JP5015249B2 - 送信装置、受信装置及びｏｆｄｍ伝送方法 - Google Patents

Description

本発明は、キャリア−シンボル平面においてパイロット信号を分散配置し、ＯＦＤＭ（OrthogonalFrequency Division Multiplexing）を用いてデータを伝送する技術に関する。

ＯＦＤＭ伝送方式は、伝送するデジタルデータによって互いに直交する多数のキャリアを変調し、それらの変調波を多重して伝送する方式であり、使用するキャリアの数を多くすると同じ伝送レートのシングルキャリア方式に比べてシンボル時間が長くなるためマルチパス伝播の影響を受けにくいという特徴を有している。また、シンボル間にガード期間と呼ばれる冗長期間を設けることによって、マルチパス伝搬に起因するシンボル間干渉を防ぐことが可能となる。

しかしながら、マルチパス伝送路においては、各々のキャリアが振幅及び位相の変化を受けるため、受信装置はその振幅及び位相の変化を補償（等化）する必要がある。そのために、ＯＦＤＭ信号に含まれる一部のセル（シンボル番号とキャリア番号とで特定されるＯＦＤＭ信号の伝送単位）を用いてパイロット信号（受信装置で振幅及び位相が既知の信号）を伝送し、受信装置はこのパイロット信号を用いて伝送路の伝達特性を推定し、当該推定した伝送路の伝達特性を用いて受信信号を等化する、という手法が広く用いられている。

例えば、欧州の地上デジタルテレビジョン放送方式であるＤＶＢ−Ｔ（Digital VideoBroadcasting Terrestrial）方式や、日本のＩＳＤＢ−Ｔ（IntegratedServices Digital Broadcasting Terrestrial）方式では、図１７に示すように、ＳＰ（Scattered Pilot）と呼ばれるパイロット信号がキャリア−シンボル平面上（以下、「ｋ−ｎ平面」と言う。）に分散配置されている（非特許文献１、非特許文献２参照。）。但し、ＳＰ信号の信号配置を示す各図において、縦軸は時間軸でｎはシンボル番号を表し、横軸は周波数軸でｋはキャリア番号を表す。また、白丸印はＳＰ信号を伝送するセルを表し、黒丸印はデータを伝送するセルを表す。ここでいうデータには、映像情報や音声情報に係るデータのみならず、ＤＶＢ−Ｔ方式におけるＴＰＳ（Transmission Parameter Signaling）や、ＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるＴＭＣＣ（Transmission Multiplexing Configuration Control）などの制御情報などが含まれる。なお、ｋ−ｎ平面上のＳＰ信号の信号配置を示した各図では、シンボル番号を０から開始し、キャリア番号を０から開始しているとする。

有効シンボル期間をＴｕ、ガードインターバル期間をＴｇ、シンボル期間をＴｓ（＝Ｔｕ＋Ｔｇ）とすると、同じキャリア上での時間軸方向に隣接するセルの間隔はＴｓ、同じシンボル上で周波数軸方向に隣接するセルの間隔は１／Ｔｕである。
図１７において、ＳＰ信号は各々のシンボルに１２キャリア間隔で配置され、各々のキャリアで４シンボル間隔で配置されており、シンボル毎に３キャリアずつシフトする。すなわち、シンボル番号がｎのシンボルにおいてＳＰ信号を伝送するセルのキャリア番号をｋ_SP（ｎ）とすると、キャリア番号ｋ_SP（ｎ）は下記の（式１）を満たす。但し、（式１）において、ｍｏｄは剰余演算を表し、ｐは０以上の整数である。

ＳＰ信号は、擬似ランダム符号系列ｗ_kに基づいて変調されており、その振幅及び位相は自身が配置されるセルのキャリア番号ｋのみによって決定され、シンボル番号ｎには依存しない。
以下に、受信装置において行われるＳＰ信号を用いたチャネル推定及び等化の原理について図１８を用いて説明する。図１８は受信装置の装置構成図である。

受信装置１００では、不図示の受信アンテナによって受信された受信信号が、不図示のチューナ等によって所定の処理が施された後、フーリエ変換部１０１に入力される。フーリエ変換部１０１は、入力される受信信号から有効シンボル期間Ｔｕの信号を切り出し、切り出した信号に対してフーリエ変換を施すことによって受信信号Ｙ’（ｎ，ｋ）に変換し、受信信号Ｙ’（ｎ，ｋ）を除算部１０６とＳＰ信号抽出部１０２とへ出力する。ＳＰ信号抽出部１０２は、受信信号Ｙ’（ｎ，ｋ）から受信ＳＰ信号Ｙ’（ｎ，ｋ_SP（ｎ））を抽出し、抽出した受信ＳＰ信号Ｙ’（ｎ，ｋ_SP（ｎ））を除算部１０４へ出力する。

ＳＰ信号生成部１０３は、正規のＳＰ信号（送信装置で生成されるＳＰ信号）Ｙ（ｎ，ｋ_SP（ｎ））を生成し、ＳＰ信号Ｙ（ｎ，ｋ_SP（ｎ））を除算部１０４へ出力する。除算部１０４は、受信ＳＰ信号Ｙ’（ｎ，ｋ_SP（ｎ））をＳＰ信号Ｙ（ｎ，ｋ_SP（ｎ））で除算し、除算値を伝送路応答Ｈ’（ｎ，ｋ_SP（ｎ））として補間部１０５へ出力する。補間部１０５は、伝送路応答Ｈ’（ｎ，ｋ_SP（ｎ））をｋ−ｎ平面上で補間することによって全セルに対する伝送路応答Ｈ’（ｎ，ｋ）を推定し、推定した伝送路応答Ｈ’（ｎ，ｋ）を除算部１０６へ出力する。

除算部１０６は受信信号Ｙ’（ｎ，ｋ）を伝送路応答Ｈ’（ｎ，ｋ）で除算することによって送信信号Ｘ’（ｎ，ｋ）を推定し、推定した送信信号Ｘ’（ｎ，ｋ）を出力する。
これによって、送信信号がマルチパス伝送路において受けた振幅及び位相の変化をＳＰ信号を用いて補償することができる（例えば、特許文献１参照。）。
一方では、送受信双方に複数のアンテナを用いて高速、大容量のデータ伝送を行うＭＩＭＯ（MultipleInput Multiple Output）技術を、ＤＶＢ−Ｔ等のＳＰ信号を用いた地上デジタル放送に適用する技術が開示されている（例えば、非特許文献３参照。）。

まず、送信装置及び受信装置の双方に２本のアンテナを用いたＭＩＭＯ伝送システムの概要について図１９を用いて説明する。図１９は、ＭＩＭＯ伝送システムのシステム構成図である。
送信装置２００は、第１送信信号Ｘｃ１（ｎ，ｋ）を逆フーリエ変換した第１送信信号を第１送信アンテナ２０１から、第２送信信号Ｘｃ２（ｎ，ｋ）を逆フーリエ変換した第２送信信号を第２送信アンテナ２０２から、ともにシンボル番号ｎ且つキャリア番号ｋのセルを用いて同時に送信する。

受信装置３００は、受信アンテナ３０１に伝送路Ｐｃ１１を経由して到来した第１送信信号と伝送路Ｐｃ１２を経由して到来した第２送信信号とを第１受信信号として受信し、第１受信信号をフーリエ変換して第１受信信号Ｙｃ’１（ｎ，ｋ）を得る。また、受信装置３００は、受信アンテナ３０２に伝送路Ｐｃ２１を経由して到来した第１送信信号と伝送路Ｐｃ２２を経由して到来した第２送信信号とを第２受信信号として受信し、第２受信信号をフーリエ変換して第２受信信号Ｙｃ’２（ｎ，ｋ）を得る。受信装置３００は、第１受信信号Ｙｃ’１（ｎ，ｋ）と第２受信信号Ｙｃ’２（ｎ，ｋ）とに対して所定の処理を行って第１送信信号Ｘｃ’１（ｎ，ｋ）と第２送信信号Ｘｃ’２（ｎ，ｋ）とを出力する。

ここで、伝送路Ｐｃ１１，Ｐｃ１２，Ｐｃ２１，Ｐｃ２２のシンボル番号ｎ且つキャリア番号ｋのセルに対する伝送路応答をＨｃ１１（ｎ，ｋ），Ｈｃ１２（ｎ，ｋ），Ｈｃ２１（ｎ，ｋ），Ｈｃ２２（ｎ，ｋ）とし、第１受信信号Ｙｃ’１（ｎ，ｋ）及び第２受信信号Ｙｃ’２（ｎ，ｋ）に含まれる雑音電力をＮｃ１（ｎ，ｋ）及びＮｃ２（ｎ，ｋ）とすると、第１受信信号Ｙｃ’１（ｎ，ｋ）及び第２受信信号Ｙｃ’２（ｎ，ｋ）は下記の（式２）で表される。但し、（式２）において、［ ］は行列を表す。

つまり、受信装置３００において伝送路Ｐｃ１１，Ｐｃ１２，Ｐｃ２１，Ｐｃ２２の伝送路応答の推定が可能な場合、推定した伝送路応答を夫々Ｈｃ’１１（ｎ，ｋ），Ｈｃ’１２（ｎ，ｋ），Ｈｃ’２１（ｎ，ｋ），Ｈｃ’２２（ｎ，ｋ）とすると、受信装置３００は、下記の（式３）によって、第１送信信号Ｘｃ’１（ｎ，ｋ）及び第２送信信号Ｘｃ’２（ｎ，ｋ）を分離し、等化することができる。但し、（式３）において、［ ］は行列を表し、［ ］^-1は［ ］の逆行列を表す。

非特許文献３には、２つの送信アンテナから受信アンテナに至る２つの伝送路の伝送路応答を分離して推定するために、第１送信アンテナから図１７に示す信号配置のＳＰ信号を送信し、第２送信アンテナから図２０に示す信号配置のＳＰ信号を送信することが記載されている。但し、図２０において、＋記号は第２送信アンテナから送信されるＳＰ信号が第１送信アンテナから送信されるＳＰ信号に対して極性が反転していないことを示し、−記号は第２送信アンテナから送信されるＳＰ信号が第１送信アンテナから送信されるＳＰ信号に対して極性が反転していることを示す。

第２送信アンテナから送信されるＳＰ信号は第１送信アンテナから送信されるＳＰ信号に対して、シンボル番号が偶数のシンボルでは極性が反転しておらず、シンボル番号が奇数のシンボルでは極性が反転している。
受信装置では、シンボル番号ｎが偶数のシンボルでは、第１送信アンテナから受信アンテナまでの伝送路の伝送路応答（以下、「第１伝送路応答」と言う。）と第２送信アンテナから受信アンテナまでの伝送路の伝送路応答（以下、「第２伝送路応答」と言う。）との和の成分が観測され、シンボル番号ｎが奇数のシンボルでは、第１伝送路応答と第２伝送路応答との差の成分が観測される。このことから、受信装置は、和の成分と差の成分とを加算することによって第１伝送路応答を分離して推定し、和の成分から差の成分を減算することによって第２伝送路応答を分離して推定する。

特許第２７７２２８６号公報

Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｔａｎｄａｒｄｓ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅｓ，「Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ （ＤＶＢ）；Ｆｒａｍｉｎｇ ｔｒｕｃｔｕｒｅ，Ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ ａｎｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｄｉｇｉｔａｌ ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ」，ＥＴＳＩ ＥＮ ３００ ７４４ 社団法人電波産業会、「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式」、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１ Ｊ．Ｄ．Ｍｉｔｃｈｅｌｌ，Ｐ．Ｎ．Ｍｏｓｓ，Ｍ．Ｊ．Ｔｈｏｒｐ，「Ａ ＤＵＡＬ ＰＯＬＡＲＩＺＡＴＩＯＮ ＭＩＭＯ ＢＲＯＡＤＣＡＳＴ ＴＶ ＳＹＳＴＥＭ」，ＢＢＣ Ｒｅｓｅａｒｃｈ Ｗｈｉｔｅ Ｐａｐｅｒ ＷＨＰ １４４

ここで、ＤＶＢ−Ｔ方式及びＩＳＤＢ−Ｔ方式で採用されている図１７に示す信号配置のＳＰ信号を用いた場合に、推定可能な伝送路応答の範囲について考察する。
図２１は図１７に示すｋ−ｎ平面上の信号配置で送信されるＳＰ信号の遅延時間−ドップラー周波数平面（以下、「τ−ｆ_D平面」と言う。）上における応答を示す模式図であり、図１７に示すｋ−ｎ平面上の信号配置で送信されるＳＰ信号の二次元フーリエ変換対に相当する。但し、ＳＰ信号の応答を示す各図、及び、推定可能な伝送路応答の範囲を説明するための各図において、横軸は遅延時間軸（以下、「τ軸」と言う。）で伝送路のインパルス応答の遅延時間（τ）に対応し、縦軸はドップラー周波数軸（以下、「ｆ_D軸」と言う。）で伝送路のドップラースペクトラムのドップラー周波数（ｆ_D）に対応する。また、黒丸印はτ−ｆ_D平面上におけるＳＰ信号の応答を示す。

図２１に示される通り、τ−ｆ_D平面上におけるＳＰ信号の応答のτ軸方向の最小の間隔はＴｕ／１２であり、これは、ｋ−ｎ平面上における同一シンボル内ではＳＰ信号が１２キャリア毎に配置されている、言い換えると、ｋ軸方向のサンプリング間隔が１２／Ｔｕであることに対応する。また、τ−ｆ_D平面上におけるＳＰ信号の応答のｆ_D軸方向の最小の間隔は１／（４Ｔｓ）であり、これは、ｋ−ｎ平面上における同一キャリア内ではＳＰ信号が４シンボル毎に配置されている、言い換えると、ｎ軸方向のサンプリング間隔が４Ｔｓであることに対応する。また、τ−ｆ_D平面上における同一ドップラー周波数上のＳＰ信号の応答のτ軸方向の間隔はＴｕ／３であり、これは、ｋ−ｎ平面上におけるＳＰ信号のｋ軸方向の最小間隔が３キャリアであることに対応する。また、τ−ｆ_D平面上における同一遅延時間上のＳＰ信号の応答のｆ_D軸方向の間隔は１／Ｔｓであり、これは、ｋ−ｎ平面上におけるＳＰ信号のｎ軸方向の最小間隔が１シンボルであることに対応する。

伝送路のインパルス応答が遅延広がりを持つ場合、その応答はＳＰ信号の応答に対してτ軸方向に広がり、伝送路のドップラースペクトラムが周波数広がりを持つ場合、そのスペクトラムはＳＰ信号の応答に対してｆ_D軸方向に広がる。
ＳＰ信号に作用した伝送路応答Ｈ’（ｎ，ｋ_SP（ｎ））を、ｋ−ｎ平面上において、ｎ軸方向に補間した後、ｋ軸方向に補間する場合に、折り返し歪を発生することなく補間することが可能なτ−ｆ_D平面上での領域を図２２に示す。但し、図２２において、黒丸印はτ−ｆ_D平面上におけるＳＰ信号の応答を示す。また、矩形は送信アンテナから受信アンテナに至るまでの伝送路の伝送路応答を示す。

