WO2009153946A1

WO2009153946A1 - 受信装置、集積回路、デジタルテレビ受像機、受信方法、及び受信プログラム

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Publication number: WO2009153946A1
Application number: PCT/JP2009/002650
Authority: WO
Inventors: 松村喜修; 木村知弘
Original assignee: パナソニック株式会社
Priority date: 2008-06-16
Filing date: 2009-06-11
Publication date: 2009-12-23
Also published as: JP5324562B2; EP2290857B1; US20100309383A1; CN101779401B; CN101779401A; EP2290857A1; JPWO2009153946A1; US8433010B2; EP2290857A4

Abstract

　直交変換部１４は、受信信号をシンボル毎に複数のキャリアに分離する。伝送路特性推定部１５内のＳＰ伝送路特性推定部２０は直交変換部１４の出力を用いてＳＰが配置されたキャリアにおける伝送路特性を算出し、シンボル方向補間部３０はＳＰ伝送路特性推定部２０の出力信号をシンボル（時間）方向に補間する。ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０は直交変換部１４の出力を用いて、ＴＭＣＣが配置されたキャリアにおける伝送路特性を算出する。適応補間部５０は、シンボル方向補間部３０の出力とＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０の出力とを用いてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いてシンボル方向補間部３０の出力を適応補間する。

Description

受信装置、集積回路、デジタルテレビ受像機、受信方法、及び受信プログラム

　本発明は、変調処理が施された複数のキャリアを多重した伝送信号の復調処理に用いられる伝送路推定技術に関する。

　直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：ＯＦＤＭ）方式は、マルチキャリアによるデジタル伝送方式の一つであって、日本の地上デジタル放送方式（Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial：ＩＳＤＢ－Ｔ）や欧州の地上デジタル放送方式（Digital Video Broadcasting - Terrestrial：ＤＶＢ－Ｔ）をはじめＩＥＥＥ８０２．１１ａなどの様々なデジタル通信に採用されている。ＯＦＤＭ方式は、複数のキャリアを直交性を保ちながら密に並べる方式であることから、周波数利用効率の高い伝送方式である。また、ＯＦＤＭ方式では、シンボル長を長く設定できることから、複数の到来波によって生じるシンボル間干渉に強い方式である。

　ＯＦＤＭ方式では、ガードインターバル技術が広く用いられている。これは、シンボル内で周期性を有するように有効シンボルの後ろの一部分を、ガードインターバルとして有効シンボルの前に付加し、マルチパス干渉によって生じるシンボル間干渉（Inter-Symbol-Interference：ＩＳＩ）に関連した干渉成分を避けて高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform：ＦＦＴ）を施すことを可能にする技術である。ＯＦＤＭ方式にガードインターバル技術を適用することによって、ＯＦＤＭ方式はマルチパス干渉に対して優れた耐性を有することになる。

　上記のＩＳＤＢ－Ｔ方式やＤＶＢ－Ｔ方式では、送信信号に図４１に概略を示す送信フォーマットが用いられる。図４１では、横軸はＯＦＤＭ信号のキャリア（周波数）方向を示し、縦軸はＯＦＤＭ信号のシンボル（時間）方向を示す。ＩＳＤＢ－Ｔ方式やＤＶＢ－Ｔ方式では、分散パイロット（Scattered Pilot：ＳＰ）と呼ばれる等化の基準となるパイロット信号（以下、「分散パイロット信号」又は「ＳＰ信号」と言う。）は、１つのシンボル内では１２キャリア毎に配置され、シンボル毎に３キャリアずつシフトされ、４シンボルで巡回するように配置されて送信される。但し、ＳＰ信号は、受信装置において振幅及び位相が既知の信号である。なお、以下では、ＳＰ信号が配置されるキャリアを「ＳＰキャリア」と言う。なお、ＤＶＢ－Ｈ（Digital Video Broadcasting Handheld）においても、ＳＰ信号の配置パターンはＩＳＤＢ－Ｔ方式やＤＶＢ－Ｔ方式と同じ配置パターンである。

　送信信号Ｘは、伝送路でマルチパス干渉やフェージングなどにより、様々な振幅及び位相の歪みを受け、受信信号Ｙとして受信される。伝送路の特性は、マルチパス環境では、送信信号が様々な物体に反射して各パスの到来時間の差異が生じることから、遅延広がりを有し、また、移動環境では、ドップラーシフトの影響を受け、様々な到来方向の波が重なりあい、ドップラー広がりを有することになる。伝送路で受けた振幅及び位相の特性（伝送路特性）をＨとすると、送信信号Ｘと受信信号Ｙとには下記の（数１）で表される関係がある。

　これを踏まえ、受信装置は、伝送路特性Ｈを推定し、受信信号Ｙにその逆特性を乗算することによって受信信号Ｙが伝送路で受けた振幅及び位相の歪みを補正し、送信信号Ｘを再生する。ＩＳＤＢ－Ｔ方式及びＤＶＢ－Ｔ方式では、上記のＳＰ信号を用いて伝送路特性Ｈの推定が行われる。受信装置の受信環境には、複数の送信局が同一周波数を用いて送信を行うＳＦＮ（Single Frequency Network）環境や、遠方の反射物で反射した電波を受信する受信環境など、長遅延環境が数多く存在する。さらに、車内など移動中における受信形態のニーズも高まっている。これらのことから、伝送路特性の推定においては、遅延広がりに対する耐性やドップラー広がりに対する耐性が望まれている。

　以下に、ＩＳＤＢ－Ｔ方式やＤＶＢ－Ｔ方式における一般的な振幅及び位相の歪みの補正処理について図４２を参照して説明する。受信装置１０００において、ＦＦＴ部１００１は、受信信号をシンボル毎に高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform：ＦＦＴ）して複数のキャリアに分離する。伝送路特性推定部１００３は、ＦＦＴ部１００１の出力信号に含まれるＳＰ信号を利用して伝送路特性を推定する。等化部１００２は、ＦＦＴ部１００１の出力信号に推定された伝送路特性の逆特性を乗算することによって、当該出力信号の振幅及び位相の歪みを補正し、送信信号を再生する。

　一般に、ＳＰ信号を用いた伝送路特性の推定方法には、以下に挙げる二つの基本的な手法がある。

　一の伝送路特性の推定方法について図４３から図４４を参照しつつ説明する。図４３に構成を示す伝送路特性推定部１００３のＳＰ伝送路特性推定部１０１０は、ＦＦＴ部１００１の出力信号からそれに含まれるＳＰ信号を抽出し、受信装置側で既知のＳＰ信号（送信側で生成されたＳＰ信号と振幅及び位相が同じＳＰ信号）を生成し、抽出したＳＰ信号を生成したＳＰ信号で除算し、除算結果をＳＰ信号が配置されたＳＰキャリアにおける伝送路特性の値としてシンボル方向補間部１０１１へ出力する。シンボル方向補間部１０１１は、ＳＰ伝送路特性推定部１０１０から出力されたＳＰキャリアにおける伝送路特性の値をシンボル（時間）方向に補間し、３キャリア毎の伝送路特性の値を算出する（図４４（ａ）参照）。キャリア方向補間部１０１２は、シンボル方向補間部１０１１から出力された３キャリア毎の伝送路特性の値をキャリア（周波数）方向に補間し、全キャリアの伝送路特性の値を算出する（図４４（ｂ）参照）。これは、４シンボル毎のＳＰ信号から伝送路特性を推定することから、以下では、「４シンボル推定」と言う。

　これに対し、ＳＰキャリアにおける伝送路特性をシンボル方向には補間せずに、１２キャリア毎のＳＰキャリアにおける伝送路特性をキャリア方向にのみ補間することで、全キャリアにおける伝送路特性を算出する他の伝送路特性の推定方法がある。これは、１シンボル毎のＳＰ信号から伝送路特性を推定することから、以下では、「１シンボル推定」と言う。

　これについて図４５から図４６を参照しつつ説明する。図４５に構成を示す伝送路特性推定部１００３ａのＳＰ伝送路特性推定部１０１０は、上述したようにしてＳＰキャリアにおける伝送路特性を算出し、算出した１２キャリア毎の伝送路特性の値をキャリア方向補間部１０１２ａへ出力する。キャリア方向補間部１０１２ａは、ＳＰ伝送路特性推定部１０１０から出力された１２キャリア毎の伝送路特性の値をキャリア方向に補間し、全キャリアの伝送路特性の値を算出する（図４６参照）。

　上述した４シンボル推定及び１シンボル推定には、以下の特徴がある。但し、ＯＦＤＭ有効シンボル長をＴｕ［ｓ］、ＯＦＤＭシンボル長をＴｓ［ｓ］、ガードインターバル長をＴｇ［ｓ］と記載すると、これらには下記の（数２）で表わされる関係がある。

　４シンボル推定の場合、４シンボル毎のＳＰキャリアにおける伝送路特性のみからシンボル方向補間を実施するため、図４７（ａ）に示すように、サンプリング定理から、通過帯域が１／（４Ｔｓ）［Ｈｚ］以下のフィルタを用いてシンボル方向補間が実施される。このため、４シンボル推定では、ドップラー広がりが１／（４Ｔｓ）［Ｈｚ］以下であれば、折り返し（エリアシング）の影響を受けずにシンボル方向補間が可能となる。また、シンボル方向補間後、３キャリア毎の伝送路特性のみからキャリア方向補間を実施するため、図４７（ｂ）に示すように、サンプリング定理から、通過帯域がＴｕ／３［ｓ］以下のフィルタを用いてキャリア方向補間が実施される。このため、４シンボル推定では、遅延広がりがＴｕ／３［ｓ］以下であれば、エリアシングの影響を受けずにキャリア方向補間が可能となる。このように、４シンボル推定では、ドップラー広がりが１／（４Ｔｓ）［Ｈｚ］以下、遅延広がりがＴｕ／３［ｓ］以下であれば、伝送路特性の推定が可能となる。

　一方、１シンボル推定の場合、シンボル方向に補間を実施しないため、サンプリング定理から、ドップラー広がりが１／Ｔｓ［Ｈｚ］以下であれば、エリアシングの影響を受けない。また、１２キャリア毎の伝送路特性のみからキャリア方向補間を実施するため、図４８に示すように、サンプリング定理から、通過帯域がＴｕ／１２［ｓ］以下のフィルタを用いてキャリア方向補間が実施される。このため、１シンボル推定では、遅延広がりがＴｕ／１２［ｓ］以下であれば、エリアシングの影響を受けずにキャリア方向補間が可能となる。このように、１シンボル推定では、ドップラー広がりが１／Ｔｓ［Ｈｚ］以下、遅延広がりがＴｕ／１２［ｓ］以下であれば、伝送路特性の推定が可能となる。

　また、非特許文献１に、シンボル方向及びキャリア方向の２次元に対し適応的な補間を実施する技術が開示されている。これは、ウィナーフィルタを用いた適応的な補間であり、最大遅延と最大ドップラー周波数から的確なフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数をもとにパイロット信号に基づいて算出されたパイロット信号が配置されたキャリアにおける伝送路特性の値を用いて補間を実施する。

　具体的には、受信装置は、最大遅延量τ_maxと、最大ドップラー周波数ｆ_Dmaxとから、下記の（数３）から（数６）で表される自己相関行列及び相互共分散ベクトルを算出し、これらを基に下記の（数７）を用いてフィルタ係数を算出する。そして、受信装置は、算出したフィルタ係数を基にパイロット信号に基づいて算出されたパイロット信号が配置されたキャリアにおける伝送路特性の値を用いて補間を実施する。

　これによって、受信環境に応じて補間フィルタを形成でき、遅延広がりやドップラー広がりに対して補間フィルタの通過帯域を可変にできる。このため、遅延広がりやドップラー広がりが小さいときには、補間フィルタの通過帯域を適応的に狭くでき、ノイズ成分を除去でき、伝送路特性の推定精度の向上が図られる。

"Ｔｗｏ－ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ　ｐｉｌｏｔ－ｓｙｍｂｏｌ－ａｉｄｅｄ　ｃｈａｎｎｅｌ　ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　ｂｙ　Ｗｉｅｎｅｒ　ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ"　　Ｈｏｅｈｅｒ，　Ｐ．；　Ｋａｉｓｅｒ，　Ｓ．；　Ｒｏｂｅｒｔｓｏｎ，　Ｐ．；Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ，　Ｓｐｅｅｃｈ，　ａｎｄ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，　１９９７．　ＩＣＡＳＳＰ－９７．，　１９９７　ＩＥＥＥ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　ｏｎ　Ｖｏｌｕｍｅ　３，　　２１－２４　Ａｐｒｉｌ　１９９７　Ｐａｇｅ（ｓ）：１８４５　－　１８４８　ｖｏｌ．３　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｏｂｊｅｃｔ　Ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒ　１０．１１０９／ＩＣＡＳＳＰ．１９９７．５９８８９７

　上述した４シンボル推定を用いる場合、例えば、Ｔｕ／３［ｓ］を超える遅延波が存在しない受信環境では、通過させたい主波の成分及び遅延波の成分はキャリア方向補間に用いるフィルタの通過帯域に含まれるためフィルタを通過し（図４９（ａ）参照）、伝送路特性を正しく推定することができる。しかしながら、Ｔｕ／３［ｓ］を超える遅延波が存在する受信環境では、通過させたい遅延波の成分はフィルタの通過帯域に含まれないためフィルタを通過せず、通過させたくない折り返し成分はフィルタの通過帯域に含まれるためフィルタを通過してしまい（図４９（ｂ）参照）、伝送路特性を正しく推定することができない。このため、受信装置は受信信号が伝送路で受けた振幅及び位相の歪みを的確に補正できす、受信性能が劣化するという課題がある。

　また、上述した１シンボル推定を用いる場合、例えば、Ｔｕ／１２［ｓ］を超える遅延波が存在しない受信環境では、通過させたい主波の成分及び遅延波の成分はキャリア方向補間に用いるフィルタの通過帯域に含まれるためフィルタを通過し（図５０（ａ）参照）、伝送路特性を正しく推定することができる。しかしながら、Ｔｕ／１２［ｓ］を超える遅延波が存在する受信環境では、通過させたい遅延波の成分はフィルタの通過帯域に含まれないためフィルタを通過せず、通過させたくない折り返し成分はフィルタの通過帯域に含まれるためフィルタを通過してしまい（図５０（ｂ）参照）、伝送路特性を正しく推定することができない。このため、受信装置は受信信号が伝送路で受けた振幅及び位相の歪みを的確に補正できす、受信性能が劣化するという課題がある。

　現在、ＩＳＤＢ－Ｔ方式で専ら用いられているガードインターバル比は有効シンボルの１／８であり、１シンボル推定はガードインターバルに収まっている遅延波に対しても補間できないことになる。つまり、移動耐性は１／Ｔｓ［Ｈｚ］まで向上するが、ガードインターバルに収まっている遅延波が存在する受信環境でも受信が困難になってしまうことがある。

　更に、非特許文献１に開示された伝送路特性の推定方法では、受信環境に応じてフィルタの通過帯域の幅を適応的に変化させるのみであり、主波と遅延波との間に発生するサンプリング定理に伴う折り返し成分を除去できない。このため、上記の４シンボル推定及び１シンボル推定と同様に、受信性能が劣化するという課題がある。

　そこで、本発明は、遅延広がりに対する耐性の向上を図ることによって長遅延環境においても伝送路特性の推定精度の向上を達成することが可能な受信装置、集積回路、デジタルテレビ受像機、受信方法、及び受信プログラムを提供することを目的とする。

　上記目的を達成するために本発明の受信装置は、時間軸方向に複数のシンボルが配置され、シンボル毎に周波数軸方向に複数のキャリアが配置された受信信号を、シンボル毎に複数のキャリアに分離して出力する分離部と、前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔に配置されたキャリア群に含まれる複数の第１キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第１伝送路算出部と、前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で前記第１キャリアと異なる第２キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第２伝送路算出部と、前記第１伝送路算出部の出力信号と前記第２伝送路算出部の出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いて前記第１伝送路算出部の出力信号をフィルタリングすることによって前記第１キャリアと異なるキャリアにおける伝送路特性を算出して出力する適応補間部と、を備える。

　また、本発明の集積回路は、時間軸方向に複数のシンボルが配置され、シンボル毎に周波数軸方向に複数のキャリアが配置された受信信号を、シンボル毎に複数のキャリアに分離して出力する分離部と、前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔に配置されたキャリア群に含まれる複数の第１キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第１伝送路算出部と、前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で前記第１キャリアと異なる第２キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第２伝送路算出部と、前記第１伝送路算出部の出力信号と前記第２伝送路算出部の出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いて前記第１伝送路算出部の出力信号をフィルタリングすることによって前記第１キャリアと異なるキャリアにおける伝送路特性を算出して出力する適応補間部と、を備える。

　さらに、本発明のデジタルテレビ受像機は、時間軸方向に複数のシンボルが配置され、シンボル毎に周波数軸方向に複数のキャリアが配置された受信信号を、シンボル毎に複数のキャリアに分離して出力する分離部と、前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔に配置されたキャリア群に含まれる複数の第１キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第１伝送路算出部と、前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で前記第１キャリアと異なる第２キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第２伝送路算出部と、前記第１伝送路算出部の出力信号と前記第２伝送路算出部の出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いて前記第１伝送路算出部の出力信号をフィルタリングすることによって前記第１キャリアと異なるキャリアにおける伝送路特性を算出して出力する適応補間部と、を備える。

　さらに、本発明の受信方法は、時間軸方向に複数のシンボルが配置され、シンボル毎に周波数軸方向に複数のキャリアが配置された受信信号を受信する受信装置において行われる受信方法であって、前記受信信号をシンボル毎に複数のキャリアに分離して出力する分離ステップと、前記分離ステップにおける出力信号を用いて、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔に配置されたキャリア群に含まれる複数の第１キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第１伝送路算出ステップと、前記分離ステップにおける出力信号を用いて、各シンボル内で前記第１キャリアと異なる第２キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第２伝送路算出ステップと、前記第１伝送路算出ステップにおける出力信号と前記第２伝送路算出ステップにおける出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いて前記第１伝送路算出ステップにおける出力信号をフィルタリングすることによって前記第１キャリアと異なるキャリアにおける伝送路特性を算出して出力する適応補間ステップと、を有する。

