JP2005160033A - Ｏｆｄｍ復調装置、ｏｆｄｍ復調用集積回路、及びｏｆｄｍ復調方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 シンボル方向の補間を状況に応じて適宜選択、又は組み合わせて実行することにより受信性能を向上させたＯＦＤＭ復調装置及びその方法を提供する。
【解決手段】 低次シンボルフィルタ（１０１）により次数の低いシンボル方向の補間を行い、高次シンボルフィルタ（１０２）により低次シンボルフィルタ（１０１）より次数の高いシンボル方向の補間を行う。検出手段（２４、２５、２６、２７）はシンボル方向におけるキャリアの補正値の変動の大きさを検出し、選択手段（３１）は、検出手段（２４、２５、２６、２７）の検出結果に基づいて低次シンボルフィルタ（１０１）と高次シンボルフィルタ（１０２）の内少なくとも一方、或いは、それらの予測値の重み付け合成値の何れかを状況に応じて適宜選択する。等価手段（３２）は選択手段（３１）の選択結果に基づき変換手段（１５）から出力されたシンボル内のキャリアを波形等価する。
【選択図】 図９

Description

本発明は、復調装置に関し、詳しくは、たとえば、地上波デジタル放送などに用いられる直交周波数分割多重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式のＯＦＤＭ復調装置、ＯＦＤＭ復調用集積回路及びＯＦＤＭ復調方法に関する。

ＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に、互いに干渉しない程度まで密度を高めた多数の搬送波（キャリア）を設け、それぞれのキャリアの振幅と位相にデータを割り当てて、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等のデジタル変調を行う伝送技術であり、フェージング（壁などで反射した電波による干渉）に強いという特徴を持つ。ＯＤＦＭ方式を採用した地上波デジタル放送の規格は、我が国のＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting−Terrestrial）とヨーロッパのＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting−Terrestrial）の二つが提案されている。

図１２は、従来の地上波デジタル放送の受信用に提案されている復調回路の構成図である。この図１２において、チューナ１で選局された信号はＡＤＣ２でデジタル信号に変換された後、このデジタル信号がＦＦＴ３に入力され、シンボル領域（時間領域）の信号からキャリア領域（周波数領域）の信号への変換が行われる。ＦＦＴ３から出力されたキャリア領域の信号は、同期信号回路４と波形乗算回路５に入力される。同期信号回路４は、ＦＦＴ３から出力されたキャリア領域の信号から同期信号（スキャッタード・パイロット信号）を抽出し波形乗算回路５に出力する。また、波形乗算回路５に入力されたキャリア領域の信号は、同期信号回路４から出力された同期信号を用いて波形等価処理が行われた後、復調回路６と誤り訂正回路７などを経て出力される。

図１３は、従来の受信機が受信したデータ信号の構成概念図から補正信号係数の導き方を示す図である。横軸は異なるキャリア（搬送波）からなる周波数方向を示し、縦軸は伝送される最小単位の情報としてのシンボルからなる時間方向を示す。横軸に沿ってキャリアが並び、縦軸に沿ってシンボルが並ぶ。図中の丸記号はデータ信号としてのキャリアである。黒く塗りつぶされたキャリアは既知の電力と位相情報を持つ同期信号（スキャッタード・パイロット信号、又はＳＰ信号）と呼ばれるキャリアであり、非塗りつぶしのものは同期信号未挿入の音声、映像等のデータを保持するデータ・キャリアである。同期信号は、例えば、日本の地上波デジタル放送（ISDB-T）では、キャリア方向（周波数軸方向）の１２個のキャリアに１個の割合で飛び飛びに挿入されており、且つ、シンボル方向（時間軸方向）のシンボルごとに３キャリアずつキャリア方向にシフトして挿入されている。

いま、ハッチングで示すキャリアを補正対象信号とすると、この補正対象信号に適用する「補正信号係数」の算出方法には、例えば、同一シンボル内の複数の同期信号に基づき直線フィルタで算出した値を補正信号係数とする方法、具体的には、補正対象信号Ｓ（ｎ＋６，ｍ＋２）の同一シンボル内の複数の同期信号Ｓ（ｎ，ｍ＋２）及びＳ（ｎ＋１２，ｍ＋２）を用いて予測する方法（第一従来例）。又は、複数のシンボル間の同期信号に基づいて予測する方法、具体的には、複数のシンボルにまたがる同期信号Ｓ（ｎ＋６，ｍ）、Ｓ（ｎ＋６，ｍ＋４）を用いて予測する（第二従来例）方法等が用いられる。

あるいは、デジタル直交復調処理を受けたＯＦＤＭ信号を、高速フーリエ変換によって周波数領域信号であるＯＦＤＭシンボルに変換し、このＯＦＤＭシンボルに挿入された同期信号を抽出して、同期信号のシンボル方向補間とキャリア方向補間とを行い、その補間データを用いて、ＯＦＤＭシンボルの各キャリア毎の波形等価を行うもの（第三従来例）も知られている（たとえば、特許文献１参照）。
特開２００２−３４４４１０号公報

しかしながら、第一従来例（同一シンボル内の複数の同期信号に基づき予測するもの）は、同期信号の近傍に補正対象信号が位置している場合には正しい補正が行われるものの、そうでない場合、すなわち、同期信号の近傍に補正対象信号が位置していない場合には正しい補正が行われにくく、誤りが発生しやすいという欠点がある。

また、第二従来例（複数のシンボル間の同期信号に基づいて予測する方法）は、時間的変動がない場合にのみ有効な方法であり、時間的変動がある場合には正しい補正が行われにくく、誤りが発生しやすいという同様の欠点がある。

さらに、第一及び第二従来例は、補正がその近傍の同期信号のみで行われるものであるため、受信環境に急激な変動があった場合、たとえば、Ｓ（ｎ，ｍ＋２）及びＳ（ｎ＋１２，ｍ＋２）のいずれかにダメージを受けた場合には、補正信号係数も大きな変動を受ける結果となり、間違ったデータが後段の回路（復調回路等）で処理されてしまうという欠点がある。

以上のことから、第一及び第二従来例にあっては、２波以上の合成波形であるマルチパス環境下や、受信機が移動した場合に生じるドップラー現象下において、復調装置としての性能が大幅に劣化し、その結果、Ｃ／Ｎ（career/noise）値が大きくなって、そのＣ／Ｎ値以下の信号を受信できなくなるという問題点がある。

図１４は、２波のマルチパス環境下におけるＯＦＤＭ復調装置のＣ／Ｎ特性図である。この図１４において、誤り訂正可能なＢＥＲを２×１Ｅ−０４とすると、１波の場合のＣ／Ｎが約５ｄＢであるのに対して、基本信号に対して第２波の信号レベルが３ｄＢの比となるＤ／Ｕ（device/under test）比が３ｄＢのマルチパス環境下ではＣ／Ｎが約１０ｄＢとなり、信号が誤りなく処理されるには、従来の復調回路に入力される信号に対してより大きなＣ／Ｎ値が必要となる。

図１５は、ドップラー現象下におけるＣ／Ｎ特性図である。受信機が移動する場合には、ドップラー周波数ｆｄが３０Ｈｚの場合で要求されるＣ／Ｎ値は約２０ｄＢとなり、入力信号で大きな改善が必要になる。

また、第３の従来例の不都合な点は、本来の同期信号からシンボル方向の同期信号非挿入キャリアの伝送特性を予測した後、その予測結果に基づいてキャリア方向の同期信号非挿入キャリアの伝送特性を予測する仕組みになっているため、たとえば、時間軸上の振幅変動や位相変動（フェージング）が発生していた場合には、上記のシンボル方向の同期信号非挿入キャリアの伝送特性予測値が不確かなものとなり、その結果、最終的に予測されるキャリア方向の同期信号非挿入キャリアの伝送特性予測値も自ずと不確かなものになってしまうことにある。

そこで、本発明の目的は、シンボル方向の補間を状況に応じて適宜選択、又は組み合わせて実行することにより受信性能を向上させたＯＦＤＭ復調装置、ＯＦＤＭ復調用集積回路、及び、ＯＦＤＭ復調方法を提供することにある。

請求項１に係る発明は、所定の帯域内の複数のキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成されるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相を持つ同期信号が上記シンボル内の所定のキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調装置（例えば、図１のテレビ受信機）において、
前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換手段（例えば、図１及び図９のＦＦＴ部１５）と、この変換手段によって変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出手段（例えば、図９の同期信号抽出部２３）と、補正対象とするキャリアに対して時間軸方向に離れたシンボル内に有する前記同期信号に基づいて時間軸方向の補正を行なって前記補正対象とするキャリアの補正値を予測する複数の時間軸フィルタ手段（例えば、図９の低次シンボルフィルタ１０１、高次シンボルフィルタ１０２）と、この複数の時間軸フィルタ手段によって予測された夫々のキャリアの補正値に対して重み付けを行って合成出力する重み付け合成出力手段（例えば、図９の重み付け回路部３０）と、異なる複数のシンボル内における前記同期信号に基づいて時間軸方向におけるキャリアの補正値の時間的変動の大きさを検出する検出手段（例えば、図９の前シンボル合成回路部２４、後シンボル合成回路部２５、差分演算回路部２６及び判定回路部２７）と、この検出手段の検出結果に基づいて前記複数の時間軸フィルタ手段によって予測された夫々のキャリアの補正値の内、少なくとも一つの時間軸フィルタ手段によって予測されたキャリアの補正値、あるいは、複数の時間軸フィルタ手段によって予測された夫々のキャリアの補正値に対する重み付け合成値のいずれかを選択する選択手段（例えば、図９の選択回路部３１）と、この選択手段によって選択された結果に基づいて補正対象とするキャリアの周波数軸方向における補正値を予測する周波数軸予測手段（例えば、図９のキャリアフィルタ２８）と、この周波数軸予測手段によって予測された結果を用いて前記変換手段によって変換されたデータ信号を除算することにより該データ信号を波形等価する波形等価手段（例えば、図９の等価回路３２）とを備えたことを特徴とする。

請求項２に係る発明は請求項１に係る発明において、前記複数の時間軸フィルタ手段は、補正対象とするキャリアに対して時間軸方向に対して前後に離れた特定数のシンボル内に有する同期信号に基づいて時間軸方向の補正を行なって前記補正対象とするキャリアの補正値を予測する高次時間軸フィルタ手段（例えば、図９及び図１１の高次シンボルフィルタ１０２）と、補正対象とするキャリアに対して時間軸方向に対して前後に離れた前記特定数より少ないシンボル内に有する同期信号に基づいて時間軸方向の補正を行なって前記補正対象とするキャリアの補正値を予測する低次時間軸フィルタ手段（例えば、図９及び図１０の低次シンボルフィルタ１０１）とから構成されたことを特徴とする。

請求項３に係る発明は請求項１に係る発明において、前記低次時間軸フィルタ手段は、０次のフィルタから構成されたことを特徴とする。

請求項４に係る発明は請求項１に係る発明において、前記重み付け合成出力手段は、補正対象とするキャリアに対して時間軸方向の前後のシンボルが時間的に変動した場合に重み付けの値を増加させる第一の重み付け手段（例えば、図９の重み値発生回路部３０ｂ、第一の重み値Ｗａ）と、補正対象とするキャリアに対して時間軸方向の前後のシンボルが時間的に変動した場合に重み付けの値を減少させる第二の重み付け手段（例えば、図９の重み値発生回路部３０ａ、第二の重み値Ｗｂ）とを備えたことを特徴とする。

