JP2007043492A - Ｏｆｄｍ復調装置、ｏｆｄｍ復調回路及びｏｆｄｍ復調方法 - Google Patents

Abstract

【課題】シンボル全体としての伝送路特性の変化に応じた適切な波形等価を実現すること。
【解決手段】 伝送路等価回路５０では、相関係数算出回路５６により、入力された周波数領域の信号から抽出されたＳＰ信号を基に、シンボル方向に対して前後に離れたシンボルそれぞれの伝送路特性の相関関係を示す相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２が算出され、比較判定回路５７により相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２が規定値αの二乗値α^２以上と判定された場合には、シンボルフィルタ回路５４から出力されるキャリア方向の補正に加えて更にシンボル方向の補正を行った補正値ｂを用いて、一方相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２が規定値αの二乗値α^２未満と判定された場合には、キャリアフィルタ回路５２から出力されるキャリア方向のみの補正を行った補正値ａを用いて、等価処理回路５９により波形等価が行われる。
【選択図】図２

Description

本発明は、ＯＦＤＭ方式の電波を復調するＯＦＤＭ復調装置、ＯＦＤＭ復調回路及びＯＦＤＭ復調方法に関する。

現在、日本の地上波デジタル放送では、変調方式として、複数の信号を多重化して送受信することが可能なＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重変調）方式が用いられている。ＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に、互いに干渉しない程度まで密度を高めた多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それぞれのサブキャリアの振幅と位相にデータを割り当て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等のデジタル変調を行う方式である。

ＯＦＤＭ方式により変調されたＯＦＤＭ信号は、所定数のサブキャリアからなるＯＦＤＭシンボル（以下、単に「シンボル」という。）と呼ばれる伝送単位で伝送される。

また、ＯＦＤＭ信号には、所定の振幅及び位相を持つ同期信号（ＳＰ信号）が予めシンボル内に埋め込まれている。受信側では、この同期信号の振幅及び位相を監視することで伝送路の特性を推定し、推定した伝送路の特性に基づいて受信信号の波形等価（伝送路等価）を行う。

この波形等価に関する技術は種々知られているが、その一例として特許文献１の技術がある。即ち、受信信号から抽出した同期信号を基に、低次シンボルフィルタにより次数の低いシンボル方向（時間軸方向）の補正を行うとともに、高次シンボルフィルタにより低次シンボルフィルタより次数の高いシンボル方向の補正を行う。そして、シンボル方向におけるキャリアの補正値の変動の大きさに基づいて、低次シンボルフィルタと高次シンボルフィルタのうち少なくとも一方、或いは、それらの補正値の重み付け合成値の何れかを選択し、その選択結果に基づいて波形等価を行う技術である。
特開２００５−１６００３３号公報

従来の波形等価においては、補正対象のサブキャリアの補正値を求める際、局所的なサブキャリアの振幅変動に基づいてこの補正対象のサブキャリアの補正値を求めていた。例えば、シンボル方向の補正を行う場合には、補正対象のサブキャリアを含むシンボル以外の他のシンボルに含まれるサブキャリアのうち、補正対象のサブキャリアと周波数が同一のサブキャリアの振幅を参照することで、補正対象のサブキャリアの補正値を求めていた。

即ち、この算出方法により求められる補正値は、補正対象のサブキャリアの周波数に注目し、当該周波数のサブキャリアの時間的な振幅変動に基づく補正値であったため、適切な補正値とならない場合が生じ得た。具体的には、例えば、シンボル全体の伝送路特性として、シンボル方向に対するシンボル全体の周波数特性の変化に注目したとき、シンボル全体の周波数特性の周波数軸方向に対する特性変化が変わらず、単に振幅値が全体として増減している場合には、キャリア方向（周波数軸方向）の補正よりもシンボル方向の補正の程度を大きくする方が適切である。しかし、従来の算出方法では、局所的なサブキャリアの時間的な振幅変動のみに基づいて補正値を算出するため、シンボル方向の補正よりもキャリア方向の補正の程度を大きくするような補正値を算出する場合があった。

