互相关值p₁（参照图28的上段）。

接着，对互相关值p₂(z=2、m=0)的计算进行说明。在互相关值p₂的计算中，相对于从SP传送路径特性估计部20输出传送路径特性的值的载波号为12n+3(qmod4)，载波号大2（右边相邻的第2个）的TPS载波全部成为对象。互相关计算部52d对于载波号12n+3(qmod4)+2中具有TPS信号的各个n，计算由TPS传送路径特性估计部70计算出的TPS载波中的传送路径特性的值与载波号比该TPS载波小2（左边相邻的第2个）的载波中的SP传送路径特性估计部20所计算出的传送路径特性的值之间的互相关，通过对其进行平均来计算互相关值p2。

维纳滤波器系数计算部53d使用自相关计算部51d所输入的自相关矩阵R_xx和互相关计算部52d所输入的互相关矢量P_dx,z，进行下述的（式30）的运算，计算维纳滤波器系数w_k。但是，在本实施方式中，对互相关矢量P_dx,1～P_dx,11的各个进行（式30）的运算。并且，维纳滤波器系数计算部53d根据所计算的维纳系数w_k的值，利用下述的（式31）计算滤波器处理部54d的滤波器系数c_k，并将所计算的滤波器系数c_k的值输出给滤波器处理部54d。另外，在（式31）中，s是整数。

$W_z={\left[\begin{array}{ccccccc}{w}_{z+12(\mathrm{tap}-1)/2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& w_{z+12}& w_z& w_{z-12}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& w_{z-12(\mathrm{tap}-1)/2}\end{array}\right]}^T={R_{\mathrm{xx}}}^{-1}{P}_{\mathrm{dx},z}$ （式30）

$c_k=\{\begin{array}{c}{w}_k:k\&NotEqual;12s\\ 1:k=0\\ 0:k=12s(s\&NotEqual;0)\end{array}$ （式31）

滤波器处理部54d使用维纳滤波器系数计算部53d所输入的滤波器系数c_k的值，对SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性的值进行滤波，由此计算未获得传送路径特性的载波中的传送路径特性，并将所有载波中的传送路径特性的值输出给均衡部16。

该滤波器处理部54d的处理用下述的（式32）表示。其中，在（式32）中，在i=12n（n为0以上的整数）的情况下，在H(i)中插入SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性的值，在i≠12n的情况下，在H(i)中插入0。

（式32）

<与以往的插值（1码元估计）的比较>

图29（a）是以往插值（1码元估计）的滤波器形状的概念图，（b）是第5实施方式的自适应插值部50d进行的自适应插值的滤波器形状的概念图。其中，利用存在主波和超过Tu/12[s]的延迟波的情况下的延迟谱的示意图。

由于在码元方向上不实施插值的情况下输入到自适应插值部50d中的传送路径特性每12个载波存在1个，所以根据采样定理，每Tu/12[s]会产生混叠成分（参照图29（a）、（b））。1码元估计和第5实施方式的方法都通过对它们实施滤波器处理来实施插值，对所有载波计算传送路径特性。根据滤波器处理，只要能够使实线所示的信号成分通过、使虚线所示的混叠成分被除去，就能确切地实施插值。

然而，在以往的1码元估计的插值中，由于使用通过频带为Tu/12[s]以下的滤波器，所以实线所示的应当通过的信号成分的一部分（超过Tu/12[s]的延迟波成分）从通过频带中溢出，另外，虚线所示的混叠成分（超过Tu/12[s]的延迟波的混叠成分）包含在通过频带中（参照图29（a））。因此，在以往的1码元估计中，不能确切地实施插值。

另一方面，在第5实施方式的方法中，将利用SP信号所计算出的传送路径特性的值用作滤波器输入信号，将利用TPS信号和CP信号所计算出的传送路径特性的值用作目的信号，来计算维纳滤波器系数。由此，能够形成仅使实线所示的应当通过的信号成分通过、使虚线所示的混叠成分被阻止这样的滤波器特性的滤波器（参照图29（b））。因此，第5实施方式的方法即使在存在超过Tu/12[s]的延迟波的接收环境中也不受混叠的影响，能够确切地实施插值。并且，第5实施方式的方法如图29（b）所示，由于成为仅使应当通过的信号通过的滤波器形状，所以无需不必要地扩展滤波器的通过频带，能够除去热噪声和伴随着移动的载波间干扰成分等噪声成分的影响，实现抗噪声的提高。

图30（a）是表示以往插值（1码元估计）的能插值的区域的图，（b）是第5实施方式的自适应插值部50d进行的自适应插值的能插值区域的图。

以往的1码元估计能够准确地对延迟扩展到Tu/12[s]、开普勒展宽到1/Ts[Hz]进行插值（参照图30（a））。与此相对，第5实施方式的方法能够准确地对延迟扩展到Tu[s]、开普勒展宽到1/Ts[Hz]进行插值（参照图30（b））。这样，第5实施方式的方法关于移动抗性与以往的1码元估计相同，但关于延迟抗性比以往的1码元估计提高。

<与以往的插值（4码元估计）的比较>

以往的4码元估计能够准确地对延迟扩展到Tu/3[s]、开普勒展宽到1/(4Ts)[Hz]进行插值（参照图15（a））。与此相对，第5实施方式的方法能够准确地对延迟扩展到Tu[s]、开普勒展宽到1/Ts[Hz]进行插值（参照图30（b））。这样，第5实施方式的方法关于移动抗性和延迟抗性双方都比以往的4码元估计提高。

<与第1实施方式的方法的比较>

由于第1和第2实施方式的方法都在载波方向上实施了自适应插值，所以能够准确地对延迟扩展到Tu[s]进行插值（参照图15（b）、图30（b））。并且，第1实施方式的方法由于实施了码元方向插值，所以只能准确地对开普勒展宽到1/(4Ts)[Hz]进行插值（参照图15（b）），第5实施方式的方法由于未实施码元方向插值，所以能够准确地对开普勒展宽到1/Ts[Hz]进行插值（参照图30（b））。这样，第5实施方式的方法关于延迟抗性与第1实施方式的方法相同，但是关于移动抗性比第1实施方式的方法提高。

根据以上的各比较，可知第5实施方式的传送路径特性估计部15d能够在幅度更宽的接收环境中进行传送路径特性的插值。

《第6实施方式》

以下，参照附图对本发明的第6实施方式进行说明。但是，在本实施方式中，与第1至第3实施方式的情况同样，举出以ISDB-T方式为标准的数字电视播放的接收装置为例进行说明。

