JP2006121167A

JP2006121167A - Ｏｆｄｍ受信装置および受信方法および集積回路

Info

Publication number: JP2006121167A
Application number: JP2004304091A
Authority: JP
Inventors: Akira Kisoda; 晃木曽田
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-10-19
Filing date: 2004-10-19
Publication date: 2006-05-11

Abstract

【課題】本発明は、メモリを大幅に増やすことなく、直線補間による伝送路特性の推定よりも更に推定精度の高い等化が可能な受信装置、およびその等化方法を提供することを目的とする。
【解決手段】時間デインタリーブを周波数デインタリーブよりも先に行う。順番を変えても問題なくデコードできる。そのため時間デインタリーブ用メモリを情報伝送信号の遅延回路として利用できる。時間軸方向補間に必要な追加メモリは時間軸補間に必要なＳＰ信号および、時間軸補間後の伝送路特性を記憶するメモリのみである。また、ＤＶＢ−Ｔ方式の場合は、時間軸補間に加えてＣＰ信号を伝送路特性推定に用いた。
【選択図】図１０

Description

本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式によるデジタル放送に用いられる直交周波数分割多重信号復号方法及び回路に関し、特にＯＦＤＭ復調における受信性能を改善する技術に関する。

欧米の地上デジタル放送に続き、日本でも地上デジタル放送が三大都市圏で開始された。日本および欧州の地上デジタル放送方式はＯＦＤＭ（直交周波数分割多重方式ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式を採用している。ＯＦＤＭ方式は、１チャンネルの帯域内に多数のサブキャリアを多重して伝送する方式である。このＯＦＤＭを利用した欧州のＤＶＢ―Ｔ方式および日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式はいずれも等化のために、サブキャリアの中に振幅・位相が既知のパイロット信号を周波数領域で分散して挿入している。

図１にこの分散パイロット信号（以下ＳＰ信号）の配置を示す。このＳＰ信号はサブキャリア毎に伝送されるのではなく、周波数方向及び時間軸方向に、シンボル番号ｎのシンボルに対し、前記セグメント内のキャリア番号ｋがｋ＝３（ｎｍｏｄ４）＋１２ｐ（ｍｏｄは剰余演算を表し、ｐは整数）を満たすキャリア位置で伝送される。すなわち、図１に示されたようにＳＰ信号の配置は４シンボルを周期として反復され、ＳＰ信号はシンボル毎に３キャリアずつシフトして伝送される。

また連続パイロット信号（以下ＣＰ信号）は、図１の様に、毎シンボル同じキャリア位置に同じ位相で送信される。ＩＳＤＢ−Ｔ方式では、このＣＰ信号はＳＰ信号とは別のキャリア位置で伝送される。これに対してＤＶＢ−Ｔ方式では図１９に示すようにＣＰ信号はＳＰ信号と同じキャリア位置で伝送される。

ＩＳＤＢ−Ｔ方式、ＤＶＢ−Ｔ方式、いずれもＣＰ信号とＳＰ信号は、そのキャリア位置で決定される特定のパターンで２値に変調されて送信される。

受信側では、ＳＰ信号を観測することで、受信信号の振幅・位相の変動、すなわち伝送路特性を推定し、その推定結果に基づいて受信信号を周波数領域で等化する。次に、周波数領域における等化について、図３、図４を参照して説明する。図３は、ＩＳＤＢ−Ｔの受信機全体の構成を示す図である。アンテナ１００よりＯＦＤＭ信号はチューナ部１０１に入力される。チューナ部で選局し、選局した信号を所定の帯域にダウンコンバートし、Ａ／Ｄ変換器１０２に入力する。Ａ／Ｄ変換器１０２でＡ／Ｄ変換した後、直交検波回路１０３で直交検波し、ＦＦＴ回路１０４で、受信した信号を周波数領域に変換する。なお、本発明の説明ではＯＦＤＭの同期回路は、必要無いため省略している。ＦＦＴ後の信号は等化回路１０５で等化処理し、等化処理された信号は周波数デインタリーブ回路１０６で周波数デインタリーブ処理し、時間デインタリーブ回路１０７で時間デインタリーブした後、誤り訂正回路１０８で、誤り訂正処理を施す。

図４はＦＦＴおよびそれに続く等化回路の詳細を示した図である。

ＦＦＴ回路１０４から出力された信号は、ＳＰ抽出回路２０１により、ＳＰ信号を取出す。ＳＰ発生回路２０２は送信側のＳＰ信号と同じ位相の信号を発生する。複素除算回路２０３は受信されたＳＰ信号を発生されたＳＰ信号で複素除算することにより、送信側でＢＰＳＫ変調されたＳＰ信号の位相を揃える。この処理により、各ＳＰ信号位置での伝送路特性が求まる。この伝送路特性を使って、シンボル補間回路２０４はＳＰ信号をシンボル方向にする。図５にＳＰ信号をシンボル方向に補間した例を示す。次にキャリア補間回路２０５は伝送路特性をキャリア方向に補間する。このようにして、全キャリア位置での伝送路特性が推定される。

この後、入力されたＯＦＤＭ信号は、複素除算回路２０６で、前記補間された伝送路特性で複素除算し、等化した信号を出力する。

この後、図３に示すように、周波数デインタリーブ、時間デインタリーブが施されて、誤り訂正回路へ入れられる。

シンボル方向の補間については、例えば特許文献１、特許文献２に記されている。特許文献１では、ＳＰ信号位置の伝送路特性をシンボル方向にホールドする、すなわちパイロット信号が伝送される位置ｋｐ＝３（ｎｍｏｄ４）のキャリア位置で、パイロット信号が伝送されていないシンボルは、前シンボルで求められた伝送路特性を使用する。すなわち、最大３シンボル間は、同じ伝送路特性を用いている。