上記事情に鑑み、本発明は、シンボル全体としての伝送路特性の変化に応じた適切な波形等価を実現することを目的としている。

上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、
周波数が異なる複数の搬送波に対して情報が分割されて直交変調された複数のサブキャリアでなるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相とを持つ同期信号が前記シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調装置（例えば、図１のＯＦＤＭ復調装置１）において、
前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のサブキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換手段（例えば、図１のＦＦＴ回路４０）と、
この変換手段により変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出手段（例えば、図２のＳＰ信号抽出回路５１）と、
この抽出手段により抽出された同期信号のうち、補正対象のサブキャリアを含むシンボルである補正対象シンボル内の同期信号に基づいて、当該補正対象のサブキャリアを周波数軸方向に補正する補正値を算出する第１の算出手段（例えば、図２のキャリアフィルタ回路５２）と、
前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボル内における前記補正対象のサブキャリアと同一周波数のサブキャリアに基づいて、前記第１の算出手段により補正値が算出された当該補正対象のサブキャリアを更に時間軸方向に補正する補正値を算出する第２の算出手段（例えば、図２のシンボルフィルタ回路５４）と、
予め定められた値を記憶する記憶手段（例えば、図２の比較判定回路５７）と、
前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボルそれぞれの伝送路特性の相関関係を示す係数を算出する相関係数算出手段（例えば、図２の相関係数算出回路５６）と、
この相関係数算出手段により算出された係数の値と前記記憶手段に記憶された値とを比較する比較手段（例えば、図２の比較判定回路５７）と、
この比較手段により比較された結果に基づいて前記第１又は第２の算出手段を選択する選択手段（例えば、図２の選択回路５８）と、
この選択手段により選択された第１又は第２の算出手段により算出された補正値を用いて前記変換手段により変換されたデータ信号を波形等価する波形等価手段（例えば、図２の等価処理回路５９）と、
この波形等価手段により波形等価されたデータ信号を復調する復調手段（例えば、図１の復調回路６０）と、
を備えることを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置において、
前記選択手段は、前記比較手段による比較の結果、前記相関係数算出手段により算出された係数の値が前記記憶手段に記憶された値より小さい場合に前記第１の算出手段を選択することを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置において、
前記選択手段は、前記比較手段による比較の結果、前記相関係数算出手段により算出された係数の値が前記記憶手段に記憶された値と等しい又は大きい場合に前記第２の算出手段を選択することを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、
周波数が異なる複数の搬送波に対して情報が分割されて直交変調された複数のサブキャリアでなるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相とを持つ同期信号が前記シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調装置（例えば、図１のＯＦＤＭ復調装置１）において、
前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のサブキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換手段（例えば、図１のＦＦＴ回路４０）と、
この変換手段により変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出手段（例えば、図７のＳＰ信号抽出回路５１）と、
この抽出手段により抽出された同期信号のうち、補正対象のサブキャリアを含むシンボルである補正対象シンボル内の同期信号に基づいて、当該補正対象のサブキャリアを波数軸方向に補正する補正値を算出する第１の算出手段（例えば、図７のキャリアフィルタ回路５２）と、
前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボルそれぞれの伝送路特性の相関関係を示す係数を算出する相関係数算出手段（例えば、図７の相関係数算出回路５６）と、
前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボル内における前記補正対象のサブキャリアと同一周波数のサブキャリアに基づいて、前記第１の算出手段により補正値が算出された当該補正対象のサブキャリアを更に時間軸方向に補正する補正値を算出する手段であって、当該補正の程度を前記相関係数算出手段によって算出された係数に応じて変更しつつ算出する第２の算出手段（例えば、図７のシンボルフィルタ回路５４Ａ）と、
この第２の算出手段により算出されたサブキャリアの補正値を用いて前記変換手段により変換されたデータ信号を波形等価する波形等価手段（例えば、図７の等価処理回路５９）と、
この波形等価手段により波形等価されたデータ信号を復調する復調手段（例えば、図１の復調回路６０）と、
を備えることを特徴とする。

請求項５に記載の発明は、請求項４に記載のＯＦＤＭ復調装置において、
前記第２の算出手段は、前記相関係数算出手段によって算出された係数がより大きな相関を示す値である程、時間軸方向の補正の程度をより強くした補正値を算出することを特徴とする。

請求項６に記載の発明は、
周波数が異なる複数の搬送波に対して情報が分割されて直交変調された複数のサブキャリアでなるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相とを持つ同期信号が前記シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調回路（例えば、図１のＯＦＤＭ復調装置１）において、
前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のサブキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換回路（例えば、図１のＦＦＴ回路４０）と、
この変換回路により変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出回路（例えば、図２のＳＰ信号抽出回路５１）と、
この抽出回路により抽出された同期信号のうち、補正対象のサブキャリアを含むシンボルである補正対象シンボル内の同期信号に基づいて、当該補正対象のサブキャリアを周波数軸方向に補正する補正値を算出する第１の算出回路（例えば、図２のキャリアフィルタ回路５２）と、
前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボル内における前記補正対象のサブキャリアと同一周波数のサブキャリアに基づいて、前記第１の算出回路により補正値が算出された当該補正対象のサブキャリアを更に時間軸方向に補正する補正値を算出する第２の算出回路（例えば、図２のシンボルフィルタ回路５４）と、
予め定められた値を記憶する記憶回路（例えば、図２の比較判定回路５７）と、
前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボルそれぞれの伝送路特性の相関関係を示す係数を算出する相関係数算出回路（例えば、図２の相関係数算出回路５６）と、
この相関係数算出回路により算出された係数の値と前記記憶回路に記憶された値とを比較する比較回路（例えば、図２の比較判定回路５７）と、
この比較回路により比較された結果に基づいて前記第１又は第２の算出回路を選択する選択回路（例えば、図２の選択回路５８）と、
この選択回路により選択された第１又は第２の算出回路により算出された補正値を用いて前記変換回路により変換されたデータ信号を波形等価する波形等価回路（例えば、図２の等価処理回路５９）と、
この波形等価回路により波形等価されたデータ信号を復調する復調回路（例えば、図１の復調回路６０）と、
を備えることを特徴とする。

請求項７に記載の発明は、請求項６に記載のＯＦＤＭ復調回路において、
前記選択回路は、前記比較回路による比較の結果、前記相関係数算出回路により算出された係数の値が前記記憶回路に記憶された値より小さい場合に前記第１の算出回路を選択することを特徴とする。

請求項８に記載の発明は、請求項６に記載のＯＦＤＭ復調回路において、
前記選択回路は、前記比較回路による比較の結果、前記相関係数算出回路により算出された係数の値が前記記憶回路に記憶された値と等しい又は大きい場合に前記第２の算出回路を選択することを特徴とする。

請求項９に記載の発明は、
周波数が異なる複数の搬送波に対して情報が分割されて直交変調された複数のサブキャリアでなるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相とを持つ同期信号が前記シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調回路（例えば、図１のＯＦＤＭ復調装置１）において、
前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のサブキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換回路（例えば、図１のＦＦＴ回路４０）と、
この変換回路により変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出回路（例えば、図７のＳＰ信号抽出回路５１）と、
この抽出回路により抽出された同期信号のうち、補正対象のサブキャリアを含むシンボルである補正対象シンボル内の同期信号に基づいて、当該補正対象のサブキャリアを周波数軸方向に補正する補正値を算出する第１の算出回路（例えば、図７のキャリアフィルタ回路５２）と、
前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた所定数のシンボルそれぞれの伝送路特性の相関関係を示す係数を算出する相関係数算出回路（例えば、図７の相関係数算出回路５６）と、
前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボル内における前記補正対象のサブキャリアと同一周波数のサブキャリアに基づいて、前記第１の算出回路により補正値が算出された当該補正対象のサブキャリアを更に時間軸方向に補正する補正値を算出する回路であって、当該補正の程度を前記相関係数算出回路によって算出された係数に応じて変更しつつ算出する第２の算出回路（例えば、図７のシンボルフィルタ回路５４Ａ）と、
この第２の算出回路により算出されたサブキャリアの補正値を用いて前記変換回路により変換されたデータ信号を波形等価する波形等価回路（例えば、図７の等価処理回路５９）と、
この波形等価回路により波形等価されたデータ信号を復調する復調回路（例えば、図１の復調回路６０）と、
を備えることを特徴とする。