　さらに、本発明の受信プログラムは、時間軸方向に複数のシンボルが配置され、シンボル毎に周波数軸方向に複数のキャリアが配置された受信信号を受信する受信装置に、前記受信信号をシンボル毎に複数のキャリアに分離して出力する分離ステップと、前記分離ステップにおける出力信号を用いて、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔に配置されたキャリア群に含まれる複数の第１キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第１伝送路算出ステップと、前記分離ステップにおける出力信号を用いて、各シンボル内で前記第１キャリアと異なる第２キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第２伝送路算出ステップと、前記第１伝送路算出ステップにおける出力信号と前記第２伝送路算出ステップにおける出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いて前記第１伝送路算出ステップにおける出力信号をフィルタリングすることによって前記第１キャリアと異なるキャリアにおける伝送路特性を算出して出力する適応補間ステップと、を実行させる。

　上記受信装置、集積回路、デジタルテレビ受像機、受信方法、及び受信プログラムの夫々によれば、分離部の出力信号のうちシンボル内の一部のキャリアであって周波数軸方向の所定のキャリアに係る信号のみを用い、第１伝送路特性算出部の出力信号と第２伝送路特性算出部の出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数を用いて第１伝送路特性算出部の出力信号をフィルタリングする。このように、実際に受信した第２キャリアにおける伝送路特性の値を用いて、適応補間部が第１伝送路特性算出部の出力信号のフィルタリングに用いるフィルタ係数を算出する。このため、希望の信号成分が含まれる帯域を通過帯域とし、等間隔に抽出する場合に発生する折り返し成分の含まれる帯域を遮断帯域とするフィルタ特性となるようなフィルタ係数の算出が可能となる。従って、遅延広がりに対する耐性の向上を図ることができ、長遅延環境においても伝送路特性の算出精度の向上を達成できる。

第１の実施の形態の受信装置の構成図。図１の復調部の構成図。図２の伝送路特性推定部の構成図。図３のＳＰ伝送路特性推定部の構成図。図３のシンボル方向補間部によるシンボル方向補間の概念図。図３のＴＭＣＣ伝送路特性推定部の構成図。ＩＳＤＢ－Ｔ方式のＭｏｄｅ３、同期変調におけるＴＭＣＣ信号が配置されるキャリアのキャリア番号を示す図。図３の適応補間部の構成図。図８の自己相関算出部によって行われる自己相関演算の概念図。図８の相互相関算出部によって行われる相互相関演算の概念図。キャリア番号３ｎ＋１のうちＴＭＣＣ信号が配置されるキャリアのキャリア番号を示す図。キャリア番号３ｎ＋２のうちＴＭＣＣ信号が配置されるキャリアのキャリア番号を示す図。図８の適応補間部が行う適応補間の概念図。（ａ）は従来の補間（４シンボル推定）のフィルタ形状の概念図、（ｂ）は第１の実施の形態の適応補間部が行う適応補間のフィルタ形状の概念図。（ａ）は従来の補間（４シンボル推定）の補間可能領域を示す図、（ｂ）は第１の実施の形態の適応補間部が行う適応補間の補間可能領域を示す図。第２の実施の形態の伝送路特性推定部の構成図。図１６のＡＣ伝送路特性推定部の構成図。ＩＳＤＢ－Ｔ方式のＭｏｄｅ３、同期変調におけるＡＣ信号が配置されるキャリアのキャリア番号を示す図。第３の実施の形態の伝送路特性推定部の構成図。第４の実施の形態の伝送路特性推定部の構成図。図２０のＴＰＳ伝送路特性推定部の構成図。ＤＶＢ－Ｔ方式の８ｋモードにおけるＴＰＳ信号が配置されるキャリアのキャリア番号を示す図。第５の実施の形態の伝送路特性推定部の構成図。図２３のＣＰ伝送路特性推定部の構成図。ＤＶＢ－Ｔ方式の８ｋモードにおける連続パイロット信号（ＣＰ信号）が配置されるキャリアのキャリア番号を示す図。図２３の適応補間部の構成図。図２６の自己相関算出部によって行われる自己相関演算の概念図。図２６の相互相関算出部によって行われる相互相関演算の概念図。（ａ）は従来の補間（１シンボル推定）のフィルタ形状の概念図、（ｂ）は第５の実施の形態の適応補間部が行う適応補間のフィルタ形状の概念図。（ａ）は従来の補間（１シンボル推定）の補間可能領域を示す図、（ｂ）は第５の実施の形態の適応補間部が行う適応補間の補間可能領域を示す図。第６の実施の形態の伝送路特性推定部の構成図。図３１の適応補間部の構成図。（ａ）は分散パイロット信号の配置を示す概念図、（ｂ）は図３２の適応補間部が行う適応補間の概念図、（ｃ）は図３２のキャリア方向補間部が行うキャリア方向補間の概念図。（ａ）は従来の補間（１シンボル推定）のフィルタ形状の概念図、（ｂ）は第６の実施の形態の適応補間のフィルタ形状の概念図。第６の実施の形態の適応補間の補間可能領域を示す図。（ａ）は適応補間部の図３３（ｂ）と異なる一の適応補間の概念図、（ｂ）は適応補間部の図３３（ｂ）と異なる他の適応補間の概念図。第７の実施の形態の伝送路特性推定部の構成図。図３７の適応補間部の構成図。図３７のキャリア方向補間部が行うキャリア方向補間の概念図。ＤＶＢ－Ｔ２方式における連続パイロット信号が配置されるキャリアのキャリア番号の一例を示す図。ＩＳＤＢ－Ｔ方式及びＤＶＢ－Ｔ方式における分散パイロット信号の配置を示す概念図。従来の受信装置の構成図。従来の一の伝送路特性推定部の構成図。（ａ）は図４３のシンボル方向補間部が行うシンボル方向補間の概念図、（ｂ）は図４２のキャリア方向補間部が行うキャリア方向補間の概念図。従来の他の伝送路特性推定部の構成図。図４４のキャリア方向補間部が行うキャリア方向補間の概念図。（ａ）は４シンボル推定のシンボル方向補間の概念図、（ｂ）は４シンボル推定のキャリア方向補間の概念図。１シンボル推定のキャリア方向補間の概念図。（ａ）は遅延広がりがＴｕ／３以下の場合の４シンボル推定のキャリア方向補間の概念図、（ｂ）は遅延広がりがＴｕ／３より大きい場合の４シンボル推定のキャリア方向補間の概念図。（ａ）は遅延広がりがＴｕ／１２以下の場合の１シンボル推定のキャリア方向補間の概念図、（ｂ）は遅延広がりがＴｕ／１２より大きい場合の１シンボル推定のキャリア方向補間の概念図。

　本発明の一態様である第１の受信装置は、時間軸方向に複数のシンボルが配置され、シンボル毎に周波数軸方向に複数のキャリアが配置された受信信号を、シンボル毎に複数のキャリアに分離して出力する分離部と、前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔に配置されたキャリア群に含まれる複数の第１キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第１伝送路算出部と、前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で前記第１キャリアと異なる第２キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第２伝送路算出部と、前記第１伝送路算出部の出力信号と前記第２伝送路算出部の出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いて前記第１伝送路算出部の出力信号をフィルタリングすることによって前記第１キャリアと異なるキャリアにおける伝送路特性を算出して出力する適応補間部と、を備える。

　また、本発明の一態様である第１の集積回路は、時間軸方向に複数のシンボルが配置され、シンボル毎に周波数軸方向に複数のキャリアが配置された受信信号を、シンボル毎に複数のキャリアに分離して出力する分離部と、前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔に配置されたキャリア群に含まれる複数の第１キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第１伝送路算出部と、前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で前記第１キャリアと異なる第２キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第２伝送路算出部と、前記第１伝送路算出部の出力信号と前記第２伝送路算出部の出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いて前記第１伝送路算出部の出力信号をフィルタリングすることによって前記第１キャリアと異なるキャリアにおける伝送路特性を算出して出力する適応補間部と、を備える。

　さらに、本発明の一態様である第１のデジタルテレビ受像機は、時間軸方向に複数のシンボルが配置され、シンボル毎に周波数軸方向に複数のキャリアが配置された受信信号を、シンボル毎に複数のキャリアに分離して出力する分離部と、前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔に配置されたキャリア群に含まれる複数の第１キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第１伝送路算出部と、前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で前記第１キャリアと異なる第２キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第２伝送路算出部と、前記第１伝送路算出部の出力信号と前記第２伝送路算出部の出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いて前記第１伝送路算出部の出力信号をフィルタリングすることによって前記第１キャリアと異なるキャリアにおける伝送路特性を算出して出力する適応補間部と、を備える。

　さらに、本発明の一態様である第１の受信方法は、時間軸方向に複数のシンボルが配置され、シンボル毎に周波数軸方向に複数のキャリアが配置された受信信号を受信する受信装置において行われる受信方法であって、前記受信信号をシンボル毎に複数のキャリアに分離して出力する分離ステップと、前記分離ステップにおける出力信号を用いて、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔に配置されたキャリア群に含まれる複数の第１キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第１伝送路算出ステップと、前記分離ステップにおける出力信号を用いて、各シンボル内で前記第１キャリアと異なる第２キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第２伝送路算出ステップと、前記第１伝送路算出ステップにおける出力信号と前記第２伝送路算出ステップにおける出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いて前記第１伝送路算出ステップにおける出力信号をフィルタリングすることによって前記第１キャリアと異なるキャリアにおける伝送路特性を算出して出力する適応補間ステップと、を有する。

　さらに、本発明の一態様である第１の受信プログラムは、時間軸方向に複数のシンボルが配置され、シンボル毎に周波数軸方向に複数のキャリアが配置された受信信号を受信する受信装置に、前記受信信号をシンボル毎に複数のキャリアに分離して出力する分離ステップと、前記分離ステップにおける出力信号を用いて、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔に配置されたキャリア群に含まれる複数の第１キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第１伝送路算出ステップと、前記分離ステップにおける出力信号を用いて、各シンボル内で前記第１キャリアと異なる第２キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第２伝送路算出ステップと、前記第１伝送路算出ステップにおける出力信号と前記第２伝送路算出ステップにおける出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いて前記第１伝送路算出ステップにおける出力信号をフィルタリングすることによって前記第１キャリアと異なるキャリアにおける伝送路特性を算出して出力する適応補間ステップと、を実行させる。

　上記の夫々によれば、分離部の出力信号のうちシンボル内の一部のキャリアであって周波数軸方向の所定のキャリアに係る信号のみを用い、第１伝送路特性算出部の出力信号と第２伝送路特性算出部の出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数を用いて第１伝送路特性算出部の出力信号をフィルタリングする。このように、実際に受信した第２キャリアにおける伝送路特性の値を用いて、適応補間部が第１伝送路特性算出部の出力信号のフィルタリングに用いるフィルタ係数を算出する。このため、希望の信号成分が含まれる帯域を通過帯域とし、等間隔に抽出する場合に発生する折り返し成分の含まれる帯域を遮断帯域とするフィルタ特性となるようなフィルタ係数の算出が可能となる。従って、遅延広がりに対する耐性の向上を図ることができ、長遅延環境においても伝送路特性の算出精度の向上を達成できる。

　また、フィルタの通過帯域が不必要に広くならないようなフィルタ係数の算出が可能になるので、熱雑音や移動に伴うキャリア間干渉成分などノイズ成分の影響を除去でき、ノイズ耐性の向上も図られる。

　本発明の一態様である第２の受信装置は、第１の受信装置において、前記適応補間部は、前記フィルタ係数の算出を、前記第１伝送路算出部の出力信号をフィルタ係数を用いてフィルタリングすることによって得られる前記第２キャリアにおける伝送路特性の値と、前記第２伝送路算出部の出力信号である当該第２キャリアにおける伝送路特性の値との自乗平均誤差が小さくなるように前記フィルタ係数を算出することによって行う。

　これによれば、第１伝送路特性算出部の出力信号をフィルタリングすることによって得られる第２キャリアにおける伝送路特性の値が、折り返し成分の影響を受けていない第２伝送路特性算出部で算出された第２キャリアにおける伝送路特性の値に近くなるようにフィルタ係数を算出する。このため、希望の信号成分が含まれる帯域を通過帯域とし、等間隔に抽出する場合に発生する折り返し成分の含まれる帯域を遮断帯域とするフィルタ特性となるようなフィルタ係数の算出が可能となる。従って、遅延広がりに対する耐性の向上を図ることができ、長遅延環境においても伝送路特性の算出精度の向上を達成できる。

　本発明の一態様である第３の受信装置は、第１の受信装置において、前記適応補間部は、前記第１伝送路算出部の出力信号の自己相関演算を行って自己相関行列を算出する自己相関算出部と、前記第１伝送路算出部の出力信号と前記第２伝送路算出部の出力信号との相互相関演算を行って相互相関行列を算出する相互相関算出部と、前記自己相関行列の逆行列と前記相互相関行列とを乗算することによって前記フィルタ係数を算出するフィルタ係数算出部と、算出されたフィルタ係数の値を用いて前記第１伝送路算出部の出力信号をフィルタリングするフィルタ処理部と、を備える。

　これによれば、フィルタ係数の算出を容易に行うことが可能になる。

　本発明の一態様である第４の受信装置は、第１の受信装置において、前記キャリア群は、その一部に各シンボル内で周波数軸方向に等間隔で配置され、受信装置において振幅及び位相が既知の信号が割り当てられた複数のパイロットキャリアを含み、前記第１伝送路算出部は、前記複数のパイロットキャリアの各々における伝送路特性を前記パイロットキャリアに係る前記分離部の出力信号と前記既知の信号とを用いて推定して出力するパイロット伝送路推定部と、前記伝送路推定部の出力信号をシンボル方向に補間して出力するシンボル方向補間部と、を備える。

　これによれば、一つのフィルタ係数の算出に用いる第２キャリアの数を多くできるので、第２キャリアにおける伝送路特性の算出誤差の影響を低減することができ、フィルタ係数の算出精度の向上を図ることができる。この結果、伝送路特性の時間軸方向の変動が小さい場合やドップラー広がりが小さい場合は、さらに適応補間部による伝送路特性の算出精度を高めることができ、復調されるデータの誤り率を低くできる。

　本発明の一態様である第５の受信装置は、第４の受信装置において、前記受信信号は、ＩＳＤＢ－Ｔ方式で規定された信号であり、前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、前記第２キャリアは、ＴＭＣＣが配置されるキャリア、ＡＣが配置されるキャリア、又は、ＴＭＣＣが配置されるキャリア及びＡＣが配置されるキャリアの双方のキャリアである。

　これによれば、ＩＳＤＢ－Ｔ方式に直接適用可能になる。

　本発明の一態様である第６の受信装置は、第４の受信装置において、前記受信信号は、ＤＶＢ－Ｔ方式又はＤＶＢ－Ｈ方式で規定された信号であり、前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、前記第２キャリアは、ＴＰＳが配置されるキャリアである。

　これによれば、ＤＶＢ－Ｔ方式又はＤＶＢ－Ｈ方式に直接適用可能になる。

　本発明の一態様である第７の受信装置は、第４の受信装置において、前記受信信号は、ＤＶＢ－Ｔ２方式で規定された信号であり、前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、前記第２キャリアは、連続パイロットが配置されるキャリアである。

　これによれば、ＤＶＢ－Ｔ２方式に直接適用可能になる。

　本発明の一態様である第８の受信装置は、第１の受信装置において、前記キャリア群は、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔で配置され、受信装置において振幅及び位相が既知の信号が割り当てられた複数のパイロットキャリアを含み、前記第１伝送路算出部は、前記複数のパイロットキャリアの各々における伝送路特性を前記パイロットキャリアに係る前記分離部の出力信号と前記既知の信号とを用いて推定して出力する。

　これによれば、シンボル方向の補間を行なわないため、シンボル方向の補間を行うことによる移動耐性の制限を受けず、シンボル方向の補間を行なう場合と比較して移動耐性を向上させることができる。さらに、従来の１シンボル推定や４シンボル推定では折り返し成分の影響により正しく補間ができないような遅延時間の大きい受信環境であっても、折り返し成分の影響を受けずに適切な補間を行うことができ、遅延耐性の向上が図られる。

　本発明の一態様である第９の受信装置は、第８の受信装置において、前記受信信号は、ＤＶＢ－Ｔ方式又はＤＶＢ－Ｈ方式で規定された信号であり、前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、前記第２キャリアは、ＴＰＳが配置されるキャリア及び連続パイロットが配置されるキャリアの双方のキャリアである。

　本発明の一態様である第１０の受信装置は、第８の受信装置において、前記受信信号は、ＤＶＢ－Ｔ２方式で規定された信号であり、前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、前記第２キャリアは、連続パイロットが配置されるキャリアである。

　これによれば、ＤＶＢ－Ｔ２方式に直接適用可能になる。

　本発明の一態様である第１１の受信装置は、第１の受信装置において、前記キャリア群は、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔で配置され、受信装置において振幅及び位相が既知の信号が割り当てられた複数のパイロットキャリアを含み、前記第１伝送路算出部は、前記複数のパイロットキャリアの各々における伝送路特性を前記パイロットキャリアに係る前記分離部の出力信号と前記既知の信号とを用いて推定して出力し、前記受信装置は、前記適応補間部の出力信号をキャリア方向に補間するキャリア方向補間部を更に備える。

　本発明の一態様である第１２の受信装置は、第１１の受信装置において、前記受信信号は、ＩＳＤＢ－Ｔ方式で規定された信号であり、前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、前記第２キャリアは、ＴＭＣＣが配置されるキャリア、ＡＣが配置されるキャリア、又は、ＴＭＣＣが配置されるキャリア及びＡＣが配置されるキャリアの双方のキャリアである。

　これによれば、ＩＳＤＢ－Ｔ方式に直接適用可能になる。

　本発明の一態様である第１３の受信装置は、第１１の受信装置において、前記受信信号は、ＤＶＢ－Ｔ方式又はＤＶＢ－Ｈ方式で規定された信号であり、前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、前記第２キャリアは、ＴＰＳが配置されるキャリア、又は、連続パイロットが配置されるキャリアである。

　本発明の一態様である第１４の受信装置は、第１１の受信装置において、前記受信信号は、ＤＶＢ－Ｔ２方式で規定された信号であり、前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、前記第２キャリアは、連続パイロットが配置されるキャリアである。

　これによれば、ＤＶＢ－Ｔ２方式に直接適用可能になる。

　本発明の一態様である第１５の受信装置は、第１の受信装置において、前記適応補間部は、前記第１伝送路算出部の出力信号と、周波数軸方向に前記キャリア群と同じ間隔で配置された第１キャリア群に含まれる複数の前記第２キャリアにおける前記第２伝送路算出部の出力信号とを用いて前記フィルタ係数を算出し、前記算出したフィルタ係数の値を用いて前記第１キャリア群に含まれるキャリアの伝送路特性を算出する。