請求項５に係る発明は請求項１に係る発明において、前記検出手段は、同一のシンボル内における複数の同期信号の合成値を算出する第１の算出手段（例えば、図９の前シンボル合成回路部２４）と、他の同一のシンボル内における複数の同期信号の合成値を算出する第２の算出手段（例えば、図９の後シンボル合成回路部２５）と、前記第１の算出手段によって算出された合成値と前記第２の算出手段によって算出された合成値との差分値から前記データ信号における補正値の時間的変動の大きさを複数段階に判定し出力する判定出力手段（例えば、図９の判定回路部２７）とを備えたことを特徴とする。

請求項６に係る発明は、所定の帯域内の複数のキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成されるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相を持つ同期信号が上記シンボル内の所定のキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調装置（例えば、図１のテレビ受信機）において、
前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換手段（例えば、図１及び図６のＦＦＴ部１５）と、この変換手段によって変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出手段（例えば図６の同期信号抽出部２３）と、この抽出手段によって抽出された同期信号に基づいて補正対象とするキャリアの時間軸方向における補正値を予測する時間軸予測手段（例えば、図６のシンボルフィルタ１００）と、前記抽出手段によって抽出された同期信号と前記時間軸予測手段によって予測されたキャリアの補正値との夫々に重み付けを行って合成出力する重み付け合成出力手段（例えば、図６の重み付け回路部３０）と、異なる複数のシンボル内における同期信号に基づいて時間軸方向におけるキャリアの補正値の時間的変動の大きさを検出する検出手段（例えば、図６の前シンボル合成回路部２４、後シンボル合成回路部２５、差分演算回路部２６及び判定回路部２７）と、この検出手段の検出結果に基づいて前記抽出手段によって抽出された同期信号の補正値と前記時間軸予測手段によって予測されたキャリアの補正値の内、少なくとも一方、あるいは、それらの補正値に対する重み付け合成値のいずれかを選択する選択手段（例えば、図６の選択回路部３１）と、この選択手段によって選択された結果に基づいて補正対象とするキャリアの周波数軸方向における補正値を予測する周波数軸予測手段（例えば、図６のキャリアフィルタ２８）と、この周波数軸予測手段によって予測された結果を用いて前記変換手段によって変換されたデータ信号を除算することにより該データ信号を波形等価する波形等価手段（例えば、図６の等価回路部３２）とを備えたことを特徴とする。

請求項７に係る発明は請求項６に係る発明において、前記重み付け合成出力手段は、補正対象とするキャリアに対して時間軸方向の前後のシンボルが時間的に変動した場合に重み付けの値を増加させる第一の重み付け手段（例えば、図６の重み値発生回路部３０ｂ、第一の重み値Ｗａ）と、補正対象とするキャリアに対して時間軸方向の前後のシンボルが時間的に変動した場合に重み付けの値を減少させる第二の重み付け手段（例えば、図６の重み値発生回路部３０ａ、第二の重み値Ｗｂ）とを備えたことを特徴とする。

請求項８に係る発明は請求項６に係る発明において、前記検出手段は、同一のシンボル内における複数の同期信号の合成値を算出する第１の算出手段（例えば、図６の前シンボル合成回路部２４）と、他の同一のシンボル内における複数の同期信号の合成値を算出する第２の算出手段（例えば、図６の後シンボル合成回路部２５）と、前記第１の算出手段によって算出された合成値と前記第２の算出手段によって算出された合成値との差分値から前記データ信号における補正値の時間的変動の大きさを複数段階に判定し出力する判定出力手段（例えば、図６の判定回路部２７）とを備えたことを特徴とする。

請求項９に係る発明は請求項６に係る発明において、前記選択手段は、前記検出手段で検出された補正値の時間的変動が大きい場合に前記抽出手段によって抽出された同期信号を選択することを特徴とする。

請求項１０に係る発明は請求項６に係る発明において、前記選択手段は、前記検出手段で検出された補正値の時間的変動が小さい場合に前記時間軸予測手段の予測結果を選択することを特徴とする。

請求項１１に係る発明は請求項６に係る発明において、前記選択手段は、前記検出手段で検出された補正値の時間的変動が中程度の場合に前記抽出手段によって抽出された同期信号と前記時間軸予測手段の予測結果にそれぞれ重み値を適用して合成した値を選択することを特徴とする。

請求項１２に係る発明は、所定の帯域内の複数のキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成されるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相を持つ同期信号が上記シンボル内の所定のキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調装置（例えば、図１のテレビ受信機１０）において、
前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換手段（例えば、図１及び図２（ａ）のＦＦＴ部１５）と、この変換手段によって変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出手段（例えば、図２（ａ）の同期信号抽出部２３）と、この抽出手段によって抽出された同期信号のうち同一シンボル内における同期信号を周波数軸方向に補間して前記同一シンボル内における同期信号以外の補正対象となるキャリアの補正値を予測する第一の予測手段（例えば、図２（ａ）のキャリアフィルタ２８）と、前記抽出手段によって抽出された同期信号のうち異なる複数のシンボル内における同期信号を周波数軸方向に補間して前記複数のシンボル内における同期信号以外のキャリアの補正値を予測すると共に、その予測結果を時間軸方向に補間して前記複数のシンボルの間に介在する他のシンボル内の同期信号以外の補正対象となるキャリアの補正値を予測する第二の予測手段（例えば、図２（ａ）のキャリアシンボルフィルタ２９）と、前記第一の予測手段によって予測されたキャリアの補正値と前記第二の予測手段によって予測されたキャリアの補正値との夫々に重み付けを行って合成出力する重み付け合成出力手段（例えば、図２（ａ）の重み付け回路部３０）と、異なる複数のシンボル内における同期信号に基づいて時間軸方向におけるキャリアの補正値の時間的変動の大きさを検出する検出手段（例えば、図２（ａ）の前シンボル合成回路部２４、後シンボル合成回路部２５、差分演算回路部２６及び判定回路部２７）と、この検出手段の検出結果に基づいて前記第一の予測手段と前記第二の予測手段の内、少なくとも一方、あるいは、それらの予測値の重み付け合成値のいずれかを選択する選択手段（例えば、図２（ａ）の選択回路部３１）と、この選択手段によって選択された結果を用いて前記変換手段によって変換されたデータ信号を除算することにより該データ信号を波形等価する波形等価手段（例えば、図２（ａ）の等価回路部３２）とを備えたことを特徴とする。

請求項１３に係る発明は、請求項１２に係る発明において、前記重み付け合成出力手段は、補正対象とするキャリアに対して時間軸方向の前後のシンボルが時間的に変動した場合に重み付けの値を増加させる第一の重み付け手段（例えば、図２（ａ）及び図２（ｂ）の第一の重み値Ｗａ）と、補正対象とするキャリアに対して時間軸方向の前後のシンボルが時間的に変動した場合に重み付けの値を減少させる第二の重み付け手段（例えば、図２（ａ）及び図２（ｂ）の第二の重み値Ｗｂ）とを備えたことを特徴とする。

請求項１４に係る発明は、請求項１２に係る発明において、前記検出手段は、同一のシンボル内における複数の同期信号の合成値を算出する第１の算出手段（例えば、図２（ａ）及び図３（ａ）の前シンボル合成部２４）と、他の同一のシンボル内における複数の同期信号の合成値を算出する第２の算出手段（例えば、図２（ａ）及び図３（ａ）の後シンボル合成部２５）と、前記第１の算出手段によって算出された合成値と前記第２の算出手段によって算出された合成値との差分値から前記データ信号における補正値の時間的変動の大きさを複数段階に判定し出力する判定出力手段（図２（ａ）の判定回路部２７）とを備えたことを特徴とする。

請求項１５に係る発明は、請求項１２に係る発明において、前記選択手段は、前記検出手段で検出された補正値の時間的変動が大きい場合に前記第一の予測手段の予測結果を選択することを特徴とする。

請求項１６に係る発明は、請求項１２に係る発明において、前記選択手段は、前記検出手段で検出された補正値の時間的変動が小さい場合に前記第二の予測手段の予測結果を選択することを特徴とする。

請求項１７に係る発明は、請求項１２に係る発明において、前記選択手段は、前記検出手段で検出された補正値の時間的変動が中程度の場合に前記第一の予測手段の予測結果と前記第二の予測手段の予測結果にそれぞれ重み値を適用して合成した値を選択することを特徴とする。

請求項１８に係る発明は、所定の帯域内の複数のキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成されるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相を持つ同期信号が上記シンボル内の所定のキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調用集積回路（例えば、図１のテレビ受信機）において、
前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換回路（例えば、図１及び図９のＦＦＴ部１５）と、この変換回路によって変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出回路（例えば、図９の同期信号抽出部２３）と、補正対象とするキャリアに対して時間軸方向に離れたシンボル内に有する前記同期信号に基づいて時間軸方向の補正を行なって前記補正対象とするキャリアの補正値を予測する複数の時間軸フィルタ回路（例えば、図９の低次シンボルフィルタ１０１、高次シンボルフィルタ１０２）と、この複数の時間軸フィルタ回路によって予測された夫々のキャリアの補正値に対して重み付けを行って合成出力する重み付け合成出力回路（例えば、図９の重み付け回路部３０）と、異なる複数のシンボル内における前記同期信号に基づいて時間軸方向におけるキャリアの補正値の時間的変動の大きさを検出する検出回路（例えば、図９の前シンボル合成回路部２４、後シンボル合成回路部２５、差分演算回路部２６及び判定回路部２７）と、この検出回路の検出結果に基づいて前記複数の時間軸フィルタ回路によって予測された夫々のキャリアの補正値の内、少なくとも一つの時間軸フィルタ回路によって予測されたキャリアの補正値、あるいは、複数の時間軸フィルタ回路によって予測された夫々のキャリアの補正値に対する重み付け合成値のいずれかを選択する選択回路（例えば、図９の選択回路部３１）と、この選択回路によって選択された結果に基づいて補正対象とするキャリアの周波数軸方向における補正値を予測する周波数軸予測回路（例えば、図９のキャリアフィルタ２８）と、この周波数軸予測回路によって予測された結果を用いて前記変換回路によって変換されたデータ信号を除算することにより該データ信号を波形等価する波形等価回路（例えば、図９の等価回路３２）とを備えたことを特徴とする。

請求項１９に係る発明は、所定の帯域内の複数のキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成されるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相を持つ同期信号が上記シンボル内の所定のキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調用集積回路（例えば、図１のテレビ受信機）において、
前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換回路（例えば、図１及び図６のＦＦＴ部１５）と、この変換回路によって変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出回路（例えば図６の同期信号抽出部２３）と、この抽出回路によって抽出された同期信号に基づいて補正対象とするキャリアの時間軸方向における補正値を予測する時間軸予測回路（例えば、図６のシンボルフィルタ１００）と、前記抽出回路によって抽出された同期信号と前記時間軸予測回路によって予測されたキャリアの補正値との夫々に重み付けを行って合成出力する重み付け合成出力回路（例えば、図６の重み付け回路部３０）と、異なる複数のシンボル内における同期信号に基づいて時間軸方向におけるキャリアの補正値の時間的変動の大きさを検出する検出回路（例えば、図６の前シンボル合成回路部２４、後シンボル合成回路部２５、差分演算回路部２６及び判定回路部２７）と、この検出回路の検出結果に基づいて前記抽出回路によって抽出された同期信号の補正値と前記時間軸予測回路によって予測されたキャリアの補正値の内、少なくとも一方、あるいは、それらの補正値に対する重み付け合成値のいずれかを選択する選択回路（例えば、図６の選択回路部３１）と、この選択回路によって選択された結果に基づいて補正対象とするキャリアの周波数軸方向における補正値を予測する周波数軸予測回路（例えば、図６のキャリアフィルタ２８）と、この周波数軸予測回路によって予測された結果を用いて前記変換回路によって変換されたデータ信号を除算することにより該データ信号を波形等価する波形等価回路（例えば、図６の等価回路部３２）とを備えたことを特徴とする。

