JP2008199499A - Ofdm信号等化装置及び方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】OFDM信号等化装置において、必要メモリ容量の増大を抑制しつつ伝送路特性の推定精度を向上させる。
【解決手段】データ信号と時間方向及び周波数方向に分散配置された既知のパイロット信号とを含むOFDM信号を等化するOFDM信号等化装置において、推定した前記パイロット信号の伝送路特性を前記時間方向及び前記周波数方向に補間することによって前記データ信号の伝送路特性を推定し、推定した前記データ信号の伝送路特性に基づいて前記データ信号を等化する。時間方向の補間の際、多項式補間を用いる。例えば、直近の4つのSP信号(200、204、208及び212)を用い、スプライン補間によって、直近の2つのSP信号(208及び212)間に位置する3つのデータ信号(209〜211)の伝送路特性を補間する。
【選択図】図4
【解決手段】データ信号と時間方向及び周波数方向に分散配置された既知のパイロット信号とを含むOFDM信号を等化するOFDM信号等化装置において、推定した前記パイロット信号の伝送路特性を前記時間方向及び前記周波数方向に補間することによって前記データ信号の伝送路特性を推定し、推定した前記データ信号の伝送路特性に基づいて前記データ信号を等化する。時間方向の補間の際、多項式補間を用いる。例えば、直近の4つのSP信号(200、204、208及び212)を用い、スプライン補間によって、直近の2つのSP信号(208及び212)間に位置する3つのデータ信号(209〜211)の伝送路特性を補間する。
【選択図】図4
Description
本発明は、受信したOFDM信号を等化するためのOFDM信号等化装置及びOFDM信号等化方法に関する。また、本発明は、それらを利用したデジタル放送受信装置に関する。
日本や欧州のデジタル放送システムでは、放送方式にOFDM(直交周波数多重分割;Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式を採用している。OFDM方式は、1チャンネルの帯域内に互いに直交する多数のサブキャリアを多重して伝送する方式である。
送信局では、サブキャリアごとに、伝送すべきベースバンド信号をQAM、QPSK、DQPSKなどの変調方式で変調し、その変調によって得られる信号に対して逆フーリエ変換(IFFT)を施すことでOFDM信号を生成する。一方、受信装置では、受信したOFDM信号に対してフーリエ変換(FFT)を行い、フーリエ変換後の信号を復調する。
受信装置でOFDM信号を受信する際、所謂マルチパスにより歪み(マルチパス歪み)の影響を受けて受信する場合が多い。送信局から送信された信号は、空中を伝播してから受信装置で受信されるが、電波の伝送路中に山や建築物等の障害物が存在すると、電波はその障害物で反射する。このとき、受信装置は、送信局から直接到来した直接波と共に障害物で反射した反射波を同時に受信することになる。直接波と反射波は位相が異なるため、これらの合成波は直接波と比べて歪みを受けた信号になる。この歪みがマルチパス歪みである。歪みを受けた信号から歪みを除去する等化処理を行うことなく、復調処理を行うと、正常なベースバンド信号を復元できず、受信装置側で出力される映像等に乱れが生じる。
このような歪みを除去する技術(等化技術)として、下記特許文献1及び2並びに下記非特許文献1に記載された技術がある。これらの技術では、OFDM信号に埋め込まれた既知のパイロット信号を利用している。
図12に、日本のISDB−T(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)方式における、パイロット信号の配置を示す(符号901等については後述)。このパイロット信号は、スキャッタードパイロット信号と呼ばれ、これをSP信号と表記する。SP信号は、時間方向及び周波数方向に所定間隔をおいて分散配置される。フーリエ変換後のOFDM信号は、分散配置されたSP信号と、映像等を表すデータ信号と、から形成される。
データ信号の歪みを除去するためには、その歪みを表す伝送路特性を推定する必要がある。そこで、一般的には、受信したSP信号の伝送路特性を推定した後、そのSP信号の伝送路特性を時間方向に線形補間し、更に周波数方向に内挿補間することで、全データ信号に対する伝送路特性を推定するようにしている(下記特許文献1及び非特許文献1参照)。
しかしながら、車などの移動体に受信装置を搭載し、高速で移動しながらデジタル放送信号を受信する場合、時間方向において伝送路特性の変動が激しくなるため、時間方向の線形性が崩れて、線形補間によって推定した伝送路特性と実際の伝送路特性との間に誤差が生じる。つまり、伝送路特性を正確に推定することができなくなり、結果、映像等に乱れが生じることになる。