相对于第1实施方式的传送路径特性估计部15实施码元方向插值和自适应插值，本实施方式的传送路径特性估计部的不同点在于：实施自适应插值和载波方向插值。另外，接收装置的其他构成要素的与本发明相关的限制部分与第1实施方式实质上相同。

以下，对传送路径特性估计部的结构和动作进行说明。另外，在本实施方式中，对实质上与第1至第5实施方式相同的构成要素附加相同的符号，由于能够应用第1至第5实施方式的说明，所以在本实施方式中，省略其说明或者仅限于记载概略。

<传送路径特性估计部的结构和动作>

图31是本实施方式的传送路径特性估计部15e的结构图。另外，在图31中，为了使传送路径特性估计部15e的内部要素与正交变换部14和均衡部16的连接关系明确，也图示了正交变换部14和均衡部16。

传送路径特性估计部15e具备SP传送路径特性估计部20、TMCC传送路径特性估计部40、自适应插值部50e和载波方向插值部90。

SP传送路径特性估计部20从正交变换部14的输出信号中提取SP信号，根据所提取的SP信号来估计配置有该SP信号的SP载波中的传送路径特性，并将所估计的传送路径特性的值输出给自适应插值部50e。TMCC传送路径特性估计部40从正交变换部14的输出信号中提取TMCC信号，根据所提取的TMCC信号来估计配置有该TMCC信号的TMCC载波中的传送路径特性，并将所估计的传送路径特性的值输出给自适应插值部50e。

自适应插值部50e在各码元中进行以下的处理。自适应插值部50e利用SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性的值和TMCC传送路径特性估计部40所输出的TMCC载波中的传送路径特性的值，计算滤波器系数。并且，自适应插值部50e使用所计算的滤波器系数对SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性的值进行滤波，由此进行自适应插值，计算载波号为3n（n为0以上的整数）以外的载波中的传送路径特性，并将计算结果输出给载波方向插值部90。

这里，参照图32对自适应插值部50e的结构和动作进行说明。图32是图31的自适应插值部50e的结构图。另外，在图32中，为了使自适应插值部50e的内部要素与SP传送路径特性估计部20、TMCC传送路径特性估计部40及载波方向插值部90的连接关系明确，也图示了SP传送路径特性估计部20、TMCC传送路径特性估计部40及载波方向插值部90。

自适应插值部50e具备自相关计算部51e、互相关计算部52e、维纳滤波器系数计算部53e和滤波器处理部54e。

自相关计算部51e如果用i（i是0以上的整数）来表示载波号，则使用SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性H(i)，进行下述的（式33）所示的自相关运算，计算进制为12的自相关值r₀,r₁₂,r₂₄,...。并且，自相关计算部51e使用所计算的自相关值r，利用r_-m=r_m ^*的关系，计算下述的（式34）所示的自相关矩阵R_xx，并将所计算出的自相关矩阵R_xx输出给维纳滤波器系数计算部53d。

$r_{12m}=E\left[H(12n+3\left(q\mathrm{mod}4\right))H(12n-12m+3\left(q\mathrm{mod}4\right){)}^{*}\right]$ （式33）

(式34)

互相关计算部52e如果用i,j（i,j是0以上的整数）来表示载波号，则使用TMCC传送路径特性估计部40所输出的TMCC载波中的传送路径特性H(j)和SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性H(i)，进行下述的（式35）所示的互相关运算，计算互相关值p。并且，互相关计算部52e使用所计算的互相关值p，计算下述的（式36）所示的互相关矢量P_dx，z（在本实施方式中，为z=1、2、4、5、7、8、10、11的互相关矢量P_dx,1、P_dx,2、P_dx,4、P_dx,5、P_dx,7、P_dx,8、P_dx,10、P_dx,11），并将所计算出的互相关矢量P_dx,z输出给维纳滤波器系数计算部53e。

$p_{z+12m}=E\left[H(12n+z+3\left(q\mathrm{mod}4\right))H(12n-12m+3\left(q\mathrm{mod}4\right){)}^{*}\right]$ （式35）

$P_{\mathrm{dx},z}={\left[\begin{array}{ccccccc}{p}_{z+12(\mathrm{tap}-1)/2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& p_{z+12}& p_z& p_{z-12}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& p_{z-12(\mathrm{tap}-1)/2}\end{array}\right]}^T$ （式36）

其中，（式35）的H(12n+z+3(qmod4))是TMCC传送路径特性估计部40所输出的TMCC载波中的传送路径特性，H(12n-12m+3(qmod4))是SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性。并且，m是-(tap-1)/2以上(tap-1)/2以下的整数。

维纳滤波器系数计算部53e使用自相关计算部51e所输入的自相关矩阵R_xx和互相关计算部52e所输入的互相关矢量P_dx,z，进行下述的（式37）的运算，计算维纳滤波器系数w_k。但是，在本实施方式中，对互相关矢量P_dx,1、P_dx,2、P_dx,4、P_dx,5、P_dx,7、P_dx,8、P_dx,10、P_dx,11的各个进行（式37）的运算。并且，维纳滤波器系数计算部53e根据所计算的维纳系数w_k的值，利用下述的（式38）计算滤波器处理部54e的滤波器系数c_k，并将所计算的滤波器系数c_k的值输出给滤波器处理部54e。另外，在（式38）中，s是整数。

$W_z={\left[\begin{array}{ccccccc}{w}_{z+12(\mathrm{tap}-1)/2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& w_{z+12}& w_z& w_{z-12}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& w_{z-12(\mathrm{tap}-1)/2}\end{array}\right]}^T={R_{\mathrm{xx}}}^{-1}{P}_{\mathrm{dx},z}$ （式37）

$c_k=\left\{\begin{array}{c}{w}_k:k\&NotEqual;3s\\ 0:k=3s\end{array}\right.$ （式38）

这里，TMCC信号由于不存在于在任意码元中配置有SP信号的载波号3n（n是0以上的整数）的载波中，所以不能计算该载波中的传送路径特性的值与利用SP信号计算出的每12个载波的传送路径特性的值之间的互相关值p₃、p₆、p₉等。因此，不能计算用于计算载波号3n（3n≠12m+3(qmod4)）的载波中的传送路径特性的滤波器系数，不能计算该载波中的传送路径特性。