請求項１０に記載の発明は、請求項９に記載のＯＦＤＭ復調回路において、
前記第２の算出回路は、前記相関係数算出回路によって算出された係数がより大きな相関を示す値である程、時間軸方向の補正の程度をより強くした補正値を算出することを特徴とする。

請求項１１に記載の発明は、
周波数が異なる複数の搬送波に対して情報が分割されて直交変調された複数のサブキャリアでなるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相とを持つ同期信号が前記シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調方法において、
前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のサブキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換工程（例えば、図１のＦＦＴ回路４０）と、
この変換工程により変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出工程（例えば、図２のＳＰ信号抽出回路５１）と、
この抽出工程により抽出された同期信号のうち、補正対象のサブキャリアを含むシンボルである補正対象シンボル内の同期信号に基づいて、当該補正対象のサブキャリアを周波数軸方向に補正する補正値を算出する第１の算出工程（例えば、図２のキャリアフィルタ回路５２）と、
前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボル内における前記補正対象のサブキャリアと同一周波数のサブキャリアに基づいて、前記第１の算出工程により補正値が算出された当該補正対象のサブキャリアを更に時間軸方向に補正する補正値を算出する第２の算出工程（例えば、図２のシンボルフィルタ回路５４）と、
前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボルそれぞれの伝送路特性の相関関係を示す係数を算出する相関係数算出工程（例えば、図２の相関係数算出回路５６）と、
この相関係数算出工程により算出された係数の値と予め定められた値とを比較する比較工程（例えば、図２の比較判定回路５７）と、
この比較工程により比較された結果に基づいて前記第１又は第２の算出工程を選択する選択工程（例えば、図２の選択回路５８）と、
この選択工程により選択された第１又は第２の算出工程により算出された補正値を用いて前記変換工程により変換されたデータ信号を波形等価する波形等価工程（例えば、図２の等価処理回路５９）と、
この波形等価工程により波形等価されたデータ信号を復調する復調工程（例えば、図１の復調回路６０）と、
を含むことを特徴とする。

請求項１２に記載の発明は、
周波数が異なる複数の搬送波に対して情報が分割されて直交変調された複数のサブキャリアでなるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相とを持つ同期信号が前記シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調方法において、
前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のサブキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換工程（例えば、図１のＦＦＴ回路４０）と、
この変換工程により変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出工程（例えば、図７のＳＰ信号抽出回路５１）と、
この抽出工程により抽出された同期信号のうち、補正対象のサブキャリアを含むシンボルである補正対象シンボル内の同期信号に基づいて、当該補正対象のサブキャリアを波数軸方向に補正する補正値を算出する第１の算出工程（例えば、図７のキャリアフィルタ回路５２）と、
前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボルそれぞれの伝送路特性の相関関係を示す係数を算出する相関係数算出工程（例えば、図７の相関係数算出回路５６）と、
前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボル内の前記補正対象のサブキャリアと同一周波数のサブキャリアに基づいて、前記第１の算出工程により補正値が算出された当該補正対象のサブキャリアを更に時間軸方向に補正する補正値を算出する工程であって、当該補正の程度を前記相関係数算出工程によって算出された係数に応じて変更しつつ算出する第２の算出工程（例えば、図７のシンボルフィルタ回路５４Ａ）と、
この第２の算出工程により算出されたサブキャリアの補正値を用いて前記変換工程により変換されたデータ信号を波形等価する波形等価工程（例えば、図７の等価処理回路５９）と、
この波形等価工程により波形等価されたデータ信号を復調する復調工程（例えば、図１の復調回路６０）と、
を含むことを特徴とする。

請求項１に記載の発明によれば、補正対象のサブキャリアから時間軸方向（シンボル方向）に対して前後に離れたシンボルの伝送路特性の相関関係を示す係数が所定の値と比較された結果に基づいて、（１）補正対象のサブキャリアを周波数軸方向（キャリア方向）に補正した補正値、（２）この周波数軸方向に補正した補正値を更に時間軸方向に補正した補正値、の何れか一方が選択され、選択された補正値を用いて波形等価が行われる。即ち、シンボルの伝送路特性の相関関係を示す係数に基づいて、時間軸方向に補正した補正値を波形等価に用いるか否かが判断される。従って、例えば振幅変動が大きくとも、シンボルの伝送路特性の相関関数を示す係数が大きい、即ちシンボル全体としての周波数特性の変化が小さいとみなされる場合には、周波数軸方向の補正に加えて更に時間軸方向も補正した補正値が波形等価に用いられることになる。これにより、シンボル全体としての伝送路特性の変化に応じたより適切な波形等価が実現される。

請求項２に記載の発明によれば、シンボルの伝送路特性の相関関係を示す値が所定の値より小さい場合、（１）補正対象のサブキャリアを周波数軸方向に補正した補正値が選択される。つまり、相関関係を示す係数がある程度小さい、即ち伝送路特性の変化がある程度大きいとみなされる場合には、周波数軸方向のみの補正値を用いて波形等価が行われる。

請求項３に記載の発明によれば、相関関係を示す係数が所定の値と等しい又は大きい場合、（２）補正対象のサブキャリアを周波数軸方向に補正し、更に時間軸方向に補正した補正値が選択される。つまり、相関関係を示す係数がある程度大きい、即ち伝送路特性の変化がある程度小さいとみなされる場合には、周波数軸方向の補正値を更に時間軸方向に補正した補正値を用いて波形等価が行われる。