これに対し、下記特許文献2では、時間方向の補間にFIR型フィルタによる内挿を用いている。しかしながら、FIR型フィルタを用いる場合、フィルタのタップ数(フィルタの次数)に応じてメモリに記憶しておくべきデータ量が増加するという問題が発生する。通常、この種のFIR型フィルタでは、或る程度のフィルタ性能を確保するために、大きなタップ数を用意する必要がある。例えば、15次のFIR型フィルタを用いる場合、7シンボル分のデータを少なくともメモリに保持しておく必要がある。例えば、或るタイミングにおいて、図12の破線四角枠901に対応する7シンボル分のデータをメモリに保持しておく必要がある。SP信号903を用いて、データ信号904の伝送路特性が15次のFIR型フィルタより得られるからである。デジタル放送のOFDM信号を形成するサブキャリアの本数は数千にも及ぶ。このため、時間方向の補間にFIR型フィルタを用いると、必要メモリ容量が大きく増大する。これは、受信装置のコストを押し上げてしまう。
一方、時間方向の補間に線形補間を用いる場合は、図12の破線四角枠902に対応する3シンボル分のデータを保持しておけば十分である。線形補間では、直近の2つのSP信号(例えば、図12のSP信号903と905)を用いて、そのSP信号間の伝送路特性が補間されるからである。
上述したように、時間方向の補間に、
線形補間を用いた場合、伝送路特性の推定精度に問題がある。
FIR型フィルタを用いた場合、必要メモリ容量が大きくなる。
線形補間を用いた場合、伝送路特性の推定精度に問題がある。
FIR型フィルタを用いた場合、必要メモリ容量が大きくなる。
そこで本発明は、必要メモリ容量の増大を抑制しつつ伝送路特性の推定精度向上に寄与するOFDM信号等化装置及びOFDM信号等化方法を提供することを目的とする。また、本発明は、そのOFDM信号等化装置を利用したデジタル放送受信装置を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために本発明に係るOFDM信号等化装置は、データ信号と時間方向及び周波数方向に間隔をおいて配置された既知のパイロット信号とを含むOFDM信号を等化するOFDM信号等化装置において、前記パイロット信号に基づいて前記パイロット信号の伝送路特性を推定する推定手段と、推定された前記パイロット信号の伝送路特性を前記時間方向及び前記周波数方向に補間することによって前記データ信号の伝送路特性を推定する補間手段と、推定された前記データ信号の伝送路特性に基づいて前記データ信号を等化するデータ信号等化手段と、を備え、前記補間手段は、多項式補間を用いて前記時間方向の補間を行う時間方向補間手段を備えたことを特徴とする。
時間方向の補間に多項式補間を用いることによって、伝送路特性の推定精度の向上が見込める。また、FIR型フィルタを用いると比べて、等化処理用の必要メモリ容量を小さくすることも可能となる。
また具体的には例えば、前記補間手段は、前記推定手段の推定によって得られた前記パイロット信号の伝送路特性と前記時間方向補間手段の補間によって得られた前記データ信号の伝送路特性を前記周波数方向に補間する周波数方向補間手段を更に備えている。
また具体的には例えば、前記時間方向補間手段は、前記時間方向において、直近の前記パイロット信号間に位置する前記データ信号の伝送路特性を補間する。
また具体的には例えば、前記時間方向補間手段は、前記多項式補間としてスプライン補間を用いる。
また具体的には例えば、前記時間方向補間手段は、前記推定手段によって推定された、4つのパイロット信号の伝送路特性を用いて、前記時間方向に前記スプライン補間を行う。
上記目的を達成するために本発明に係るデジタル放送受信装置は、OFDM信号を用いたデジタル放送を受信するデジタル放送受信装置において 上記のOFDM信号等化装置を備えたことを特徴とする。
上記目的を達成するために本発明に係るOFDM信号等化方法は、データ信号と時間方向及び周波数方向に間隔をおいて配置された既知のパイロット信号とを含むOFDM信号を等化するOFDM信号等化方法において、前記パイロット信号に基づいて前記パイロット信号の伝送路特性を推定する推定ステップと、推定された前記パイロット信号の伝送路特性を前記時間方向及び前記周波数方向に補間することによって前記データ信号の伝送路特性を推定する補間ステップと、推定された前記データ信号の伝送路特性に基づいて前記データ信号を等化するデータ信号等化ステップと、を備え、前記補間ステップでは、多項式補間を用いて前記時間方向の補間を行うことを特徴とする。
本発明によれば、必要メモリ容量の増大を抑制しつつ伝送路特性の推定精度向上に寄与するOFDM信号等化装置及びOFDM信号等化方法を提供することが可能となる。
本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。