図２２から、τ軸方向に幅Ｔｕ／３、ｆ_D軸方向に幅１／（４Ｔｓ）の矩形領域が伝送路応答を折り返し歪を発生することなく補間することが可能な領域（以下、「補間可能領域」と言う。）である、ことが分かる。ＤＶＢ−Ｔ方式及びＩＳＤＢ−Ｔ方式では、最も長いガードインターバル期間はＴｕ／４である。ガードインターバル期間がＴｕ／４である場合、伝送路のインパルス応答の広がりがＴｕ／４以下であればシンボル間干渉がガードインターバル期間内に収まるため、受信品質に悪影響を及ぼさない。上記の補間可能領域のτ軸方向の幅をＴｕ／３にするのは、補間に用いる実用的なフィルタに対するマージンを考慮して、シンボル間干渉を発生しない範囲で正しく伝送路応答の推定を可能にするためである。

このように、伝送方式の設計上、ガードインターバル期間とＳＰ信号の配置は密接な関係がある。つまり、ガードインターバル期間を設けることによって得られるマルチパス遅延耐性を損なわないためにはｋ−ｎ平面上におけるＳＰ信号のｋ軸方向の最小の間隔を所定の間隔よりも小さくする必要があるが、伝送効率の観点からは有効な情報を伝送しないＳＰ信号の密度をできるだけ低く抑えることが望ましい、というトレードオフの関係が存在する。

また、ＳＰ信号に作用した伝送路応答Ｈ’（ｎ，ｋ_SP（ｎ））を、ｋ−ｎ平面上において、ｎ軸方向に補間せずに、ｋ軸方向にのみ補間する場合に、折り返し歪を発生することなく補間することが可能なτ−ｆ_D平面上での領域を図２３に示す。但し、図２３において、黒丸印はτ−ｆ_D平面上におけるＳＰ信号の応答を示す。また、矩形は送信アンテナから受信アンテナに至るまでの伝送路の伝送路応答を示す。

図２３から、τ軸方向に幅Ｔｕ／１２、ｆ_D軸方向に幅１／Ｔｓの矩形領域が、伝送路応答を折り返し歪を発生することなく補間することが可能な領域（補間可能領域）である、ことが分かる。
次に、非特許文献３に開示されているＭＩＭＯ伝送システム用のＳＰ信号を用いた場合に、推定可能な伝送路応答の範囲について考察する。

上述した第１送信アンテナから送信されるＳＰ信号の極性の非反転及び反転処理は、第１送信アンテナから送信されるＳＰ信号に対して、ｋ−ｎ平面上において、ｋ軸と平行な等位相線を持ち、ｎ軸方向の周期が２ｎである下記の（式４）の左辺で表される複素平面波を乗算する演算と等価である。

但し、（式４）において、右辺は左辺をｎ＝（１／Ｔｓ）ｔの関係を用いて書き替えたものである。
従って、τ−ｆ_D平面上における第２送信アンテナから送信されるＳＰ信号の応答は、第１送信アンテナから送信されるＳＰ信号の応答をｆ_D軸方向に１／（２Ｔｓ）だけシフトしたものと考えることができる。

上記の内容を考慮して、第１送信アンテナから送信されるＳＰ信号の応答と第２送信アンテナから送信されるＳＰ信号の応答とを同一のτ−ｆ_D平面上に表すと、両者のＳＰ信号の応答は図２４に示すものとなる。但し、黒丸印は第１送信アンテナから送信されるＳＰ信号の応答を表し、バツ印は第２送信アンテナから送信されるＳＰ信号の応答を表す。
ちなみに、図２０に示す第１送信アンテナから送信されるＳＰ信号の極性の反転及び非反転処理は、第１送信アンテナから送信されるＳＰ信号に対して、周波数方向に３キャリア毎の極性反転、言い換えると、ｋ−ｎ平面上でｎ軸と平行な等位相線を持ち、ｋ軸方向の周期が６ｋである下記の（式５）の左辺で表される複素平面波を乗算する演算と等価であると解釈することもできる。

但し、（式５）において、右辺は左辺をｋ＝Ｔｕｆの関係を用いて書き替えたものである。なお、（式５）において、位相項に負の符号が付くのは、τ軸の正方向の遅延が周波数ｆに比例した負方向の位相回転ｅｘｐ（−ｊ２πｆτ）に対応することに起因する。
上記のように解釈した場合、τ−ｆ_D平面上における第２送信アンテナから送信されるＳＰ信号の応答は、第１送信アンテナから送信されるＳＰ信号の応答をτ軸方向にＴｕ／６だけシフトしたものと考えることができる。図２４から、ｆ_D軸方向に１／（２Ｔｓ）だけシフトしたものと等価である、ことが分かる。

受信装置において、受信したＳＰ信号（第１送信アンテナから送信されたＳＰ信号と第２送信アンテナから送信されたＳＰ信号とが混合されたＳＰ信号）を正規のＳＰ信号で除算することにより、第１送信アンテナから受信アンテナに至る伝送路の伝送路応答（第１伝送路応答）と第２送信アンテナから受信アンテナに至る伝送路の伝送路応答（第２伝送路応答）とが混合された伝送路応答が得られる。

しかしながら、第１伝送路応答は、図２４の黒丸印を基点としてインパルス応答及びドップラースペクトラムに応じた広がりを有し、第２伝送路応答は図２４のバツ印を基点としてインパルス応答及びドップラースペクトラムに応じた広がりを有する。
ＳＰ信号に対して作用した伝送路応答を、ｋ−ｎ平面上において、まず、ｎ軸方向に補間した後、ｋ軸方向に補間した場合に、第１伝送路応答及び第２伝送路応答の各々を自身の折り返し歪を発生することなく補間可能で、且つ、それらが互いにクロストークを発生することなくそれらを分離可能なτ−ｆ_D平面上での領域を図２５に示す。但し、図２５において、黒丸印は第１送信アンテナから送信されるＳＰ信号の応答を表し、バツ印は第２送信アンテナから送信されるＳＰ信号の応答を表す。さらに、実線の矩形は第１伝送路応答を示し、破線の矩形は第２伝送路応答を示す。

図２５から、τ軸方向に幅Ｔｕ／６、ｆ_D軸方向に幅１／（４Ｔｓ）の矩形領域が、第１伝送路応答及び第２伝送路応答の各々を自身の折り返し歪を発生することなく補間可能で、且つ、それらが互いにクロストークを発生することなくそれらを分離可能な領域（以下、「補間分離可能領域」と言う。）である、ことが分かる。
また、ＳＰ信号に対して作用した伝送路応答を、ｋ−ｎ平面上において、ｎ軸方向に補間することなく、ｋ軸方向にのみ補間した場合に、第１伝送路応答及び第２伝送路応答の各々を自身の折り返し歪を発生することなく補間可能で、且つ、それらが互いにクロストークを発生することなくそれらを分離可能なτ−ｆ_D平面上での領域を図２６に示す。但し、図２６において、黒丸印は第１送信アンテナから送信されるＳＰ信号の応答を表し、バツ印は第２送信アンテナから送信されるＳＰ信号の応答を表す。さらに、実線の矩形は第１伝送路応答を示し、破線の矩形は第２伝送路応答を示す。

図２６から、τ軸方向に幅Ｔｕ／１２、ｆ_D軸方向に幅１／（２Ｔｓ）の矩形領域が、第１伝送路応答及び第２伝送路応答の各々を自身の折り返し歪を発生することなく補間可能で、且つ、それらが互いにクロストークを発生することなくそれらを分離可能な領域（補間分離可能領域）である、ことが分かる。
図２２における補間可能領域と図２５における補間分離可能領域とを比較すると、後者の補間分離可能領域のτ軸方向の幅は、前者の補間可能領域のτ軸方向の幅Ｔｕ／３の半分のＴｕ／６になっている。第１伝送路応答及び第２伝送路応答を正しく推定することができるτ軸方向の幅は、ガードインターバル期間を設けることによって得られるマルチパス遅延耐性を損なわないことが望ましい。しかしながら、非特許文献３に記載されたＳＰ信号の送信方法では、補間及び分離に用いる実用的なフィルタに対するマージンを無視したとしても、ガードインターバル期間がＴｕ／６を超える場合、例えば、ガードインターバル期間がＴｕ／４である場合、第１伝送路応答及び第２伝送路応答の推定がガードインターバル期間を設けることによって得られるマルチパス遅延耐性を損なってしまうと言う問題を有する。

さらに、図２３における補間可能領域と図２６における補間分離可能領域とを比較すると、後者の補間分離可能領域のｆ_D軸方向の幅は、前者の補間可能領域のｆ_D軸方向の幅１／Ｔｓの半分の１／（２Ｔｓ）になっている。このように、非特許文献３に記載されたＳＰ信号の送信方法では、伝送路の時間変動に対する追従特性を損なってしまうと言う問題を有する。

そこで、本発明は、複数の送信アンテナから複数のパイロット信号を送信する場合に、パイロット信号を１つの送信アンテナから送信する場合と同じ遅延広がりを持つ伝送路応答の推定を可能にし、或いは、伝送路の時間変動に対する同じ追従特性を得ることを可能にする送信装置、受信装置及びＯＦＤＭ伝送方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明の一態様である送信装置は、第１から第Ｍ（Ｍは２以上の整数）の送信アンテナを備え、複数のキャリアをシンボル期間毎に変調して得られるＯＦＤＭ信号を送信する送信装置において、前記ＯＦＤＭ信号は、キャリア−シンボル平面上に分散的に配置されたパイロット信号を含み、キャリア−シンボル平面において、キャリア番号をｋ、シンボル番号をｎ、同一シンボル上でのパイロット信号の間隔をΔｋ、同一キャリア上でのパイロット信号の間隔をΔｎ、ｐを０以上の整数とし、ｎ_s及びｋ_sは０以外の整数、ｍは１以上Ｍ以下の整数とし、前記ｍが２以上Ｍ以下の場合に、（ｍ−１）ｎ_s及び（ｍ−１）ｋ_sがＭの整数倍にならないとし、シンボル番号ｎのシンボルにおいてパイロット信号を伝送するキャリアのキャリア番号ｋ_P（ｎ）は、（式６）を満たし、

第ｍ（ｍは１以上Ｍ以下の整数）の送信アンテナに対応する第ｍのパイロット信号の位相と基準のパイロット信号との位相の差が（式７）で表される値となるように当該第ｍのパイロット信号を生成する生成部と、

前記生成部により生成される前記第ｍのパイロット信号を含むＯＦＤＭ信号を前記第ｍの送信アンテナから送信する送信部と、を備える。

上記の態様によれば、τ−ｆ_D平面上において、同一ドップラー周波数上では第１から第Ｍの送信アンテナの何れか１つの送信アンテナから送信されるパイロット信号の応答のみが存在し、同一遅延時間上では第１から第Ｍの送信アンテナの何れか１つの送信アンテナから送信されるパイロット信号の応答のみが存在する。このため、第１から第Ｍの送信アンテナの夫々からパイロット信号を送信する場合に、パイロット信号を１つの送信アンテナから送信する場合と同じ遅延広がりを持つ伝送路応答の推定が可能になり、或いは、伝送路の時間変動に対する同じ追従特性が得られる。

第１の実施の形態のＭＩＭＯ伝送システムのシステム構成図。 図１の第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号の信号配置と極性反転の様子とを示す模式図。 図１の第１送信アンテナ１１及び第２送信アンテナ１２から送信される各ＳＰ信号のτ−ｆ_D平面上の応答を示す模式図。 図１７及び図２に示す各ＳＰ信号を用いた場合に、伝送路応答の分離及び推定が可能な領域を示す模式図。 図１７及び図２に示す各ＳＰ信号を用いた場合に、伝送路応答の分離及び推定が可能な領域を示す他の模式図。 図１の送信装置１０の装置構成図。 図１の受信装置３０の装置構成図。 図７のチャネル分離推定部３５，３９の構成図。 第２の実施の形態の第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号の信号配置と極性反転の様子とを示す模式図。 第２の実施の形態の第１送信アンテナ１１及び第２送信アンテナ１２から送信される各ＳＰ信号のτ−ｆ_D平面上の応答を示す模式図。 図１７及び図９に示す各ＳＰ信号を用いた場合に、伝送路応答の分離及び推定が可能な領域を示す模式図。 図１７及び図９に示す各ＳＰ信号を用いた場合に、伝送路応答の分離及び推定が可能な領域を示す他の模式図。 第２の実施の形態の送信装置１０ａの装置構成図。 第２の実施の形態の受信装置３０ａの装置構成図。 図１４のチャネル分離推定部３５ａ，３９ａの構成図。 第１及び第２の実施の形態の複素平面波の一般化を説明するための図。 ＤＶＢ−Ｔ方式或いはＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるＳＰ信号の信号配置を示す模式図。 受信装置におけるチャネル推定及び受信信号の等化の原理を説明するための従来の受信装置の装置構成図。 ＭＩＭＯ伝送方式の原理を説明するための従来のＭＩＭＯ伝送システムのシステム構成図。 従来の第２送信アンテナから送信されるＳＰ信号の信号配置と極性反転の様子とを示す模式図。 図１７のＳＰ信号のτ−ｆ_D平面上の応答を示す模式図。 図１７に示すＳＰ信号を用いた場合に、伝送路応答の推定が可能な領域を示す模式図。 図１７に示すＳＰ信号を用いた場合に、伝送路応答の推定が可能な領域を示す他の模式図。 従来の第１送信アンテナ及び第２送信アンテナから送信される各ＳＰ信号のτ−ｆ_D平面上の応答を示す模式図。 図１７及び図２０に示す各ＳＰ信号を用いた場合に、伝送路応答の分離及び推定が可能な領域を示す模式図。 図１７及び図２０に示す各ＳＰ信号を用いた場合に、伝送路応答の分離及び推定が可能な領域を示す他の模式図。

本発明の一態様である第１の送信装置は、第１から第Ｍ（Ｍは２以上の整数）の送信アンテナを備え、複数のキャリアをシンボル期間毎に変調して得られるＯＦＤＭ信号を送信する送信装置において、前記ＯＦＤＭ信号は、キャリア−シンボル平面上に分散的に配置されたパイロット信号を含み、キャリア−シンボル平面において、キャリア番号をｋ、シンボル番号をｎ、同一シンボル上でのパイロット信号の間隔をΔｋ、同一キャリア上でのパイロット信号の間隔をΔｎ、ｐを０以上の整数とし、ｎ_s及びｋ_sは０以外の整数、ｍは１以上Ｍ以下の整数とし、
前記ｍが２以上Ｍ以下の場合に、（ｍ−１）ｎ_s及び（ｍ−１）ｋ_sがＭの整数倍にならないとし、シンボル番号ｎのシンボルにおいてパイロット信号を伝送するキャリアのキャリア番号ｋ_P（ｎ）は、（式８）を満たし、

第ｍ（ｍは１以上Ｍ以下の整数）の送信アンテナに対応する第ｍのパイロット信号の位相と基準のパイロット信号との位相の差が（式９）で表される値となるように当該第ｍのパイロット信号を生成する生成部と、