　これによれば、フィルタ係数の算出の際に、複数の第２キャリアを用いて平均化することが可能になるので、フィルタ係数の算出精度が向上し、補間の精度を高めることができ、この結果、復調されるデータの誤り率を低くすることが可能になる。

　本発明の一態様である第１６の受信装置は、第１５の受信装置において、前記適応補間部は、前記第１伝送路算出部の出力信号と、周波数軸方向に前記キャリア群と同じ間隔で配置された第２キャリア群に含まれる複数の前記第２キャリアにおける前記第２伝送路算出部の出力信号とを用いて前記フィルタ係数を算出し、前記第２キャリア群に含まれる前記第２キャリアと前記キャリア群に含まれるキャリアとの周波数間隔の最小値は、前記第１キャリア群に含まれる前記第２キャリアと前記キャリア群に含まれるキャリアとの周波数間隔の最小値と等しい。

　これによれば、フィルタ係数の算出の際に用いる第２キャリアの数が増加するので、平均化する際の母数を大きくすることができ、フィルタ係数の算出精度が向上し、補間の精度を高めることができ、この結果、復調されるデータの誤り率を低くすることが可能になる。

　以下、本発明の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、ＯＦＤＭ方式に基づいて生成され、無線伝送された放送波を受信する受信装置を例に説明する。

　≪第１の実施の形態≫
　以下、本発明の第１の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態ではＩＳＤＢ－Ｔ方式に準拠したデジタルテレビ放送の受像機として機能する受信装置を例に挙げて説明する。

　＜受信装置の構成及び動作＞
　図１は本実施の形態の受信装置の構成図であり、受信装置１は、アンテナ２と、チューナ３と、復調部４と、誤り訂正部５と、デコード部６と、表示部７とを備える。

　アンテナ２は、不図示の放送局から発せられた放送波を受信し、受信した放送波をチューナ３へ出力する。チューナ３は、アンテナ２から入力された複数の放送波の中から所望の受信チャネルの受信信号を選択し、選択した受信信号を復調部４へ出力する。復調部４は、後に詳述するように、チューナ３から入力された受信信号を復調し、復調した信号（以下、「等化信号」と言う。）を誤り訂正部５へ出力する。

　誤り訂正部５は、復調部４から入力された等化信号に誤り訂正を施し、例えばＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）－２等で圧縮されたデジタルデータに変換し、デジタルデータをデコード部６へ出力する。デコード部６は、誤り訂正部５から入力された圧縮されたデジタルデータを映像信号や音声信号にデコードし、デコードした映像信号や音声信号を表示部７へ出力する。表示部７は、デコード部６から入力された映像信号に基づいて映像表示を行い、デコード部６から入力された音声信号に基づいて音声出力を行う。

　＜復調部の構成及び動作＞
　図２は図１の復調部４の構成図である。なお、図２では、復調部４の内部要素とチューナ３及び誤り訂正部５の接続関係を明確にするために、チューナ３及び誤り訂正部５も図示している。

　復調部４は、Ａ／Ｄ変換部１１と、直交復調部１２と、シンボル同期部１３と、直交変換部１４と、伝送路特性推定部１５と、等化部１６とを備える。

　Ａ／Ｄ変換部１１は、チューナ１２から入力された受信信号をアナログ信号からデジタル信号に変換して、デジタル信号に変換された受信信号を直交復調部１２へ出力する。直交復調部１２は、Ａ／Ｄ変換部１１から入力された受信信号を直交復調し、直交復調の結果得られた複素ベースバンド信号をシンボル同期部１３及び直交変換部１４へ出力する。

　シンボル同期部１３は、直交復調部１２の出力信号を用いて、ＯＦＤＭシンボル区間の同期をとり、直交変換部１４へシンボル位置情報信号（例えば、ＦＦＴ窓位置を示す信号）を出力する。直交変換部１４は、シンボル位置情報信号に基づいて、直交復調部１２の出力信号をシンボル毎に直交変換し、つまり、複数のキャリアに分離し、直交変換の結果得られた信号を伝送路特性推定部１５及び等化部１６へ出力する。なお、直交変換部１４は、フーリエ変換、コサイン変換、ウェーブレット変換、アダマール変換などに基づいて直交変換を行う。ここでは、直交変換部１４は、フーリエ変換を用いて直交変換を行うものとし、直交復調部１２の出力信号をフーリエ変換することによって周波数軸の信号に変換し、つまり、複数のキャリアに分離し、周波数軸の信号を伝送路特性推定部１５及び等化部１６へ出力する。なお、フーリエ変換は高速フーリエ変換を使って高速に計算可能である。但し、直交変換部１４が行う変換方法は、直交復調部１２の出力信号を複数のキャリアに分離して出力することができれば、上記の変換方法に限定されない。

　伝送路特性推定部１５は、後に詳述するように、受信信号が伝送路で受けた振幅及び位相の歪みの特性（伝送路特性）を推定し、推定した伝送路特性の値を等化部１６へ出力する。等化部１６は、直交変換部１４の出力信号に対して、伝送路特性推定部１５から入力された伝送路特性の値を用いて振幅及び位相の歪みの補正を行い、振幅及び位相の歪みが補正された信号（等化信号）を誤り訂正部５へ出力する。なお、等化部１６は、振幅及び位相の歪みの補正を、例えば、直交変換部１４の出力信号を、そのシンボル番号及びキャリア番号の伝送路特性推定部１５から入力された伝送路特性の値で除算することによって行う。

　＜伝送路特性推定部の構成及び動作＞
　図３は、図２の伝送路特性推定部１５の構成図である。なお、図３では、伝送路特性推定部１５の内部要素と直交変換部１４及び等化部１６の接続関係を明確にするために、直交変換部１４及び等化部１６も図示している。

　伝送路特性推定部１５は、ＳＰ伝送路特性推定部２０と、シンボル方向補間部３０と、ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０と、適応補間部５０とを備える。

　ＳＰ伝送路特性推定部２０は、直交変換部１４の出力信号から分散パイロット信号（ＳＰ信号）を抽出し、抽出したＳＰ信号に基づいてそのＳＰ信号が配置されたＳＰキャリアにおける伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値をシンボル方向補間部３０へ出力する。

　ここで、ＳＰ伝送路特性推定部２０の構成及び動作について図４を参照しつつ説明する。図４は図３のＳＰ伝送路特性推定部２０の構成図である。なお、図４では、ＳＰ伝送路特性推定部２０の内部要素と直交変換部１４及びシンボル方向補間部３０との接続関係を明確にするために、直交変換部１４及びシンボル方向補間部３０も図示している。

　ＳＰ伝送路特性推定部２０は、ＳＰ抽出部２１と、ＳＰ生成部２２と、除算部２３とを備える。なお、送信側で生成されるＳＰ信号の振幅及び位相並びにその配置は受信装置で既知であることから、各部の下記の処理が可能になる。但し、シンボル番号を０から開始し、キャリア番号を０から開始する場合、ＳＰ信号は、シンボル番号０及びキャリア番号０の位置に配置され、１つのシンボル内では１２キャリア毎に配置され、シンボル毎に３キャリアずつシフトされ、４シンボルで巡回するように配置されて送信される。

　ＳＰ抽出部２１は、直交変換部１４の出力信号からＳＰ信号を抽出し、抽出したＳＰ信号を除算部２３へ出力する。ＳＰ生成部２２は、送信側で生成されるＳＰ信号と同じ振幅及び同じ位相のＳＰ信号を生成し、生成したＳＰ信号を除算部２３へ出力する。除算部２３は、ＳＰ抽出部２１から入力されたＳＰ信号を、そのシンボル番号及びキャリア番号のＳＰ生成部２２から入力されたＳＰ信号で除算し、除算結果をそのシンボル番号及びキャリア番号における（ＳＰ信号が配置されたＳＰキャリアにおける）伝送路特性の値としてシンボル方向補間部３０へ出力する。

　シンボル方向補間部３０は、図５に示すように、ＳＰ伝送路特性推定部２０から入力されたＳＰキャリアにおける伝送路特性の値を用いて、シンボル（時間）方向に伝送路特性を補間することで３キャリア毎の伝送路特性の値を算出し、３キャリア毎の伝送路特性の値を適応補間部５０へ出力する。ここで、シンボル方向の補間処理には、固定係数のフィルタを用いるものや、移動速度やドップラースペクトルに応じて通過帯域を可変させるフィルタを用いるものなど、公知技術などを適用できる。

　ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０は、直交変換部１４の出力信号からＴＭＣＣ（Transmission Multiplexing Configuration Control）と呼ばれる制御情報を伝送する制御信号（以下、「ＴＭＣＣ信号」と言う。）を抽出し、抽出したＴＭＣＣ信号に基づいてそのＴＭＣＣ信号が配置されたキャリア（以下、「ＴＭＣＣキャリア」と言う。）における伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値を適応補間部５０へ出力する。なお、ＴＭＣＣ信号は、受信装置での復調や復号を実施するために、システム識別、伝送パラメータ切替指標、緊急警報放送用起動フラグ、カレント情報、ネクスト情報などを含む。

　ここで、ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０の構成及び動作について図６を参照しつつ説明する。図６は図３のＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０の構成図である。なお、図６では、ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０の内部要素と直交変換部１４及び適応補間部５０との接続関係を明確にするために、直交変換部１４及び適応補間部５０も図示している。

　ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０は、ＴＭＣＣ抽出部４１と、差動復調部４２と、再変調部４３と、除算部４４とを備える。なお、ＴＭＣＣ信号は、何れのシンボルにもＳＰ信号が配置されていない、非周期の特定のキャリア番号のキャリアにシンボル毎に挿入されており、ＴＭＣＣ信号の配置は受信装置で既知である。また、ＴＭＣＣ信号はシンボル方向にＤＢＰＳＫ（Differential Binary Phase Shift Keying）され、フレームの先頭のシンボルには既知の位相で変調された差動基準信号が配置されており、１シンボル内の複数のキャリアに配置されたＴＭＣＣ信号は全て同じ制御情報を伝送する。これらのことから、各部の下記の処理が可能になる。なお、一例として、ＩＳＤＢ－Ｔ方式のＭｏｄｅ３、同期変調におけるＴＭＣＣ信号が配置されるキャリア（ＴＭＣＣキャリア）のキャリア番号を図７に示す。

　ＴＭＣＣ抽出部４１は、直交変換部１４の出力信号からＴＭＣＣ信号を抽出し、抽出したＴＭＣＣ信号を差動復調部４２及び除算部４４へ出力する。

　差動復調部４２は、フレームの先頭に配置された差動基準信号を用い、ＴＭＣＣ抽出部４１から入力されたＴＭＣＣ信号にＤＢＰＳＫに対応する復調処理を施してＴＭＣＣ信号で伝送された制御情報を復号し、制御情報を再変調部４３へ出力する。但し、１シンボル内の複数のキャリアに配置されたＴＭＣＣ信号は全て同じ制御情報を伝送することから、差動復調部４２は、１シンボル内の複数の復号された制御情報に基づいて伝送された制御情報を多数決判定し、伝送された制御情報の特定を行う。これにより、制御情報の復号精度が向上する。

　再変調部４３は、フレームの先頭シンボルに配置された差動基準信号を用い、差動復調部４２から入力された制御情報にＤＢＰＳＫを行って送信側におけるＴＭＣＣ信号の変調位相を推定し、ＤＢＰＳＫにより得られた信号を除算部４４へ出力する。

　除算部４４は、ＴＭＣＣ抽出部４１から入力されたＴＭＣＣ信号を、そのシンボル番号及びキャリア番号の再変調部４３から入力された信号で除算し、除算結果をそのシンボル番号及びキャリア番号における（ＴＭＣＣ信号が配置されたＴＭＣＣキャリアにおける）伝送路特性の値として適応補間部５０へ出力する。

　適応補間部５０は、各シンボルにおいて、以下の処理を行う。適応補間部５０は、シンボル方向補間部３０から出力される３キャリア毎の伝送路特性の値と、ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０から出力されるＴＭＣＣキャリアにおける伝送路特性の値とを利用して、フィルタ係数を算出する。そして、適応補間部５０は、算出したフィルタ係数を用いてシンボル方向補間部３０から出力される３キャリア毎の伝送路特性の値をフィルタリングすることによって適応補間を行い、伝送路特性が得られていないキャリアにおける伝送路特性を算出し、全キャリアにおける伝送路特性の値を等化部１６へ出力する。

　ここで、適応補間部５０の構成及び動作について図８を参照しつつ説明する。図８は図３の適応補間部５０の構成図である。なお、図８では、適応補間部５０の内部要素とシンボル方向補間部３０、ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０及び等化部１６との接続関係を明確にするために、シンボル方向補間部３０、ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０及び等化部１６も図示している。

　適応補間部５０は、自己相関算出部５１と、相互相関算出部５２と、ウィナーフィルタ係数算出部５３と、フィルタ処理部５４とを備える。

　自己相関算出部５１は、キャリア番号をｉ（ｉは０以上の整数）で表すと、シンボル方向補間部３０から出力される３キャリア毎の伝送路特性Ｈ（ｉ）を用いて、下記の（数８）で表される自己相関演算を行って、ノーテーションが３毎の自己相関値ｒ₀，ｒ₃，ｒ₆，・・・を算出する。そして、自己相関算出部５１は、算出した自己相関値ｒを用い、ｒ_-m＝ｒ_m ^*の関係があることを利用して、下記の（数９）で表される自己相関行列Ｒ_xxを算出し、算出した自己相関行列Ｒ_xxをウィナーフィルタ係数算出部５３へ出力する。なお、図９に自己相関値ｒ₀，ｒ₃，ｒ₆に関する自己相関演算の概念図を示し、自己相関演算は既知技術であるので詳細説明は省略する。

　但し、上付き＊記号は複素共役を表し、Ｅ［　・　］は集合平均（期待値）演算を表す（以下において、同様）。また、ｔａｐは自己相関行列Ｒ_xxの行数及び列数である（以下において、同様）。なお、本実施の形態及び後述する各実施の形態においては、ｔａｐは奇数であるとする。

　相互相関算出部５２は、キャリア番号をｉ，ｊ（ｉ，ｊは０以上の整数）で表すと、ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０から出力されるＴＭＣＣキャリアにおける伝送路特性Ｈ（ｊ）と、シンボル方向補間部３０から出力される３キャリア毎の伝送路特性Ｈ（ｉ）とを用いて、下記の（数１０）で表される相互相関演算を行って、相互相関値ｐを算出する。そして、相互相関算出部５２は、算出した相互相関値ｐを用い、下記の（数１１）で表される相互相関ベクトルＰ_dx、z（本実施の形態では、ｚ＝１，２の相互相関ベクトルＰ_dx、1，Ｐ_dx、2）を算出し、算出した相互相関ベクトルＰ_dx、zをウィナーフィルタ係数算出部５３へ出力する。なお、図１０に相互相関値ｐ₁，ｐ₂，ｐ₄に関する相互相関演算の概念図を示す。

　但し、（数１０）のＨ（３ｎ＋ｚ）はＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０から出力されるＴＭＣＣキャリアにおける伝送路特性であり、Ｈ（３ｎ－３ｍ）はシンボル方向補間部３０から出力される３キャリア毎の伝送路特性である。ｍは－（ｔａｐ－１）／２以上（ｔａｐ－１）／２以下の整数である。記号Ｔは転置を表す（以下において、同様）。

　ここで、相互相関算出部５２の処理の具体例として、相互相関値ｐ₁（ｚ＝１、ｍ＝０）、ｐ₂（ｚ＝２、ｍ＝０）の算出との２つの場合を説明する。

　まず、相互相関値ｐ₁（ｚ＝１、ｍ＝０）の算出について説明する。相互相関値ｐ₁の算出には、シンボル方向補間部３０から伝送路特性の値が出力されるキャリア（キャリア番号は３ｎで表現でき、ｎは０以上の整数。）に対し、１つキャリア番号が大きい（１つ右隣の）ＴＭＣＣキャリア全てが対象となる。図１１にキャリア番号３ｎ＋１のうちＴＭＣＣ信号が配置されるＴＭＣＣキャリアのキャリア番号を示す。相互相関算出部５２は、図１１に示すキャリア番号の各々について、ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０によって算出されたＴＭＣＣキャリアにおける伝送路特性の値と、そのＴＭＣＣキャリアより１つキャリア番号が小さい（１つ左隣の）キャリアにおけるシンボル方向補間部３０から出力された伝送路特性の値との相互相関を算出し、それらを平均することによって相互相関値ｐ₁を算出する（図１０上段参照）。

　次に、相互相関値ｐ₂（ｚ＝２、ｍ＝０）の算出について説明する。相互相関値ｐ₂の算出には、シンボル方向補間部３０から伝送路特性の値が出力されるキャリア番号３ｎのキャリアに対し、２つキャリア番号が大きい（２つ右隣の）ＴＭＣＣキャリア全てが対象となる。図１２にキャリア番号３ｎ＋２のうちＴＭＣＣ信号が配置されるＴＭＣＣキャリアのキャリア番号を示す。相互相関算出部５２は、図１２に示すキャリア番号の各々について、ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０によって算出されたＴＭＣＣキャリアにおける伝送路特性の値と、そのＴＭＣＣキャリアより２つキャリア番号が小さい（２つ左隣の）キャリアにおけるシンボル方向補間部３０から出力された伝送路特性の値との相互相関を算出し、それらを平均することによって相互相関値ｐ₂を算出する（図１０中段参照）。

　ウィナーフィルタ係数算出部５３は、自己相関算出部５１から入力された自己相関行列Ｒ_xxと相互相関算出部５２から入力された相互相関ベクトルＰ_dx、zとを用いて、下記の（数１２）の演算を行って、ウィナーフィルタ係数ｗ_kを算出する。但し、本実施の形態では、相互相関ベクトルＰ_dx、1，Ｐ_dx、2の各々に対して（数１２）の演算が行われる。そして、ウィナーフィルタ係数算出部５３は、算出したウィナーフィルタ係数ｗ_kの値に基づいて、下記の（数１３）を利用して、フィルタ処理部５４のフィルタ係数ｃ_kを算出し、算出したフィルタ係数ｃ_kの値をフィルタ処理部５４へ出力する。なお、（数１３）において、ｓは整数である。

　フィルタ処理部５４は、ウィナーフィルタ係数算出部５３から入力されたフィルタ係数ｃ_kの値を用いてシンボル方向補間部３０から出力された３キャリア毎の伝送路特性の値をフィルタリングすることによって、伝送路特性が得られていないキャリアにおける伝送路特性を算出し、全キャリアにおける伝送路特性の値を等化部１６へ出力する。このフィルタ処理部５４の処理は下記の（数１４）で表される。但し、（数１４）において、Ｈ（ｉ）には、ｉ＝３ｎ（ｎは０以上の整数）ではシンボル方向補間部３０から出力された３キャリア毎の伝送路特性の値が挿入され、ｉ≠３ｎでは０が挿入される。

