JP4157159B1 - 受信装置及び受信方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、ＯＦＤＭ信号の受信装置において、離散フーリエ変換後のキャリア間干渉による受信性能の劣化を軽減することを目的とする。周波数変換部（１）は受信信号を所望の周波数に周波数変換する。時間軸データ拡張部（２）は、周波数変換部（１）の出力から少なくともガードインターバルを含めた１シンボル分に相当するＫ＋Ｎ個のデータを抽出し、その前後に０を付加することで２Ｎ個のデータを生成する。窓整形部（３）は時間軸データ拡張部２の出力に窓係数を乗算して波形整形し、離散フーリエ変換部（４）は窓整形部（３）の出力に対して離散フーリエ変換を行う。復調部（５）はサブキャリア成分を抽出してサブキャリアの復調を行う。キャリア間干渉成分算出部（６）は離散フーリエ変換部（４）の出力よりキャリア間干渉成分を算出する。窓係数生成部（７）は、キャリア間干渉成分算出部（６）の出力に基づき窓係数を選択して、窓整形部（３）に出力する。
【選択図】図１

Description

この発明は、直交周波数分割多重された信号（以下、「ＯＦＤＭ信号」とも言う。）を受信する受信装置（受信機とも言う。）及び受信方法に関する。

従来の直交周波数分割多重信号の受信装置は、受信信号を所定の周波数帯域に周波数変換し、直並列変換を行った後、サブキャリア数以上の離散データ数を変換可能な離散フーリエ変換を行ってサブキャリア毎の受信信号を生成するように構成されている（非特許文献１参照）。各サブキャリアの復調は、サブキャリア変調方式としてＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）が採用されている場合、例えば送信信号に予め挿入されている既知信号（以下、「パイロット信号」とも言う。）を用いて伝送路における各サブキャリアの振幅及び位相変動量を推定し（以下、「伝送路推定」とも言う。）、その推定結果に基づいてサブキャリアの振幅及び位相を補正する（以下、「等化」とも言う。）ことで実現する。

特開２０００−２３６３１３号公報（図９） 伊丹誠 著、「わかりやすいＯＦＤＭ技術」オーム社、pp．39-44

従来の受信装置では、所定の周波数に周波数変換した受信信号に対して、送受信間のシンボル同期タイミングに従ってＦＦＴ（Fast Fourier Transform）に代表される離散フーリエ変換を行い、サブキャリア毎の受信信号を算出する。従って、送受信間でサブキャリア周波数が同期していない場合やシンボルタイミング同期がずれてシンボル間干渉が発生している場合、伝送路特性の時間変動に起因してサブキャリア周波数のドップラーシフトが発生している場合等に、キャリア間干渉が大きくなり、送信データを誤って再生する確率が増大してしまうという問題点があった。

この発明は、上述の様な課題を解消するためになされたものであり、離散フーリエ変換後のキャリア間干渉による劣化を低減し、受信装置において送信データを正しく再生することを目的とする。

本発明の主題は、送信データをＭ個のサブキャリアで送信するために、各サブキャリアの送信データを所定の変調方式に応じた信号点配置にマッピングし、Ｎ点（Ｎ＞Ｍ）の逆離散フーリエ変換を行った後、逆離散フーリエ変換出力の信号最後尾Ｋ個（Ｋ＜Ｎ）のデータをガードインターバルとして信号先頭に付加して生成した直交周波数分割多重信号を受信する受信装置であって、前記受信信号を所望の周波数に周波数変換する周波数変換部と、前記周波数変換部の出力からＮ個のデータを抽出し、抽出したＮ個のデータのみを使用して２Ｎ個のデータを生成する第２時間軸データ拡張部と、前記第２時間軸データ拡張部の出力に窓係数を乗算して波形整形する窓整形部と、前記窓整形部の出力に対して２Ｎ点の離散フーリエ変換を行う離散フーリエ変換部と、前記離散フーリエ変換部の出力から、送信されたサブキャリア成分を抽出してサブキャリアの復調を行う復調部と、前記離散フーリエ変換部の出力を入力とし、キャリア間干渉成分を算出するキャリア間干渉成分算出部と、前記キャリア間干渉成分算出部の出力に基づき窓関数を選択し、選択した窓関数に応じた前記窓係数を前記窓整形部に出力する窓係数生成部とを備えたことを特徴とする。