それに対し、特許文献２では、ＳＰ信号が配置されているキャリア位置の伝送路特性をシンボル間で直線補間している。これを図２に示す。図２（ａ）は特許文献１と同様に、シンボル方向には、伝送路特性をホールドした例、図２（ｂ）は、特許文献２と同様に伝送路特性を直線補間した例である。図は、ＳＰ信号が伝送される特定のキャリアに着目して示している。図２（ａ）では、ＳＰ信号が伝送されたシンボルの次のシンボルは、ＳＰ信号が伝送されたシンボルの伝送路特性そのものが使用される。更に次のシンボル、その次のシンボルまで適用され、合計４シンボル間は同じ伝送路特性が使用される。それに対して、図２（ｂ）は、ＳＰ信号が伝送されていないシンボルでは、前後のＳＰ信号の加重平均となる。従って、図２（ａ）に比べ、伝送路特性が変動している環境でも、より正確に伝送路特性の推定をすることが可能である。

その後、周波数軸方向に補間フィルタを用いて補間される。
特開平１１−１５０４９４号公報特許第３０８４３６８号公報

しかしながら、上記ＳＰ信号を直線補間する方法でも、移動速度が速くなるにつれて、正確な伝送路推定が行われなくなる。

本発明は、メモリを大幅に増やすことなく、直線補間による伝送路特性の推定よりも更に推定精度の高い等化が可能な受信装置、およびその等化方法を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置は、ＳＰ信号が、時間軸方向に所定シンボル間隔で、周波数方向に所定キャリア間隔で配置され、ＣＰ信号及び制御情報信号が、所定のキャリア位置に配置され、その他の部分には情報伝送信号が配置され、時間インタリーブおよび周波数インタリーブ処理されたＯＦＤＭ信号を受信し、ＳＰ信号を送信側のＳＰ信号で除算することにより、位相をそろえた後に記憶するメモリ部と、前記情報伝送信号を記憶するメモリ部と時間軸方向に補間された伝送路特性を記憶するメモリ部を有し、位相が揃えられたＳＰ信号が、同一キャリア位置に、２つそろった時点で、前記ＳＰ信号を直線補間して伝送路特性を推定し、メモリ部に書き込む手段と、ＳＰ信号が、同一キャリア位置にＡ個そろった時点で、前記記憶されたＳＰ信号を時間軸方向にＦＩＲフィルタを用いて伝送路特性を推定する手段と、前記ＦＩＲフィルタで求めた伝送路特性をメモリに書き込む手段を有し、時間デインタリーブに従って、情報伝送信号を所定のパターンで読み出す際に、前記メモリに記憶されている伝送路特性を周波数軸方向に補間し、前記補間された伝送路特性で、前記情報伝送信号を除算することを特徴とする。また、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置は、ＳＰ信号が、時間軸方向に所定シンボル間隔で、周波数方向に所定キャリア間隔で配置され、ＣＰ信号及び制御情報信号が、所定のキャリア位置に配置され、その他の部分には情報伝送信号が配置されたＯＦＤＭ信号を受信し、ＳＰ信号を送信側のＳＰ信号で除算することにより、位相をそろえた後に記憶するメモリ部と、情報伝送信号を記憶するメモリ部と時間軸方向に補間された伝送路特性を記憶するメモリ部を有し、ＳＰ信号が、同一キャリア位置に所定数そろった時点で、記憶されたＳＰ信号を時間軸方向にＦＩＲフィルタを用いて伝送路特性を推定し、ＦＩＲフィルタを用いて求めた伝送路特性を時間軸補間メモリに書き込み、情報伝送信号をメモリから読み出す際に、時間軸補間メモリに記憶されている伝送路特性を周波数軸方向に補間し、補間された伝送路特性で、前記情報伝送信号を除算することを特徴とする。

また、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置は、ＳＰ信号が、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）＋１２ｐ（ｍｏｄは剰余演算を表し、ｐは整数）を満たすキャリア位置で伝送され、ＣＰ信号は、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）を満たす所定のキャリア位置で伝送され、制御情報信号は、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）を満たさない、所定のキャリア位置で伝送され、その他の部分で、情報伝送信号が伝送されるＯＦＤＭ信号を受信し、ＳＰ信号及びＣＰ信号を送信側のＳＰ信号及びＣＰ信号で除算することにより位相をそろえた後に記憶するメモリ部と、情報伝送信号を記憶するメモリ部を有し、ＣＰ信号が存在しないキャリア位置の前記ＳＰ信号を時間軸方向にＦＩＲフィルタを用いて伝送路特性を推定する手段と、ＳＰ信号により推定された伝送路特性と、位相を揃えられたＣＰ信号を利用して、周波数軸方向に補間し、前記補間された伝送路特性で、前記情報伝送信号を除算することを特徴とする。