以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。
図1に、本発明の実施形態に係るデジタル放送受信装置100(以下、受信装置100と略記する)の概略ブロック図を示す。
受信装置100と図示されない送信局(デジタル放送送信装置)は、デジタル放送システムを構成し、このデジタル放送システムでは、放送方式にOFDM(直交周波数多重分割;Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式を採用している。OFDM方式は、1チャンネルの帯域内に互いに直交する多数のサブキャリア(以下、単にキャリアとも言う)を多重して伝送する方式である。
送信局では、サブキャリアごとに、伝送すべきベースバンド信号をQAM(Quadrature Amplitude Modulation)、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)、DQPSK(Differential Quadrature Phase Shift Keying)などの変調方式で変調し、その変調によって得られる信号に対して逆高速フーリエ変換(IFFT;Inverse Fast Fourier Transform)を施すことでOFDM信号を生成する。ベースバンド信号は、伝送されるべき映像信号や音声信号を含む。生成されたOFDM信号は、デジタル放送(例えば、いわゆる地上デジタル放送)により受信装置100に対して送信されるべき信号として、送信局から送信される。
受信装置100は、このデジタル放送によって送信されてきたデジタル放送信号を受信する。デジタル放送信号は、複数チャンネル分のOFDM信号を含む。受信装置100は、受信アンテナ1と、チューナ部2と、FFT処理部3と、等化処理部4と、復調処理部5と、RAM(Random Access Memory)6と、を備える。
チューナ部2は、受信アンテナ1を介して上記のデジタル放送信号を受信し、受信したデジタル放送信号の中から、選局されたチャンネルに対応するOFDM信号(OFDM変調信号)を抽出して出力する。チューナ部2から出力されたOFDM信号は、FFT処理部3に送られる。
FFT処理部3は、受信したOFDM信号を、高速フーリエ変換(FFT;Fast Fourier Transform)を用いて時間軸上の信号から周波数軸上の信号に変換する。この変換によって得られた周波数軸上のOFDM信号は、等化処理部4に送られる。
等化処理部4は、受信した周波数軸上のOFDM信号から歪みを除去する等化処理を行う。この歪みは、主として、マルチパスによって生じる。等化処理によって歪みが除去された信号(後述の等化信号)は、復調処理部5に送られる。
復調処理部5は、歪みが除去された信号(後述の等化信号)をベースバンド信号としてのMPEG(Moving Picture Experts Group)符号化信号に変換するための復調処理を行う。MPEG符号化信号は、デジタル放送によって伝達されるべき映像信号や音声信号を符号化した信号である。この復調処理によって得られたMPEG符号化信号は、MPEGデコーダ(不図示)に送られてデコードされた後、表示装置やスピーカ(双方不図示)に送られ、映像として表示又は音声として出力される。受信装置100は、MPEGデコーダ、表示装置及びスピーカをも含みうる。
RAM6は、等化処理部4による等化処理に必要な情報を記憶する。尚、受信装置100を形成する他の部位も、RAM6を利用しうる。
デジタル放送の放送方式として、日本のISDB−T(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)方式や欧州のDVB−T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial)方式などがあるが、何れもサブキャリアの中に、振幅及び位相が既知のパイロット信号が挿入されている。例えば、日本のISDB−T方式では、図2に示すようにパイロット信号が配置される。以下、説明の具体化のため、日本のISDB−T方式に従ったデジタル放送信号(OFDM信号)を受信する場合を説明する。
FFT処理部3から出力されるOFDM信号は、図2に示す如く、周波数方向及び時間方向に配列されたデータ信号とパイロット信号とから成り、これを総称してOFDMシンボル列と呼ぶ。このパイロット信号は、一般にスキャッタードパイロット信号と呼ばれ、以下、これをSP信号という。尚、一般的に、データ信号及びパイロット信号は夫々データシンボル及びパイロットシンボルとも呼ばれる。このため、本明細書におけるデータ信号及びパイロット信号(SP信号)を、夫々データシンボル及びパイロットシンボル(スキャッタードパイロットシンボル)と読み替えることもできる。また、周波数方向及び時間方向は夫々キャリア方向及びシンボル方向とも呼ばれる。