前記生成部により生成される前記第ｍのパイロット信号を含むＯＦＤＭ信号を前記第ｍの送信アンテナから送信する送信部と、を備える。
上記の態様によれば、τ−ｆ_D平面上において、同一ドップラー周波数上では第１から第Ｍの送信アンテナの何れか１つの送信アンテナから送信されるパイロット信号の応答のみが存在し、同一遅延時間上では第１から第Ｍの送信アンテナの何れか１つの送信アンテナから送信されるパイロット信号の応答のみが存在する。このため、第１から第Ｍの送信アンテナの夫々からパイロット信号を送信する場合に、パイロット信号を１つの送信アンテナから送信する場合と同じ遅延広がりを持つ伝送路応答の推定が可能になり、或いは、伝送路の時間変動に対する同じ追従特性が得られる。

本発明の一態様である第２の送信装置は、第１の送信装置の態様において、さらに、前記生成部は、前記基準のパイロット信号を生成し、当該基準のパイロット信号を前記第１のパイロット信号とする基準信号生成部と、ｍが２以上Ｍ以下である前記第ｍのパイロット信号を、前記基準のパイロット信号にキャリア−シンボル平面上において（式１０）で表される複素平面波を乗算することによって生成する乗算部と、

を備える。
本発明の一態様である第３の送信装置は、第１の送信装置の態様において、さらに、前記生成部は、前記基準のパイロット信号を生成し、当該基準のパイロット信号を前記第１のパイロット信号とする基準信号生成部と、ｍが２以上Ｍ以下である前記第ｍのパイロット信号を、前記基準のパイロット信号を前記（式２）で表される値分位相回転することによって生成する位相回転部と、を備える。

本発明の一態様である第４の送信装置は、第１の送信装置の態様において、さらに、前記Ｍは２であり、前記生成部は、前記基準のパイロット信号を生成し、当該基準のパイロット信号を前記第１のパイロット信号とする基準信号生成部と、前記第２のパイロット信号を、前記基準のパイロット信号の極性を同一のシンボル上においてキャリア方向に非反転及び反転を交互に繰り返すことによって生成する極性反転部と、を備える。

これらの態様によれば、第１から第ｍのパイロット信号の生成を容易に行うことができる手段を提供できる。
本発明の一態様である第５の送信装置は、第１の送信装置の態様において、さらに、前記Ｍは２、前記Δｎは４、前記Δｋは１２、前記ｎ_sは１、前記ｋ_sは１である。
本発明の一態様である第６の送信装置は、第１の送信装置の態様において、さらに、前記Ｍは２、前記Δｎは４、前記Δｋは１２、前記ｎ_sは１、前記ｋ_sは−３である。

これらの態様によれば、例えば、ＤＶＢ−Ｔ方式或いはＩＳＤＢ−Ｔ方式にそのまま適用することができる。
本発明の一態様である第１の受信装置は、第１から第Ｍ（Ｍは２以上の整数）の送信アンテナを備える送信装置から複数のキャリアをシンボル期間毎に変調して得られるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、前記ＯＦＤＭ信号は、キャリア−シンボル平面上に分散的に配置されたパイロット信号を含み、キャリア−シンボル平面において、キャリア番号をｋ、シンボル番号をｎ、同一シンボル上でのパイロット信号の間隔をΔｋ、同一キャリア上でのパイロット信号の間隔をΔｎ、ｐを０以上の整数とし、ｎ_s及びｋ_sは０以外の整数、ｍは１以上Ｍ以下の整数とし、前記ｍが２以上Ｍ以下の場合に、（ｍ−１）ｎ_s及び（ｍ−１）ｋ_sがＭの整数倍にならないとし、シンボル番号ｎのシンボルにおいてパイロット信号を伝送するキャリアのキャリア番号ｋ_P（ｎ）は、（式１１）を満たし、

第ｍ（ｍは１以上Ｍ以下の整数）の送信アンテナから送信される第ｍのパイロット信号と基準のパイロット信号とは（式１２）で表される値の位相差を有し、

前記送信装置からＯＦＤＭ信号を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナにより受信されるＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号と前記（式１２）とに基づいて、前記第１から前記第Ｍの送信アンテナから前記受信アンテナに至る第１から第Ｍの伝送路に関する伝送路応答を推定する応答推定部と、前記受信アンテナにより受信されるＯＦＤＭ信号と前記応答推定部により推定される前記第１から前記第Ｍの伝送路に関する伝送路応答とに基づいて前記第１から前記第Ｍの送信アンテナから送信される第１から第ＭのＯＦＤＭ信号に対応する第１から第Ｍの送信信号を推定する信号推定部と、を備える。

上記の態様によれば、τ−ｆ_D平面上において、同一ドップラー周波数上では第１から第Ｍの送信アンテナの何れか１つの送信アンテナから送信されるパイロット信号の応答のみが存在し、同一遅延時間上では第１から第Ｍの送信アンテナの何れか１つの送信アンテナから送信されるパイロット信号の応答のみが存在する。このため、受信装置は、第１から第Ｍの送信アンテナの夫々からパイロット信号が送信される場合に、パイロット信号を１つの送信アンテナから送信される場合と同じ遅延広がりを持つ伝送路応答を推定することができ、或いは、同じ伝送路の時間変動に対して伝送路応答を推定することができる。

本発明の一態様である第２の受信装置は、第１の受信装置の態様において、さらに、前記応答推定部は、前記受信アンテナにより受信されるＯＦＤＭ信号からパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号を前記基準のパイロット信号で除算し、除算結果に基づいて前記第１の伝送路に関する伝送路応答の推定を行い、前記除算結果と前記（式１２）とに基づいてｍが２以上Ｍ以下である前記第ｍの伝送路に関する伝送路応答の推定を行う。

この態様によれば、第ｍの伝送路に関する伝送路応答の推定を容易に行うことができる。
本発明の一態様である第１のＯＦＤＭ伝送方法は、第１から第Ｍ（Ｍは２以上の整数）の送信アンテナを備える送信装置から複数のキャリアをシンボル期間毎に変調して得られるＯＦＤＭ信号を伝送するＯＦＤＭ伝送方法であって、前記ＯＦＤＭ信号は、キャリア−シンボル平面上に分散的に配置されたパイロット信号を含み、キャリア−シンボル平面において、キャリア番号をｋ、シンボル番号をｎ、同一シンボル上でのパイロット信号の間隔をΔｋ、同一キャリア上でのパイロット信号の間隔をΔｎ、ｐを０以上の整数とし、ｎ_s及びｋ_sは０以外の整数、ｍは１以上Ｍ以下の整数とし、前記ｍが２以上Ｍ以下の場合に、（ｍ−１）ｎ_s及び（ｍ−１）ｋ_sがＭの整数倍にならないとし、シンボル番号ｎのシンボルにおいてパイロット信号を伝送するキャリアのキャリア番号ｋ_P（ｎ）は、（式１３）を満たし、

第ｍ（ｍは１以上Ｍ以下の整数）の送信アンテナに対応する第ｍのパイロット信号の位相と基準のパイロット信号との位相の差が（式１４）で表される値となるように当該第ｍのパイロット信号を生成する生成ステップと、

前記生成ステップにおいて生成される前記第ｍのパイロット信号を含むＯＦＤＭ信号を前記第ｍの送信アンテナから送信する送信ステップと、を有する。
上記の態様によれば、τ−ｆ_D平面上において、同一ドップラー周波数上では第１から第Ｍの送信アンテナの何れか１つの送信アンテナから送信されるパイロット信号の応答のみが存在し、同一遅延時間上では第１から第Ｍの送信アンテナの何れか１つの送信アンテナから送信されるパイロット信号の応答のみが存在する。このため、第１から第Ｍの送信アンテナの夫々からパイロット信号を送信する場合に、パイロット信号を１つの送信アンテナから送信する場合と同じ遅延広がりを持つ伝送路応答の推定が可能になり、或いは、伝送路の時間変動に対する同じ追従特性が得られる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
≪第１の実施の形態≫
以下、本発明の第１の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。なお、以下において、従来例の場合と同様、有効シンボル期間をＴｕ、ガードインターバル期間をＴｇ、シンボル期間をＴｓ（＝Ｔｕ＋Ｔｇ）とする。

＜ＭＩＭＯ伝送システム＞
本実施の形態のＭＩＭＯ伝送システムについて図１を参照しつつ説明する。図１は、本実施の形態のＭＩＭＯ伝送システムのシステム構成図である。
図１に示すＭＩＭＯ伝送システム１は、２本の送信アンテナ１１，１２を備えた送信装置１０と、２本の受信アンテナ３１，３２を備えた受信装置３０とを有する。

送信装置１０は、第１送信信号Ｘ１（ｎ，ｋ）を逆フーリエ変換した第１送信信号を第１送信アンテナ１１から、第２送信信号Ｘ２（ｎ，ｋ）を逆フーリエ変換した第２送信信号を第２送信アンテナ１２から、シンボル番号ｎ且つキャリア番号ｋのセルを用いて同時に送信する。なお、第１送信アンテナ１１及び第２送信アンテナ１２から送信される第１送信信号及び第２送信信号は、伝送するデータ等によって互いに直交する多数のキャリアを変調し、それらの変調波を多重した信号である。

受信装置３０は、受信アンテナ３１に伝送路Ｐ１１を経由して到来した第１送信信号と伝送路Ｐ１２を経由して到来した第２送信信号とを第１受信信号として受信し、第１受信信号をフーリエ変換して第１受信信号Ｙ’１（ｎ，ｋ）を得る。また、受信装置３０は、受信アンテナ３２に伝送路Ｐ２１を経由して到来した第１送信信号と伝送路Ｐ２２を経由して到来した第２送信信号とを第２受信信号として受信し、第２受信信号をフーリエ変換して第２受信信号Ｙ’２（ｎ，ｋ）を得る。受信装置３０は、第１受信信号Ｙ１’（ｎ，ｋ）と第２受信信号Ｙ２’（ｎ，ｋ）とに対して所定の処理を行って第１送信信号Ｘ１’（ｎ，ｋ）と第２送信信号Ｘ２’（ｎ，ｋ）とを出力する。

＜ＳＰ信号＞
図１の送信装置１０及び受信装置３０の詳細を説明する前に、第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号、及び第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号について説明する。
第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号の信号配置は上述した図１７に示す信号配置をしており、各セルに配置されるＳＰ信号の複素数値は、同じセルに配置されるＤＶＢ−Ｔ方式及びＩＳＤＢ−Ｔ方式において使用される一般的なＳＰ信号の複素数値と同じである。

これに対して、第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号の信号配置は図２に示す信号配置をしている。但し、図２において、＋記号は、＋記号が付されたセルに配置された第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号が、同じシンボル番号且つ同じキャリア番号のセルに配置された第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号に対して極性が反転していないことを示す。また、−記号は、−記号が付されたセルに配置された第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号が、同じシンボル番号且つ同じキャリア番号のセルに配置された第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号に対して極性が反転していることを示す。

図１７及び図２に示されるように、第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号の信号配置と第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号の信号配置とは同じである。また、双方のＳＰ信号の信号配置において、シンボル番号ｎのシンボルにおいてＳＰ信号を伝送するセルのキャリア番号ｋ_SP（ｎ）は上記の（式１）を満たす。
第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号は、同一シンボルにおいて第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号に対して極性が非反転及び反転を交互に繰り返し、シンボル番号が１増加し且つキャリア番号が３増加する方向では第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号に対して極性が全部非反転或いは全部反転している。

上述した第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号の極性の非反転及び反転処理は、第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号に対して、ｋ−ｎ平面上において、ｎ軸方向の周期が８ｎで、ｋ軸方向の周期が２４ｋである下記の（式１５）の左辺で表される複素平面波を乗算する演算と等価である。

但し、（式１５）の右辺は左辺をｎ＝（１／Ｔｓ）ｔ、ｋ＝Ｔｕｆの関係を用いて書き替えたものである。
従って、τ−ｆ_D平面上における第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号の応答は、第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号の応答を、τ軸方向にＴｕ／２４だけシフトし、且つ、ｆ_D軸方向に１／（８Ｔｓ）だけシフトしたものと考えることができる。

上記の内容を考慮して、第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号の応答と第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号の応答とを同一のτ−ｆ_D平面上に表すと、両者のＳＰ信号の応答は図３に示すものとなる。但し、図３において、黒丸印は第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号の応答を表し、バツ印は第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号の応答を表す。

受信装置３０において、受信したＳＰ信号を正規のＳＰ信号で除算することにより、第１送信アンテナ１１から受信アンテナ（第１受信アンテナ３１或いは第２受信アンテナ３２）に至る伝送路の伝送路応答（以下、「第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答」と言う。）と、第２送信アンテナ１２から当該受信アンテナに至る伝送路の伝送路応答（以下、「第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答」と言う。）とが混合された伝送路応答が得られる。

しかしながら、第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答は、図３の黒丸印を基点としてインパルス応答及びドップラースペクトラムに応じた広がりを有し、第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答は、図３のバツ印を基点としてインパルス応答及びドップラースペクトラムに応じた広がりを有する。
ＳＰ信号に対して作用した伝送路応答を、ｋ−ｎ平面上において、まず、ｎ軸方向に補間した後、ｋ軸方向に補間した場合に、第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答及び第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答の各々を自身の折り返し歪を発生することなく補間可能で、且つ、それらが互いにクロストークを発生することなくそれらを分離可能なτ−ｆ_D平面上における領域を図４に示す。但し、図４において、黒丸印は第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号の応答を表し、バツ印は第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号の応答を表す。また、実線の矩形は第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答を示し、破線の矩形は第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答を示す。

図４から、τ軸方向に幅Ｔｕ／３、ｆ_D軸方向に幅１／（８Ｔｓ）の矩形領域が、第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答及び第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答の各々を自身の折り返し歪を発生することなく補間可能で、且つ、それらが互いにクロストークを発生することなくそれらを分離可能な領域（補間分離可能領域）である、ことが分かる。
図２２と図４とを比較すると、第１送信アンテナ１１から送信するＳＰ信号に図１７に示すＳＰ信号を用い、第２送信アンテナ１２から送信するＳＰ信号に図２に示すＳＰ信号を用いる場合、補間分離可能領域のτ軸方向の幅は、１本の送信アンテナから図１７に示すＳＰ信号を送信する場合の折り返し歪を発生することなく補間可能な領域（補間可能領域）のτ軸方向の幅と同じＴｕ／３になる。このように、第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答及び第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答を正しく推定することができるτ軸方向の幅は、ガードインターバル期間を設けることによって得られるマルチパス遅延耐性を損なわない。

また、ＳＰ信号に対して作用した伝送路応答を、ｋ−ｎ平面上において、ｎ軸方向に補間することなく、ｋ軸方向にのみ補間した場合に、第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答及び第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答の各々を自身の折り返し歪を発生することなく補間可能で、且つ、それらが互いにクロストークを発生することなくそれらを分離可能なτ−ｆ_D平面上における領域を図５に示す。但し、図５において、黒丸印は第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号の応答を表し、バツ印は第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号の応答を表す。また、実線の矩形は第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答を示し、破線の矩形は第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答を示す。

