JP2008199511A - Ｏｆｄｍ信号等化装置及び方法 - Google Patents

Abstract

【課題】低速移動時及び高速移動時の双方において良好な伝送路特性の推定を行う。
【解決手段】データ信号と時間方向及び周波数方向に分散配置された既知のパイロット信号とを含むＯＦＤＭ信号を等化するＯＦＤＭ信号等化装置において、推定した前記パイロット信号の伝送路特性を前記時間方向及び前記周波数方向に補間することによって前記データ信号の伝送路特性を推定し、推定した前記データ信号の伝送路特性に基づいて前記データ信号を等化する。推定した前記パイロット信号の伝送路特性の、時間方向における変化の曲線度を評価する。高速移動時など、曲線度が高い場合は時間方向の補間に曲線補間を用い、低速移動時など、曲線度が低い場合は時間方向の補間に線形補間を用いるようにする。
【選択図】図３

Description

本発明は、受信したＯＦＤＭ信号を等化するためのＯＦＤＭ信号等化装置及びＯＦＤＭ信号等化方法に関する。また、本発明は、それらを利用したデジタル放送受信装置に関する。

日本や欧州のデジタル放送システムでは、放送方式にＯＦＤＭ（直交周波数多重分割；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を採用している。ＯＦＤＭ方式は、１チャンネルの帯域内に互いに直交する多数のサブキャリアを多重して伝送する方式である。

送信局では、サブキャリアごとに、伝送すべきベースバンド信号をＱＡＭ、ＱＰＳＫ、ＤＱＰＳＫなどの変調方式で変調し、その変調によって得られる信号に対して逆フーリエ変換（IFFT）を施すことでＯＦＤＭ信号を生成する。一方、受信装置では、受信したＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換（FFT）を行い、フーリエ変換後の信号を復調する。

受信装置でＯＦＤＭ信号を受信する際、所謂マルチパスにより歪み（マルチパス歪み）の影響を受けて受信する場合が多い。送信局から送信された信号は、空中を伝播してから受信装置で受信されるが、電波の伝送路中に山や建築物等の障害物が存在すると、電波はその障害物で反射する。このとき、受信装置は、送信局から直接到来した直接波と共に障害物で反射した反射波を同時に受信することになる。直接波と反射波は位相が異なるため、これらの合成波は直接波と比べて歪みを受けた信号になる。この歪みがマルチパス歪みである。歪みを受けた信号から歪みを除去する等化処理を行うことなく、復調処理を行うと、正常なベースバンド信号を復元できず、受信装置側で出力される映像等に乱れが生じる。

このような歪みを除去する技術（等化技術）として、下記特許文献１及び２並びに下記非特許文献１に記載された技術がある。これらの技術では、ＯＦＤＭ信号に埋め込まれた既知のパイロット信号を利用している。

図１７に、日本のＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）方式における、パイロット信号の配置を示す。このパイロット信号は、スキャッタードパイロット信号と呼ばれ、これをＳＰ信号と表記する。ＳＰ信号は、時間方向及び周波数方向に所定間隔をおいて分散配置される。フーリエ変換後のＯＦＤＭ信号は、分散配置されたＳＰ信号と、映像等を表すデータ信号と、から形成される。

データ信号の歪みを除去するためには、その歪みを表す伝送路特性を推定する必要がある。そこで、一般的には、受信したＳＰ信号の伝送路特性を推定した後、そのＳＰ信号の伝送路特性を時間方向に線形補間し、更に周波数方向に内挿補間することで、全データ信号に対する伝送路特性を推定するようにしている（下記特許文献１及び非特許文献１参照）。

しかしながら、車などの移動体に受信装置を搭載し、高速で移動しながらデジタル放送信号を受信する場合、時間方向において伝送路特性の変動が激しくなるため、時間方向の線形性が崩れて、線形補間によって推定した伝送路特性と実際の伝送路特性との間に誤差が生じる。つまり、伝送路特性を正確に推定することができなくなり、結果、映像等に乱れが生じることになる。

これに対し、下記特許文献２では、時間方向の補間にＦＩＲ型フィルタによる内挿を用いている。ＦＩＲ型フィルタを用いると、ＳＰ信号間の伝送路特性が曲線的に補間される。このため、高速移動時など、時間方向の線形性が崩れるような状況に対応可能である。しかしながら、低速移動時などにおいては、雑音の影響を受けやすいという問題がある。

この問題を、図１８を参照して説明する。図１８において、横軸は時間である。低速移動時などにおいては、時間方向に伝送路特性はあまり変化せず、変化したとしても、それは直線的な変化であることが多い。しかし、受信ＳＰ信号には雑音が付加されるため、受信ＳＰ信号は微小に変動している。図１８において、符号９００〜９０３が付された白丸は雑音を含まない理想的な受信ＳＰ信号の伝送路特性の振幅を表し、符号９１０〜９１３が付された黒丸は雑音が付加された実際の受信ＳＰ信号の伝送路特性の振幅を表す。

時間方向補間に線形補間を用いた場合、補間は、図１８の実線折れ線９２０に従って行われることになる。一方、ＦＩＲ型フィルタを用いた場合、雑音が付加されたＳＰ信号間が曲線的に繋がれることになるため、補間は、例えば破線曲線９３０に従って行われることになる。つまり、場合によっては、雑音を増強するような補間を行ってしまうことがある。そうすると、伝送路特性を正確に推定することができなくなり、結果、映像等に乱れが生じることになる。

特許第３０８４３６８号公報 特開２００６−２０３６１３号公報 伊丹誠，「わかりやすいＯＦＤＭ技術」，オーム社，２００５年１１月，ｐ．６６−８２

そこで本発明は、状況に応じた良好な伝送路推定を可能とするＯＦＤＭ信号等化装置及びＯＦＤＭ信号等化方法を提供することを目的とする。また、本発明は、そのＯＦＤＭ信号等化装置を利用したデジタル放送受信装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係るＯＦＤＭ信号等化装置は、データ信号と時間方向及び周波数方向に間隔をおいて配置された既知のパイロット信号とを含むＯＦＤＭ信号を等化するＯＦＤＭ信号等化装置において、前記パイロット信号に基づいて前記パイロット信号の伝送路特性を推定する推定手段と、推定された前記パイロット信号の伝送路特性を前記時間方向及び前記周波数方向に補間することによって前記データ信号の伝送路特性を推定する補間手段と、推定された前記データ信号の伝送路特性に基づいて前記データ信号を等化するデータ信号等化手段と、を備え、前記補間手段は、推定された前記パイロット信号の伝送路特性に基づいて、前記パイロット信号の伝送路特性の、前記時間方向における変化の曲線度を評価する曲線度評価手段を備え、前記曲線度に応じて、前記時間方向における、前記パイロット信号の伝送路特性の補間方式を変更することを特徴とする。