時間方向に対応する時間番号(シンボル番号)をtで表し、周波数方向に対応するキャリア番号をlで表す。ここで、tは0以上の整数をとり、lは0以上且つ(L−1)以下の整数をとる。Lは、OFDM信号を形成するサブキャリアの総本数である。tは、OFDM信号のシンボル長を単位として考えた時刻を表す。tとlを一意に定めることによって一意に定まる、OFDMシンボル列内の位置をキャリア位置と呼び、それを(t,l)にて表す。
SP信号は、l=3×(t mod 4)+12p、を満たすキャリア位置に配置される。ここで、modは剰余演算を表し、pは整数である。即ち、図2に示す如く、或る時刻tにおけるOFDM信号においてSP信号は周波数軸上にキャリア12個おきに配置され、時刻tが1だけ進むごとにSP信号はキャリア3個分、周波数方向にシフトされる。例えば、時刻t=0では、キャリア位置(0,0)、(0,12)、(0,24)、(0,36)、・・・にSP信号が配置され、時刻t=1では、キャリア位置(1,3)、(1,15)、(1,27)、(1,39)、・・・にSP信号が配置される。
OFDMシンボル列において、SP信号が配置されていない部分にはデータ信号が配置される。データ信号は、送信局から受信装置100に伝達されるべき本来の情報を含み、このデータ信号からMPEG符号化信号が生成される。
図3に、図1の等化処理部4の内部ブロック図を示す。等化処理部4は、SP抽出部11と、SP生成部12と、SP複素除算部13と、補間部14と、複素除算部15と、を備える。補間部14は、時間方向補間部21及び周波数方向補間部22から成る。
FFT処理部3から送られてくる周波数軸上のOFDM信号はSP抽出部11に与えられる。この周波数軸上のOFDM信号は、図2に示すようなOFDMシンボル列で表すことができる。SP抽出部11は、周波数軸上のOFDM信号(即ち、OFDMシンボル列)の中からSP信号を抽出する。SP抽出部11によって抽出されたSP信号を、以下、受信SP信号とも呼ぶ。
SP生成部12は、SP抽出部11によるSP信号の抽出とは別に、既知の振幅及び位相を有するSP信号を生成する。SP生成部12によって生成されたSP信号を、正解SP信号とも呼ぶ。受信SP信号は、空間伝播時の伝送路特性にて定まる歪みを含んでいるが、正解SP信号は、そのような歪みを含んでいない。このため、受信SP信号と正解SP信号は、通常、異なる。
SP複素除算部13は、下記式(1)に従い、歪みを含む受信SP信号を正解SP信号にて複素除算することにより、空間伝播時にSP信号に作用した伝送路特性を推定する。
ここで、XSP(t,l)は、SP抽出部11によって抽出された、キャリア位置(t,l)の受信SP信号を表す。dSP(t,l)は、SP生成部12によって生成された、キャリア位置(t,l)の正解SP信号を表す。HSP(t,l)は、SP複素除算部13にて推定される、キャリア位置(t,l)の受信SP信号に対する伝送路特性を表す。XSP(t,l)、dSP(t,l)及びHSP(t,l)は、夫々、複素平面上で定義される複素信号であるため、振幅を表す振幅成分及び位相を表す位相成分から成る。尚、dSP(t,l)は、日本のデジタル放送システムの仕様書(日本のISDB−T方式)にて定められている。
SP複素除算部13によって推定された伝送路特性HSP(t,l)は、補間部14に与えられる。SP複素除算部13では、SP信号に対してのみ伝送路特性が推定され、データ信号に対する伝送路特性は推定されない。そこで、補間部14では、データ信号に対する伝送路特性を補間によって算出する。
具体的には、まず、SP複素除算部13によって推定された伝送路特性HSP(t,l)が時間方向補間部21に与えられる。時間方向補間部21は、SP信号の伝送路特性HSP(t,l)を時間方向に補間する。より具体的に言えば、SP信号の伝送路特性HSP(t,l)に基づいて時間方向の補間を行い、これによって、SP信号が挿入されているキャリアに対応するデータ信号の伝送路特性を推定する。この際、多項式補間を用いるようにする。図2に示す如く、SP信号は時間方向に4シンボル間隔で配置されている。これを多項式補間することで、時間方向おいてSP信号間の伝送路特性を推定することができる。
多項式補間に4タップのスプライン補間を用いる場合を例にとり、時間方向の補間方法について説明する。説明の具体化のため、或る1つのキャリア(キャリア番号)に着目して、図4を参照する。OFDMシンボル列内の着目したキャリアにおいて、時刻t、(t+4)、(t+8)及び(t+12)にSP信号200、204、208及び212が配列され、時刻(t+9)、(t+10)及び(t+11)にデータ信号209、210及び211が配列されているものとする。例えば、SP信号200、204、208及び212は、キャリア位置(0,0),(4,0),(8,0)及び(12,0)のSP信号であり、データ信号209、210及び211は、キャリア位置(9,0),(10,0)及び(11,0)のデータ信号である(図2をも参照)。