図５から、τ軸方向に幅Ｔｕ／２４、ｆ_D軸方向に幅１／Ｔｓの矩形領域が、第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答及び第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答の各々を自身の折り返し歪を発生することなく補間可能で、且つ、それらが互いにクロストークを発生することなくそれらを分離可能な領域（補間分離可能領域）である、ことが分かる。
図２３と図５とを比較すると、第１送信アンテナ１１から送信するＳＰ信号に図１７に示すＳＰ信号を用い、第２送信アンテナ１２から送信するＳＰ信号に図２に示すＳＰ信号を用いる場合、補間分離可能領域のｆ_D軸方向の幅は、１本の送信アンテナから図１７に示すＳＰ信号を送信する場合の折り返し歪を発生することなく補間可能な領域（補間可能領域）のｆ_D軸方向の幅と同じ１／Ｔｓになる。このように、正しく第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答及び第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答を推定可能なｆ_D軸方向の幅は損なわれていない、言い換えると、伝送路の時間変動に対する追従特性は損なわれていない。

さらに、図２４と図３とを比較する。
図２４では、同一ドップラー周波数上に第１送信アンテナから送信されるＳＰ信号の応答と第２送信アンテナから送信されるＳＰ信号の応答とが混在し、このため、各々の伝送路のインパルス応答はτ軸方向に領域を互いに分け合わなければならない。また、同一遅延時間上に第１送信アンテナから送信されるＳＰ信号の応答と第２送信アンテナから送信されるＳＰ信号の応答とが混在し、このため、各々の伝送路のドップラースペクトラムはｆ_D軸方向に領域を互いに分け合わなければならない。

これに対して、図３では、同一ドップラー周波数上には第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号の応答及び第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号の応答の何れかしか存在せず、このため、各々の伝送路のインパルス応答はτ軸方向に領域を占有することができる。また、同一遅延時間上には第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号の応答及び第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号の応答の何れかしか存在せず、このため、各々の伝送路のドップラースペクトラムはｆ_D軸方向に領域を占有することができる。

この相違は、τ−ｆ_D平面上におけるシフト方向及びシフト量の相違、言い換えると、ｋ−ｎ平面上におけるＳＰ信号の等位相線の方向及び周波数の相違に起因する。
これによって、図１７に示すＳＰ信号と図２に示すＳＰ信号とを用いる本実施の形態によれば、第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答及び第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答の各々を自身の折り返し歪を発生することなく補間可能で、且つ、それらが互いにクロストークを発生することなくそれらを分離可能な領域（補間分離可能領域）のτ軸方向の幅或いはｆ_D軸方向の幅を、図１７に示すＳＰ信号と図２０に示すＳＰ信号とを用いる従来例における補間分離可能領域のτ軸方向の幅或いはｆ_D軸方向の幅に対して拡大することができる。

＜送信装置１０の構成＞
以下、図１の送信装置１０の装置構成について図６を参照しつつ説明する。図６は図１の送信装置１０の装置構成図である。
第１送信アンテナ１１及び第２送信アンテナ１２を備える送信装置１０は、ＳＰ信号生成部１３と、複素平面波生成部１４と、乗算部１５と、マッピング部１６と、セル配置部１７と、逆フーリエ変換部１８と、ガードインターバル挿入部１９と、マッピング部２０と、セル配置部２１と、逆フーリエ変換部２２と、ガードインターバル挿入部２３とを備える。

［ＳＰ信号生成部１３］
ＳＰ信号生成部１３は、擬似ランダム符号系列ｗ_kに基づき変調されたＳＰ信号を生成する。そして、ＳＰ信号生成部１３は、生成したＳＰ信号を第１送信アンテナ１１から送信するＳＰ信号としてセル配置部１７へ出力するとともに、生成したＳＰ信号を乗算部１５へ出力する。なお、ＳＰ信号の振幅及び位相は自身が配置されるセルのキャリア番号ｋのみによって決定され、シンボル番号ｎには依存しない。

［複素平面波生成部１４］
複素平面波生成部１４は、下記の（式１６）に示す複素平面波を生成し、生成した複素平面波を乗算部１５へ出力する。

但し、（式１６）において、ｎはシンボル番号を、ｋはキャリア番号を表す。
［乗算部１５］
乗算部１５は、ＳＰ信号生成部１３から入力されるＳＰ信号に複素平面波生成部１４から入力される複素平面波を乗算し、乗算値を第２送信アンテナ１２から送信するＳＰ信号としてセル配置部２１へ出力する。但し、乗算部１５による乗算処理は、ＳＰ信号生成部１３から入力されるＳＰ信号をτ−ｆ_D平面においてτ軸方向にＴｕ／２４だけシフトし、且つ、ｆ_D軸方向に１／（８Ｔｓ）だけシフトする処理と等価である。なお、乗算の対象となるＳＰ信号と複素平面波とは、同じシンボル番号且つ同じキャリア番号のＳＰ信号と複素平面波とであることは言うまでもない。

［マッピング部１６］
マッピング部１６には所定の処理が施されたデータが入力される。マッピング部１６は、所定のビット数単位で、所定のビット数のデータを所定のコンステレーションに割り当て、割り当ての結果得られたデータをセル配置部１７へ出力する。
なお、マッピング部１６，２０が用いるコンステレーションとして、例えば、ＰＳＫ（Phase ShiftKeying）、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、ＡＰＳＫ（Amplitude PhaseShift Keying）などのコンステレーションが挙げられる。

［セル配置部１７］
セル配置部１７は、上記の（式１）によって特定されるセルにはＳＰ信号生成部１３から入力されるＳＰ信号（第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号）を割り当て、それ以外のセルにはマッピング部１６から入力されるデータを割り当てることによってフレームを構成し、構成したフレームに係るフレーム信号を逆フーリエ変換部１８へ出力する。

［逆フーリエ変換部１８］
逆フーリエ変換部１８は、シンボル毎に、セル配置部１７から入力されるフレーム信号内の各キャリアに対応するセルに割り当てられた変調シンボル（マッピング部１６が出力するデータ、ＳＰ信号生成部１３が出力するＳＰ信号）を逆フーリエ変換することによってＯＦＤＭ変調を行う。これによって、逆フーリエ変換部１８は、互いに直交する複数のキャリアを変調して多重した有効期間Ｔｕの変調信号を生成し、生成した有効シンボル期間Ｔｕの変調信号をガードインターバル挿入部１９へ出力する。

［ガードインターバル挿入部１９］
ガードインターバル挿入部１９は、逆フーリエ変換部１８から入力される有効シンボル期間Ｔｕの変調信号に基づいてガードインターバル部分に挿入するガードインターバル期間Ｔｇの信号（以下、「ガード期間信号」と言う。）を生成し、ガード期間信号を付加した変調信号（以下、「ＯＦＤＭ信号」と言う。）を出力する。ガードインターバル挿入部１９から出力されるＯＦＤＭ信号は、デジタル信号からアナログ信号に変換するための処理、送信周波数帯に変換するための処理及び増幅処理等が施された後、第１送信アンテナ１１から第１送信信号として送信される。

但し、ガードインターバル挿入部１９，２３が変調信号に付加するガード期間信号は、有効シンボル期間Ｔｕの変調信号を周期的に連続に繰り返した信号のガードインターバル部分に対応する信号である。具体的な例を記載すると、ガード期間信号は、有効シンボル期間Ｔｕの変調信号のうちの後ろ部分のガードインターバル期間Ｔｇ分の信号である。なお、ガード期間信号として、所定の擬似ランダム符号系列に基づき変調された信号や無信号等を用いてもよい。

［マッピング部２０］
マッピング部２０には所定の処理が施されたデータが入力される。マッピング部２０は、所定のビット数単位で、所定のビット数のデータを所定のコンステレーションに割り当て、割り当ての結果得られたデータをセル配置部２１へ出力する。
［セル配置部２１］
セル配置部２１は、上記の（式１）によって特定されるセルには乗算部１５から入力される乗算値（第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号）を割り当て、それ以外のセルにはマッピング部２０から入力されるデータを割り当てることによってフレームを構成し、構成したフレームに係るフレーム信号を逆フーリエ変換部２２へ出力する。

［逆フーリエ変換部２２］
逆フーリエ変換部２２は、シンボル毎に、セル配置部２１から入力されるフレーム信号内の各キャリアに対応するセルに割り当てられた変調シンボル（マッピング部２０が出力するデータ、乗算部１５が出力する乗算値）を逆フーリエ変換することによってＯＦＤＭ変調を行う。これによって、逆フーリエ変換部２２は、互いに直交する複数のキャリアを変調して多重した有効シンボル期間Ｔｕの変調信号を生成し、生成した有効シンボル期間Ｔｕの変調信号をガードインターバル挿入部２３へ出力する。

［ガードインターバル挿入部２３］
ガードインターバル挿入部２３は、逆フーリエ変換部２２から入力される有効シンボル期間Ｔｕの変調信号に基づいてガードインターバル部分に挿入するガードインターバル期間Ｔｇの信号（ガード期間信号）を生成し、ガード期間信号を付加した変調信号（ＯＦＤＭ信号）を出力する。ガードインターバル挿入部２３から出力されるＯＦＤＭ信号は、デジタル信号からアナログ信号に変換するための処理、送信周波数帯に変換するための処理及び増幅処理等が施された後、第２送信アンテナ１２から第２送信信号として送信される。

＜送信装置１０の動作＞
以下、図６を参照しつつ構成を説明した送信装置の動作の概要について説明する。
ＳＰ信号生成部１３は、ＳＰ信号を生成し、生成したＳＰ信号を第１送信アンテナ１１から送信するＳＰ信号としてセル配置部１７へ出力するとともに、生成したＳＰ信号を乗算部１５へ出力する。また、複素平面波生成部１４は、上記の（式１６）に示す複素平面波を生成し、生成した複素平面波を乗算部１５へ出力する。そして、乗算部１５は、ＳＰ信号生成部１３から入力されるＳＰ信号に複素平面波生成部１４から入力される複素平面波を乗算し、乗算値を第２送信アンテナ１２から送信するＳＰ信号としてセル配置部２１へ出力する。

マッピング部１６は入力されるデータに対してマッピング処理を施し、マッピング処理の結果得られたデータをセル配置部１７へ出力する。セル配置部１７はフレームを構成するセルにＳＰ信号生成部１３から入力されるＳＰ信号（第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号）とマッピング部１６から入力されるデータとを割り当てることによってフレームを構成し、構成したフレームに係るフレーム信号を逆フーリエ変換部１８へ出力する。逆フーリエ変換部１８は、セル配置部１７から入力されるフレーム信号をシンボル毎に逆フーリエ変換し、有効シンボル期間Ｔｕの変調信号を生成する。ガードインターバル挿入部１９は、有効シンボル期間Ｔｕの変調信号にガードインターバル期間Ｔｇの信号（ガード期間信号）を付加し、ガード期間信号を付加した変調信号（ＯＦＤＭ信号）を出力する。ガードインターバル挿入部１９から出力されたＯＦＤＭ信号は、所定の処理が施された後、第１送信アンテナ１１から第１送信信号として送信される。

上記の処理と並列に次の処理が行われる。
マッピング部２０は入力されるデータに対してマッピング処理を施し、マッピング処理の結果得られたデータをセル配置部２１へ出力する。セル配置部２１はフレームを構成するセルに乗算部１５から入力される乗算値（第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号）とマッピング部２０から入力されるデータとを割り当てることによってフレームを構成し、構成したフレームに係るフレーム信号を逆フーリエ変換部２２へ出力する。逆フーリエ変換部２２は、セル配置部２１から入力されるフレーム信号をシンボル毎に逆フーリエ変換し、有効シンボル期間Ｔｕの変調信号を生成する。ガードインターバル挿入部２３は、有効シンボル期間Ｔｕの変調信号にガードインターバル期間Ｔｇの信号（ガード期間信号）を付加し、ガード期間信号を付加した変調信号（ＯＦＤＭ信号）を出力する。ガードインターバル挿入部２３から出力されたＯＦＤＭ信号は、所定の処理が施された後、第１送信信号と同じシンボル番号且つ同じキャリア番号のセルが同時に伝送されるように、第２送信アンテナ１２から第２送信信号として送信される。

＜受信装置３０の構成＞
以下、図１の受信装置３０の装置構成について図７を参照しつつ説明する。図７は図１の受信装置３０の装置構成図である。
第１受信アンテナ３１及び第２受信アンテナ３２を備える受信装置３０は、ガードインターバル除去部３３と、フーリエ変換部３４と、チャネル分離推定部３５と、ガードインターバル除去部３６と、フーリエ変換部３７と、チャネル分離推定部３８と、信号分離等化部３９とを備える。

［ガードインターバル除去部３３］
送信装置１０の第１送信アンテナ１１から送信された第１送信信号（ＯＦＤＭ信号）と第２送信アンテナ１２から送信された第２送信信号（ＯＦＤＭ信号）とが混合した第１受信信号が第１受信アンテナ３１によって受信される。第１受信アンテナ３１によって受信された第１受信信号は、所定の処理が施された後、ガードインターバル除去部３３に入力される。

ガードインターバル除去部３３は、入力される第１受信信号からガードインターバル期間を除去し、ガードインターバル期間が除去された第１受信信号をフーリエ変換部３４へ出力する。
［フーリエ変換部３４］
フーリエ変換部３４にはガードインターバル除去部３３からガードインターバル期間が除去された第１受信信号が入力される。フーリエ変換部３４は、シンボル毎に、有効シンボル期間Ｔｕ分の信号をフーリエ変換することによってＯＦＤＭ復調（周波数分離）し、ＯＦＤＭ復調の結果得られた第１受信信号Ｙ’１（ｎ，ｋ）を信号分離等化部３９とチャネル分離推定部３５とへ出力する。

［チャネル分離推定部３５］
チャネル分離推定部３５は、フーリエ変換部３４から入力される第１受信信号Ｙ’１（ｎ，ｋ）を用いて、伝送路Ｐ１１に関する伝送路応答Ｈ’１１（ｎ，ｋ）と伝送路Ｐ１２に関する伝送路応答Ｈ’１２（ｎ，ｋ）とを分離して推定し、推定した伝送路応答Ｈ’１１（ｎ，ｋ），Ｈ’１２（ｎ，ｋ）を信号分離等化部３９へ出力する。

［ガードインターバル除去部３６］
送信装置１０の第１送信アンテナ１１から送信された第１送信信号と第２送信アンテナ１２から送信された第２送信信号とが混合した第２受信信号が第２受信アンテナ３２によって受信される。第２受信アンテナ３２によって受信された第２受信信号は、所定の処理が施された後、ガードインターバル除去部３６に入力される。

ガードインターバル除去部３６は、入力される第２受信信号からガードインターバル期間を除去し、ガードインターバル期間が除去された第２受信信号をフーリエ変換部３７へ出力する。
［フーリエ変換部３７］
フーリエ変換部３７にはガードインターバル除去部３６からガードインターバル期間が除去された第２受信信号が入力される。フーリエ変換部３７は、シンボル毎に、有効シンボル期間Ｔｕ分の信号をフーリエ変換することによってＯＦＤＭ復調し、ＯＦＤＭ復調の結果得られた第２受信信号Ｙ’２（ｎ，ｋ）を信号分離等化部３９とチャネル分離推定部３８とへ出力する。