本発明の主題によれば、離散フーリエ変換後の信号帯域外成分を用いてリアルタイムに算出したキャリア間干渉成分の大きさに基づいて最適な窓関数を生成し、決定した当該窓関数を用いて離散フーリエ変換前の受信信号に対して波形整形を行った上で、波形整形後の信号に対して離散フーリエ変換を行ってサブキャリア成分を生成しているので、送受信間のサブキャリア周波数同期ずれ、シンボル間干渉を発生させる程度のシンボルタイミング同期ずれ、あるいは伝送路特性の時間変動などに起因するキャリア間干渉が最小となる様に復調動作を行うことが出来、受信装置の受信性能を向上させることが出来る。

以下、この発明の主題の様々な具体化を、添付図面を基に、その効果・利点と共に、詳述する。

本発明の実施の形態１に係る受信装置の構成を示すブロック図である。 時間軸データ拡張部の入力と出力との関係を示す図である。 窓整形部の入力と出力との関係を示す図である。 方形窓関数のインパルス応答波形を示す図である。 キャリア間干渉がある場合のインパルス応答波形を示す図である。 方形窓関数及び本発明による窓関数のインパルス応答波形を示す図である。 キャリア間干渉成分算出部の構成例を示すブロック図である。 キャリア間干渉成分算出部が算出する電力成分を示す図である。 キャリア間干渉成分算出部の変形例を示すブロック図である。 キャリア間干渉成分算出部の更なる変形例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２に係る窓係数生成部を示すブロック図である。 本発明の実施の形態３に係る受信装置の構成を示すブロック図である。

先ず、本発明に係る受信装置の実施の形態の記載に先立ち、本発明を理解するために必要な、本発明で用いる直交周波数分割多重方式の伝送技術、及び、受信技術について簡単に説明する。

直交周波数分割多重方式によるデジタル伝送技術は、互いの周波数が直交する複数のサブキャリアによって情報を変調及び多重して送受信する伝送方式であり、放送や通信の分野で特にその実用化が進んでいる。

この様な直交周波数分割多重方式の伝送では、送信する情報（以下「送信データ」とも言う。）は複数のサブキャリアに割り振られ、各サブキャリアにおいてＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）又は多値ＰＳＫ等によりデジタル変調される。又、サブキャリアを受信機側で復調する際に利用する信号として、既知信号が特定のサブキャリアとして多重されている。これらの多重化されたサブキャリアは、逆離散フーリエ変換処理によって直交変換され、所望の送信周波数に周波数変換されて伝送される。

具体的には、送信時に送信する送信データが各サブキャリアの変調方式に応じてマッピングされ、これらが逆離散フーリエ変換される。次に、逆離散フーリエ変換後の信号の最後部が信号の先頭にコピーされる。この部分は「ガードインターバル」と呼ばれ、ガードインターバルを付加することによって、ガードインターバル長以下の遅延時間を有する遅延波があっても、受信機側でシンボル間干渉することなく信号を再生出来る様になる。即ち、「直交周波数分割多重信号」とは、送信データをＭ個のサブキャリアで多重送信するために、各サブキャリアの送信データを所定の変調方式に応じた信号点配置にマッピングし、Ｎ点（Ｎ＞Ｍ）の逆離散フーリエ変換を行った後に、逆離散フーリエ変換出力の信号最後尾Ｋ個（Ｋ＜Ｎ）のデータをガードインターバルとして信号先頭に付加して生成して成る信号である。

直交周波数分割多重方式では、全てのサブキャリアは互いに直交するため、送受信機間で各サブキャリアの周波数の同期が確立した場合、受信機側は送信データを正しく再生することが出来る。従って、直交周波数分割多重信号を受信する受信装置は、入力する直交周波数分割多重方式の複素デジタル信号を直交復調して所望の周波数帯域に周波数変換し、送受信機間のタイミング同期及びサブキャリア周波数同期を確立しつつ、上記周波数変換した受信信号に対して離散フーリエ変換を行ってサブキャリア毎の受信信号を生成し、復調を行っている。