時間方向補間部21は、SP信号212の伝送路特性が推定された後、4つのSP信号200、204、208及び212の伝送路特性を用いて、直近の2つのSP信号(208及び212)間に位置する3つのデータ信号209〜211の伝送路特性を補間(推定)する。
4つのSP信号200、204、208及び212に対して推定された伝送路特性HSP(t,l)を、夫々、HSP(0)、HSP(4)、HSP(8)及びHSP(12)で表し、この補間によって得られるデータ信号209、210及び211に対する伝送路特性を、夫々、H(9)、H(10)及びH(11)で表す。そうすると、H(9)〜H(11)は、下記式(2a)、(2b)及び(2c)の如く、4つのSP信号の伝送路特性と所定の係数との積和演算から求めることができる。
ここで、aで表記される係数として、例えば図5に示されるような固定値を用いる。即ち例えば、a(9,1)、a(9,2)、a(9,3)、a(9,4)、a(10,1)、a(10,2)、a(10,3)、a(10,4)、a(11,1)、a(11,2)、a(11,3)及びa(11,4)として、夫々、7/320、−42/320、303/320、52/320、1/40、−6/40、29/40、16/40、1/64、−6/64、25/64及び44/64を用いる。
上記のような時間方向の補間をSP信号が挿入されている各キャリアに対して行う。これにより、図6のような補間結果(推定結果)が得られる。即ち、時間方向の補間によって(換言すれば、時間方向の伝送路特性の推定によって)、SP信号が挿入されているキャリアにおける伝送路特性が全て推定される。
SP複素除算部13によって推定されたSP信号の伝送路特性及び時間方向補間部21の補間によって推定されたデータ信号の伝送路特性が、周波数方向補間部22に入力される。周波数方向補間部22に入力される伝送路特性は、図6に示す如く、周波数方向に3キャリア間隔で配置されている。周波数方向補間部22は、入力された伝送路特性を周波数方向に補間(3倍内挿補間)することにより、SP信号が挿入されていないキャリア(l=1、2など)に対する伝送路特性、即ち、まだ伝送路特性が推定されていないデータ信号に対する伝送路特性を推定する。
図7は、或る時刻t(例えばt=0)におけるOFDMシンボル列に対して、周波数方向の補間を行った結果を表している。周波数方向の補間(3倍内挿補間)の手法として、上記特許文献1及び2並びに非特許文献1に記載された手法を含む、公知の任意の手法を用いることができる。例えば、FIR(Finite Impulse Response)型ローパスフィルタを用いて、周波数方向の補間を行えばよい。この場合、既に推定された3キャリア間隔の伝送路特性を周波数方向に並べて入力系列を形成し、この入力系列をFIR型ローパスフィルタに対して入力することで、FIR型ローパスフィルタから、SP信号が挿入されていないキャリアに対する伝送路特性を得ることができる。但し、入力系列を形成する際、既に推定された3キャリア間隔の伝送路特性の間にゼロを2つずつ挿入するようにするとよい(図8参照)。
周波数方向の補間は、各時刻tにおけるOFDMシンボル列に対し、時刻tごとに行う。これにより、図9のような補間結果(推定結果)が得られ、全てのデータ信号に対する伝送路特性の推定が完了する。
再度、図3を参照する。キャリア位置(t、l)のデータ信号をX(t、l)で表し、データ信号X(t、l)に対して推定された伝送路特性をHm(t、l)にて表す。補間部14によって推定された、全データ信号に対する伝送路特性Hm(t、l)は、複素除算部15に与えられる。全データ信号に対する伝送路特性Hm(t、l)は、例えば、周波数方向補間部22から複素除算部15に与えられる。また、FFT処理部3からの、全データ信号X(t、l)を含む周波数軸上のOFDM信号も複素除算部15に与えられる。
複素除算部15は、下記式(3)に従い、歪みを含むデータ信号X(t、l)を伝送路特性Hm(t、l)にて複素除算することにより、伝送路特性で表される歪みを除去した(或いは低減した)データ信号d'(t,l)を生成する。即ち、複素除算部15によってデータ信号が等化される。尚、X(t,l)、Hm(t、l)及びd'(t,l)は、夫々、複素平面上で定義される複素信号であるため、振幅を表す振幅成分及び位相を表す位相成分から成る。
複素除算部15によって等化されたデータ信号d'(t,l)は等化信号を形成し、この等化信号は図1の復調処理部5に送られて、MPEG符号化信号へと復調される。
