CN101689912A - 发送装置、接收装置及ofdm传输方法 - Google Patents

Abstract

使从第1发送天线(11)发送的SP信号的信号配置和从第2发送天线(12)发送的SP信号的信号配置相同。并且，从第2发送天线(12)发送的SP信号在同一码元中相对于从第1发送天线(11)发送的SP信号，其极性交替地反复进行不反转和反转。而且，在码元序号增加1而且载波序号增加3的方向上，生成从第2发送天线(12)发送的SP信号，以使其极性相对于从第1发送天线(11)发送的SP信号全部不反转或全部反转。

Description

发送装置、接收装置及OFDM传输方法

技术领域

本发明涉及在载波一码元平面上分散配置导频信号，使用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：正交频分复用)传输数据的技术。

背景技术

OFDM传输方式是调制通过将要传输的数字数据互相正交的多个载波，并复用它们的调制波进行传输的方式，该方式具有下述特征，在增多使用的载波的数量时，与相同传输速率的单载波方式相比，码元时间变长，所以不易受到多总线传播的影响。并且，通过在码元之间设计被称为保护期间的冗长期间，能够防止起因于多总线传播的码元间干扰。

但是，在多总线传输路径中，由于各个载波受到振幅和相位的变化，所以接收装置需要补偿(均衡)该振幅和相位的变化。为此，使用OFDM信号中包含的一部分小区(利用码元序号和载波序号特定的OFDM信号的传输单位)传输导频信号(在接收装置中已知振幅和相位的信号)，接收装置使用该导频信号来推测传输路径的传递特性，并使用该推测到的传输路径的传递特性来均衡接收信号，这种方法被广泛采用。

例如，在欧洲的地面数字视频播放方式即DVB-T(Digital VideoBroadcasting Terrestrial)方式、和日本的ISDB-T(Integrated ServicesDigital Broadcasting Terrestrial：综合服务数字播放)方式中，如图17所示，被称为SP(Scattered Pilot：分散导频)的导频信号被分散配置在载波-码元平面上(以下称为“k-n平面”)(参照非专利文献1、非专利文献2)。其中，在表示SP信号的信号配置的各个附图中，纵轴是时间轴，n表示码元序号，横轴是频率轴，k表示载波序号。并且，圆圈表示传输SP信号的小区，黑点表示传输数据的小区。此处所说的数据不限于与影像信息和语音信息相关的数据，也包括DVB-T方式中的TPS(TransmissionParameter Signaling：传输参数信令)、和ISDB-T方式中的TMCC(Transmission Multiplexing Configuration Control：传输复用配置控制)等的控制信息等。另外，在表示k-n平面上的SP信号的信号配置的各个附图中，使码元序号从0开始，使载波序号从1开始。

在把有效码元期间设为Tu、把保护间隔期间设为Tg、把码元期间设为Ts(＝Tu+Tg)时，在相同载波中沿时间轴方向邻接的小区的间隔为Ts，在相同码元中沿频率轴方向邻接的小区的间隔为1/Tu。

在图17中，SP信号以12载波间隔被配置在各个码元中，并以4码元间隔被配置在各个载波中，相对每个码元各移动3载波。即，如果把在码元序号为n的码元中传输SP信号的小区的载波序号设为k_SP(n)，则载波序号k_SP(n)满足下述的(式1)。其中，在(式1)中，mod表示剩余运算，p表示0以上的整数。

[式1]

k_sp(n)＝3×(n mod4)+12×p    …(式1)

SP信号根据虚拟随机编码序列w_k被调制，其振幅和相位不依赖于码元序号n，只根据配置有该SP信号的小区的载波序号k确定。

下面，使用图18说明在接收装置中进行的使用SP信号的信道推测及均衡的原理。图18是接收装置的装置结构图。

在接收装置100中，通过未图示的接收天线接收到的接收信号，在通过未图示的调谐器等实施预定的处理后，被输入傅立叶转换部101。傅立叶转换部101从所输入的接收信号中切取有效码元期间Tu的信号，并对切取到的信号实施傅立叶转换，由此转换为接收信号Y’(n，k)，将接收信号Y’(n，k)输出给除法部106和SP信号提取部102。SP信号提取部102从接收信号Y’(n，k)中提取接收SP信号Y’(n，k_SP(n))，将提取到的接收SP信号Y’(n，k_SP(n))输出给除法部104。

SP信号生成部103生成正规的SP信号(由发送装置生成的SP信号)Y(n，k_SP(n))，将SP信号Y(n，k_SP(n))输出给除法部104。除法部104将接收SP信号Y’(n，k_SP(n))除以SP信号Y(n，k_SP(n))，将相除值作为传输路径应答H’(n，k_SP(n))输出给插补部105。插补部105在k-n平面上对传输路径应答H’(n，k_SP(n))进行插补，由此推测针对全部小区的传输路径应答H’(n，k)，将推测到的传输路径应答H’(n，k)输出给除法部106。

除法部106将接收信号Y’(n，k)除以传输路径应答H’(n，k)，由此推测发送信号X’(n，k)，并输出推测到的发送信号X’(n，k)。

由此，对发送信号在多总线传输路径中受到的振幅和相位的变化，能够使用SP信号进行补偿(例如，参照专利文献1)。

另一方面，还公开了对发送接收双方使用多个天线进行快速、大容量的数据传输的MIMO(Multiple Input Multiple Output：多入多出)技术，适用于DVB-T等使用SP信号的地面数字播放的技术(例如，参照非专利文献3)。

首先，使用图19说明发送装置和接收装置双方使用两个天线的MIMO传输系统的概况。图19是MIMO传输系统的系统结构图。

发送装置200使用码元序号n而且载波序号k的小区，从第1发送天线201发送对第1发送信号Xc1(n，k)进行逆傅立叶转换后的第1发送信号，同时从第2发送天线202发送对第2发送信号Xc2(n，k)进行逆傅立叶转换后的第2发送信号。

接收装置300接收经由传输路径Pc11到达接收天线301的第1发送信号、和经由传输路径Pc12到达接收天线301的第2发送信号，作为第1接收信号，对第1接收信号进行傅立叶转换，得到第1接收信号Yc’1(n，k)。并且，接收装置300接收经由传输路径Pc21到达接收天线302的第1发送信号、和经由传输路径Pc22到达接收天线302的第2发送信号，作为第2接收信号，对第2接收信号进行傅立叶转换，得到第2接收信号Yc’2(n，k)。接收装置300对第1接收信号Yc’1(n，k)和第2接收信号Yc’2(n，k)进行预定的处理，并输出第1发送信号Xc’1(n，k)和第2发送信号Xc’2(n，k)。

在此，把针对传输路径Pc11、Pc12、Pc21、Pc22中的码元序号n而且载波序号k的小区的传输路径应答设为Hc11(n，k)、Hc12(n，k)、Hc21(n，k)、Hc22(n，k)，把第1接收信号Yc’1(n，k)和第2接收信号Yc’2(n，k)中包含的杂音功率设为Nc1(n，k)和Nc2(n，k)，第1接收信号Yc’1(n，k)和第2接收信号Yc’2(n，k)利用下述的(式2)表示。其中，在(式2)中，[]表示矩阵。

[式2]

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Yc}}^{\′}1(n,k)\\ {\mathrm{Yc}}^{\′}2(n,k)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Hcll}(n,k)& \mathrm{Hc}12(n,k)\\ \mathrm{Hc}21(n,k)& \mathrm{Hc}22(n,k)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Xc}1(n,k)\\ \mathrm{Xc}2(n,k)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\mathrm{Nc}1(n,k)\\ \mathrm{Nc}2(n,k)\end{array}\right]$ …(式2)

即，当在接收装置300中能够推测传输路径Pc11、Pc12、Pc21、Pc22的传输路径应答的情况下，把推测到的传输路径应答分别设为Hc’11(n，k)、Hc’12(n，k)、Hc’21(n，k)、Hc’22(n，k)，则接收装置300能够根据下述的(式3)，将第1发送信号Xc’1(n，k)和第2发送信号Xc’2(n，k)分离并均衡。其中，在(式3)中，[]表示矩阵，[]^-1表示[]的逆矩阵。

[式3]

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Xc}}^{\′}1(n,k)\\ {\mathrm{Xc}}^{\′}2(n,k)\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{Hc}}^{\′}11(n,k)& {\mathrm{Hc}}^{\′}12(n,k)\\ {\mathrm{Hc}}^{\′}21(n,k)& {\mathrm{Hc}}^{\′}22(n,k)\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Yc}}^{\′}1(n,k)\\ {\mathrm{Yc}}^{\′}2(n,k)\end{array}\right]$ …(式3)

在非专利文献3中记载了以下内容，从第1发送天线发送图17所示的信号配置的SP信号，从第2发送天线发送图20所示的信号配置的SP信号，以便分离并推测从两个发送天线到接收天线的两个传输路径的传输路径应答。其中，在图20中，+符号表示从第2发送天线发送的SP信号相对于从第1发送天线发送的SP信号，其极性没有反转，-符号表示从第2发送天线发送的SP信号相对于从第1发送天线发送的SP信号，其极性反转。

从第2发送天线发送的SP信号相对于从第1发送天线发送的SP信号，在码元序号为偶数的码元中极性没有反转，在码元序号为奇数的码元中极性反转。

接收装置在码元序号n为偶数的码元中，估测从第1发送天线到接收天线的传输路径的传输路径应答(以下称为“第1传输路径应答”)、与从第2发送天线到接收天线的传输路径的传输路径应答(以下称为“第2传输路径应答”)之和的成分，在码元序号n为奇数的码元中，估测第1传输路径应答与第2传输路径应答之差的成分。由此，接收装置通过将之和的成分与之差的成分相加，来分离并推测第1传输路径应答，通过从之和的成分中减去之差的成分，来分离并推测第2传输路径应答。

非专利文献1：European Telecommunications Standards Institutes，“Digital Video Broadcasting(DVB)；Framing tructure，Channel codingand modulation for digital terrestrial television”，ETSI EN 300 744

非专利文献2：社团法人电波产业会，“地面数字视频播放的传输方式”，ARIB STD-B31

非专利文献3：J.D.Mitchell，P.N.Moss，M.J.Thorp，“A DUALPOLARIZATION MIMO BROADCAST TV SYSTEM”，BBC Research White Paper WHP144

专利文献1：日本专利第2772286号公报

在此，在使用DVB-T方式和ISDB-T方式所采用的、图17所示的信号配置的SP信号的情况下，研究能够推测的传输路径应答的范围。

图21是表示按照图17所示的k-n平面上的信号配置发送的SP信号在延迟时间-多普勒频率平面(以下称为“τ-f_D平面”)上的应答的示意图，相当于按照图17所示的k-n平面上的信号配置发送的SP信号的二维傅立叶转换对。其中，在表示SP信号的应答的各个附图中、和用于说明能够推测的传输路径应答的范围各个附图中，横轴为延迟时间轴(以下称为“τ轴”)，并对应于传输路径的脉冲应答的延迟时间(τ)，纵轴为多普勒频率轴(以下称为“f_D轴”)，并对应于传输路径的多普勒波谱的多普勒频率(f_D)。并且，黑点表示在τ-f_D平面上的SP信号的应答。

如图21所示，τ-f_D平面上的SP信号的应答在τ轴方向上的最小间隔为Tu/12，这对应于在k-n平面上的同一码元内每12载波配置一个SP信号，换言之，对应于在k轴方向上的取样间隔为Tu/12。并且，τ-f_D平面上的SP信号的应答在f_D轴方向上的最小间隔为1/(4Ts)，这对应于在k-n平面上的同一载波内每4码元配置一个SP信号，换言之，对应于在n轴方向上的取样间隔为4Ts。并且，τ-f_D平面上的同一多普勒频率中的SP信号的应答在τ轴方向上的间隔为Tu/3，这对应于k-n平面上的SP信号在k轴方向上的最小间隔为3载波。并且，τ-f_D平面上的同一延迟时间中的SP信号的应答在f_D轴方向上的间隔为1/Ts，这对应于k-n平面上的SP信号在n轴方向上的最小间隔为1码元。

在传输路径的脉冲应答具有延迟扩散的情况下，该应答相对于SP信号的应答在τ轴方向扩散，在传输路径的多普勒波谱具有频率扩散的情况下，该波谱相对于SP信号的应答在f_D轴方向扩散。

图22表示当在k-n平面上对作用于SP信号的传输路径应答H’(n，k_SP(n))沿n轴方向进行插补后、沿k轴方向进行插补的情况下，能够进行插补而且不产生折返畸变的τ-f_D平面上的区域。其中，在图22中，黑点表示在τ-f_D平面上的SP信号的应答。并且，矩形表示从发送天线到接收天线的传输路径的传输路径应答。

根据图22可知，沿τ轴方向宽度Tu/3、沿f_D轴方向宽度1/(4Ts)的矩形区域，是能够对传输路径应答进行插补而且不产生折返畸变的区域(以下称为“能够插补区域”)。在DVB-T方式和ISDB-T方式中，最长的保护间隔期间是Tu/4。在保护间隔期间是Tu/4的情况下，如果传输路径的脉冲应答的扩散为Tu/4以下，则能够将码元间干扰控制在保护间隔期间内，所以不会对接收质量造成不良影响。把上述的能够插补区域的τ轴方向的宽度设为Tu/3，这是因为考虑到针对在插补时使用的实用滤波器的富余量，使能够在不产生码元间干扰的范围内准确推测传输路径应答。

这样，在传输方式的设计中，保护间隔期间与SP信号的配置具有密切的关系。即，存在下述的权衡关系，为了不破坏通过设计保护间隔期间得到的多总线延迟耐性，需要使k-n平面上的SP信号在k轴方向的最小间隔小于预定的间隔，但从传输效率的角度考虑，优选将不传输有效信息的SP信号的密度抑制得尽可能低。