そして、伝送路や離散フーリエ変換タイミング誤差によって生じた位相変化及び振幅変化を補正することによって、離散フーリエ変換によって生成されたサブキャリア毎の受信信号を復調することが出来る。ここで、位相及び振幅の補正に関しては、送信機側で挿入されたパイロット信号を利用して当該補正を実現することが出来る。例えば、日本の地上デジタルＴＶ放送方式では、スキャッタードパイロットが周期的に挿入されており、直交周波数分割多重受信機は、当該スキャッタードパイロットを基に、伝送路の特性を推定して各サブキャリアの復調を行っている。この復調動作は既に周知の技術であるため（特許文献１参照）、ここではその詳細についての説明を省略する。

（実施の形態１）
図１は、本実施の形態に係る受信装置の構成の概要を示すブロック図である。図１に示す通り、本受信装置は、周波数変換部１、時間軸データ拡張部２、窓整形部３、離散フーリエ変換部４、復調部５、キャリア間干渉成分算出部６、及び窓係数生成部７より成る。

次に、本受信装置の動作について記載する。先ず、受信した直交周波数分割多重信号は、周波数変換部１に入力され、所望の周波数に変換される。その上で、周波数変換部１の出力は、時間軸データ拡張部２に入力される。

そして、時間軸データ拡張部２は、少なくとも、有効シンボル分にガードインターバルを含めた１シンボル分に相当するＫ＋Ｎ個のデータを抽出した後、その前後に０を付加して２Ｎ個のデータを生成する。一例として、時間軸データ拡張部２は、周波数変換部１の出力信号から、少なくとも、ガードインターバルを含めた１シンボル分に相当するＫ＋Ｎ個のデータを抽出し、その前後に（Ｎ−Ｋ）／２個の０を付加することで、拡張後のデータとして、２Ｎ個のサンプルを生成する。

ここで、時間軸データ拡張部２の上記機能を、図面を用いて記載する。図２は、時間軸データ拡張部２の入力と出力との関係を示す図である。ガードインターバルGIがＫ個、有効シンボル期間がＮ個のデータで構成される直交周波数分割多重信号が、時間軸データ拡張部２に連続して入力されているとする。時間軸データ拡張部２は、Ｋ＋Ｎ個で構成される１シンボルのデータの前後に隣接シンボルの一部及び零を追加して、１シンボルを２Ｎ個のデータに拡張して出力する。尚、隣接シンボルの一部を必ずしも含まなくてもよい。

次に、時間軸データ拡張部２の出力は、窓整形部３に入力される。窓整形部３は、２Ｎ個のデータで構成される拡張後の１シンボル毎に波形整形して出力する。その際、波形整形に使用する窓係数は、窓係数生成部７から窓整形部３に入力されている。即ち、窓整形部３は、時間軸データ拡張部２の出力に、窓係数生成部７が与える窓係数（窓関数）を乗算して、波形成形を行う。

ここで、窓整形部３の機能について図面を用いて記載する。図３は、窓整形部３の入力と出力との関係を示す図である。窓関数による波形整形は、入力した２Ｎ個のデータの前半Ｎ個と後半Ｎ個に対して、図３に示す様に中心から外側にかけて緩やかに値が小さくなる窓係数を乗算することで実現される。

次に、窓整形部３の出力は、離散フーリエ変換部４に入力される。離散フーリエ変換部４は、２Ｎ点の離散フーリエ変換を行ってサブキャリア毎の受信信号を生成する。このとき、離散フーリエ変換部４から出力される２Ｎ個のデータの内で、Ｍ個の送信サブキャリアに対する受信信号は、所定の周波数位置に１個おきに出力される。