　＜原理＞
　以下、ウィナーフィルタ係数の算出の原理について説明する。

　フィルタ入力信号をｘ_k、フィルタ係数をｗ_mkで表すと、フィルタリングされたフィルタ出力信号ｙ_kは下記の（数１５）で表される。但し、フィルタ入力信号ｘ_k及びフィルタ係数ｗ_mkは、夫々、下記の（数１６）及び（数１７）で表される。

　フィルタ出力信号ｙ_kは、目的信号ｄ_kにできる限り近くなることが求められる。そこで、目的信号ｄ_kとフィルタ出力信号ｙ_kとの誤差ε_kは下記の（数１８）のように求めることができ、誤差ε_kは０に近くなることが要求される。その二乗誤差ε_k ²は下記の（数１９）で表される。

　信号系列の定常性を仮定すれば、二乗平均誤差Ｅ［ε_k ²］を最小とするフィルタ係数ｗ_mkが最適なフィルタ係数となる。二乗平均誤差Ｅ［ε_k ²］は下記の（数２０）で表される。ここで、Ｐ及びＲは下記の（数２１）及び（数２２）でそれぞれ表わされ、Ｐは目的信号ｄ_kとフィルタ入力信号ｘ_kとの相互相関ベクトルであり、Ｒはフィルタ入力信号ｘ_kの自己相関行列を表している。

　（数２０）はフィルタ係数ｗ_mkに関する２次曲面で表され、最小値を持つ。この最小値を与えるフィルタ係数ｗ_mkが最適なフィルタ係数となる。二乗平均誤差を最小とするフィルタ係数ｗ_mkを求めるためには、（数２０）を各フィルタ係数ｗ_mkで微分した微分数を０とすればよく、（数２０）のフィルタ係数ｗ_mkに対する導関数から下記の（数２３）が得られる。そして、（数２３）から下記の（数２４）が得られ、さらに、（数２４）から下記の（数２５）が得られる。

　つまり、フィルタ入力信号ｘ_kの自己相関行列Ｒと、フィルタ入力信号ｘ_kと目的信号ｄ_kとの相互相関ベクトルｐから、（数２５）を用いて最適なフィルタ係数ｗ_mkが算出できる。以上が、ウィナーフィルタの原理である（参考文献：ディジタル移動通信のための波形等化技術、発行所株式会社トリケップス、ｐ３０～ｐ３３）。

　＜伝送路特性推定部のまとめ＞
　伝送路特性推定部１５は、このウィナーフィルタを用いて伝送路特性の補間を行うフィルタのフィルタ係数を適応的に算出し、算出に際して、目的信号として、ＳＰ信号と異なるＴＭＣＣ信号を用いて算出された伝送路特性の値を用いている。つまり、伝送路特性推定部１５は、フィルタ入力信号にシンボル方向補間部３０から出力される３キャリア毎の伝送路特性の値を、目的信号にＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０から出力されるＴＭＣＣキャリアにおける伝送路特性の値を用いて、フィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を他のキャリアにも適応することで、伝送路特性が算出されていないキャリアにおける伝送路特性を算出している。

　ここで、ＴＭＣＣ信号を利用して求められた伝送路特性と３キャリア毎のシンボ方向補間後の伝送路特性を使った適応補間の簡単な例を図１３に示す。例えば、二つのシンボル方向補間後の伝送路特性から伝送路特性を適応補間することを考える。キャリア番号をｉとして、各キャリアの伝送路特性をＨ（ｉ）とすると、Ｈ（３ｎ）は、シンボル方向補間された伝送路特性である（ｉ、ｎは０以上の整数）。例えば、キャリア番号１と１６にＴＭＣＣ信号が存在したとすると、Ｈ（３ｎ）をフィルタ入力信号とし、Ｈ（１），Ｈ（１６）を目的信号として、自己相関、相互相関を算出し、フィルタ係数ｃ（－１）、ｃ（２）を得る。このフィルタ係数と各シンボル方向補間された伝送路特性を用いることで、Ｈ（３ｎ＋１）のキャリアの伝送路特性が算出される。なお、図１３にはＨ（１），Ｈ（４），Ｈ（７）の算出例を示している。ここでは、ｚ＝１について説明したが、ｚ＝２についても同様に行うことでＨ（３ｎ＋２）のキャリアの伝送路特性が求まる。

　＜従来例との比較＞
　図１４（ａ）は従来の補間（４シンボル推定）のフィルタ形状の概念図であり、（ｂ）は第１の実施の形態の適応補間部５０が行う適応補間のフィルタ形状の概念図である。但し、主波と、Ｔｕ／３［ｓ］を超える遅延波が存在する場合の遅延プロファイルの模式図を利用する。

　シンボル方向に補間した伝送路特性は３キャリア毎に存在するので、サンプリング定理から、Ｔｕ／３［ｓ］毎に折り返し成分が発生する（図１４（ａ），（ｂ）参照）。４シンボル推定及び第１の実施の形態の手法とも、それらにフィルタ処理を施すことによって補間を実施し、全てのキャリアに対し伝送路特性を算出する。フィルタ処理により、実線で示した信号成分を通過させ、破線で示した折り返し成分を除去できれば、補間を的確に実施できる。

　しかしながら、従来の４シンボル推定における補間では、通過帯域がＴｕ／３［ｓ］以下のフィルタを用いるため、実線で示した通過させるべき信号成分の一部（Ｔｕ／３［ｓ］を超える遅延波の成分）が通過帯域からはみだし、さらに波線で示した折り返し成分（Ｔｕ／３［ｓ］を超える遅延波の折り返し成分）が通過帯域に含まれてしまう（図１４（ａ）参照）。このため、従来の４シンボル推定では補間を的確に実施することができない。

　一方、第１の実施の形態の手法では、ＳＰ信号を利用して算出された伝送路特性の値をシンボル方向に補間して算出された伝送路特性の値をフィルタ入力信号とし、ＴＭＣＣ信号を利用して算出された伝送路特性の値を目的信号として用いて、ウィナーフィルタ係数を算出する。こうすることにより、実線で示した通過させるべき信号成分のみを通過させ、波線で示した折り返し成分を阻止するようなフィルタ特性のフィルタを形成することができる（図１４（ｂ）参照）。このため、第１の実施の形態の手法は、Ｔｕ／３［ｓ］を越える遅延波が存在する受信環境においても、エリアシングの影響を受けることなく、補間を的確に実施することが可能となる。また、第１の実施の形態の手法は、図１４（ｂ）に示したように、通過させるべき信号のみを通過させるフィルタ形状となるため、不必要にフィルタの通過帯域が広くならず、熱雑音や移動に伴うキャリア間干渉成分などノイズ成分の影響を除去でき、ノイズ耐性の向上が図られる。

　以上のように、従来の４シンボル推定では、エリアシングの影響により、遅延時間がＴｕ／３［ｓ］の遅延波までしか補間を正しく実施できない。これに対し、第１の実施の形態の手法は、周期的に挿入されているＳＰ信号を利用して算出された伝送路特性をシンボル方向に補間して算出した伝送路特性に加え、ＴＭＣＣ信号を利用して算出した伝送路特性を用いて、それらの相関を用いて適応的なフィルタを算出する。このため、Ｔｕ／３［ｓ］を超える遅延波が存在した場合でも、エリアシングの影響を受けないフィルタを形成することができるため、伝送路環境に応じて適応的に伝送路特性の補間の実施が可能となり、受信信号に対し、正しく振幅及び位相の歪みを補正でき、安定した受信が可能となる。

　図１５（ａ）は従来の補間（４シンボル推定）の補間可能領域を示す図であり、（ｂ）は第１の実施の形態の適応補間部５０が行う適応補間の補間可能領域を示す図である。

　従来の４シンボル推定は、遅延広がりがＴｕ／３［ｓ］まで、ドップラー広がりが１／（４Ｔｓ）［Ｈｚ］まで、正しく補間することが可能である（図１５（ａ）参照）。これに対して、第１の実施の形態の手法は、遅延広がりがＴｕ［ｓ］まで、ドップラー広がりが１／（４Ｔｓ）［Ｈｚ］まで、正しく補間することが可能である（図１５（ｂ）参照）。このように、第１の実施の形態の手法は、移動耐性に関しては従来の４シンボル推定と同じであるものの、遅延耐性に関しては従来の４シンボル推定より向上している。

　以上のように、本実施の形態の適応補間部５０は、３キャリア毎のキャリアにおける伝送路特性に対する補間に用いるフィルタ係数を、ＴＭＣＣ信号を利用して算出した伝送路特性を利用して算出する。このため、３キャリア毎のキャリアを抽出した場合にサンプリング定理によりＴｕ／３［ｓ］毎に発生する折り返し成分を阻止し、希望の信号を通過させるフィルタ特性を実現するフィルタ係数を算出可能となる。この結果、従来手法では折り返し成分の影響により正しく補間ができないような遅延広がりの大きい受信環境であっても、適応補間部５０は折り返し成分の影響を受けずに適切な補間を行うことができ、遅延耐性の向上が図られる。

　また、適応補間部５０は、予めＳＰキャリアにおける伝送路特性を時間軸方向に補間することで、各シンボル内で３キャリア毎に並んだキャリアにおける伝送路特性を用いて適応的な補間を行う。このため、２種類のウィナーフィルタ係数（（数１２）のＷ₁，Ｗ₂）を算出すれば全てのキャリアについて伝送路特性を補間することができる。これにより、１２キャリア毎に配置された１つのシンボル内のＳＰキャリアにおける伝送路特性のみを用いて適応的な補間を行う場合と比較して、一つのフィルタ係数の算出に用いるＴＭＣＣ信号の数を多くできるので、ＴＭＣＣ信号を利用して算出される伝送路特性に含まれる誤差の影響を低減でき、ウィナーフィルタ係数の算出精度の向上が図られる。この結果、シンボル方向補間により移動耐性は制限されるが、伝送路特性の時間軸方向の変動が小さい場合やドップラー広がりが小さい場合は、さらに補間の精度を高めることができ、復調されるデータの誤り率を低くすることができる。

　≪第２の実施の形態≫
　以下、本発明の第２の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態では第１の実施の形態と同様、ＩＳＤＢ－Ｔ方式に準拠したデジタルテレビ放送の受信装置を例に挙げて説明する。

　第１の実施の形態の伝送路特性推定部１５は目的信号としてＴＭＣＣ信号を利用して算出される伝送路特性の値を利用するのに対し、本実施の形態の伝送路特性推定部は目的信号としてＡＣ（Auxiliary Channel）と呼ばれる付加情報を伝送する付加信号（以下、「ＡＣ信号」と言う。）を利用して算出される伝送路特性の値を利用する点で異なっている。なお、受信装置のその他の構成要素は本発明に関連する限りは第１の実施の形態と実質的に同じである。

　以下では、伝送路特性推定部の構成及び動作について説明する。なお、本実施の形態において、第１の実施の形態と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、第１の実施の形態の説明が適用できるため本実施の形態ではその説明を省略し或いは概略を記載するに留める。

　＜伝送路特性推定部の構成及び動作＞
　図１６は本実施の形態の伝送路特性推定部の構成図である。図１６では、伝送路特性推定部１５ａの内部要素と直交変換部１４及び等化部１６の接続関係を明確にするために、直交変換部１４及び等化部１６も図示している。

　伝送路特性推定部１５ａは、ＳＰ伝送路特性推定部２０と、シンボル方向補間部３０と、ＡＣ伝送路特性推定部６０と、適応補間部５０とを備える。

　ＳＰ伝送路特性推定部２０は、直交変換部１４の出力信号からＳＰ信号を抽出し、抽出したＳＰ信号に基づいてそのＳＰ信号が配置されたＳＰキャリアにおける伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値をシンボル方向補間部３０へ出力する。シンボル方向補間部３０は、ＳＰ伝送路特性推定部２０から入力されたＳＰキャリアにおける伝送路特性の値を用いて、シンボル方向に伝送路特性を補間することで３キャリア毎の伝送路特性の値を算出し、３キャリア毎の伝送路特性の値を適応補間部５０へ出力する。

　ＡＣ伝送路特性推定部６０は、直交変換部１４の出力信号からＡＣ信号を抽出し、抽出したＡＣ信号に基づいてそのＡＣ信号が配置されたキャリア（以下、「ＡＣキャリア」と言う。）における伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値を適応補間部５０へ出力する。

　ここで、ＡＣ伝送路特性推定部６０の構成及び動作について図１７を参照しつつ説明する。図１７は図１６のＡＣ伝送路特性推定部６０の構成図である。なお、図１７では、ＡＣ伝送路特性推定部６０の内部要素と直交変換部１４及び適応補間部５０との接続関係を明確にするために、直交変換部１４及び適応補間部５０も図示している。

　ＡＣ伝送路特性推定部６０は、ＡＣ抽出部６１と、差動復調部６２と、再変調部６３と、除算部６４とを備える。なお、ＡＣ信号は、何れのシンボルにもＳＰ信号が配置されていない、非周期の特定のキャリア番号のキャリアにシンボル毎に挿入されており、ＡＣ信号の配置は受信装置で既知である。また、ＡＣ信号はシンボル方向にＤＢＰＳＫされ、フレームの先頭のシンボルには既知の位相で変調された差動基準信号が配置されている。これらのことから、各部の下記の処理が可能になる。なお、一例として、ＩＳＤＢ－Ｔ方式のＭｏｄｅ３、同期変調におけるＡＣ信号が配置されるキャリア（ＡＣキャリア）のキャリア番号を図１８に示す。

　ＡＣ抽出部６１は、直交変換部１４の出力信号からＡＣ信号を抽出し、抽出したＡＣ信号を差動復調部６２及び除算部６４へ出力する。

　差動復調部６２は、フレームの先頭に配置された差動基準信号を用い、ＡＣ抽出部６１から入力されたＡＣ信号にＤＢＰＳＫに対応する復調処理を施してＡＣ信号で伝送された付加情報を復号し、付加情報を再変調部６３へ出力する。

　再変調部６３は、フレームの先頭シンボルに配置された差動基準信号を用い、差動復調部６２から入力された付加情報にＤＢＰＳＫを行って送信側におけるＡＣ信号の変調位相を推定し、ＤＢＰＳＫにより得られた信号を除算部６４へ出力する。

　除算部６４は、ＡＣ抽出部６１から入力されたＡＣ信号を、そのシンボル番号及びキャリア番号の再変調部６３から入力された信号で除算し、除算結果をそのシンボル番号及びキャリア番号における（ＡＣ信号が配置されたＡＣキャリアにおける）伝送路特性の値として適応補間部５０へ出力する。

　本実施の形態の適応補間部５０は、第１の実施の形態の適応補間部５０が行う処理を、ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０によって算出されたＴＭＣＣキャリアにおける伝送路特性の値を、ＡＣ伝送路特性推定部６０によって算出されたＡＣキャリアにおける伝送路特性の値に置き換えて、実行する。つまり、本実施の形態の適応補間部５０の相互相関算出部５２は、シンボル方向補間部３０の出力信号とＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０の出力信号との相互相関演算を行う代わりに、シンボル方向補間部３０の出力信号とＡＣ伝送路特性推定部６０の出力信号との相互相関演算を行う。

　本実施の形態の伝送路特性推定部１５ａによれば、第１の実施の形態の伝送路特性１５によって得られる効果と実質的に同じ効果が得られる。

　≪第３の実施の形態≫
　以下、本発明の第３の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態では第１及び第２の実施の形態と同様、ＩＳＤＢ－Ｔ方式に準拠したデジタルテレビ放送の受信装置を例に挙げて説明する。

　第１の実施の形態の伝送路特性推定部１５は目的信号としてＴＭＣＣ信号を利用して算出される伝送路特性の値を利用するのに対し、本実施の形態の伝送路特性推定部は目的信号としてＴＭＣＣ信号を利用して算出される伝送路特性の値とＡＣ信号を利用して算出される伝送路特性の値とを利用する点で異なっている。なお、受信装置のその他の構成要素は本発明に関連する限りは第１の実施の形態と実質的に同じである。

　以下では、伝送路特性推定部の構成及び動作について説明する。なお、本実施の形態において、第１から第２の実施の形態と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、第１から第２の実施の形態の説明が適用できるため本実施の形態ではその説明を省略し或いは概略を記載するに留める。

　＜伝送路特性推定部の構成及び動作＞
　図１９は本実施の形態の伝送路特性推定部の構成図である。図１９では、伝送路特性推定部１５ｂの内部要素と直交変換部１４及び等化部１６の接続関係を明確にするために、直交変換部１４及び等化部１６も図示している。

　伝送路特性推定部１５ｂは、ＳＰ伝送路特性推定部２０と、シンボル方向補間部３０と、ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０と、ＡＣ伝送路特性推定部６０と、適応補間部５０とを備える。

　ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０は、直交変換部１４の出力信号からＴＭＣＣ信号を抽出し、抽出したＴＭＣＣ信号に基づいてそのＴＭＣＣ信号が配置されたＴＭＣＣキャリアにおける伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値を適応補間部５０へ出力する。ＡＣ伝送路特性推定部６０は、直交変換部１４の出力信号からＡＣ信号を抽出し、抽出したＡＣ信号に基づいてそのＡＣ信号が配置されたＡＣキャリアにおける伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値を適応補間部５０へ出力する。

　本実施の形態の適応補間部５０は、第１の実施の形態の適応補間部５０が行う処理を、ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０によって算出されたＴＭＣＣキャリアにおける伝送路特性の値を、ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０によって算出されたＴＭＣＣキャリアにおける伝送路特性の値及びＡＣ伝送路特性推定部６０によって算出されたＡＣキャリアにおける伝送路特性の値に置き換えて、実行する。つまり、本実施の形態の適応補間部５０の相互相関算出部５２は、ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０の出力信号とＡＣ伝送路特性推定部６０の出力信号とをキャリア順に１つにまとめた信号とし、シンボル方向補間部３０の出力信号とＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０の出力信号との相互相関演算を行う代わりに、シンボル方向補間部３０の出力信号と上記の１つにまとめた信号との相互相関演算を行う。

　本実施の形態の伝送路特性推定部１５ｂによれば、第１の実施の形態の伝送路特性１５によって得られる効果と実質的に同じ効果が得られるのに加え、目的信号として使用できる伝送路特性の数が増加するので、目的信号として使用される伝送路特性の算出誤差の影響を更に抑えたフィルタ係数の算出が可能になる。