請求項２０に係る発明は、所定の帯域内の複数のキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成されるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相を持つ同期信号が上記シンボル内の所定のキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調用集積回路（例えば、図１のテレビ受信機１０）において、
前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換回路（例えば、図１及び図２（ａ）のＦＦＴ部１５）と、この変換回路によって変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出回路（例えば、図２（ａ）の同期信号抽出部２３）と、この抽出回路によって抽出された同期信号のうち同一シンボル内における同期信号を周波数軸方向に補間して前記同一シンボル内における同期信号以外の補正対象となるキャリアの補正値を予測する第一の予測回路（例えば、図２（ａ）のキャリアフィルタ２８）と、前記抽出回路によって抽出された同期信号のうち異なる複数のシンボル内における同期信号を周波数軸方向に補間して前記複数のシンボル内における同期信号以外のキャリアの補正値を予測すると共に、その予測結果を時間軸方向に補間して前記複数のシンボルの間に介在する他のシンボル内の同期信号以外の補正対象となるキャリアの補正値を予測する第二の予測回路（例えば、図２（ａ）のキャリアシンボルフィルタ２９）と、前記第一の予測回路によって予測されたキャリアの補正値と前記第二の予測回路によって予測されたキャリアの補正値との夫々に重み付けを行って合成出力する重み付け合成出力回路（例えば、図２（ａ）の重み付け回路部３０）と、異なる複数のシンボル内における同期信号に基づいて時間軸方向におけるキャリアの補正値の時間的変動の大きさを検出する検出回路（例えば、図２（ａ）の前シンボル合成回路部２４、後シンボル合成回路部２５、差分演算回路部２６及び判定回路部２７）と、この検出回路の検出結果に基づいて前記第一の予測回路と前記第二の予測回路の内、少なくとも一方、あるいは、それらの予測値の重み付け合成値のいずれかを選択する選択回路（例えば、図２（ａ）の選択回路部３１）と、この選択回路によって選択された結果を用いて前記変換回路によって変換されたデータ信号を除算することにより該データ信号を波形等価する波形等価回路（例えば、図２（ａ）の等価回路部３２）とを備えたことを特徴とする。

請求項２１に係る発明は、所定の帯域内の複数のキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成されるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相を持つ同期信号が上記シンボル内の所定のキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調装置（例えば、図１のテレビ受信機）において、
前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換工程（例えば、図１及び図９のＦＦＴ部１５）と、この変換工程によって変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出工程（例えば、図９の同期信号抽出部２３）と、補正対象とするキャリアに対して時間軸方向に離れたシンボル内に有する前記同期信号に基づいて時間軸方向の補正を行なって前記補正対象とするキャリアの補正値を予測する複数の時間軸フィルタ工程（例えば、図９の低次シンボルフィルタ１０１、高次シンボルフィルタ１０２）と、この複数の時間軸フィルタ工程によって予測された夫々のキャリアの補正値に対して重み付けを行って合成出力する重み付け合成出力工程（例えば、図９の重み付け回路部３０）と、異なる複数のシンボル内における前記同期信号に基づいて時間軸方向におけるキャリアの補正値の時間的変動の大きさを検出する検出工程（例えば、図９の前シンボル合成回路部２４、後シンボル合成回路部２５、差分演算回路部２６及び判定回路部２７）と、この検出工程の検出結果に基づいて前記複数の時間軸フィルタ工程によって予測された夫々のキャリアの補正値の内、少なくとも一つの時間軸フィルタ工程によって予測されたキャリアの補正値、あるいは、複数の時間軸フィルタ工程によって予測された夫々のキャリアの補正値に対する重み付け合成値のいずれかを選択する選択工程（例えば、図９の選択回路部３１）と、この選択工程によって選択された結果に基づいて補正対象とするキャリアの周波数軸方向における補正値を予測する周波数軸予測工程（例えば、図９のキャリアフィルタ２８）と、この周波数軸予測工程によって予測された結果を用いて前記変換工程によって変換されたデータ信号を除算することにより該データ信号を波形等価する波形等価工程（例えば、図９の等価回路３２）とを備えたことを特徴とする。

請求項２２に係る発明は、所定の帯域内の複数のキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成されるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相を持つ同期信号が上記シンボル内の所定のキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調装置（例えば、図１のテレビ受信機）において、
前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換工程（例えば、図１及び図６のＦＦＴ部１５）と、この変換工程によって変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出工程（例えば図６の同期信号抽出部２３）と、この抽出工程によって抽出された同期信号に基づいて補正対象とするキャリアの時間軸方向における補正値を予測する時間軸予測工程（例えば、図６のシンボルフィルタ１００）と、前記抽出工程によって抽出された同期信号と前記時間軸予測工程によって予測されたキャリアの補正値との夫々に重み付けを行って合成出力する重み付け合成出力工程（例えば、図６の重み付け回路部３０）と、異なる複数のシンボル内における同期信号に基づいて時間軸方向におけるキャリアの補正値の時間的変動の大きさを検出する検出工程（例えば、図６の前シンボル合成回路部２４、後シンボル合成回路部２５、差分演算回路部２６及び判定回路部２７）と、この検出工程の検出結果に基づいて前記抽出工程によって抽出された同期信号の補正値と前記時間軸予測工程によって予測されたキャリアの補正値の内、少なくとも一方、あるいは、それらの補正値に対する重み付け合成値のいずれかを選択する選択工程（例えば、図６の選択回路部３１）と、この選択工程によって選択された結果に基づいて補正対象とするキャリアの周波数軸方向における補正値を予測する周波数軸予測工程（例えば、図６のキャリアフィルタ２８）と、この周波数軸予測工程によって予測された結果を用いて前記変換工程によって変換されたデータ信号を除算することにより該データ信号を波形等価する波形等価工程（例えば、図６の等価回路部３２）とを備えたことを特徴とする。

請求項２３に係る発明は、所定の帯域内の複数のキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成されるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相を持つ同期信号が上記シンボル内の所定のキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調装置（例えば、図１のテレビ受信機１０）において、
前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換工程（例えば、図１及び図２（ａ）のＦＦＴ部１５）と、この変換工程によって変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出工程（例えば、図２（ａ）の同期信号抽出部２３）と、この抽出工程によって抽出された同期信号のうち同一シンボル内における同期信号を周波数軸方向に補間して前記同一シンボル内における同期信号以外の補正対象となるキャリアの補正値を予測する第一の予測工程（例えば、図２（ａ）のキャリアフィルタ２８）と、前記抽出工程によって抽出された同期信号のうち異なる複数のシンボル内における同期信号を周波数軸方向に補間して前記複数のシンボル内における同期信号以外のキャリアの補正値を予測すると共に、その予測結果を時間軸方向に補間して前記複数のシンボルの間に介在する他のシンボル内の同期信号以外の補正対象となるキャリアの補正値を予測する第二の予測工程（例えば、図２（ａ）のキャリアシンボルフィルタ２９）と、前記第一の予測工程によって予測されたキャリアの補正値と前記第二の予測工程によって予測されたキャリアの補正値との夫々に重み付けを行って合成出力する重み付け合成出力工程（例えば、図２（ａ）の重み付け回路部３０）と、異なる複数のシンボル内における同期信号に基づいて時間軸方向におけるキャリアの補正値の時間的変動の大きさを検出する検出工程（例えば、図２（ａ）の前シンボル合成回路部２４、後シンボル合成回路部２５、差分演算回路部２６及び判定回路部２７）と、この検出工程の検出結果に基づいて前記第一の予測工程と前記第二の予測工程の内、少なくとも一方、あるいは、それらの予測値の重み付け合成値のいずれかを選択する選択工程（例えば、図２（ａ）の選択回路部３１）と、この選択工程によって選択された結果を用いて前記変換工程によって変換されたデータ信号を除算することにより該データ信号を波形等価する波形等価工程（例えば、図２（ａ）の等価回路部３２）とを備えたことを特徴とする。

請求項１、請求項１８、及び、請求項２１における発明によれば、時間軸方向におけるキャリアの補正値の変動の大きさに基づいて、複数の時間軸フィルタ手段によって予測されたキャリアの補正値の内、少なくとも一つの時間軸フィルタ手段によって予測された補正値、あるいは、複数の時間軸フィルタ手段により予測されたキャリアの補正値に対する重み付け合成値のいずれかが選択され、この選択結果を周波数軸方向に補正した結果を用いて変換手段により変換されたデータ信号が波形等価される。これにより、時間軸方向におけるキャリアの補正値の時間的変動の大きさに適した波形等価手段を選択することが可能となり、波形等価精度をより向上させることができると共に、フェージングやマルチパスなどによる時間軸上の振幅変動や位相変動の影響を受けにくいＯＦＤＭ復調装置を提供することができる。

請求項６、請求項１９、及び、請求項２２における発明によれば、時間軸方向におけるキャリアの補正値の変動の大きさに基づいて、抽出手段によって抽出された同期信号と時間軸予測手段によって予測された補正値の内、少なくとも一方、あるいは、それらの重み付け合成値のいずれかが選択され、この選択結果を周波数軸方向に補正した結果を用いて変換手段から出力されたシンボル単位のキャリアから構成されるデータ信号が波形等価される。
これにより、抽出手段によって抽出された同期信号と時間軸予測手段によって予測された補正値の内少なくとも一方、あるいは、それらの重み付け合成値のいずれかを、時間軸方向におけるキャリアの補正値の変動の大きさに応じて組み合わせて実行することができるので、フェージングやマルチパスなどによる時間軸上の振幅変動や位相変動の影響を受けにくいＯＦＤＭ復調装置を提供することができる。
また、前記選択手段は、前記検出手段で検出された時間軸方向におけるキャリアの補正値の変動が大きい場合に前記抽出手段によって抽出された同期信号を選択し、あるいは、前記検出手段で検出された時間軸方向におけるキャリアの補正値の変動が小さい場合に前記時間軸予測手段によって予測された補正値を選択し、もしくは、前記検出手段で検出された時間軸方向におけるキャリアの補正値の変動が中程度の場合に、前記抽出手段によって抽出された同期信号と前記時間軸予測手段によって予測された補正値にそれぞれ重み値を適用して合成した値を選択するようにしたので、時間軸方向におけるキャリアの補正値の時間的変動の大きさに適した波形等価手段を選択することが可能となり、波形等価精度をより向上させることができる。

請求項１２、請求項２０、及び、請求項２３における発明によれば、時間軸方向におけるキャリアの補正値の変動の大きさに基づいて、第一の予測手段の予測結果と第二の予測手段の予測結果の内少なくとも一方、あるいは、それらの予測値の重み付け合成値のいずれかが選択手段により選択され、この選択結果を用いて、変換手段から出力されたシンボル内のキャリアが波形等価される。ここで、第一の予測手段はもっぱら周波数軸方向の補間を行うものであり、一方、第二の予測手段は、異なる複数のシンボル内における同期信号の周波数軸方向の補間と、それらの補間結果を用いた時間軸方向の補間とを行うものである。
これにより、第一の予測手段の予測結果と第二の予測手段の予測結果の内少なくとも一方、あるいは、それらの予測値の重み付け合成値のいずれかを時間軸方向におけるキャリアの補正値の変動の大きさに応じて組み合わせて実行することができ、マルチパスやフェージングなどによる時間軸上の振幅変動や位相変動の影響を受けにくいＯＦＤＭ復調装置を提供することができる。
また、前記選択手段は、前記検出手段で検出された時間軸方向におけるキャリアの補正値の変動が大きい場合に前記第一の予測手段の予測結果を選択し、あるいは、前記検出手段で検出された時間軸方向におけるキャリアの補正値の変動が小さい場合に前記第二の予測手段の予測結果を選択し、もしくは、前記検出手段で検出された時間軸方向におけるキャリアの補正値の変動が中程度の場合に前記第一の予測手段の予測結果と前記第二の予測手段の予測結果にそれぞれ重み値を適用して合成した値を選択するようにしたので、時間軸方向におけるキャリアの補正値の変動の大きさに適した波形等価手段を選択することが可能となり、波形等価精度をより向上させることができる。