滤波器处理部54e使用维纳滤波器系数计算部53e所输入的滤波器系数c_k的值，对SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性的值进行滤波，由此计算载波号为3n以外的载波中的传送路径特性（参照图33（a）、（b））。该滤波器处理部54e的处理用下述的（式39）表示。其中，在（式39）中，在i=12n（n为0以上的整数）的情况下，在H(i)中插入SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性的值，在i≠12n的情况下，在H(i)中插入0。另外，滤波器处理部54e将载波号3n的载波（在自适应插值部50e的自适应插值中不能计算传送路径特性的载波和SP载波）中的传送路径特性的值屏蔽为0（参照图33（b）、（c））。

$H_a\left(l\right)=\mathrm{\&Sigma;}{c}_{-k}H(k+l)$ （式39）

载波方向插值部90如图33（c）所示，使用自适应插值部50e所输出的传送路径特性的值，在载波方向上使用固定系数对传送路径特性进行插值，由此计算所有载波的传送路径特性的值，并将所计算出的传送路径特性的值输出给均衡部16。该载波方向插值部90的处理用下述的（式40）所示。其中，在（式40）中，在i=3n（n是0以上的整数）的情况下，在H_a(i)中插入0，在i≠3n的情况下，在H_a(i)中插入自适应插值部50e进行的自适应插值所获得的传送路径特性的值。这里，载波方向插值部90通过对根据载波号3n+1（n是0以上的整数）的载波组而插值的传送路径特性H1和根据载波号3n+2的载波组而插值的传送路径特性H2进行平均，使用获得所有载波的传送路径特性这样的系数。此时，可以用统一处理的固定系数的滤波器来实施各个插值和平均，也可以用其他滤波器来实施这些处理。另外，载波方向的插值不限于利用使用了固定系数的插值，例如也可以利用根据延迟量来改变带宽的插值。

（式40）

<与以往的插值（1码元估计）的比较>

图34（a）是以往插值（1码元估计）的滤波器形状的概念图，（b）是第6实施方式的自适应插值的滤波器形状的概念图。其中，利用存在主波和超过Tu/12[s]的延迟波的情况下的延迟谱的示意图。

由于在码元方向上不实施插值的情况下输入到自适应插值部50d中的传送路径特性每12个载波存在1个，所以根据采样定理，每Tu/12[s]会产生混叠成分（参照图34（a）、（b））。1码元估计和第6实施方式的方法都通过对它们实施滤波器处理来实施插值，对所有载波计算传送路径特性。根据滤波器处理，只要能够使实线所示的信号成分通过、使虚线所示的混叠成分被除去，就能确切地实施插值。

然而，在以往的1码元估计的插值中，由于使用通过频带为Tu/12[s]以下的滤波器，所以实线所示的应当通过的信号成分的一部分（超过Tu/12[s]的延迟波成分）从通过频带中溢出，另外，虚线所示的混叠成分（超过Tu/12[s]的延迟波的混叠成分）包含在通过频带中（参照图34（a））。因此，在以往的1码元估计中，不能确切地实施插值。

另一方面，在第6实施方式的方法中，将利用SP信号所计算出的传送路径特性的值用作滤波器输入信号，将利用TMCC信号所计算出的传送路径特性的值用作目的信号，来计算维纳滤波器系数。由此，能够形成仅使实线所示的应当通过的信号成分通过、使虚线所示的混叠成分被阻止这样的滤波器特性的滤波器（参照图34（b）的自适应插值）。因此，第6实施方式的方法即使在存在超过Tu/12[s]的延迟波的接收环境中也不受混叠的影响，能够实施插值。但是，由于在载波号3n的载波的传送路径特性的计算中实施了基于使用了通常固定系数的滤波器处理的载波方向插值，所以延迟抗性为Tu/3[s]（参照图34（b）的载波插值）。并且，第6实施方式的方法如图34（b）的自适应插值所以那样，由于成为仅使应当通过的信号通过的滤波器形状，所以无需不必要地扩展滤波器的通过频带，能够除去热噪声和伴随着移动的载波间干扰成分等噪声成分的影响，能够实现抗噪声的提高。

图35是使用第6实施方式的方法的传送路径插值的能插值区域的图。

以往的1码元估计能够准确地对延迟扩展到Tu/12[s]、开普勒展宽到1/Ts[Hz]进行插值（参照图30（a））。与此相对，第6实施方式的方法能够准确地对延迟扩展到Tu/3[s]、开普勒展宽到1/Ts[Hz]进行插值（参照图35）。这样，第6实施方式的方法关于移动抗性与以往的1码元估计相同，但关于延迟抗性比以往的1码元估计提高。

<与以往的插值（4码元估计）的比较>

以往的4码元估计能够准确地对延迟扩展到Tu/3[s]、开普勒展宽到1/(4Ts)[Hz]进行插值（参照图15（a））。与此相对，第6实施方式的方法能够准确地对延迟扩展到Tu/3[s]、开普勒展宽到1/Ts[Hz]进行插值（参照图35）。这样，第6实施方式的方法关于延迟抗性与以往的4码元估计相同，但关于移动抗性比以往的4码元估计提高。

如上所述，根据本实施方式，与以往的方法相比，能够在幅度宽的接收环境中确切地实施插值。并且，根据本实施方式，在利用了维纳滤波器的自适应插值中不能计算一部分载波中的传送路径特性的情况下，由于能够通过载波方向插值来计算该一部分载波中的传送路径特性，所以本实施方式的方法在对更多的发送格式提高延迟抗性和开普勒抗性上是有用的。

另外，在第6实施方式中，在自适应插值时，如图33（b）所示，对在利用了维纳滤波器的自适应插值中能够计算的所有载波（载波号为3n以外的载波）进行传送路径特性的计算。然而，鉴于在载波方向插值部90中对自适应插值部50e的输出信号进行载波方向插值，如图36（a）和图36（b）所示，也可以在自适应插值中只对在利用了维纳滤波器的自适应插值中能够计算的一部分载波进行计算。据此，能够实现互相关运算和维纳滤波器系数的计算等的运算量的削减。

《第7实施方式》

以下，参照附图对本发明的第7实施方式进行说明。但是，在本实施方式中，与第4至第5实施方式的情况同样，举出以DVB-T方式为标准的数字电视播放的接收装置为例进行说明。

相对于第6实施方式的传送路径特性估计部15e使用利用TMCC信号作为目的信号计算出的传送路径特性的值，本实施方式的传送路径特性估计部的不同点在于：使用利用CP信号作为目的信号计算出的传送路径特性的值。另外，接收装置的其他构成要素的与本发明相关的限制部分与第1实施方式实质上相同。