［チャネル分離推定部３８］
チャネル分離推定部３８は、フーリエ変換部３７から入力される第２受信信号Ｙ’２（ｎ，ｋ）を用いて、伝送路Ｐ２１に関する伝送路応答Ｈ’２１（ｎ，ｋ）と伝送路Ｐ２２に関する伝送路応答Ｈ’２２（ｎ，ｋ）とを分離して推定し、推定した伝送路応答Ｈ’２１（ｎ，ｋ），Ｈ’２２（ｎ，ｋ）を信号分離等化部３９へ出力する。

［信号分離等化部３９］
信号分離等化部３９には、フーリエ変換部３４から第１受信信号Ｙ’１（ｎ，ｋ）が入力され、フーリエ変換部３７から第２受信信号Ｙ’２（ｎ，ｋ）が入力される。さらに、信号分離等化部３９には、チャネル分離推定部３５から伝送路応答Ｈ’１１（ｎ，ｋ），Ｈ’１２（ｎ，ｋ）が入力され、チャネル分離推定部３８から伝送路応答Ｈ’２１（ｎ，ｋ），Ｈ’２２（ｎ，ｋ）が入力される。

信号分離等化部３９は、第１受信信号Ｙ’１（ｎ，ｋ）及び第２受信信号Ｙ’２（ｎ，ｋ）と、伝送路応答Ｈ’１１（ｎ，ｋ），Ｈ’１２（ｎ，ｋ），Ｈ’２１（ｎ，ｋ），Ｈ’２２（ｎ，ｋ）とを用いて下記の（式１７）を演算することによって、第１送信信号Ｘ’１（ｎ，ｋ）と第２送信信号Ｘ’２（ｎ，ｋ）とを分離して等化し、第１送信信号Ｘ’１（ｎ，ｋ）と第２送信信号Ｘ’２（ｎ，ｋ）とを出力する。但し、（式１７）において、［ ］は行列を表し、［ ］^-1は［ ］の逆行列を表す。

＜チャネル分離推定部３５，３８の構成＞
以下、図７のチャネル分離推定部３５，３８の詳細について図８を参照しつつ説明する。図８は図７のチャネル分離推定部３５，３８の構成図である。
［チャネル分離推定部３５］
チャネル分離推定部３５は、ＳＰ信号抽出部５１と、ＳＰ信号生成部５２と、除算部５３と、補間部５４と、複素平面波生成部５５と、乗算部５６と、補間部５７とを備える。

（ＳＰ信号抽出部５１）
ＳＰ信号抽出部５１は、上記の（式１）に従って、フーリエ変換部３４から入力される第１受信信号Ｙ’１（ｎ，ｋ）から第１受信ＳＰ信号Ｙ’１（ｎ，ｋ_SP（ｎ））を抽出し、抽出した第１受信ＳＰ信号Ｙ’１（ｎ，ｋ_SP（ｎ））を除算部５３へ出力する。
（ＳＰ信号生成部５２）
ＳＰ信号生成部５２は、送信装置１０のＳＰ信号生成部１３で生成されるＳＰ信号と同じ正規のＳＰ信号Ｙ（ｎ，ｋ_SP（ｎ））を生成し、生成した正規のＳＰ信号Ｙ（ｎ，ｋ_SP（ｎ））を除算部５３とチャネル分離推定部３８の後述する除算部６３とへ出力する。

（除算部５３）
除算部５３は、第１受信ＳＰ信号Ｙ’１（ｎ，ｋ_SP（ｎ））をＳＰ信号Ｙ（ｎ，ｋ_SP（ｎ））で除算し、除算値（以下、「第１混合伝送路応答」と言う。）を補間部５４と乗算部５６とへ出力する。
（補間部５４）
補間部５４は、内部に備える低域通過フィルタを用いて、除算部５３から入力される第１混合伝送路応答から当該第１混合伝送路応答に含まれる第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答を除去するとともに、当該第１混合伝送路応答に含まれる第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答をｋ−ｎ平面上で補間し、全セルに対する伝送路応答Ｈ’１１（ｎ，ｋ）を推定する。そして、補間部５４は、推定した伝送路応答Ｈ’１１（ｎ，ｋ）を信号分離等化部３９へ出力する。なお、補間部５４が備える低域通過フィルタとして、例えば、τ軸方向の通過帯域が−Ｔｕ／６〜Ｔｕ／６、ｆ_D軸方向の通過帯域が−１／（１６Ｔｓ）〜１／（１６Ｔｓ）である低域通過フィルタ（図４参照）、或いは、τ軸方向の通過帯域が−Ｔｕ／４８〜Ｔｕ／４８、ｆ_D軸方向の通過帯域が−１／（２Ｔｓ）〜１／（２Ｔｓ）である低域通過フィルタ（図５参照）を用いることができる。なお、実際は、実用的なフィルタのマージンを考慮して通過帯域を決定することが望ましい。

（複素平面波生成部５５）
複素平面波生成部５５は、下記の（式１８）に示す複素平面波を生成し、生成した複素平面波を乗算部５６とチャネル分離推定部３８の後述する乗算部６６とへ出力する。

但し、（式１８）において、ｎはシンボル番号を、ｋはキャリア番号を表す。
（乗算部５６）
乗算部５６は、除算部５３から入力される除算値（第１混合伝送路応答）に複素平面波生成部５５から入力される複素平面波を乗算し、乗算値（以下、「第１シフト混合伝送路応答」と言う。）を補間部５７へ出力する。但し、乗算部５６による乗算処理は、第１混合伝送路応答をτ−ｆ_D平面上でτ軸方向に−Ｔｕ／２４だけシフトし、且つ、ｆ_D軸方向に−１／（８Ｔｓ）だけシフトする処理と等化である。なお、乗算の対象となる第１混合伝送路応答と複素平面波とは、同じシンボル番号且つ同じキャリア番号の第１混合伝送路応答と複素平面波とであることは言うまでもない。

（補間部５７）
補間部５７は、内部に備える低域通過フィルタを用いて、乗算部５６から入力される第１シフト混合伝送路応答から当該第１シフト混合伝送路応答に含まれる第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答を除去するとともに、当該第１シフト混合伝送路応答に含まれる第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答をｋ−ｎ平面上で補間し、全セルに対する伝送路応答Ｈ’１２（ｎ，ｋ）を推定する。そして、補間部５７は、推定した伝送路応答Ｈ’１２（ｎ，ｋ）を信号分離等化部３９へ出力する。なお、補間部５７が備える低域通過フィルタとして、例えば、補間部５４が備える低域通過フィルタと同じ通過特性を持つ低域通過フィルタを用いることができる。

［チャネル分離推定部３８］
チャネル分離推定部３８は、ＳＰ信号抽出部６１と、除算部６３と、補間部６４と、乗算部６６と、補間部６７とを備える。なお、ＳＰ信号生成部５２及び複素平面波生成部５５の夫々と等価な構成をチャネル分離推定部３８に備えるようにしてもよい。
（ＳＰ信号抽出部６１）
ＳＰ信号抽出部６１は、上記の（式１）に従って、フーリエ変換部３７から入力される第２受信信号Ｙ’２（ｎ，ｋ）から第２受信ＳＰ信号Ｙ’２（ｎ，ｋ_SP（ｎ））を抽出し、抽出した第２受信ＳＰ信号Ｙ’２（ｎ，ｋ_SP（ｎ））を除算部６３へ出力する。

（除算部６３）
除算部６３は、第２受信ＳＰ信号Ｙ’２（ｎ，ｋ_SP（ｎ））をＳＰ信号Ｙ（ｎ，ｋ_SP（ｎ））で除算し、除算値（以下、「第２混合伝送路応答」と言う。）を補間部６４と乗算部６６とへ出力する。
（補間部６４）
補間部６４は、内部に備える低域通過フィルタを用いて、除算部６３から入力される第２混合伝送路応答から当該第２混合伝送路応答に含まれる第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答を除去するとともに、当該第２混合伝送路応答に含まれる第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答をｋ−ｎ平面上で補間し、全セルに対する伝送路応答Ｈ’２１（ｎ，ｋ）を推定する。そして、補間部６４は、推定した伝送路応答Ｈ’２１（ｎ，ｋ）を信号分離等化部３９へ出力する。なお、補間部６４が備える低域通過フィルタとして、例えば、補間部５４が備える低域通過フィルタと同じ通過特性を持つ低域通過フィルタを用いることができる。

（乗算部６６）
乗算部６６は、除算部６３から入力される除算値（第２混合伝送路応答）に複素平面波生成部５５から入力される複素平面波を乗算し、乗算値（以下、「第２シフト混合伝送路応答」と言う。）を補間部６７へ出力する。但し、乗算部６６による乗算処理は、第２混合伝送路応答をτ−ｆ_D平面上でτ軸方向に−Ｔｕ／２４だけシフトし、且つ、ｆ_D軸方向に−１／（８Ｔｓ）だけシフトする処理と等化である。なお、乗算の対象となる第２混合伝送路応答と複素平面波とは、同じシンボル番号且つ同じキャリア番号の第２混合伝送路応答と複素平面波とであることは言うまでもない。

（補間部６７）
補間部６７は、内部に備える低域通過フィルタを用いて、乗算部６６から入力される第２シフト混合伝送路応答から当該第２シフト混合伝送路応答に含まれる第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答を除去するとともに、当該第２シフト混合伝送路応答に含まれる第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答をｋ−ｎ平面上で補間し、全セルに対する伝送路応答Ｈ’２２（ｎ，ｋ）を推定する。そして、補間部６７は、推定した伝送路応答Ｈ’２２（ｎ，ｋ）を信号分離等化部３９へ出力する。なお、補間部６７が備える低域通過フィルタとして、例えば、補間部５４が備える低域通過フィルタと同じ通過特性を持つ低域通過フィルタを用いることができる。

＜受信装置３０の動作＞
以下、図７及び図８を参照しつつ構成を説明した受信装置の動作の概要について説明する。
第１受信アンテナ３１によって受信された第１受信信号は、所定の処理が施された後、ガードインターバル除去部３３に入力され、ガードインターバル除去部３３によってガードインターバル期間が除去された後、フーリエ変換部３４に入力される。フーリエ変換部３４は、入力されるガードインターバル期間が除去された第１受信信号に対して、シンボル毎に、有効シンボル期間Ｔｕ分の信号をフーリエ変換し、第１受信信号Ｙ’１（ｎ，ｋ）を信号分離等化部３９とチャネル分離推定部３５とへ出力する。

チャネル分離推定部３５において、ＳＰ信号生成部５２によって正規のＳＰ信号Ｙ（ｎ，ｋ_SP（ｎ））が生成され、複素平面波生成部５５によって上記の（式１８）で表される複素平面波が生成される。
ＳＰ信号抽出部５１はフーリエ変換部３４から入力される第１受信信号Ｙ’１（ｎ，ｋ）から第１受信ＳＰ信号Ｙ’１（ｎ，ｋ_SP（ｎ））を抽出し、抽出した第１受信ＳＰ信号Ｙ’１（ｎ，ｋ_SP（ｎ））を除算部５３へ出力する。除算部５３は、ＳＰ信号抽出部５１から入力される第１受信ＳＰ信号Ｙ’１（ｎ，ｋ_SP（ｎ））をＳＰ信号生成部５２によって生成されたＳＰ信号Ｙ（ｎ，ｋ_SP（ｎ））で除算し、除算値（第１混合伝送路応答）を補間部５４と乗算部５６とへ出力する。

補間部５４は、除算部５３から入力される第１混合伝送路応答に対して上述した処理を行って、全セルに対する伝送路応答Ｈ’１１（ｎ，ｋ）を推定し、推定した伝送路応答Ｈ’１１（ｎ，ｋ）を信号分離等化部３９へ出力する。
乗算部５６は、除算部５３から入力される除算値（第１混合伝送路応答）に複素平面波生成部５５によって生成された複素平面波を乗算し、乗算値（第１シフト混合伝送路応答）を補間部５７へ出力する。補間部５７は、乗算部５６から入力される第１シフト混合伝送路応答に対して上述した処理を行って、全セルに対する伝送路応答Ｈ’１２（ｎ，ｋ）を推定し、推定した伝送路応答Ｈ’１２（ｎ，ｋ）を信号分離等化部３９へ出力する。

上記の処理と並列に次の処理が行われる。
第２受信アンテナ３２によって受信された第２受信信号は、所定の処理が施された後、ガードインターバル除去部３６に入力され、ガードインターバル除去部３６によってガードインターバル期間が除去された後、フーリエ変換部３７に入力される。フーリエ変換部３７は、入力されるガードインターバル期間が除去された第２受信信号に対して、シンボル毎に、有効シンボル期間Ｔｕ分の信号をフーリエ変換し、第２受信信号Ｙ’２（ｎ，ｋ）を信号分離等化部３９とチャネル分離推定部３８とへ出力する。

チャネル分離推定部３８において、ＳＰ信号抽出部６１はフーリエ変換部３７から入力される第２受信信号Ｙ’２（ｎ，ｋ）から第２受信ＳＰ信号Ｙ’２（ｎ，ｋ_SP（ｎ））を抽出し、抽出した第２受信ＳＰ信号Ｙ’２（ｎ，ｋ_SP（ｎ））を除算部６３へ出力する。除算部６３は、ＳＰ信号抽出部６１から入力される第２受信ＳＰ信号Ｙ’２（ｎ，ｋ_SP（ｎ））をＳＰ信号生成部５２によって生成されたＳＰ信号Ｙ（ｎ，ｋ_SP（ｎ））で除算し、除算値（第２混合伝送路応答）を補間部６４と乗算部６６とへ出力する。

補間部６４は、除算部６３から入力される第２混合伝送路応答に対して上述した処理を行って、全セルに対する伝送路応答Ｈ’２１（ｎ，ｋ）を推定し、推定した伝送路応答Ｈ’２１（ｎ，ｋ）を信号分離等化部３９へ出力する。
乗算部６６は、除算部６３から入力される除算値（第２混合伝送路応答）に複素平面波生成部５５によって生成された複素平面波を乗算し、乗算値（第２シフト混合伝送路応答）を補間部６７へ出力する。補間部６７は、乗算部６６から入力される第２シフト混合伝送路応答に対して上述した処理を行って、全セルに対する伝送路応答Ｈ’２２（ｎ，ｋ）を推定し、推定した伝送路応答Ｈ’２２（ｎ，ｋ）を信号分離等化部３９へ出力する。

信号分離等化部３９は、上記の２つの処理が並列に行われて入力される第１受信信号Ｙ’１（ｎ，ｋ）及び第２受信信号Ｙ’２（ｎ，ｋ）と、伝送路応答Ｈ’１１（ｎ，ｋ），Ｈ’１２（ｎ，ｋ），Ｈ’２１（ｎ，ｋ），Ｈ’２２（ｎ，ｋ）とを用いて上記の（式１７）を演算することによって、第１送信信号Ｘ’１（ｎ，ｋ）と第２送信信号Ｘ’２（ｎ，ｋ）とを分離して等化し、第１送信信号Ｘ’１（ｎ，ｋ）と第２送信信号Ｘ’２（ｎ，ｋ）とを出力する。