并且，图23表示当在k-n平面上对作用于SP信号的传输路径应答H’(n，k_SP(n))不沿n轴方向进行插补、而只沿k轴方向进行插补的情况下，能够进行插补而且不产生折返畸变的τ-f_D平面上的区域。其中，在图23中，黑点表示在τ-f_D平面上的SP信号的应答。并且，矩形表示从发送天线到接收天线的传输路径的传输路径应答。

根据图23可知，沿τ轴方向宽度Tu/12、沿f_D轴方向宽度1/Ts的矩形区域，是能够对传输路径应答进行插补而且不产生折返畸变的区域(能够插补区域)。

下面，在使用非专利文献3公开的MIMO传输系统用的SP信号的情况下，研究能够推测的传输路径应答的范围。

上述从第1发送天线发送的SP信号的极性的不反转和反转处理，与将从第1发送天线发送的SP信号乘以复平面波的运算等效，该复平面波利用在k-n平面上具有与k轴平行的等相位线，并且n轴方向的周期为2n的下述(式4)中的左边表示。

[式4]

$\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{1}{2}n\right)=\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{1}{2\mathrm{Ts}}t\right)$ …(式4)

其中，在(式4)中，右边是使用关系n＝(1/Ts)t改写左边得到的。

因此，可以认为在τ-f_D平面上的从第2发送天线发送的SP信号的应答，是使从第1发送天线发送的SP信号的应答沿f_D轴方向只移动1/(2Ts)得到的。

考虑到上述内容，如果将从第1发送天线发送的SP信号的应答和从第2发送天线发送的SP信号的应答表述在同一τ-f_D平面上，则两者的SP信号的应答如图24所示。其中，黑点表示从第1发送天线发送的SP信号的应答，×符号表示从第2发送天线发送的SP信号的应答。

另外，图20所示的从第1发送天线发送的SP信号的极性的反转和不反转处理，可以解释为与将从第1发送天线发送的SP信号乘以复平面波的运算等效，该复平面波沿频率方向进行每3载波的极性反转，换言之，利用在k-n平面上具有与n轴平行的等相位线，并且k轴方向的周期为6k的下述(式5)中的左边表示。

[式5]

$\exp (-j2\mathrm{\π}\frac{1}{6}k)=\exp (-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{Tu}}{6}f)$ …(式5)

其中，在(式5)中，右边是使用关系k＝Tuf改写左边得到的。另外，在(式5)中，相位项带有负号是因为τ轴的正方向的延迟对应于与频率f成比例的负方向的相位旋转exp(-j2πfτ)。

在进行上述解释的情况下，可以认为在τ-f_D平面上的从第2发送天线发送的SP信号的应答，是使从第1发送天线发送的SP信号的应答沿τ轴方向只移动Tu/6得到的。根据图24可知，这与沿f_D轴方向只移动1/(2Ts)等效。

在接收装置中，将接收到的SP信号(混合了从第1发送天线发送的SP信号和从第2发送天线发送的SP信号的SP信号)除以正规的SP信号，由此能够获得混合了从第1发送天线到接收天线的传输路径的传输路径应答(第1传输路径应答)和从第2发送天线到接收天线的传输路径的传输路径应答(第2传输路径应答)的传输路径应答。

但是，第1传输路径应答具有以图24中的黑点为基点的、对应脉冲应答和多普勒波谱的扩散，第2传输路径应答具有以图24中的×符号为基点的、对应脉冲应答和多普勒波谱的扩展(spreading)。

图25表示当在k-n平面上对作用于SP信号的传输路径应答沿n轴方向进行插补后、沿k轴方向进行插补的情况下，能够对第1传输路径应答和第2传输路径应答分别进行插补并且不产生各自的折返畸变、而且能够将它们分离并使它们互相不产生交调失真的、τ-f_D平面上的区域。其中，在图25中，黑点表示从第1发送天线发送的SP信号的应答，×符号表示从第2发送天线发送的SP信号的应答。另外，实线矩形表示第1传输路径应答，虚线矩形表示第2传输路径应答。

根据图25可知，沿τ轴方向宽度Tu/6、沿f_D轴方向宽度1/(4Ts)的矩形区域，是能够对第1传输路径应答和第2传输路径应答分别进行插补并且不产生各自的折返畸变、而且能够将它们分离并使它们互相不产生交调失真的区域(以下称为“能够插补分离区域”)。

并且，图26表示当在k-n平面上对作用于SP信号的传输路径应答不沿n轴方向进行插补、而只沿k轴方向进行插补的情况下，能够对第1传输路径应答和第2传输路径应答分别进行插补并且不产生各自的折返畸变、而且能够将它们分离并使它们互相不产生交调失真的、τ-f_D平面上的区域。其中，在图26中，黑点表示从第1发送天线发送的SP信号的应答，×符号表示从第2发送天线发送的SP信号的应答。另外，实线矩形表示第1传输路径应答，虚线矩形表示第2传输路径应答。

根据图26可知，沿τ轴方向宽度Tu/12、沿f_D轴方向宽度1/(2Ts)的矩形区域，是能够对第1传输路径应答和第2传输路径应答分别进行插补并且不产生各自的折返畸变、而且能够将它们分离并使它们互相不产生交调失真的区域(能够插补分离区域)。

比较图22中的能够插补区域和图25中的能够插补分离区域，后者的能够插补分离区域的τ轴方向的宽度是前者的能够插补区域的τ轴方向的宽度Tu/3的一半，即Tu/6。优选能够准确推测第1传输路径应答和第2传输路径应答的τ轴方向的宽度，不会破坏通过设计保护间隔期间而得到的多总线延迟耐性。但是，在非专利文献3记载的SP信号的发送方法中，即使忽视针对在插补和分离时使用的实用滤波器的富余量，在保护间隔期间超过Tu/6的情况下、例如保护间隔期间为Tu/4的情况下，存在第1传输路径应答和第2传输路径应答的推测将破坏通过设计保护间隔期间而得到的多总线延迟耐性的问题。

另外，比较图23中的能够插补区域和图26中的能够插补分离区域，后者的能够插补分离区域的f_D轴方向的宽度是前者的能够插补区域的f_D轴方向的宽度1/Ts的一半，即1/(2Ts)。这样，在非专利文献3记载的SP信号的发送方法中，存在将破坏针对传输路径随时间而变动的跟踪特性的问题。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种发送装置、接收装置及OFDM传输方法，在从多个发送天线发送多个导频信号的情况下，与从一个发送天线发送导频信号的情况时相同，能够推测具有延迟扩散的传输路径应答，或者能够获得针对传输路径随时间而变动的相同跟踪特性。

为了达到上述目的，本发明的一个方式的发送装置具有第1～第M(M为2以上的整数)发送天线，发送在每个码元期间对多个载波进行调制得到的OFDM信号，所述OFDM信号包括在载波-码元平面上分散配置的导频信号，在载波-码元平面上，把载波序号设为k，把码元序号设为n，把同一码元中的导频信号的间隔设为Δk，把同一载波中的导频信号的间隔设为Δn，把p设为0以上的整数，n_s和k_s是除0之外的整数，m是1以上M以下的整数，在所述m为2以上M以下的情况下，使(m-1)n_s和(m-1)k_s不会成为M的整数倍，在码元序号n的码元中传输导频信号的载波的载波序号k_P(n)满足(式6)，

[式6]

$k_p\left(n\right)=\frac{\mathrm{\Δk}}{\mathrm{\Δn}}\×\left(n\mathrm{mod}\mathrm{\Δn}\right)+\mathrm{\Δk}\×p$ …(式6)

所述发送装置具有：

生成部，其生成第m导频信号，以使对应第m(m是1以上M以下的整数)发送天线的该第m导频信号的相位与基准导频信号的相位之差，成为利用(式7)表示的值，

[式7]

$j2\mathrm{\π}[\frac{(m-1)n_s}{\mathrm{M\Δn}}n-\frac{(m-1)k_s}{\mathrm{M\Δk}}k]$ …(式7)

发送部，从所述第m发送天线发送包括由所述生成部生成的所述第m导频信号的OFDM信号。

根据上述方式，在τ-f_D平面上，在同一多普勒频率中只存在从第1～第m发送天线中的任一个发送天线发送的导频信号的应答，在同一延迟时间中只存在从第1～第m发送天线中的任一个发送天线发送的导频信号的应答。因此，在从第1～第m发送天线中的各个发送天线发送导频信号的情况下，与从一个发送天线发送导频信号的情况时相同，能够推测具有延迟扩散的传输路径应答，或者能够获得针对传输路径随时间而变动的相同跟踪特性。

附图说明

图1是第1实施方式的MIMO传输系统的系统结构图。

图2是表示从图1中的第2发送天线12发送的SP信号的信号配置和极性反转的状态的示意图。

图3是表示从图1中的第1发送天线11和第2发送天线12发送的各个SP信号在τ-f_D平面上的应答的示意图。

图4是表示在使用图17和图2所示的各个SP信号的情况下，能够进行传输路径应答的分离和推测的区域的示意图。

图5是表示在使用图17和图2所示的各个SP信号的情况下，能够进行传输路径应答的分离和推测的区域的其他示意图。

图6是图1中的发送装置10的装置结构图。

图7是图1中的接收装置30的装置结构图。

图8是图7中的信道分离推测部35、39的结构图。

图9是表示从第2实施方式的第2发送天线12发送的SP信号的信号配置和极性反转的状态的示意图。

图10是表示从第2实施方式的第1发送天线11和第2发送天线12发送的各个SP信号在τ-f_D平面上的应答的示意图。

图11是表示在使用图17和图9所示的各个SP信号的情况下，能够进行传输路径应答的分离和推测的区域的示意图。

图12是表示在使用图17和图9所示的各个SP信号的情况下，能够进行传输路径应答的分离和推测的区域的其他示意图。

图13是第2实施方式的发送装置10a的装置结构图。

图14是第2实施方式的接收装置30a的装置结构图。

图15是图14中的信道分离推测部35a、39a的结构图。

图16是说明第1和第2实施方式的复平面波的广义化的图。

图17是表示DVB-T方式或ISDB-T方式的SP信号的信号配置的示意图。

图18是用于说明接收装置中的信道推测和接收信号的均衡的原理的现有接收装置的装置结构图。

图19是用于说明MIMO传输方式的原理的现有MIMO传输系统的系统结构图。

图20是表示以往从第2发送天线发送的SP信号的信号配置和极性反转的状态的示意图。

图21是表示图17中的SP信号在τ-f_D平面上的应答的示意图。

图22是表示在使用图17所示的SP信号的情况下，能够进行传输路径应答的推测的区域的示意图。

图23是表示在使用图17所示的SP信号的情况下，能够进行传输路径应答的推测的区域的其他示意图。

图24是表示以往从第1发送天线和第2发送天线发送的各个SP信号在τ-f_D平面上的应答的示意图。

图25是表示在使用图17和图20所示的各个SP信号的情况下，能够进行传输路径应答的分离和推测的区域的示意图。

图26是表示在使用图17和图20所示的各个SP信号的情况下，能够进行传输路径应答的分离和推测的区域的其他示意图。

标号说明

10发送装置；11第1发送天线；12第2发送天线；13SP信号生成部；14复平面波生成部；15乘法部；30接收装置；31第1接收天线；32第2接收天线；35、38信道分离推测部；51、61SP信号提取部；53、63除法部；54、57、64、67插补部；55复平面波生成部；56、66乘法部。

具体实施方式

本发明的一个方式的第1发送装置具有第1～第M(M为2以上的整数)发送天线，发送在每个码元期间对多个载波进行调制得到的OFDM信号，所述OFDM信号包括在载波-码元平面上分散配置的导频信号，在载波-码元平面上，把载波序号设为k，把码元序号设为n，把同一码元中的导频信号的间隔设为Δk，把同一载波中的导频信号的间隔设为Δn，把p设为0以上的整数，n_s和k_s是除0之外的整数，m是1以上M以下的整数，

在所述m为2以上M以下的情况下，使(m-1)n_s和(m-1)k_s不会成为M的整数倍，在码元序号n的码元中传输导频信号的载波的载波序号k_P(n)满足(式8)，

[式8]

$k_p\left(n\right)=\frac{\mathrm{\Δk}}{\mathrm{\Δn}}\×\left(n\mathrm{mod}\mathrm{\Δn}\right)+\mathrm{\Δk}\×p$ …(式8)

所述第1发送装置具有：

生成部，其生成第m导频信号，以使对应第m(m是1以上M以下的整数)发送天线的该第m导频信号的相位与基准导频信号的相位之差，成为利用(式9)表示的值，

[式9]

$j2\mathrm{\π}[\frac{(m-1)n_s}{\mathrm{M\Δn}}n-\frac{(m-1)k_s}{\mathrm{M\Δk}}k]$ …(式9)

发送部，从所述第m发送天线发送包括由所述生成部生成的所述第m导频信号的OFDM信号。

根据上述方式，在τ-f_D平面上，在同一多普勒频率中只存在从第1～第m发送天线中的任一个发送天线发送的导频信号的应答，在同一延迟时间中只存在从第1～第m发送天线中的任一个发送天线发送的导频信号的应答。因此，在从第1～第m发送天线中的各个发送天线发送导频信号的情况下，与从一个发送天线发送导频信号的情况时相同，能够推测具有延迟扩散的传输路径应答，或者能够获得针对传输路径随时间而变动的相同跟踪特性。

本发明的一个方式的第2发送装置，在第1发送装置的方式中，所述生成部具有：基准信号生成部，生成所述基准导频信号，把该基准导频信号作为所述第1导频信号；和乘法部，将所述基准导频信号乘以在载波-码元平面上利用(式10)表示的复平面波，由此生成m为2以上M以下的所述第m导频信号，

[式10]

$\exp \left\{j2\mathrm{\π}\right[\frac{(m-1)n_s}{\mathrm{M\Δn}}n-\frac{(m-1)k_s}{\mathrm{M\Δk}}k\left]\right\}$ …(式10)。