また、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置は、ＳＰ信号が、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）＋１２ｐ（ｍｏｄは剰余演算を表し、ｐは整数）を満たすキャリア位置で伝送され、ＣＰ信号は、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）を満たす所定のキャリア位置で伝送され、制御情報信号は、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）を満たさない、所定のキャリア位置で伝送され、その他の部分で、情報伝送信号が伝送されるＯＦＤＭ信号を受信し、ＳＰ信号及びＣＰ信号を送信側のＳＰ信号及びＣＰ信号で除算することにより位相をそろえた後に記憶するメモリ部と、情報伝送信号を記憶するメモリ部を有し、ＣＰ信号が存在しないキャリア位置の前記ＳＰ信号を時間軸方向にＦＩＲフィルタを用いて伝送路特性を推定する手段と、ＳＰ信号により推定された伝送路特性と、位相を揃えられたＣＰ信号をＦＩＲフィルタ処理した伝送路特性を利用して周波数軸方向に補間し、補間された伝送路特性で、前記情報伝送信号を除算することを特徴とする。

以上説明したように、本発明によれば、高速に移動する移動体での受信率の向上が可能となる。また、受信機に搭載されているメモリを利用して、実運用では、最大の時間インタリーブ深さのものが使用されていないため、時間デインタリーブメモリを利用して、時間軸方向の補間を行う。また、最大の時間インタリーブパラメータが用いられた場合でも、特定のキャリアについては、時間軸方向の精度の高い補間が可能となる。

また、本発明によれば、時間軸方向の伝送路特性の推定精度を高めることができ、受信性能の優れた受信方法、送信装置及び受信装置を提供することができる。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。

（実施の形態１）
図６に本発明の伝送路特性推定の回路を示す。本実施の形態では、時間デインタリーブ用メモリを時間軸補間用に用いる。ＩＳＤＢ−Ｔの規格では、時間インタリーブは、モード３の場合、Ｉ＝０，１，２，４が規定されており、運用規定では、Ｉ＝０が除外されている。実際に現在放送されている時間インタリーブパラメータは、Ｉ＝２である。

Ｉ＝４まで対応する受信機の場合、Ｉ＝４に対応するメモリ、すなわち、データキャリア４９９２、最大遅延シンボル数＝３８４、平均１９２シンボルメモリを有する。このメモリを有する受信機が、Ｉ＝２のパラメータを受信する場合、最大遅延シンボル数１９２、平均９６シンボルである。

この時、使用される分散パイロット数は、時間軸方向に４シンボル毎に配置されていることを考慮すれば、最大２４個の分散パイロットを伝送路特性推定に利用することができる。使用するＳＰ信号が多い程、伝送路特性推定精度は向上するが、実際には８個程度のパイロット信号だけを用いても十分である。これについては、後述する。

また、図６（ａ）の時間デインタリーブメモリ１０９の一部を利用して、ＳＰ信号を記憶しておく。これを図６（ｂ）に示す。

これは、Ｉ＝２の場合は、差し引き９６シンボルメモリ別の用途に使用することができるためである。

本実施の形態で使用したのフィルタの特性を図７（ａ）、従来の直線補間のフィルタの特性を図７（ｂ）に示す。本実施の形態では３１タップのフィルタを用いた。すなわち時間軸方向に８つのＳＰ信号を用いた。

時間軸方向のサンプリング周波数をｆｓとすると、パイロット信号は時間軸方向に４シンボル毎に配置されているため、時間軸方向には、ｆｓ／４でサンプリングされていることになる。従って、ｆｓ／８迄のドップラー周波数に対応できる。ＩＳＤＢ−Ｔの場合、例えばモード３、ガード長１／８の場合、有効シンボル長は１００８ｕｓ、ガード長は、１２６ｕｓであり、シンボル長は１１３４ｕｓである。従って、ｆｓはシンボル長の逆数であるので、ｆｓ＝１／１１３４ｕｓ＝８８１Ｈｚ、従って、ｆｓ／８すなわち１１０Ｈｚの幅のドップラー周波数まで原理的に等化できる。

図７（ｂ）の直線補間の場合は、ｆｓ／８内の必要な信号成分も帯域端では欠けており、逆に帯域外の不要な成分も−１０ｄＢ程度通過する。それに対し、図７（ａ）の本発明で使用するフィルタは帯域内はフラットであり、帯域外の不要成分は、帯域端から遠ざかるにつれて減少し、ｆｓ／４からｆｓ／２の間では、−２０ｄＢ以下となっている。図８に、本実施の形態のブロック構成図を示す。ＩＳＤＢ−Ｔでは、通常このような処理の流れとなるが、本発明では、点線でくくった部分、すなわち等化・デインタリーブ処理部１１４の中の処理の順序が、このまま用いられることもあるが、処理手順を変更して用いられる場合もある。図９は、本実施の形態で、時間デインタリーブを先に行う構成としている。このように入れ替えて、時間デインタリーブ用のメモリを時間軸補間のために用いる。その後、周波数軸補間および周波数デインタリーブを行う。

なお、時間デインタリーブは、畳み込みデインタリーブであり、キャリア毎に常に固定、また、周波数デインタリーブは、各シンボルで常に同じであるため、時間デインタリーブと周波数デインタリーブの順序を変えても問題を生じない。ただし、周波数デインタリーブの定義式は、順序を変えることにより、新たなものを用いる必要がある。

図１０を用いて本実施の形態を詳しく説明する。図１０は図９の等化デインタリーブ処理部１１５の詳細を示した図である。受信したＦＦＴ後のデータをデータ／ＳＰ分離回路３００で、ＳＰ信号と情報伝送信号に分割し、情報伝送信号はデータメモリ３０１に記憶する。