請求項４に記載の発明によれば、補正対象のサブキャリアを周波数軸方向に補正し、更に時間軸方向に補正した補正値を用いて波形等価が行われる際に、補正対象のサブキャリアから時間軸方向に対して前後に離れたシンボルの伝送路特性の相関関係を示す係数に応じて、時間軸方向への補正の程度が変更される。即ち、シンボルの伝送路特性の相関関係を示す係数に基づいて、時間軸方向の補正の程度が変更される。従って、例えば、振幅変動が大きくとも、シンボルの伝送路特性の相関関数を示す係数が大きい、即ち周波数特性の変化が小さいとみなされる場合には、時間軸方向の補正の程度を強くするといったことにより、より適切な波形等価が実現される。

請求項５に記載の発明によれば、シンボルの伝送特性の相関関係を示す係数がより大きな相関を示す値である程、時間軸方向への補正の程度がより強くされる。即ち、シンボル全体としての周波数特性の変化が小さい程、時間軸方向の補正の程度が強められるため、より適切な波形等価が実現される。

以下、図面を参照して本発明に好適な実施形態を説明する。尚、以下では、本発明を、ＯＦＤＭ方式の地上波デジタル放送の電波を受信する受信装置に適用した場合を説明するが、本発明の適用可能な実施形態がこれに限定されるものではない。

〔第１実施形態〕
先ず、第１実施形態を説明する。

図１は、本実施形態における、ＯＦＤＭ方式の地上波デジタルテレビ放送の電波を受信して復調するＯＦＤＭ復調装置１の構成を示すブロック図である。同図によれば、ＯＦＤＭ復調装置１は、受信アンテナ１０と、チューナ回路２０と、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）回路３０と、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）回路４０と、伝送路等価回路５０と、復調回路６０と、誤り訂正回路７０とを備えて構成される。

受信アンテナ１０で受信された受信信号は、チューナ回路２０により増幅され、所望の放送周波数への同調が行われる。チューナ回路２０から出力された信号は、ＡＤＣ回路３０によってアナログ信号からデジタル信号に変換され、ＦＦＴ回路４０によってフーリエ変換処理が行なわれて周波数領域の信号に変換される。

ＦＦＴ回路４０から出力された信号は、伝送路等価回路５０によって波形等価（振幅等価及び位相等価）処理が施され、更に復調回路６０によって復調処理が施される。復調回路６０から出力された信号は、誤り訂正回路７０によってビダビ復号やリードソロモン符号等の誤り訂正処理が施され、ＴＳ（Transport Stream）としてＯＦＤＭ復調装置１の外部へ出力される。

本実施形態は伝送路等価回路５０に特徴を有する実施形態であるため、以下、この伝送路等価回路５０を中心に説明する。伝送路等価回路５０は、ＦＦＴ回路４０から入力される信号に含まれるＳＰ信号を用いた波形等価を行う。ここで、ＳＰ信号とは、ＯＦＤＭ方式を採用する地上波デジタルテレビ放送の規格により、伝送信号中に分散して配置された、所定の振幅（電力）及び位相を有する信号である。

例えば、日本における規格であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting−Terrestrial）では、キャリア方向（周波数軸方向）に１２本のサブキャリア（以下、単に「キャリア」という）に１本の割合でＢＰＳＫ変調されたＳＰ信号が挿入されている。即ち、１シンボル当たり３６個のＳＰ信号が配置されている。また、ＳＰ信号は、シンボル毎にシンボル方向（時間軸方向）に３キャリアづつキャリア方向にシフトして配置されている。

図２は、伝送路等価回路５０の構成を示すブロック図である。同図によれば、伝送路等価回路５０は、ＳＰ信号抽出回路５１，５５と、キャリアフィルタ回路５２と、メモリ５３と、シンボルフィルタ回路５４と、相関係数算出回路５６と、比較判定回路５７と、選択回路５８と、等価処理回路５９とを有して構成される。

ＳＰ信号抽出回路５１は、ＦＦＴ回路４０から入力される周波数領域の信号からＳＰ信号を抽出して出力する。

キャリアフィルタ回路５２は、ＳＰ信号抽出回路５１から入力されるＳＰ信号を基にキャリア方向（周波数軸方向）の補正を行うことでキャリア補間し、ＳＰ信号以外の各キャリアの伝送路特性の予測値を補正値として算出する。

図３に、キャリアフィルタ回路５２における処理の概念を示す。同図では、横方向をキャリア方向とし、シンボル番号ｍのシンボル内の一部のキャリアと、これら各キャリアの値とを示している。同図に示すように、キャリアフィルタ回路５２では、補正対象キャリアについて、当該補正対象キャリアが含まれるシンボル（補正対象シンボル）内の所定数のＳＰ信号を直線補間することにより、当該補正対象キャリアの補正値が算出される。

例えば同図では、シンボル番号ｍのシンボルに含まれる補正対象キャリアＳＣ（ｐ，ｍ）（但し、ｎ＜ｐ＜ｎ＋１２、とする）からキャリア方向に前後３個ずつ計６個のＳＰ信号ＳＣ（ｎ−２４，ｍ）、ＳＣ（ｎ−１２，ｍ）、ＳＣ（ｎ，ｍ）、ＳＣ（ｎ＋１２，ｍ）、ＳＣ（ｎ＋２４，ｍ）、ＳＣ（ｎ＋３６，ｍ）を直線補間することで、この補正対象キャリアＳＣ（ｐ，ｍ）の補正値が算出される。

ここで、ＳＣ（ｎ−２４，ｍ）の値をＨ１、ＳＣ（ｎ−１２，ｍ）の値をＨ２、ＳＣ（ｎ，ｍ）の値をＨ３、ＳＣ（ｎ＋１２，ｍ）の値をＨ４、ＳＣ（ｎ＋２４，ｍ）の値をＨ５、ＳＣ（ｎ＋３６，ｍ）の値をＨ６としたとき、これらの値Ｈ１〜Ｈ６を結ぶ直線上であって、補正対象信号ＳＣ（ｐ，ｍ）に対応する値が、この補正対象信号ＳＣ（ｐ，ｍ）の補正値Ｈ７となる。