本发明的一个方式的第3发送装置，在第1发送装置的方式中，所述生成部具有：基准信号生成部，生成所述基准导频信号，把该基准导频信号作为所述第1导频信号；和相位旋转部，使所述基准导频信号按照所述(式2)表示的值的量进行相位旋转，由此生成m为2以上M以下的所述第m导频信号。

本发明的一个方式的第4发送装置，在第1发送装置的方式中，所述M是2，所述生成部具有：基准信号生成部，生成所述基准导频信号，把该基准导频信号作为所述第1导频信号；和极性反转部，使所述基准导频信号的极性在同一码元中沿载波方向交替地反复进行不反转和反转，由此生成所述第2导频信号。

根据这些方式，能够提供容易生成第1～第m导频信号的单元。

本发明的一个方式的第5发送装置，在第1发送装置的方式中，所述M是2，所述Δn是4，所述Δk是12，所述n_s是1，所述k_s是1。

本发明的一个方式的第6发送装置，在第1发送装置的方式中，所述M是2，所述Δn是4，所述Δk是12，所述n_s是1，所述k_s是-3。

根据这些方式，能够直接适用于例如DVB-T方式或ISDB-T方式。

本发明的一个方式的第1接收装置，从具有第1～第M(M为2以上的整数)发送天线的发送装置，接收在每个码元期间对多个载波进行调制得到的OFDM信号，所述OFDM信号包括在载波-码元平面上分散配置的导频信号，在载波-码元平面上，把载波序号设为k，把码元序号设为n，把同一码元中的导频信号的间隔设为Δk，把同一载波中的导频信号的间隔设为Δn，把p设为0以上的整数，n_s和k_s是除0之外的整数，m是1以上M以下的整数，在所述m为2以上M以下的情况下，使(m-1)n_s和(m-1)k_s不会成为M的整数倍，在码元序号n的码元中传输导频信号的载波的载波序号k_P(n)满足(式11)，

[式11]

$k_p\left(n\right)=\frac{\mathrm{\Δk}}{\mathrm{\Δn}}\×\left(n\mathrm{mod}\mathrm{\Δn}\right)+\mathrm{\Δk}\×p$ …(式11)

从第m(m是1以上M以下的整数)发送天线发送的第m导频信号与基准导频信号，具有利用(式12)表示的值的相位差，

[式12]

$j2\mathrm{\π}[\frac{(m-1)n_s}{\mathrm{M\Δn}}n-\frac{(m-1)k_s}{\mathrm{M\Δk}}k]$ …(式12)

所述第1接收装置具有：接收天线，从所述发送装置接收OFDM信号；应答推测部，根据通过所述接收天线接收到的OFDM信号中包含的导频信号和所述(式12)，推测有关从所述第1～所述第M发送天线到所述接收天线的第1～第M传输路径的传输路径应答；和信号推测部，根据通过所述接收天线接收到的OFDM信号、和由所述应答推测部推测到的有关所述第1～所述第M传输路径的传输路径应答，推测与从所述第1～所述第M发送天线发送的第1～第M的OFDM信号对应的第1～第M发送信号。

根据上述方式，在τ-f_D平面上，在同一多普勒频率中只存在从第1～第m发送天线中的任一个发送天线发送的导频信号的应答，在同一延迟时间中只存在从第1～第m发送天线中的任一个发送天线发送的导频信号的应答。因此，在从第1～第m发送天线中的各个发送天线发送导频信号的情况下，与从一个发送天线发送导频信号的情况时相同，接收装置能够推测具有延迟扩散的传输路径应答，或者能够针对相同传输路径随时间的变动而推测传输路径应答。

本发明的一个方式的第2接收装置，在第1接收装置的方式中，所述应答推测部从通过所述接收天线接收到的OFDM信号中提取导频信号，将提取到的导频信号除以所述基准导频信号，根据相除结果进行有关所述第1传输路径的传输路径应答的推测，所述应答推测部根据所述相除结果和所述(式12)，进行有关m为2以上M以下的所述第m传输路径的传输路径应答的推测。

根据该方式，能够容易进行有关第m传输路径的传输路径应答的推测。

本发明的一个方式的第1OFDM传输方法，从具有第1～第M(M为2以上的整数)发送天线的发送装置，传输在每个码元期间对多个载波进行调制得到的OFDM信号，所述OFDM信号包括在载波-码元平面上分散配置的导频信号，在载波-码元平面上，把载波序号设为k，把码元序号设为n，把同一码元中的导频信号的间隔设为Δk，把同一载波中的导频信号的间隔设为Δn，把p设为0以上的整数，n_s和k_s是除0之外的整数，m是1以上M以下的整数，在所述m为2以上M以下的情况下，使(m-1)n_s和(m-1)k_s不会成为M的整数倍，在码元序号n的码元中传输导频信号的载波的载波序号k_P(n)满足(式13)，

[式13]

$k_p\left(n\right)=\frac{\mathrm{\Δk}}{\mathrm{\Δn}}\×\left(n\mathrm{mod}\mathrm{\Δn}\right)+\mathrm{\Δk}\×p$ …(式13)

所述第1OFDM传输方法包括：

生成步骤，生成第m导频信号，以使对应第m(m是1以上M以下的整数)发送天线的该第m导频信号的相位与基准导频信号的相位之差，成为利用(式14)表示的值，

[式14]

$j2\mathrm{\π}[\frac{(m-1)n_s}{\mathrm{M\Δn}}n-\frac{(m-1)k_s}{\mathrm{M\Δk}}k]$ …(式14)

发送步骤，从所述第m发送天线发送包括在所述生成步骤生成的所述第m导频信号的OFDM信号。

根据上述方式，在τ-f_D平面上，在同一多普勒频率中只存在从第1～第m发送天线中的任一个发送天线发送的导频信号的应答，在同一延迟时间中只存在从第1～第m发送天线中的任一个发送天线发送的导频信号的应答。因此，在从第1～第m发送天线中的各个发送天线发送导频信号的情况下，与从一个发送天线发送导频信号的情况时相同，能够推测具有延迟扩散的传输路径应答，或者能够获得针对传输路径随时间而变动的相同跟踪特性。

下面，参照附图说明本发明的实施方式。

《第1实施方式》

下面，参照附图说明本发明的第1实施方式。另外，在下面的说明中，与以往示例的情况相同，把有效码元期间设为Tu，把保护间隔期间设为Tg，把码元期间设为Ts(＝Tu+Tg)。

<MIMO传输系统>

参照图1说明本实施方式的MIMO传输系统。图1是本实施方式的MIMO传输系统的系统结构图。

图1所示的MIMO传输系统1包括具有两个发送天线11、12的发送装置10、和具有两个接收天线31、32的接收装置30。

发送装置10使用码元序号n而且载波序号k的小区，从第1发送天线11发送对第1发送信号X1(n，k)进行逆傅立叶转换后的第1发送信号，同时从第2发送天线12发送对第2发送信号X2(n，k)进行逆傅立叶转换后的第2发送信号。另外，从第1发送天线11和第2发送天线12发送的第1发送信号和第2发送信号，是对通过传输的数据等相互正交的多个载波进行调制，并复用这些调制波的信号。

接收装置30接收经由传输路径P11到达接收天线31的第1发送信号、和经由传输路径P12到达接收天线31的第2发送信号，作为第1接收信号，对第1接收信号进行傅立叶转换，得到第1接收信号Y’1(n，k)。并且，接收装置30接收经由传输路径P21到达接收天线32的第1发送信号、和经由传输路径P22到达接收天线32的第2发送信号，作为第2接收信号，对第2接收信号进行傅立叶转换，得到第2接收信号Y’2(n，k)。接收装置30对第1接收信号Y1’(n，k)和第2接收信号Y2’(n，k)进行预定的处理，并输出第1发送信号X1’(n，k)和第2发送信号X2’(n，k)。

<SP信号>

在具体说明图1所示的发送装置10和接收装置30之前，说明从第1发送天线11发送的SP信号、和从第2发送天线12发送的SP信号。

从第1发送天线11发送的SP信号的信号配置是进行上述图17所示的信号配置，在各个小区中配置的SP信号的复数值，与在相同小区中配置的在DVB-T方式和ISDB-T方式中使用的一般的SP信号的复数值相同。

与此相对，从第2发送天线12发送的SP信号的信号配置是进行图2所示的信号配置。但是，在图2中，+符号表示：从在带有+符号的小区中配置的第2发送天线12发送的SP信号，其极性相对于从在相同码元序号且相同载波序号的小区中配置的第1发送天线11发送的SP信号不反转。并且，-符号表示：从在带有-符号的小区中配置的第2发送天线12发送的SP信号，其极性相对于从在相同码元序号且相同载波序号的小区中配置的第1发送天线11发送的SP信号反转。

如图17和图2所示，从第1发送天线11发送的SP信号的信号配置与从第2发送天线12发送的SP信号的信号配置相同。并且，在双方的SP信号的信号配置中，在码元序号n的码元中传输SP信号的小区的载波序号k_SP(n)满足上述(式1)。

从第2发送天线12发送的SP信号，相对于在同一码元中从第1发送天线11发送的SP信号，其极性交替地反复进行不反转和反转，相对于在码元序号增加1而且载波序号增加3的方向上从第1发送天线11发送的SP信号，其极性全部不反转或全部反转。

上述从第1发送天线11发送的SP信号的极性的不反转和反转处理，与将从第1发送天线11发送的SP信号乘以复平面波的运算等效，该复平面波利用在k-n平面上n轴方向的周期为8n、k轴方向的周期为24k的下述(式15)的左边表示。

[式15]

$\exp \left[j2\mathrm{\&pi;}(\frac{1}{8}n-\frac{1}{24}k)\right]=\exp [j2\mathrm{\&pi;}(\frac{1}{8\mathrm{Ts}}t-\frac{\mathrm{Tu}}{24}f)$ …(式15)

其中，(式15)中的右边是使用关系n＝(1/Ts)t、k＝Tuf改写左边得到的。

因此，可以认为在τ-f_D平面上的从第2发送天线12发送的SP信号的应答，是使从第1发送天线11发送的SP信号的应答沿τ轴方向只移动Tu/24、而且沿f_D轴方向只移动1/(8Ts)得到的。

考虑到上述内容，如果将从第1发送天线11发送的SP信号的应答和从第2发送天线12发送的SP信号的应答表述在同一τ-f_D平面上，则两者的SP信号的应答如图3所示。其中，在图3中，黑点表示从第1发送天线11发送的SP信号的应答，×符号表示从第2发送天线12发送的SP信号的应答。

在接收装置30中，将接收到的SP信号除以正规的SP信号，由此能够获得混合了从第1发送天线11到接收天线(第1接收天线31或第2接收天线)的传输路径的传输路径应答(以下称为“有关第1发送天线11的传输路径应答”)、和从第2发送天线12到该接收天线的传输路径的传输路径应答(以下称为“有关第2发送天线12的传输路径应答”)的传输路径应答。

但是，有关第1发送天线11的传输路径应答具有以图3中的黑点为基点的、对应脉冲应答和多普勒波谱的扩散，有关第2发送天线12的传输路径应答具有以图3中的×符号为基点的、对应脉冲应答和多普勒波谱的扩散。

图4表示当在k-n平面上对作用于SP信号的传输路径应答沿n轴方向进行插补后、沿k轴方向进行插补的情况下，能够对有关第1发送天线11的传输路径应答和有关第2发送天线12的传输路径应答分别进行插补并且不产生各自的折返畸变、而且能够将它们分离并使它们互相不产生交调失真的、τ-f_D平面上的区域。其中，在图4中，黑点表示从第1发送天线11发送的SP信号的应答，×符号表示从第2发送天线12发送的SP信号的应答。另外，实线矩形表示有关第1发送天线11的传输路径应答，虚线矩形表示有关第2发送天线12的传输路径应答。

根据图4可知，沿τ轴方向宽度Tu/3、沿f_D轴方向宽度1/(8Ts)的矩形区域，是能够对有关第1发送天线11的传输路径应答和有关第2发送天线12的传输路径应答分别进行插补并且不产生各自的折返畸变、而且能够将它们分离并使它们互相不产生交调失真的区域(以下称为“能够插补分离区域”)。

比较图22和图4，在从第1发送天线11发送的SP信号使用图17所示的SP信号、从第2发送天线12发送的SP信号使用图2所示的SP信号的情况下，能够插补分离区域的τ轴方向的宽度达到Tu/3，这与从一个发送天线发送图17所示的SP信号时、能够进行插补而且不产生折返畸变的区域(能够插补区域)的τ轴方向的宽度相同。这样，能够准确推测有关第1发送天线11的传输路径应答和有关第2发送天线12的传输路径应答的τ轴方向的宽度，不会破坏通过设计保护间隔期间而得到的多总线延迟耐性。

并且，图5表示当在k-n平面上对作用于SP信号的传输路径应答不沿n轴方向进行插补、而只沿k轴方向进行插补的情况下，能够对有关第1发送天线11的传输路径应答和有关第2发送天线12的传输路径应答分别进行插补并且不产生各自的折返畸变、而且能够将它们分离并使它们互相不产生交调失真的、τ-f_D平面上的区域。其中，在图5中，黑点表示从第1发送天线11发送的SP信号的应答，×符号表示从第2发送天线12发送的SP信号的应答。另外，实线矩形表示有关第1发送天线11的传输路径应答，虚线矩形表示有关第2发送天线12的传输路径应答。

根据图5可知，沿τ轴方向宽度Tu/24、沿f_D轴方向宽度1/Ts的矩形区域，是能够对有关第1发送天线11的传输路径应答和有关第2发送天线12的传输路径应答分别进行插补并且不产生各自的折返畸变、而且能够将它们分离并使它们互相不产生交调失真的区域(能够插补分离区域)。