　≪第４の実施の形態≫
　以下、本発明の第４の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態では第１から第３の実施の形態と異なり、ＤＶＢ－Ｔ方式に準拠したデジタルテレビ放送の受信装置を例に挙げて説明する。

　第１の実施の形態の伝送路特性推定部１５は目的信号としてＴＭＣＣ信号を利用して算出される伝送路特性の値を利用するのに対して、本実施の形態の伝送路特性推定部は目的信号としてＴＰＳ（Transmission Parameters Signalling）と呼ばれる制御情報を伝送する制御信号（以下、「ＴＰＳ信号」と言う。）を利用して算出される伝送路特性の値を利用する点で異なっている。なお、受信装置のその他の構成要素は本発明に関連する限りは第１の実施の形態と実質的に同じである。

　以下では、伝送路特性推定部の構成及び動作について説明する。なお、本実施の形態において、第１から第３の実施の形態と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、第１から第３の実施の形態の説明が適用できるため本実施の形態ではその説明を省略し或いは概略を記載するに留める。

　＜伝送路特性推定部の構成及び動作＞
　図２０は本実施の形態の伝送路特性推定部の構成図である。図２０では、伝送路特性推定部１５ｃの内部要素と直交変換部１４及び等化部１６の接続関係を明確にするために、直交変換部１４及び等化部１６も図示している。

　伝送路特性推定部１５ｃは、ＳＰ伝送路特性推定部２０と、シンボル方向補間部３０と、ＴＰＳ伝送路特性推定部７０と、適応補間部５０とを備える。

　ＴＰＳ伝送路特性推定部７０は、直交変換部１４の出力信号からＴＰＳ信号を抽出し、抽出したＴＰＳ信号に基づいてそのＴＰＳ信号が配置されたキャリア（以下、「ＴＰＳキャリア」と言う。）における伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値を適応補間部５０へ出力する。なお、ＴＰＳ信号は、伝送パラメータの情報などを含む。

　ここで、ＴＰＳ伝送路特性推定部７０の構成及び動作について図２１を参照しつつ説明する。図２１は図２０のＴＰＳ伝送路特性推定部７０の構成図である。なお、図２１では、ＴＰＳ伝送路特性推定部７０の内部要素と直交変換部１４及び適応補間部５０との接続関係を明確にするために、直交変換部１４及び適応補間部５０も図示している。

　ＴＰＳ伝送路特性推定部７０は、ＴＰＳ抽出部７１と、差動復調部７２と、再変調部７３と、除算部７４とを備える。なお、ＴＰＳ信号は、何れのシンボルにもＳＰ信号が配置されていない、非周期の特定のキャリア番号のキャリアにシンボル毎に挿入されており、ＴＰＳ信号の配置は受信装置で既知である。また、ＴＰＳ信号はシンボル方向にＤＢＰＳＫされ、フレームの先頭のシンボルには既知の位相で変調された差動基準信号が配置されており、１シンボル内の複数のキャリアに配置されたＴＰＳ信号は全て同じ制御情報を伝送する。これらのことから、各部の下記の処理が可能になる。なお、一例として、ＤＶＢ－Ｔ方式の８ｋモードにおけるＴＰＳ信号が配置されるキャリア（ＴＰＳキャリア）のキャリア番号を図２２に示す。

　ＴＰＳ抽出部７１は、直交変換部１４の出力信号からＴＰＳ信号を抽出し、抽出したＴＰＳ信号を差動復調部７２及び除算部７４へ出力する。

　差動復調部７２は、フレームの先頭に配置された差動基準信号を用い、ＴＰＳ抽出部７１から入力されたＴＰＳ信号にＤＢＰＳＫに対応する復調処理を施してＴＰＳ信号で伝送された制御情報を復号し、制御情報を再変調部７３へ出力する。但し、１シンボル内の複数のキャリアに配置されたＴＰＳ信号は全て同じ制御情報を伝送することから、差動復調部７２は、１シンボル内の複数の復号された制御情報に基づいて伝送された制御情報を多数決判定し、伝送された制御情報の特定を行う。これにより、制御情報の復号精度が向上する。

　再変調部７３は、フレームの先頭シンボルに配置された差動基準信号を用い、差動復調部７２から入力された制御情報にＤＢＰＳＫを行って送信側におけるＴＰＳ信号の変調位相を推定し、ＤＢＰＳＫにより得られた信号を除算部７４へ出力する。

　除算部７４は、ＴＰＳ抽出部７１から入力されたＴＰＳ信号を、そのシンボル番号及びキャリア番号の再変調部７３から入力された信号で除算し、除算結果をそのシンボル番号及びそのキャリア番号における（ＴＰＳ信号が配置されたＴＰＳキャリアにおける）伝送路特性の値として適応補間部５０へ出力する。

　本実施の形態の適応補間部５０は、第１の実施の形態の適応補間部５０が行う処理を、ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０によって算出されたＴＭＣＣキャリアにおける伝送路特性の値を、ＴＰＳ伝送路特性推定部７０によって算出されたＴＰＳキャリアにおける伝送路特性の値に置き換えて、実行する。つまり、本実施の形態の適応補間部５０の相互相関算出部５２は、シンボル方向補間部３０の出力信号とＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０の出力信号との相互相関演算を行う代わりに、シンボル方向補間部３０の出力信号とＴＰＳ伝送路特性推定部７０の出力信号との相互相関演算を行う。

　本実施の形態の伝送路特性推定部１５ｃによれば、第１の実施の形態の伝送路特性１５によって得られる効果と実質的に同じ効果が得られる。

　≪第５の実施の形態≫
　以下、本発明の第５の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態では、第４の実施の形態の場合と同様、ＤＶＢ－Ｔ方式に準拠したデジタルテレビ放送の受信装置を例に挙げて説明する。

　第１の実施の形態の伝送路特性推定部１５は、フィルタ入力信号としてＳＰ信号を利用して算出される伝送路特性の値をシンボル（時間）方向に補間して得られた３キャリア毎の伝送路特性の値を利用し、目的信号としてＴＭＣＣ信号を利用して算出される伝送路特性の値を利用するのに対し、本実施の形態の伝送路特性推定部は、フィルタ入力信号としてＳＰ信号を利用して算出される１２キャリア毎の伝送路特性の値を利用し、目的信号としてＴＰＳ信号を利用して算出される伝送路特性の値及び連続パイロット（Continual Pilot）と呼ばれるＣＰＥ（Common Phase Error）の除去などに利用される信号（以下、「連続パイロット信号」又は「ＣＰ信号」と言う。）を利用して算出される伝送路特性の値を利用する点で異なっている。なお、受信装置のその他の構成要素は本発明に関連する限りは第１の実施の形態と実質的に同じである。

　以下では、伝送路特性推定部の構成及び動作について説明する。なお、本実施の形態において、第１から第４の実施の形態と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、第１から第４の実施の形態の説明が適用できるため本実施の形態ではその説明を省略し或いは概略を記載するに留める。

　＜伝送路特性推定部の構成及び動作＞
　図２３は、本実施の形態の伝送路特性推定部１５ｄの構成図である。なお、図２３では、伝送路特性推定部１５ｄの内部要素と直交変換部１４及び等化部１６の接続関係を明確にするために、直交変換部１４及び等化部１６も図示している。

　伝送路特性推定部１５ｄは、ＳＰ伝送路特性推定部２０とＴＰＳ伝送路特性推定部７０とＣＰ伝送路特性推定部８０と適応補間部５０ｄとを備える。

　ＳＰ伝送路特性推定部２０は、直交変換部１４の出力信号からＳＰ信号を抽出し、抽出したＳＰ信号に基づいてそのＳＰ信号が配置されたＳＰキャリアにおける伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値を適応補間部５０ｄへ出力する。

　ＴＰＳ伝送路特性推定部７０は、直交変換部１４の出力信号からＴＰＳ信号を抽出し、抽出したＴＰＳ信号に基づいてそのＴＰＳ信号が配置されたＴＰＳキャリアにおける伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値を適応補間部５０ｄへ出力する。

　ＣＰ伝送路特性推定部８０は、直交変換部１４の出力信号からＣＰ信号を抽出し、抽出したＣＰ信号に基づいてそのＣＰ信号が配置されたキャリア（以下、「ＣＰキャリア」と言う。）における伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値を適応補間部５０ｄへ出力する。なお、ＣＰキャリアの一部はＳＰキャリアと重複する。

　ここで、ＣＰ伝送路特性推定部８０の構成及び動作について図２４を参照しつつ説明する。図２４は図２３のＣＰ伝送路特性推定部８０の構成図である。なお、図２４では、ＣＰ伝送路特性推定部８０の内部要素と直交変換部１４及び適応補間部５０ｄとの接続関係を明確にするために、直交変換部１４及び適応補間部５０ｄも図示している。

　ＣＰ伝送特性推定部８０は、ＣＰ抽出部８１と、ＣＰ生成部８２と、除算部８３とを備える。なお、ＣＰ信号は、何れかのシンボルにＳＰ信号が配置されている複数のキャリア番号のうちの非周期の特定のキャリア番号のキャリアにシンボル毎に挿入されており、ＣＰ信号の配置は受信装置で既知である。また、送信側で生成されるＣＰ信号の振幅及び位相は受信装置で既知である。これらのことから、各部の下記の処理が可能になる。なお、一例として、ＤＶＢ－Ｔ方式の８ｋモードにおけるＣＰ信号が配置されるキャリア（ＣＰキャリア）のキャリア番号を図２５に示す。

　ＣＰ抽出部８１は、直交変換部１４の出力信号からＣＰ信号を抽出し、抽出したＣＰ信号を除算部８３へ出力する。ＣＰ生成部８２は、送信側で生成されるＣＰ信号と同じ振幅及び同じ位相のＣＰ信号を生成し、生成したＣＰ信号を除算部８３へ出力する。除算部８３は、ＣＰ抽出部８１から入力されたＣＰ信号を、そのシンボル番号及びキャリア番号のＣＰ生成部８２から入力されたＣＰ信号で除算し、除算結果をそのシンボル番号及びキャリア番号における（ＣＰ信号が配置されたＣＰキャリアにおける）伝送路特性の値として適応補間部５０ｄへ出力する。

　適応補間部５０ｄは、各シンボルにおいて、以下の処理を行う。適応補間部５０ｄは、ＳＰ伝送路特性推定部２０から出力される１２キャリア毎の伝送路特性の値と、ＴＰＳ伝送路特性推定部７０から出力されるＴＰＳキャリアにおける伝送路特性の値及びＣＰ伝送路特性推定部８０から出力されるＣＰキャリアにおける伝送路特性の値とを利用して、フィルタ係数を算出する。そして、適応補間部５０ｄは、算出したフィルタ係数を用いてＳＰ伝送路特性推定部２０から出力される１２キャリア毎の伝送路特性の値をフィルタリングすることによって適応補間を行い、伝送路特性が得られていないキャリアにおける伝送路特性を算出し、全キャリアにおける伝送路特性の値を等化部１６へ出力する。

　ここで、適応補間部５０ｄの構成及び動作について図２６を参照しつつ説明する。図２６は図２３の適応補間部５０ｄの構成図である。なお、図２６では、適応補間部５０ｄの内部要素とＳＰ伝送路特性推定部２０、ＴＰＳ伝送路特性推定部７０、ＣＰ伝送路特性推定部８０及び等化部１６との接続関係を明確にするために、ＳＰ伝送路特性推定部２０、ＴＰＳ伝送路特性推定部７０、ＣＰ伝送路特性推定部８０及び等化部１６も図示している。

　適応補間部５０ｄは、自己相関算出部５１ｄと、相互相関算出部５２ｄと、ウィナーフィルタ係数算出部５３ｄと、フィルタ処理部５４ｄとを備える。

　自己相関算出部５１ｄは、キャリア番号をｉ（ｉは０以上の整数）で表すと、ＳＰ伝送路特性推定部２０から出力される１２キャリア毎の伝送路特性Ｈ（ｉ）を用いて、下記の（数２６）で表される自己相関演算を行って、ノーテンションが１２毎の自己相関値ｒ₀，ｒ₁₂，ｒ₂₄，・・・を算出する。そして、自己相関算出部５１ｄは、算出した自己相関値ｒを用い、ｒ_-m＝ｒ_m ^*の関係があることを利用して、下記の（数２７）で表される自己相関行列Ｒ_xxを算出し、算出した自己相関行列Ｒ_xxをウィナーフィルタ係数算出部５３ｄへ出力する。なお、図２７に自己相関値ｒ₀，ｒ₁₂，ｒ₂₄に関する自己相関演算の概念図を示し、自己相関演算は既知技術であるので詳細説明は省略する。

　但し、ｍｏｄは剰余演算子を表す（以下において同様）。また、ｑは０以上の整数であり、シンボル番号を表す（以下において、同様）。

　相互相関算出部５２ｄは、キャリア番号をｉ，ｊ（ｉ，ｊは０以上の整数）で表すと、ＴＰＳ伝送路特性推定部７０から出力されるＴＰＳキャリアにおける伝送路特性Ｈ（ｊ）及びＣＰ伝送路特性推定部８０から出力されるＣＰキャリアにおける伝送路特性Ｈ（ｉ）と、ＳＰ伝送路特性推定部２０から出力される１２キャリア毎の伝送路特性Ｈ（ｉ）とを用いて、下記の（数２８）で表される相互相関演算を行って、相互相関値ｐを算出する。そして、相互相関算出部５２ｄは、算出した相互相関値ｐを用い、下記の（数２９）で表される相互相関ベクトルＰ_dx、z（本実施の形態では、ｚ＝１～１１の相互相関ベクトルＰ_dx、1～Ｐ_dx、11）を算出し、算出した相互相関ベクトルＰ_dx、zをウィナーフィルタ係数算出部５３ｄへ出力する。なお、図２８に相互相関値ｐ₁，ｐ₂に関する相互相関演算の概念図を示す。

　但し、（数２８）のＨ（１２ｎ＋ｚ＋３（ｑｍｏｄ４））はＴＰＳ伝送路特性推定部７０から出力されるＴＰＳキャリアにおける伝送路特性及びＣＰ伝送路特性推定部８０から出力されるＣＰキャリアにおける伝送路特性であり、Ｈ（１２ｎ－１２ｍ＋３（ｑｍｏｄ４））はＳＰ伝送路特性推定部２０から出力される１２キャリア毎の伝送路特性である。また、ｍは－（ｔａｐ－１）／２以上（ｔａｐ－１）／２以下の整数である。

　ＴＰＳ信号は何れかのシンボルでＳＰ信号が配置されるキャリア番号以外のキャリアに非周期に存在し、ＣＰ信号は何れかのシンボルでＳＰ信号が配置されるキャリア番号のキャリアに非周期に存在する。このことから、（数２８）で表される相互相関の演算において、ｚが３，６，９以外では、Ｈ（１２ｎ＋ｚ＋３（ｑｍｏｄ４））にＴＰＳ伝送路特性推定部７０の出力信号が利用され、ｚが３，６，９では、Ｈ（１２ｎ＋ｚ＋３（ｑｍｏｄ４））にＣＰ伝送路特性推定部８０の出力信号が利用される。

　ＴＰＳ信号のみを利用した場合には、ＳＰキャリアと３、６、９キャリア分離れたキャリア位置の相互相関値を算出することができないが、ＣＰ信号を利用することによって、ＳＰキャリアと３、６、９キャリア分離れたキャリア位置の相互相関値を算出することができる。一方、ＣＰ信号のみを利用した場合には、ＳＰキャリアと１～１１（３、６、９を除く）キャリア分離れたキャリア位置の相互相関値を算出することができないが、ＴＰＳ信号を利用することによって、ＳＰキャリアと１～１１（３、６、９を除く）キャリア分離れたキャリア位置の相互相関値を算出することができる。

　ここで、相互相関算出部５２ｄの処理の具体例として、相互相関値ｐ₁（ｚ＝１、ｍ＝０）、ｐ₂（ｚ＝２、ｍ＝０）の算出との２つの場合を説明する。

　まず、相互相関値ｐ₁（ｚ＝１、ｍ＝０）の算出について説明する。相互相関値ｐ₁の算出には、ＳＰ伝送路特性推定部２０から伝送路特性の値が出力されるキャリア（キャリア番号は１２ｎ＋３（ｑｍｏｄ４）で表現でき、ｎ，ｑは０以上の整数。）に対し、１つキャリア番号が大きい（１つ右隣の）ＴＰＳキャリア全てが対象となる。相互相関算出部５２ｄは、キャリア番号１２ｎ＋３（ｑｍｏｄ４）＋１にＴＰＳ信号があるｎの各々について、ＴＰＳ伝送路特性推定部７０によって算出されたＴＰＳキャリアにおける伝送路特性の値と、そのＴＰＳキャリアより１つキャリア番号が小さい（１つ左隣の）キャリアにおけるＳＰ伝送路特性推定部２０によって算出された伝送路特性の値との相互相関を算出し、それらを平均することによって相互相関値ｐ₁を算出する（図２８上段参照）。

　次に、相互相関値ｐ₂（ｚ＝２、ｍ＝０）の算出について説明する。相互相関値ｐ₂の算出には、ＳＰ伝送路特性推定部２０から伝送路特性の値が出力されるキャリア番号は１２ｎ＋３（ｑｍｏｄ４）に対し、２つキャリア番号が大きい（２つ右隣の）ＴＰＳキャリア全てが対象となる。相互相関算出部５２ｄは、キャリア番号１２ｎ＋３（ｑｍｏｄ４）＋２にＴＰＳ信号があるｎの各々について、ＴＰＳ伝送路特性推定部７０によって算出されたＴＰＳキャリアにおける伝送路特性の値と、そのＴＰＳキャリアより２つキャリア番号が小さい（２つ左隣の）キャリアにおけるＳＰ伝送路特性推定部２０によって算出された伝送路特性の値との相互相関を算出し、それらを平均することによって相互相関値ｐ₂を算出する。

　ウィナーフィルタ係数算出部５３ｄは、自己相関算出部５１ｄから入力された自己相関行列Ｒ_xxと相互相関算出部５２ｄから入力された相互相関ベクトルＰ_dx、zとを用いて、下記の（数３０）の演算を行って、ウィナーフィルタ係数ｗ_kを算出する。但し、本実施の形態では、相互相関ベクトルＰ_dx、1～Ｐ_dx、11の各々に対して（数３０）の演算が行われる。そして、ウィナーフィルタ係数算出部５３ｄは、算出したウィナーフィルタ係数ｗ_kの値に基づいて、下記の（数３１）を利用して、フィルタ処理部５４ｄのフィルタ係数ｃ_kを算出し、算出したフィルタ係数ｃ_kの値をフィルタ処理部５４ｄへ出力する。なお、（数３１）において、ｓは整数である。