以下、本発明の実施例を、地上波デジタル放送のテレビ受信機への適用を例にして、図面を参照しながら説明する。なお、以下の説明における様々な細部の特定ないし実例および数値や文字列その他の記号の例示は、本発明の思想を明瞭にするための、あくまでも参考であって、それらのすべてまたは一部によって本発明の思想が限定されないことは明らかである。また、周知の手法、周知の手順、周知のアーキテクチャおよび周知の回路構成等（以下「周知事項」）についてはその細部にわたる説明を避けるが、これも説明を簡潔にするためであって、これら周知事項のすべてまたは一部を意図的に排除するものではない。かかる周知事項は本発明の出願時点で当業者の知り得るところであるので、以下の説明に当然含まれている。

図１は、地上波デジタル放送のテレビ受信機の概念的なブロック構成図である。この図において、テレビ受信機１０（ＯＦＤＭ復調装置）は、アンテナ１１、チューナ１２、Ａ／Ｄ変換部１３、直交復調部１４、ＦＦＴ部１５、波形等価部１６、デマッピング部１７、エラー訂正部１８、ＭＰＥＧ復号部１９、映像音声分離部２０、映像復号部２１及び音声復号部２２などで構成されている。

不図示の放送局から送出された地上波デジタル放送信号は、アンテナ１１で受信され、ＲＦ（高周波）信号としてチューナ１２に供給される。ＲＦ信号はチューナ１２で所定のＩＦ（中間周波）信号に変換された後、Ａ／Ｄ変換部１３でデジタル信号に変換される。このデジタル信号は、直交復調部１４に送られ、この直交復調部１４で所定周波数のキャリア信号を用いて直交復調され、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に再生される。このＯＦＤＭ信号はＦＦＴ演算前の時間領域の信号（ＯＦＤＭシンボル領域信号）であり、直交復調を受けたことによって、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と虚軸成分（Ｑチャンネル信号）とを含む複素信号になっている。

ＯＦＤＭシンボル領域信号はＦＦＴ部１５に送られ、このＦＦＴ部１５で周波数領域の信号（ＯＦＤＭキャリア領域信号）に変換される。ＦＦＴ部１５は、各キャリア（搬送波）に直交変調されているデータを抽出して出力するものであり、具体的には、ＦＦＴ部１５は、一つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の範囲、すなわち、一つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分を除いた範囲（たとえば、２０４８サンプル）を抜き出し、この範囲のＯＦＤＭシンボル領域信号に対してＦＦＴ演算を行う。このように、ＦＦＴ部１５から出力されたＯＦＤＭキャリア領域信号も、上記のＯＦＤＭシンボル領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と虚軸成分（Ｑチャンネル信号）とを含む複素信号になっている。

ＯＦＤＭキャリア領域信号は、本実施形態の特徴的構成を含む波形等価部１６によってキャリア（搬送波）ごとの波形等価（振幅等価及び位相等価）処理を受けた後、伝送方式（１６ＱＡＭ等）に対応したデマッピングを行うデマッピング部１７、ビタビ復号やリードソロモン符号等のエラー訂正を行うエラー訂正部１８、エラー訂正後の信号をＭＰＥＧ伸張するＭＰＥＧ復号部１９、ＭＰＥＧ伸張後の信号から映像信号と音声信号を分離する映像音声分離部２０、映像信号の復号処理を行う映像復号部２１及び音声信号の復号処理を行う音声復号部２２などを経て、不図示の映像音声再生部（あるいは録画録音部）に出力される。

図２（ａ）は、波形等価部１６のブロック図である。この図において、波形等価部１６は、同期信号抽出部２３、前シンボル合成回路部２４、後シンボル合成回路部２５、差分演算回路部２６、判定回路部２７、キャリアフィルタ２８、キャリアシンボルフィルタ２９、重み付け回路部３０、選択回路部３１及び等価回路部３２などを含み、重み付け回路部３０は、さらに、差分演算回路部２６の出力（Ｃ）に対応した大きさで且つ特性が異なる二つの重み値（Ｗａ、Ｗｂ）を発生する二つの重み値発生回路部３０ａ、３０ｂと、第一の重み値Ｗａとキャリアフィルタ２８の出力とを乗算する乗算回路部３０ｃと、第二の重み値Ｗｂとキャリアシンボルフィルタ２９の出力とを乗算する乗算回路部３０ｄと、これら二つの乗算回路の乗算結果を加算する加算回路部３０ｅとを有する。

図２（ｂ）は、二つの重み値（Ｗａ、Ｗｂ）の特性図である。縦軸は重みの割合（％）、横軸は差分演算回路部２６の出力（Ｃ）の大きさを表している。第一の重み値Ｗａ及び第二の重み値Ｗｂは所定のしきい値（α、β）の範囲内において、ほぼ５０％で交差するような特性となっている。すなわち、第一の重み値Ｗａは、差分演算回路部２６の出力（Ｃ）がβからαへと増加する範囲において、０％から１００％へと増大し、一方、第二の重み値Ｗｂは、同範囲において、逆に１００％から０％へと減少する特性を有している。

図３は、前シンボル合成回路部２４、後シンボル合成回路部２５、差分演算回路部２６及び判定回路部２７の概念図である。
まず、前シンボル合成回路部２４と後シンボル合成回路部２５について説明する。図３（ａ）において、ＳＣ(n、m)は、補正対象の同期信号（スキャッタード・パイロット信号、又はＳＰ信号）非挿入の注目キャリア（搬送波）である。前シンボル合成回路部２４と後シンボル合成回路部２５は、このＳＣ(n、m)に関する二つの値をそれぞれ生成出力する。これら二つの値を、前シンボル合成値（Ａ）及び後シンボル合成値（Ｂ）ということにする。図中のＳＰ(n-j、m-i)、ＳＰ(n、m-i)、ＳＰ(n+j、m-i)は前シンボル合成回路部２４に入力される同期信号であり、ＳＰ(n-j、m+i)、ＳＰ(n、m+i)、ＳＰ(n＋j、m+i)は後シンボル合成回路部２５に入力される同期信号である。

ここで、ｍはシンボル方向（時間軸方向）のシンボル番号であり、ｍ−ｉは注目シンボルｍよりもｉだけ時間軸方向の前側（過去側、又は時間的に送れ方向）に位置するシンボル番号、ｍ＋ｉは注目シンボルｍよりもｉだけ時間軸方向の後側（未来側、又は時間的に進み方向）に位置するシンボル番号である。また、ｎは注目キャリアＳＣ(n、m)のキャリア番号であり、ｎ−ｊは注目キャリアのキャリア番号ｎよりもｊだけ周波数軸方向（キャリア方向）の前側（低周波側）に位置するキャリア番号、ｎ＋ｊは同じくそのキャリア番号ｎよりもｊだけ周波数軸方向の後側（高周波側）に位置するキャリア番号である。

前シンボル合成回路部２４は入力された３個の同期信号、すなわち、ＳＰ(n-j、m-i)、ＳＰ(n、m-i)、ＳＰ(n+j、m-i)のシンボル合成値（Ａ）を演算して出力し、同様に、後シンボル合成回路部２５は入力された３個の同期信号、すなわち、ＳＰ(n-j、m+i)、ＳＰ(n、m+i)、ＳＰ(n+j、m+i)のシンボル合成値（Ｂ）を演算して出力する。
なお、この例では、同期信号の合成数を３個としているが、これに限定されない。原理上、必要な個数は３個から６個程度である。
また、補正対象とするキャリアに対して、時間軸方向の前後に同じ距離ｉだけ離れて位置するシンボルについて前シンボル合成値（Ａ）、及び、後シンボル合成値（Ｂ）を求めるようにしたが、補正対象とするキャリアに対して、時間軸方向の距離の異なる前シンボルと後シンボルを用いても良い。即ち、例えば、補正対象とするキャリアに対して、時間軸方向の前方に距離ｉだけ離れている前シンボルと、時間軸方向の後方に距離ｋだけ離れている後シンボルを用いて、それぞれのシンボルにおける合成値を求めるようにしても良い。

図３（ｂ）において、差分演算回路部２６は、前シンボル合成値（Ａ）と後シンボル合成値（Ｂ）の差分を演算して補正対象とするキャリアに対して、時間軸方向（シンボル方向）の前後のシンボルが時間的に変動したか否かを検出し、前記差分の大小関係を三段階で判定して、その判定結果を出力するものであり、例えば、前シンボル合成値（Ａ）と後シンボル合成値（Ｂ）の差分の絶対値（Ｃ）を演算する差分絶対値演算回路で構成される。 また、判定回路部２７は、差分演算回路部２６の出力（差分絶対値（Ｃ））と大小二つのしきい値α、βとを比較してその比較結果（Ｌ、Ｍ、Ｓ）を出力する三つの比較回路２７ａ〜２７ｃで構成されている。

ここで、二つのしきい値α、βは「α＞β＞０」の関係にある。このため、判定回路部２７における判定結果は「Ｃ＞α」、「α＞Ｃ＞β」及び「β＞Ｃ」の三つのいずれかになる。すなわち、前シンボル合成値（Ａ）と後シンボル合成値（Ｂ）の差分の絶対値（Ｃ）がαを越えるケース（Ｌ）、αよりも小さく且つβを越えるケース（Ｍ）、βよりも小さいケース（Ｓ）の三つのいずれかになる。

信号Ｌは、前シンボル合成値（Ａ）と後シンボル合成値（Ｂ）の差が大きい場合、すなわち、フェージングやマルチパスに伴う時間軸上の振幅変動や位相変動が大きく起きている場合に出力される。また、信号Ｍは、前シンボル合成値（Ａ）と後シンボル合成値（Ｂ）の差がそれほど大きくない場合、すなわち、ごく僅かにしかフェージングやマルチパスが起きていない場合に出力される。さらに、信号Ｓは、前シンボル合成値（Ａ）と後シンボル合成値（Ｂ）の差がゼロないしは無視できる程度の場合、すなわち、フェージングやマルチパスが発生していない場合に出力される。

図４は、キャリアフィルタ２８の概念図である。キャリアフィルタ２８は、補正対象の注目キャリアＳＣ(n、m)について、その同一シンボル番号ｍ内の、例えば、前後３個ずつの計６個の同期信号、すなわち、ＳＰ(n-3、m)、ＳＰ(n-2、m)、ＳＰ(n-1、m)、ＳＰ(n+1、m)、ＳＰ(n+2、m)、ＳＰ(n+3、m)を入力信号とし、それらを直線補間して注目キャリアＳＣ(n、m)の伝送特性を予測し補正信号係数として出力する。

ここで、ＳＰ(n-3、m)の値をＨ１、ＳＰ(n-2、m) の値をＨ２、ＳＰ(n-1、m) の値をＨ３、ＳＰ(n+1、m) の値をＨ４、ＳＰ(n+2、m) の値をＨ５、ＳＰ(n+3、m) の値をＨ６としたとき、キャリア方向（周波数軸方向）のフェージング等の影響による変動がないものとすれば、それらの値Ｈ１〜Ｈ６を結ぶ直線３２上の一点から、補正対象注目キャリアＳＣ(n、m)の伝送特性の予測値Ｈ７が得られる。