これにより、時間方向の補間方式を状況に応じて適切に変更可能となる。この結果、伝送路特性の推定精度の向上が見込める。

具体的には例えば、前記補間手段は、推定された前記パイロット信号の伝送路特性を前記時間方向に曲線補間または線形補間する時間方向補間手段を更に備え、前記補間手段は、前記曲線度に応じて、前記補間方式を前記曲線補間及び前記線形補間の何れかに決定する。

また例えば、前記補間手段は、前記推定手段の推定によって得られた前記パイロット信号の伝送路特性と前記時間方向補間手段の補間によって得られた前記データ信号の伝送路特性を前記周波数方向に補間する周波数方向補間手段を更に備えている。

また具体的には例えば、前記曲線度評価手段は、推定された前記パイロット信号の伝送路特性の、前記時間方向における振幅変化に基づいて、前記曲線度を評価する。

また具体的には例えば、前記曲線度評価手段は、前記時間方向に互いに隣接した３つの時刻における前記パイロット信号の伝送路特性を参照し、前記３つの時刻間における前記パイロット信号の伝送路特性の振幅変化に基づいて、前記３つの時刻の中間時刻に対する前記曲線度を評価し、前記補間手段は、前記中間時刻に対する前記曲線度に基づいて、前記中間時刻に対する前記補間方式を前記曲線補間及び前記線形補間の何れかに決定する。

また具体的には例えば、前記時間方向補間手段は、前記曲線補間として多項式補間を用いる。

これにより、ＦＩＲ型フィルタを用いる場合と比べて、必要メモリ容量の増加を抑制することが可能となる。

上記目的を達成するために本発明に係るデジタル放送受信装置は、ＯＦＤＭ信号を用いたデジタル放送を受信するデジタル放送受信装置において 上記のＯＦＤＭ信号等化装置を備えたことを特徴とする。

上記目的を達成するために本発明に係るＯＦＤＭ信号等化方法は、データ信号と時間方向及び周波数方向に間隔をおいて配置された既知のパイロット信号とを含むＯＦＤＭ信号を等化するＯＦＤＭ信号等化方法において、前記パイロット信号に基づいて前記パイロット信号の伝送路特性を推定する推定ステップと、推定された前記パイロット信号の伝送路特性を前記時間方向及び前記周波数方向に補間することによって前記データ信号の伝送路特性を推定する補間ステップと、推定された前記データ信号の伝送路特性に基づいて前記データ信号を等化するデータ信号等化ステップと、を備え、前記補間ステップでは、推定された前記パイロット信号の伝送路特性に基づいて、前記パイロット信号の伝送路特性の、前記時間方向における変化の曲線度を評価し、前記曲線度に応じて、前記時間方向における、前記パイロット信号の伝送路特性の補間方式を変更することを特徴とする。

本発明によれば、状況に応じた良好な伝送路推定を可能とするＯＦＤＭ信号等化装置及びＯＦＤＭ信号等化方法を提供することができる。

本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。

以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。

図１に、本発明の実施形態に係るデジタル放送受信装置１００（以下、受信装置１００と略記する）の概略ブロック図を示す。

受信装置１００と図示されない送信局（デジタル放送送信装置）は、デジタル放送システムを構成し、このデジタル放送システムでは、放送方式にＯＦＤＭ（直交周波数多重分割；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を採用している。ＯＦＤＭ方式は、１チャンネルの帯域内に互いに直交する多数のサブキャリア（以下、単にキャリアとも言う）を多重して伝送する方式である。

送信局では、サブキャリアごとに、伝送すべきベースバンド信号をＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）などの変調方式で変調し、その変調によって得られる信号に対して逆高速フーリエ変換（IFFT；Inverse Fast Fourier Transform）を施すことでＯＦＤＭ信号を生成する。ベースバンド信号は、伝送されるべき映像信号や音声信号を含む。生成されたＯＦＤＭ信号は、デジタル放送（例えば、いわゆる地上デジタル放送）により受信装置１００に対して送信されるべき信号として、送信局から送信される。

受信装置１００は、このデジタル放送によって送信されてきたデジタル放送信号を受信する。デジタル放送信号は、複数チャンネル分のＯＦＤＭ信号を含む。受信装置１００は、受信アンテナ１と、チューナ部２と、ＦＦＴ処理部３と、等化処理部４と、復調処理部５と、ＲＡＭ（Random Access Memory）６と、を備える。

チューナ部２は、受信アンテナ１を介して上記のデジタル放送信号を受信し、受信したデジタル放送信号の中から、選局されたチャンネルに対応するＯＦＤＭ信号（ＯＦＤＭ変調信号）を抽出して出力する。チューナ部２から出力されたＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ処理部３に送られる。

ＦＦＴ処理部３は、受信したＯＦＤＭ信号を、高速フーリエ変換（FFT；Fast Fourier Transform）を用いて時間軸上の信号から周波数軸上の信号に変換する。この変換によって得られた周波数軸上のＯＦＤＭ信号は、等化処理部４に送られる。

等化処理部４は、受信した周波数軸上のＯＦＤＭ信号から歪みを除去する等化処理を行う。この歪みは、主として、マルチパスによって生じる。等化処理によって歪みが除去された信号（後述の等化信号）は、復調処理部５に送られる。

復調処理部５は、歪みが除去された信号（後述の等化信号）をベースバンド信号としてのＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）符号化信号に変換するための復調処理を行う。ＭＰＥＧ符号化信号は、デジタル放送によって伝達されるべき映像信号や音声信号を符号化した信号である。この復調処理によって得られたＭＰＥＧ符号化信号は、ＭＰＥＧデコーダ（不図示）に送られてデコードされた後、表示装置やスピーカ（双方不図示）に送られ、映像として表示又は音声として出力される。受信装置１００は、ＭＰＥＧデコーダ、表示装置及びスピーカをも含みうる。