以下，对传送路径特性估计部的结构和动作进行说明。另外，在本实施方式中，对实质上与第1至第6实施方式相同的构成要素附加相同的符号，由于能够应用第1至第6实施方式的说明，所以在本实施方式中，省略其说明或者仅限于记载概略。

<传送路径特性估计部的结构和动作>

图37是本实施方式的传送路径特性估计部的结构图。在图37中，为了使传送路径特性估计部15f的内部要素与正交变换部14和均衡部16的连接关系明确，也图示了正交变换部14和均衡部16。

传送路径特性估计部15f具备SP传送路径特性估计部20、CP传送路径特性估计部80、自适应插值部50f和载波方向插值部90。

SP传送路径特性估计部20从正交变换部14的输出信号中提取SP信号，根据所提取的SP信号来估计配置有该SP信号的SP载波中的传送路径特性，并将所估计的传送路径特性的值输出给自适应插值部50f。CP传送路径特性估计部80从正交变换部14的输出信号中提取CP信号，根据所提取的CP信号来估计配置有该CP信号的CP载波中的传送路径特性，并将所估计的传送路径特性的值输出给自适应插值部50f。

自适应插值部50f在各码元中进行以下的处理。自适应插值部50f利用SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性的值和CP传送路径特性估计部80所输出的CP载波中的传送路径特性的值，计算滤波器系数。并且，自适应插值部50f使用所计算的滤波器系数对SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性的值进行滤波，由此进行自适应插值，计算载波号为3n（3n≠12m+3(qmod4)）的载波中的传送路径特性，并将计算结果输出给载波方向插值部90。

这里，参照图38对自适应插值部50f的结构和动作进行说明。图38是图37的自适应插值部50f的结构图。另外，在图38中，为了使自适应插值部50f的内部要素与SP传送路径特性估计部20、CP传送路径特性估计部80及载波方向插值部90的连接关系明确，也图示了SP传送路径特性估计部20、CP传送路径特性估计部80及载波方向插值部90。

自适应插值部50f具备自相关计算部51f、互相关计算部52f、维纳滤波器系数计算部53f和滤波器处理部54f。

自相关计算部51f如果用i（i是0以上的整数）来表示载波号，则使用SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性H(i)，进行下述的（式41）所示的自相关运算，计算进制为12的自相关值r₀,r₁₂,r₂₄,…。并且，自相关计算部51f使用所计算的自相关值r，利用r_-m=r_m ^*的关系，计算下述的（式42）所示的自相关矩阵R_xx，并将所计算出的自相关矩阵R_xx输出给维纳滤波器系数计算部53f。

$r_{12m}=E\left[H(12n+3\left(q\mathrm{mod}4\right))H(12n-12m+3\left(q\mathrm{mod}4\right){)}^{*}\right]$ （式41）

（式42）

互相关计算部52f如果用i,j（i,j是0以上的整数）来表示载波号，则使用CP传送路径特性估计部80所输出的CP载波中的传送路径特性H(j)和SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性H(i)，进行下述的（式43）所示的互相关运算，计算互相关值p。并且，互相关计算部52e使用所计算的互相关值p，计算下述的（式44）所示的互相关矢量P_dx,z（在本实施方式中，为z=3、6、9的互相关矢量P_dx,3、P_dx,6、P_dx,9），并将所计算出的互相关矢量P_dx,z输出给维纳滤波器系数计算部53f。

$p_{z+12m}=E\left[H(12n+z+3\left(q\mathrm{mod}4\right))H(12n-12m+3\left(q\mathrm{mod}4\right){)}^{*}\right]$ （式43）

$P_{\mathrm{dx},z}={\left[\begin{array}{ccccccc}{p}_{z+12(\mathrm{tap}-1)/2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& p_{z+12}& p_z& p_{z-12}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& p_{z-12(\mathrm{tap}-1)/2}\end{array}\right]}^T$ （式44）

其中，（式43）的H(12n+z+3(qmod4))是CP传送路径特性估计部80所输出的CP载波中的传送路径特性，H(12n-12m+3(qmod4))是SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性。并且，m是-(tap-1)/2以上(tap-1)/2以下的整数。

维纳滤波器系数计算部53f使用自相关计算部51f所输入的自相关矩阵R_xx和互相关计算部52f所输入的互相关矢量P_dx,z，进行下述的（式45）的运算，计算维纳滤波器系数w_k。但是，在本实施方式中，对互相关矢量P_dx,3、P_dx,6、P_dx,9的各个进行（式45）的运算。并且，维纳滤波器系数计算部53f根据所计算的维纳系数w_k的值，利用下述的（式46）计算滤波器处理部54f的滤波器系数c_k，并将所计算的滤波器系数c_k的值输出给滤波器处理部54f。另外，在（式46）中，s、t是整数。

$W_z={\left[\begin{array}{ccccccc}{w}_{z+12(\mathrm{tap}-1)/2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& w_{z+12}& w_z& w_{z-12}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& w_{z-12(\mathrm{tap}-1)/2}\end{array}\right]}^T={R_{\mathrm{xx}}}^{-1}{P}_{\mathrm{dx},z}$ （式45）

$c_k=\{\begin{array}{c}{w}_k:k=3s(s\&NotEqual;0,k\&NotEqual;12t)\\ 1:k=0\\ 0:k\&NotEqual;3s(s\&NotEqual;0),k=12s(s\&NotEqual;0)\end{array}$ （式46）

这里，CP信号由于不存在于在任意码元中都未配置有SP信号的载波号3n（n是0以上的整数）以外的载波中，所以不能计算该载波中的传送路径特性的值与利用SP信号计算出的每12个载波的传送路径特性的值之间的互相关值p₁、p₂、p₄、p₅、p₇、p₈、p₁₀、p₁₁等。因此，不能计算用于计算载波号3n（3n≠12m+3(qmod4)）以外的载波中的传送路径特性的滤波器系数，不能计算该载波中的传送路径特性。

滤波器处理部54f使用维纳滤波器系数计算部53f所输入的滤波器系数c_k的值，对SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性的值进行滤波，由此计算载波号为3n的载波中的传送路径特性（参照图39）。该滤波器处理部54f的处理用下述的（式47）表示。其中，在（式47）中，在i=12n（n为0以上的整数）的情况下，在H(i)中插入SP传送路径特性估计部20所输出的每12个载波的传送路径特性的值，在i≠12n的情况下，在H(i)中插入0。另外，滤波器处理部54e将载波号3n以外的载波中的传送路径特性的值屏蔽为0。