另外，比较图23和图5，在从第1发送天线11发送的SP信号使用图17所示的SP信号、从第2发送天线12发送的SP信号使用图2所示的SP信号的情况下，能够插补分离区域的f_D轴方向的宽度达到1/Ts，这与从一个发送天线发送图17所示的SP信号时、能够进行插补而且不产生折返畸变的区域(能够插补区域)的f_D轴方向的宽度相同。这样，能够准确推测有关第1发送天线11的传输路径应答和有关第2发送天线12的传输路径应答的f_D轴方向的宽度未遭破坏，换言之，针对传输路径随时间而变动的跟踪特性未遭破坏。

另外，比较图24和图3。

在图24中，在同一多普勒频率中混合存在从第1发送天线发送的SP信号的应答和从第2发送天线发送的SP信号的应答，因此，各个传输路径的脉冲应答必须在τ轴方向上互相分享区域。并且，在同一延迟时间中混合存在从第1发送天线发送的SP信号的应答和从第2发送天线发送的SP信号的应答，因此，各个传输路径的多普勒波谱必须在f_D轴方向上互相分享区域。

与此相对，在图3中，在同一多普勒频率中只存在从第1发送天线11发送的SP信号的应答和从第2发送天线12发送的SP信号的应答中的任一应答，因此各个传输路径的脉冲应答能够在τ轴方向上占用区域。并且，在同一延迟时间中只存在从第1发送天线11发送的SP信号的应答和从第2发送天线12发送的SP信号的应答中的任一应答，因此各个传输路径的多普勒波谱能够在f_D轴方向上占用区域。

上述区别起因于τ-f_D平面上的移动方向和移动量的不同，换言之，起因于k-n平面上的SP信号的等相位线的方向和频率的不同。

因此，根据使用图17所示的SP信号和图2所示的SP信号的本实施方式，相比使用图17所示的SP信号和图20所示的SP信号的以往示例中的、能够插补分离区域的τ轴方向的宽度或f_D轴方向的宽度，能够增大对有关第1发送天线11的传输路径应答和有关第2发送天线12的传输路径应答分别进行插补并且不产生各自的折返畸变、而且能够将它们分离并使它们互相不产生交调失真的区域(能够插补分离区域)的τ轴方向的宽度或f_D轴方向的宽度。

<发送装置10的结构>

下面，使用图6说明图1中的发送装置10的装置结构。图6是图1中的发送装置10的装置结构图。

具有第1发送天线11和第2发送天线12的发送装置10具有SP信号生成部13、复平面波生成部14、乘法部15、映射部16、小区配置部17、逆傅立叶转换部18、保护间隔插入部19、映射部20、小区配置部21、逆傅立叶转换部22、保护间隔插入部23。

[SP信号生成部13]

SP信号生成部13生成根据虚拟随机编码序列w_k调制后的SP信号。并且，SP信号生成部13将所生成的SP信号作为从第1发送天线11发送的SP信号输出给小区配置部17，同时将所生成的SP信号输出给乘法部15。另外，SP信号的振幅和相位不依赖于码元序号n，只根据配置有该SP信号的小区的载波序号k确定。

[复平面波生成部14]

复平面波生成部14生成下述的(式16)所示的复平面波，将所生成的复平面波输出给乘法部15。

[式16]

$\exp \left[j2\mathrm{\&pi;}(\frac{1}{8}n-\frac{1}{24}k)\right]$ ··(式16)

其中，在(式16)中，n表示码元序号，k表示载波序号。

[乘法部15]

乘法部15将从SP信号生成部13输入的SP信号乘以从复平面波生成部14输入的复平面波，将相乘值作为从第2发送天线12发送的SP信号输出给小区配置部21。其中，乘法部15的相乘处理与下述处理等效，即，使从SP信号生成部13输入的SP信号在τ-f_D平面上沿τ轴方向只移动Tu/24、而且沿f_D轴方向只移动1/(8Ts)的处理。另外，作为相乘的对象的SP信号和复平面波，当然是相同码元序号而且相同载波序号的SP信号和复平面波。

[映射部16]

映射部16被输入已实施预定的处理的数据。映射部16按照预定的比特数单位，将预定的比特数的数据分配给预定的星座(constellation)，将分配的结果所得到的数据输出给小区配置部17。

另外，关于映射部16、20使用的星座，例如可以列举PSK(Phase ShiftKeying：移相键控)、QAM(Quadrature Amplitude Modulation：正交振幅调制)、APSK(Amplitude Phase Shift Keying：振幅移相键控)等的星座。

[小区配置部17]

小区配置部17对利用上述的(式1)特定的小区分配从SP信号生成部13输入的SP信号(从第1发送天线11发送的SP信号)，对除此之外的小区分配从映射部16输入的数据，由此构成帧，将与所构成的帧相关的帧信号输出给逆傅立叶转换部18。

[逆傅立叶转换部18]

逆傅立叶转换部18对于每个码元，对分配给与从小区配置部17输入的帧信号内的各个载波对应的小区的调制码元(映射部16输出的数据、SP信号生成部13输出的SP信号)进行逆傅立叶转换，由此进行OFDM调制。由此，逆傅立叶转换部18生成对互相正交的多个载波进行调制并复用的有效期间Tu的调制信号，将所生成的有效码元期间Tu的调制信号输出给保护间隔插入部19。

[保护间隔插入部19]

保护间隔插入部19根据从逆傅立叶转换部18输入的有效码元期间Tu的调制信号，生成插入到保护间隔部分中的保护间隔期间Tg的信号(以下称为“保护期间信号”)，并输出附加了保护期间信号的调制信号(以下称为“OFDM信号”)。从保护间隔插入部19输出的OFDM信号，在被实施了用于从数字信号转换为模拟信号的处理、用于转换为发送频率频带的处理和放大处理等后，作为第1发送信号从第1发送天线11发送出去。

其中，由保护间隔插入部19、23附加到调制信号中的保护期间信号，是使有效码元期间Tu的调制信号周期性地连续反复得到的信号中对应于保护间隔部分的信号。说明具体的示例，保护期间信号是有效码元期间Tu的调制信号中后面部分的保护间隔期间Tg量的信号。另外，保护期间信号也可以使用根据预定的虚拟随机编码序列调制后的信号和无信号等。

[映射部20]

映射部20被输入已实施预定的处理的数据。映射部20按照预定的比特数单位，将预定的比特数的数据分配给预定的星座，将分配的结果所得到的数据输出给小区配置部21。

[小区配置部21]

小区配置部21对利用上述的(式1)特定的小区分配从乘法部15输入的相乘值(从第2发送天线12发送的SP信号)，对除此之外的小区分配从映射部20输入的数据，由此构成帧，将与所构成的帧相关的帧信号输出给逆傅立叶转换部22。

[逆傅立叶转换部22]

逆傅立叶转换部22对于每个码元，对分配给与从小区配置部21输入的帧信号内的各个载波对应的小区的调制码元(映射部20输出的数据、乘法部15输出的相乘值)进行逆傅立叶转换，由此进行OFDM调制。由此，逆傅立叶转换部22生成对互相正交的多个载波进行调制并复用的有效码元期间Tu的调制信号，将所生成的有效码元期间Tu的调制信号输出给保护间隔插入部23。

[保护间隔插入部23]

保护间隔插入部23根据从逆傅立叶转换部22输入的有效码元期间Tu的调制信号，生成插入到保护间隔部分中的保护间隔期间Tg的信号(保护期间信号)，并输出附加了保护期间信号的调制信号(OFDM信号)。从保护间隔插入部23输出的OFDM信号，在被实施了用于从数字信号转换为模拟信号的处理、用于转换为发送频率频带的处理和放大处理等后，作为第2发送信号从第2发送天线12发送出去。

[发送装置10的动作]

下面，说明参照图6说明了结构的发送装置的动作概况。

SP信号生成部13生成SP信号，将所生成的SP信号作为从第1发送天线11发送的SP信号输出给小区配置部17，同时将所生成的SP信号输出给乘法部15。另外，复平面波生成部14生成上述的(式16)所示的复平面波，将所生成的复平面波输出给乘法部15。另外，乘法部15将从SP信号生成部13输入的SP信号乘以从复平面波生成部14输入的复平面波，把相乘值作为从第2发送天线12发送的SP信号输出给小区配置部21。

映射部16对所输入的数据实施匹配处理，将匹配处理的结果所得到的数据输出给小区配置部17。小区配置部17对构成帧的小区分配从SP信号生成部13输入的SP信号(从第1发送天线11发送的SP信号)、和从映射部16输入的数据，由此构成帧，将与所构成的帧相关的帧信号输出给逆傅立叶转换部18。逆傅立叶转换部18对于每个码元，对从小区配置部17输入的帧信号进行逆傅立叶转换，并生成有效码元期间Tu的调制信号。保护间隔插入部19对有效码元期间Tu的调制信号附加保护间隔期间Tg的信号(保护期间信号)，并输出附加了保护期间信号的调制信号(OFDM信号)。从保护间隔插入部19输出的OFDM信号，在被实施了预定的处理后，作为第1发送信号从第1发送天线11发送出去。

与上述处理并行地进行下述的处理。

映射部20对所输入的数据实施匹配处理，将匹配处理的结果所得到的数据输出给小区配置部21。小区配置部21对构成帧的小区分配从乘法部15输入的相乘值(从第2发送天线12发送的SP信号)、和从映射部20输入的数据，由此构成帧，将与所构成的帧相关的帧信号输出给逆傅立叶转换部22。逆傅立叶转换部22对于每个码元，对从小区配置部21输入的帧信号进行逆傅立叶转换，并生成有效码元期间Tu的调制信号。保护间隔插入部23对有效码元期间Tu的调制信号附加保护间隔期间Tg的信号(保护期间信号)，并输出附加了保护期间信号的调制信号(OFDM信号)。从保护间隔插入部23输出的OFDM信号，在被实施了预定的处理后，以和与第1发送信号为相同码元序号而且相同载波序号的小区被同时传输的方式，作为第2发送信号从第2发送天线12发送出去。

<接收装置30的结构>

下面，参照图7说明图1中的接收装置30的装置结构。图7是图1中的接收装置30的装置结构图。

具有第1接收天线31和第2接收天线32的接收装置30具有保护间隔去除部33、傅立叶转换部34、信道分离推测部35、保护间隔去除部36、傅立叶转换部37、信道分离推测部38和信号分离均衡部39。

[保护间隔去除部33]

混合了从发送装置10的第1发送天线11发送的第1发送信号(OFDM信号)和从第2发送天线12发送的第2发送信号(OFDM信号)的第1接收信号，被第1接收天线31接收。由第1接收天线31接收到的第1接收信号在被实施了预定的处理后，被输入保护间隔去除部33。

保护间隔去除部33从所输入的第1接收信号中去除保护间隔期间，将被去除了保护间隔期间的第1接收信号输出给傅立叶转换部34。

[傅立叶转换部34]

傅立叶转换部34被输入由保护间隔去除部33去除了保护间隔期间的第1接收信号。傅立叶转换部34对于每个码元，对有效码元期间Tu量的信号进行傅立叶转换，由此进行OFDM解调(频率分离)，将OFDM解调的结果所得到的第1接收信号Y’1(n，k)输出给信号分离均衡部39和信道分离推测部35。

[信道分离推测部35]

信道分离推测部35使用从傅立叶转换部34输入的第1接收信号Y’1(n，k)，分离并推测有关传输路径P11的传输路径应答H’11(n，k)和有关传输路径P12的传输路径应答H’12(n，k)，将推测到的传输路径应答H’11(n，k)、H’12(n，k)输出给信号分离均衡部39。

[保护间隔去除部36]

混合了从发送装置10的第1发送天线11发送的第1发送信号和从第2发送天线12发送的第2发送信号的第2接收信号，被第2接收天线32接收。由第2接收天线32接收到的第2接收信号在被实施了预定的处理后，被输入保护间隔去除部36。

保护间隔去除部36从所输入的第2接收信号中去除保护间隔期间，将被去除了保护间隔期间的第2接收信号输出给傅立叶转换部37。

[傅立叶转换部37]

傅立叶转换部37被输入由保护间隔去除部36去除了保护间隔期间的第2接收信号。傅立叶转换部37对于每个码元，对有效码元期间Tu量的信号进行傅立叶转换，由此进行OFDM解调，将OFDM解调的结果所得到的第2接收信号Y’2(n，k)输出给信号分离均衡部39和信道分离推测部38。

[信道分离推测部38]

信道分离推测部38使用从傅立叶转换部37输入的第2接收信号Y’2(n，k)，分离并推测有关传输路径P21的传输路径应答H’21(n，k)和有关传输路径P22的传输路径应答H’22(n，k)，将推测到的传输路径应答H’21(n，k)、H’22(n，k)输出给信号分离均衡部39。

[信号分离均衡部39]

从傅立叶转换部34向信号分离均衡部39输入第1接收信号Y’1(n，k)，从傅立叶转换部37向信号分离均衡部39输入第2接收信号Y’2(n，k)。另外，从信道分离推测部35向信号分离均衡部39输入传输路径应答H’11(n，k)、H’12(n，k)，从信道分离推测部38向信号分离均衡部39输入传输路径应答H’21(n，k)、H’22(n，k)。

信号分离均衡部39使用第1接收信号Y’1(n，k)和第2接收信号Y’2(n，k)、以及传输路径应答H’11(n，k)、H’12(n，k)、H’21(n，k)、H’22(n，k)，运算下述的(式17)，由此将第1发送信号X’1(n，k)和第2发送信号X’2(n，k)分离并均衡，输出第1发送信号X’1(n，k)和第2发送信号X’2(n，k)。其中，在(式17)中，[]表示矩阵，[]-1表示[]的逆矩阵。

[式17]