尚ここで、同図に示すように、例えばＳＣ（ｎ＋２４，ｍ）の値が、値Ｈ５´のように他の値Ｈ１〜Ｈ４，Ｈ６から大きくかけ離れる値である場合、この値Ｈ５´を除いて直線補間することとしても良い。また、補正対象キャリアからキャリア方向に前後３個づつのＳＰ信号を直線補間することとしたが、補間に用いるＳＰ信号の数はこれに限定されるものではない。

キャリアフィルタ回路５２によって算出された各キャリアの補正値は、ＳＰ信号抽出回路５１により抽出された各ＳＰ信号の値とともにメモリ５３に記憶される。

シンボルフィルタ回路５４は、メモリ５３に記憶されている各キャリアの値を基にシンボル方向（時間軸方向）の補正を行い、ＳＰ信号以外の各キャリアの伝送路特性の予測値を補正値として算出する。

図４に、シンボルフィルタ回路５４における処理の概念を示す。同図（ａ）では、横軸をキャリア方向、縦軸をシンボル方向とし、シンボル番号（ｍ−２）〜（ｍ＋２）の各シンボル内の一部のキャリアを示している。また、同図（ｂ）では、同図（ａ）におけるシンボル番号ｎの複数のキャリアと、これら各キャリアの値とを示している。

同図（ａ）に示すように、シンボルフィルタ回路５４では、補正対象キャリアと、当該補正対象キャリアとキャリア方向に対して同一位置（同一周波数）であり、シンボル方向に対して前後に離れた所定数のキャリアとを直線補間することにより、この補正対象キャリアの補正値が算出される。

例えば同図（ａ）では、シンボル番号ｍのシンボルに含まれる補正対象キャリアＳＣ（ｎ，ｍ）と、この補正対象キャリアシンボル方向に離れた補正対象キャリアＳＣ（ｎ，ｍ）の前後２個ずつのキャリアＳＣ（ｎ，ｍ−２）、ＳＣ（ｎ，ｍ−１）、ＳＣ（ｎ，ｍ＋１）、ＳＣ（ｎ，ｍ＋２）との計５個のキャリアを、同図（ｂ）に示すように直線補間することで、この補正対象キャリアＳＣ（ｎ，ｍ）の補正値が算出される。ここで、ＳＣ（ｎ，ｍ−２）、ＳＣ（ｎ，ｍ＋２）はＳＰ信号であり、ＳＣ（ｎ，ｍ−１）、ＳＣ（ｎ，ｍ）、ＳＣ（ｎ，ｍ＋１）は、キャリアフィルタ回路５２によってキャリア補間された補正値である。

つまり、同図では、補正対象キャリアを中心とするその前後２個づつの計５個のキャリアが直線補間されるので、算出される補正対象キャリアの補正値は、これら５個のキャリアの平均値に相当する。即ち、ＳＣ（ｎ，ｍ−２）の値をＨ１１、ＳＣ（ｎ，ｍ−１）の値をＨ１２、ＳＣ（ｎ，ｍ）の値をＨ１３、ＳＣ（ｎ，ｍ＋１）の値をＨ１４、ＳＣ（ｎ，ｍ＋２）の値をＨ１５とすると、補正対象キャリアＳＣ（ｎ，ｍ）の補正値Ｈ１６は、次式（１）で与えられる。
Ｈ１６＝（Ｈ１１＋Ｈ１２＋Ｈ１３＋Ｈ１４＋Ｈ１５）／５ ・・（１）

尚ここでは、補正対象キャリアからシンボル方向に前後２個づつのキャリアを用いることとしたが、この数はこれに限定されるものではない。

ＳＰ信号抽出回路５５は、メモリ５３に記憶されている各キャリアのうちからＳＰ信号を読み出して出力する。

相関係数算出回路５６は、ＳＰ信号抽出回路５５から入力されるＳＰ信号に基づいて、補正対象のキャリアＳＣが含まれるシンボル（以下、「補正対象シンボル」という）からシンボル方向に対して前後に所定距離だけ離れた２つのシンボルの伝送路特性の相関関係を示す相関係数ＣＣを二乗した値ＣＣ^２を算出して出力する。

具体的には、補正対象キャリアが含まれる補正対象シンボルのシンボル番号をｍとすると、このシンボルからシンボル方向に対して前後に２シンボル離れたシンボル番号（ｍ−２）、（ｍ＋２）の２つのシンボルそれぞれの全体としての伝送路特性の相関関係を示す相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２を、次式（２）に従って算出する。

上式（２）において、Ｍは、１シンボル内のＳＰ信号の個数であり、Ｇは、シンボル番号（ｍ−２）のシンボル内の各ＳＰ信号の値であり、Ｆは、シンボル番号（ｍ＋２）のシンボル内の各ＳＰ信号の値である。この式（２）は、２つのデータの相関の程度を算出する一般的な関数式である。そして、この式（２）に従って算出される相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２は、「０≦ＣＣ^２≦１」の範囲の値となる。

ここで、相関係数算出回路５６が相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２を算出するのは、次の理由による。即ち、相関係数ＣＣは次式（３）により算出されるが、この算出式にはルート（二乗根）が含まれる。そこで、相関係数算出回路５６は、演算処理の簡単のため、式（２）に従って、式（３）で与えられる相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２を算出する。

尚ここでは、補正対象のキャリアを含むシンボルｍからシンボル方向に対して前後に２シンボル離れたシンボル番号（ｍ−２）、（ｍ＋２）のシンボルの相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２を算出することとしたが、これに限らず、シンボル方向に対して前後に１シンボル離れたシンボルとしても良いし、３シンボル以上離れたシンボルとしても良い。また、相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２の算出式は式（２）に限らず、他の算出式としても良い。

比較判定回路５７は、相関係数算出回路５６から入力される相関係数ＣＣを、不図示のメモリに記憶された予め定められた規定値αと比較し、比較結果に応じた信号を出力する。ここで、相関係数算出回路５６からは、相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２が入力される。このため、比較判定回路５７は、入力される相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２と規定値αの二乗値α^２とを比較し、比較結果に応じた信号を出力する。