図10を参照して、上述の、等化処理部4による等化処理の手順の流れを説明する。図10は、この手順の流れを表すフローチャートである。図3をも参照する。まず、SP抽出部11が、図1のFFT処理部3からの周波数軸上のOFDM信号より、SP信号を抽出する(ステップS1)。次に、SP複素除算部13が、抽出されたSP信号を複素除算することによってSP信号の伝送路特性を推定する(ステップS2)。次に、時間方向補間部21が、多項式補間を用いてSP信号の伝送路特性を時間方向に補間する(ステップS3)。次に、周波数方向補間部22が、既に推定された伝送路特性を周波数方向に内挿補間する(ステップS4)。次に、複素除算部15が、補間によって得られた全データ信号に対する伝送路特性を用いて全データ信号の複素除算を行い、等化信号を得る(ステップS5)。
図11に、本実施形態の等化処理部4を用いた場合における、C/N比(Carrier to Noise Ratio)−BER(Bit Error Rate)特性のシミュレーション結果を示す。シミュレーションの条件として、伝送路が2波レイリーフェージング伝送路であり、最大ドップラー周波数が50Hzであるという条件を与えた。また、上記式(2a)〜(2c)の係数の値として、図5に示される値を用いた。図11において、曲線233が、等化処理部4によるC/N比−BER特性を表す。曲線231及び232は、本実施形態に係る等化処理と異なる等化処理を用いた場合のC/N比−BER特性を表す。曲線231は、時間方向の補間に線形補間を用いた場合のそれを、曲線232は、時間方向の補間に15次のFIR型フィルタを用いた場合におけるそれを表している。
従来の線形補間を用いた場合と比べて、等化処理部4の等化性能が優れていることが分かる。時間方向の補間に多項式補間を用いることによって、時間方向において伝送路特性の変動が激しくなった場合でも、より精度良く伝送路特性を推定できるからである。また、15次のFIR型フィルタを用いた場合と比べても、等化処理部4の等化性能の方に優位性がある。FIR型フィルタの次数を増大させることによってFIR型フィルタを用いた場合の等化性能を向上させることができるが、次数の増大は更なる必要メモリ容量の増大を招く(図12参照)。
また、図1のRAM6は、上記式(3)の複素除算を行うために必要となる情報を逐次更新しながら記憶する。図4に示した例の場合、データ信号209、210及び211に対する伝送路特性を上述のスプライン補間によって推定するためには、SP信号212の伝送路特性が推定されるまで、SP信号200、204及び208の伝送路特性を保持しておく必要がある。RAM6は、この保持を行うため、必要な情報を記憶する。また、SP信号212の受信を経てデータ信号209〜211に対応する時刻の全データ信号の伝送路特性が推定されるまで、データ信号209〜211に対応する時刻の全データ信号を保持しておく必要ある。RAM6は、この保持を行うため、必要な情報を記憶する。
スプライン補間を実現するために、キャリアごとにSP信号の伝送路特性を必要数分保持しておく必要があるが、RAM6に保持しておくべきデータ量は、従来の線形補間による時間方向補間と同様、概ね3シンボル分で足る。つまり、本実施形態によれば、FIR型フィルタを用いて時間方向補間を行う場合と比べて、必要メモリ容量の増大が大幅に抑えられる。
<<変形等>>
上述した説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。上述の実施形態の変形例または注釈事項として、以下に、注釈1〜注釈5を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。
上述した説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。上述の実施形態の変形例または注釈事項として、以下に、注釈1〜注釈5を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。
[注釈1]
図3の時間方向補間部21による多項式補間の例としてスプライン補間を示したが、他の種類の多項式補間を用いるようにしてもよい。例えば、多項式補間として、キュービック補間を用いるようにしてもよい。キュービック補間を用いた場合でも、上記式(2a)〜(2c)と同様の式にて伝送路特性H(9)〜H(11)を算出可能である。但し、式(2a)〜(2c)に用いる係数(a(9,1)等)は、スプライン補間の場合と異なりうる。
また、多項式補間として、ラグランジュ補間を用いるようにしてもよい。ラグランジュ補間を用いる場合、例えば図4のSP信号200、204及び208及び212の伝送路特性を4つの点と捉えて、この4点を通る3次多項式を求める。そして、この3次多項式を用いてデータ信号209〜211に対する伝送路特性を推定算出すればよい。何れの種類の多項式補間を用いても、スプライン補間を用いた場合と同様、必要メモリ容量の増大が大幅に抑えられる。