$\left[\begin{array}{c}{X}^{\&prime;}1(n,k)\\ X^{\&prime;}2(n,k)\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{H}^{\&prime;}11(n,k)& H^{\&prime;}12(n,k)\\ H^{\&prime;}21(n,k)& H^{\&prime;}22(n,k)\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{Y}^{\&prime;}1(n,k)\\ Y^{\&prime;}2(n,k)\end{array}\right]$ …(式17)

<信道分离推测部35、38的结构>

下面，参照图8具体说明图7中的信道分离推测部35、38。图8是图7中的信道分离推测部35、38的结构图。

[信道分离推测部35]

信道分离推测部35具有SP信号提取部51、SP信号生成部52、除法部53、插补部54、复平面波生成部55、乘法部56和插补部57。

(SP信号提取部51)

SP信号提取部51按照上述的(式1)，从由傅立叶转换部34输入的第1接收信号Y’1(n，k)中提取第1接收SP信号Y’1(n，k_SP(n))，将提取到的第1接收SP信号Y’1(n，k_SP(n))输出给除法部53。

(SP信号生成部52)

SP信号生成部52生成与由发送装置10的SP信号生成部13生成的SP信号相同的正规的SP信号Y(n，k_SP(n))，将所生成的正规的SP信号Y(n，k_SP(n))输出给除法部53和信道分离推测部38的后面叙述的除法部63。

(除法部53)

除法部53将第1接收SP信号Y’1(n，k_SP(n))除以SP信号Y(n，k_SP(n))，将相除值(以下称为“第1混合传输路径应答”)输出给插补部54和乘法部56。

(插补部54)

插补部54使用设于其内部的低通滤波器，从由除法部53输入的第1混合传输路径应答中去除该第1混合传输路径应答中包含的有关第2发送天线12的传输路径应答，并且在k-n平面上对该第1混合传输路径应答中包含的有关第1发送天线11的传输路径应答进行插补，并推测针对全部小区的传输路径应答H’11(n，k)。并且，插补部54将推测到的传输路径应答H’11(n，k)输出给信号分离均衡部39。另外，关于插补部54具有的低通滤波器，例如，可以使用τ轴方向的通过频带为-Tu/6～Tu/6、f_D轴方向的通过频带为-1/(16Ts)～1/(16Ts)的低通滤波器(参照图4)，或者使用τ轴方向的通过频带为-Tu/48～Tu/48、f_D轴方向的通过频带为-1/(2Ts)～1/(2Ts)的低通滤波器(参照图5)。另外，实际上优选考虑实用滤波器的富余量来确定通过频带。

(复平面波生成部55)

复平面波生成部55生成下述的(式18)所示的复平面波，将所生成的复平面波输出给乘法部56和信道分离推测部38的后面叙述的乘法部66。

[式18]

$\exp [-j2\mathrm{\&pi;}(\frac{1}{8}n-\frac{1}{24}k)]$ …(式18)

其中，在(式18)中，n表示码元序号，k表示载波序号。

(乘法部56)

乘法部56将从除法部53输入的相除值(第1混合传输路径应答)乘以从复平面波生成部55输入的复平面波，将相乘值(以下称为“第1移动混合传输路径应答”)输出给插补部57。其中，乘法部56的相乘处理与下述处理等效，即，使第1混合传输路径应答在τ-f_D平面上沿τ轴方向只移动-Tu/24，而且沿f_D轴方向只移动-1/(8Ts)的处理。另外，成为相乘的对象的第1混合传输路径应答和复平面波当然是相同码元序号而且相同载波序号的第1混合传输路径应答和复平面波。

(插补部57)

插补部57使用设于其内部的低通滤波器，从由乘法部56输入的第1移动混合传输路径应答中去除该第1移动混合传输路径应答中包含的有关第1发送天线11的传输路径应答，并且在k-n平面上对该第1移动混合传输路径应答中包含的有关第2发送天线12的传输路径应答进行插补，并推测针对全部小区的传输路径应答H’12(n，k)。并且，插补部57将推测到的传输路径应答H’12(n，k)输出给信号分离均衡部39。另外，关于插补部57具有的低通滤波器，例如，可以使用具有与插补部54具有的低通滤波器相同的通过特性的低通滤波器。

[信道分离推测部38]

信道分离推测部38具有SP信号提取部61、除法部63、插补部64、乘法部66和插补部67。另外，也可以使信道分离推测部38具有与SP信号生成部52和复平面波生成部55分别等效的结构。

(SP信号提取部61)

SP信号提取部61按照上述的(式1)，从由傅立叶转换部37输入的第2接收信号Y’2(n，k)中提取第2接收SP信号Y’2(n，k_SP(n))，将提取到的第2接收SP信号Y’2(n，k_SP(n))输出给除法部63。

(除法部63)

除法部63将第2接收SP信号Y’2(n，k_SP(n))除以SP信号Y(n，k_SP(n))，将相除值(以下称为“第2混合传输路径应答”)输出给插补部64和乘法部66。

(插补部64)

插补部64使用设于其内部的低通滤波器，从由除法部63输入的第2混合传输路径应答中去除该第2混合传输路径应答中包含的有关第2发送天线12的传输路径应答，并且在k-n平面上对该第2混合传输路径应答中包含的有关第1发送天线11的传输路径应答进行插补，并推测针对全部小区的传输路径应答H’21(n，k)。并且，插补部64将推测到的传输路径应答H’21(n，k)输出给信号分离均衡部39。另外，关于插补部64具有的低通滤波器，例如，可以使用具有与插补部54具有的低通滤波器相同的通过特性的低通滤波器

(乘法部66)

乘法部66将从除法部63输入的相除值(第2混合传输路径应答)乘以从复平面波生成部55输入的复平面波，将相乘值(以下称为“第2移动混合传输路径应答”)输出给插补部67。其中，乘法部66的相乘处理与下述处理等效，即，使第2混合传输路径应答在τ-f_D平面上沿τ轴方向只移动-Tu/24，而且沿f_D轴方向只移动-1/(8Ts)的处理。另外，成为相乘的对象的第2混合传输路径应答和复平面波当然是相同码元序号而且相同载波序号的第2混合传输路径应答和复平面波。

(插补部67)

插补部67使用设于其内部的低通滤波器，从由乘法部63输入的第2移动混合传输路径应答中去除该第2移动混合传输路径应答中包含的有关第1发送天线11的传输路径应答，并且在k-n平面上对该第2移动混合传输路径应答中包含的有关第2发送天线12的传输路径应答进行插补，并推测针对全部小区的传输路径应答H’22(n，k)。并且，插补部67将推测到的传输路径应答H’22(n，k)输出给信号分离均衡部39。另外，关于插补部67具有的低通滤波器，例如，可以使用具有与插补部54具有的低通滤波器相同的通过特性的低通滤波器。

<接收装置30的动作>

下面，说明参照图7和图8说明了结构的接收装置的动作概况。

由第1接收天线31接收到的第1接收信号在被实施了预定的处理后，被输入保护间隔去除部33，在由保护间隔去除部33去除保护间隔期间后，被输入傅立叶转换部34。傅立叶转换部34针对所输入的被去除了保护间隔期间的第1接收信号，对于每个码元，对有效码元期间Tu量的信号进行傅立叶转换，将第1接收信号Y’1(n，k)输出给信号分离均衡部39和信道分离推测部35。

在信道分离推测部35中，由SP信号生成部52生成正规的SP信号Y(n，k_SP(n))，由复平面波生成部55生成利用上述的(式18)表示的复平面波。

SP信号提取部51从由傅立叶转换部34输入的第1接收信号Y’1(n，k)中提取第1接收SP信号Y’1(n，k_SP(n))，将提取到的第1接收SP信号Y’1(n，k_SP(n))输出给除法部53。除法部53将从SP信号提取部51输入的第1接收SP信号Y’1(n，k_SP(n))除以由SP信号生成部52生成的SP信号Y(n，k_SP(n))，将相除值(第1混合传输路径应答)输出给插补部54和乘法部56。

插补部54对从除法部53输入的第1混合传输路径应答进行上述的处理，并推测针对全部小区的传输路径应答H’11(n，k)，将推测到的传输路径应答H’11(n，k)输出给信号分离均衡部39。

乘法部56将从除法部53输入的相除值(第1混合传输路径应答)乘以由复平面波生成部55生成的复平面波，将相乘值(第1移动混合传输路径应答)输出给插补部57。插补部57对从乘法部56输入的第1移动混合传输路径应答进行上述的处理，并推测针对全部小区的传输路径应答H’12(n，k)，将推测到的传输路径应答H’12(n，k)输出给信号分离均衡部39。

与上述处理并行地进行下述处理。

由第2接收天线32接收到的第2接收信号在被实施了预定的处理后，被输入保护间隔去除部36，在由保护间隔去除部36去除保护间隔期间后，被输入傅立叶转换部37。傅立叶转换部37针对所输入的被去除了保护间隔期间的第2接收信号，对于每个码元，对有效码元期间Tu量的信号进行傅立叶转换，将第2接收信号Y’2(n，k)输出给信号分离均衡部39和信道分离推测部38。

在信道分离推测部38中，SP信号提取部61从由傅立叶转换部37输入的第2接收信号Y’2(n，k)中提取第2接收SP信号Y’2(n，k_SP(n))，将提取到的第2接收SP信号Y’2(n，k_SP(n))输出给除法部63。除法部63将从SP信号提取部61输入的第2接收SP信号Y’2(n，k_SP(n))除以由SP信号生成部52生成的SP信号Y(n，k_SP(n))，将相除值(第2混合传输路径应答)输出给插补部64和乘法部66。

插补部64对从除法部63输入的第2混合传输路径应答进行上述的处理，并推测针对全部小区的传输路径应答H’21(n，k)，将推测到的传输路径应答H’21(n，k)输出给信号分离均衡部39。

乘法部66将从除法部63输入的相除值(第2混合传输路径应答)乘以由复平面波生成部55生成的复平面波，将相乘值(第2移动混合传输路径应答)输出给插补部67。插补部67对从乘法部66输入的第2移动混合传输路径应答进行上述的处理，并推测针对全部小区的传输路径应答H’22(n，k)，将推测到的传输路径应答H’22(n，k)输出给信号分离均衡部39。

信号分离均衡部39使用通过并行进行上述两个处理而输入的第1接收信号Y’1(n，k)和第2接收信号Y’2(n，k)、以及传输路径应答H’11(n，k)、H’12(n，k)、H’21(n，k)、H’22(n，k)，运算上述的(式17)，由此将第1发送信号X’1(n，k)和第2发送信号X’2(n，k)分离并均衡，并输出第1发送信号X’1(n，k)和第2发送信号X’2(n，k)。

《第2实施方式》

下面，参照附图说明本发明的第2实施方式。其中，本实施方式与第1实施方式相同，把包括具有两个发送天线11、12的发送装置10a、和具有两个接收天线31、32的接收装置30a的MIMO传输系统作为对象，从第2发送天线12发送与第1实施方式不同的SP信号。另外，在本实施方式中，对与第1实施方式基本相同的构成要素标注相同的标号，由于能够适用第1实施方式的说明，所以在本实施方式中省略其说明。

<SP信号>

在具体说明本实施方式的发送装置10a和接收装置30a之前，说明从发送装置10a具有的第1发送天线11发送的SP信号、和从第2发送天线12发送的SP信号。

从第1发送天线11发送的SP信号的信号配置是进行上述图17所示的信号配置，在各个小区中配置的SP信号的复数值，与在相同小区中配置的在DVB-T方式和ISDB-T方式中使用的一般的SP信号的复数值相同。

与此相对，从第2发送天线12发送的SP信号的信号配置是进行图9所示的信号配置。但是，在图9中，+符号表示从在带有+符号的小区中配置的第2发送天线12发送的SP信号，而且其极性相对于从在相同码元序号且相同载波序号的小区中配置的第1发送天线11发送的SP信号不反转。并且，-符号表示从在带有-符号的小区中配置的第2发送天线12发送的SP信号，而且其极性相对于从在相同码元序号且相同载波序号的小区中配置的第1发送天线11发送的SP信号反转。

如图17和图9所示，从第1发送天线11发送的SP信号的信号配置与从第2发送天线12发送的SP信号的信号配置相同。并且，在双方的SP信号的信号配置中，在码元序号n的码元中传输SP信号的小区的载波序号k_SP(n)满足上述(式1)。

从第2发送天线12发送的SP信号，相对于在同一码元中从第1发送天线11发送的SP信号，其极性交替地反复进行不反转和反转，在码元序号增加3而且载波序号减少3的方向上相对于从第1发送天线11发送的SP信号，其极性全部不反转或全部反转。

上述从第1发送天线11发送的SP信号的极性的不反转和反转处理，与将从第1发送天线11发送的SP信号乘以复平面波的运算等效，该复平面波在k-n平面上n轴方向的周期为8n、k轴方向的周期为-8k并由下述(式19)的左边表示。

[式19]

$\exp \left[j2\mathrm{\&pi;}(\frac{1}{8}n+\frac{1}{8}k)\right]=\exp [j2\mathrm{\&pi;}(\frac{1}{8\mathrm{Ts}}t+\frac{\mathrm{Tu}}{8}f)$ …(式19)

其中，(式19)中的右边是使用关系n＝(1/Ts)t、k＝Tuf改写左边得到的。

因此，可以认为在τ-f_D平面上的从第2发送天线12发送的SP信号的应答，是使从第1发送天线11发送的SP信号的应答沿τ轴方向移动-Tu/8、而且沿f_D轴方向移动1/(8Ts)得到的。

考虑到上述内容，如果将从第1发送天线11发送的SP信号的应答和从第2发送天线12发送的SP信号的应答表述在同一τ-f_D平面上，则两者的SP信号的应答如图10所示。其中，在图10中，黑点表示从第1发送天线11发送的SP信号的应答，×符号表示从第2发送天线12发送的SP信号的应答。