ＳＰ信号は、ＳＰ発生回路３０２で、送信側で送信されたＳＰ信号を発生し、複素除算回路３０３で除算した後、ＳＰメモリ３０４に記憶する。これにより、向きを揃えたＳＰ信号が記憶される。

２つのＳＰ信号がそろった時点で、その間のシンボル位置の伝送路特性は、直線補間フィルタ３０５で直線補間され、時間軸補間メモリ３０７に記憶する。

次に、ＳＰメモリ３０４に、同一キャリア位置のＳＰ信号が所定数、本実施の形態では８つ記憶されると、ＦＩＲフィルタ３０６にて、所定のタップ数、すなわち３１タップのフィルタを用いて伝送路特性を推定し、直線補間したデータに置き換えて時間軸補間メモリ３０７に記憶する。本実施の形態で使用したフィルタの通過帯域はｆｓ／８である。

次に、データメモリ３０１から情報伝送信号を時間デインタリーブの読み出しパターンに従って読み出す。読み出すデータに対応する伝送路特性は、時間軸補間メモリ３０７に記憶された伝送路特性を読み出し、それを周波数軸補間回路３０８で、周波数軸補間を行い、データメモリ３０１に記憶されたデータを周波数軸補間回路３０８の出力で、複素除算器３０９を用いて複素除算する。このようにして等化された情報伝送信号が出力される。

次に、時間デインタリーブパターンで読み出されたデータは、周波数デインタリーブ回路３１０で周波数デインタリーブされる。

なお、時間インタリーブは、畳み込みインタリーブであり、送信側で多く遅延されたものは、受信側でのデインタリーブは、少ない遅延数となる。

次に、具体的にＳＰメモリの中身がどのようになっているかを図１１に示す。

図１１（ａ）はＳＰ信号が存在するキャリア位置のデータを示す。すなわち図１の内、ＳＰがないキャリアを除いた図となっている。図１１（ｂ）は、ＳＰ信号による直線補間を示す。シンボル毎にＳＰが受信された時点で、直線補間が行われる。

図１１（ｃ）は、あるタップ数以上のデータがたまった場合の例である。図１１（ｃ）は２１タップフィルタとして説明するが、本実施の形態で使用した３１タップのフィルタも同様である。

シンボル番号２０のデータが受信された時点で、シンボル番号１０のデータが２１タップフィルタで処理される。

（実施の形態２）
図１２は実施の形態２に係るブロック図である。本実施の形態は、受信したシンボルを１６シンボル記憶することができるメモリを、データメモリに追加した。このようにすると直線補間をする必要がなく、すべてのキャリア位置のデータについて、３１タップのフィルタを使用する。直線補間フィルタを用いない以外は、実施の形態１と同様であるので、各ブロックの詳細な説明は省略する。

次に、具体的にＳＰメモリの中身がどのようになっているかを図１３に示す。

図１３（ａ）はＳＰ信号が存在するキャリア位置のデータを示す。すなわち図１の内、ＳＰがないキャリアを除いた図となっている。図１３（ｂ）は、あるタップ数以上のデータがたまった場合の例である。図１３（ｂ）は簡単のため、２１タップフィルタとして説明するが、本実施の形態で使用した３１タップのフィルタも同様である。シンボル番号２０のデータが受信された時点で、シンボル番号１０のデータが２１タップフィルタで処理される。

本実施の形態で、時間デインタリーブメモリに追加するシンボルメモリを変えて、すなわち、時間軸方向に使用するタップ数を変更して、シミュレーションを行った。その結果を図１４に示す。シミュレーション条件は、６波のレイリーフェージング、最大ドップラー周波数７０Ｈｚである。

この結果、直線補間に対して、タップ数を増やしていくと、性能改善効果は上がるが、タップ数が２３タップ、３１タップ、４７タップにしても性能は大きく変わらない。この時伝送路特性推定に使用したＳＰ信号は、６、８、１２である。従って、伝送路特性推定に使用するＳＰ信号は６個以上あれば、特性に大きな変化はなく、１２個より多く用いても、更なる性能の向上は望めない。図１５に使用した３１タップのフィルタを示しておく。

これは、通過帯域が、ｆｓ／８のフィルタである。

（実施の形態３）
図１６は実施の形態３に係るブロック図である。本実施の形態は、データ／ＳＰ分離回路３００で分離された情報伝送信号を遅延回路３１１に入れる。遅延回路３１１は、受信したシンボルを１５シンボル遅延する。

次に、ＳＰメモリ３０４に、同一キャリア位置のＳＰ信号が所定数、本実施の形態では８つ記憶されると、ＦＩＲフィルタ３０６にて、所定のタップ数、すなわち３１タップのフィルタを用いて伝送路特性を推定し、時間軸補間メモリ３０７に記憶する。本実施の形態で使用した時間軸方向の補間フィルタの通過帯域はｆｓ／８である。

周波数軸補間回路３０８は、時間軸補間メモリ３０７の出力を用いて、周波数方向に補間処理を行い、複素除算器３０９は遅延回路３１１で遅延された情報伝送信号を周波数軸補間回路３０８の出力で除算する。

本実施の形態では、すべてのキャリア位置のデータについて、３１タップのフィルタを使用したが、異なるタップ数のフィルタを用いても良い。その場合、遅延回路３１１の遅延シンボル数がフィルタのタップ数によって変わってくる。