ＲＡＭ６は、等化処理部４による等化処理に必要な情報を記憶する。尚、受信装置１００を形成する他の部位も、ＲＡＭ６を利用しうる。

デジタル放送の放送方式として、日本のＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）方式や欧州のＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）方式などがあるが、何れもサブキャリアの中に、振幅及び位相が既知のパイロット信号が挿入されている。例えば、日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式では、図２に示すようにパイロット信号が配置される。以下、説明の具体化のため、日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式に従ったデジタル放送信号（ＯＦＤＭ信号）を受信する場合を説明する。

ＦＦＴ処理部３から出力されるＯＦＤＭ信号は、図２に示す如く、周波数方向及び時間方向に配列されたデータ信号とパイロット信号とから成り、これを総称してＯＦＤＭシンボル列と呼ぶ。このパイロット信号は、一般にスキャッタードパイロット信号と呼ばれ、以下、これをＳＰ信号という。尚、一般的に、データ信号及びパイロット信号は夫々データシンボル及びパイロットシンボルとも呼ばれる。このため、本明細書におけるデータ信号及びパイロット信号（ＳＰ信号）を、夫々データシンボル及びパイロットシンボル（スキャッタードパイロットシンボル）と読み替えることもできる。また、周波数方向及び時間方向は夫々キャリア方向及びシンボル方向とも呼ばれる。

時間方向に対応する時間番号（シンボル番号）をｔで表し、周波数方向に対応するキャリア番号をｌで表す。ここで、ｔは０以上の整数をとり、ｌは０以上且つ（Ｌ−１）以下の整数をとる。Ｌは、ＯＦＤＭ信号を形成するサブキャリアの総本数である。ｔは、ＯＦＤＭ信号のシンボル長を単位として考えた時刻を表す。ｔとｌを一意に定めることによって一意に定まる、ＯＦＤＭシンボル列内の位置をキャリア位置と呼び、それを（ｔ，ｌ）にて表す。

ＳＰ信号は、ｌ＝３×（ｔ mod 4）＋１２ｐ、を満たすキャリア位置に配置される。ここで、modは剰余演算を表し、ｐは整数である。即ち、図２に示す如く、或る時刻ｔにおけるＯＦＤＭ信号においてＳＰ信号は周波数軸上にキャリア１２個おきに配置され、時刻ｔが１だけ進むごとにＳＰ信号はキャリア３個分、周波数方向にシフトされる。例えば、時刻ｔ＝０では、キャリア位置（０，０）、（０，１２）、（０，２４）、（０，３６）、・・・にＳＰ信号が配置され、時刻ｔ＝１では、キャリア位置（１，３）、（１，１５）、（１，２７）、（１，３９）、・・・にＳＰ信号が配置される。

ＯＦＤＭシンボル列において、ＳＰ信号が配置されていない部分にはデータ信号が配置される。データ信号は、送信局から受信装置１００に伝達されるべき本来の情報を含み、このデータ信号からＭＰＥＧ符号化信号が生成される。

図３に、図１の等化処理部４の内部ブロック図を示す。等化処理部４は、ＳＰ抽出部１１と、ＳＰ生成部１２と、ＳＰ複素除算部１３と、補間部１４と、複素除算部１５と、を備える。補間部１４は、時間方向曲線度推定部２０（以下、曲線度推定部２０と略記する）、時間方向補間部２１及び周波数方向補間部２２から成る。曲線度推定部２０が等化処理部４の内部であって且つ補間部１４の外部に存在する、と考えるようにしても構わない。

ＦＦＴ処理部３から送られてくる周波数軸上のＯＦＤＭ信号はＳＰ抽出部１１に与えられる。この周波数軸上のＯＦＤＭ信号は、図２に示すようなＯＦＤＭシンボル列で表すことができる。ＳＰ抽出部１１は、周波数軸上のＯＦＤＭ信号（即ち、ＯＦＤＭシンボル列）の中からＳＰ信号を抽出する。ＳＰ抽出部１１によって抽出されたＳＰ信号を、以下、受信ＳＰ信号とも呼ぶ。

ＳＰ生成部１２は、ＳＰ抽出部１１によるＳＰ信号の抽出とは別に、既知の振幅及び位相を有するＳＰ信号を生成する。ＳＰ生成部１２によって生成されたＳＰ信号を、正解ＳＰ信号とも呼ぶ。受信ＳＰ信号は、空間伝播時の伝送路特性にて定まる歪みを含んでいるが、正解ＳＰ信号は、そのような歪みを含んでいない。このため、受信ＳＰ信号と正解ＳＰ信号は、通常、異なる。

ＳＰ複素除算部１３は、下記式（１）に従い、歪みを含む受信ＳＰ信号を正解ＳＰ信号にて複素除算することにより、空間伝播時にＳＰ信号に作用した伝送路特性を推定する。

ここで、Ｘ_SP（ｔ，ｌ）は、ＳＰ抽出部１１によって抽出された、キャリア位置（ｔ，ｌ）の受信ＳＰ信号を表す。ｄ_SP（ｔ，ｌ）は、ＳＰ生成部１２によって生成された、キャリア位置（ｔ，ｌ）の正解ＳＰ信号を表す。Ｈ_SP（ｔ，ｌ）は、ＳＰ複素除算部１３にて推定される、キャリア位置（ｔ，ｌ）の受信ＳＰ信号に対する伝送路特性を表す。Ｘ_SP（ｔ，ｌ）、ｄ_SP（ｔ，ｌ）及びＨ_SP（ｔ，ｌ）は、夫々、複素平面上で定義される複素信号であるため、振幅を表す振幅成分及び位相を表す位相成分から成る。尚、ｄ_SP（ｔ，ｌ）は、日本のデジタル放送システムの仕様書（日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式）にて定められている。

ＳＰ複素除算部１３によって推定された伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）は、補間部１４に与えられる。ＳＰ複素除算部１３では、ＳＰ信号に対してのみ伝送路特性が推定され、データ信号に対する伝送路特性は推定されない。そこで、補間部１４では、データ信号に対する伝送路特性を補間によって算出する。

具体的には、まず、ＳＰ複素除算部１３によって推定された伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）が時間方向補間部２１に与えられる。時間方向補間部２１は、ＳＰ信号の伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）を時間方向に補間する。より具体的に言えば、ＳＰ信号の伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）に基づいて時間方向の補間を行い、これによって、ＳＰ信号が挿入されているキャリアに対応するデータ信号の伝送路特性を推定する。時間方向補間部２１は、図４に示す如く、時間方向に曲線補間を行うための時間方向曲線補間部３１と時間方向に線形補間を行うための時間方向線形補間部３２とを備え、時間方向の補間方式として曲線補間及び線形補間の何れかを用いる。尚、線形補間は、直線補間とも言い換えることができる。