　フィルタ処理部５４ｄは、ウィナーフィルタ係数算出部５３ｄから入力されたフィルタ係数ｃ_kの値を用いてＳＰ伝送路特性推定部２０から出力される１２キャリア毎の伝送路特性の値をフィルタリングすることによって、伝送路特性が得られていないキャリアにおける伝送路特性を算出し、全キャリアにおける伝送路特性の値を等化部１６へ出力する。
このフィルタ処理部５４ｄの処理は下記の（数３２）で表される。但し、（数３２）において、Ｈ（ｉ）には、ｉ＝１２ｎ（ｎは０以上の整数）ではＳＰ伝送路特性推定部２０から出力された１２キャリア毎の伝送路特性の値が挿入され、ｉ≠１２ｎでは０が挿入される。

　＜従来の補間（１シンボル推定）との比較＞
　図２９（ａ）は従来の補間（１シンボル推定）のフィルタ形状の概念図であり、（ｂ）は第５の実施の形態の適応補間部５０ｄが行う適応補間のフィルタ形状の概念図である。但し、主波と、Ｔｕ／１２［ｓ］を超える遅延波が存在する場合の遅延プロファイルの模式図を利用する。

　シンボル方向に補間を実施しない場合、適応補間部５０ｄに入力される伝送路特性は１２キャリア毎に存在することになるので、サンプリング定理から、Ｔｕ／１２［ｓ］毎に折り返し成分が発生する（図２９（ａ），（ｂ）参照）。１シンボル推定及び第５の実施の形態の手法とも、それらにフィルタ処理を施すことによって補間を実施し、全てのキャリアに対し伝送路特性を算出する。フィルタ処理により、実線で示した信号成分を通過させ、破線で示した折り返し成分を除去できれば、補間を的確に実施できる。

　しかしながら、従来の１シンボル推定における補間では、通過帯域がＴｕ／１２［ｓ］以下のフィルタを用いるため、実線で示した通過させるべき信号成分の一部（Ｔｕ／１２［ｓ］を超える遅延波の成分）が通過帯域からはみだし、さらに波線で示した折り返し成分（Ｔｕ／１２［ｓ］を超える遅延波の折り返し成分）が通過帯域に含まれてしまう（図２９（ａ）参照）。このため、従来の１シンボル推定では補間を的確に実施することができない。

　一方、第５の実施の形態の手法では、ＳＰ信号を利用して算出された伝送路特性の値をフィルタ入力信号とし、ＴＰＳ信号及びＣＰ信号を利用して算出された伝送路特性の値を目的信号として用いて、ウィナーフィルタ係数を算出する。こうすることにより、実線で示した通過させるべき信号成分のみを通過させ、波線で示した折り返し成分を阻止するようなフィルタ特性のフィルタを形成することができる（図２９（ｂ）参照）。このため、第５の実施の形態の手法は、Ｔｕ／１２［ｓ］を越える遅延波が存在する受信環境においても、エリアシングの影響を受けることなく、補間を的確に実施することが可能となる。また、第５の実施の形態の手法は、図２９（ｂ）に示したように、通過させるべき信号のみを通過させるフィルタ形状となるため、不必要にフィルタの通過帯域が広くならず、熱雑音や移動に伴うキャリア間干渉成分などノイズ成分の影響を除去でき、ノイズ耐性の向上が図られる。

　図３０（ａ）は従来の補間（１シンボル推定）の補間可能領域を示す図であり、（ｂ）は第５の実施の形態の適応補間部５０ｄが行う適応補間の補間可能領域を示す図である。

　従来の１シンボル推定は、遅延広がりがＴｕ／１２［ｓ］まで、ドップラー広がりが１／Ｔｓ［Ｈｚ］まで、正しく補間することが可能である（図３０（ａ）参照）。これに対して、第５の実施の形態の手法は、遅延広がりがＴｕ［ｓ］まで、ドップラー広がりが１／Ｔｓ［Ｈｚ］まで、正しく補間することが可能である（図３０（ｂ）参照）。このように、第５の実施の形態の手法は、移動耐性に関しては従来の１シンボル推定と同じであるものの、遅延耐性に関しては従来の１シンボル推定より向上している。

　＜従来の補間（４シンボル推定）との比較＞
　従来の４シンボル推定は、遅延広がりがＴｕ／３［ｓ］まで、ドップラー広がりが１／（４Ｔｓ）［Ｈｚ］まで、正しく補間することが可能である（図１５（ａ）参照）。これに対して、第５の実施の形態の手法は、遅延広がりがＴｕ［ｓ］まで、ドップラー広がりが１／Ｔｓ［Ｈｚ］まで、正しく補間することが可能である（図３０（ｂ）参照）。このように、第５の実施の形態の手法は、移動耐性及び遅延耐性の双方に関して従来の４シンボル推定より向上している。

　＜第１の実施の形態の手法との比較＞
　第１及び第２の実施の形態の手法は、ともに、キャリア方向に適応的な補間を実施しているので、遅延広がりがＴｕ［ｓ］まで、正しく補間することが可能である（図１５（ｂ）、図３０（ｂ）参照）。また、第１の実施の形態の手法はシンボル方向補間を実施しているため、ドップラー広がりが１／（４Ｔｓ）［Ｈｚ］までしか、正しく補間ができない（図１５（ｂ）参照）が、第５の実施の形態の手法はシンボル方向補間を実施していないため、ドップラー広がりが１／Ｔｓ［Ｈｚ］まで、正しく補間することが可能である（図３０（ｂ）参照）。このように、第５の実施の形態の手法は、遅延耐性に関しては第１の実施の形態の手法と同じであるものの、移動耐性に関しては第１の実施の形態の手法より向上している。

　以上の各比較から、第５の実施の形態の伝送路特性推定部１５ｄは、更に幅広い受信環境で伝送路特性の補間が可能となることが分かる。

　≪第６の実施の形態≫
　以下、本発明の第６の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態では、第１から第３の実施の形態の場合と同様、ＩＳＤＢ－Ｔ方式に準拠したデジタルテレビ放送の受信装置を例に挙げて説明する。

　第１の実施の形態の伝送路特性推定部１５は、シンボル方向補間及び適応補間を実施するのに対し、本実施の形態の伝送路特性推定部は、適応補間及びキャリア方向補間を実施する点で異なっている。なお、受信装置のその他の構成要素は本発明に関連する限りは第１の実施の形態と実質的に同じである。

　以下では、伝送路特性推定部の構成及び動作について説明する。なお、本実施の形態において、第１から第５の実施の形態と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、第１から第５の実施の形態の説明が適用できるため本実施の形態ではその説明を省略し或いは概略を記載するに留める。

　＜伝送路特性推定部の構成及び動作＞
　図３１は、本実施の形態の伝送路特性推定部１５ｅの構成図である。なお、図３１では、伝送路特性推定部１５ｅの内部要素と直交変換部１４及び等化部１６の接続関係を明確にするために、直交変換部１４及び等化部１６も図示している。

　伝送路特性推定部１５ｅは、ＳＰ伝送路特性推定部２０とＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０と適応補間部５０ｅとキャリア方向補間部９０とを備える。

　ＳＰ伝送路特性推定部２０は、直交変換部１４の出力信号からＳＰ信号を抽出し、抽出したＳＰ信号に基づいてそのＳＰ信号が配置されたＳＰキャリアにおける伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値を適応補間部５０ｅへ出力する。ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０は、直交変換部１４の出力信号からＴＭＣＣ信号を抽出し、抽出したＴＭＣＣ信号に基づいてそのＴＭＣＣ信号が配置されたＴＭＣＣキャリアにおける伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値を適応補間部５０ｅへ出力する。

　適応補間部５０ｅは、各シンボルにおいて、以下の処理を行う。適応補間部５０ｅは、ＳＰ伝送路特性推定部２０から出力される１２キャリア毎の伝送路特性の値と、ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０から出力されるＴＭＣＣキャリアにおける伝送路特性の値とを利用して、フィルタ係数を算出する。そして、適応補間部５０ｅは、算出したフィルタ係数を用いてＳＰ伝送路特性推定部２０から出力される１２キャリア毎の伝送路特性の値をフィルタリングすることによって適応補間を行い、キャリア番号が３ｎ（ｎは０以上の整数）以外のキャリアにおける伝送路特性を算出し、算出結果をキャリア方向補間部９０へ出力する。

　ここで、適応補間部５０ｅの構成及び動作について図３２を参照しつつ説明する。図３２は図３１の適応補間部５０ｅの構成図である。なお、図３２では、適応補間部５０ｅの内部要素とＳＰ伝送路特性推定部２０、ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０、及びキャリア方向補間部９０との接続関係を明確にするために、ＳＰ伝送路特性推定部２０、ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０、及びキャリア方向補間部９０も図示している。

　適応補間部５０ｅは、自己相関算出部５１ｅと、相互相関算出部５２ｅと、ウィナーフィルタ係数算出部５３ｅと、フィルタ処理部５４ｅとを備える。

　自己相関算出部５１ｅは、キャリア番号をｉ（ｉは０以上の整数）で表すと、ＳＰ伝送路特性推定部２０から出力される１２キャリア毎の伝送路特性Ｈ（ｉ）を用いて、下記の（数３３）で表される自己相関演算を行って、ノーテーションが１２毎の自己相関値ｒ₀，ｒ₁₂，ｒ₂₄，・・・を算出する。そして、自己相関算出部５１ｅは、算出した自己相関値ｒを用い、ｒ_-m＝ｒ_m ^*の関係があることを利用して、下記の（数３４）で表される自己相関行列Ｒ_xxを算出し、算出した自己相関行列Ｒ_xxをウィナーフィルタ係数算出部５３ｅへ出力する。

　相互相関算出部５２ｅは、キャリア番号をｉ，ｊ（ｉ，ｊは０以上の整数）で表すと、ＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０から出力されるＴＭＣＣキャリアにおける伝送路特性Ｈ（ｊ）と、ＳＰ伝送路特性推定部２０から出力される１２キャリア毎の伝送路特性Ｈ（ｉ）とを用いて、下記の（数３５）で表される相互相関演算を行って、相互相関値ｐを算出する。そして、相互相関算出部５２ｅは、算出した相互相関値ｐを用い、下記の（数３６）で表される相互相関ベクトルＰ_dx、z（本実施の形態では、ｚ＝１，２，４，５，７，８，１０，１１の相互相関ベクトルＰ_dx、1，Ｐ_dx、2，Ｐ_dx、4，Ｐ_dx、5，Ｐ_dx、7，Ｐ_dx、8，Ｐ_dx、10，Ｐ_dx、11）を算出し、算出した相互相関ベクトルＰ_dx、zをウィナーフィルタ係数算出部５３ｅへ出力する。

　但し、（数３５）のＨ（１２ｎ＋ｚ＋３（ｑｍｏｄ４））はＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０から出力されるＴＭＣＣキャリアにおける伝送路特性であり、Ｈ（１２ｎ－１２ｍ＋３（ｑｍｏｄ４））はＳＰ伝送路特性推定部２０から出力される１２キャリア毎の伝送路特性である。また、ｍは－（ｔａｐ－１）／２以上（ｔａｐ－１）／２以下の整数である。

　ウィナーフィルタ係数算出部５３ｅは、自己相関算出部５１ｅから入力された自己相関行列Ｒ_xxと相互相関算出部５２ｅから入力された相互相関ベクトルＰ_dx、zとを用いて、下記の（数３７）の演算を行って、ウィナーフィルタ係数ｗ_kを算出する。但し、本実施の形態では、相互相関ベクトル相互相関ベクトルＰ_dx、1，Ｐ_dx、2，Ｐ_dx、4，Ｐ_dx、5，Ｐ_dx、7，Ｐ_dx、8，Ｐ_dx、10，Ｐ_dx、11の各々に対して（数３７）の演算が行われる。そして、ウィナーフィルタ係数算出部５３ｅは、算出したウィナーフィルタ係数ｗ_kの値に基づいて、下記の（数３８）を利用して、フィルタ処理部５４ｅのフィルタ係数ｃ_kを算出し、算出したフィルタ係数ｃ_kの値をフィルタ処理部５４ｅへ出力する。なお、（数３８）において、ｓは整数である。

　ここで、ＴＭＣＣ信号は、何れかのシンボルにＳＰ信号が配置されるキャリア番号３ｎ（ｎは０以上の整数）のキャリアには存在しないため、このキャリアにおける伝送路特性の値とＳＰ信号を利用して算出される１２キャリア毎の伝送路特性の値との相互相関値ｐ₃，ｐ₆，ｐ₉などを算出できない。このため、キャリア番号３ｎ（３ｎ≠１２ｍ＋３（ｑｍｏｄ４））のキャリアにおける伝送路特性を算出するためのフィルタ係数を算出できず、当該キャリアにおける伝送路特性を算出できない。

　フィルタ処理部５４ｅは、ウィナーフィルタ係数算出部５３ｅから入力されたフィルタ係数ｃ_kの値を用いてＳＰ伝送路特性推定部２０から出力される１２キャリア毎の伝送路特性の値をフィルタリングすることによって、キャリア番号が３ｎ以外のキャリアにおける伝送路特性を算出する（図３３（ａ），（ｂ）参照）。このフィルタ処理部５４ｅの処理は下記の（数３９）で表される。但し、（数３９）において、Ｈ（ｉ）には、ｉ＝１２ｎ（ｎは０以上の整数）ではＳＰ伝送路特性推定部２０から出力された１２キャリア毎の伝送路特性の値が挿入され、ｉ≠１２ｎでは０が挿入される。さらに、フィルタ処理部５４ｅは、キャリア番号３ｎのキャリア（適応補間部５０ｅの適応補間では伝送路特性を算出できないキャリア及びＳＰキャリア）における伝送路特性の値を０にマスクする（図３３（ｂ），（ｃ）参照）。

　キャリア方向補間部９０は、図３３（ｃ）に示すように、適応補間部５０ｅから出力される伝送路特性の値を用いて、固定係数を用いてキャリア方向に伝送路特性を補間するとことで、全キャリアの伝送路特性の値を算出し、算出した伝送路特性の値を等化部１６へ出力する。このキャリア方向補間部９０の処理は下記の（数４０）で表される。但し、（数４０）において、Ｈ_a（ｉ）には、ｉ＝３ｎ（ｎは０以上の整数）では０が挿入され、ｉ≠３ｎでは適応補間部５０ｅによる適応補間によって得られた伝送路特性の値が挿入される。ここでは、キャリア方向補間部９０は、キャリア番号３ｎ＋１（ｎは０以上の整数）のキャリア群から補間した伝送路特性Ｈ１と、キャリア番号３ｎ＋２のキャリア群から補間した伝送路特性Ｈ２とを平均することで全キャリアの伝送路特性を得るような係数を用いる。このとき、各々の補間と平均を一括処理の固定係数のフィルタで実施してもよいし、これらの処理を別々のフィルタで実施してもよい。なお、キャリア方向の補間に、固定係数を用いた補間を用いるものに限らず、例えば、遅延量に応じて帯域幅を可変させる補間を用いてもよい。

　＜従来例の補間（１シンボル推定）との比較＞
　図３４（ａ）は従来の補間（１シンボル推定）のフィルタ形状の概念図であり、（ｂ）は第６の実施の形態の適応補間のフィルタ形状の概念図である。但し、主波と、Ｔｕ／１２［ｓ］を超える遅延波が存在する場合の遅延プロファイルの模式図を利用する。

　シンボル方向に補間を実施しない場合、適応補間部５０ｄに入力される伝送路特性は１２キャリア毎に存在することになるので、サンプリング定理から、Ｔｕ／１２［ｓ］毎に折り返し成分が発生する（図３４（ａ），（ｂ）参照）。１シンボル推定及び第６の実施の形態とも、それらにフィルタ処理を施すことによって補間を実施し、全てのキャリアに対し伝送路特性を算出する。フィルタ処理により、実線で示した信号成分を通過させ、破線で示した折り返し成分を除去できれば、補間を的確に実施できる。

　しかしながら、従来の１シンボル推定における補間では、通過帯域がＴｕ／１２［ｓ］以下のフィルタを用いるため、実線で示した通過させるべき信号成分の一部（Ｔｕ／１２［ｓ］を超える遅延波の成分）が通過帯域からはみだし、さらに波線で示した折り返し成分（Ｔｕ／１２を超える遅延波の折り返し成分）が通過帯域に含まれてしまう（図３４（ａ）参照）。このため、従来の１シンボル推定では補間を的確に実施することができない。

　一方、第６の実施の形態の手法では、ＳＰ信号を利用して算出された伝送路特性の値をフィルタ入力信号とし、ＴＭＣＣ信号を利用して算出された伝送路特性の値を目的信号として用いて、ウィナーフィルタ係数を算出する。こうすることにより、実線で示した通過させるべき信号成分のみを通過させ、波線で示した折り返し成分を阻止するようなフィルタ特性のフィルタを形成することができる（図３４（ｂ）の適応補間参照）。このため、第６の実施の形態の手法は、Ｔｕ／１２［ｓ］を越える遅延波が存在する受信環境においても、エリアシングの影響を受けることなく、補間を実施することが可能となる。但し、キャリア番号３ｎのキャリアにおける伝送路特性の算出に通常の固定係数を用いたフィルタ処理によるキャリア方向補間を実施しているので、遅延耐性はＴｕ／３［ｓ］となる（図３４（ｂ）のキャリア補間参照）。また、第６の実施の形態の手法は、図３４（ｂ）の適応補間に示したように、通過させるべき信号のみを通過させるフィルタ形状となるため、不必要にフィルタの通過帯域が広くならず、熱雑音や移動に伴うキャリア間干渉成分などノイズ成分の影響を除去でき、ノイズ耐性の向上を図ることが可能である。

　図３５は第６の実施の形態の手法による伝送路補間の補間可能領域を示す図である。

　従来の１シンボル推定は、遅延広がりがＴｕ／１２［ｓ］まで、ドップラー広がりが１／Ｔｓ［Ｈｚ］まで、正しく補間することが可能である（図３０（ａ）参照）。これに対して、第６の実施の形態の手法は、遅延広がりがＴｕ／３［ｓ］まで、ドップラー広がりが１／Ｔｓ［Ｈｚ］まで、正しく補間することが可能である（図３５参照）。このように、第６の実施の形態の手法は、移動耐性に関しては従来の１シンボル推定と同じであるものの、遅延耐性に関しては従来の１シンボル推定より向上している。