ここで、窓関数によって離散フーリエ変換前の受信信号を波形整形することで、キャリア間干渉を軽減する原理について記載する。従来の技術の様に、波形整形を行わずに、周波数変換部１の出力を直接に離散フーリエ変換部４で離散フーリエ変換する場合は、離散フーリエ変換によって信号に方形窓関数が掛けられることと等価である。この場合、伝送路を理想伝送路と仮定すると、離散フーリエ変換後の各サブキャリア成分は（１）式で示される関数（以下「窓関数のインパルス応答」とも言う。）と送信データとの積で表すことができる。但し、数１の（１）式において、ｆは周波数、ｆ_uは最小サブキャリア間隔を表す。このときの離散フーリエ変換後のサブキャリアに対する方形窓関数のインパルス応答波形を、図４に示す。図４に示されている様に、サブキャリア間で周波数が直交しているため、各サブキャリアでは他のサブキャリア周波数における振幅が全て零となっている。これは、直交関係が保たれていれば、キャリア間干渉が発生しないことを意味する。

しかし、サブキャリア周波数の同期ずれやシンボル間干渉、伝送路特性の時間変動によってサブキャリアの直交性が崩れると、キャリア間干渉が発生するため、図５に示す様に、サブキャリア間で信号成分が互いに干渉し合う。このときの干渉の大きさは、窓関数のインパルス応答に依存し、振幅が零となる周波数近傍の振幅値に左右される。但し、この振幅が大きいほど、キャリア間干渉成分は大きくなる。

他方、窓係数によって波形整形したシンボルを離散フーリエ変換した場合には、離散フーリエ変換出力のサブキャリア成分は、図６に実線で示すインパルス応答波形に見られる様に、零点近傍の振幅を方形窓関数の場合に比べて小さくすることが可能となる。このことは、キャリア間干渉を軽減することが出来ることを意味する。

上記の様な窓係数の例を（２）式に示す。但し、（２）式におけるαは、０以上１以下の正の定数である。

離散フーリエ変換部４の出力は、キャリア間干渉成分算出部６及び復調部５に入力される。復調部５は、離散フーリエ変換部４の出力から、送信されたサブキャリア成分を抽出して、サブキャリア毎にその復調を行い、サブキャリア毎に復調信号を出力する。又、キャリア間干渉成分算出部６は、キャリア間干渉成分の大きさを検出し、その大きさに応じた多値信号を窓係数生成部７に出力する。窓係数生成部７は、キャリア間干渉成分算出部６の出力に応じて窓整形部３で使用する窓関数を決定し、それに対応する窓係数を出力する。

ここで、キャリア間干渉成分算出部６について記載する。図７は、キャリア間干渉成分算出部６の構成例を示すブロック図である。図７に示す通り、キャリア間干渉成分算出部６は、近傍ヌルキャリア成分電力算出部６０、ヌルキャリア成分電力算出部６１、及び電力差算出部６２より構成されており、電力差算出部６２の出力がキャリア間干渉成分算出部６の出力に相当する。

次に、図７に示すキャリア間干渉成分算出部６の動作について説明する。近傍ヌルキャリア成分電力算出部６０は、離散フーリエ変換部４の出力を入力とし、送信信号帯域外であって且つ送信信号帯域端のサブキャリア成分から所定の周波数だけ離れた位置に相当する周波数成分の信号電力を算出して出力する。ここで、「所定の周波数だけ離れた位置」としては、「送信サブキャリアの最小周波数間隔だけ離れた位置」としても良い。他方、ヌルキャリア成分電力算出部６１は、離散フーリエ変換部４の出力を入力とし、送信信号帯域外であって且つ近傍ヌルキャリア成分電力算出部６０が参照する周波数成分よりも更に送信信号帯域端のサブキャリア成分から離れた周波数成分の信号電力を算出して出力する。電力差算出部６２は、近傍ヌルキャリア成分電力算出部６０の出力からヌルキャリア成分電力算出部６１の出力を減算し、その減算値をキャリア間干渉成分算出部６の出力として出力する。このとき、近傍ヌルキャリア成分電力算出部６０の出力より、雑音電力とキャリア間干渉成分の和が検出され、他方、ヌルキャリア成分電力算出部６１の出力より雑音電力が検出されるため、電力差算出部６２の出力は、キャリア間干渉成分の大きさに比例した信号を表す。図８に、上記の構成によるキャリア間干渉成分算出部６が算出する電力成分を示す。