時間方向の補間方式として曲線補間及び線形補間の何れを用いるかは、図３の曲線度推定部２０から出力される補間方式選択信号に従う。

曲線度推定部２０の機能について説明する。曲線度推定部２０には、ＳＰ複素除算部１３によって推定された伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）が与えられる。図２に示す如く、ＳＰ信号は時間方向に等間隔（４シンボル間隔）で配置されているが、曲線度推定部２０は、時間方向に等間隔で配置されたＳＰ信号間の伝送路特性を曲線的に補間する方が良いか或いは直線的に補間する方が良いかを判断する。

具体的には、まず、ＳＰ信号の伝送路特性の、時間方向における変化の曲線性（又は線形性）を表す指標として、曲線度Ｄを算出する。曲線度Ｄの算出手法を、図５を参照して説明する。例として、時刻ｔ＝０〜時刻ｔ＝１５までのＯＦＤＭシンボル列が得られ、そのＯＦＤＭシンボル列に含まれる各ＳＰ信号の伝送路特性が推定された段階を考える。この例を、以下、便宜上「例α」と呼ぶ。

曲線度Ｄの算出に当たり、曲線度推定部２０は、ＳＰ信号が挿入されている各キャリアにおいて時間方向に互いに隣接する直近の３つのＳＰ信号の伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）を参照する。但し、最新時刻（例αの場合、ｔ＝１５）のＳＰ信号が挿入されているキャリアのみを着目する。従って、時刻ｔ＝１５までのＯＦＤＭシンボル列を考えた場合、時刻ｔ＝１５にＳＰ信号を含むキャリア（ｌ＝９、２１、３３、・・・）のみを着目し、時刻ｔ＝７、１１及び１５における各ＳＰ信号の伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）を参照する。曲線度Ｄの算出に当たり、伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）が参照されるＳＰ信号を、特に、参照ＳＰ信号と呼ぶ。０≦ｌ≦３３では、キャリア位置（７，９）、（１１，９）、（１５，９）、（７，２１）、（１１，２１）、（１５，２１）、（７，３３）、（１１，３３）及び（１５，３３）におけるＳＰ信号２０１、２０２、２０３、２１１、２１２、２１３、２２１、２２２及び２２３が、参照ＳＰ信号となる。尚、図５に示される符号２３０については後述する。

曲線度推定部２０は、参照ＳＰ信号が配置されている各キャリアについて、キャリアごとに、参照ＳＰ信号の伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）の時間方向における振幅変化曲線量を算出し、キャリアごとに算出した振幅変化曲線量の平均値を曲線度Ｄとする。各キャリアにおいて、３つの参照ＳＰ信号の伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）の振幅を古い時刻から順にＰ₁、Ｐ₂及びＰ₃とした場合、振幅変化曲線量は｜（Ｐ₂−Ｐ₁）−（Ｐ₃−Ｐ₂）｜で表される。図６（ａ）に示す如く、Ｐ₁、Ｐ₂、Ｐ₃の順に振幅が線形的に増大（或いは減少した）場合、振幅変化曲線量はゼロとなる一方、図６（ｂ）又は（ｃ）に示す如く、振幅が曲線的に変化した場合、振幅変化曲線量は比較的大きな値をとる。尚、当然ではあるが、振幅は０又は正の値をとる。

そして、参照ＳＰ信号が配置されているキャリアの総数をＮとすると、曲線度Ｄは下記式（２）によって算出される。Ｎは、同一シンボル中の参照ＳＰ信号の総数（例αの場合、時刻ｔ＝１５のＯＦＤＭシンボル列に含まれるＳＰ信号の総数）に等しい。

式（２）において、Σ_SPは、キャリアごとに算出された振幅変化曲線量｜（Ｐ₂−Ｐ₁）−（Ｐ₃−Ｐ₂）｜を足し合わせることを意味する。例αの場合、０≦ｌ≦３３の範囲内で限定して考えると（即ち、キャリアの総本数が３４本であると仮定すると）、
ＳＰ信号２０１、２０２及び２０３の伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）の振幅を夫々Ｐ₁、Ｐ₂及びＰ₃とした場合における振幅変動量｜（Ｐ₂−Ｐ₁）−（Ｐ₃−Ｐ₂）｜と、
ＳＰ信号２１１、２１２及び２１３の伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）の振幅を夫々Ｐ₁、Ｐ₂及びＰ₃とした場合における振幅変動量｜（Ｐ₂−Ｐ₁）−（Ｐ₃−Ｐ₂）｜と、
ＳＰ信号２２１、２２２及び２２３の伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）の振幅を夫々Ｐ₁、Ｐ₂及びＰ₃とした場合における振幅変動量｜（Ｐ₂−Ｐ₁）−（Ｐ₃−Ｐ₂）｜とを足し合わせた値を３で割った値が、曲線度Ｄとなる。

上記式（２）を参照しても分かるように、伝送路特性の時間方向の変化が曲線的な変化である時、曲線度Ｄは比較的大きな値をとり、伝送路特性の時間方向の変化が直線的な変化である時或いは該変化が殆どない時、曲線度Ｄは比較的小さな値（例えば０又は殆ど０）をとる。

曲線度Ｄを算出した後、図３の曲線度推定部２０は、曲線度Ｄと予め定められた閾値Ｄ_THとを比較する。そして、Ｄ≧Ｄ_THの時、曲線度推定部２０は、時間方向の補間方式として曲線補間を選択し、曲線補間の選択を指示する補間方式選択信号を時間方向補間部２１に出力する。一方、Ｄ＜Ｄ_THの時、曲線度推定部２０は、時間方向の補間方式として線形補間を選択し、線形補間の選択を指示する補間方式選択信号を時間方向補間部２１に出力する。

曲線度推定部２０から曲線補間の選択を指示する補間方式選択信号を受けた時、時間方向補間部２１は、図４の時間方向曲線補間部３１を用いて、ＳＰ信号の伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）を時間方向に曲線補間する。一方、曲線度推定部２０から線形補間の選択を指示する補間方式選択信号を受けた時、時間方向補間部２１は、図４の時間方向線形補間部３２を用いて、ＳＰ信号の伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）を時間方向に線形補間する。