　＜従来の補間（４シンボル推定）との比較＞
　従来の４シンボル推定は、遅延広がりがＴｕ／３［ｓ］まで、ドップラー広がりが１／（４Ｔｓ）［Ｈｚ］まで、正しく補間することが可能である（図１５（ａ）参照）。これに対して、第６の実施の形態の手法は、遅延広がりがＴｕ／３［ｓ］まで、ドップラー広がりが１／Ｔｓ［Ｈｚ］まで、正しく補間することが可能である（図３５参照）。このように、第６の実施の形態の手法は、遅延耐性に関しては従来の４シンボル推定と同じであるものの、移動耐性に関しては従来の４シンボル推定より向上している。

　上述したように、本実施の形態によれば、従来の手法に比べて幅広い受信環境で的確に補間を実施することができる。また、本実施の形態によれば、ウィナーフィルタを利用した適応補間では一部のキャリアにおける伝送路特性の算出ができない場合に、その一部のキャリアにおける伝送路特性をキャリア方向補間によって算出するため、本実施の形態の手法はより多くの送信フォーマットに対して遅延耐性やドップラー耐性の向上に有用である。

　なお、第６の実施の形態では、適応補間の際に図３３（ｂ）に示したように、ウィナーフィルタを利用した適応補間で算出可能な全てのキャリア（キャリア番号が３ｎ以外のキャリア）に対して伝送路特性の算出を行っている。しかしながら、キャリア方向補間部９０で適応補間部５０ｅの出力信号をキャリア方向補間することに鑑み、図３６（ａ）や図３６（ｂ）に示すように、ウィナーフィルタを利用した適応補間で算出可能な一部のキャリアに対してのみ適応補間で算出するようにしてもよい。これによれば、相互相関演算やウィナーフィルタ係数の算出などの演算量の削減が図られる。

　≪第７の実施の形態≫
　以下、本発明の第７の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態では第４から第５の実施の形態と同様、ＤＶＢ－Ｔ方式に準拠したデジタルテレビ放送の受信装置を例に挙げて説明する。

　第６の実施の形態の伝送路特性推定部１５ｅは目的信号としてＴＭＣＣ信号を利用して算出される伝送路特性の値を利用するのに対し、本実施の形態の伝送路特性推定部は目的信号としてＣＰ信号を利用して算出される伝送路特性の値を利用する点で異なっている。なお、受信装置のその他の構成要素は本発明に関連する限りは第１の実施の形態と実質的に同じである。

　以下では、伝送路特性推定部の構成及び動作について説明する。なお、本実施の形態において、第１から第６の実施の形態と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、第１から第６の実施の形態の説明が適用できるため本実施の形態ではその説明を省略し或いは概略を記載するに留める。

　＜伝送路特性推定部の構成及び動作＞
　図３７は本実施の形態の伝送路特性推定部の構成図である。図３７では、伝送路特性推定部１５ｆの内部要素と直交変換部１４及び等化部１６の接続関係を明確にするために、直交変換部１４及び等化部１６も図示している。

　伝送路特性推定部１５ｆは、ＳＰ伝送路特性推定部２０と、ＣＰ伝送路特性推定部８０と、適応補間部５０ｆと、キャリア方向補間部９０とを備える。

　ＳＰ伝送路特性推定部２０は、直交変換部１４の出力信号からＳＰ信号を抽出し、抽出したＳＰ信号に基づいてそのＳＰ信号が配置されたＳＰキャリアにおける伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値を適応補間部５０ｆへ出力する。ＣＰ伝送路特性推定部８０は、直交変換部１４の出力信号からＣＰ信号を抽出し、抽出したＣＰ信号に基づいてそのＣＰ信号が配置されたＣＰキャリアにおける伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性の値を適応補間部５０ｆへ出力する。

　適応補間部５０ｆは、各シンボルにおいて、以下の処理を行う。適応補間部５０ｆは、ＳＰ伝送路特性推定部２０から出力される１２キャリア毎の伝送路特性の値と、ＣＰ伝送路特性推定部８０から出力されるＣＰキャリアにおける伝送路特性の値とを利用して、フィルタ係数を算出する。そして、適応補間部５０ｆは、算出したフィルタ係数を用いてＳＰ伝送路特性推定部２０から出力される１２キャリア毎の伝送路特性の値をフィルタリングすることによって適応補間を行い、キャリア番号が３ｎ（３ｎ≠１２ｍ＋３（ｑｍｏｄ４））のキャリアにおける伝送路特性を算出し、算出結果をキャリア方向補間部９０へ出力する。

　ここで、適応補間部５０ｆの構成及び動作について図３８を参照しつつ説明する。図３８は図３７の適応補間部５０ｆの構成図である。なお、図３８では、適応補間部５０ｆの内部要素とＳＰ伝送路特性推定部２０、ＣＰ伝送路特性推定部８０、及びキャリア方向補間部９０との接続関係を明確にするために、ＳＰ伝送路特性推定部２０、ＣＰ伝送路特性推定部８０、及びキャリア方向補間部９０も図示している。

　適応補間部５０ｆは、自己相関算出部５１ｆと、相互相関算出部５２ｆと、ウィナーフィルタ係数算出部５３ｆと、フィルタ処理部５４ｆとを備える。

　自己相関算出部５１ｆは、キャリア番号をｉ（ｉは０以上の整数）で表すと、ＳＰ伝送路特性推定部２０から出力される１２キャリア毎の伝送路特性Ｈ（ｉ）を用いて、下記の（数４１）で表される自己相関演算を行って、ノーテーションが１２毎の自己相関値ｒ₀，ｒ₁₂，ｒ₂₄，・・・を算出する。そして、自己相関算出部５１ｆは、算出した自己相関値ｒを用い、ｒ_-m＝ｒ_m ^*の関係があることを利用して、下記の（数４２）で表される自己相関行列Ｒ_xxを算出し、算出した自己相関行列Ｒ_xxをウィナーフィルタ係数算出部５３ｆへ出力する。

　相互相関算出部５２ｆは、キャリア番号をｉ，ｊ（ｉ，ｊは０以上の整数）で表すと、ＣＰ伝送路特性推定部８０から出力されるＣＰキャリアにおける伝送路特性Ｈ（ｊ）と、ＳＰ伝送路特性推定部２０から出力される１２キャリア毎の伝送路特性Ｈ（ｉ）とを用いて、下記の（数４３）で表される相互相関演算を行って、相互相関値ｐを算出する。そして、相互相関算出部５２ｅは、算出した相互相関値ｐを用い、下記の（数４４）で表される相互相関ベクトルＰ_dx、z（本実施の形態では、ｚ＝３，６，９の相互相関ベクトルＰ_dx、3，Ｐ_dx、6，Ｐ_dx、9）を算出し、算出した相互相関ベクトルＰ_dx、zをウィナーフィルタ係数算出部５３ｆへ出力する。

　但し、（数４３）のＨ（１２ｎ＋ｚ＋３（ｑｍｏｄ４））はＣＰ伝送路特性推定部８０から出力されるＣＰキャリアにおける伝送路特性であり、Ｈ（１２ｎ－１２ｍ＋３（ｑｍｏｄ４））はＳＰ伝送路特性推定部２０から出力される１２キャリア毎の伝送路特性である。また、ｍは－（ｔａｐ－１）／２以上（ｔａｐ－１）／２以下の整数である。

　ウィナーフィルタ係数算出部５３ｆは、自己相関算出部５１ｆから入力された自己相関行列Ｒ_xxと相互相関算出部５２ｆから入力された相互相関ベクトルＰ_dx、zとを用いて、下記の（数４５）の演算を行って、ウィナーフィルタ係数ｗ_kを算出する。但し、本実施の形態では、相互相関ベクトル相互相関ベクトルＰ_dx、3，Ｐ_dx、6，Ｐ_dx、9の各々に対して（数４５）の演算が行われる。そして、ウィナーフィルタ係数算出部５３ｆは、算出したウィナーフィルタ係数ｗ_kの値に基づいて、下記の（数４６）を利用して、フィルタ処理部５４ｆのフィルタ係数ｃ_kを算出し、算出したフィルタ係数ｃ_kの値をフィルタ処理部５４ｆへ出力する。なお、（数４６）において、ｓ，ｔは整数である。

　ここで、ＣＰ信号は、何れのシンボルにもＳＰ信号が配置されていないキャリア番号３ｎ（ｎは０以上の整数）以外のキャリアには存在しないため、このキャリアにおける伝送路特性の値とＳＰ信号を利用して算出される１２キャリア毎の伝送路特性の値との相互相関値ｐ₁，ｐ₂，ｐ₄，ｐ₅，ｐ₇，ｐ₈，ｐ₁₀，ｐ₁₁などを算出できない。このため、キャリア番号３ｎ（３ｎ≠１２ｍ＋３（ｑｍｏｄ４））以外のキャリアにおける伝送路特性を算出するためのフィルタ係数を算出できず、当該キャリアにおける伝送路特性を算出できない。

　フィルタ処理部５４ｆは、ウィナーフィルタ係数算出部５３ｆから入力されたフィルタ係数ｃ_kの値を用いてＳＰ伝送路特性推定部２０から出力される１２キャリア毎の伝送路特性の値をフィルタリングすることによって、キャリア番号が３ｎのキャリアにおける伝送路特性を算出する（図３９参照）。このフィルタ処理部５４ｆの処理は下記の（数４７）で表される。但し、（数４７）において、Ｈ（ｉ）には、ｉ＝１２ｎ（ｎは０以上の整数）ではＳＰ伝送路特性推定部２０から出力された１２キャリア毎の伝送路特性の値が挿入され、ｉ≠１２ｎでは０が挿入される。さらに、フィルタ処理部５４ｅは、キャリア番号３ｎ以外のキャリアにおける伝送路特性の値を０にマスクする。

　キャリア方向補間部９０は、図３９に示すように、適応補間部５０ｆから出力される伝送路特性の値を用いて、固定係数を用いてキャリア方向に伝送路特性を補間するとことで、全キャリアの伝送路特性の値を算出し、算出した伝送路特性の値を等化部１６へ出力する。このキャリア方向補間部９０の処理は下記の（数４８）で表される。但し、（数４８）において、Ｈ_a（ｉ）には、ｉ＝３ｎ（ｎは０以上の整数）では適応補間部５０ｅによって算出された伝送路特性の値が挿入され、ｉ≠３ｎでは０が挿入される。なお、キャリア方向の補間に、固定係数を用いた補間を用いるものに限らず、例えば、遅延量に応じて帯域幅を可変させる補間を用いてもよい。

　本実施の形態の伝送路特性推定部１５ｆによれば、第６の実施の形態の伝送路特性１５ｅによって得られる効果と実質的に同じ効果が得られる。

　なお、第７の実施の形態では、適応補間の際に、ウィナーフィルタを利用した適応補間で算出可能な全てのキャリアに対して伝送路特性の算出を行っている。しかしながら、キャリア方向補間部９０で適応補間部５０ｆの出力信号をキャリア方向補間することに鑑み、ウィナーフィルタを利用した適応補間で算出可能な一部のキャリアに対してのみ適応補間で算出するようにしてもよい。

　≪補足≫
　本発明は上記の実施の形態で説明した内容に限定されず、本発明の目的とそれに関連又は付随する目的を達成するためのいかなる形態においても実施可能であり、例えば、以下であってもよい。

　（１）上記の各実施の形態では、ＩＳＤＢ－Ｔ方式又はＤＶＢ－Ｔ方式に準拠したデジタルテレビ放送の受像機を例に挙げて説明したが、これに限らず、他の方式のデジタルテレビ放送の受像機や、デジタルテレビ放送の受像機以外の受信装置に適用することが可能である。

　例えば、欧州のＤＶＢ－Ｈ方式やＤＶＢ－Ｔ２方式に準拠したデジタルテレビ放送の受像機、多くの国で採用されているＤＡＢ（Digital Audio Broadcast）方式に準拠したデジタルラジオ放送の受信装置、ＤＭＢ（Digital Multimedia Broadcasting）方式やＤＭＢ－ＴＨ（Digital Multimedia Broadcasting-Terrestrial/Handheld）方式に準拠したデジタルテレビ放送の受像機、ＷｉＭＡＸ(Worldwide Interoperability for Microwave Access)方式に準拠した無線通信装置などに適用できる。

　また、無線ＬＡＮ（Local Area Network）、無線ＰＡＮ（Personal Area Network）、無線ＷＡＮ（Wide Area Network）、無線ＭＡＮ（Metropolitan Area Network）をはじめとする無線通信装置、地上デジタル放送や衛星デジタル放送における中継装置や受信装置、測定などを行う測定器に適用することが可能である。

　（２）上記の各実施の形態では、受信信号がＯＦＤＭ信号であるとして説明したが、これに限らず、受信信号は変調処理が施された互いに直交しない複数のキャリアを多重した伝送信号であってもよい。

　（３）上記の第４、第５、第７の実施の形態の受信装置は、受信装置がＤＶＢ－Ｔ方式に準拠したデジタルテレビ放送の受像機としたが、ＤＶＢ－Ｈ方式に準拠したデジタルテレビ放送の受像機に置き換えて、適用可能である。

　（４）上記の第１から第４の実施の形態において、目的信号算出用の信号は、ＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号、ＴＭＣＣ信号及びＡＣ信号の双方、又はＴＰＳ信号の何れかであるが、これに限られるものではなく、例えば次のような信号であれば、目的信号算出用の信号に利用可能である。ＤＶＢ－Ｔ２（Digital Video Broadcasting - Terrestrial 2）方式では、ＳＰ信号が何れのシンボルにも配置されていないキャリア番号のキャリアの一部に配置された連続パイロット信号（ＣＰ信号）が存在することから、目的信号算出用の信号としてＤＶＢ－Ｔ２方式のＳＰ信号が何れのシンボルにも配置されていないキャリア番号のＣＰ信号を利用することが可能である。なお、ＤＶＢ－Ｔ２方式におけるＳＰ信号の配置パターンの一つはＩＳＤＢ－Ｔ方式やＤＶＢ－Ｔ方式のＳＰ信号の配置パターンと同じであるが、ＤＶＢ－Ｔ２方式にはこれ以外のＳＰ信号の配置パターンも用意されている。ＳＰ信号の配置パターンがＩＳＤＢ－Ｔ方式やＤＶＢ－Ｔ方式のＳＰ信号の配置パターンと同じであり、ＦＦＴサイズが３２ｋの場合のＤＶＢ－Ｔ２方式のＣＰ信号が配置されるキャリアのキャリア番号の一例を図４０に示す。

　（５）上記の第５の実施の形態において、目的信号算出用の信号は、ＴＰＳ信号及びＣＰ信号の双方であるが、これに限られるものではなく、例えば、次のような信号であれば、目的信号算出用の信号に利用可能である。ＤＶＢ－Ｔ２方式では、ＳＰ信号が何れのシンボルにも配置されていないキャリア番号のキャリアの一部に配置されたＣＰ信号が存在するとともに、ＳＰ信号が何れかのシンボルで配置されたキャリア番号のキャリアの一部に配置されたＣＰ信号が存在することから、目的信号算出用の信号としてＤＶＢ－Ｔ２方式のＣＰ信号を利用することが可能である。

　（６）上記の第６の実施の形態において、目的信号算出用の信号は、ＴＭＣＣ信号であるが、これに限らず、例えば、目的信号算出用の信号として、ＩＳＤＢ－Ｔ方式のＡＣ信号、又は、ＴＭＣＣ信号及びＡＣ信号の双方の信号を利用することが可能であり、ＤＶＢ－Ｔ方式やＤＶＢ－Ｈ方式のＴＰＳ信号を利用することが可能であり、ＤＶＢ－Ｔ２方式のＳＰ信号が何れのシンボルにも配置されていないキャリア番号のＣＰ信号を利用することが可能である。

　（７）上記の第７の実施の形態において、目的信号算出用の信号は、ＤＶＢ－Ｔ方式のＣＰ信号であるが、これに限らず、例えば、目的信号算出用の信号として、ＤＶＢ－Ｔ２方式のＳＰ信号が何れかのシンボルに配置されているキャリア番号のＣＰ信号を利用することが可能である。

　（８）上記の各実施の形態や上記の（３）～（７）では、ＴＭＣＣ信号が配置されるキャリアのキャリア番号、ＡＣ信号が配置されるキャリアのキャリア番号、ＴＰＳ信号が配置されるキャリアのキャリア番号、ＣＰ信号が配置されるキャリアのキャリア番号（ＤＶＢ－Ｔ方式）、ＣＰ信号が配置されるキャリアのキャリア番号（ＤＶＢ－Ｔ２方式）は、夫々、一のモードにおけるものを示したが、上記の各実施の形態や上記の（３）～（７）に、他のモードのものも適用可能である。また、ＤＶＢ－Ｔ２方式には、ＩＳＤＢ－Ｔ方式やＤＶＢ－Ｔ方式のＳＰ信号の配置パターンと異なるＳＰ信号の配置パターンが複数存在するが、これらも適用可能である。

　（９）上記の第１の実施の形態などＴＭＣＣ伝送路特性推定部４０内の差動復調部４２は１シンボル内の複数の復号された制御情報に基づいてＴＭＣＣ信号で伝送された制御情報を多数決判定し、ＴＭＣＣ信号で伝送された制御情報を特定しているが、これに限られるものではなく、例えば、次のようなものであってもよい。差動復調部４２は、１シンボル内の複数のキャリアに配置されたＴＭＣＣ信号を合成し、合成したＴＭＣＣ信号を用いてＴＭＣＣ信号の復号を行う。或いは、差動復調部４２は、１シンボル内の複数のＴＭＣＣ信号のうち受信品質がよいＴＭＣＣ信号を選択し、選択したＴＭＣＣ信号を用いてＴＭＣＣ信号を復号し、ＴＭＣＣ信号で伝送された制御情報を特定する。或いは、差動復調部４２は、予め定められたキャリアのＴＭＣＣ信号を復号し、ＴＭＣＣ信号で伝送された制御情報を特定する。

　上記の第４の実施の形態などＴＰＳ伝送路特性推定部７０内の差動復調部７２は１シンボル内の複数の復号された制御情報に基づいてＴＰＳ信号で伝送された制御情報を多数決判定し、ＴＰＳ信号で伝送された制御情報を特定しているが、これに限られるものではなく、例えば、次のようなものであってもよい。差動復調部７２は、１シンボル内の複数のキャリアに配置されたＴＰＳ信号を合成し、合成したＴＰＳ信号を用いてＴＰＳ信号の復号を行う。或いは、差動復調部７２は、１シンボル内の複数のＴＰＳ信号のうち受信品質がよいＴＰＳ信号を選択し、選択したＴＰＳ信号を用いてＴＰＳ信号を復号し、ＴＰＳ信号で伝送された制御情報を特定する。或いは、差動復調部７２は、予め定められたキャリアのＴＰＳ信号を復号し、ＴＰＳ信号で伝送された制御情報を特定する。