在接收装置30a中，将接收到的SP信号除以正规的SP信号，由此能够获得混合了从第1发送天线11到接收天线(第1接收天线31或第2接收天线)的传输路径的传输路径应答(有关第1发送天线11的传输路径应答)、和从第2发送天线12到该接收天线的传输路径的传输路径应答(有关第2发送天线12的传输路径应答)的传输路径应答。

但是，有关第1发送天线11的传输路径应答具有以图10中的黑点为基点的、对应脉冲应答和多普勒波谱的扩散，有关第2发送天线12的传输路径应答具有以图10中的×符号为基点的、对应脉冲应答和多普勒波谱的扩散。

图11表示当在k-n平面上对作用于SP信号的传输路径应答沿n轴方向进行插补后、沿k轴方向进行插补的情况下，能够对有关第1发送天线11的传输路径应答和有关第2发送天线12的传输路径应答分别进行插补并且不产生各自的折返畸变、而且能够将它们分离并使它们互相不产生交调失真的、τ-f_D平面上的区域。其中，在图11中，黑点表示从第1发送天线11发送的SP信号的应答，×符号表示从第2发送天线12发送的SP信号的应答。另外，实线矩形表示有关第1发送天线11的传输路径应答，虚线矩形表示有关第2发送天线12的传输路径应答。

根据图11可知，沿τ轴方向宽度Tu/3、沿f_D轴方向宽度1/(8Ts)的矩形区域，是能够对有关第1发送天线11的传输路径应答和有关第2发送天线12的传输路径应答分别进行插补并且不产生各自的折返畸变、而且能够将它们分离并使它们互相不产生交调失真的区域(能够插补分离区域)。

比较图22和图11，在从第1发送天线11发送的SP信号使用图17所示的SP信号、从第2发送天线12发送的SP信号使用图9所示的SP信号的情况下，能够插补分离区域的τ轴方向的宽度达到Tu/3，这与从一个发送天线发送图17所示的SP信号时、能够进行插补而且不产生折返畸变的区域(能够插补区域)的τ轴方向的宽度相同。这样，能够准确推测有关第1发送天线11的传输路径应答和有关第2发送天线12的传输路径应答的τ轴方向的宽度，不会破坏通过设计保护间隔期间而得到的多总线延迟耐性。

并且，图12表示当在k-n平面上对作用于SP信号的传输路径应答不沿n轴方向进行插补、而只沿k轴方向进行插补的情况下，能够对有关第1发送天线11的传输路径应答和有关第2发送天线12的传输路径应答分别进行插补并且不产生各自的折返畸变、而且能够将它们分离并使它们互相不产生交调失真的、τ-f_D平面上的区域。其中，在图12中，黑点表示从第1发送天线11发送的SP信号的应答，×符号表示从第2发送天线12发送的SP信号的应答。另外，实线矩形表示有关第1发送天线11的传输路径应答，虚线矩形表示有关第2发送天线12的传输路径应答。

根据图12可知，沿τ轴方向宽度Tu/24、沿f_D轴方向宽度1/Ts的矩形区域，是能够对有关第1发送天线11的传输路径应答和有关第2发送天线12的传输路径应答分别进行插补并且不产生各自的折返畸变、而且能够将它们分离并使它们互相不产生交调失真的区域(能够插补分离区域)。

另外，比较图23和图12，在从第1发送天线11发送的SP信号使用图17所示的SP信号、从第2发送天线12发送的SP信号使用图9所示的SP信号的情况下，能够插补分离区域的f_D轴方向的宽度达到1/Ts，这与从一个发送天线发送图17所示的SP信号时、能够进行插补而且不产生折返畸变的区域(能够插补区域)的f_D轴方向的宽度相同。这样，能够准确推测有关第1发送天线11的传输路径应答和有关第2发送天线12的传输路径应答的f_D轴方向的宽度未遭破坏，换言之，针对传输路径随时间而变动的跟踪特性未遭破坏。

另外，比较图24和图10。

在图24中，在同一多普勒频率中混合存在从第1发送天线11发送的SP信号的应答和从第2发送天线12发送的SP信号的应答，因此，各个传输路径的脉冲应答必须在τ轴方向上互相分享区域。并且，在同一延迟时间中混合存在从第1发送天线11发送的SP信号的应答和从第2发送天线12发送的SP信号的应答，因此，各个传输路径的多普勒波谱必须在f_D轴方向上互相分享区域。

与此相对，在图10中，在同一多普勒频率中只存在从第1发送天线11发送的SP信号的应答和从第2发送天线12发送的SP信号的应答中的任一应答，因此各个传输路径的脉冲应答能够在τ轴方向上占用区域。并且，在同一延迟时间中只存在从第1发送天线11发送的SP信号的应答和从第2发送天线12发送的SP信号的应答中的任一应答，因此各个传输路径的多普勒波谱能够在f_D轴方向上占用区域。

因此，根据使用图17所示的SP信号和图9所示的SP信号的本实施方式，相比使用图17所示的SP信号和图20所示的SP信号的以往示例中的、能够插补分离区域的τ轴方向的宽度或f_D轴方向的宽度，能够增大对有关第1发送天线11的传输路径应答和有关第2发送天线12的传输路径应答分别进行插补并且不产生各自的折返畸变、而且能够将它们分离并使它们互相不产生交调失真的区域(能够插补分离区域)的τ轴方向的宽度或f_D轴方向的宽度。

<发送装置10a的结构>

下面，参照图13说明本实施方式的发送装置10a的装置结构。图13是本实施方式的发送装置10a的装置结构图。

发送装置10a具有复平面波生成部14a，以取代发送装置10的复平面波生成部14。

[复平面波生成部14a]

复平面波生成部14a生成下述的(式20)所示的复平面波，将所生成的复平面波输出给乘法部15。

[式20]

$\exp \left[j2\mathrm{\&pi;}(\frac{1}{8}n+\frac{1}{8}k)\right]$ ··(式20)

其中，在(式20)中，n表示码元序号，k表示载波序号。

另外，本实施方式的乘法部15将从SP信号生成部13输入的SP信号乘以从复平面波生成部14a输入的复平面波，以取代乘以从复平面波生成部14输入的复平面波，将相乘值作为从第2发送天线12发送的SP信号输出给小区配置部21。其中，乘法部15的相乘处理与下述处理等效，即，使从SP信号生成部13输入的SP信号在τ-f_D平面上沿τ轴方向只移动-Tu/8、而且沿f_D轴方向只移动1/(8Ts)的处理。

<接收装置30a的结构>

下面，参照图14说明本实施方式的接收装置30a的装置结构。图14是本实施方式的接收装置30a的装置结构图。

接收装置30a具有信道分离推测部35a、38a，以取代接收装置30的信道分离推测部35、38。

[信道分离推测部35a]

信道分离推测部35a使用从傅立叶转换部34输入的第1接收信号Y’1(n，k)，分离并推测有关传输路径P11的传输路径应答H’11(n，k)和有关传输路径P12的传输路径应答H’12(n，k)，将推测到的传输路径应答H’11(n，k)、H’12(n，k)输出给信号分离均衡部39。

[信道分离推测部38a]

信道分离推测部38a使用从傅立叶转换部37输入的第2接收信号Y’2(n，k)，分离并推测有关传输路径P21的传输路径应答H’21(n，k)和有关传输路径P22的传输路径应答H’22(n，k)，将推测到的传输路径应答H’21(n，k)、H’22(n，k)输出给信号分离均衡部39。

<信道分离推测部35a、38a的结构>

下面，参照图15具体说明图14中的信道分离推测部35a、38a。图15是图14中的信道分离推测部35a、38a的结构图。

[信道分离推测部35a]

信道分离推测部35a具有复平面波生成部55a，以取代信道分离推测部35的复平面波生成部55。

(复平面波生成部55a)

复平面波生成部55a生成下述的(式21)所示的复平面波，将所生成的复平面波输出给乘法部56和信道分离推测部38a的乘法部66。

[式21]

$\exp [-j2\mathrm{\&pi;}(\frac{1}{8}n+\frac{1}{8}k)]$ …(式21)

其中，在(式21)中，n表示码元序号，k表示载波序号。

另外，本实施方式的乘法部56将从除法部53输入的相除值(第1混合传输路径应答)乘以从复平面波生成部55a输入的复平面波，以取代乘以从复平面波生成部55输入的复平面波，将相乘值(第1移动混合传输路径应答)输出给插补部57。其中，乘法部56的相乘处理与下述处理等效，即，使第1混合传输路径应答在τ-f_D平面上沿τ轴方向只移动Tu/8，而且沿f_D轴方向只移动-1/(8Ts)的处理。

[信道分离推测部38a]

信道分离推测部38a具有与信道分离推测部38相同的结构。另外，本实施方式的乘法部66将从除法部63输入的相除值(第2混合传输路径应答)乘以从复平面波生成部55a输入的复平面波，以取代乘以从复平面波生成部55输入的复平面波，将相乘值(第2移动混合传输路径应答)输出给插补部67。其中，乘法部66的相乘处理与下述处理等效，即，使第2混合传输路径应答在τ-f_D平面上沿τ轴方向只移动Tu/8，而且沿f_D轴方向只移动-1/(8Ts)的处理。

《补充》

本发明不限于上述实施方式，例如也可以是下述方式。

(1)在上述实施方式中，假设DVB-T方式和ISDB-T方式，并使用用语SP信号进行了说明，但只要是具有在接收装置中为已知振幅和已知相位的导频信号，本发明就能够适用。

(2)在上述第1实施方式中，也可以是，复平面波生成部14生成具有将上述的(式16)中的相位项乘以-1得到的值的相位项的复平面波，复平面波生成部55生成具有将上述的(式18)中的相位项乘以-1得到的值的相位项的复平面波。

并且，在上述第2实施方式中，也可以是，复平面波生成部14a生成具有将上述的(式20)中的相位项乘以-1得到的值的相位项的复平面波，复平面波生成部55a生成具有将上述的(式21)中的相位项乘以-1得到的值的相位项的复平面波。

(3)在上述各个实施方式中说明了下述情况，假设DVB-T方式和ISDB-T方式，把同一码元中的SP信号的间隔设为12，把同一载波中的SP信号的间隔设为4，传输SP信号的载波的载波序号k_SP(n)满足(式1)，但本发明也可以适用于，将载波-码元平面上的导频信号(在接收侧为已知振幅和已知相位的信号)的信号配置按照下面所述广义化。

把码元序号设为n，把载波序号设为k，把同一码元中的导频信号的间隔设为Δk，把同一载波中的导频信号的间隔设为Δn，把p设为0以上的整数，传输导频信号的载波的载波序号k_P(n)满足下述的(式22)。

[式22]

$k_p\left(n\right)=\frac{\mathrm{\&Delta;k}}{\mathrm{\&Delta;n}}\&times;\left(n\mathrm{mod}\mathrm{\&Delta;n}\right)+\mathrm{\&Delta;k}\&times;p$ …(式22)

该情况时，上述的第1实施方式或第2实施方式例如能够按照下面所述进行变更。

(3-A)关于从第1发送天线发送的导频信号的应答，表示(式22)所示的被广义化的信号配置的导频信号的应答的图16中、点A与点B的τ轴方向的距离是Tu/Δk，f_D轴方向的距离是1/(TsΔn)。并且，使从第2发送天线发送的导频信号成为使其应答位于点A与点B之间的中心点的导频信号。

从第2发送天线发送的这种导频信号，能够通过使从第1发送天线发送的导频信号的应答沿τ轴方向移动Tu/(2Δk)、并沿f_D轴方向移动1/(2TsΔn)来生成。

因此，发送装置内的导频信号生成部生成基准导频信号(在接收侧为已知振幅和已知相位的信号，后面也相同)，把所生成的基准导频信号作为从第1发送天线发送的导频信号。并且，考虑到上述情况，发送装置内的复平面波生成部生成利用下述的(式23)的左边表示的复平面波，乘法部将该基准导频信号乘以所生成的复平面波，把相乘值作为从第2发送天线发送的导频信号。

[式23]

$\exp \left[j2\mathrm{\&pi;}(\frac{1}{2\mathrm{\&Delta;n}}n-\frac{1}{2\mathrm{\&Delta;k}}k)\right]=\exp \left[j2\mathrm{\&pi;}(\frac{1}{2\mathrm{\&Delta;nTs}}t-\frac{\mathrm{Tu}}{2\mathrm{\&Delta;k}}f)\right]$ …(式23)

其中，(式23)的右边是使用关系n＝(1/Ts)t、k＝Tuf改写左边得到的。

接收装置将由接收天线(第1接收天线或第2接收天线)接收到的导频信号除以正规的导频信号(由发送装置生成的基准导频信号，后面也相同)。由此，能够获得混合了从第1发送天线到该接收天线的传输路径的传输路径应答(有关第1发送天线的传输路径应答)、和从第2发送天线到该接收天线的传输路径的传输路径应答(有关第2发送天线的传输路径应答)的传输路径应答(以下称为“混合传输路径应答”)。对应第1发送天线的插补部根据混合传输路径应答，使用低通滤波器来推测针对全部小区的有关第1发送天线的传输路径应答。接收装置内的复平面波生成部生成利用下述的(式24)的左边表示的复平面波，乘法部将混合传输路径应答乘以所生成的复平面波。对应第2发送天线的插补部根据乘法部的相乘值，使用低通滤波器来推测针对全部小区的有关第2发送天线的传输路径应答。

[式24]

$\exp [-j2\mathrm{\&pi;}(\frac{1}{2\mathrm{\&Delta;n}}n-\frac{1}{2\mathrm{\&Delta;k}}k)]=\exp [-j2\mathrm{\&pi;}(\frac{1}{2\mathrm{\&Delta;nTs}}t-\frac{\mathrm{Tu}}{2\mathrm{\&Delta;k}}f)]$ …(式24)