次に、キャリア間干渉成分算出部６の出力は、窓係数生成部７に入力される。窓係数生成部７は、キャリア間干渉の大きさによって窓関数を選択し、選択した窓関数に応じた窓係数を出力する。このとき、窓係数生成部７は、算出されたキャリア間干渉が大きい程に、緩やかなカーブを有する窓関数を選択する。

窓係数としては、例えば数２の（２）式で表される窓関数によって与えられるものを予めテーブルに格納しておく。この場合、αの値が大きくなる程に、窓関数は緩やかなカーブを持つ。即ち、αの値が大きい程に、窓関数のインパルス応答において振幅が零となる周波数近傍の振幅値は小さくなる。このため、キャリア間干渉が大きい程に、窓係数生成部７は、αの値がより大きな窓関数を選択する様に作動することで、受信機の受信性能を向上させることが出来る。以上の通り、窓係数生成部７は、キャリア間干渉成分算出部６の出力をその入力とする窓係数テーブル（図示せず。）を備えており、当該窓係数テーブルは、キャリア間干渉の大きさに応じた窓係数を複数個格納しており、当該窓係数テーブルが保有する各窓係数によって表される窓関数の特性は、上記キャリア間干渉が大きい程に緩やかなカーブを有すると言える。

又、一例として、窓係数テーブルは、（１）２Ｎ個のデータ中央のＮ個に対して固定係数である１を与え、それ以外のデータに対しては零を係数とする矩形窓関数（方形窓関数）の係数を含み（（２）式に於けるαが０である場合に相当。）、（２）更に当該矩形窓関数に於ける係数１と係数零の境界の係数を０．５とし、この境界を基準としたロールオフ特性（（２）式に於けるαが０でない場合に相当。例えば図３の窓関数の様な場合に該当。）を別の窓関数として有する様にしても良い。

尚、キャリア間干渉の大きさに基づいて窓係数テーブルの中から何れの窓関数を窓係数生成部７が選択するかに関しては、予めシミュレーションや実験によって定めておく。

以上に示した様に、実施の形態１に係る受信装置に於いては、離散フーリエ変換を行う信号区間を１つのＯＦＤＭシンボルの２倍に拡張し、窓関数による波形整形を行ってから離散フーリエ変換を行うと共に、離散フーリエ変換出力からキャリア間干渉の大きさを検出し、その大きさに応じて窓関数を選択する様に構成している。このため、送受信機間のサブキャリア周波数同期ずれやシンボル間干渉を発生させる程度のシンボルタイミング同期ずれ、あるいは伝送路特性の時間変動などに起因するキャリア間干渉が最小となる様に復調動作を行うことが出来、以って受信機の受信性能を向上させることが可能となる。

又、窓係数が固定である場合には、受信機のタイミング同期ずれやガードインターバル長の影響により、非零となる窓係数が隣接したＯＦＤＭシンボル区間に乗算される可能性がある。この場合、隣接シンボルの信号成分が重畳されることによって受信性能が劣化することが考えられる。これに対して、本実施の形態に係る受信装置では、窓係数がキャリア間干渉成分の大きさによって変化するため、上記の性能劣化を低減することが可能である。

（変形例１）
以下に、キャリア間干渉成分算出部６の変形例１について記載する。

図９は、キャリア間干渉成分算出部６の本変形例の構成を示すブロック図である。図９に於いて、各部６０、６１及び６２は、図７の対応する各構成要素と同等である。この変形例では、キャリア間干渉成分算出部６は、更に、近傍ヌルキャリア平均電力算出部６３及びヌルキャリア平均電力算出部６４を有する。

次に、図９に示すキャリア間干渉成分算出部６の動作について記載する。図９の両部６０及び６１の各動作は、それぞれ図７の各部６０、６１に関して記載した動作と同じである。この変形例では、近傍ヌルキャリア平均電力算出部６３は、近傍ヌルキャリア成分電力算出部６０の出力をその入力とし、数シンボル分の平均値を算出して当該シンボル間平均値を出力する。又、ヌルキャリア平均電力算出部６４は、ヌルキャリア成分電力算出部６１の出力をその入力とし、数シンボル分の平均値を算出して当該シンボル間平均値を出力する。図９の電力差算出部６２は、近傍ヌルキャリア成分電力算出部６０の代わりに近傍ヌルキャリア平均電力算出部６３の出力を一方の入力とし、ヌルキャリア成分電力算出部６１の代わりにヌルキャリア平均電力算出部６４の出力を他方の入力とする。その点が図７の場合と異なるのみである。従って、電力差算出部６２の出力は、キャリア間干渉の大きさに比例した信号となり、キャリア間干渉成分算出部６の出力となる。