複素除算されたデータは、周波数デインタリーブ回路３１０及び時間デインタリーブ回路３１２に入れられて、周波数デインタリーブ及び時間デインタリーブ処理が行われる。

（実施の形態４）
本実施の形態はＤＶＢ−Ｔ、ＤＶＢ−Ｈなどに適用できる。

図２１はＤＶＢ−Ｔ、ＤＶＢ−Ｈの全体の受信ブロック図である。等化・デインタリーブ処理部４１４の詳細を図１７に示す。本実施の形態は、ＳＰ信号だけではなく、ＣＰ信号も利用する。図１８にＤＶＢ−Ｔの信号配置を示す。図１８に示すように、ＤＶＢ−Ｔは、ＣＰ信号がＳＰ信号位置と重なっている。

以下図１７を用いて詳細に説明する。

データ／ＳＰ・ＣＰ分離回路３１３は、情報伝送信号とＳＰ・ＣＰ信号を分離する。情報伝送信号は遅延回路３１１で１５シンボル遅延される。ＳＰ・ＣＰ信号は、ＳＰ・ＣＰ発生回路３１４で、送信側で送信されたＳＰ・ＣＰ信号を発生さし、複素除算回路３０３で除算した後、ＳＰ信号はＳＰメモリ３０４に記憶する。また、ＣＰ信号は時間軸補間メモリ３０７に記憶する。

（実施の形態５）
図１９は本実施の形態５に係るブロック図である。

本実施の形態は、実施の形態４において、ＣＰ信号が存在するキャリア位置は、ＣＰ信号が存在しないＳＰ信号位置で用いるフィルタのタップ係数と異なるフィルタを用いてる。具体的には、図２０で示すものを用いた。このフィルタのタップ係数は図１５で示すタップ係数の１／４としている。これ以外は、実施の形態４と同様である。

以下図１９を用いて詳細に説明する。

データ／ＳＰ・ＣＰ分離回路３１３は、情報伝送信号とＳＰ・ＣＰ信号を分離する。情報伝送信号は遅延回路３１１で１５シンボル遅延される。ＳＰ・ＣＰ信号は、ＳＰ・ＣＰ発生回路３１４で、送信側で送信されたＳＰ・ＣＰ信号を発生さし、複素除算回路３０３で除算した後、ＳＰ信号はＳＰメモリ３０４に記憶する。また、ＣＰ信号はＣＰメモリ３１５に記憶する。

次に、ＳＰメモリ３０４に、同一キャリア位置のＳＰ信号が所定数、本実施の形態では８つ記憶されると、ＦＩＲフィルタ３０６にて、所定のタップ数、すなわち３１タップのフィルタを用いて伝送路特性を推定し、時間軸補間メモリ３０７に記憶する。

ＣＰメモリには、同一キャリア位置に３１個のＣＰが記憶されると、ＦＩＲフィルタ３１６で、３１タップのフィルタを用いて伝送路特性の推定を行い、時間軸補間メモリ３０７に記憶する。

本実施の形態で使用した時間軸方向の補間フィルタの通過帯域はｆｓ／８である。

本実施の形態では、ＣＰ信号位置は、前後のパイロット信号を考慮することになり、ノイズ低減の効果がある。そのため、実施の形態４よりも、伝送路特性推定精度は向上する。

なお、本発明の各実施形態で説明した受信処理は、図８、図９、図２１に示すように、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。本発明の各実施形態で示した各ブロックは個別に１チップ化されても良いし、一部または全てを含むようにしても良い。また、チューナ部と一緒に１チップ化されても良い。更には、本発明の実施の形態に示していないがＴＳデコーダ回路、ＩＰデコード回路・映像・音声復号化回路と一緒に１チップ化されても良い。

本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式によるデジタル放送に用いられる直交周波数分割多重信号復号方法及び回路として有用である。

ＯＦＤＭ信号のＳＰ信号の配置を示す図ＯＦＤＭの時間軸方向補間の説明をする図ＯＦＤＭ信号の一般的な受信処理を示すブロック構成図ＯＦＤＭ信号の一般的な等化処理を示すブロック構成図ＳＰ信号をシンボル方向に補間した図本発明の一実施の形態を示すブロック構成図本発明の一実施の形態で用いられるフィルタの特性図ＯＦＤＭ信号の一般的な受信処理を示すブロック構成図本発明の一実施の形態の概念を示す図本発明の一実施の形態の処理を示すブロック構成図本発明の一実施の形態の補間処理されたキャリアの配置を示す図本発明の一実施の形態の処理を示すブロック構成図本発明の一実施の形態の補間処理されたキャリアの配置を示す図本発明の一実施の形態で用いられるシミュレーション結果を示す図本発明の一実施の形態で用いられるフィルタのタップ係数を示す図本発明の一実施の形態の処理を示すブロック構成図本発明の一実施の形態の処理を示すブロック構成図本発明の一実施の形態のキャリアの配置を示す図本発明の一実施の形態の処理を示すブロック構成図本発明の一実施の形態で用いられるフィルタのタップ係数を示す図本発明の一実施の形態を示すブロック構成図