其中，(式24)的右边是使用关系n＝(1/Ts)t、k＝Tuf改写左边得到的。

另外，也可以是，发送装置内的复平面波生成部生成具有将上述(式23)中的相位项乘以-1得到的值的相位项的复平面波，接收装置内的复平面波生成部生成具有将上述(式24)中的相位项乘以-1得到的值的相位项的复平面波。

(3-B)关于从第1发送天线发送的导频信号的应答，图16中的点A与点C的τ轴方向的距离是3Tu/Δk，f_D轴方向的距离是1/(TsΔn)。并且，使从第2发送天线发送的导频信号成为其应答位于点A与点C之间的中心点的导频信号。

这种从第2发送天线发送的导频信号，能够通过使从第1发送天线发送的导频信号的应答沿τ轴方向移动-3Tu/(2Δk)、并沿f_D轴方向移动1/(2TsΔn)而生成。

因此，发送装置内的导频信号生成部生成基准导频信号，把所生成的基准导频信号作为从第1发送天线发送的导频信号。并且，考虑到上述情况，发送装置内的复平面波生成部生成利用下述的(式25)的左边表示的复平面波，乘法部将该基准导频信号乘以所生成的复平面波，把相乘值作为从第2发送天线发送的导频信号。

[式25]

$\exp \left[j2\mathrm{\&pi;}(\frac{1}{2\mathrm{\&Delta;n}}n+\frac{3}{2\mathrm{\&Delta;k}}k)\right]=\exp \left[j2\mathrm{\&pi;}(\frac{1}{2\mathrm{\&Delta;nTs}}t+\frac{3\mathrm{Tu}}{2\mathrm{\&Delta;k}}f)\right]$ …(式25)

其中，(式25)的右边是使用关系n＝(1/Ts)t、k＝Tuf改写左边得到的。

接收装置将由接收天线(第1接收天线或第2接收天线)接收到的导频信号除以正规的导频信号。由此，能够获得混合了从第1发送天线到该接收天线的传输路径的传输路径应答(有关第1发送天线的传输路径应答)、和从第2发送天线到该接收天线的传输路径的传输路径应答(有关第2发送天线的传输路径应答)的传输路径应答(混合传输路径应答)。对应第1发送天线的插补部根据混合传输路径应答，使用低通滤波器来推测针对全部小区的有关第1发送天线的传输路径应答。接收装置内的复平面波生成部生成利用下述的(式26)的左边表示的复平面波，乘法部将混合传输路径应答乘以所生成的复平面波。对应第2发送天线的插补部根据乘法部的相乘值，使用低通滤波器来推测针对全部小区的有关第2发送天线的传输路径应答。

[式26]

$\exp [-j2\mathrm{\&pi;}(\frac{1}{2\mathrm{\&Delta;n}}n+\frac{3}{2\mathrm{\&Delta;k}}k)]=\exp [-j2\mathrm{\&pi;}(\frac{1}{2\mathrm{\&Delta;nTs}}t+\frac{3\mathrm{Tu}}{2\mathrm{\&Delta;k}}f)]$ …(式26)

其中，(式26)的右边是使用关系n＝(1/Ts)t、k＝Tuf改写左边得到的。

另外，也可以是，发送装置内的复平面波生成部生成具有将上述的(式25)中的相位项乘以-1得到的值的相位项的复平面波，接收装置内的复平面波生成部生成具有将上述的(式26)中的相位项乘以-1得到的值的相位项的复平面波。

(4)在上述的各个实施方式中，假设从第1发送天线11和第2发送天线12发送发送信号，发送装置具有M(M为2以上的整数)个发送天线，从第m(m是1以上M以下的整数)发送天线发送的第m导频信号(在接收侧为已知振幅和已知相位的信号)的信号配置，是按照上述的(式22)赋予的被广义化的信号配置。

该情况时，上述第1实施方式或第2实施方式例如可以按照下面所述进行变更。

(4-A)关于从第1发送天线发送的导频信号的应答，图16中的点A与点B的τ轴方向的距离是Tu/Δk，f_D轴方向的距离是1/(TsΔn)。并且，使从m为2以上M以下的第m发送天线发送的第m导频信号，成为使其应答位于将点A与点B之间按照相等间隔M等分后的(M-1)个点中、从点A起的第(m-1)个点的位置的导频信号。

从m为2以上M以下的第m发送天线发送的第m导频信号，能够通过使从第1发送天线发送的第1导频信号的应答沿τ轴方向移动(m-1)Tu/(MΔk)、并沿f_D轴方向移动(m-1)/(MTsΔn)而生成。

因此，发送装置内的导频信号生成部生成基准导频信号，把所生成的基准导频信号作为从第1发送天线发送的第1导频信号。并且，考虑到上述情况，对于m为2以上M以下的各个第m发送天线，发送装置内的复平面波生成部生成利用下述的(式27)的左边表示的复平面波，乘法部将该基准导频信号乘以所生成的复平面波，把相乘值作为从第m发送天线发送的第m导频信号。

[式27]

$\exp \left[j2\mathrm{\&pi;}(\frac{(m-1)}{\mathrm{M\&Delta;n}}n-\frac{(m-1)}{\mathrm{M\&Delta;k}}k)\right]=\exp \left[j2\mathrm{\&pi;}(\frac{(m-1)}{\mathrm{M\&Delta;nTs}}t-\frac{(m-1)\mathrm{Tu}}{\mathrm{M\&Delta;k}}f)\right]$ ··(式27)

其中，(式27)的右边是使用关系n＝(1/Ts)t、k＝Tuf改写左边得到的。

接收装置将由接收天线接收到的导频信号除以正规的导频信号。由此，能够获得混合了从各个发送天线到该接收天线的传输路径的传输路径应答的传输路径应答(混合传输路径应答)。对应第1发送天线的插补部根据混合传输路径应答，使用低通滤波器来推测针对全部小区的有关第1发送天线的传输路径应答。对于m为2以上M以下的各个第m发送天线，接收装置内的复平面波生成部生成利用下述的(式28)的左边表示的复平面波，乘法部将混合传输路径应答乘以所生成的复平面波，插补部根据乘法部的相乘值，使用低通滤波器来推测针对全部小区的有关第m发送天线的传输路径应答。

[式28]

$\exp [-j2\mathrm{\&pi;}(\frac{(m-1)}{\mathrm{M\&Delta;n}}n-\frac{(m-1)}{\mathrm{M\&Delta;k}}k)]=\exp [-j2\mathrm{\&pi;}(\frac{(m-1)}{\mathrm{M\&Delta;nTs}}t-\frac{(m-1)\mathrm{Tu}}{\mathrm{M\&Delta;k}}f)]$ ··(式28)

其中，(式28)的右边是使用关系n＝(1/Ts)t、k＝Tuf改写左边得到的。

另外，也可以是，发送装置内的复平面波生成部生成具有将上述的(式27)中的相位项乘以-1得到的值的相位项的复平面波，接收装置内的复平面波生成部生成具有将上述的(式28)中的相位项乘以-1得到的值的相位项的复平面波。

(4-B)关于从第1发送天线发送的导频信号的应答，图16中的点A与点C的τ轴方向的距离是3Tu/Δk，f_D轴方向的距离是1/(TsΔn)。并且，使从m为2以上M以下的第m发送天线发送的第m导频信号，成为使其应答位于将点A与点C之间按照相等间隔M等分后的(M-1)个点中、从点A起的第(m-1)个点的位置的导频信号。

从m为2以上M以下的第m发送天线发送的第m导频信号，能够通过使从第1发送天线发送的第1导频信号的应答沿τ轴方向移动-3(m-1)Tu/(MΔk)、并沿f_D轴方向移动(m-1)/(MTsΔn)而生成。

因此，发送装置内的导频信号生成部生成基准导频信号，把所生成的基准导频信号作为从第1发送天线发送的第1导频信号。并且，考虑到上述情况，对于m为2以上M以下的各个第m发送天线，发送装置内的复平面波生成部生成利用下述的(式29)的左边表示的复平面波，乘法部将该基准导频信号乘以所生成的复平面波，把相乘值作为从第m发送天线发送的第m导频信号。

[式29]

$\exp \left[j2\mathrm{\&pi;}(\frac{(m-1)}{\mathrm{M\&Delta;n}}n+\frac{3(m-1)}{\mathrm{M\&Delta;k}}k)\right]=\exp \left[j2\mathrm{\&pi;}(\frac{(m-1)}{\mathrm{M\&Delta;nTs}}t+\frac{3(m-1)\mathrm{Tu}}{\mathrm{M\&Delta;k}}f)\right]$ ··(式29)

其中，(式29)的右边是使用关系n＝(1/Ts)t、k＝Tuf改写左边得到的。

接收装置将由接收天线接收到的导频信号除以正规的导频信号。由此，能够获得混合了从各个发送天线到该接收天线的传输路径的传输路径应答的传输路径应答(混合传输路径应答)。对应第1发送天线的插补部根据混合传输路径应答，使用低通滤波器来推测针对全部小区的有关第1发送天线的传输路径应答。对于m为2以上M以下的各个第m发送天线，接收装置内的复平面波生成部生成利用下述的(式30)的左边表示的复平面波，乘法部将混合传输路径应答乘以所生成的复平面波，插补部根据乘法部的相乘值，使用低通滤波器来推测针对全部小区的有关第m发送天线的传输路径应答。

[式30]

$\exp [-j2\mathrm{\&pi;}(\frac{(m-1)}{\mathrm{M\&Delta;n}}n+\frac{3(m-1)}{\mathrm{M\&Delta;k}}k)]=\exp [-j2\mathrm{\&pi;}(\frac{(m-1)}{\mathrm{M\&Delta;nTs}}t+\frac{3(m-1)\mathrm{Tu}}{\mathrm{M\&Delta;k}}f)]$ ··(式30)

其中，(式30)的右边是使用关系n＝(1/Ts)t、k＝Tuf改写左边得到的。

另外，也可以是，发送装置内的复平面波生成部生成具有将上述的(式29)中的相位项乘以-1得到的值的相位项的复平面波，接收装置内的复平面波生成部生成具有将上述的(式30)中的相位项乘以-1得到的值的相位项的复平面波。

并且，在上述的(4-B)中，在m为2以上M以下的情况下，需要使-3(m-1)不是M的整数倍。

(5)参照图16记述上述各个实施方式的SP信号的发送方法的更进一步的广义化。其中，在图16中，黑点表示从第1发送天线11发送的第1导频信号的应答，×符号表示从第2发送天线12发送的第2导频信号的应答。另外，把发送天线数量设为M(M是2以上的整数)，从第m(m是1以上M以下的整数)发送天线发送的第m导频信号的信号配置，是按照上述的(式22)赋予的被广义化的信号配置。

在图16中，利用实线表示由与通过第1导频信号的应答的τ轴平行的直线、和与通过该应答的f_D轴平行的直线构成的网格，利用虚线表示由与通过第2导频信号的应答的τ轴平行的直线、和与通过该应答的f_D轴平行的直线构成的网格。

从各个发送天线发送导频信号的方法的要点是，从各个发送天线发送的导频信号的应答不会位于与从其他的全部发送天线发送的导频信号的应答相关的网格上。

这可以通过下述处理实现，将与从第1发送天线发送的第1导频信号的应答相关的网格之间进行了M分割而形成M种网格，将从各个发送天线发送的导频信号的应答分配在互不重复的网格上。

因此，发送装置内的导频信号生成部生成基准导频信号，把所生成的基准导频信号作为从第1发送天线发送的第1导频信号。并且，考虑到上述情况，对于m为2以上M以下的各个第m发送天线，发送装置内的复平面波生成部生成利用下述的(式31)的左边表示的复平面波，乘法部将该基准导频信号乘以所生成的复平面波，把相乘值作为从第m发送天线发送的第m导频信号。

[式31]

$\exp \left[j2\mathrm{\&pi;}(\frac{(m-1)n_s}{\mathrm{M\&Delta;n}}n-\frac{(m-1)k_s}{\mathrm{M\&Delta;k}}k)\right]=\exp \left[j2\mathrm{\&pi;}(\frac{(m-1)n_s}{\mathrm{M\&Delta;nTs}}t-\frac{(m-1)k_s\mathrm{Tu}}{\mathrm{M\&Delta;k}}f)\right]$

…(式31)

其中，在m为2以上M以下的情况下，n_s和k_s是使(m-1)n_s和(m-1)k_s不会成为M的整数倍的、除0之外的整数。

并且，(式31)的右边是使用关系n＝(1/Ts)t、k＝Tuf改写左边得到的。

另外，上述的(式31)表示使第1导频信号移动到进行了M分割的网格上。并且，n_s和k_s是使(m-1)n_s和(m-1)k_s不会成为M的整数倍的、除0之外的整数这一条件，是用于使与各个导频信号的应答相关的网格互不重复的条件。

接收装置将由接收天线接收到的导频信号除以正规的导频信号。由此，能够获得混合了从各个发送天线到该接收天线的传输路径的传输路径应答的传输路径应答(混合传输路径应答)。对应第1发送天线的插补部根据混合传输路径应答，使用低通滤波器来推测针对全部小区的有关第1发送天线的传输路径应答。对于m为2以上M以下的各个第m发送天线，接收装置内的复平面波生成部生成利用下述的(式32)的左边表示的复平面波，乘法部将混合传输路径应答乘以所生成的复平面波，插补部根据乘法部的相乘值，使用低通滤波器来推测针对全部小区的有关第m发送天线的传输路径应答。

[式32]

$\exp [-j2\mathrm{\&pi;}(\frac{(m-1)n_s}{\mathrm{M\&Delta;n}}n-\frac{(m-1)k_s}{\mathrm{M\&Delta;k}}k)]=\exp [-j2\mathrm{\&pi;}(\frac{(m-1)n_s}{\mathrm{M\&Delta;nTs}}t-\frac{(m-1)k_s\mathrm{Tu}}{\mathrm{M\&Delta;k}}f)]$