キャリア間干渉成分の算出に於いて、上記の変形例１の様に、シンボル間の平均値を使用することにより、キャリア間干渉成分の検出精度を向上させることが出来る。

（変形例２）
更に、キャリア間干渉成分算出部６の変形例２について記載する。

図１０は、キャリア間干渉成分算出部６の更なる変形例の構成を示すブロック図である。図１０に於ける構成例は、近傍ヌルキャリア成分電力算出部６０及びヌルキャリア成分電力算出部６１を複数個具備している。そして、シンボル内近傍ヌルキャリア平均電力算出部６５は、各近傍ヌルキャリア成分電力算出部６０のそれぞれの出力を１シンボル内で平均する。同様に、シンボル内ヌルキャリア平均電力算出部６６は、各ヌルキャリア成分電力算出部６１の出力をそれぞれ１シンボル内で平均する。ここでは、各近傍ヌルキャリア成分電力算出部６０及び各ヌルキャリア成分電力算出部６１は、それぞれ異なる周波数成分の信号電力を算出する。例えば、信号帯域の高周波側と低周波側のそれぞれに於いて、信号電力を算出しても良い（図８参照）。更に、シンボル内近傍ヌルキャリア平均電力算出部６５の出力及びシンボル内ヌルキャリア平均電力算出部６６の出力は、それぞれ、近傍ヌルキャリア平均電力算出部６３及びヌルキャリア平均電力算出部６４に入力される。そして、近傍ヌルキャリア平均電力算出部６３及びヌルキャリア平均電力算出部６４は、それぞれ、数シンボル分の電力の平均値を算出して出力する。電力差算出部６２の動作は、図９に示した構成例と同様の動作をする。

キャリア間干渉成分の算出に於いて、本変形例の構成の様に、シンボル内及びシンボル間の平均値を使用することにより、干渉成分の検出精度をより一層向上させることが出来る。

（実施の形態２）
実施の形態１では、キャリア間干渉成分算出部６に於いてキャリア間干渉の大きさを推定し、その大きさから窓関数を直接選択する窓係数生成部７を用いた構成について示した。しかし、本実施の形態では、キャリア間干渉の検出結果の増減に応じて、最適な窓関数を選択する窓係数生成部７を用いた構成を以下に記載する。その他の構成要素は、実施の形態１やその変形例１、２に於ける対応構成要素と同一である。

図１１は、本実施の形態に係る窓係数生成部７の構成を示すブロック図である。図１１に於いて、窓係数生成部７は、メモリ部７０、窓関数判定部７１、窓係数テーブル部７２及び有効窓係数記憶部７３より成る。

次に、図１１の窓係数生成部７の動作について記載する。先ず、キャリア間干渉成分算出部６の出力は、メモリ部７０及び窓関数判定部７１に入力される。メモリ部７０は、次に新たなキャリア間干渉成分算出部６の出力が入力されるまでの間、現在の値を保持する。窓関数判定部７１は、メモリ部７０の出力及びキャリア間干渉成分算出部６の出力を比較して、現在の窓関数によってキャリア間干渉の大きさの増減を判断すると共に、当該増減に応じて、有効窓係数記憶部７３の出力及び窓係数テーブル部７２の出力から最も適した窓係数を判定して出力する。ここで、窓係数テーブル部７２には、インパルス応答の異なる複数の窓関数に対応した窓係数が予め格納されている。又、有効窓係数記憶部７３は、窓関数判定部７１がキャリア間干渉を抑圧する効果があると判断した最新の窓係数を記憶している。