符号の説明

１００アンテナ部
１０１チューナ部
１０２Ａ／Ｄ変換器
１０３直交検波回路
１０４ＦＦＴ回路
１０５等化回路
１０６周波数デインタリーブ回路
１０７時間デインタリーブ回路
１０８誤り訂正回路
１０９ＲＡＭ
１１０ＲＡＭ
１１１ＲＡＭ
１１２時間軸補間回路
１１３周波数軸補間回路
１１４等化・デインタリーブ処理部
１１５等化・デインタリーブ処理部
２００遅延回路
２０１ＳＰ抽出回路
２０２ＳＰ発生回路
２０３複素除算回路
２０４シンボル補間回路
２０５キャリア補間回路
２０６複素除算回路
３００データ／ＳＰ分離回路
３０１データメモリ
３０２ＳＰ発生回路
３０３複素除算器
３０４ＳＰメモリ
３０５直線補間フィルタ
３０６ＦＩＲフィルタ
３０７時間軸補間メモリ
３０８周波数軸補間メモリ
３０９複素除算器
３１０周波数デインタリーブ回路
３１１遅延回路
３１２時間デインタリーブ回路
３１３データ／ＳＰ・ＣＰ分離回路
３１４ＳＰ・ＣＰ発生回路
３１５ＣＰメモリ
３１６ＦＩＲフィルタ
４００アンテナ部
４０１チューナ部
４０２Ａ／Ｄ変換器
４０３直交検波回路
４０４ＦＦＴ回路
４０６周波数デインタリーブ回路
４０８誤り訂正回路
４１２時間軸補間回路
４１３周波数軸補間回路
４１４等化・デインタリーブ処理部