$H_a\left(l\right)=\mathrm{\&Sigma;}{c}_{-k}H(k+l)$ （式47）

载波方向插值部90如图39所示，使用自适应插值部50f所输出的传送路径特性的值，在载波方向上使用固定系数对传送路径特性进行插值，由此计算所有载波的传送路径特性的值，并将所计算出的传送路径特性的值输出给均衡部16。该载波方向插值部90的处理用下述的（式48）所示。其中，在（式48）中，在i=3n（n是0以上的整数）的情况下，在H_a(i)中插入自适应插值部50e所计算出的传送路径特性的值，在i≠3n的情况下，在H_a(i)中插入0。另外，载波方向的插值不限于利用使用了固定系数的插值，例如也可以利用根据延迟量来改变带宽的插值。

（式48）

根据本实施方式的传送路径特性估计部15f，能够获得与第6实施方式的传送路径特性估计部15e所获得的效果实质上相同的效果。

另外，在第7实施方式中，在自适应插值时，对在利用了维纳滤波器的自适应插值中能够计算的所有载波进行传送路径特性的计算。然而，鉴于在载波方向插值部90中对自适应插值部50f的输出信号进行载波方向插值，也可以在自适应插值中只对在利用了维纳滤波器的自适应插值中能够计算的一部分载波进行计算。

《补充》

本发明不限于上述实施方式所说明的内容，在用于达成本发明的目的及其相关或连带的目的的任意方式中都能实施，例如可以是如下的情况。

（1）在上述各实施方式中，举出以ISDB-T方式或DVB-T方式为标准的数字电视播放的接收机为例进行了说明，但并不限于此，也可以应用在其他方式的数字电视播放的接收机和数字电视播放的接收机以外的接收装置中。

例如，可以应用在以欧洲的DVB-H方式和DVB-T2方式为标准的数字电视播放的接收机、以多国都能采用的DAB（Digital Audio Broadcast：数字视频广播）方式为标准的数字视频播放的接收装置、以DMB（DigitalMultimedia Broadcasting：数字多媒体广播）方式或DMB-TH（DigitalMultimedia Broadcasting-Terrestrial/Handheld：地面/手持数字多媒体广播）方式为标准的数字电视播放的接收机、以WiMAX（WorldwideInteroperability for Microwave Access：全球微波互联接入）方式为标准的无线通信装置等中。

并且，也可以应用于以无线LAN（Local Area Network：局域网）、无线PAN（Personal Area Network：个人区域网络）、无线WAN（WideArea Network：广域网）、无线MAN（Metropolitan Area Network：城域网）为首的无线通信装置、地面数字播放和卫星数据播放中的中继装置和接收装置、进行测定等的测定器中。

（2）在上述各实施方式中，假设接收信号为OFDM信号进行了说明，但并不限于此，接收信号也可以是对实施了调制处理的相互不正交的多个载波进行了复用的传送信号。

（3）上述第4、第5、第7实施方式的接收装置采用了以DVB-T方式为标准的数字电视播放的接收机，但也可以置换为以DVB-H方式为标准的数字电视播放的接收机来应用。

（4）在上述第1至第4实施方式中，目的信号计算用的信号是TMCC信号、AC信号、TMCC信号和AC信号双方、或TPS信号中的任意一个，但并不限于此，例如只要是下面那样的信号，就能够用作目的信号计算用的信号。在DVB-T2（Digital Video Broadcasting-Terrestrial 2：地面数字视频广播2）方式中，由于存在被配置于在任意码元中都未配置有SP信号的载波号的载波的一部分中的连续导频（CP信号），所以作为目的信号计算用的信号，能够利用在任意码元中都未配置有DVB-T2方式的SP信号的载波号的CP信号。另外，DVB-T2方式中的SP信号的配置图案之一与ISDB-T方式和DVB-T方式的SP信号的配置图案相同，但在DVB-T2方式中也可以准备其以外的SP信号的配置图案。图40示出了SP信号的配置图案与ISDB-T方式和DVB-T方式的SP信号的配置图案相同、在FFT尺寸为32k的情况下配置有DVB-T2方式的CP信号的载波的载波号的一例。

（5）在上述的第5实施方式中，目的信号计算用的信号是TPS信号和CP信号双方，但并不限于此，例如只要是下面那样的信号，就能够用作目的信号计算用的信号。在DVB-T2方式中，由于存在被配置于在任意码元中都未配置有SP信号的载波号的载波的一部分中的CP信号，并且存在被配置于在任意码元中配置有SP信号的载波号的载波的一部分中的CP信号，所以可以将DVB-T2方式的CP信号用作目的信号计算用的信号。

（6）在上述第6实施方式中，目的信号计算用的信号是TMCC信号，但并不限于此，例如，作为目的信号计算用的信号，可以利用ISDB-T方式的AC信号或者TMCC信号和AC信号双方的信号，也可以利用DVB-T方式或DVB-H方式的TPS信号，还可以利用在任意码元中都未配置有DVB-T2方式的SP信号的载波号的CP信号。

（7）在上述第7实施方式中，目的信号计算用的信号是DVB-T方式的CP信号，但并不限于此，例如，作为目的信号计算用的信号，可以利用在任意码元中配置有DVB-T2方式的SP信号的载波号的CP信号。

（8）在上述各实施方式和上述（3）～（7）中，配置有TMCC信号的载波的载波号、配置有AC信号的载波的载波号、配置有TPS信号的载波的载波号、配置有CP信号的载波的载波号（DVB-T方式）、配置有CP信号的载波的载波号（DVB-T2方式）分别示出了一个模式中的载波号，但是在上述的各实施方式和上述的（3）～（7）中，也能应用其他模式的载波号。并且，在DVB-T2方式中虽然存在多个与ISDB-T方式或DVB-T方式的SP信号的配置图案不同的SP信号的配置图案，但也可以应用它们。

（9）上述第1实施方式等的TMCC传送路径特性估计部40内的差动解调部42根据1码元内的多个解码后的控制信息对TMCC信号所传送的控制信息进行多数决定判定，确定TMCC信号所传送的控制信息，但并不限于此，例如可以是下面的情况。差动解调部42对配置在1码元内的多个载波中的TMCC信号进行合成，使用所合成的TMCC信号进行TMCC信号的解码。或者，差动解调部42选择1码元内的多个TMCC信号中接收质量好的TMCC信号，使用所选择的TMCC信号对TMCC信号进行解码，确定TMCC信号所传送的控制信息。或者，差动解调部42对预先决定的载波的TMCC信号进行解码，确定TMCC信号所传送的控制信息。