ここで、実施の形態２に於ける窓係数制御について記載する。本実施の形態による窓係数制御では、窓係数を変更することによってキャリア間干渉がどの程度減少したかを判断する。即ち、キャリア間干渉の減少量が第１の閾値よりも大きい場合には、窓関数判定部７１は、現在の窓係数によるキャリア間干渉抑圧効果が大きいと判断して、現在の窓係数を有効窓係数記憶部７３に記憶する。また同時に、窓関数判定部７１は、インパルス応答に於いて振幅が零となる周波数近傍の振幅値が現在の窓関数よりも小さな窓関数を新たに窓係数テーブル部７２より選択し、選択した窓係数を窓整形部３に出力する。新たな窓係数を適用することによってキャリア間干渉が増大し、その量が第２の閾値よりも大きい場合には、窓関数判定部７１は、適用すべき窓関数を、上記の新たな窓係数から、有効窓係数記憶部７３に記憶しておいた窓関数に再度変更する。他方、新たな窓係数を適用することによってキャリア間干渉が減少してその減少量が第１の閾値よりも大きい場合には、窓関数判定部７１は、有効窓係数記憶部７３に格納する窓係数を現在の新たな窓係数に変更する。これに対して、新たな窓係数を適用することによっても、キャリア間干渉の減少量が第１の閾値よりも小さい場合又はキャリア間干渉の増加量が第２の閾値よりも小さい場合には、窓関数判定部７１は、有効窓係数記憶部７３に格納されている窓係数の変更を行わない。

以上の様に、キャリア間干渉の増減量を基に窓関数判定部７１が最適な窓関数（窓係数）を選択する様に構成しているため、キャリア間干渉の大きさに対して最適な窓係数を予め決定しておく必要性が無く、送受信機間のサブキャリア周波数同期ずれやシンボル間干渉を発生させる程度のシンボルタイミング同期ずれ、あるいは伝送路特性の時間変動などに起因するキャリア間干渉が最小となる様に、復調動作を制御することが出来、受信機の受信性能を向上させることが可能となる。

（実施の形態３）
本実施の形態の特徴点は、周波数変換部１の出力からＮ個のデータを抽出し、抽出したＮ個のデータのみを使用して２Ｎ個のデータを生成し、窓整形を行なう点にある。以下、図面に基づき、本実施の形態の特徴点を記載する。

図１２は、本実施の形態に係る受信装置の構成を示すブロック図である。図１２に於いて、周波数変換部１の出力を入力とする第２時間軸データ拡張部２０の出力は、窓整形部３に出力される。尚、その他の構成要素１、３〜７の各々は、実施の形態１の図１で示した同一の参照符号の構成要素と同様の動作をする。従って、各構成要素１、３〜７の動作に関する記載については、実施の形態１に於ける対応する記載を援用する。

次に、第２時間軸データ拡張部２０の動作について記載する。第２時間軸データ拡張部２０は、入力したＮ個のデータの内で前半にあるＮ／２個のデータを上記Ｎ個のデータの直後に付加し、更に、入力したＮ個のデータの内で後半にあるＮ／２個のデータを上記Ｎ個のデータの直前に付加して、２Ｎ個のデータを生成し、生成後の上記２Ｎ個のデータを出力する。

以上に記載した様に、本実施の形態に係る受信装置に於いては、周波数変換部１から出力されるＮ個のデータを周期信号とみなして２Ｎ個のデータを生成するため、窓整形を行う場合に隣接シンボルの影響を考慮する必要がなくなるので、受信機の受信性能を向上することが可能となる。

（付記）
以上、本発明の実施の形態を詳細に開示し記述したが、以上の記述は本発明の適用可能な局面を例示したものであって、本発明はこれに限定されるものではない。即ち、記述した局面に対する様々な修正や変形例を、この発明の範囲から逸脱することの無い範囲内で考えることが可能である。

本発明の活用例として、直交周波数分割多重方式を用いた地上デジタル放送の受信機に適用して好適である。

Claims (13)