まず、時間方向曲線補間部３１による曲線補間手法について説明する。時間方向曲線補間部３１は、曲線補間として多項式補間を用いる。

多項式補間に４タップのスプライン補間を用いる場合を例にとり、時間方向の曲線補間方法について説明する。説明の具体化のため、或る１つのキャリア（キャリア番号）に着目して、図７を参照する。ＯＦＤＭシンボル列内の着目したキャリアにおいて、時刻ｔ、（ｔ＋４）、（ｔ＋８）及び（ｔ＋１２）にＳＰ信号３００、３０４、３０８及び３１２が配列され、時刻（ｔ＋９）、（ｔ＋１０）及び（ｔ＋１１）にデータ信号３０９、３１０及び３１１が配列されているものとする。例えば、ＳＰ信号３００、３０４、３０８及び３１２は、キャリア位置（０，０），（４，０），（８，０）及び（１２，０）のＳＰ信号であり、データ信号３０９、３１０及び３１１は、キャリア位置（９，０），（１０，０）及び（１１，０）のデータ信号である（図２又は図５をも参照）。

時間方向曲線補間部３１は、４つのＳＰ信号３００、３０４、３０８及び３１２の伝送路特性を用いて、直近の２つのＳＰ信号（３０８及び３１２）間に位置する３つのデータ信号３０９〜３１１の伝送路特性を補間（推定）することができる。

４つのＳＰ信号３００、３０４、３０８及び３１２に対して推定された伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）を、夫々、Ｈ_SP（０）、Ｈ_SP（４）、Ｈ_SP（８）及びＨ_SP（１２）で表し、この補間によって得られるデータ信号３０９、３１０及び３１１に対する伝送路特性を、夫々、Ｈ（９）、Ｈ（１０）及びＨ（１１）で表す。そうすると、Ｈ（９）〜Ｈ（１１）は、下記式（３ａ）、（３ｂ）及び（３ｃ）の如く、４つのＳＰ信号の伝送路特性と所定の係数との積和演算から求めることができる。

ここで、ａで表記される係数として、例えば図８に示されるような固定値を用いる。即ち例えば、ａ（９，１）、ａ（９，２）、ａ（９，３）、ａ（９，４）、ａ（１０，１）、ａ（１０，２）、ａ（１０，３）、ａ（１０，４）、ａ（１１，１）、ａ（１１，２）、ａ（１１，３）及びａ（１１，４）として、夫々、７／３２０、−４２／３２０、３０３／３２０、５２／３２０、１／４０、−６／４０、２９／４０、１６／４０、１／６４、−６／６４、２５／６４及び４４／６４を用いる。

時間方向曲線補間部３１は、上記のような時間方向の曲線補間をＳＰ信号が挿入されている各キャリアに対して行う。

次に、時間方向線形補間部３２による線形補間手法について説明する。説明の具体化のため、或る１つのキャリア（キャリア番号）に着目して、図９を参照する。ＯＦＤＭシンボル列内の着目したキャリアにおいて、時刻ｔ及び（ｔ＋４）にＳＰ信号３５０及び３５４が配列され、時刻（ｔ＋１）、（ｔ＋２）及び（ｔ＋３）にデータ信号３５１、３５２及び３５３が配列されているものとする。例えば、ＳＰ信号３５０及び３５４は、キャリア位置（８，０）及び（１２，０）のＳＰ信号であり、データ信号３５１、３５２及び３５３は、キャリア位置（９，０），（１０，０）及び（１１，０）のデータ信号である（図２又は図５をも参照）。

時間方向線形補間部３２は、２つのＳＰ信号３５０及び３５４の伝送路特性を用いて、その２つのＳＰ信号間に位置する３つのデータ信号３５１〜３５３の伝送路特性を補間（推定）することができる。

ＳＰ信号３５０及び３５４に対して推定された伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）を、夫々、Ｈ_SP2（０）及びＨ_SP2（４）で表し、この補間によって得られるデータ信号３５１、３５２及び３５３に対する伝送路特性を、夫々、Ｈ（１）、Ｈ（２）及びＨ（３）で表す。そうすると、Ｈ（１）〜Ｈ（３）は、下記式（４ａ）、（４ｂ）及び（４ｃ）の如く、２つのＳＰ信号の伝送路特性と所定の係数との積和演算から求めることができる。

ｂで表記される係数として、図１０に示されるような固定値を用いる。即ち、ｂ（１，１）、ｂ（１，２）、ｂ（２，１）、ｂ（２，２）、ｂ（３，１）及びｂ（３，２）は、夫々、３／４、１／４、１／２、１／２、１／４及び３／４である。

時間方向線形補間部３２は、上記のような時間方向の線形補間をＳＰ信号が挿入されている各キャリアに対して行う。

上記例αにおいては、図５の斜線で満たされた丸（例えば、符号２３０が付された丸）で表されるデータ信号に対して、選択された補間方式が適用される。即ち、曲線度Ｄを算出する際、第１、第２及び第３時刻における参照ＳＰ信号の伝送路特性が参照されるが、第１と第３時刻の中間時刻に相当する第２時刻におけるデータ信号（以下、適用データ信号と呼ぶ）に対して、選択された補間方式が適用される。換言すれば、図３の曲線度推定部２０は、この中間時刻に対する曲線度Ｄを算出して中間時刻に対する補間方式を選択することになる。

上記例αにおいては、第１、第２及び第３時刻はそれぞれｔ＝７、１１及び１５の時刻に対応し、キャリア位置（１１，０）、（１１，３）、（１１，６）、（１１，１２）、（１１，１５）、（１１，１８）、（１１，２４）、（１１，２７）及び（１１，３０）・・・に位置するデータ信号が、適用データ信号となる。

従って、参照ＳＰ信号２０１〜２０３、２１１〜２１３及び２２１〜２２３の伝送路特性に基づく曲線度Ｄに対してＤ≧Ｄ_THが成立する時、時刻ｔ＝１１における適用データ信号の伝送路特性が曲線補間される。即ち、より具体的には、
キャリア位置（１１，０）の適用データ信号の伝送路特性が、キャリア位置（０，０），（４，０），（８，０）及び（１２，０）のＳＰ信号の伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）に基づき、上記式（３ｃ）に従って算出され、
キャリア位置（１１，３）の適用データ信号の伝送路特性が、キャリア位置（１，３），（５，３），（９，３）及び（１３，３）のＳＰ信号の伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）に基づき、上記式（３ｂ）に従って算出され、
キャリア位置（１１，６）の適用データ信号の伝送路特性が、キャリア位置（２，６），（６，６），（１０，６）及び（１４，６）のＳＰ信号の伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）に基づき、上記式（３ａ）に従って算出される。
他の適用データ信号の伝送路特性についても同様に算出される。