≪第２の実施の形態≫
以下、本発明の第２の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態は、第１の実施の形態と同様に、２本の送信アンテナ１１，１２を備えた送信装置１０ａと２本の受信アンテナ３１，３２を備えた受信装置３０ａとを有するＭＩＭＯ伝送システムを対象とし、第２送信アンテナ１２から第１の実施の形態と異なるＳＰ信号を送信するものである。なお、本実施の形態において、第１の実施の形態と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、第１の実施の形態の説明が適用できるため本実施の形態ではその説明を省略する。

＜ＳＰ信号＞
本実施の形態の送信装置１０ａ及び受信装置３０ａの詳細を説明する前に、送信装置１０ａが備える第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号、及び第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号について説明する。
第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号の信号配置は上述した図１７に示す信号配置をしており、各セルに配置されるＳＰ信号の複素数値は、同じセルに配置されるＤＶＢ−Ｔ方式及びＩＳＤＢ−Ｔ方式において使用される一般的なＳＰ信号の複素数値と同じである。

これに対して、第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号の信号配置は図９に示す信号配置をしている。但し、図９において、＋記号は、＋記号が付されたセルに配置された第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号が、同じシンボル番号且つ同じキャリア番号のセルに配置された第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号に対して極性が反転していないことを示す。また、−記号は、−記号が付されたセルに配置された第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号が、同じシンボル番号且つ同じキャリア番号のセルに配置された第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号に対して極性が反転していることを示す。

図１７及び図９に示されるように、第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号の信号配置と第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号の信号配置とは同じである。また、双方のＳＰ信号の信号配置において、シンボル番号ｎのシンボルにおいてＳＰ信号を伝送するセルのキャリア番号ｋ_SP（ｎ）は上記の（式１）を満たす。
第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号は、同一シンボルにおいて第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号に対して極性が非反転及び反転を交互に繰り返し、シンボル番号が３増加し且つキャリア番号が３減少する方向では第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号に対して極性が全部非反転或いは全部反転している。

上述した第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号の極性の非反転及び反転処理は、第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号に対して、ｋ−ｎ平面上において、ｎ軸方向の周期が８ｎで、ｋ軸方向の周期が−８ｋである下記の（式１９）の左辺で表される複素平面波を乗算する演算と等価である。

但し、（式１９）の右辺は左辺をｎ＝（１／Ｔｓ）ｔ、ｋ＝Ｔｕｆの関係を用いて書き替えたものである。
従って、τ−ｆ_D平面上における第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号の応答は、第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号の応答を、τ軸方向に−Ｔｕ／８シフトし、且つ、ｆ_D軸方向に１／（８Ｔｓ）シフトしたものと考えることができる。

上記の内容を考慮して、第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号の応答と第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号の応答とを同一のτ−ｆ_D平面上に表すと、両者のＳＰ信号の応答は図１０に示すものとなる。但し、図１０において、黒丸印は第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号の応答を表し、バツ印は第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号の応答を表す。

受信装置３０ａにおいて、受信したＳＰ信号を正規のＳＰ信号で除算することにより、第１送信アンテナ１１から受信アンテナ（第１受信アンテナ３１或いは第２受信アンテナ）に至る伝送路の伝送路応答（第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答）と、第２送信アンテナ１２から当該受信アンテナに至る伝送路の伝送路応答（第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答）とが混合された伝送路応答が得られる。

しかしながら、第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答は、図１０の黒丸印を基点としてインパルス応答及びドップラースペクトラムに応じた広がりを有し、第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答は、図１０のバツ印を基点としてインパルス応答及びドップラースペクトラムに応じた広がりを有する。
ＳＰ信号に対して作用した伝送路応答を、ｋ−ｎ平面上において、まず、ｎ軸方向に補間した後、ｋ軸方向に補間した場合に、第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答及び第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答の各々を自身の折り返し歪を発生することなく補間可能で、且つ、それらが互いにクロストークを発生することなくそれらを分離することが可能なτ−ｆ_D平面上での領域を図１１に示す。但し、図１１において、黒丸印は第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号の応答を表し、バツ印は第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号の応答を表す。また、実線の矩形は第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答を示し、破線の矩形は第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答を示す。

図１１から、τ軸方向に幅Ｔｕ／３、ｆ_D軸方向に幅１／（８Ｔｓ）の矩形領域が、第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答及び第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答の各々を自身の折り返し歪を発生することなく補間可能で、且つ、それらが互いにクロストークを発生することなくそれらを分離可能な領域（補間分離可能領域）である、ことが分かる。

図２２と図１１とを比較すると、第１送信アンテナ１１から送信するＳＰ信号に図１７に示すＳＰ信号を用い、第２送信アンテナ１２から送信するＳＰ信号に図９に示すＳＰ信号を用いる場合、補間分離可能領域のτ軸方向の幅は、１本の送信アンテナから図１７に示すＳＰ信号を送信する場合の折り返し歪を発生することなく補間可能な領域（補間可能領域）のτ軸方向の幅と同じＴｕ／３になる。このように、第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答及び第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答を正しく推定することができるτ軸方向の幅は、ガードインターバル期間を設けることによって得られるマルチパス遅延耐性を損なわない。

また、ＳＰ信号に対して作用した伝送路応答を、ｋ−ｎ平面上において、ｎ軸方向に補間することなく、ｋ軸方向にのみ補間した場合に、第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答及び第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答の各々を自身の折り返し歪を発生することなく補間可能で、且つ、それらが互いにクロストークを発生することなくそれらを分離可能なτ−ｆ_D平面上における領域を図１２に示す。但し、図１２において、黒丸印は第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号の応答を表し、バツ印は第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号の応答を表す。また、実線の矩形は第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答を示し、破線の矩形は第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答を示す。

図１２から、τ軸方向に幅Ｔｕ／２４、ｆ_D軸方向に幅１／Ｔｓの矩形領域が、第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答及び第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答の各々を自身の折り返し歪を発生することなく補間可能で、且つ、それらが互いにクロストークを発生することなくそれらを分離可能な領域（補間分離可能領域）である、ことが分かる。
図２３と図１２とを比較すると、第１送信アンテナ１１から送信するＳＰ信号に図１７に示すＳＰ信号を用い、第２送信アンテナ１２から送信するＳＰ信号に図９に示すＳＰ信号を用いる場合、補間分離可能領域のｆ_D軸方向の幅は、１本の送信アンテナから図１７に示すＳＰ信号を送信する場合の折り返し歪を発生することなく補間可能な領域（補間可能領域）のｆ_D軸方向の幅と同じ１／Ｔｓになる。このように、正しく第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答及び第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答を推定可能なｆ_D軸方向の幅は損なわれていない、言い換えると、伝送路の時間変動に対する追従特性は損なわれていない。

さらに、図２４と図１０とを比較する。
図２４では、同一ドップラー周波数上に第１送信アンテナから送信されるＳＰ信号の応答と第２送信アンテナから送信されるＳＰ信号の応答とが混在し、このため、各々の伝送路のインパルス応答はτ軸方向に領域を互いに分け合わなければならない。また、同一遅延時間上に第１送信アンテナから送信されるＳＰ信号の応答と第２送信アンテナから送信されるＳＰ信号の応答とが混在し、このため、各々の伝送路のドップラースペクトラムはｆ_D軸方向に領域を互いに分け合わなければならない。

これに対して、図１０では、同一ドップラー周波数上には第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号の応答及び第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号の応答の何れかしか存在せず、このため、各々の伝送路のインパルス応答はτ軸方向に領域を占有することができる。また、同一遅延時間上には第１送信アンテナ１１から送信されるＳＰ信号の応答及び第２送信アンテナ１２から送信されるＳＰ信号の応答の何れかしか存在せず、このため、各々の伝送路のドップラースペクトラムはｆ_D軸方向に領域を占有することができる。

これによって、図１７に示すＳＰ信号と図９に示すＳＰ信号とを用いる本実施の形態によれば、第１送信アンテナ１１に係る伝送路応答及び第２送信アンテナ１２に係る伝送路応答の各々を自身の折り返し歪を発生することなく補間可能で、且つ、それらが互いにクロストークを発生することなくそれらを分離可能な領域（補間分離可能領域）のτ軸方向の幅或いはｆ_D軸方向の幅を、図１７に示すＳＰ信号と図２０に示すＳＰ信号とを用いる従来例における補間分離可能領域のτ軸方向の幅或いはｆ_D軸方向の幅に対して拡大することができる。

＜送信装置１０ａの構成＞
以下、本実施の形態の送信装置１０ａの装置構成について図１３を参照しつつ説明する。図１３は本実施の形態の送信装置１０ａの装置構成図である。
送信装置１０ａは、送信装置１０の複素平面波生成部１４の代わりに複素平面波生成部１４ａを有している。

［複素平面波生成部１４ａ］
複素平面波生成部１４ａは、下記の（式２０）に示す複素平面波を生成し、生成した複素平面波を乗算部１５へ出力する。

但し、（式２０）において、ｎはシンボル番号を、ｋはキャリア番号を表す。
なお、本実施の形態の乗算部１５は、ＳＰ信号生成部１３から入力されるＳＰ信号に、複素平面波生成部１４から入力される複素平面波を乗算する代わりに、複素平面波生成部１４ａから入力される複素平面波を乗算し、乗算値を第２送信アンテナ１２から送信するＳＰ信号としてセル配置部２１へ出力する。但し、乗算部１５による乗算処理は、ＳＰ信号生成部１３から入力されるＳＰ信号をτ−ｆ_D平面においてτ軸方向に−Ｔｕ／８だけシフトし、且つ、ｆ_D軸方向に１／（８Ｔｓ）だけシフトする処理と等価である。

＜受信装置３０ａの構成＞
以下、本実施の形態の受信装置３０ａの装置構成について図１４を参照しつつ説明する。図１４は本実施の形態の受信装置３０ａの装置構成図である。
受信装置３０ａは、受信装置３０のチャネル分離推定部３５，３８の代わりにチャネル分離推定部３５ａ，３８ａを有している。

［チャネル分離推定部３５ａ］
チャネル分離推定部３５ａは、フーリエ変換部３４から入力される第１受信信号Ｙ’１（ｎ，ｋ）を用いて、伝送路Ｐ１１に関する伝送路応答Ｈ’１１（ｎ，ｋ）と伝送路Ｐ１２に関する伝送路応答Ｈ’１２（ｎ，ｋ）とを分離して推定し、推定した伝送路応答Ｈ’１１（ｎ，ｋ），Ｈ’１２（ｎ，ｋ）を信号分離等化部３９へ出力する。

［チャネル分離推定部３８ａ］
チャネル分離推定部３８ａは、フーリエ変換部３７から入力される第２受信信号Ｙ’２（ｎ，ｋ）を用いて、伝送路Ｐ２１に関する伝送路応答Ｈ’２１（ｎ，ｋ）と伝送路Ｐ２２に関する伝送路応答Ｈ’２２（ｎ，ｋ）とを分離して推定し、推定した伝送路応答Ｈ’２１（ｎ，ｋ），Ｈ’２２（ｎ，ｋ）を信号分離等化部３９へ出力する。

＜チャネル分離推定部３５ａ，３８ａの構成＞
以下、図１４のチャネル分離推定部３５ａ，３８ａの詳細について図１５を参照しつつ説明する。図１５は図１４のチャネル分離推定部３５ａ，３８ａの構成図である。
［チャネル分離推定部３５ａ］
チャネル分離推定部３５ａは、チャネル分離推定部３５の複素平面波生成部５５の代わりに複素平面波生成部５５ａを備える。

（複素平面波生成部５５ａ）
複素平面波生成部５５ａは、下記の（式２１）に示す複素平面波を生成し、生成した複素平面波を乗算部５６とチャネル分離推定部３８ａの乗算部６６とへ出力する。

但し、（式２１）において、ｎはシンボル番号を、ｋはキャリア番号を表す。
なお、本実施の形態の乗算部５６は、除算部５３から入力される除算値（第１混合伝送路応答）に、複素平面波生成部５５から入力される複素平面波を乗算する代わりに、複素平面波生成部５５ａから入力される複素平面波を乗算し、乗算値（第１シフト混合伝送路応答）を補間部５７へ出力する。但し、乗算部５６による乗算処理は、第１混合伝送路応答をτ−ｆ_D平面上でτ軸方向にＴｕ／８だけシフトし、且つ、ｆ_D軸方向に−１／（８Ｔｓ）だけシフトする処理と等価である。

［チャネル分離推定部３８ａ］
チャネル分離推定部３８ａは、チャネル分離推定部３８と同じ構成をしている。なお、本実施の形態の乗算部６６は、除算部６３から入力される除算値（第２混合伝送路応答）に、複素平面波生成部５５から入力される複素平面波を乗算する代わりに、複素平面波生成部５５ａから入力される複素平面波を乗算し、乗算値（第２シフト混合伝送路応答）を補間部６７へ出力する。但し、乗算部６６による乗算処理は、第２混合伝送路応答をτ−ｆ_D平面上でτ軸方向にＴｕ／８だけシフトし、且つ、ｆ_D軸方向に−１／（８Ｔｓ）だけシフトする処理と等価である。

≪補足≫
本発明は、上記の実施の形態に限られるものではなく、例えば、次のようなものであってもよい。
（１）上記の実施の形態ではＤＶＢ−Ｔ方式及びＩＳＤＢ−Ｔ方式を想定してＳＰ信号という用語を使用して説明したが、本発明は受信装置で既知の振幅及び既知の位相を持つパイロット信号であれば適用することが可能である。

（２）上記の第１の実施の形態において、複素平面波生成部１４は上記の（式１６）の位相項に−１を乗算した値の位相項を持つ複素平面波を生成し、複素平面波生成部５５は上記の（式１８）の位相項に−１を乗算した値の位相項を持つ複素平面波を生成するようにしてもよい。
また、上記の第２の実施の形態において、複素平面波生成部１４ａは上記の（式２０）の位相項に−１を乗算した値の位相項を持つ複素平面波を生成し、複素平面波生成部５５ａは上記の（式２１）の位相項に−１を乗算した値の位相項を持つ複素平面波を生成するようにしてもよい。

（３）上記の各実施の形態ではＤＶＢ−Ｔ方式及びＩＳＤＢ−Ｔ方式を想定して同一シンボル上のＳＰ信号の間隔を１２、同一キャリア上でのＳＰ信号の間隔を４とし、ＳＰ信号を伝送するキャリアのキャリア番号ｋ_SP（ｎ）が（式１）を満たすとして説明したが、本発明はキャリア−シンボル平面上におけるパイロット信号（受信側で既知の振幅及び既知の位相の信号）の信号配置を下記のように一般化して適用することができる。

シンボル番号をｎ、キャリア番号をｋ、同一シンボル上のパイロット信号の間隔をΔｋ、同一キャリア上のパイロット信号の間隔をΔｎ、ｐを０以上の整数とし、パイロット信号を伝送するキャリアのキャリア番号ｋ_P（ｎ）は下記の（式２２）を満たす。