なお、補正対象とするキャリアＳＣ(n、m)の予測値Ｈ７が求められた場合に、このキャリアＳＣ(n、m)を前記６個の同期信号、即ちＳＰ(n-3、m)、ＳＰ(n-2、m)、ＳＰ(n-1、m)、ＳＰ(n+1、m)、ＳＰ(n+2、m)、ＳＰ(n+3、m)の内の一つに変えて、他のキャリアの予測値を得ることができる。
また、キャリア方向の変動があった場合は、たとえば、図中のＨ５５で示すように一部の同期信号の値がかけ離れて観測されるため、そのような顕著に異なる値Ｈ５５を排除して直線補間することにより、キャリア方向の変動の影響を受けることなく、注目キャリアＳＣ(n、m)の伝送特性の予測値Ｈ７を正しく求めることができる。
更に、上記においては、同一シンボル番号ｍ内の前後３個ずつの計６個の同期信号を入力信号とし、それらを直線補間して注目キャリアＳＣ(n,m)の伝送特性を予測したが、同期信号の数は６個に限定されるものではない。

図５は、キャリアシンボルフィルタ２９の概念図である。ＳＣ(n、m)は、補正対象の注目キャリアである。キャリアシンボルフィルタ２９は、ＳＣ(n、m)のシンボル番号ｍから時間軸方向の前後にｉシンボル離れて位置する、例えば、各々３個ずつの同期信号、すなわち、ＳＰ(n-j、m-i)、ＳＰ(n、m-i)、ＳＰ(n+j、m-i)の直線補間と、ＳＰ(n-j、m+i)、ＳＰ(n、m+i)、ＳＰ(n+j、m+i)の直線補間とを行い、それら二つの直線補間の結果（第一の予測値：Ｈ８、第二の予測値：Ｈ９）を結ぶ直線３３上の一点から、補正対象注目キャリアＳＣ(n、m)の伝送特性の予測値Ｈ１０を得る。このとき、ＳＰ(n、m-i)とＳＰ(n、m+i)は、ＳＣ(n、m)のシンボル番号ｍから時間軸方向の前後にｉシンボル離れると共に、周波数軸方向に対して同じ位置に配置する同期信号となる。
なお、予測値Ｈ１０は、補正信号係数としてキャリアシンボルフィルタ２９から出力される。

ここで、第一の予測値Ｈ８はｍ−ｉシンボル内の３個の同期信号の補間結果であり、また、第二の予測値Ｈ９はｍ＋ｉシンボル内の３個の同期信号の補間結果である。したがって、これらの第一の予測値Ｈ８及び第二の予測値Ｈ９は、いずれもｍ−ｉシンボル及びｍ＋ｉシンボルのそれぞれの周波数軸方向の補間結果である。加えて、これらの第一の予測値Ｈ８及び第二の予測値Ｈ９を元にして得られる予測値Ｈ１０は、異なるシンボル（ｍ−ｉシンボルとｍ＋ｉシンボル）間の補間結果、つまり、時間軸方向の補間結果であるから、結局、キャリアシンボルフィルタ２９は、周波数軸方向（キャリア方向）のみならず時間軸方向（シンボル方向）の補間も行っていることになる。
なお、上記図５のキャリアシンボルフィルタにおいては、ＳＰ(n、m-i)とＳＰ(n、m+i)を、補正対象とするキャリアＳＣ(n、m)のシンボル番号ｍから時間軸方向の前後にｉシンボル離れると共に、周波数軸方向に対して同じ位置に配置する同期信号とした。しかし、補正対象とするキャリアＳＣ(n、m)のシンボル番号ｍから時間軸方向の前後にｉシンボル離れた位置に、同期信号ではなく同期信号に挿入のデータ・キャリアが位置している場合は、キャリアＳＣ(n、m)のシンボル番号ｍから時間軸方向の前後にｉシンボル離れた同じシンボル内の３個の同期信号による直線補間によって前記データ・キャリアの値を求め、この求めたデータ・キャリアの値に基づいて時間軸方向の補間を行なう。
また、前記第一の予測値、及び、第二の予測値は、３個の同期信号の補間結果としたが、同期信号の数は３個に限定されるものではない。
更に、補正対象とするキャリアに対して、時間軸方向の前後に同じ距離ｉだけ離れて位置するシンボルについて直線補間を行うとしたが、補正対象とするキャリアに対して、時間軸方向の距離の異なる前シンボルと後シンボルを用いても良い。即ち、例えば、補正対象とするキャリアに対して、時間軸方向の前方に距離ｉだけ離れている前シンボルと、時間軸方向の後方に距離ｋだけ離れている後シンボルを用いるようにしても良い。

選択回路部３１は、キャリアフィルタ２８の予測値Ｈ７とキャリアシンボルフィルタ２９の予測値Ｈ１０の少なくとも一方を選択し、この選択した結果を補正信号係数として等価回路部３２に出力する。又は、キャリアフィルタ２８の予測値Ｈ７とキャリアシンボルフィルタ２９の予測値Ｈ１０のそれぞれに、重み付け回路部３０で発生した所定の重み値（Ｗａ、Ｗｂ）を適用して合成した値（Ｈ７×Ｗａ＋Ｈ１０×Ｗｂ）を選択し、この選択した結果を補正信号係数として等価回路部３２に出力する。

これらの選択動作は、判定回路部２７から出力される三つの判定結果（Ｌ、Ｍ、Ｓ）に対応して行われる。すなわち、判定結果がＬの場合は、データ信号の時間的変動が大きいとみなしてキャリアフィルタ２８の予測値Ｈ７を選択し、判定結果がＳの場合は、データ信号の時間的変動が小さいとみなしてキャリアシンボルフィルタ２９の予測値Ｈ１０を選択し、あるいは、判定結果が中間のＭの場合は、両フィルタ（キャリアフィルタ２８とキャリアシンボルフィルタ２９）の予測値に重み値（Ｗａ、Ｗｂ）を適用して合成した値（Ｈ７×Ｗａ＋Ｈ１０×Ｗｂ）を選択する。

等価回路部３２は、これらの補正信号係数を用いてＦＦＴ部１５から出力されたキャリア領域信号を除算して、同期信号非挿入のデータ・キャリア（補正対象キャリア）の振幅等価や位相等価、つまり、予測された伝送特性に合わせて補正対象キャリアの振幅や位相を補正する。

以上の構成において、本実施の形態の特徴的事項を有する波形等価部１６では、次の作用が得られる。すなわち、同期信号抽出部２３で抽出された同期信号を前シンボル合成回路部２４、後シンボル合成回路部２５、キャリアフィルタ２８及びキャリアシンボルフィルタ２９に各々入力すると、前シンボル合成回路部２４と後シンボル合成回路部２５及び差分演算回路部２６並びに判定回路部２７によって、シンボル方向（時間軸方向）の変動の大きさが３段階（Ｌ、Ｍ、Ｓ）に判定される。そして、この判定結果に従って、キャリアフィルタ２８の予測値Ｈ７又はキャリアシンボルフィルタ２９の予測値Ｈ１０の少なくとも一方、あるいは、それらの予測値Ｈ７、Ｈ１０の重み付け合成値（Ｈ７×Ｗａ＋Ｈ１０×Ｗｂ）のいずれかが選択回路部３１で選択され、注目キャリアの振幅等価や位相等価を行うために、等価回路３２に与えられる。

ここで、シンボル方向の変動が大きい場合（判定回路部２７の判定結果＝Ｌ）は、キャリアフィルタ２８の予測値Ｈ７が選択され、等価回路部３２に与えられる。この予測値Ｈ７は、図４に示すように、注目キャリア「ＳＣ(n、m)」と同じシンボル番号ｍの６個の同期信号「ＳＰ(n-3、m)、ＳＰ(n-2、m)、ＳＰ(n-1、m)、ＳＰ(n+1、m)、ＳＰ(n+2、m)、ＳＰ(n+3、m)」を元にして予測された値であり、時間軸方向の補間結果を含んでいない。したがって、シンボル方向の変動が大きい場合（判定回路部２７の判定結果＝Ｌ）は、キャリア方向の予測結果のみを用いて等価を行うので、シンボル方向の変動の影響を排除して等価の精度を向上することができる。

一方、シンボル方向の変動が小さい場合（判定回路部２７の判定結果＝Ｓ）は、キャリアシンボルフィルタ２９の予測値Ｈ１０が選択され、等価回路部３２に与えられる。この予測値Ｈ１０は、二つの周波数補間結果を時間方向に補間したものである。すなわち、図５に示すように、注目キャリア「ＳＣ(n、m)」のｉシンボル前の３個の同期信号「ＳＰ(n-j、m-i)、ＳＰ(n、m-i)、ＳＰ(n+j、m-i)」をキャリア方向（周波数軸方向）に補間した第一の予測値Ｈ８と、注目キャリア「ＳＣ(n、m)」のｉシンボル後の３個の同期信号「ＳＰ(n-j、m+i)、ＳＰ(n、m+i)、ＳＰ(n+j、m+i)」をキャリア方向に補間した第二の予測値Ｈ９とを、シンボル方向に補間したものである。したがって、キャリア方向とシンボル方向の補間結果を共に含むので、シンボル方向の変動が小さい場合（判定回路部２７の判定結果＝Ｓ）の等価精度を向上することができる。

又は、シンボル方向の変動の大きさが中間の場合（判定回路部２７の判定結果＝Ｍ）は、キャリアフィルタ２８の予測値Ｈ７とキャリアシンボルフィルタ２９の予測値Ｈ１０に所定の重み値を適用した合成値（Ｈ７×Ｗａ＋Ｈ１０×Ｗｂ）が選択され、等価回路部３２に与えられる。この場合は、重み値（Ｗａ、Ｗｂ）を適正化することにより、同様に等価精度を向上することができる。

（変形例１）
図６は、図２（ａ）における波形等価部１６の変形例１を表すブロック図である。図６において図２（ａ）との違いは、キャリアフィルタ２８を図２（ａ）の配置位置から削除して同期信号抽出部２３の出力を重み付け回路３０に直接入力するようにし、キャリアシンボルフィルタ２９をシンボルフィルタ１００に置換え、選択回路部３１と等価回路部３２との間にキャリアフィルタ２８を挿入した点である。また、シンボルフィルタ１００を除いて、図２（ａ）のブロックと同一名称、且つ、同一番号のブロックの作用効果は、図２（ａ）のブロックと同じである。

図７は、シンボルフィルタ１００の概念図である。ＳＣ(n、m)は、補正対象の注目キャリアである。シンボルフィルタ１００は、ＳＣ(n、m)のシンボル番号ｍから時間軸方向の前後にｉシンボル離れて位置する同期信号ＳＰ(n、m-i)の伝送特性Ｈ１０８と、ＳＰ(n、m+i)の伝送特性Ｈ１０９とを直線１３３で結び、この直線１３３の一点から補正対象注目キャリアＳＣ(n、m)の伝送特性の予測値Ｈ１１０を得て補正信号係数として出力する。
なお、補正対象とするキャリアＳＣ(n、m)に対して、時間軸方向の前後に同じ距離ｉだけ離れて位置するシンボルに対して直線補間を用いて伝送特性を求めるとしたが、補正対象とするキャリアに対して、時間軸方向の距離の異なる前シンボルと後シンボルを用いても良い。即ち、例えば、補正対象とするキャリアに対して、時間軸方向の前方に距離ｉだけ離れている前シンボルと、時間軸方向の後方に距離ｋだけ離れている後シンボルを用いるようにしても良い。
また、補正対象とするキャリアＳＣ(n、m)の伝送特性の予測値が求められた場合に、このキャリアＳＣ(n、m)を前記同期信号ＳＰ(n、m-i)、又は、同期信号ＳＰ(n、m+i)に変えて、他の補正対象とするキャリアの伝送特性の予測値を得ることができる。