　（１０）上記の第１の実施の形態において、相互相関算出部５２は、上記の（数１０）を利用して相互相関ベクトルＰ_z+3mを算出しているが、これに限らず、例えば、相互相関値にはｐ_m ^*＝ｐ_-mの関係があることを利用して、相互相関ベクトルＰ_z+3mを下記の（数４９）を利用して相互相関ベクトルＰ_z+3mを算出してもよい。これによれば、平均化の母数が多くなり、相互相関ベクトルの算出精度の向上が図られる。なお、第５から第７の実施の形態などにおいても同様の応用が可能である。

　（１１）上記の各実施の形態において、自己相関値の算出や相互相関値の算出においてシンボル方向に平均化してもよく、こうすることによって自己相関値や相互相関値の誤差を低減できる。また、狭帯域妨害波の影響を受けたキャリアや帯域端部のキャリアなど信頼の低いキャリアを平均の母数から削除してもよく、こうすることで信頼の低いキャリアによる伝送路特性の算出精度の劣化を防止できる。

　（１２）上記の各実施の形態において、ｔａｐは奇数であるとしたが、これに限らず偶数であってもよい。なお、この場合、３（ｔａｐ－１）／２、１２（ｔａｐ－１）／２を例えば切り上げ若しくは丸めて整数値とし、相互相関ベクトルのベクトル要素の数がｔａｐになるようにすればよい。

　（１３）上記の各実施の形態において、フィルタをｋ＝０をセンタータップとするフィルタ構成としたが、これに限られるものではなく、算出されたフィルタ係数を適用できるフィルタ構成であればよい。

　（１４）上記の各実施の形態において、シンボル番号やキャリア番号は０以上の整数としたが、これに限定されるものではない。

　（１５）上記の各実施の形態を、情報データとして必要なキャリアが複数のキャリアのうちの一部である場合には、その必要なキャリアにおける伝送路特性のみ算出すればよいので、そのキャリアに対してのみウィナーフィルタ係数を算出し、補間を実施するように変形することも可能である。

　（１６）上記の各実施の形態では、ＩＳＤＢ－Ｔ方式又はＤＶＢ－Ｔ方式の送信フォーマットについて説明したが、これに限らず、他の送信フォーマットにも適用できる。例えば、送信フォーマットして、等化の基準となる分散されたパイロット信号を含み、受信側で伝送路特性の推定が行える信号を周波数方向に周期性を持たずに含むようなものであってもよい。

　また、上記の各実施の形態では、目的信号算出用の信号として非周期に配置された信号（ＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号、ＴＰＳ信号、ＣＰ信号）を利用しているが、これに限らず、１シンボル内で周期性を持って配置された信号、例えば、１シンボル内で等化の基準となる信号が配置されていない位置に配置され且つ周期性を持って配置された信号、１シンボル内で何れのシンボルにも等化の基準となる信号が配置されていない位置に配置され且つ周期性を持って配置された信号などであってもよい。

　さらに、上記の各実施の形態では、目的信号算出用の信号としてシンボル方向に毎シンボル配置された信号（ＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号、ＴＰＳ信号、ＣＰ信号）を利用しているが、これに限らず、シンボル方向に毎シンボル配置されていない信号であってもよい。

　さらに、第１から第４の実施の形態の手法は、例えば、シンボル方向補間によってキャリア番号０から順にＡ（２以上の整数）キャリア毎の伝送路特性の値が得られるとした場合、ｂ＝１，２，・・・，Ａ－１の夫々について、キャリア番号Ａ×ｃ＋ｂ（ｃ＝０，１，２，・・・）のキャリアのうちの１以上のキャリアに配置され、且つ、受信側で伝送路特性の推定を行える信号が存在すれば、それを目的信号算出用の信号として用いることによって適用可能である。なお、シンボル方向補間によって伝送路特性が得られるキャリア番号は０から始まる必要は必ずしもない。

　さらに、第５の実施の形態の手法は、例えば、等化の基準となるパイロット信号（第５の実施の形態ではＳＰ信号）がキャリア番号０から順にＡ（２以上の整数）キャリア毎に配置されているとした場合、ｂ＝１，２，・・・，Ａ－１の夫々について、キャリア番号Ａ×ｃ＋ｂ（ｃ＝０，１，２，・・・）のキャリアのうちの１以上のキャリアに配置され、且つ、受信側で伝送路特性の推定を行える信号が存在すれば、それを目的信号算出用の信号として用いることによって適用可能である。なお、等化の基準となるパイロット信号が配置されたキャリア番号は０から始まる必要は必ずしもない。

　さらに、第６及び第７の実施の形態の手法は、例えば、等化の基準となるパイロット信号（第６及び第７の実施の形態ではＳＰ信号）がキャリア番号０から順にＡ（２以上の整数）キャリア毎に配置されているとした場合、ｂ＝１，２，・・・，Ａ－１の一部の夫々について、キャリア番号Ａ×ｃ＋ｂ（ｃ＝０，１，２，・・・）のキャリアのうちの１以上のキャリアに配置され、且つ、受信側で伝送路特性の推定を行える信号が存在すれば、それを目的信号算出用の信号として用いることによって適用可能である。なお、等化の基準となるパイロット信号が配置されたキャリア番号は０から始まる必要は必ずしもない。

　さらに、第６の実施の形態の手法は、例えば、シンボル方向補間によってキャリア番号０から順にＡ（２以上の整数）キャリア毎の伝送路特性の値が得られるとした場合、ｂ＝１，２，・・・，Ａ－１の一部の夫々について、キャリア番号Ａ×ｃ＋ｂ（ｃ＝０，１，２，・・・）のキャリアのうちの１以上のキャリアに配置され、且つ、受信側で伝送路特性の推定を行える信号が存在すれば、それを目的信号算出用の信号として用いることによって適用可能である。なお、シンボル方向補間によって伝送路特性が得られるキャリア番号は０から始まる必要は必ずしもない。

　（１７）上記の各実施の形態では、目的信号算出用の信号に、受信側で振幅及び位相が既知である信号（ＣＰ信号）を除いて、ＤＢＰＳＫされたＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号、ＴＰＳ信号を利用しているが、これに限られるものではなく、例えば、ＤＢＰＳＫ以外のＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）など差動変調された信号を用いることもできる。また、目的信号算出用の信号に、受信側で既知の信号をあればそれを利用することができる。

　（１８）上記の各実施の形態では、等化の基準となるパイロット信号（上記の各実施の形態では、ＳＰ信号）の配置は、１シンボル内で１２キャリア毎に配置され、シンボル毎に３キャリアシフトし、４シンボルで巡回するように配置されているとしている。しかしながら、第１から第４の各実施の形態は、例えば、１シンボル内でｆｘ（２以上の整数）キャリア間隔で配置され、シンボル毎にｆｓ（１以上ｆｘ未満の整数）キャリア分周波数方向にシフトし、ｆｔ（＝ｆｘ／ｆｓ）シンボルで巡回するように配置されているパイロット信号に対して適用可能である。また、１シンボル内でｆｘ’（２以上の整数）以上のキャリア間隔で配置され、数シンボル（数シンボルは一定値である必要はない）に１回ｆｓ’（１以上ｆｘ’未満の整数）キャリア分周波数方向にシフトするように配置されているパイロット信号に対して適用可能である。また、第５から第７の実施の形態は、例えば、１シンボル内でｆｘ”（２以上の整数）キャリア間隔で配置されているパイロット信号に対して適用可能であり、この場合において、パイロット信号はシンボル方向に毎シンボル配置されていても、毎シンボル配置されていなくてもよい。

　（１９）上記の各実施の形態において、適応補間部５０等は、フィルタ係数の算出を、例えば、シンボル毎に行うようにしてもよく、数シンボルに１回行うようにしてもよい。

　（２０）上記の各実施の形態の受信装置は、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは、個別に１チップ化されてもよいし、全てまたは一部を含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用しても良い。さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。

　（２１）上記の各実施の形態で説明した受信装置の動作の手順の少なくとも一部を受信プログラムに記載し、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）がメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行するようにしてもよい。また、上記のプログラムを記録媒体に保存して頒布等するようにしてもよい。

　（２２）上記の各実施の形態で説明した受信装置の構成の一部を受信装置又は集積回路で実現し、その一部を除く構成が行う動作の手順を受信プログラムに記載し、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）がメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行することによって実現してもよい。

　本発明は、伝送路推定に用いるフィルタのフィルタ係数の制御に応用可能である。

　１　受信装置
　２　アンテナ
　３　チューナ
　４　復調部
　５　誤り訂正部
　６　デコード部
　７　表示部
　１１　Ａ／Ｄ変換部
　１２　直交復調部
　１３　シンボル同期部
　１４　直交変換部
　１５　伝送路特性推定部
　１６　等化部
　２０　ＳＰ伝送路特性推定部
　３０　シンボル方向補間部
　４０　ＴＭＣＣ伝送路特性推定部
　５０　適応補間部
　５１　自己相関算出部
　５２　相互相関算出部
　５３　ウィナーフィルタ係数算出部
　５４　フィルタ処理部

Claims

　時間軸方向に複数のシンボルが配置され、シンボル毎に周波数軸方向に複数のキャリアが配置された受信信号を、シンボル毎に複数のキャリアに分離して出力する分離部と、
　前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔に配置されたキャリア群に含まれる複数の第１キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第１伝送路算出部と、
　前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で前記第１キャリアと異なる第２キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第２伝送路算出部と、
　前記第１伝送路算出部の出力信号と前記第２伝送路算出部の出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いて前記第１伝送路算出部の出力信号をフィルタリングすることによって前記第１キャリアと異なるキャリアにおける伝送路特性を算出して出力する適応補間部と、
　を備える受信装置。
　前記適応補間部は、
　前記フィルタ係数の算出を、
　前記第１伝送路算出部の出力信号をフィルタ係数を用いてフィルタリングすることによって得られる前記第２キャリアにおける伝送路特性の値と、前記第２伝送路算出部の出力信号である当該第２キャリアにおける伝送路特性の値との自乗平均誤差が小さくなるように前記フィルタ係数を算出する
　ことによって行う
　請求項１記載の受信装置。
　前記適応補間部は、
　前記第１伝送路算出部の出力信号の自己相関演算を行って自己相関行列を算出する自己相関算出部と、
　前記第１伝送路算出部の出力信号と前記第２伝送路算出部の出力信号との相互相関演算を行って相互相関行列を算出する相互相関算出部と、
　前記自己相関行列の逆行列と前記相互相関行列とを乗算することによって前記フィルタ係数を算出するフィルタ係数算出部と、
　算出されたフィルタ係数の値を用いて前記第１伝送路算出部の出力信号をフィルタリングするフィルタ処理部と、
　を備える請求項１記載の受信装置。
　前記キャリア群は、その一部に各シンボル内で周波数軸方向に等間隔で配置され、受信装置において振幅及び位相が既知の信号が割り当てられた複数のパイロットキャリアを含み、
　前記第１伝送路算出部は、
　前記複数のパイロットキャリアの各々における伝送路特性を前記パイロットキャリアに係る前記分離部の出力信号と前記既知の信号とを用いて推定して出力するパイロット伝送路推定部と、
　前記伝送路推定部の出力信号をシンボル方向に補間して出力するシンボル方向補間部と、
　を備える請求項１記載の受信装置。
　前記受信信号は、ＩＳＤＢ－Ｔ方式で規定された信号であり、
　前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、
　前記第２キャリアは、ＴＭＣＣが配置されるキャリア、ＡＣが配置されるキャリア、又は、ＴＭＣＣが配置されるキャリア及びＡＣが配置されるキャリアの双方のキャリアである
　請求項４記載の受信装置。
　前記受信信号は、ＤＶＢ－Ｔ方式又はＤＶＢ－Ｈ方式で規定された信号であり、
　前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、
　前記第２キャリアは、ＴＰＳが配置されるキャリアである
　請求項４記載の受信装置。
　前記受信信号は、ＤＶＢ－Ｔ２方式で規定された信号であり、
　前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、
　前記第２キャリアは、連続パイロットが配置されるキャリアである
　請求項４記載の受信装置。
　前記キャリア群は、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔で配置され、受信装置において振幅及び位相が既知の信号が割り当てられた複数のパイロットキャリアを含み、
　前記第１伝送路算出部は、
　前記複数のパイロットキャリアの各々における伝送路特性を前記パイロットキャリアに係る前記分離部の出力信号と前記既知の信号とを用いて推定して出力する
　請求項１記載の受信装置。
　前記受信信号は、ＤＶＢ－Ｔ方式又はＤＶＢ－Ｈ方式で規定された信号であり、
　前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、
　前記第２キャリアは、ＴＰＳが配置されるキャリア及び連続パイロットが配置されるキャリアの双方のキャリアである
　請求項８記載の受信装置。
　前記受信信号は、ＤＶＢ－Ｔ２方式で規定された信号であり、
　前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、
　前記第２キャリアは、連続パイロットが配置されるキャリアである
　請求項８記載の受信装置。
　前記キャリア群は、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔で配置され、受信装置において振幅及び位相が既知の信号が割り当てられた複数のパイロットキャリアを含み、
　前記第１伝送路算出部は、
　前記複数のパイロットキャリアの各々における伝送路特性を前記パイロットキャリアに係る前記分離部の出力信号と前記既知の信号とを用いて推定して出力し、
　前記受信装置は、
　前記適応補間部の出力信号をキャリア方向に補間するキャリア方向補間部
　を更に備える請求項１記載の受信装置。
　前記受信信号は、ＩＳＤＢ－Ｔ方式で規定された信号であり、
　前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、
　前記第２キャリアは、ＴＭＣＣが配置されるキャリア、ＡＣが配置されるキャリア、又は、ＴＭＣＣが配置されるキャリア及びＡＣが配置されるキャリアの双方のキャリアである
　請求項１１記載の受信装置。
　前記受信信号は、ＤＶＢ－Ｔ方式又はＤＶＢ－Ｈ方式で規定された信号であり、
　前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、
　前記第２キャリアは、ＴＰＳが配置されるキャリア、又は、連続パイロットが配置されるキャリアである
　請求項１１記載の受信装置。
　前記受信信号は、ＤＶＢ－Ｔ２方式で規定された信号であり、
　前記パイロットキャリアは、分散パイロットが配置されるキャリアであり、
　前記第２キャリアは、連続パイロットが配置されるキャリアである
　請求項１１記載の受信装置。
　前記適応補間部は、
　前記第１伝送路算出部の出力信号と、周波数軸方向に前記キャリア群と同じ間隔で配置された第１キャリア群に含まれる複数の前記第２キャリアにおける前記第２伝送路算出部の出力信号とを用いて前記フィルタ係数を算出し、
　前記算出したフィルタ係数の値を用いて前記第１キャリア群に含まれるキャリアの伝送路特性を算出する
　請求項１記載の受信装置。
　前記適応補間部は、
　前記第１伝送路算出部の出力信号と、周波数軸方向に前記キャリア群と同じ間隔で配置された第２キャリア群に含まれる複数の前記第２キャリアにおける前記第２伝送路算出部の出力信号とを用いて前記フィルタ係数を算出し、
　前記第２キャリア群に含まれる前記第２キャリアと前記キャリア群に含まれるキャリアとの周波数間隔の最小値は、前記第１キャリア群に含まれる前記第２キャリアと前記キャリア群に含まれるキャリアとの周波数間隔の最小値と等しい
　請求項１５記載の受信装置。
　時間軸方向に複数のシンボルが配置され、シンボル毎に周波数軸方向に複数のキャリアが配置された受信信号を、シンボル毎に複数のキャリアに分離して出力する分離部と、
　前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔に配置されたキャリア群に含まれる複数の第１キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第１伝送路算出部と、
　前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で前記第１キャリアと異なる第２キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第２伝送路算出部と、
　前記第１伝送路算出部の出力信号と前記第２伝送路算出部の出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いて前記第１伝送路算出部の出力信号をフィルタリングすることによって前記第１キャリアと異なるキャリアにおける伝送路特性を算出して出力する適応補間部と、
　を備える集積回路。
　時間軸方向に複数のシンボルが配置され、シンボル毎に周波数軸方向に複数のキャリアが配置された受信信号を、シンボル毎に複数のキャリアに分離して出力する分離部と、
　前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔に配置されたキャリア群に含まれる複数の第１キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第１伝送路算出部と、
　前記分離部の出力信号を用いて、各シンボル内で前記第１キャリアと異なる第２キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第２伝送路算出部と、
　前記第１伝送路算出部の出力信号と前記第２伝送路算出部の出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いて前記第１伝送路算出部の出力信号をフィルタリングすることによって前記第１キャリアと異なるキャリアにおける伝送路特性を算出して出力する適応補間部と、
　を備えるデジタルテレビ受像機。
　時間軸方向に複数のシンボルが配置され、シンボル毎に周波数軸方向に複数のキャリアが配置された受信信号を受信する受信装置において行われる受信方法であって、
　前記受信信号をシンボル毎に複数のキャリアに分離して出力する分離ステップと、
　前記分離ステップにおける出力信号を用いて、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔に配置されたキャリア群に含まれる複数の第１キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第１伝送路算出ステップと、
　前記分離ステップにおける出力信号を用いて、各シンボル内で前記第１キャリアと異なる第２キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第２伝送路算出ステップと、
　前記第１伝送路算出ステップにおける出力信号と前記第２伝送路算出ステップにおける出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いて前記第１伝送路算出ステップにおける出力信号をフィルタリングすることによって前記第１キャリアと異なるキャリアにおける伝送路特性を算出して出力する適応補間ステップと、
　を有する受信方法。
　時間軸方向に複数のシンボルが配置され、シンボル毎に周波数軸方向に複数のキャリアが配置された受信信号を受信する受信装置に、
　前記受信信号をシンボル毎に複数のキャリアに分離して出力する分離ステップと、
　前記分離ステップにおける出力信号を用いて、各シンボル内で周波数軸方向に等間隔に配置されたキャリア群に含まれる複数の第１キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第１伝送路算出ステップと、
　前記分離ステップにおける出力信号を用いて、各シンボル内で前記第１キャリアと異なる第２キャリアにおける伝送路特性を算出して出力する第２伝送路算出ステップと、
　前記第１伝送路算出ステップにおける出力信号と前記第２伝送路算出ステップにおける出力信号とに基づいてフィルタ係数を算出し、算出したフィルタ係数の値を用いて前記第１伝送路算出ステップにおける出力信号をフィルタリングすることによって前記第１キャリアと異なるキャリアにおける伝送路特性を算出して出力する適応補間ステップと、
　を実行させる受信プログラム。