具体的には、相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２が規定値αの二乗値α^２以上である場合は、隣接するシンボルの周波数軸方向に対する特性変化がほぼ一致していると判断し、比較結果として“Ｈ”レベルの信号を出力する。また、相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２が規定値αの二乗値α^２未満である場合には、隣接するシンボルの周波数軸方向に対する特性変化が一致していないものと判断し、比較結果として“Ｌ”レベルの信号を出力する。

尚ここで、相関係数算出回路５６は、式（２）に従って相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２を算出することとしたが、式（３）に従って相関係数ＣＣそのものを算出し、比較判定回路は、この相関係数ＣＣと規定値αとを比較することとしても良い。

選択回路５８は、比較判定回路５７から入力される信号に応じて、メモリ５３から読み出した補正対象キャリアの値ａ、シンボルフィルタ回路５４から入力される補正対象キャリアの補正値ｂの何れかを選択し、波形等価のための補正値ｃとして出力する。具体的には、比較判定回路５７からの入力信号のレベルが“Ｌ”である場合にはメモリ５３から読み出した値ａを、“Ｈ”である場合にはシンボルフィルタ回路５４から入力される補正値ｂをそれぞれ選択し、補正値ｃとして出力する。

等価処理回路５９は、選択回路５８から入力された補正値ｃを用いて、例えばＦＦＴ回路４０から入力された信号を除算することで、ＦＦＴ回路４０から入力される信号の波形等価を行う。

図５，６に、２つのシンボルそれぞれの伝送路特性の一例を示す。図５，６とも、横軸をキャリア番号、縦軸を各ＳＰ信号の大きさ（値）として、２つの異なるシンボルについて、シンボル内の各ＳＰ信号の値をプロットしたグラフを示している。また、比較判定回路５７による比較の基準となる規定値αの二乗値α^２を「０．５」とする。

図５の場合、２つのシンボルの伝送路特性は、同図のグラフ形状から分かるように、周波数軸方向に対する特性変化がほぼ一致しており、その相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２は「０．５３８８０４」である。従って、この相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２は規定値αの二乗値α^２以上であり、シンボルフィルタ回路５４から出力される補正値、即ちキャリア方向の補正に加えてシンボル方向の補正が行われた補正値を用いて波形等価が行われる。

一方、図６の場合には、２つのシンボルの伝送路特性は、同図のグラフ形状から分かるように、周波数軸方向に対する特性変化は略一致するとはいい難く、その相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２は「０．１２０７２４４」である。従って、この相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２は規定値αの二乗値α^２未満であり、メモリ５３に記憶されているキャリアフィルタ回路５２から出力された補正値、即ち、キャリア方向の補正のみが行われた補正値を用いて波形等価が行われる。

以上、第１実施形態によれば、伝送路等価回路５０では、相関係数算出回路５６により、ＦＦＴ回路４０から入力される信号から抽出されたＳＰ信号を基に、補正対象キャリアを含むシンボルからシンボル方向に対して前後に離れたシンボルそれぞれの相関関係を示す相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２が算出される。そして、この相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２が規定値αの二乗値α^２以上である場合には、キャリア方向の補正に加えて更に、シンボルフィルタ回路５４から出力されるシンボル方向の補正を行った補正値を用いて、等価処理回路５９が波形等価を行う。一方、相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２が規定値αの二乗値α^２未満である場合には、キャリアフィルタ回路５２から出力される、キャリア方向のみの補正を行った補正値を用いて、等価処理回路５９が波形等価を行う。

即ち、シンボル全体としての伝送路特性の変化を、異なるシンボル同士の相関関係を示す相関係数ＣＣとして算出し、この算出した相関係数ＣＣに基づいて、キャリア方向に補正した補正値を波形等価に用いるか否かが判断される。従って、相関係数ＣＣが大きい場合には、例えば振幅変動が大きくとも、シンボル全体の周波数特性の変化が小さいとみなされて、キャリア方向への補正に加えて更にシンボル方向へ補正した補正値が波形等価に用いられることになる。従って、シンボル全体としての伝送路特性の変化に応じた、より適切な波形等価が実現される。

〔第２実施形態〕
次に、第２実施形態を説明する。
第２実施形態におけるＯＦＤＭ復調装置の構成は、第１実施形態において説明した伝送路等価回路５０を、図７に示す伝送路等価回路５０Ａとしたものである。従って、以下では、同一の構成要素については同符号を付し、伝送路等価回路５０Ａを中心に説明する。

図７は、第２実施形態における伝送路等価回路５０Ａの構成を示すブロック図である。同図によれば、伝送路等価回路５０Ａは、ＳＰ信号抽出回路５１，５５と、キャリアフィルタ回路５２と、メモリ５３と、シンボルフィルタ回路５４Ａと、相関係数算出回路５６と、等価処理回路５９とを有して構成される。

シンボルフィルタ回路５４Ａは、メモリ５３に記憶された各キャリアの値、及び、相関係数算出回路５６から入力される相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２を基にシンボル方向の補正を行い、ＳＰ信号以外の各キャリアの補正値を算出する。具体的には、補正対象キャリアと、当該補正対象キャリアとキャリア方向に同一位置であり、シンボル方向に対して前後に離れた所定数のキャリアを相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２で重み付けした値との合成値を、当該補正対象キャリアの補正値とする。

例えば、第１実施形態において図４に示したように、補正対象キャリアＳＣ（ｎ，ｍ）と、シンボル方向に離れた補正対象キャリアＳＣ（ｎ，ｍ）の前後２個づつのキャリアＳＣ（ｎ，ｍ−２）、ＳＣ（ｎ，ｍ−１）、ＳＣ（ｎ，ｍ＋１）、ＳＣ（ｎ，ｍ＋２）との計５個のキャリアに基づく場合には、当該補正対象キャリアＳＣ（ｎ，ｍ）の補正値Ｈ１７を次式（４）に従って、算出する。