また、参照ＳＰ信号２０１〜２０３、２１１〜２１３及び２２１〜２２３の伝送路特性に基づく曲線度Ｄに対してＤ＜Ｄ_THが成立する時、時刻ｔ＝１１における適用データ信号の伝送路特性が線形補間される。即ち、より具体的には、
キャリア位置（１１，０）の適用データ信号の伝送路特性が、キャリア位置（８，０）及び（１２，０）のＳＰ信号の伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）に基づき、上記式（４ｃ）に従って算出され、
キャリア位置（１１，３）の適用データ信号の伝送路特性が、キャリア位置（９，３）及び（１３，３）のＳＰ信号の伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）に基づき、上記式（４ｂ）に従って算出され、
キャリア位置（１１，６）の適用データ信号の伝送路特性が、キャリア位置（１０，６）及び（１４，６）のＳＰ信号の伝送路特性Ｈ_SP（ｔ，ｌ）に基づき、上記式（４ａ）に従って算出される。
他の適用データ信号の伝送路特性についても同様に算出される。

時刻の進行に従ってＳＰ信号の伝送路特性が推定される度に、時間方向補間部２１による、上述の時間方向の曲線補間または線形補間を順次実行する。これにより、図１１のような補間結果（推定結果）が得られる。即ち、時間方向の補間によって（換言すれば、時間方向の伝送路特性の推定によって）、ＳＰ信号が挿入されているキャリアにおける伝送路特性が全て推定される。

ＳＰ複素除算部１３によって推定されたＳＰ信号の伝送路特性及び時間方向補間部２１の補間によって推定されたデータ信号の伝送路特性が、周波数方向補間部２２に入力される。周波数方向補間部２２に入力される伝送路特性は、図１１に示す如く、周波数方向に３キャリア間隔で配置されている。周波数方向補間部２２は、入力された伝送路特性を周波数方向に補間（３倍内挿補間）することにより、ＳＰ信号が挿入されていないキャリア（ｌ＝１、２など）に対する伝送路特性、即ち、まだ伝送路特性が推定されていないデータ信号に対する伝送路特性を推定する。

図１２は、或る時刻ｔ（例えばｔ＝０）におけるＯＦＤＭシンボル列に対して、周波数方向の補間を行った結果を表している。周波数方向の補間（３倍内挿補間）の手法として、上記特許文献１及び２並びに非特許文献１に記載された手法を含む、公知の任意の手法を用いることができる。例えば、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）型ローパスフィルタを用いて、周波数方向の補間を行えばよい。この場合、既に推定された３キャリア間隔の伝送路特性を周波数方向に並べて入力系列を形成し、この入力系列をＦＩＲ型ローパスフィルタに対して入力することで、ＦＩＲ型ローパスフィルタから、ＳＰ信号が挿入されていないキャリアに対する伝送路特性を得ることができる。但し、入力系列を形成する際、既に推定された３キャリア間隔の伝送路特性の間にゼロを２つずつ挿入するようにするとよい（図１３参照）。

周波数方向の補間は、各時刻ｔにおけるＯＦＤＭシンボル列に対し、時刻ｔごとに行う。これにより、図１４のような補間結果（推定結果）が得られ、全てのデータ信号に対する伝送路特性の推定が完了する。

再度、図３を参照する。キャリア位置（ｔ、ｌ）のデータ信号をＸ（ｔ、ｌ）で表し、データ信号Ｘ（ｔ、ｌ）に対して推定された伝送路特性をＨ_m（ｔ、ｌ）にて表す。補間部１４によって推定された、全データ信号に対する伝送路特性Ｈ_m（ｔ、ｌ）は、複素除算部１５に与えられる。全データ信号に対する伝送路特性Ｈ_m（ｔ、ｌ）は、例えば、周波数方向補間部２２から複素除算部１５に与えられる。また、ＦＦＴ処理部３からの、全データ信号Ｘ（ｔ、ｌ）を含む周波数軸上のＯＦＤＭ信号も複素除算部１５に与えられる。

複素除算部１５は、下記式（５）に従い、歪みを含むデータ信号Ｘ（ｔ、ｌ）を伝送路特性Ｈ_m（ｔ、ｌ）にて複素除算することにより、伝送路特性で表される歪みを除去した（或いは低減した）データ信号ｄ'（ｔ，ｌ）を生成する。即ち、複素除算部１５によってデータ信号が等化される。尚、Ｘ（ｔ，ｌ）、Ｈ_m（ｔ、ｌ）及びｄ'（ｔ，ｌ）は、夫々、複素平面上で定義される複素信号であるため、振幅を表す振幅成分及び位相を表す位相成分から成る。

複素除算部１５によって等化されたデータ信号ｄ'（ｔ，ｌ）は等化信号を形成し、この等化信号は図１の復調処理部５に送られて、ＭＰＥＧ符号化信号へと復調される。

図１５を参照して、上述の、等化処理部４による等化処理の手順の流れを説明する。図１５は、この手順の流れを表すフローチャートである。図３をも参照する。まず、ＳＰ抽出部１１が、図１のＦＦＴ処理部３からの周波数軸上のＯＦＤＭ信号より、ＳＰ信号を抽出する（ステップＳ１）。次に、ＳＰ複素除算部１３が、抽出されたＳＰ信号を複素除算することによってＳＰ信号の伝送路特性を推定する（ステップＳ２）。次に、補間部１４（曲線度推定部２０）が、曲線度Ｄを算出する（ステップＳ３）。そして、曲線度Ｄと閾値Ｄ_THとを比較し（ステップＳ４）、Ｄ≧Ｄ_THの場合は時間方向に曲線補間を行い（ステップＳ５）、Ｄ＜Ｄ_THの場合は時間方向に線形補間を行う（ステップＳ６）。次に、周波数方向補間部２２が、既に推定された伝送路特性を周波数方向に内挿補間する（ステップＳ７）。次に、複素除算部１５が、補間によって得られた全データ信号に対する伝送路特性を用いて全データ信号の複素除算を行い、等化信号を得る（ステップＳ８）。