上述第4实施方式等的TPS传送路径特性估计部70内的差动解调部72根据1码元内的多个解码后的控制信息对TPS信号所传送的控制信息进行多数决定判定，确定TPS信号所传送的控制信息，但并不限于此，例如可以是下面的情况。差动解调部72对配置在1码元内的多个载波中的TPS信号进行合成，使用所合成的TPS信号进行TPS信号的解码。或者，差动解调部72选择1码元内的多个TPS信号中接收质量好的TPS信号，使用所选择的TPS信号对TPS信号进行解码，确定TPS信号所传送的控制信息。或者，差动解调部72对预先决定的载波的TPS信号进行解码，确定TPS信号所传送的控制信息。

（10）在上述第1实施方式中，互相关计算部52利用上述的（式10）计算互相关矢量P_z+3m，但并不限于此，例如也可以利用互相关值具有p_m ^*=p_-m的关系，利用下述的（式49）来计算互相关矢量P_z+3m。据此，使平均化的参数变多，能够实现互相关矢量的计算精度的提高。另外，在第5至第7实施方式等中也能进行同样的应用。

$P_{z+3m}=\frac{E\left[H(3n+z)H(3n-3m{)}^{*}\right]+E[H(3n-z)H{(3n+3m)}^{*}{]}^{*}}{2}$ （式49）

（11）在上述各实施方式中，在自相关值的计算和互相关值的计算中，可以在码元方向上进行平均化，由此能够降低自相关值和互相关值的误差。并且，也可以从平均的参数中删除受到窄带妨害波的影响的载波和频带端部的载波等可靠性低的载波，由此，能够防止因可靠性低的载波导致的传送路径特性的计算精度的劣化。

（12）在上述各实施方式中，假设tap为奇数，但并不限于此，也可以是偶数。另外，在该情况下，例如只要将3(tap-1)/2、12(tap-1)/2进位或四舍五入为整数值，并将互相关矢量的矢量要素数变为tap即可。

（13）在上述各实施方式中，滤波器采用对k=0进行中心抽头的滤波器结构，但并不限于此，只要是能够应用所计算出的滤波器系数的滤波器结构即可。

（14）在上述各实施方式中，假设码元号和载波号为0以上的整数，但并不限于此。

（15）作为信息数据，在所需的载波是多个载波中的一部分的情况下，仅计算该所需的载波中的传送路径特性即可，所以，也可以将上述的各实施方式变形为只针对该载波计算维纳系数，并实施插值。

（16）在上述各实施方式中，对ISDB-T方式或DVB-T方式的发送格式进行了说明，但并不限于此，也可以应用于其他发送格式。例如，作为发送格式，可以包含成为均衡基准的被离散的导频信号，并且以在频率方向上不保持周期性的方式包含能够在接收侧进行传送路径特性估计的信号。

并且，在上述各实施方式中，作为目的信号计算用的信号，利用了非周期配置的信号（TMCC信号、AC信号、TPS信号、CP信号），但并不限于此，也可以是在1码元内具有周期性地配置的信号，例如：在1码元内，配置于未配置有成为均衡基准的信号的位置、并且具有周期性地配置的信号；在1码元内，配置于在任意码元中都未配置有成为均衡基准的信号的位置、并且具有周期性地配置的信号；等等。

另外，在上述各实施方式中，作为目的信号计算用的信号，利用了在码元方向上按照每码元配置的信号（TMCC信号、AC信号、TPS信号、CP信号），但并不限于此，也可以是在码元方向上不按照每个码元配置的信号。

另外，第1至第4实施方式的方法例如在通过码元方向插值而从载波号0开始依次获得每A（2以上的整数）个载波的传送路径特性的值的情况下，关于b=1,2,...,A-1的每一个，分别配置给载波号A×c+b(c=0,1,2,...)的载波中的1以上的载波，并且，如果在接收侧存在能够进行传送路径特性估计的信号，则能够通过将其用作目的信号计算用的信号来应用。另外，通过码元方向插值而获得传送路径特性的载波号不一定必须从0开始。

另外，第5实施方式的方法例如在成为均衡基准的导频信号（在第5实施方式中为SP信号）从载波号0开始依次按照每A（2以上的整数）个载波配置的情况下，关于b=1,2,...,A-1的每一个，分别配置给载波号A×c+b(c=0,1,2,...)的载波中的1以上的载波，并且，如果在接收侧存在能够进行传送路径特性估计的信号，则能够通过将其用作目的信号计算用的信号来应用。另外，配置有成为均衡基准的导频信号的载波号不一定必须从0开始。

另外，第6和第7实施方式的方法例如在成为均衡基准的导频信号（在第6和第7实施方式中为SP信号）从载波号0开始依次按照每A（2以上的整数）个载波配置的情况下，关于b=1,2,...,A-1的一部分的每一个，分别配置给载波号A×c+b(c=0,1,2,...)的载波中的1以上的载波，并且，如果在接收侧存在能够进行传送路径特性估计的信号，则能够通过将其用作目的信号计算用的信号来应用。另外，配置有成为均衡基准的导频信号的载波号不一定必须从0开始。

另外，第6实施方式的方法例如在通过码元方向插值而从载波号0开始依次获得每A（2以上的整数）个载波的传送路径特性的值的情况下，关于b=1,2,...,A-1的一部分的每一个，分别配置给载波号A×c+b(c=0,1,2,...)的载波中的1以上的载波，并且，如果在接收侧存在能够进行传送路径特性估计的信号，则能够通过将其用作目的信号计算用的信号来应用。另外，通过码元方向插值而获得传送路径特性的载波号不一定必须从0开始。

（17）在上述各实施方式中，目的信号计算用的信号除了在接收侧振幅和相位已知的信号（CP信号）以外，利用了被DBPSK的TMCC信号、AC信号、TPS信号，但并不限于此，例如也可以使用DBPSK以外的DQPSK（Differential Quadrature Phase Shift Keying：差分四相相移键控）等被差动调制的信号。并且，如果在接收侧具有已知的信号，目的信号计算用的信号也可以利用该信号。