上式（４）において、Ｈ１１はＳＣ（ｎ，ｍ−２）の値であり、Ｈ１２はＳＣ（ｎ，ｍ−１）の値であり、Ｈ１３は補正対象キャリアＳＣ（ｎ，ｍ）の値であり、Ｈ１４はＳＣ（ｎ，ｍ＋１）の値であり、Ｈ１５はＳＣ（ｎ，ｍ＋２）の値である。

式（４）によれば、相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２の値は「０≦ＣＣ^２≦１」であるので、この相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２の値が大きい程、シンボル方向の補正の程度が大きく（強く）なり、逆に相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２の値が小さい程、シンボル方向の補正の程度が小さく（弱く）なる。

尚ここでは、補正対象キャリアからシンボル方向に対して前後に離れた４個のキャリアを用いることとしたが、この数はこれに限定されるものではない。

以上、第２実施形態によれば、伝送路等価回路５０Ａでは、キャリアフィルタ回路５２によりキャリア方向の補正が行われ、更にシンボルフィルタ回路５４Ａによりシンボル方向の補正が行われた補正値を用いて、等価処理回路５９にて波形等価が行われるが、シンボルフィルタ回路５４Ａにおけるシンボル方向の補正の際、補正対象キャリアのシンボル方向に対して前後に離れたキャリアの値が相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２で重み付けされることにより、シンボル方向の補正の程度が変更される。従って、相関係数ＣＣの二乗値ＣＣ^２の値が大きい場合には、例えば振幅変動が大きくとも、シンボル全体としての周波数特性の変化が小さいとみなされてシンボル方向の補正の程度が強くされることにより、より適切な波形等価が実現される。

〔変形例〕
以上、２つの実施形態を説明したが、本発明が適用可能な実施形態がこれに限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能なのは勿論である。

ＯＦＤＭ復調装置の構成図。 第１実施形態における伝送路等価回路の構成図。 キャリアフィルタの概念図。 シンボルフィルタの概念図。 相関係数ＣＣが規定値α以上となる伝送路特性の一例。 相関係数ＣＣが規定値α未満となる伝送路特性の一例。 第２実施形態における伝送路等価回路の構成図。

符号の説明

１ ＯＦＤＭ復調装置
１０ 受信アンテナ
２０ チューナ回路
３０ ＡＤＣ回路
４０ ＦＦＴ回路
５０，５０Ａ 伝送路等価回路
５１，５５ ＳＰ信号抽出回路
５２ キャリアフィルタ回路
５３ メモリ
５４，５４Ａ シンボルフィルタ回路
５６ 相関係数算出回路
５７ 比較判定回路
５８ 選択回路
５９ 等価処理回路
６０ 復調回路
７０ 誤り訂正回路

Claims (12)