上述の如く、本実施形態では、推定されたＳＰ信号の伝送路特性Ｈ_SP（ｔ、ｌ）の時間変化（より具体的には、時間方向における振幅の変化）に応じて、時間方向の補間方式が曲線補間と線形補間との間で切り替えられる。例えば、時間方向における伝送路特性の変化の曲線性が高いとき（例えば高速移動をしながら受信するとき）には自動的に時間方向補間として曲線補間が用いられる。このため、一律に時間方向に線形補間を行うような従来技術と比べて、上記曲線性が高い場合における伝送路特性の推定精度が優れる。一方、時間方向における伝送路特性の変化の直線性が高いとき（例えば低速移動をしながら受信するとき）には自動的に時間方向補間として線形補間が用いられる。このため、一律に時間方向に曲線補間（ＦＩＲ型フィルタを用いた補間）を行うような従来技術と比べて、雑音の影響を受けにくい。

また、図１のＲＡＭ６は、上記式（５）の複素除算を行うために必要となる情報を逐次更新しながら記憶する。図７に示した例の場合、データ信号３０９、３１０及び３１１に対する伝送路特性を上述のスプライン補間によって推定するためには、ＳＰ信号３１２の伝送路特性が推定されるまで、ＳＰ信号３００、３０４及び３０８の伝送路特性を保持しておく必要がある。ＲＡＭ６は、この保持を行うため、必要な情報を記憶する。また、ＳＰ信号３１２の受信を経てデータ信号３０９〜３１１に対応する時刻の全データ信号の伝送路特性が推定されるまで、データ信号３０９〜３１１に対応する時刻の全データ信号を保持しておく必要ある。ＲＡＭ６は、この保持を行うため、必要な情報を記憶する。

上述の如く、本実施形態では、時間方向の曲線補間として多項式補間の一種であるスプライン補間を用いている。このスプライン補間を実現するために、キャリアごとにＳＰ信号の伝送路特性を必要数分保持しておく必要があるが、ＲＡＭ６に保持しておくべきデータ量は、線形補間による時間方向補間と同様、概ね３シンボル分（図１６の破線四角枠４０１に対応）で足る。

仮に、時間方向補間にＦＩＲ型フィルタによる補間を用いる場合は、メモリ（本実施形態ではＲＡＭ６）に保持しておくべきデータ量は大きくなる。例えば、１５次のＦＩＲ型フィルタを用いる場合、７シンボル分のデータを少なくともメモリに保持しておく必要がある。例えば、或るタイミングにおいて、図１６の破線四角枠４０２に対応する７シンボル分のデータをメモリに保持しておく必要がある。ＳＰ信号４０３を用いて、データ信号４０４の伝送路特性が１５次のＦＩＲ型フィルタより得られるからである。デジタル放送のＯＦＤＭ信号を形成するサブキャリアの本数は数千にも及ぶ。このため、時間方向の補間にＦＩＲ型フィルタを用いると必要メモリ容量が大きくなる。本実施形態の如く、時間方向の曲線補間として多項式補間を用いるようにすることで必要メモリ容量の増大を抑制することができる、というメリットもある。

＜＜変形等＞＞
上述した説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。また、或る値に関する「平均」を、矛盾なき限り、「積算」又は「合計」に読み替えて考えることが可能である。上述の実施形態の変形例または注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈５を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。

［注釈１］

図３の時間方向補間部２１による多項式補間の例としてスプライン補間を示したが、他の種類の多項式補間を用いるようにしてもよい。例えば、多項式補間として、キュービック補間を用いるようにしてもよい。キュービック補間を用いた場合でも、上記式（３ａ）〜（３ｃ）と同様の式にて伝送路特性Ｈ（９）〜Ｈ（１１）を算出可能である。但し、式（３ａ）〜（３ｃ）に用いる係数（ａ（９，１）等）は、スプライン補間の場合と異なりうる。

また、多項式補間として、ラグランジュ補間を用いるようにしてもよい。ラグランジュ補間を用いる場合、例えば図７のＳＰ信号３００、３０４及び３０８及び３１２の伝送路特性を４つの点と捉えて、この４点を通る３次多項式を求める。そして、この３次多項式を用いてデータ信号３０９〜３１１に対する伝送路特性を推定算出すればよい。何れの種類の多項式補間を用いても、スプライン補間を用いた場合と同様、ＦＩＲ型フィルタを用いる場合と比べて必要メモリ容量の増大が大幅に抑えられる。

［注釈２］
また、上述の実施形態では、時間方向の曲線補間の際、直近の４つのＳＰ信号（図７では、３００、３０４、３０８及び３１２）の伝送路特性を用いて、直近の３つのデータ信号（図７では、３０９〜３１１）に対する伝送路特性を補間（推定）するようにしている。しかしながら、この際に用いるＳＰ信号は４以外であってもよい。５以上でもよく、或いは３とすることも可能である。例えば、用いるＳＰ信号を３にする場合、直近の３つのＳＰ信号３０４、３０８及び３１２に対する伝送路特性を用いて、直近の３つのデータ信号３０９〜３１１に対する伝送路特性が補間（推定）される。但し、伝送路特性の推定精度を考慮すれば、４以上のＳＰ信号を用いることが望ましい。

［注釈３］
受信装置１００は、任意の場所に設置することが可能であるが、従来技術の説明からも理解されるように、車両などの移動体（不図示）に搭載された時に特に有益である。受信装置１００を車両に設置する場合、受信装置１００は、車両に搭載されたカーナビゲーションシステムの一部となりうる。

また、日本のデジタル放送信号は、１３セグメントによって構成されるが、受信装置１００は、例えば、１３セグメントの内の所定の１セグメントのみを受信する。勿論、１３セグメント全て或いは２〜１２セグメント分のデジタル放送信号を受信するようにしても構わない。

［注釈４］
図１の受信装置１００は、ハードウェア、或いは、ハードウェアとソフトウェアの組み合わせによって実現可能である。特に、図３の等化処理部４の機能は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアの組み合わせによって実現可能である。

ソフトウェアを用いて受信装置１００を構成する場合、ソフトウェアにて実現される部位についてのブロック図は、その部位の機能ブロック図を表すことになる。また、等化処理部４にて実現される機能の全部または一部を、プログラムとして記述し、該プログラムをプログラム実行装置（例えばコンピュータ）上で実行することによって、その機能の全部または一部を実現するようにしてもよい。

［注釈５］
上述の実施形態において、図１の等化処理部４は、ＯＦＤＭ信号等化装置として機能する。このＯＦＤＭ信号等化装置に図１のＦＦＴ処理部３も含まれている、と考えることもできる。等化処理部４、或いは、ＦＦＴ処理部３と等化処理部４とを併せた部位は、例えば、集積回路上に形成される。