この場合、上記の第１の実施の形態或いは第２の実施の形態は、例えば、次のように変形することができる。
（３−Ａ）第１送信アンテナから送信されるパイロット信号の応答に関して、（式２２）の一般化した信号配置のパイロット信号の応答を示す図１６中のポイントＡとポイントＢとのτ軸方向の距離はＴｕ／Δｋであり、ｆ_D軸方向の距離は１／（ＴｓΔｎ）である。そして、第２送信アンテナから送信されるパイロット信号を、その応答がポイントＡとポイントＢとの間の中心点に位置するようなパイロット信号にする。

このような第２送信アンテナから送信されるパイロット信号は、第１送信アンテナから送信されるパイロット信号の応答をτ軸方向にＴｕ／（２Δｋ）シフトし、ｆ_D軸方向に１／（２ＴｓΔｎ）シフトして生成することができる。
そこで、送信装置内のパイロット信号生成部は、基準のパイロット信号（受信側で振幅及び位相が既知の信号；以下同じ）を生成し、生成した基準のパイロット信号を第１送信アンテナから送信するパイロット信号とする。また、送信装置内の複素平面波生成部は、上記のことを考慮して、下記の（式２３）の左辺で表される複素平面波を生成し、乗算部は当該基準のパイロット信号に生成された複素平面波を乗算し、乗算値を第２送信アンテナから送信するパイロット信号とする。

但し、（式２３）の右辺は左辺をｎ＝（１／Ｔｓ）ｔ、ｋ＝Ｔｕｆの関係を用いて書き替えたものである。
受信装置は、受信アンテナ（第１受信アンテナ或いは第２受信アンテナ）によって受信されたパイロット信号を正規のパイロット信号（送信装置で生成される基準のパイロット信号；以下同じ）で除算する。これによって、第１送信アンテナから当該受信アンテナに至る伝送路の伝送路応答（第１送信アンテナに係る伝送路応答）と第２送信アンテナから当該受信アンテナに至る伝送路の伝送路応答（第２送信アンテナに係る伝送路応答）とが混合した伝送路応答（以下、「混合伝送路応答」と言う。）が得られる。第１送信アンテナに対応する補間部は混合伝送路応答から低域通過フィルタを用いて全セルに対する第１送信アンテナに係る伝送路応答を推定する。受信装置内の複素平面波生成部は下記の（式２４）の左辺で表される複素平面波を生成し、乗算部は混合伝送路応答に生成された複素平面波を乗算する。第２送信アンテナに対応する補間部は乗算部による乗算値から低域通過フィルタを用いて全セルに対する第２送信アンテナに係る伝送路応答を推定する。

但し、（式２４）の右辺は左辺をｎ＝（１／Ｔｓ）ｔ、ｋ＝Ｔｕｆの関係を用いて書き替えたものである。
なお、送信装置内の複素平面波生成部は上記の（式２３）の位相項に−１を乗算した値の位相項を持つ複素平面波を生成し、受信装置内の複素平面波生成部は上記の（式２４）の位相項に−１を乗算した値の位相項を持つ複素平面波を生成するようにしてもよい。

（３−Ｂ）第１送信アンテナから送信されるパイロット信号の応答に関して、図１６中のポイントＡとポイントＣとのτ軸方向の距離は３Ｔｕ／Δｋであり、ｆ_D軸方向の距離は１／（ＴｓΔｎ）である。そして、第２送信アンテナから送信されるパイロット信号を、その応答がポイントＡとポイントＣとの間の中心点に位置するようなパイロット信号にする。

このような第２送信アンテナから送信されるパイロット信号は、第１送信アンテナから送信されるパイロット信号の応答をτ軸方向に−３Ｔｕ／（２Δｋ）シフトし、ｆ_D軸方向に１／（２ＴｓΔｎ）シフトして生成することができる。
そこで、送信装置内のパイロット信号生成部は、基準のパイロット信号を生成し、生成した基準のパイロット信号を第１送信アンテナから送信するパイロット信号とする。また、送信装置内の複素平面波生成部は、上記のことを考慮して、下記の（式２５）の左辺で表される複素平面波を生成し、乗算部は当該基準のパイロット信号に生成された複素平面波を乗算し、乗算値を第２送信アンテナから送信するパイロット信号とする。

但し、（式２５）の右辺は左辺をｎ＝（１／Ｔｓ）ｔ、ｋ＝Ｔｕｆの関係を用いて書き替えたものである。
受信装置は、受信アンテナ（第１受信アンテナ或いは第２受信アンテナ）によって受信されたパイロット信号を正規のパイロット信号で除算する。これによって、第１送信アンテナから当該受信アンテナに至る伝送路の伝送路応答（第１送信アンテナに係る伝送路応答）と第２送信アンテナから当該受信アンテナに至る伝送路の伝送路応答（第２送信アンテナに係る伝送路応答）とが混合した伝送路応答（混合伝送路応答）が得られる。第１送信アンテナに対応する補間部は混合伝送路応答から低域通過フィルタを用いて全セルに対する第１送信アンテナに係る伝送路応答を推定する。受信装置内の複素平面波生成部は下記の（式２６）の左辺で表される複素平面波を生成し、乗算部は混合伝送路応答に生成された複素平面波を乗算する。第２送信アンテナに対応する補間部は乗算部による乗算値から低域通過フィルタを用いて全セルに対する第２送信アンテナに係る伝送路応答を推定する。

但し、（式２６）の右辺は左辺をｎ＝（１／Ｔｓ）ｔ、ｋ＝Ｔｕｆの関係を用いて書き替えたものである。
なお、送信装置内の複素平面波生成部は上記の（式２５）の位相項に−１を乗算した値の位相項を持つ複素平面波を生成し、受信装置内の複素平面波生成部は上記の（式２６）の位相項に−１を乗算した値の位相項を持つ複素平面波を生成するようにしてもよい。

（４）上記の各実施の形態では、第１送信アンテナ１１及び第２送信アンテナ１２から送信信号が送信されるとしたが、送信装置はＭ（Ｍ２以上の整数）本の送信アンテナを有し、第ｍ（ｍは１以上Ｍ以下の整数）送信アンテナから送信される第ｍパイロット信号（受信側で既知の振幅及び既知の位相の信号）の信号配置が上記の（式２２）で与えられる一般化した信号配置をしているとする。

この場合、上記の第１の実施の形態或いは第２の実施の形態は、例えば、次のように変形することができる。
（４−Ａ）第１送信アンテナから送信されるパイロット信号の応答に関して、図１６中のポイントＡとポイントＢとのτ軸方向の距離はＴｕ／Δｋであり、ｆ_D軸方向の距離は１／（ＴｓΔｎ）である。そして、ｍが２以上Ｍ以下である第ｍ送信アンテナから送信される第ｍパイロット信号を、その応答がポイントＡとポイントＢとの間を等間隔にＭ分割した（Ｍ−１）個の点のうちのポイントＡから（ｍ−１）番目の点に位置するようなパイロット信号にする。

ｍが２以上Ｍ以下である第ｍ送信アンテナから送信される第ｍパイロット信号は、第１送信アンテナから送信される第１パイロット信号の応答をτ軸方向に（ｍ−１）Ｔｕ／（ＭΔｋ）シフトし、ｆ_D軸方向に（ｍ−１）／（ＭＴｓΔｎ）シフトして生成することができる。
そこで、送信装置内のパイロット信号生成部は、基準のパイロット信号を生成し、生成した基準のパイロット信号を第１送信アンテナから送信する第１パイロット信号とする。また、ｍが２以上Ｍ以下である第ｍ送信アンテナの夫々について、送信装置内の複素平面波生成部は、上記のことを考慮して、下記の（式２７）の左辺で表される複素平面波を生成し、乗算部は当該基準のパイロット信号に生成された複素平面波を乗算し、乗算値を第ｍ送信アンテナから送信する第ｍパイロット信号とする。

但し、（式２７）の右辺は左辺をｎ＝（１／Ｔｓ）ｔ、ｋ＝Ｔｕｆの関係を用いて書き替えたものである。
受信装置は、受信アンテナによって受信されたパイロット信号を正規のパイロット信号で除算する。これによって、各送信アンテナから当該受信アンテナに至る伝送路の伝送路応答が混合した伝送路応答（混合伝送路応答）が得られる。第１送信アンテナに対応する補間部は混合伝送路応答から低域通過フィルタを用いて全セルに対する第１送信アンテナに係る伝送路応答を推定する。ｍが２以上Ｍ以下である第ｍ送信アンテナの夫々について、受信装置内の複素平面波生成部は下記の（式２８）の左辺で表される複素平面波を生成し、乗算部は混合伝送路応答に生成された複素平面波を乗算し、補間部は乗算部による乗算値から低域通過フィルタを用いて全セルに対する第ｍ送信アンテナに係る伝送路応答を推定する。

但し、（式２８）の右辺は左辺をｎ＝（１／Ｔｓ）ｔ、ｋ＝Ｔｕｆの関係を用いて書き替えたものである。
なお、送信装置内の複素平面波生成部は上記の（式２７）の位相項に−１を乗算した値の位相項を持つ複素平面波を生成し、受信装置内の複素平面波生成部は上記の（式２８）の位相項に−１を乗算した値の位相項を持つ複素平面波を生成するようにしてもよい。

（４−Ｂ）第１送信アンテナから送信されるパイロット信号の応答に関して、図１６中のポイントＡとポイントＣとのτ軸方向の距離は３Ｔｕ／Δｋであり、ｆ_D軸方向の距離は１／（ＴｓΔｎ）である。そして、ｍが２以上Ｍ以下である第ｍ送信アンテナから送信される第ｍパイロット信号を、その応答がポイントＡとポイントＣとの間を等間隔にＭ分割した（Ｍ−１）個の点のうちのポイントＡから（ｍ−１）番目の点に位置するようなパイロット信号にする。

ｍが２以上Ｍ以下である第ｍ送信アンテナから送信される第ｍパイロット信号は、第１送信アンテナから送信される第１パイロット信号の応答をτ軸方向に−３（ｍ−１）Ｔｕ／（ＭΔｋ）シフトし、ｆ_D軸方向に（ｍ−１）／（ＭＴｓΔｎ）シフトして生成することができる。
そこで、送信装置内のパイロット信号生成部は、基準のパイロット信号を生成し、生成した基準のパイロット信号を第１送信アンテナから送信する第１パイロット信号とする。また、ｍが２以上Ｍ以下である第ｍ送信アンテナの夫々について、送信装置内の複素平面波生成部は、上記のことを考慮して、下記の（式２９）の左辺で表される複素平面波を生成し、乗算部は当該基準のパイロット信号に生成された複素平面波を乗算し、乗算値を第ｍ送信アンテナから送信する第ｍパイロット信号とする。

但し、（式２９）の右辺は左辺をｎ＝（１／Ｔｓ）ｔ、ｋ＝Ｔｕｆの関係を用いて書き替えたものである。
受信装置は、受信アンテナによって受信されたパイロット信号を正規のパイロット信号で除算する。これによって、各送信アンテナから当該受信アンテナに至る伝送路の伝送路応答が混合した伝送路応答（混合伝送路応答）が得られる。第１送信アンテナに対応する補間部は混合伝送路応答から低域通過フィルタを用いて全セルに対する第１送信アンテナに係る伝送路応答を推定する。ｍが２以上Ｍ以下である第ｍ送信アンテナの夫々について、受信装置内の複素平面波生成部は下記の（式３０）の左辺で表される複素平面波を生成し、乗算部は混合伝送路応答に生成された複素平面波を乗算し、補間部は乗算部による乗算値から低域通過フィルタを用いて全セルに対する第ｍ送信アンテナに係る伝送路応答を推定する。

但し、（式３０）の右辺は左辺をｎ＝（１／Ｔｓ）ｔ、ｋ＝Ｔｕｆの関係を用いて書き替えたものである。
なお、送信装置内の複素平面波生成部は上記の（式２９）の位相項に−１を乗算した値の位相項を持つ複素平面波を生成し、受信装置内の複素平面波生成部は上記の（式３０）の位相項に−１を乗算した値の位相項を持つ複素平面波を生成するようにしてもよい。

また、上記の（４−Ｂ）では、ｍが２以上Ｍ以下の場合に−３（ｍ−１）がＭの整数倍にならないことを要する。
（５）上記の各実施の形態のＳＰ信号の送信方法の更なる一般化について図１６を参照して記載する。但し、図１６において黒丸印は第１送信アンテナから送信される第１パイロット信号の応答を示し、バツ印は第２送信アンテナから送信される第２パイロット信号の応答を示す。なお、送信アンテナ数をＭ（Ｍは２以上の整数）とし、第ｍ（ｍは１以上Ｍ以下の整数）送信アンテナから送信される第ｍパイロット信号の信号配置が上記の（式２２）で与えられる一般化した信号配置をしているとする。

図１６において、第１パイロット信号の応答を通るτ軸に平行な直線とその応答を通るｆ_D軸に平行な直線とで構成される格子を実線で示し、第２パイロット信号の応答を通るτ軸に平行な直線とその応答を通るｆ_D軸に平行な直線とで構成される格子を破線で示す。
各送信アンテナからパイロット信号を送信する方法の主眼は、各送信アンテナから送信されるパイロット信号の応答が、他の全ての送信アンテナから送信されるパイロット信号の応答に関係する格子上に存在しないようにすることにある。

これは、第１送信アンテナから送信される第１パイロット信号の応答に関係する格子の間をＭ分割してＭ種類の格子を作り、各送信アンテナから送信されるパイロット信号の応答を互いに重ならない格子上に割り当てることによって実現できる。
そこで、送信装置内のパイロット信号生成部は、基準のパイロット信号を生成し、生成した基準のパイロット信号を第１送信アンテナから送信する第１パイロット信号とする。また、ｍが２以上Ｍ以下である第ｍ送信アンテナの夫々について、送信装置内の複素平面波生成部は、上記のことを考慮して、下記の（式３１）の左辺で表される複素平面波を生成し、乗算部は当該基準のパイロット信号に生成された複素平面波を乗算し、乗算値を第ｍ送信アンテナから送信する第ｍパイロット信号とする。

但し、ｍが２以上Ｍ以下である場合にｎ_s及びｋ_sは（ｍ−１）ｎ_s及び（ｍ−１）ｋ_sがＭの整数倍にならない０以外の整数である。
また、（式３１）の右辺は左辺をｎ＝（１／Ｔｓ）ｔ、ｋ＝Ｔｕｆの関係を用いて書き替えたものである。
なお、上記の（式３１）はＭ分割した格子上に第１パイロット信号をシフトすることを意味する。また、ｎ_s及びｋ_sは（ｍ−１）ｎ_s及び（ｍ−１）ｋ_sがＭの整数倍にならない０以外の整数であるという条件は、各パイロット信号の応答に関係する格子が互いに重ならないための条件である。