[注釈2]
また、上述の実施形態では、時間方向の補間の際、直近の4つのSP信号(図4では、200、204、208及び212)の伝送路特性を用いて、直近の3つのデータ信号(図4では、209〜211)に対する伝送路特性を補間(推定)するようにしている。しかしながら、この際に用いるSP信号は4以外であってもよい。5以上でもよく、或いは3とすることも可能である。例えば、用いるSP信号を3にする場合、直近の3つのSP信号204、208及び212に対する伝送路特性を用いて、直近の3つのデータ信号209〜211に対する伝送路特性が補間(推定)される。但し、伝送路特性の推定精度を考慮すれば、4以上のSP信号を用いることが望ましい。
また、上述の実施形態では、時間方向の補間の際、直近の4つのSP信号(図4では、200、204、208及び212)の伝送路特性を用いて、直近の3つのデータ信号(図4では、209〜211)に対する伝送路特性を補間(推定)するようにしている。しかしながら、この際に用いるSP信号は4以外であってもよい。5以上でもよく、或いは3とすることも可能である。例えば、用いるSP信号を3にする場合、直近の3つのSP信号204、208及び212に対する伝送路特性を用いて、直近の3つのデータ信号209〜211に対する伝送路特性が補間(推定)される。但し、伝送路特性の推定精度を考慮すれば、4以上のSP信号を用いることが望ましい。
[注釈3]
受信装置100は、任意の場所に設置することが可能であるが、従来技術の説明からも理解されるように、車両などの移動体(不図示)に搭載された時に特に有益である。受信装置100を車両に設置する場合、受信装置100は、車両に搭載されたカーナビゲーションシステムの一部となりうる。
受信装置100は、任意の場所に設置することが可能であるが、従来技術の説明からも理解されるように、車両などの移動体(不図示)に搭載された時に特に有益である。受信装置100を車両に設置する場合、受信装置100は、車両に搭載されたカーナビゲーションシステムの一部となりうる。
また、日本のデジタル放送信号は、13セグメントによって構成されるが、受信装置100は、例えば、13セグメントの内の所定の1セグメントのみを受信する。勿論、13セグメント全て或いは2〜12セグメント分のデジタル放送信号を受信するようにしても構わない。
[注釈4]
図1の受信装置100は、ハードウェア、或いは、ハードウェアとソフトウェアの組み合わせによって実現可能である。特に、図3の等化処理部4の機能は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアの組み合わせによって実現可能である。
図1の受信装置100は、ハードウェア、或いは、ハードウェアとソフトウェアの組み合わせによって実現可能である。特に、図3の等化処理部4の機能は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアの組み合わせによって実現可能である。
ソフトウェアを用いて受信装置100を構成する場合、ソフトウェアにて実現される部位についてのブロック図は、その部位の機能ブロック図を表すことになる。また、等化処理部4にて実現される機能の全部または一部を、プログラムとして記述し、該プログラムをプログラム実行装置(例えばコンピュータ)上で実行することによって、その機能の全部または一部を実現するようにしてもよい。
[注釈5]
上述の実施形態において、図1の等化処理部4は、OFDM信号等化装置として機能する。このOFDM信号等化装置に図1のFFT処理部3も含まれている、と考えることもできる。等化処理部4、或いは、FFT処理部3と等化処理部4とを併せた部位は、例えば、集積回路上に形成される。
上述の実施形態において、図1の等化処理部4は、OFDM信号等化装置として機能する。このOFDM信号等化装置に図1のFFT処理部3も含まれている、と考えることもできる。等化処理部4、或いは、FFT処理部3と等化処理部4とを併せた部位は、例えば、集積回路上に形成される。
上述の実施形態において、図3のSP複素除算部13は、SP信号の伝送路特性を推定する推定手段として機能する。この推定手段にSP抽出部11及び/又はSP生成部12も含まれている、と考えることもできる。上述の実施形態において、図3の複素除算部15は、データ信号の等化を行うデータ信号等化手段として機能する。
1 受信アンテナ
2 チューナ部
3 FFT処理部
4 等化処理部
5 復調処理部
6 RAM
11 SP抽出部
12 SP生成部
13 SP複素除算部
14 補間部
15 複素除算部
21 時間方向補間部
22 周波数方向補間部
100 デジタル放送受信装置
2 チューナ部
3 FFT処理部