選択回路部３１は、同期信号抽出部２３から出力された同期信号とシンボルフィルタ１００の予測値Ｈ１１０の少なくとも一方を選択し、この選択した結果を補正信号係数としてキャリアフィルタ２８に出力する。又は、同期信号抽出部２３から出力された同期信号とシンボルフィルタ１００の予測値Ｈ１１０のそれぞれに、重み付け回路部３０で発生した所定の重み値（Ｗａ、Ｗｂ）を適用して合成した値（同期信号×Ｗａ＋Ｈ１１０×Ｗｂ）を選択し、この選択した結果を補正信号係数としてキャリアフィルタ２８に出力する。

これらの選択動作は、判定回路部２７から出力される三つの判定結果（Ｌ、Ｍ、Ｓ）に対応して行われる。すなわち、判定結果がＬの場合は、データ信号の時間的変動が大きいとみなして同期信号抽出部２３から出力された同期信号を選択し、判定結果がＳの場合は、データ信号の時間的変動が小さいとみなしてシンボルフィルタ１００の予測値Ｈ１１０を選択し、あるいは、判定結果が中間のＭの場合は、同期信号抽出部２３から出力された同期信号とシンボルフィルタ１００の予測値Ｈ１１０に重み値（Ｗａ、Ｗｂ）を適用して合成した値（同期信号×Ｗａ＋Ｈ１１０×Ｗｂ）を選択する。

キャリアフィルタ２８は、選択回路部３１から出力された補正信号係数に対して周波数軸方向の補正を行い等価回路部３２に出力する。

等価回路部３２は、この補正信号係数を用いてＦＦＴ部１５から出力されたキャリア領域信号を除算して、同期信号非挿入のデータ・キャリア（補正対象キャリア）の振幅等価や位相等価、つまり、予測された伝送特性に合わせて対象キャリアの振幅や位相を補正する。

図８は、ＯＦＤＭ復調装置を移動させながら受信した場合を想定した、ドップラー周波数ｆｄとＣ／Ｎとの関係を表す特性図である。ｇｆ１は上記変形例１におけるＣ／Ｎ特性であり、ｇｆ２は従来の地上波デジタル放送の復調回路におけるＣ／Ｎ特性である。図８によれば、上記変形例を用いた場合は従来の地上波デジタル放送の復調回路に比べて、ドップラー周波数が６０Ｈｚの時、１４ｄＢのＣ／Ｎが改善されることがわかる。

変形例１の構成において、特徴的事項を有する波形等価部１６では、次の作用が得られる。即ち、同期信号抽出部２３で抽出された同期信号を前シンボル合成回路部２４、後シンボル合成回路部２５、シンボルフィルタ１００に各々入力すると、前シンボル合成回路部２４と後シンボル合成回路部２５及び差分演算回路部２６並びに判定回路部２７によって、シンボル方向（時間軸方向）の変動の大きさが３段階（Ｌ、Ｍ、Ｓ）に判定される。そして、この判定結果に従って、同期信号抽出部２３から出力された同期信号、又はシンボルフィルタ１００の予測値Ｈ１１０の少なくとも一方、あるいは、同期信号、予測値Ｈ１１０の重み付け合成値（同期信号×Ｗａ＋Ｈ１１０×Ｗｂ）のいずれかが選択回路部３１で選択され、この選択された結果に対してキャリアフィルタ２８において周波数軸方向の補正が行なわれ、注目キャリアの振幅等価や位相等価を行うために、等価回路部３２に与えられる。

ここで、シンボル方向（時間軸方向）の変動が大きい場合（判定回路部２７の判定結果＝Ｌ）は、同期信号抽出部２３で抽出された同期信号が選択回路部３１で選択され、この選択された同期信号に対してキャリアフィルタ２８で周波数軸補正のみが行われる。したがって、シンボル方向の変動が大きい場合は、シンボル方向の予測を行わないようにして等価の精度を向上することができる。

一方、シンボル方向の変動が小さい場合（判定回路２７の判定結果＝Ｓ）は、シンボルフィルタ１００の予測値Ｈ１１０が選択回路部３１で選択され、更に、キャリアフィルタ２８において周波数軸補正が行われる。したがって、シンボル方向（時間軸方向）とキャリア方向（周波数軸方向）の予測を順次行うことによって、シンボル方向の変動が小さい場合は、より等価精度を向上することができる。

更に、シンボル方向の変動の大きさが中間の場合（判定回路２７の判定結果＝Ｍ）は、同期信号抽出部２３から出力された同期信号とシンボルフィルタ１００の予測値Ｈ１１０に所定の重み値を適用した合成値（同期信号×Ｗａ＋Ｈ１１０×Ｗｂ）が選択され、キャリアフィルタ２８に与えられる。この場合は、重み値（Ｗａ、Ｗｂ）を適正化することにより、同様に等価精度を向上することができる。

（変形例２）
図９は、図２（ａ）における波形等価部１６の変形例２を表すブロック図である。図９において図２（ａ）との違いは、キャリアフィルタ２８を図２（ａ）の配置位置から削除して低次シンボルフィルタ１０１を挿入し、キャリアシンボルフィルタ２９を高次シンボルフィルタ１０２に置換え、選択回路部３１と等価回路部３２との間にキャリアフィルタ２８を挿入した点である。また、低次シンボルフィルタ１０１、及び、高次シンボルフィルタ１０２を除いて、図２（ａ）のブロックと同一名称、且つ、同一番号のブロックの作用効果は、図２（ａ）のブロックと同じである。

図１０は、低次シンボルフィルタ１０１の概念図である。ＳＣ(n、m)は、補正対象の注目キャリアである。低次シンボルフィルタ１０１は、ＳＣ(n、m)のシンボル番号ｍから時間軸方向の後方にｉシンボル離れて位置する同期信号ＳＰ(n、m-i)の伝送特性Ｈ２０８と、時間軸方向の前方にｋシンボル離れて位置する同期信号ＳＰ(n、m+ｋ)の伝送特性Ｈ２０９とを直線２３３で結び、この直線２３３の一点から補正対象注目キャリアＳＣ(n、m)の伝送特性の予測値Ｈ２１０を得て補正信号係数として出力する。
このように、低次シンボルフィルタ１０１は、補正対象のキャリアＳＣ(n、m)に対して時間軸方向に離れた２個の同期信号を用いて補正対象キャリアの伝送特性を予測しているので２次のシンボルファイルタとなる。
なお、低次シンボルフィルタ１０１は、2個の同期信号から補正キャリアの伝送特性を予測したが、2個に限定されず、例えば、０個、4個、６個・・・のように偶数個からなる同期信号であれば良い。ここで、０個の場合は、補正対象のキャリアＳＣ(n、m)に対して時間軸方向に離れた同期信号が存在しないので、補正対象キャリアの伝送特性の予測は行われない。例えば図６において、同期信号抽出部２３の出力が重み付け回路部３０へ入力されているが、この同期信号抽出部２３と重み付け回路部３０との間に０次のシンボルフィルタが存在していると考えられる。
また、補正対象とするキャリアＳＣ(n、m)に対して、時間軸方向の前後に同じ距離ｉだけ離れて位置するシンボルに対して直線補間を用いて伝送特性を求めても良い。
更に、補正対象とするキャリアＳＣ(n、m)の伝送特性の予測値が求められた場合に、このキャリアＳＣ(n、m)を前記同期信号ＳＰ(n、m-i)、又は、同期信号ＳＰ(n、m+ｋ)に変えて、他の補正対象とするキャリアの伝送特性の予測値を得ることができる。

図１１は、高次シンボルフィルタ１０２の概念図である。ＳＣ(n、m)は、補正対象の注目キャリアである。高次シンボルフィルタ１０１は、ＳＣ(n、m)のシンボル番号ｍから時間軸方向の後方にｉシンボル離れて位置する同期信号ＳＰ(n、m-i)の伝送特性Ｈ３０８と、時間軸方向の後方にpシンボル離れて位置する同期信号ＳＰ(n、m-p)の伝送特性Ｈ３０６と、時間軸方向の前方にｋシンボル離れて位置する同期信号ＳＰ(n、m+ｋ)の伝送特性Ｈ３０９、及び、時間軸方向の前方にpシンボル離れて位置する同期信号ＳＰ(n、m+p)の伝送特性Ｈ３０７とを直線３３３で結び、この直線３３３の一点から補正対象注目キャリアＳＣ(n、m)の伝送特性の予測値Ｈ３１０を得て補正信号係数として出力する。 このように、高次シンボルフィルタ１０２は、補正対象のキャリアＳＣ(n、m)に対して時間軸方向に離れた４個の同期信号を用いて補正対象キャリアの伝送特性を予測しているので４次のシンボルファイルタとなる。
なお、高次シンボルフィルタ１０２は、４個の同期信号における直線補間に基づいて補正キャリアの伝送特性を予測したが、４個に限定されず、例えば、６個、８個・・・のように偶数個からなる同期信号で、且つ、次数が低次シンボルフィルタ１０１の次数より高い、高次の他の補間であっても良い。
また、補正対象とするキャリアＳＣ(n、m)の伝送特性の予測値が求められた場合に、このキャリアＳＣ(n、m)を前記同期信号ＳＰ(n、m-i)、ＳＰ(n、m+k)、ＳＰ(n、m-p)、又は、ＳＰ(n、m+p)に変えて、他の補正対象とするキャリアの伝送特性の予測値を得ることができる。

選択回路部３１は、低次シンボルフィルタ１０１の予測値Ｈ２１０と高次シンボルフィルタ１０２の予測値Ｈ３１０の少なくとも一方を選択し、この選択した結果を補正信号係数としてキャリアフィルタ２８に出力する。又は、低次シンボルフィルタ１０１から出力された予測値Ｈ２１０と高次シンボルフィルタ１０２から出力された予測値Ｈ３１０のそれぞれに、重み付け回路部３０で発生した所定の重み値（Ｗａ、Ｗｂ）を適用して合成した値（Ｈ２１０×Ｗａ＋Ｈ３１０×Ｗｂ）を選択し、この選択した結果を補正信号係数としてキャリアフィルタ２８に出力する。

これらの選択動作は、判定回路部２７から出力される三つの判定結果（Ｌ、Ｍ、Ｓ）に対応して行われる。すなわち、判定結果がＬの場合は、データ信号の時間的変動が大きいとみなして低次シンボルフィルタ１０１から出力された予測値Ｈ２１０を選択し、判定結果がＳの場合は、データ信号の時間的変動が小さいとみなして高次シンボルフィルタ１０２の予測値Ｈ３１０を選択し、あるいは、判定結果が中間のＭの場合は、低次シンボルフィルタ１０１から出力された予測値２１０と高次シンボルフィルタ１０２の予測値Ｈ３１０に重み値（Ｗａ、Ｗｂ）を適用して合成した値（Ｈ２１０×Ｗａ＋Ｈ３１０×Ｗｂ）を選択する。

キャリアフィルタ２８は、選択回路部３１から出力された補正信号係数に対して周波数軸方向の補正を行い等価回路部３２に出力する。

等価回路部３２は、この補正信号係数を用いてＦＦＴ部１５から出力されたキャリア領域信号を除算して、同期信号非挿入のデータ・キャリア（補正対象キャリア）の振幅等価や位相等価、つまり、予測された伝送特性に合わせて対象キャリアの振幅や位相を補正する。

変形例２の構成において、特徴的事項を有する波形等価部１６では、次の作用が得られる。即ち、同期信号抽出部２３で抽出された同期信号を前シンボル合成回路部２４、後シンボル合成回路部２５、低次シンボルフィルタ１０１、及び、高次シンボルフィルタ１０２に各々入力すると、前シンボル合成回路部２４と後シンボル合成回路部２５及び差分演算回路部２６並びに判定回路部２７によって、シンボル方向（時間軸方向）の変動の大きさが３段階（Ｌ、Ｍ、Ｓ）に判定される。そして、この判定結果に従って、低次シンボルフィルタ１０１から出力された予測値Ｈ２１０、又は高次シンボルフィルタ１０２の予測値Ｈ３１０の少なくとも一方、あるいは、予測値Ｈ２１０、予測値Ｈ３１０の重み付け合成値（Ｈ２１０×Ｗａ＋Ｈ３１０×Ｗｂ）のいずれかが選択回路部３１で選択され、この選択された結果に対してキャリアフィルタ２８において周波数軸方向の補正が行なわれ、注目キャリアの振幅等価や位相等価を行うために、等価回路部３２に与えられる。