Claims

ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号は、分散パイロット信号が、時間軸方向に所定シンボル間隔で、周波数方向に所定キャリア間隔で配置され、
連続パイロット信号及び制御情報信号が、所定のキャリア位置に配置され、
その他の部分には情報伝送信号が配置され、
前記ＯＦＤＭ信号は時間インタリーブおよび周波数インタリーブ処理されたＯＦＤＭ信号であって、
前記分散パイロット信号を送信側の分散パイロット信号で除算することにより、位相をそろえた後に記憶するメモリ部と、前記情報伝送信号を記憶するメモリ部と時間軸方向に補間された伝送路特性を記憶するメモリ部を有し、
前記位相が揃えられた分散パイロット信号が、同一キャリア位置に、２つそろった時点で、前記分散パイロット信号を直線補間して伝送路特性を推定し、前記メモリ部に書き込む手段と、
前記分散パイロット信号が、同一キャリア位置にＡ個そろった時点で、前記記憶された分散パイロット信号を時間軸方向にＦＩＲフィルタを用いて伝送路特性を推定する手段と、
前記ＦＩＲフィルタで求めた伝送路特性をメモリに書き込む手段を有し、
時間デインタリーブに従って、前記情報伝送信号を所定のパターンで読み出す際に、前記メモリに記憶されている伝送路特性を周波数軸方向に補間し、前記補間された伝送路特性で、前記情報伝送信号を除算することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号は、分散パイロット信号が、時間軸方向に所定シンボル間隔で、周波数方向に所定キャリア間隔で配置され、
連続パイロット信号及び制御情報信号が、所定のキャリア位置に配置され、
その他の部分には情報伝送信号が配置され、
前記分散パイロット信号を送信側の分散パイロット信号で除算することにより、位相をそろえた後に記憶するメモリ部と、前記情報伝送信号を記憶するメモリ部と時間軸方向に補間された伝送路特性を記憶するメモリ部を有し、
前記分散パイロット信号が、同一キャリア位置にＡ個そろった時点で、前記記憶された分散パイロット信号を時間軸方向にＦＩＲフィルタを用いて伝送路特性を推定する手段と、
前記ＦＩＲフィルタで求めた伝送路特性を時間軸補間メモリに書き込む手段を有し、
前記情報伝送信号をメモリから読み出す際に、前記時間軸補間メモリに記憶されている伝送路特性を周波数軸方向に補間し、前記補間された伝送路特性で、前記情報伝送信号を除算することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
前記、Ａは６から１２個であることを特徴とする請求項１乃至２記載のＯＦＤＭ受信装置。
前記ＦＩＲフィルタの減衰特性は、ｆｓ／４以上で２０ｄＢ以上であることを特徴とする請求項１乃至２記載のＯＦＤＭ受信装置。
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号は、分散パイロット信号が、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）＋１２ｐ（ｍｏｄは剰余演算を表し、ｐは整数）を満たすキャリア位置で伝送され、
連続パイロット信号は、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）を満たす所定のキャリア位置で伝送され、制御情報信号は、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）を満たさない、所定のキャリア位置で伝送され、その他の部分で、情報伝送信号が伝送されるＯＦＤＭ信号を受信する装置であって、
前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号を送信側の分散パイロット信号及び連続パイロット信号で除算することにより位相をそろえた後に記憶するメモリ部と、前記情報伝送信号を記憶するメモリ部を有し、
前記連続パイロット信号が存在しないキャリア位置の前記分散パイロット信号を時間軸方向にＦＩＲフィルタを用いて伝送路特性を推定する手段と、
前記、分散パイロット信号により推定された伝送路特性と、位相を揃えられた連続パイロット信号を利用して、周波数軸方向に補間し、前記補間された伝送路特性で、前記情報伝送信号を除算することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号は、分散パイロット信号が、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）＋１２ｐ（ｍｏｄは剰余演算を表し、ｐは整数）を満たすキャリア位置で伝送され、
連続パイロット信号は、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）を満たす所定のキャリア位置で伝送され、制御情報信号は、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）を満たさない、所定のキャリア位置で伝送され、その他の部分で、情報伝送信号が伝送されるＯＦＤＭ信号を受信する装置であって、
前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号を送信側の分散パイロット信号及び連続パイロット信号で除算することにより位相をそろえた後に記憶するメモリ部と、前記情報伝送信号を記憶するメモリ部を有し、
前記連続パイロット信号が存在しないキャリア位置の前記分散パイロット信号を時間軸方向にＦＩＲフィルタを用いて伝送路特性を推定する手段と、
前記、分散パイロット信号により推定された伝送路特性と、前記、位相を揃えられた連続パイロット信号をＦＩＲフィルタ処理した伝送路特性を利用して周波数軸方向に補間し、
前記補間された伝送路特性で、前記情報伝送信号を除算することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置の集積回路であって、
前記ＯＦＤＭ信号は、分散パイロット信号が、時間軸方向に所定シンボル間隔で、周波数方向に所定キャリア間隔で配置され、
連続パイロット信号及び制御情報信号が、所定のキャリア位置に配置され、
その他の部分には情報伝送信号が配置され、
前記ＯＦＤＭ信号は時間インタリーブおよび周波数インタリーブ処理されたＯＦＤＭ信号であって、
前記分散パイロット信号を送信側の分散パイロット信号で除算することにより、位相をそろえた後に記憶するメモリ部と、前記情報伝送信号を記憶するメモリ部と時間軸方向に補間された伝送路特性を記憶するメモリ部を有し、
前記位相が揃えられた分散パイロット信号が、同一キャリア位置に、２つそろった時点で、前記分散パイロット信号を直線補間して伝送路特性を推定し、前記メモリ部に書き込む手段と、
前記分散パイロット信号が、同一キャリア位置にＡ個そろった時点で、前記記憶された分散パイロット信号を時間軸方向にＦＩＲフィルタを用いて伝送路特性を推定する手段と、
前記ＦＩＲフィルタで求めた伝送路特性をメモリに書き込む手段を有し、
時間デインタリーブに従って、前記情報伝送信号を所定のパターンで読み出す際に、前記メモリに記憶されている伝送路特性を周波数軸方向に補間し、前記補間された伝送路特性で、前記情報伝送信号を除算することを特徴とする集積回路。
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置の集積回路であって、
前記ＯＦＤＭ信号は、分散パイロット信号が、時間軸方向に所定シンボル間隔で、周波数方向に所定キャリア間隔で配置され、
連続パイロット信号及び制御情報信号が、所定のキャリア位置に配置され、
その他の部分には情報伝送信号が配置され、
前記分散パイロット信号を送信側の分散パイロット信号で除算することにより、位相をそろえた後に記憶するメモリ部と、前記情報伝送信号を記憶するメモリ部と時間軸方向に補間された伝送路特性を記憶するメモリ部を有し、
前記分散パイロット信号が、同一キャリア位置にＡ個そろった時点で、前記記憶された分散パイロット信号を時間軸方向にＦＩＲフィルタを用いて伝送路特性を推定する手段と、
前記ＦＩＲフィルタで求めた伝送路特性を時間軸補間メモリに書き込む手段を有し、
前記情報伝送信号をメモリから読み出す際に、前記時間軸補間メモリに記憶されている伝送路特性を周波数軸方向に補間し、前記補間された伝送路特性で、前記情報伝送信号を除算することを特徴とする集積回路。
前記、Ａは６から１２個であることを特徴とする請求項７乃至８記載の集積回路。
前記ＦＩＲフィルタの減衰特性は、ｆｓ／４以上で２０ｄＢ以上であることを特徴とする請求項７乃至８記載の集積回路。