4 等化処理部
5 復調処理部
6 RAM
11 SP抽出部
12 SP生成部
13 SP複素除算部
14 補間部
15 複素除算部
21 時間方向補間部
22 周波数方向補間部
100 デジタル放送受信装置
Claims (7)
- データ信号と時間方向及び周波数方向に間隔をおいて配置された既知のパイロット信号とを含むOFDM信号を等化するOFDM信号等化装置において、
前記パイロット信号に基づいて前記パイロット信号の伝送路特性を推定する推定手段と、
推定された前記パイロット信号の伝送路特性を前記時間方向及び前記周波数方向に補間することによって前記データ信号の伝送路特性を推定する補間手段と、
推定された前記データ信号の伝送路特性に基づいて前記データ信号を等化するデータ信号等化手段と、を備え、
前記補間手段は、多項式補間を用いて前記時間方向の補間を行う時間方向補間手段を備えた
ことを特徴とするOFDM信号等化装置。 - 前記補間手段は、前記推定手段の推定によって得られた前記パイロット信号の伝送路特性と前記時間方向補間手段の補間によって得られた前記データ信号の伝送路特性を前記周波数方向に補間する周波数方向補間手段を更に備えた
ことを特徴とする請求項1に記載のOFDM信号等化装置。 - 前記時間方向補間手段は、前記時間方向において、直近の前記パイロット信号間に位置する前記データ信号の伝送路特性を補間する
ことを特徴とする請求項1または請求項2に記載のOFDM信号等化装置。 - 前記時間方向補間手段は、前記多項式補間としてスプライン補間を用いる
ことを特徴とする請求項1〜請求項3の何れかに記載のOFDM信号等化装置。 - 前記時間方向補間手段は、前記推定手段によって推定された、4つのパイロット信号の伝送路特性を用いて、前記時間方向に前記スプライン補間を行う
ことを特徴とする請求項4に記載のOFDM信号等化装置。 - OFDM信号を用いたデジタル放送を受信するデジタル放送受信装置において、
請求項1〜請求項5の何れかに記載のOFDM信号等化装置を備えた
ことを特徴とするデジタル放送受信装置。 - データ信号と時間方向及び周波数方向に間隔をおいて配置された既知のパイロット信号とを含むOFDM信号を等化するOFDM信号等化方法において、
前記パイロット信号に基づいて前記パイロット信号の伝送路特性を推定する推定ステップと、
推定された前記パイロット信号の伝送路特性を前記時間方向及び前記周波数方向に補間することによって前記データ信号の伝送路特性を推定する補間ステップと、
推定された前記データ信号の伝送路特性に基づいて前記データ信号を等化するデータ信号等化ステップと、を備え、
前記補間ステップでは、多項式補間を用いて前記時間方向の補間を行う
ことを特徴とするOFDM信号等化方法。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007035069A JP2008199499A (ja) | 2007-02-15 | 2007-02-15 | Ofdm信号等化装置及び方法 |
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---|---|
JP2008199499A true JP2008199499A (ja) | 2008-08-28 |
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Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003283392A (ja) * | 2002-03-26 | 2003-10-03 | Kenwood Corp | 等化器 |
JP2004153559A (ja) * | 2002-10-30 | 2004-05-27 | Kenwood Corp | デジタル放送受信機における復調装置 |
WO2007013559A1 (ja) * | 2005-07-29 | 2007-02-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 無線通信装置及び無線通信方法 |
-
2007
- 2007-02-15 JP JP2007035069A patent/JP2008199499A/ja active Pending
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WO2007013559A1 (ja) * | 2005-07-29 | 2007-02-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 無線通信装置及び無線通信方法 |
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