ここで、シンボル方向（時間軸方向）の変動が大きい場合（判定回路部２７の判定結果＝Ｌ）は、低次シンボルフィルタ１０１における予測値Ｈ２１０が選択回路部３１で選択され、この選択された予測値Ｈ２１０に対してキャリアフィルタ２８で周波数軸補正が行われる。したがって、シンボル方向の変動が大きい場合は、次数の低いシンボルフィルタを用いることでシンボル方向の変動の影響をあまり受けないようにして等価の精度を向上することができる。

一方、シンボル方向の変動が小さい場合（判定回路２７の判定結果＝Ｓ）は、高次シンボルフィルタ１０２の予測値Ｈ３１０が選択回路部３１で選択され、更に、キャリアフィルタ２８において周波数軸補正が行われる。したがって、次数の高いシンボルフィルタを用いた時間軸方向の予測を行ってから周波数軸方向の予測を行うことによって、シンボル方向の変動が小さい場合は、より等価精度を向上することができる。

更に、シンボル方向の変動の大きさが中間の場合（判定回路２７の判定結果＝Ｍ）は、低次シンボルフィルタ１０１から出力された予測値Ｈ２１０と高次シンボルフィルタ１０２の予測値Ｈ３１０に所定の重み値を適用した合成値（Ｈ２１０×Ｗａ＋Ｈ３１０×Ｗｂ）が選択され、キャリアフィルタ２８に与えられる。この場合は、重み値（Ｗａ、Ｗｂ）を適正化することにより、同様に等価精度を向上することができる。

なお、本実施形態では、判定回路部２７の判定結果を三段階としているが、これに限定されない。例えば、シンボル方向の変動が大きい場合と小さい場合の二段階としてもよい。この場合、重み付け回路部３０は不要であり、選択回路部３１は、キャリアフィルタ２８の出力とキャリアシンボルフィルタ２９の出力とを状況に応じて適宜選択、同期信号抽出部２３の出力とシンボルフィルタ１００の出力とを状況に応じて適宜選択、又は、低次シンボルフィルタ１０１の出力と高次シンボルフィルタ１０２の出力とを状況に応じて適宜選択すればよい。

また、本実施形態では、差分演算回路部２６で、前シンボル合成回路部２４の出力と後シンボル合成回路部２５の出力との差分を演算し、判定回路部２７で、その差分と所定のしきい値（α、β）と比較して「シンボル方向の変動が大きい場合」や「シンボル方向の変動が小さい場合」などを判定し、それらの判定結果に応じて、キャリアフィルタ２８の出力と、キャリアシンボルフィルタ２９の出力とを適宜選択、同期信号抽出部２３の出力とシンボルフィルタ１００の出力とを適宜選択、又は、低次シンボルフィルタ１０１の出力と高次シンボルフィルタ１０２の出力とを適宜選択しているが、この態様に限定されない。たとえば、シンボル方向の前後のシンボルを見て時間的に動いたか否かを判定し、時間的に動いていなかった場合にはキャリアシンボルフィルタ２９の出力を選択して時間的に動いていた場合にはキャリアフィルタ２８の出力を選択する、時間的に動いていなかった場合にはシンボルフィルタ１００の出力を選択して時間的に動いていた場合には同期信号抽出部２３の出力を選択する、又は、時間的に動いていなかった場合には高次シンボルフィルタ１０２の出力を選択して時間的に動いていた場合には低次シンボルフィルタ１０１の出力を選択するようにしてもよい。また、この場合も、時間的に動いたか否かを二値的に判定するだけでなく、その中間（すなわち、時間的に動いた量が中間程度であること）も判定してもよく、その中間判定結果が得られた場合には、前記実施形態と同様の重み付けを行い、その重み付け合成値を選択するようにしてもよい。

本発明における地上波デジタル放送のテレビ受信機の概念的なブロック構成図である。 （ａ）は、本発明における波形等価部１６のブロック図である。（ｂ）は、差分演算回路部２６の出力（Ｃ）に対応した大きさで且つ特性が異なる二つの重み値（Ｗａ、Ｗｂ）の特性図である。 （ａ）は、本発明における前シンボル合成回路部２４、後シンボル合成回路部２５の概念図である。（ｂ）は、本発明における差分演算回路部２６及び判定回路部２７の概念図である。 本発明におけるキャリアフィルタ２８の概念図である。 本発明におけるキャリアシンボルフィルタ２９の概念図である。 本発明における波形等価部１６の変形例１を表すブロック図である。 本発明の変形例１におけるシンボルフィルタ１００の概念図である。 本発明の変形例１におけるＯＦＤＭ復調装置を移動させながら受信した場合を想定したドップラー周波数ｆｄとＣ／Ｎとの関係を表す特性図である。 本発明における波形等価部１６の変形例２を表すブロック図である。 本発明の変形例２における低次シンボルフィルタ１０１の概念図である。 本発明の変形例２における高次シンボルフィルタ１０２の概念図である。 従来の地上波デジタル放送における受信用に提案された復調回路の構成図である。 従来の地上波デジタル放送における受信したデータ信号の構成概念図から補正信号係数の導き方を示す図である。 従来のマルチパス環境下におけるＯＦＤＭ復調装置のＣ／Ｎ特性図である。 従来のＯＦＤＭ復調装置のドップラー現象下におけるＣ／Ｎ特性図である。

符号の説明

１０ テレビ受信機
１５ ＦＦＴ部
２３ 同期信号抽出回路部
２４ 前シンボル合成回路部
２５ 後シンボル合成回路部
２６ 差分演算回路部
２７ 判定回路部
２８ キャリアフィルタ
２９ キャリアシンボルフィルタ
３１ 選択回路部
３２ 等価回路部
１００ シンボルフィルタ
１０１ 低次シンボルフィルタ
１０２ 高次シンボルフィルタ

Claims (23)