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置の集積回路であって、前記ＯＦＤＭ信号は、分散パイロット信号が、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）＋１２ｐ（ｍｏｄは剰余演算を表し、ｐは整数）を満たすキャリア位置で伝送され、
連続パイロット信号は、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）を満たす所定のキャリア位置で伝送され、制御情報信号は、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）を満たさない、所定のキャリア位置で伝送され、その他の部分で、情報伝送信号が伝送されるＯＦＤＭ信号を受信する装置であって、
前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号を送信側の分散パイロット信号及び連続パイロット信号で除算することにより位相をそろえた後に記憶するメモリ部と、前記情報伝送信号を記憶するメモリ部を有し、
前記連続パイロット信号が存在しないキャリア位置の前記分散パイロット信号を時間軸方向にＦＩＲフィルタを用いて伝送路特性を推定する手段と、
前記、分散パイロット信号により推定された伝送路特性と、位相を揃えられた連続パイロット信号を利用して、周波数軸方向に補間し、前記補間された伝送路特性で、前記情報伝送信号を除算することを特徴とする集積回路。
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号は、分散パイロット信号が、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）＋１２ｐ（ｍｏｄは剰余演算を表し、ｐは整数）を満たすキャリア位置で伝送され、
連続パイロット信号は、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）を満たす所定のキャリア位置で伝送され、制御情報信号は、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）を満たさない、所定のキャリア位置で伝送され、その他の部分で、情報伝送信号が伝送されるＯＦＤＭ信号を受信する装置であって、
前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号を送信側の分散パイロット信号及び連続パイロット信号で除算することにより位相をそろえた後に記憶するメモリ部と、前記情報伝送信号を記憶するメモリ部を有し、
前記連続パイロット信号が存在しないキャリア位置の前記分散パイロット信号を時間軸方向にＦＩＲフィルタを用いて伝送路特性を推定する手段と、
前記、分散パイロット信号により推定された伝送路特性と、前記、位相を揃えられた連続パイロット信号をＦＩＲフィルタ処理した伝送路特性を利用して周波数軸方向に補間し、
前記補間された伝送路特性で、前記情報伝送信号を除算することを特徴とする集積回路。
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するＯＦＤＭ受信方法に関し、前記ＯＦＤＭ信号は、分散パイロット信号が、時間軸方向に所定シンボル間隔で、周波数方向に所定キャリア間隔で配置され、
連続パイロット信号及び制御情報信号が、所定のキャリア位置に配置され、
その他の部分には情報伝送信号が配置され、
前記ＯＦＤＭ信号は時間インタリーブおよび周波数インタリーブ処理されたＯＦＤＭ信号であって、
前記分散パイロット信号を送信側の分散パイロット信号で除算することにより、位相をそろえた後に記憶する手段と、前記情報伝送信号を記憶する手段と時間軸方向に補間された伝送路特性を記憶する手段を有し、
前記位相が揃えられた分散パイロット信号が、同一キャリア位置に、２つそろった時点で、前記分散パイロット信号を直線補間して伝送路特性を推定し、前記メモリ部に書き込む手段と、
前記分散パイロット信号が、同一キャリア位置にＡ個そろった時点で、前記記憶された分散パイロット信号を時間軸方向にＦＩＲフィルタを用いて伝送路特性を推定する手段と、
前記ＦＩＲフィルタで求めた伝送路特性をメモリに書き込む手段を有し、
時間デインタリーブに従って、前記情報伝送信号を所定のパターンで読み出す際に、前記メモリに記憶されている伝送路特性を周波数軸方向に補間し、前記補間された伝送路特性で、前記情報伝送信号を除算することを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するＯＦＤＭ受信方法に関し、前記ＯＦＤＭ信号は、分散パイロット信号が、時間軸方向に所定シンボル間隔で、周波数方向に所定キャリア間隔で配置され、
連続パイロット信号及び制御情報信号が、所定のキャリア位置に配置され、
その他の部分には情報伝送信号が配置され、
前記分散パイロット信号を送信側の分散パイロット信号で除算することにより、位相をそろえた後に記憶する手段と、前記情報伝送信号を記憶する手段と時間軸方向に補間された伝送路特性を記憶する手段を有し、
前記分散パイロット信号が、同一キャリア位置にＡ個そろった時点で、前記記憶された分散パイロット信号を時間軸方向にＦＩＲフィルタを用いて伝送路特性を推定する手段と、
前記ＦＩＲフィルタで求めた伝送路特性を時間軸補間メモリに書き込む手段を有し、
前記情報伝送信号をメモリから読み出す際に、前記時間軸補間メモリに記憶されている伝送路特性を周波数軸方向に補間し、前記補間された伝送路特性で、前記情報伝送信号を除算することを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。
前記、Ａは６から１２個であることを特徴とする請求項１３乃至１４記載のＯＦＤＭ受信方法。
前記ＦＩＲフィルタの減衰特性は、ｆｓ／４以上で２０ｄＢ以上であることを特徴とする請求項１３乃至１４記載のＯＦＤＭ受信方法。
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するＯＦＤＭ受信方法に関し、前記ＯＦＤＭ信号は、分散パイロット信号が、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）＋１２ｐ（ｍｏｄは剰余演算を表し、ｐは整数）を満たすキャリア位置で伝送され、
連続パイロット信号は、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）を満たす所定のキャリア位置で伝送され、制御情報信号は、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）を満たさない、所定のキャリア位置で伝送され、その他の部分で、情報伝送信号が伝送されるＯＦＤＭ信号を受信する装置であって、
前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号を送信側の分散パイロット信号及び連続パイロット信号で除算することにより位相をそろえた後に記憶する手段と、前記情報伝送信号を記憶する手段を有し、
前記連続パイロット信号が存在しないキャリア位置の前記分散パイロット信号を時間軸方向にＦＩＲフィルタを用いて伝送路特性を推定する手段と、
前記、分散パイロット信号により推定された伝送路特性と、位相を揃えられた連続パイロット信号を利用して、周波数軸方向に補間し、前記補間された伝送路特性で、前記情報伝送信号を除算することを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号を受信するＯＦＤＭ受信方法に関し、前記ＯＦＤＭ信号は、分散パイロット信号が、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）＋１２ｐ（ｍｏｄは剰余演算を表し、ｐは整数）を満たすキャリア位置で伝送され、
連続パイロット信号は、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）を満たす所定のキャリア位置で伝送され、制御情報信号は、ｋ＝３（ｎｍｏｄ４）を満たさない、所定のキャリア位置で伝送され、その他の部分で、情報伝送信号が伝送されるＯＦＤＭ信号を受信する装置であって、
前記分散パイロット信号及び連続パイロット信号を送信側の分散パイロット信号及び連続パイロット信号で除算することにより位相をそろえた後に記憶する手段と、前記情報伝送信号を記憶する手段を有し、
前記連続パイロット信号が存在しないキャリア位置の前記分散パイロット信号を時間軸方向にＦＩＲフィルタを用いて伝送路特性を推定する手段と、
前記、分散パイロット信号により推定された伝送路特性と、前記、位相を揃えられた連続パイロット信号をＦＩＲフィルタ処理した伝送路特性を利用して周波数軸方向に補間し、
前記補間された伝送路特性で、前記情報伝送信号を除算することを特徴とするＯＦＤＭ受信方法。