（18）在上述各实施方式中，成为均衡基准的导频信号（在上述的各实施方式中为SP信号）的配置按照如下的方式进行：在1码元内每12个载波配置1个，每个码元错开3个载波，并按照4个码元来循环。然而，第1至第4的各实施方式可以应用于例如按照如下的方式配置的导频信号，即：在1码元内以fx（2以上的整数）个载波间隔进行配置，每个码元在频率方向上错开fs（大于等于1小于fx的整数）个载波，并按照ft(=fx/fs)个码元来循环。并且，也可以应用于按照如下的方式配置的导频信号，即：在1码元内以fx’（2以上的整数）以上的载波间隔进行配置，并且多个码元（多个码元不一定是恒定值）1次在频率方向上错开fs’（大于等于1小于fx’的整数）个载波。并且，第5至第7实施方式可以应用于在1码元内以fx’’（2以上的整数）载波间隔配置的导频信号，在该情况下，导频信号在码元方向上可以按照每个码元来配置，也可以不按照每个码元来配置。

（19）在上述各实施方式中，自适应插值部50等例如可以按照每个码元来进行滤波器系数的计算，也可以多个码元进行1次。

（20）上述各实施方式的接收装置典型地表现为作为集成电路的LSI。它们可以独立地单片化，也可以按照包含全部或一部分的方式单片化。这里称为LSI，但根据集成度的不同，有时也可以称为IC、系统LSI、超LSI、超级LSI。并且，集成电路的方法不限于LSI，也可以用专用电路或通用处理器来实现。LSI制造后，可以利用能够编程的FPGA（FieldProgrammable Gate Array：现场可编程门阵列）或能够重构LSI内部的电路单元（cell）的连接和设定的可重构处理器。另外，如果有以半导体技术的发展或派生的其他技术来置换LSI的集成电路化的技术登场，当然也可以使用该技术来进行功能模块的集成化。也存在生物技术的应用等的可能性。

（21）在上述各实施方式中说明的接收装置的动作过程的至少一部分可以记载在接收程序中，例如，CPU（Central Processing Unit：中央处理单元）可以读出并执行存储在存储器中的该程序。并且，上述程序也可以保存在记录介质中来进行分发等。

（22）在上述各实施方式中说明的接收装置的结构的一部分可以通过接收装置或集成电路来实现，除去其一部分的结构所进行的动作过程记载在接收程序中，例如，可以通过CPU（Central Processing Unit）读出并执行存储在存储器中的该程序来实现。

产业上的可利用性

本发明能够应用于在传送路径估计中使用的滤波器的滤波器系数的控制。

Claims (17)

1.一种接收装置，该接收装置具备：

分离部，将在时间轴方向上配置有多个码元、按每个码元在频率轴方向上配置有多个载波的接收信号按照每个码元分离成多个载波并输出；

第1传送路径计算部，使用所述分离部的输出信号，对在各码元内在频率轴方向上按照等间隔配置的载波组中所包含的多个第1载波中的传送路径特性进行计算并输出；

第2传送路径计算部，使用所述分离部的输出信号，对在各码元内与所述第1载波不同的第2载波中的传送路径特性进行计算并输出；以及

自适应插值部，根据所述第1传送路径计算部的输出信号和所述第2传送路径计算部的输出信号来计算滤波器系数，使用所计算的滤波器系数的值对所述第1传送路径计算部的输出信号进行滤波，由此计算与所述第1载波不同的载波中的传送路径特性并输出，

所述自适应插值部具备：

自相关计算部，进行所述第1传送路径计算部的输出信号的自相关运算来计算自相关矩阵；

互相关计算部，进行所述第1传送路径计算部的输出信号和所述第2传送路径计算部的输出信号的互相关运算来计算互相关矩阵；

滤波器系数计算部，通过对所述自相关矩阵的逆矩阵和所述互相关矩阵进行相乘来计算所述滤波器系数；以及

滤波器处理部，使用所计算的滤波器系数的值对所述第1传送路径计算部的输出信号进行滤波。

2.根据权利要求1所述的接收装置，

所述互相关计算部通过进行所述第1传送路径计算部的输出信号和在频率轴方向上按照与所述载波组相同的间隔配置的第1载波组中所包含的多个所述第2载波中的所述第2传送路径计算部的输出信号的互相关运算，来进行所述互相关矩阵的计算，

所述滤波器处理部通过使用计算出的所述滤波器系数的值对所述第1传送路径计算部的输出信号进行滤波，来计算所述第1载波组中所包含的载波的传送路径特性。

3.根据权利要求1所述的接收装置，

所述互相关计算部，

进行所述第1传送路径计算部的输出信号和在频率轴方向上按照与所述载波组相同的间隔配置的第1载波组中所包含的多个所述第2载波中的所述第2传送路径计算部的输出信号的互相关运算，

进行所述第1传送路径计算部的输出信号和在频率轴方向上按照与所述载波组相同的间隔配置的第2载波组中所包含的多个所述第2载波中的所述第2传送路径计算部的输出信号的互相关运算，

根据与所述第1载波组相关的所述互相关运算的结果和与所述第2载波组相关的所述互相关运算结果来进行所述互相关矩阵的计算，

所述第2载波组中所包含的所述第2载波和所述载波组中所包含的载波的频率间隔的最小值、与所述第1载波组中所包含的所述第2载波和所述载波组中所包含的载波的频率间隔的最小值相等。