1. 所定の帯域内の複数のキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成されるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相を持つ同期信号が上記シンボル内の所定のキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
   前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換手段と、
   この変換手段によって変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出手段と、
   補正対象とするキャリアに対して時間軸方向に離れたシンボル内に有する前記同期信号に基づいて時間軸方向の補正を行なって前記補正対象とするキャリアの補正値を予測する複数の時間軸フィルタ手段と、
   この複数の時間軸フィルタ手段によって予測された夫々のキャリアの補正値に対して重み付けを行って合成出力する重み付け合成出力手段と、
   異なる複数のシンボル内における前記同期信号に基づいて時間軸方向におけるキャリアの補正値の時間的変動の大きさを検出する検出手段と、
   この検出手段の検出結果に基づいて前記複数の時間軸フィルタ手段によって予測された夫々のキャリアの補正値の内、少なくとも一つの時間軸フィルタ手段によって予測されたキャリアの補正値、あるいは、複数の時間軸フィルタ手段によって予測された夫々のキャリアの補正値に対する重み付け合成値のいずれかを選択する選択手段と、
   この選択手段によって選択された結果に基づいて補正対象とするキャリアの周波数軸方向における補正値を予測する周波数軸予測手段と、
   この周波数軸予測手段によって予測された結果を用いて前記変換手段によって変換されたデータ信号を除算することにより該データ信号を波形等価する波形等価手段と、
   を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
2. 前記複数の時間軸フィルタ手段は、
   補正対象とするキャリアに対して時間軸方向に対して前後に離れた特定数のシンボル内に有する同期信号に基づいて時間軸方向の補正を行なって前記補正対象とするキャリアの補正値を予測する高次時間軸フィルタ手段と、
   補正対象とするキャリアに対して時間軸方向に対して前後に離れた前記特定数より少ないシンボル内に有する同期信号に基づいて時間軸方向の補正を行なって前記補正対象とするキャリアの補正値を予測する低次時間軸フィルタ手段と、
   から構成されたことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
3. 前記低次時間軸フィルタ手段は、０次のフィルタから構成されたことを特徴とする請求項２記載のＯＦＤＭ復調装置。
4. 前記重み付け合成出力手段は、
   補正対象とするキャリアに対して時間軸方向の前後のシンボルが時間的に変動した場合に重み付けの値を増加させる第一の重み付け手段と、
   補正対象とするキャリアに対して時間軸方向の前後のシンボルが時間的に変動した場合に重み付けの値を減少させる第二の重み付け手段と、
   を備えたことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
5. 前記検出手段は、
   同一のシンボル内における複数の同期信号の合成値を算出する第１の算出手段と、
   他の同一のシンボル内における複数の同期信号の合成値を算出する第２の算出手段と、
   前記第１の算出手段によって算出された合成値と前記第２の算出手段によって算出された合成値との差分値から前記データ信号における補正値の時間的変動の大きさを複数段階に判定し出力する判定出力手段と、
   を備えたことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
6. 所定の帯域内の複数のキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成されるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相を持つ同期信号が上記シンボル内の所定のキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
   前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換手段と、
   この変換手段によって変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出手段と、
   この抽出手段によって抽出された同期信号に基づいて補正対象とするキャリアの時間軸方向における補正値を予測する時間軸予測手段と、
   前記抽出手段によって抽出された同期信号と前記時間軸予測手段によって予測されたキャリアの補正値との夫々に重み付けを行って合成出力する重み付け合成出力手段と、
   異なる複数のシンボル内における同期信号に基づいて時間軸方向におけるキャリアの補正値の時間的変動の大きさを検出する検出手段と、
   この検出手段の検出結果に基づいて前記抽出手段によって抽出された同期信号の補正値と前記時間軸予測手段によって予測されたキャリアの補正値の内、少なくとも一方、あるいは、それらの補正値に対する重み付け合成値のいずれかを選択する選択手段と、
   この選択手段によって選択された結果に基づいて補正対象とするキャリアの周波数軸方向における補正値を予測する周波数軸予測手段と、
   この周波数軸予測手段によって予測された結果を用いて前記変換手段によって変換されたデータ信号を除算することにより該データ信号を波形等価する波形等価手段と、
   を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
7. 前記重み付け合成出力手段は、
   補正対象とするキャリアに対して時間軸方向の前後のシンボルが時間的に変動した場合に重み付けの値を増加させる第一の重み付け手段と、
   補正対象とするキャリアに対して時間軸方向の前後のシンボルが時間的に変動した場合に重み付けの値を減少させる第二の重み付け手段と、
   を備えたことを特徴とする請求項６記載のＯＦＤＭ復調装置。
8. 前記検出手段は、
   同一のシンボル内における複数の同期信号の合成値を算出する第１の算出手段と、
   他の同一のシンボル内における複数の同期信号の合成値を算出する第２の算出手段と、
   前記第１の算出手段によって算出された合成値と前記第２の算出手段によって算出された合成値との差分値から前記データ信号における補正値の時間的変動の大きさを複数段階に判定し出力する判定出力手段と、
   を備えたことを特徴とする請求項６記載のＯＦＤＭ復調装置。
9. 前記選択手段は、
   前記検出手段で検出された補正値の時間的変動が大きい場合に前記抽出手段によって抽出された同期信号を選択することを特徴とする請求項６記載のＯＦＤＭ復調装置。
10. 前記選択手段は、
    前記検出手段で検出された補正値の時間的変動が小さい場合に前記時間軸予測手段の予測結果を選択することを特徴とする請求項６記載のＯＦＤＭ復調装置。
11. 前記選択手段は、
    前記検出手段で検出された補正値の時間的変動が中程度の場合に前記抽出手段によって抽出された同期信号と前記時間軸予測手段の予測結果にそれぞれ重み値を適用して合成した値を選択することを特徴とする請求項６記載のＯＦＤＭ復調装置。
12. 所定の帯域内の複数のキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成されるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相を持つ同期信号が上記シンボル内の所定のキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
    前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換手段と、
    この変換手段によって変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出手段と、
    この抽出手段によって抽出された同期信号のうち同一シンボル内における同期信号を周波数軸方向に補間して前記同一シンボル内における同期信号以外の補正対象となるキャリアの補正値を予測する第一の予測手段と、
    前記抽出手段によって抽出された同期信号のうち異なる複数のシンボル内における同期信号を周波数軸方向に補間して前記複数のシンボル内における同期信号以外のキャリアの補正値を予測すると共に、その予測結果を時間軸方向に補間して前記複数のシンボルの間に介在する他のシンボル内の同期信号以外の補正対象となるキャリアの補正値を予測する第二の予測手段と、
    前記第一の予測手段によって予測されたキャリアの補正値と前記第二の予測手段によって予測されたキャリアの補正値との夫々に重み付けを行って合成出力する重み付け合成出力手段と、
    異なる複数のシンボル内における同期信号に基づいて時間軸方向におけるキャリアの補正値の時間的変動の大きさを検出する検出手段と、
    この検出手段の検出結果に基づいて、前記第一の予測手段と前記第二の予測手段の内少なくとも一方、あるいは、それらの予測値の重み付け合成値のいずれかを選択する選択手段と、
    この選択手段によって選択された結果を用いて前記変換手段によって変換されたデータ信号を除算することにより該データ信号を波形等価する波形等価手段と、
    を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
13. 前記重み付け合成出力手段は、
    補正対象とするキャリアに対して時間軸方向の前後のシンボルが時間的に変動した場合に重み付けの値を増加させる第一の重み付け手段と、
    補正対象とするキャリアに対して時間軸方向の前後のシンボルが時間的に変動した場合に重み付けの値を減少させる第二の重み付け手段と、
    を備えたことを特徴とする請求項１２記載のＯＦＤＭ復調装置。
14. 前記検出手段は、
    同一のシンボル内における複数の同期信号の合成値を算出する第１の算出手段と、
    他の同一のシンボル内における複数の同期信号の合成値を算出する第２の算出手段と、
    前記第１の算出手段によって算出された合成値と前記第２の算出手段によって算出された合成値との差分値から前記データ信号における補正値の時間的変動の大きさを複数段階に判定し出力する判定出力手段と、
    を備えたことを特徴とする請求項１２記載のＯＦＤＭ復調装置。
15. 前記選択手段は、
    前記検出手段で検出された補正値の時間的変動が大きい場合に前記第一の予測手段の予測結果を選択することを特徴とする請求項１２記載のＯＦＤＭ復調装置。
16. 前記選択手段は、
    前記検出手段で検出された補正値の時間的変動が小さい場合に前記第二の予測手段の予測結果を選択することを特徴とする請求項１２記載のＯＦＤＭ復調装置。
17. 前記選択手段は、
    前記検出手段で検出された補正値の時間的変動が中程度の場合に前記第一の予測手段の予測結果と前記第二の予測手段の予測結果にそれぞれ重み値を適用して合成した値を選択することを特徴とする請求項１２記載のＯＦＤＭ復調装置。
18. 所定の帯域内の複数のキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成されるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相を持つ同期信号が上記シンボル内の所定のキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調用集積回路において、
    前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換回路と、
    この変換回路によって変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出回路と、
    補正対象とするキャリアに対して時間軸方向に離れたシンボル内に有する前記同期信号に基づいて時間軸方向の補正を行なって前記補正対象とするキャリアの補正値を予測する複数の時間軸フィルタ回路と、
    この複数の時間軸フィルタ回路によって予測された夫々のキャリアの補正値に対して重み付けを行って合成出力する重み付け合成出力回路と、
    異なる複数のシンボル内における前記同期信号に基づいて時間軸方向におけるキャリアの補正値の時間的変動の大きさを検出する検出回路と、
    この検出回路の検出結果に基づいて前記複数の時間軸フィルタ回路によって予測された夫々のキャリアの補正値の内、少なくとも一つの時間軸フィルタ回路によって予測されたキャリアの補正値、あるいは、複数の時間軸フィルタ回路によって予測された夫々のキャリアの補正値に対する重み付け合成値のいずれかを選択する選択回路と、
    この選択回路によって選択された結果に基づいて補正対象とするキャリアの周波数軸方向における補正値を予測する周波数軸予測回路と、
    この周波数軸予測回路によって予測された結果を用いて前記変換回路によって変換されたデータ信号を除算することにより該データ信号を波形等価する波形等価回路と、
    を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ復調用集積回路。
19. 所定の帯域内の複数のキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成されるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相を持つ同期信号が上記シンボル内の所定のキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調用集積回路において、
    前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換回路と、
    この変換回路によって変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出回路と、
    この抽出回路によって抽出された同期信号に基づいて補正対象とするキャリアの時間軸方向における補正値を予測する時間軸予測回路と、
    前記抽出回路によって抽出された同期信号と前記時間軸予測回路によって予測されたキャリアの補正値との夫々に重み付けを行って合成出力する重み付け合成出力回路と、
    異なる複数のシンボル内における同期信号に基づいて時間軸方向におけるキャリアの補正値の時間的変動の大きさを検出する検出回路と、
    この検出回路の検出結果に基づいて前記抽出回路によって抽出された同期信号の補正値と前記時間軸予測回路によって予測されたキャリアの補正値の内、少なくとも一方、あるいは、それらの補正値に対する重み付け合成値のいずれかを選択する選択回路と、
    この選択回路によって選択された結果に基づいて補正対象とするキャリアの周波数軸方向における補正値を予測する周波数軸予測回路と、
    この周波数軸予測回路によって予測された結果を用いて前記変換回路によって変換されたデータ信号を除算することにより該データ信号を波形等価する波形等価回路と、
    を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ復調用集積回路。
20. 所定の帯域内の複数のキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成されるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相を持つ同期信号が上記シンボル内の所定のキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調用集積回路において、
    前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換回路と、
    この変換回路によって変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出回路と、
    この抽出回路によって抽出された同期信号のうち同一シンボル内における同期信号を周波数軸方向に補間して前記同一シンボル内における同期信号以外の補正対象となるキャリアの補正値を予測する第一の予測回路と、
    前記抽出回路によって抽出された同期信号のうち異なる複数のシンボル内における同期信号を周波数軸方向に補間して前記複数のシンボル内における同期信号以外のキャリアの補正値を予測すると共に、その予測結果を時間軸方向に補間して前記複数のシンボルの間に介在する他のシンボル内の同期信号以外の補正対象となるキャリアの補正値を予測する第二の予測回路と、
    前記第一の予測回路によって予測されたキャリアの補正値と前記第二の予測回路によって予測されたキャリアの補正値との夫々に重み付けを行って合成出力する重み付け合成出力回路と、
    異なる複数のシンボル内における同期信号に基づいて時間軸方向におけるキャリアの補正値の時間的変動の大きさを検出する検出回路と、
    この検出回路の検出結果に基づいて、前記第一の予測回路と前記第二の予測回路の内少なくとも一方、あるいは、それらの予測値の重み付け合成値のいずれかを選択する選択回路と、
    この選択回路によって選択された結果を用いて前記変換回路によって変換されたデータ信号を除算することにより該データ信号を波形等価する波形等価回路と、
    を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ復調用集積回路。
21. 所定の帯域内の複数のキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成されるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相を持つ同期信号が上記シンボル内の所定のキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
    前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換工程と、
    この変換工程によって変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出工程と、
    補正対象とするキャリアに対して時間軸方向に離れたシンボル内に有する前記同期信号に基づいて時間軸方向の補正を行なって前記補正対象とするキャリアの補正値を予測する複数の時間軸フィルタ工程と、
    この複数の時間軸フィルタ工程によって予測された夫々のキャリアの補正値に対して重み付けを行って合成出力する重み付け合成出力工程と、
    異なる複数のシンボル内における前記同期信号に基づいて時間軸方向におけるキャリアの補正値の時間的変動の大きさを検出する検出工程と、
    この検出工程の検出結果に基づいて前記複数の時間軸フィルタ工程によって予測された夫々のキャリアの補正値の内、少なくとも一つの時間軸フィルタ工程によって予測されたキャリアの補正値、あるいは、複数の時間軸フィルタ工程によって予測された夫々のキャリアの補正値に対する重み付け合成値のいずれかを選択する選択工程と、
    この選択工程によって選択された結果に基づいて補正対象とするキャリアの周波数軸方向における補正値を予測する周波数軸予測工程と、
    この周波数軸予測工程によって予測された結果を用いて前記変換工程によって変換されたデータ信号を除算することにより該データ信号を波形等価する波形等価工程と、
    を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
22. 所定の帯域内の複数のキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成されるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相を持つ同期信号が上記シンボル内の所定のキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
    前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換工程と、
    この変換工程によって変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出工程と、
    この抽出工程によって抽出された同期信号に基づいて補正対象とするキャリアの時間軸方向における補正値を予測する時間軸予測工程と、
    前記抽出工程によって抽出された同期信号と前記時間軸予測工程によって予測されたキャリアの補正値との夫々に重み付けを行って合成出力する重み付け合成出力工程と、
    異なる複数のシンボル内における同期信号に基づいて時間軸方向におけるキャリアの補正値の時間的変動の大きさを検出する検出工程と、
    この検出工程の検出結果に基づいて前記抽出工程によって抽出された同期信号の補正値と前記時間軸予測工程によって予測されたキャリアの補正値の内、少なくとも一方、あるいは、それらの補正値に対する重み付け合成値のいずれかを選択する選択工程と、
    この選択工程によって選択された結果に基づいて補正対象とするキャリアの周波数軸方向における補正値を予測する周波数軸予測工程と、
    この周波数軸予測工程によって予測された結果を用いて前記変換工程によって変換されたデータ信号を除算することにより該データ信号を波形等価する波形等価工程と、
    を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
23. 所定の帯域内の複数のキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成されるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相を持つ同期信号が上記シンボル内の所定のキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
    前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換工程と、
    この変換工程によって変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出工程と、
    この抽出工程によって抽出された同期信号のうち同一シンボル内における同期信号を周波数軸方向に補間して前記同一シンボル内における同期信号以外の補正対象となるキャリアの補正値を予測する第一の予測工程と、
    前記抽出工程によって抽出された同期信号のうち異なる複数のシンボル内における同期信号を周波数軸方向に補間して前記複数のシンボル内における同期信号以外のキャリアの補正値を予測すると共に、その予測結果を時間軸方向に補間して前記複数のシンボルの間に介在する他のシンボル内の同期信号以外の補正対象となるキャリアの補正値を予測する第二の予測工程と、
    前記第一の予測工程によって予測されたキャリアの補正値と前記第二の予測工程によって予測されたキャリアの補正値との夫々に重み付けを行って合成出力する重み付け合成出力工程と、
    異なる複数のシンボル内における同期信号に基づいて時間軸方向におけるキャリアの補正値の時間的変動の大きさを検出する検出工程と、
    この検出工程の検出結果に基づいて、前記第一の予測工程と前記第二の予測工程の内少なくとも一方、あるいは、それらの予測値の重み付け合成値のいずれかを選択する選択工程と、
    この選択工程によって選択された結果を用いて前記変換工程によって変換されたデータ信号を除算することにより該データ信号を波形等価する波形等価工程と、
    を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。

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