…(式32)

其中，(式32)的右边是使用关系n＝(1/Ts)t、k＝Tuf改写左边得到的。

(6)在上述实施方式等中，通过生成复平面波、并将信号乘以所生成的复平面波，来实现该信号(SP信号、将接收到的SP信号除以正规的SP信号得到的相除值)的相位的移动，但不限于此，例如也可以利用下述方式实现。

(6-A)把发送天线数量设为M(M是2以上的整数)，从第m(m是1以上M以下的整数)发送天线发送的第m导频信号的信号配置，是按照上述的(式22)赋予的被广义化的信号配置。

发送装置内的导频信号生成部生成基准导频信号，把所生成的基准导频信号作为从第1发送天线发送的第1导频信号。并且，对于m为2以上M(M是2以上的整数)以下的各个第m发送天线，发送装置内的相位生成部生成由上述的发送装置内的复平面波生成部生成的任一个复平面波的相位，相位旋转部使基准导频信号的相位旋转由相位生成部生成的相位量，把实施相位旋转处理后的基准导频信号作为从第m发送天线发送的第m导频信号。另外，相位旋转例如也可以适用已知的CORDIC算法。

接收装置将由接收天线接收到的导频信号除以正规的导频信号。由此，能够获得混合了从各个发送天线到该接收天线的传输路径的传输路径应答的传输路径应答(混合传输路径应答)。对应第1发送天线的插补部根据混合传输路径应答，使用低通滤波器来推测针对全部小区的有关第1发送天线的传输路径应答。对于m为2以上M以下的各个第m发送天线，接收装置内的相位生成部生成与由发送装置内的相位生成部生成的相位对应的、由上述的接收装置内的复平面波生成部生成的任一个复平面波的相位，相位旋转部使混合传输路径应答的相位旋转由相位生成部生成的相位量，插补部根据实施相位旋转处理后的混合传输路径应答，使用低通滤波器来推测针对全部小区的有关第m发送天线的传输路径应答。另外，相位旋转例如也可以适用已知的CORDIC算法。

另外，在发送装置中，复平面波生成部和乘法部被替换为相位生成部和相位旋转部，在接收装置中，复平面波生成部和乘法部被替换为相位生成部和相位旋转部。

(6-B)发送装置内的导频信号生成部生成基准导频信号，把所生成的基准导频信号作为从第1发送天线发送的第1导频信号。并且，发送装置具有的取代复平面波生成部和乘法部的极性反转部，在同一码元中反复进行基准导频信号的极性的反转和不反转，由此生成从第2发送天线发送的导频信号。

(7)在上述实施方式等中，从除第1发送天线之外的发送天线发送的SP信号或导频信号的生成，是通过复平面波的相乘处理、相位旋转处理、极性的反转处理来进行的，但不限于此，例如也可以是下述任一方式。

把发送天线数量设为M(M是2以上的整数)，从第m(m是1以上M以下的整数)发送天线发送的第m导频信号的信号配置，是按照上述的(式22)赋予的被广义化的信号配置。

只要是下述方式即可，即，能够生成第m导频信号，以使从m为1以上M以下的第m发送天线发送的该第m导频信号与基准导频信号的相位差成为利用下述的(式33)表示的值。

[式33]

$j2\mathrm{\&pi;}\left[\frac{(m-1)n_s}{\mathrm{M\&Delta;n}}n-\frac{(m-1)k_s}{\mathrm{M\&Delta;k}}k\right]$ …(式33)

其中，在m为2以上M以下的情况下，n_s和k_s是使(m-1)n_s和(m-1)k_s不会成为M的整数倍的、除0之外的整数。

(8)在上述说明中，发送装置具有的M(M是2以上的整数)个发送天线是能够使用的发送天线的最大数量，实际使用的发送天线的数量为M以下。

(9)在上述各个实施方式中，接收装置按照除法部53、63、乘法部56、66、插补部57、64内的低通滤波器的顺序来执行处理，但不限于此，例如，也可以按照除法部53、63、取代低通滤波器的高通滤波器、乘法部56、66的顺序来执行处理。

(10)也可以在发送装置中装配下述结构，即，切换执行在上述各个实施方式中说明的SP信号的发送方法和以往示例的SP信号的发送方法的结构。

关于选择执行在上述各个实施方式中说明的SP信号的发送方法的示例，例如，可以列举对于有效码元期间选择较长的保护间隔期间(例如Tu/4等)，而且传输路径的脉冲应答具有与该保护间隔期间相同程度的延迟扩散的情况，或者脉冲应答的延迟扩散较小、而且提高针对传输路径随时间而变动的跟踪特性的情况。

与此相对，关于选择并执行以往示例的SP信号的发送方法的示例，例如，可以列举对于有效码元期间选择较短的保护间隔期间的情况，或者脉冲应答的延迟扩散和传输路径的时间变动都不大的情况。

另外，发送装置将表示复平面波的类型的信息包含于DVB-T方式中的TPC或ISDB-T方式中的TMCC等控制信息中进行发送，由此接收装置能够根据控制信息，进行使用了与在发送装置中使用的复平面波对应的复平面波的合适处理。

另外，在发送装置和接收装置是一对一地进行通信的通信方式的情况下，接收装置观测传输路径的脉冲应答和时间变动，判定哪种发送方法比较合适，并将判定结果通知发送装置。并且，发送装置也可以根据从接收装置接收到的判定结果，切换SP信号的发送方法。

(11)在上述实施方式中举例说明了MIMO传输系统，但本发明也能够适用于具有两个以上的发送天线和两个以上的接收装置的MIMO传输系统、及MISO(Multiple Input Single Output：多入单出)传输系统。

并且，本发明举例说明了把MIMO传输系统用作空间复用传输系统的情况，但本发明也能够适用于例如使用STC(Space Time Coding：时空编码)、STBC(Space Time Block Coding：时空块码)、SFBC(Space Frequency BlockCoding：时频块码)等技术的发送分集系统。

(12)上述实施方式的发送装置和接收装置分别可以实现为代表性的集成电路即LSI(Large Scale Integration：大规模集成电路)。可以使各个电路分别形成为1个芯片，也可以形成为包含全部电路或一部分电路的1个芯片。

在此，表述为LSI，但根据集成程度的不同，也可以称为IC(IntegratedCircuit：集成电路)、系统LSI、超级LSI、特级LSI。

并且，集成电路化的方法不限于LSI，也可以利用专用电路或通用处理器实现。也可以采用在制作LSI后能够编程的FPGA(Field ProgrammableGate Array：现场可编程门阵列)、能够再构成LSI内部的电路单元的连接和设定的可重构处理器。

另外，如果伴随半导体技术的发展或利用派生的其他技术替换LSI的集成电路化的技术问世，当然也可以使用该技术进行功能块的集成化。还存在适用仿生技术等的可能性。

产业上的可利用性

本发明能够应用于传输传输参数信息的数字播放方式，同时也能够应用于手机、无线LAN、电力线通信、xDSL等的数字通信等。

Claims (9)

1.一种发送装置，具有第1～第M(M为2以上的整数)发送天线，发送在每个码元期间对多个载波进行调制得到的OFDM信号，

所述OFDM信号包括在载波-码元平面上分散配置的导频信号，

在载波-码元平面上，把载波序号设为k，把码元序号设为n，把同一码元中的导频信号的间隔设为Δk，把同一载波中的导频信号的间隔设为Δn，把p设为0以上的整数，

n_s和k_s是除0之外的整数，m是1以上M以下的整数，

在所述m为2以上M以下的情况下，使(m-1)n_s和(m-1)k_s不会成为M的整数倍，

在码元序号n的码元中传输导频信号的载波的载波序号k_P(n)满足(式1)，

[式1]

$k_p\left(n\right)=\frac{\mathrm{\&Delta;k}}{\mathrm{\&Delta;n}}\&times;\left(n\mathrm{mod}\mathrm{\&Delta;n}\right)+\mathrm{\&Delta;k}\&times;p$            …(式1)

所述发送装置具有：

生成部，其生成第m导频信号，以使对应第m(m是1以上M以下的整数)发送天线的该第m导频信号的相位与基准导频信号的相位之差，成为利用(式2)表示的值，

[式2]

$j2\mathrm{\&pi;}[\frac{(m-1)n_s}{\mathrm{M\&Delta;n}}n-\frac{(m-1)k_s}{\mathrm{M\&Delta;k}}k]$          …(式2)

发送部，从所述第m发送天线发送包括由所述生成部生成的所述第m导频信号的OFDM信号。

2.根据权利要求1所述的发送装置，所述生成部具有：

基准信号生成部，生成所述基准导频信号，把该基准导频信号作为所述第1导频信号；和

乘法部，将所述基准导频信号乘以在载波-码元平面上利用(式3)表示的复平面波，由此生成m为2以上M以下的所述第m导频信号，

[式3]

$\exp \left\{j2\mathrm{\&pi;}\right[\frac{(m-1)n_s}{\mathrm{M\&Delta;n}}n-\frac{(m-1)k_s}{\mathrm{M\&Delta;k}}k\left]\right\}$            …(式3)。

3.根据权利要求1所述的发送装置，所述生成部具有：

基准信号生成部，生成所述基准导频信号，把该基准导频信号作为所述第1导频信号；和

相位旋转部，使所述基准导频信号按照所述(式2)表示的值的量进行相位旋转，由此生成m为2以上M以下的所述第m导频信号。

4.根据权利要求1所述的发送装置，所述M是2，

所述生成部具有：

基准信号生成部，生成所述基准导频信号，把该基准导频信号作为所述第1导频信号；和

极性反转部，使所述基准导频信号的极性在同一码元中沿载波方向交替地反复进行不反转和反转，由此生成所述第2导频信号。

5.根据权利要求1所述的发送装置，所述M是2，所述Δn是4，所述Δk是12，所述n_s是1，所述k_s是1。

6.根据权利要求1所述的发送装置，所述M是2，所述Δn是4，所述Δk是12，所述n_s是1，所述k_s是-3。

7.一种接收装置，从具有第1～第M(M为2以上的整数)发送天线的发送装置，接收在每个码元期间对多个载波进行调制得到的OFDM信号，

所述OFDM信号包括在载波-码元平面上分散配置的导频信号，

在载波-码元平面上，把载波序号设为k，把码元序号设为n，把同一码元中的导频信号的间隔设为Δk，把同一载波中的导频信号的间隔设为Δn，把p设为0以上的整数，

n_s和k_s是除0之外的整数，m是1以上M以下的整数，

在所述m为2以上M以下的情况下，使(m-1)n_s和(m-1)k_s不会成为M的整数倍，

在码元序号n的码元中传输导频信号的载波的载波序号k_P(n)满足(式4)，

[式4]

$k_p\left(n\right)=\frac{\mathrm{\&Delta;k}}{\mathrm{\&Delta;n}}\&times;\left(n\mathrm{mod}\mathrm{\&Delta;n}\right)+\mathrm{\&Delta;k}\&times;p$                 …(式4)

从第m(m是1以上M以下的整数)发送天线发送的第m导频信号与基准导频信号，具有利用(式5)表示的值的相位差，

[式5]

$j2\mathrm{\&pi;}[\frac{(m-1)n_s}{\mathrm{M\&Delta;n}}n-\frac{(m-1)k_s}{\mathrm{M\&Delta;k}}k]$                …(式5)

所述接收装置具有：

接收天线，从所述发送装置接收OFDM信号；

应答推测部，根据通过所述接收天线接收的OFDM信号中包含的导频信号和所述(式5)，推测有关从所述第1～所述第M发送天线到所述接收天线的第1～第M传输路径的传输路径应答；和

信号推测部，根据通过所述接收天线接收的OFDM信号、和由所述应答推测部推测到的有关所述第1～所述第M传输路径的传输路径应答，推测与从所述第1～所述第M发送天线发送的第1～第M的OFDM信号对应的第1～第M发送信号。

8.根据权利要求7所述的接收装置，所述应答推测部从通过所述接收天线接收的OFDM信号中提取导频信号，将提取到的导频信号除以所述基准导频信号，根据相除结果进行有关所述第1传输路径的传输路径应答的推测，

所述应答推测部根据所述相除结果和所述(式5)，进行有关m为2以上M以下的所述第m传输路径的传输路径应答的推测。

9.一种OFDM传输方法，从具有第1～第M(M为2以上的整数)发送天线的发送装置，传输在每个码元期间对多个载波进行调制得到的OFDM信号，

所述OFDM信号包括在载波-码元平面上分散配置的导频信号，

在载波-码元平面上，把载波序号设为k，把码元序号设为n，把同一码元中的导频信号的间隔设为Δk，把同一载波中的导频信号的间隔设为Δn，把p设为0以上的整数，

n_s和k_s是除0之外的整数，m是1以上M以下的整数，

在所述m为2以上M以下的情况下，使(m-1)n_s和(m-1)k_s不会成为M的整数倍，

在码元序号n的码元中传输导频信号的载波的载波序号k_P(n)满足(式6)，

[式6]

$k_p\left(n\right)=\frac{\mathrm{\&Delta;k}}{\mathrm{\&Delta;n}}\&times;\left(n\mathrm{mod}\mathrm{\&Delta;n}\right)+\mathrm{\&Delta;k}\&times;p$                …(式6)

所述OFDM传输方法包括：

生成步骤，生成第m导频信号，以使对应第m(m是1以上M以下的整数)发送天线的该第m导频信号的相位与基准导频信号的相位之差，成为利用(式7)表示的值，

[式7]

$j2\mathrm{\&pi;}[\frac{(m-1)n_s}{\mathrm{M\&Delta;n}}n-\frac{(m-1)k_s}{\mathrm{M\&Delta;k}}k]$                …(式7)

发送步骤，从所述第m发送天线发送包括在所述生成步骤中生成的所述第m导频信号的OFDM信号。

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