上述の実施形態において、図３のＳＰ複素除算部１３は、ＳＰ信号の伝送路特性を推定する推定手段として機能する。この推定手段にＳＰ抽出部１１及び／又はＳＰ生成部１２も含まれている、と考えることもできる。上述の実施形態において、図３の複素除算部１５は、データ信号の等化を行うデータ信号等化手段として機能する。上述の実施形態において、図３の時間方向曲線度推定部２０は、曲線度評価手段として機能する。

本発明の実施形態に係るデジタル放送受信装置の概略ブロック図である。 本発明の実施形態に係るＯＦＤＭシンボル列を表す図であり、日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるパイロット信号の配置を示す図である。 図１の等化処理部の内部ブロック図である。 図３の時間方向補間部の内部ブロック図である。 図３の時間方向曲線度推定部による曲線度算出手法を説明するための図である。 図３の時間方向曲線度推定部によって算出される曲線度の概念を説明するための図である。 図４の時間方向曲線補間部による、時間方向のスプライン補間を表す図である。 図４の時間方向曲線補間部のスプライン補間で用いられる係数の数値を表す図である。 図４の時間方向線形補間部による、時間方向の線形補間を表す図である。 図４の時間方向線形補間部の線形補間で用いられる係数の数値を表す図である。 図３の時間方向補間部による時間方向補間処理の結果を示す図である。 図３の周波数方向補間部による周波数方向補間処理を表す図である。 図３の周波数方向補間部による、ＦＩＲ型ローパスフィルタを用いた周波数方向補間処理を表す図である。 図３の周波数方向補間部による周波数方向補間処理の結果を示す図である。 図３の等化処理部の全体的な処理手順を表すフローチャートである。 図１のＲＡＭに保持しておくべきデータ量を説明するための図である。 従来技術に係り、日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるパイロット信号の配置を示す図である。 パイロット信号間の伝送路特性を時間方向に補間する従来手法を表す図である。

符号の説明

１ 受信アンテナ
２ チューナ部
３ ＦＦＴ処理部
４ 等化処理部
５ 復調処理部
６ ＲＡＭ
１１ ＳＰ抽出部
１２ ＳＰ生成部
１３ ＳＰ複素除算部
１４ 補間部
１５ 複素除算部
２０ 時間方向曲線度推定部
２１ 時間方向補間部
２２ 周波数方向補間部
３１ 時間方向曲線補間部
３２ 時間方向線形補間部
１００ デジタル放送受信装置

Claims (8)

1. データ信号と時間方向及び周波数方向に間隔をおいて配置された既知のパイロット信号とを含むＯＦＤＭ信号を等化するＯＦＤＭ信号等化装置において、
   前記パイロット信号に基づいて前記パイロット信号の伝送路特性を推定する推定手段と、
   推定された前記パイロット信号の伝送路特性を前記時間方向及び前記周波数方向に補間することによって前記データ信号の伝送路特性を推定する補間手段と、
   推定された前記データ信号の伝送路特性に基づいて前記データ信号を等化するデータ信号等化手段と、を備え、
   前記補間手段は、推定された前記パイロット信号の伝送路特性に基づいて、前記パイロット信号の伝送路特性の、前記時間方向における変化の曲線度を評価する曲線度評価手段を備え、前記曲線度に応じて、前記時間方向における、前記パイロット信号の伝送路特性の補間方式を変更する
   ことを特徴とするＯＦＤＭ信号等化装置。
2. 前記補間手段は、推定された前記パイロット信号の伝送路特性を前記時間方向に曲線補間または線形補間する時間方向補間手段を更に備え、
   前記補間手段は、前記曲線度に応じて、前記補間方式を前記曲線補間及び前記線形補間の何れかに決定する
   ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号等化装置。
3. 前記補間手段は、前記推定手段の推定によって得られた前記パイロット信号の伝送路特性と前記時間方向補間手段の補間によって得られた前記データ信号の伝送路特性を前記周波数方向に補間する周波数方向補間手段を更に備えた
   ことを特徴とする請求項２に記載のＯＦＤＭ信号等化装置。
4. 前記曲線度評価手段は、推定された前記パイロット信号の伝送路特性の、前記時間方向における振幅変化に基づいて、前記曲線度を評価する
   ことを特徴とする請求項１〜請求項３の何れかに記載のＯＦＤＭ信号等化装置。
5. 前記曲線度評価手段は、
   前記時間方向に互いに隣接した３つの時刻における前記パイロット信号の伝送路特性を参照し、
   前記３つの時刻間における前記パイロット信号の伝送路特性の振幅変化に基づいて、前記３つの時刻の中間時刻に対する前記曲線度を評価し、
   前記補間手段は、前記中間時刻に対する前記曲線度に基づいて、前記中間時刻に対する前記補間方式を前記曲線補間及び前記線形補間の何れかに決定する
   ことを特徴とする請求項２または請求項３に記載のＯＦＤＭ信号等化装置。
6. 前記時間方向補間手段は、前記曲線補間として多項式補間を用いる
   ことを特徴とする請求項２、請求項３または請求項５に記載のＯＦＤＭ信号等化装置。
7. ＯＦＤＭ信号を用いたデジタル放送を受信するデジタル放送受信装置において、
   請求項１〜請求項６の何れかに記載のＯＦＤＭ信号等化装置を備えた
   ことを特徴とするデジタル放送受信装置。
8. データ信号と時間方向及び周波数方向に間隔をおいて配置された既知のパイロット信号とを含むＯＦＤＭ信号を等化するＯＦＤＭ信号等化方法において、
   前記パイロット信号に基づいて前記パイロット信号の伝送路特性を推定する推定ステップと、
   推定された前記パイロット信号の伝送路特性を前記時間方向及び前記周波数方向に補間することによって前記データ信号の伝送路特性を推定する補間ステップと、
   推定された前記データ信号の伝送路特性に基づいて前記データ信号を等化するデータ信号等化ステップと、を備え、
   前記補間ステップでは、推定された前記パイロット信号の伝送路特性に基づいて、前記パイロット信号の伝送路特性の、前記時間方向における変化の曲線度を評価し、前記曲線度に応じて、前記時間方向における、前記パイロット信号の伝送路特性の補間方式を変更する
   ことを特徴とするＯＦＤＭ信号等化方法。

Images