1. 周波数が異なる複数の搬送波に対して情報が分割されて直交変調された複数のサブキャリアでなるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相とを持つ同期信号が前記シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
   前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のサブキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換手段と、
   この変換手段により変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出手段と、
   この抽出手段により抽出された同期信号のうち、補正対象のサブキャリアを含むシンボルである補正対象シンボル内の同期信号に基づいて、当該補正対象のサブキャリアを周波数軸方向に補正する補正値を算出する第１の算出手段と、
   前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボル内における前記補正対象のサブキャリアと同一周波数のサブキャリアに基づいて、前記第１の算出手段により補正値が算出された当該補正対象のサブキャリアを更に時間軸方向に補正する補正値を算出する第２の算出手段と、
   予め定められた値を記憶する記憶手段と、
   前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボルそれぞれの伝送路特性の相関関係を示す係数を算出する相関係数算出手段と、
   この相関係数算出手段により算出された係数の値と前記記憶手段に記憶された値とを比較する比較手段と、
   この比較手段により比較された結果に基づいて前記第１又は第２の算出手段を選択する選択手段と、
   この選択手段により選択された第１又は第２の算出手段により算出された補正値を用いて前記変換手段により変換されたデータ信号を波形等価する波形等価手段と、
   この波形等価手段により波形等価されたデータ信号を復調する復調手段と、
   を備えることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
2. 前記選択手段は、前記比較手段による比較の結果、前記相関係数算出手段により算出された係数の値が前記記憶手段に記憶された値より小さい場合に前記第１の算出手段を選択することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
3. 前記選択手段は、前記比較手段による比較の結果、前記相関係数算出手段により算出された係数の値が前記記憶手段に記憶された値と等しい又は大きい場合に前記第２の算出手段を選択することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
4. 周波数が異なる複数の搬送波に対して情報が分割されて直交変調された複数のサブキャリアでなるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相とを持つ同期信号が前記シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
   前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のサブキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換手段と、
   この変換手段により変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出手段と、
   この抽出手段により抽出された同期信号のうち、補正対象のサブキャリアを含むシンボルである補正対象シンボル内の同期信号に基づいて、当該補正対象のサブキャリアを周波数軸方向に補正する補正値を算出する第１の算出手段と、
   前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボルそれぞれの伝送路特性の相関関係を示す係数を算出する相関係数算出手段と、
   前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボル内における前記補正対象のサブキャリアと同一周波数のサブキャリアに基づいて、前記第１の算出手段により補正値が算出された当該補正対象のサブキャリアを更に時間軸方向に補正する補正値を算出する手段であって、当該補正の程度を前記相関係数算出手段によって算出された係数に応じて変更しつつ算出する第２の算出手段と、
   この第２の算出手段により算出されたサブキャリアの補正値を用いて前記変換手段により変換されたデータ信号を波形等価する波形等価手段と、
   この波形等価手段により波形等価されたデータ信号を復調する復調手段と、
   を備えることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
5. 前記第２の算出手段は、前記相関係数算出手段によって算出された係数がより大きな相関を示す値である程、時間軸方向の補正の程度をより強くした補正値を算出することを特徴とする請求項４に記載のＯＦＤＭ復調装置。
6. 周波数が異なる複数の搬送波に対して情報が分割されて直交変調された複数のサブキャリアでなるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相とを持つ同期信号が前記シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調回路において、
   前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のサブキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換回路と、
   この変換回路により変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出回路と、
   この抽出回路により抽出された同期信号のうち、補正対象のサブキャリアを含むシンボルである補正対象シンボル内の同期信号に基づいて、当該補正対象のサブキャリアを周波数軸方向に補正する補正値を算出する第１の算出回路と、
   前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボル内における前記補正対象のサブキャリアと同一周波数のサブキャリアに基づいて、前記第１の算出回路により補正値が算出された当該補正対象のサブキャリアを更に時間軸方向に補正する補正値を算出する第２の算出回路と、
   予め定められた値を記憶する記憶回路と、
   前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボルそれぞれの伝送路特性の相関関係を示す係数を算出する相関係数算出回路と、
   この相関係数算出回路により算出された係数の値と前記記憶回路に記憶された値とを比較する比較回路と、
   この比較回路により比較された結果に基づいて前記第１又は第２の算出回路を選択する選択回路と、
   この選択回路により選択された第１又は第２の算出回路により算出された補正値を用いて前記変換回路により変換されたデータ信号を波形等価する波形等価回路と、
   この波形等価回路により波形等価されたデータ信号を復調する復調回路と、
   を備えることを特徴とするＯＦＤＭ復調回路。
7. 前記選択回路は、前記比較回路による比較の結果、前記相関係数算出回路により算出された係数の値が前記記憶回路に記憶された値より小さい場合に前記第１の算出回路を選択することを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ復調回路。
8. 前記選択回路は、前記比較回路による比較の結果、前記相関係数算出回路により算出された係数の値が前記記憶回路に記憶された値と等しい又は大きい場合に前記第２の算出回路を選択することを特徴とする請求項６に記載のＯＦＤＭ復調回路。
9. 周波数が異なる複数の搬送波に対して情報が分割されて直交変調された複数のサブキャリアでなるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相とを持つ同期信号が前記シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調回路において、
   前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のサブキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換回路と、
   この変換回路により変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出回路と、
   この抽出回路により抽出された同期信号のうち、補正対象のサブキャリアを含むシンボルである補正対象シンボル内の同期信号に基づいて、当該補正対象のサブキャリアを波数軸方向に補正する補正値を算出する第１の算出回路と、
   前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボルそれぞれの伝送路特性の相関関係を示す係数を算出する相関係数算出回路と、
   前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボル内における前記補正対象のサブキャリアと同一周波数のサブキャリアに基づいて、前記第１の算出回路により補正値が算出された当該補正対象のサブキャリアを更に時間軸方向に補正する補正値を算出する回路であって、当該補正の程度を前記相関係数算出回路によって算出された係数に応じて変更しつつ算出する第２の算出回路と、
   この第２の算出回路により算出されたサブキャリアの補正値を用いて前記変換回路により変換されたデータ信号を波形等価する波形等価回路と、
   この波形等価回路により波形等価されたデータ信号を復調する復調回路と、
   を備えることを特徴とするＯＦＤＭ復調回路。
10. 前記第２の算出回路は、前記相関係数算出回路によって算出された係数がより大きな相関を示す値である程、時間軸方向の補正の程度をより強くした補正値を算出することを特徴とする請求項９に記載のＯＦＤＭ復調回路。
11. 周波数が異なる複数の搬送波に対して情報が分割されて直交変調された複数のサブキャリアでなるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相とを持つ同期信号が前記シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調方法において、
    前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のサブキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換工程と、
    この変換工程により変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出工程と、
    この抽出工程により抽出された同期信号のうち、補正対象のサブキャリアを含むシンボルである補正対象シンボル内の同期信号に基づいて、当該補正対象のサブキャリアを周波数軸方向に補正する補正値を算出する第１の算出工程と、
    前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボル内における前記補正対象のサブキャリアと同一周波数のサブキャリアに基づいて、前記第１の算出工程により補正値が算出された当該補正対象のサブキャリアを更に時間軸方向に補正する補正値を算出する第２の算出工程と、
    前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボルそれぞれの伝送路特性の相関関係を示す係数を算出する相関係数算出工程と、
    この相関係数算出工程により算出された係数の値と予め定められた値とを比較する比較工程と、
    この比較工程により比較された結果に基づいて前記第１又は第２の算出工程を選択する選択工程と、
    この選択工程により選択された第１又は第２の算出工程により算出された補正値を用いて前記変換工程により変換されたデータ信号を波形等価する波形等価工程と、
    この波形等価工程により波形等価されたデータ信号を復調する復調工程と、
    を含むことを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
12. 周波数が異なる複数の搬送波に対して情報が分割されて直交変調された複数のサブキャリアでなるシンボルを伝送単位とし、既知の電力と既知の位相とを持つ同期信号が前記シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重信号を復調するＯＦＤＭ復調方法において、
    前記直交周波数分割多重信号を前記シンボル単位のサブキャリアから構成されるデータ信号に変換する変換工程と、
    この変換工程により変換されたデータ信号から同期信号を抽出する抽出工程と、
    この抽出工程により抽出された同期信号のうち、補正対象のサブキャリアを含むシンボルである補正対象シンボル内の同期信号に基づいて、当該補正対象のサブキャリアを波数軸方向に補正する補正値を算出する第１の算出工程と、
    前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボルそれぞれの伝送路特性の相関関係を示す係数を算出する相関係数算出工程と、
    前記補正対象シンボルから時間軸方向に対して前後に離れた複数のシンボル内における前記補正対象のサブキャリアと同一周波数のサブキャリアに基づいて、前記第１の算出工程により補正値が算出された当該補正対象のサブキャリアを更に時間軸方向に補正する補正値を算出する工程であって、当該補正の程度を前記相関係数算出工程によって算出された係数に応じて変更しつつ算出する第２の算出工程と、
    この第２の算出工程により算出されたサブキャリアの補正値を用いて前記変換工程により変換されたデータ信号を波形等価する波形等価工程と、
    この波形等価工程により波形等価されたデータ信号を復調する復調工程と、
    を含むことを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。