受信装置は、受信アンテナによって受信されたパイロット信号を正規のパイロット信号で除算する。これによって、各送信アンテナから当該受信アンテナに至る伝送路の伝送路応答が混合した伝送路応答（混合伝送路応答）が得られる。第１送信アンテナに対応する補間部は混合伝送路応答から低域通過フィルタを用いて全セルに対する第１送信アンテナに係る伝送路応答を推定する。ｍが２以上Ｍ以下である第ｍ送信アンテナの夫々について、受信装置内の複素平面波生成部は下記の（式３２）の左辺で表される複素平面波を生成し、乗算部は混合伝送路応答に生成された複素平面波を乗算し、補間部は乗算部による乗算値から低域通過フィルタを用いて全セルに対する第ｍ送信アンテナに係る伝送路応答を推定する。

但し、（式３２）の右辺は左辺をｎ＝（１／Ｔｓ）ｔ、ｋ＝Ｔｕｆの関係を用いて書き替えたものである。
（６）上記の実施の形態などでは、信号（ＳＰ信号、受信されたＳＰ信号を正規のＳＰ信号で除算した除算値）の位相のシフトを、複素平面波の生成、当該信号に生成した複素平面波の乗算により実現しているが、これに限られるものではなく、例えば、次のようなものであってもよい。

（６−Ａ）送信アンテナ数をＭ（Ｍは２以上の整数）とし、第ｍ（ｍは１以上Ｍ以下の整数）送信アンテナから送信される第ｍパイロット信号の信号配置が上記の（式２２）で与えられる一般化した信号配置をしているとする。
送信装置内のパイロット信号生成部は、基準のパイロット信号を生成し、生成した基準のパイロット信号を第１送信アンテナから送信する第１パイロット信号とする。また、ｍが２以上Ｍ（Ｍは２以上の整数）以下である第ｍ送信アンテナの夫々について、送信装置内の位相生成部は上述した送信装置内の複素平面波生成部が生成する何れかの複素平面波の位相を生成し、位相回転部は基準のパイロット信号の位相を位相生成部によって生成された位相分回転し、位相回転処理が施された基準のパイロット信号を第ｍ送信アンテナから送信する第ｍパイロット信号とする。なお、位相回転には例えば既知のＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを適用することができる。

受信装置は、受信アンテナによって受信されたパイロット信号を正規のパイロット信号で除算する。これによって、各送信アンテナから当該受信アンテナに至る伝送路の伝送路応答が混合した伝送路応答（混合伝送路応答）が得られる。第１送信アンテナに対応する補間部は混合伝送路応答から低域通過フィルタを用いて全セルに対する第１送信アンテナに係る伝送路応答を推定する。ｍが２以上Ｍ以下である第ｍ送信アンテナの夫々について、受信装置内の位相生成部は送信装置内の位相生成部が生成する位相に対応する上述した受信装置内の複素平面波生成部が生成する何れかの複素平面波の位相を生成し、位相回転部は混合伝送路応答の位相を位相生成部によって生成された位相分回転し、補間部は位相回転処理が施された混合伝送路応答から低域通過フィルタを用いて全セルに対する第ｍ送信アンテナに係る伝送路応答を推定する。なお、位相回転には例えば既知のＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを適用することができる。

なお、送信装置において複素平面波生成部及び乗算部が位相生成部及び位相回転部に置き換わり、受信装置において複素平面波生成部及び乗算部が位相生成部及び位相回転部に置き換わっている。
（６−Ｂ）送信装置内のパイロット信号生成部は、基準のパイロット信号を生成し、生成した基準のパイロット信号を第１送信アンテナから送信するパイロット信号とする。そして、送信装置が複素平面波生成部及び乗算部の代わりに備える極性反転部は、同一シンボルにおいて基準のパイロット信号の極性の反転及び非反転を繰り返すことによって第２送信アンテナから送信するパイロット信号を生成する。

（７）上記の実施の形態などでは、第１送信アンテナ以外の送信アンテナから送信されるＳＰ信号又はパイロット信号の生成を複素平面波の乗算処理、位相回転処理、極性の反転処理によって行っているが、これに限られるものではなく、例えば、次のようなものであればよい。
送信アンテナ数をＭ（Ｍは２以上の整数）とし、第ｍ（ｍは１以上Ｍ以下の整数）送信アンテナから送信される第ｍパイロット信号の信号配置が上記の（式２２）で与えられる一般化した信号配置をしているとする。

ｍが１以上Ｍ以下である第ｍ送信アンテナから送信される第ｍパイロット信号と基準のパイロット信号との位相差が下記の（式３３）で表される値となるように当該第ｍパイロット信号を生成することができる手段であればよい。

但し、ｍが２以上Ｍ以下である場合にｎ_s及びｋ_sは（ｍ−１）ｎ_s及び（ｍ−１）ｋ_sがＭの整数倍にならない０以外の整数である。
（８）上記において、送信装置が備えるＭ（Ｍは２以上の整数）本の送信アンテナとは使用できる送信アンテナの最大数であり、実際に使用される送信アンテナの数はＭ以下である。

（９）上記の各実施の形態では、受信装置は、除算部５３，６３、乗算部５６，６６、補間部５７，６４内の低域通過フィルタの順番で処理が実行されるようになっているが、これに限られるものではなく、例えば、除算部５３，６３、低域通過フィルタの代わりの高帯域通過フィルタ、乗算部５６，６６の順番で処理が実行されるようになっていてもよい。

（１０）上記の各実施の形態で説明したＳＰ信号の送信方法、及び従来例のＳＰ信号の送信方法を切り替えて実行する構成を送信装置に組み込んでもよい。
上記の各実施の形態で説明したＳＰ信号の送信方法を選択して実行する例としては、例えば、有効シンボル期間に対して長いガードインターバル期間（例えば、Ｔｕ／４等）を選択し、且つ、伝送路のインパルス応答がそのガードインターバル期間と同程度の遅延広がりを持つ場合、或いは、インパルス応答の遅延広がりが小さく、且つ、伝送路の時間変動に対する追従特性を高める場合が挙げられる。

これに対して、従来例のＳＰ信号の送信方法を選択して実行する例としては、例えば、有効シンボル期間に対して短いガードインターバル期間を選択する場合、或いは、インパルス応答の遅延広がり及び伝送路の時間変動がともに大きくない場合が挙げられる。
なお、送信装置は複素平面波の種類を示す情報をＤＶＢ−Ｔ方式におけるＴＰＣ或いはＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるＴＭＣＣなどの制御情報に含めて送信することによって、受信装置は制御情報を元に送信装置において使用された複素平面波に対応した複素平面波を用いた適切な処理を行うことができる。

なお、送信装置と受信装置とが１対１通信を行う通信形態の場合、受信装置は伝送路のインパルス応答と時間変動とを観測して何れの送信方法が適切かを判定し、判定結果を送信装置に通知する。そして、送信装置は受信装置から受信する判定結果に基づいてＳＰ信号の送信方法を切り替えるようにしてもよい。
（１１）上記の実施の形態ではＭＩＭＯ伝送システムを例に挙げて説明したが、本発明は２本以上の送信アンテナと２本以上の受信装置を持つＭＩＭＯ伝送システム及びＭＩＳＯ（Multiple Input Single Output）伝送システムに対しても適用可能である。

また、本発明はＭＩＭＯ伝送システムを空間多重伝送システムとして使用する場合を例に挙げて説明したが、本発明は例えばＳＴＣ（Space Time Coding）、ＳＴＢＣ（Space Time BlockCoding）、ＳＦＢＣ（Space Frequency Block Coding）等の技術を用いた送信ダイバーシティシステムに対しても適用可能である。
（１２）上記の実施の形態の送信装置及び受信装置の夫々は、典型的には集積回路であるＬＳＩ(LargeScale Integration)として実現されてよい。各回路を個別に１チップとしてもよいし、全ての回路又は一部の回路を含むように１チップ化されてもよい。

ここでは、ＬＳＩとして記載したが、集積度の違いにより、ＩＣ(Integrated Circuit)、システムＬＳＩ、スーパＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後にプログラム化することが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。

本発明は、伝送パラメータ情報を伝送するデジタル放送方式に利用することができるとともに、携帯電話機、無線ＬＡＮ、電力線通信、ｘＤＳＬなどのデジタル通信などに利用することができる。

１０ 送信装置
１１ 第１送信アンテナ
１２ 第２送信アンテナ
１３ ＳＰ信号生成部
１４ 複素平面波生成部
１５ 乗算部
３０ 受信装置
３１ 第１受信アンテナ
３２ 第２受信アンテナ
３５，３８ チャネル分離推定部
５１，６１ ＳＰ信号抽出部
５２ ＳＰ信号生成部
５３，６３ 除算部
５４，５７，６４，６７ 補間部
５５ 複素平面波生成部
５６，６６ 乗算部

Claims (9)

1. 第１から第Ｍ（Ｍは２以上の整数）の送信アンテナを備え、複数のキャリアをシンボル期間毎に変調して得られるＯＦＤＭ信号を送信する送信装置において、
   前記ＯＦＤＭ信号は、キャリア−シンボル平面上に分散的に配置されたパイロット信号を含み、
   キャリア−シンボル平面において、キャリア番号をｋ、シンボル番号をｎ、同一シンボル上でのパイロット信号の間隔をΔｋ、同一キャリア上でのパイロット信号の間隔をΔｎ、ｐを０以上の整数とし、
   ｎ_s及びｋ_sは０以外の整数、ｍは１以上Ｍ以下の整数とし、
   前記ｍが２以上Ｍ以下の場合に、（ｍ−１）ｎ_s及び（ｍ−１）ｋ_sがＭの整数倍にならないとし、
   シンボル番号ｎのシンボルにおいてパイロット信号を伝送するキャリアのキャリア番号ｋ_P（ｎ）は、（式１）を満たし、
   

   

   第ｍ（ｍは１以上Ｍ以下の整数）の送信アンテナに対応する第ｍのパイロット信号の位相と基準のパイロット信号との位相の差が（式２）で表される値となるように当該第ｍのパイロット信号を生成する生成部と、
   

   

   前記生成部により生成される前記第ｍのパイロット信号を含むＯＦＤＭ信号を前記第ｍの送信アンテナから送信する送信部と、
   を備える送信装置。
2. 前記生成部は、
   前記基準のパイロット信号を生成し、当該基準のパイロット信号を前記第１のパイロット信号とする基準信号生成部と、
   ｍが２以上Ｍ以下である前記第ｍのパイロット信号を、前記基準のパイロット信号にキャリア−シンボル平面上において（式３）で表される複素平面波を乗算することによって生成する乗算部と、
   

   

   を備える請求項１記載の送信装置。
3. 前記生成部は、
   前記基準のパイロット信号を生成し、当該基準のパイロット信号を前記第１のパイロット信号とする基準信号生成部と、
   ｍが２以上Ｍ以下である前記第ｍのパイロット信号を、前記基準のパイロット信号を前記（式２）で表される値分位相回転することによって生成する位相回転部と、
   を備える請求項１記載の送信装置。
4. 前記Ｍは２であり、
   前記生成部は、
   前記基準のパイロット信号を生成し、当該基準のパイロット信号を前記第１のパイロット信号とする基準信号生成部と、
   前記第２のパイロット信号を、前記基準のパイロット信号の極性を同一のシンボル上においてキャリア方向に非反転及び反転を交互に繰り返すことによって生成する極性反転部と、
   を備える請求項１記載の送信装置。
5. 前記Ｍは２、前記Δｎは４、前記Δｋは１２、前記ｎ_sは１、前記ｋ_sは１である
   請求項１記載の送信装置。
6. 前記Ｍは２、前記Δｎは４、前記Δｋは１２、前記ｎ_sは１、前記ｋ_sは−３である
   請求項１記載の送信装置。
7. 第１から第Ｍ（Ｍは２以上の整数）の送信アンテナを備える送信装置から複数のキャリアをシンボル期間毎に変調して得られるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、
   前記ＯＦＤＭ信号は、キャリア−シンボル平面上に分散的に配置されたパイロット信号を含み、
   キャリア−シンボル平面において、キャリア番号をｋ、シンボル番号をｎ、同一シンボル上でのパイロット信号の間隔をΔｋ、同一キャリア上でのパイロット信号の間隔をΔｎ、ｐを０以上の整数とし、
   ｎ_s及びｋ_sは０以外の整数、ｍは１以上Ｍ以下の整数とし、
   前記ｍが２以上Ｍ以下の場合に、（ｍ−１）ｎ_s及び（ｍ−１）ｋ_sがＭの整数倍にならないとし、
   シンボル番号ｎのシンボルにおいてパイロット信号を伝送するキャリアのキャリア番号ｋ_P（ｎ）は、（式４）を満たし、
   

   

   第ｍ（ｍは１以上Ｍ以下の整数）の送信アンテナから送信される第ｍのパイロット信号と基準のパイロット信号とは（式５）で表される値の位相差を有し、
   

   

   前記送信装置からＯＦＤＭ信号を受信する受信アンテナと、
   前記受信アンテナにより受信されるＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号と前記（式５）とに基づいて、前記第１から前記第Ｍの送信アンテナから前記受信アンテナに至る第１から第Ｍの伝送路に関する伝送路応答を推定する応答推定部と、
   前記受信アンテナにより受信されるＯＦＤＭ信号と前記応答推定部により推定される前記第１から前記第Ｍの伝送路に関する伝送路応答とに基づいて前記第１から前記第Ｍの送信アンテナから送信される第１から第ＭのＯＦＤＭ信号に対応する第１から第Ｍの送信信号を推定する信号推定部と、
   を備える受信装置。
8. 前記応答推定部は、
   前記受信アンテナにより受信されるＯＦＤＭ信号からパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号を前記基準のパイロット信号で除算し、除算結果に基づいて前記第１の伝送路に関する伝送路応答の推定を行い、
   前記除算結果と前記（式５）とに基づいてｍが２以上Ｍ以下である前記第ｍの伝送路に関する伝送路応答の推定を行う
   請求項７記載の受信装置。
9. 第１から第Ｍ（Ｍは２以上の整数）の送信アンテナを備える送信装置から複数のキャリアをシンボル期間毎に変調して得られるＯＦＤＭ信号を伝送するＯＦＤＭ伝送方法であって、
   前記ＯＦＤＭ信号は、キャリア−シンボル平面上に分散的に配置されたパイロット信号を含み、
   キャリア−シンボル平面において、キャリア番号をｋ、シンボル番号をｎ、同一シンボル上でのパイロット信号の間隔をΔｋ、同一キャリア上でのパイロット信号の間隔をΔｎ、ｐを０以上の整数とし、
   ｎ_s及びｋ_sは０以外の整数、ｍは１以上Ｍ以下の整数とし、
   前記ｍが２以上Ｍ以下の場合に、（ｍ−１）ｎ_s及び（ｍ−１）ｋ_sがＭの整数倍にならないとし、
   シンボル番号ｎのシンボルにおいてパイロット信号を伝送するキャリアのキャリア番号ｋ_P（ｎ）は、（式６）を満たし、
   

   

   第ｍ（ｍは１以上Ｍ以下の整数）の送信アンテナに対応する第ｍのパイロット信号の位相と基準のパイロット信号との位相の差が（式７）で表される値となるように当該第ｍのパイロット信号を生成する生成ステップと、
   

   

   前記生成ステップにおいて生成される前記第ｍのパイロット信号を含むＯＦＤＭ信号を前記第ｍの送信アンテナから送信する送信ステップと、
   を有するＯＦＤＭ伝送方法。

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