4.根据权利要求1所述的接收装置，

所述载波组的一部分包含多个导频载波，该多个导频载波在各码元内在频率轴方向上按照等间隔配置、且被分配了在接收装置中振幅和相位已知的信号，

所述第1传送路径计算部具备：

导频传送路径估计部，使用所述导频载波所涉及的所述分离部的输出信号和所述已知的信号来估计所述多个导频载波的各个中的传送路径特性并输出；以及

码元方向插值部，在码元方向上对所述导频传送路径估计部的输出信号进行插值并输出。

5.根据权利要求4所述的接收装置，

所述接收信号是以ISDB-T方式规定的信号，

所述导频载波是配置有离散导频的载波，

所述第2载波是配置有TMCC的载波、配置有AC的载波、或者配置有TMCC的载波和配置有AC的载波的双方的载波。

6.根据权利要求4所述的接收装置，

所述接收信号是以DVB-T方式或DVB-H方式规定的信号，

所述导频载波是配置有离散导频的载波，

所述第2载波是配置有TPS的载波。

7.根据权利要求4所述的接收装置，

所述接收信号是以DVB-T2方式规定的信号，

所述导频载波是配置有离散导频的载波，

所述第2载波是配置有连续导频的载波。

8.根据权利要求1所述的接收装置，

所述载波组包含多个导频载波，该多个导频载波在各码元内在频率轴方向上按照等间隔配置、且被分配了在接收装置中振幅和相位已知的信号，

所述第1传送路径计算部使用所述导频载波所涉及的所述分离部的输出信号和所述已知的信号来估计各个所述多个导频载波的传送路径特性并输出。

9.根据权利要求8所述的接收装置，

所述接收信号是以DVB-T方式或DVB-H方式规定的信号，

所述导频载波是配置有离散导频的载波，

所述第2载波是配置有TPS的载波和配置有连续导频的载波的双方的载波。

10.根据权利要求8所述的接收装置，

所述接收信号是以DVB-T2方式规定的信号，

所述导频载波是配置有离散导频的载波，

所述第2载波是配置有连续导频的载波。

11.根据权利要求1所述的接收装置，

所述载波组包含多个导频载波，该多个导频载波在各码元内在频率轴方向上按照等间隔配置、且被分配了在接收装置中振幅和相位已知的信号，

所述第1传送路径计算部使用所述导频载波所涉及的所述分离部的输出信号和所述已知的信号来估计各个所述多个导频载波的传送路径特性并输出，

所述接收装置还具备载波方向插值部，该载波方向插值部在载波方向上对所述自适应插值部的输出信号进行插值。

12.根据权利要求11所述的接收装置，

所述接收信号是以ISDB-T方式规定的信号，

所述导频载波是配置有离散导频的载波，

所述第2载波是配置有TMCC的载波、配置有AC的载波、或者配置有TMCC的载波和配置有AC的载波的双方的载波。

13.根据权利要求11所述的接收装置，

所述接收信号是以DVB-T方式或DVB-H方式规定的信号，

所述导频载波是配置有离散导频的载波，

所述第2载波是配置有TPS的载波或者配置有连续导频的载波。

14.根据权利要求11所述的接收装置，

所述接收信号是以DVB-T2方式规定的信号，

所述导频载波是配置有离散导频的载波，

所述第2载波是配置有连续导频的载波。

15.一种集成电路，该集成电路具备：

分离部，将在时间轴方向上配置有多个码元、按每个码元在频率轴方向上配置有多个载波的接收信号按照每个码元分离成多个载波并输出；

第1传送路径计算部，使用所述分离部的输出信号，对在各码元内在频率轴方向上按照等间隔配置的载波组中所包含的多个第1载波中的传送路径特性进行计算并输出；

第2传送路径计算部，使用所述分离部的输出信号，对在各码元内与所述第1载波不同的第2载波中的传送路径特性进行计算并输出；以及

自适应插值部，根据所述第1传送路径计算部的输出信号和所述第2传送路径计算部的输出信号来计算滤波器系数，使用所计算的滤波器系数的值对所述第1传送路径计算部的输出信号进行滤波，由此计算与所述第1载波不同的载波中的传送路径特性并输出，

所述自适应插值部具备：

自相关计算部，进行所述第1传送路径计算部的输出信号的自相关运算来计算自相关矩阵；

互相关计算部，进行所述第1传送路径计算部的输出信号和所述第2传送路径计算部的输出信号的互相关运算来计算互相关矩阵；

滤波器系数计算部，通过对所述自相关矩阵的逆矩阵和所述互相关矩阵进行相乘来计算所述滤波器系数；以及

滤波器处理部，使用所计算的滤波器系数的值对所述第1传送路径计算部的输出信号进行滤波。

16.一种数字电视接收机，该数字电视接收机具备：

分离部，将在时间轴方向上配置有多个码元、按每个码元在频率轴方向上配置有多个载波的接收信号按照每个码元分离成多个载波并输出；

第1传送路径计算部，使用所述分离部的输出信号，对在各码元内在频率轴方向上按照等间隔配置的载波组中所包含的多个第1载波中的传送路径特性进行计算并输出；

第2传送路径计算部，使用所述分离部的输出信号，对在各码元内与所述第1载波不同的第2载波中的传送路径特性进行计算并输出；以及

自适应插值部，根据所述第1传送路径计算部的输出信号和所述第2传送路径计算部的输出信号来计算滤波器系数，使用所计算的滤波器系数的值对所述第1传送路径计算部的输出信号进行滤波，由此计算与所述第1载波不同的载波中的传送路径特性并输出，

所述自适应插值部具备：

自相关计算部，进行所述第1传送路径计算部的输出信号的自相关运算来计算自相关矩阵；

互相关计算部，进行所述第1传送路径计算部的输出信号和所述第2传送路径计算部的输出信号的互相关运算来计算互相关矩阵；

滤波器系数计算部，通过对所述自相关矩阵的逆矩阵和所述互相关矩阵进行相乘来计算所述滤波器系数；以及

滤波器处理部，使用所计算的滤波器系数的值对所述第1传送路径计算部的输出信号进行滤波。

17.一种在接收装置中进行的接收方法，该接收装置接收在时间轴方向上配置有多个码元、按每个码元在频率轴方向上配置有多个载波的接收信号，该接收方法具有：

分离步骤，将所述接收信号按照每个码元分离成多个载波并输出；

第1传送路径计算步骤，使用所述分离步骤中的输出信号，对在各码元内在频率轴方向上按照等间隔配置的载波组中所包含的多个第1载波中的传送路径特性进行计算并输出；

第2传送路径计算步骤，使用所述分离步骤中的输出信号，对在各码元内与所述第1载波不同的第2载波中的传送路径特性进行计算并输出；以及

自适应插值步骤，根据所述第1传送路径计算步骤中的输出信号和所述第2传送路径计算步骤中的输出信号来计算滤波器系数，使用所计算的滤波器系数的值对所述第1传送路径计算步骤中的输出信号进行滤波，由此计算与所述第1载波不同的载波中的传送路径特性并输出，

所述自适应插值步骤具有：

自相关计算步骤，进行所述第1传送路径计算步骤中的输出信号的自相关运算来计算自相关矩阵；

互相关计算步骤，进行所述第1传送路径计算步骤中的输出信号和所述第2传送路径计算步骤中的输出信号的互相关运算来计算互相关矩阵；

滤波器系数计算步骤，通过对所述自相关矩阵的逆矩阵和所述互相关矩阵进行相乘来计算所述滤波器系数；以及

滤波器处理步骤，使用所计算的滤波器系数的值对所述第1传送路径计算步骤中的输出信号进行滤波。

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