1. 送信データをＭ個のサブキャリアで送信するために、各サブキャリアの送信データを所定の変調方式に応じた信号点配置にマッピングし、Ｎ点（Ｎ＞Ｍ）の逆離散フーリエ変換を行った後、逆離散フーリエ変換出力の信号最後尾Ｋ個（Ｋ＜Ｎ）のデータをガードインターバルとして信号先頭に付加して生成した直交周波数分割多重信号を受信する受信装置であって、
   前記受信信号を所望の周波数に周波数変換する周波数変換部と、
   前記周波数変換部の出力からＮ個のデータを抽出し、抽出したＮ個のデータのみを使用して２Ｎ個のデータを生成する第２時間軸データ拡張部と、
   前記第２時間軸データ拡張部の出力に窓係数を乗算して波形整形する窓整形部と、
   前記窓整形部の出力に対して２Ｎ点の離散フーリエ変換を行う離散フーリエ変換部と、
   前記離散フーリエ変換部の出力から、送信されたサブキャリア成分を抽出してサブキャリアの復調を行う復調部と、
   前記離散フーリエ変換部の出力を入力とし、キャリア間干渉成分を算出するキャリア間干渉成分算出部と、
   前記キャリア間干渉成分算出部の出力に基づき窓関数を選択し、選択した窓関数に応じた前記窓係数を前記窓整形部に出力する窓係数生成部とを備えたことを特徴とする、
   受信装置。
2. 請求項１記載の受信装置であって、
   前記第２時間軸データ拡張部は、前記抽出したＮ個のデータの前半にあるＮ／２個のデータを前記抽出したＮ個のデータの直後に付加する一方、前記抽出したＮ個のデータの後半にあるＮ／２個のデータを前記抽出したＮ個のデータの直前に付加して、前記２Ｎ個のデータを生成することを特徴とする、
   受信装置。
3. 請求項１又は２に記載の受信装置であって、
   前記キャリア間干渉成分算出部は、
   前記離散フーリエ変換部の出力の内で、送信信号帯域外であって且つ送信信号帯域端のサブキャリア成分から所定の周波数だけ離れた位置に相当する周波数成分の信号電力を算出する近傍ヌルキャリア成分電力算出部と、
   前記離散フーリエ変換部の出力の内で、前記送信信号帯域外であって且つ前記近傍ヌルキャリア成分電力算出部が参照する周波数成分よりも更に送信信号帯域端のサブキャリア成分から離れた周波数成分の信号電力を算出するヌルキャリア成分電力算出部と、
   前記近傍ヌルキャリア成分電力算出部の出力と前記ヌルキャリア成分電力算出部の出力との差分を算出すると共に、当該差分値を前記キャリア間干渉成分算出部の出力として出力する電力差算出部とを備えることを特徴とする、
   受信装置。
4. 請求項１又は２に記載の受信装置であって、
   前記キャリア間干渉成分算出部は、
   前記離散フーリエ変換部の出力の内で、送信信号帯域外であって且つ送信信号帯域端のサブキャリア成分から所定の周波数だけ離れた位置に相当する周波数成分の信号電力を算出する近傍ヌルキャリア成分電力算出部と、
   前記近傍ヌルキャリア成分電力算出部の出力をシンボル間で平均して数シンボル分の平均値を算出する近傍ヌルキャリア平均電力算出部と、
   前記離散フーリエ変換部の出力の内で、前記送信信号帯域外であって且つ前記近傍ヌルキャリア成分電力算出部が参照する周波数成分よりも更に送信信号帯域端のサブキャリア成分から離れた周波数成分の信号電力を算出するヌルキャリア成分電力算出部と、
   前記ヌルキャリア成分電力算出部の出力をシンボル間で平均して数シンボル分の平均値を算出するヌルキャリア平均電力算出部と、
   前記近傍ヌルキャリア平均電力算出部の出力と前記ヌルキャリア平均電力算出部の出力との差分を算出すると共に、当該差分値を前記キャリア間干渉成分算出部の出力として出力する電力差算出部とを備えることを特徴とする、
   受信装置。
5. 請求項１又は２に記載の受信装置であって、
   前記キャリア間干渉成分算出部は、
   前記離散フーリエ変換部の出力の内で、送信信号帯域外であって且つ送信信号帯域端のサブキャリア成分から所定の周波数だけ離れた位置に相当すると共に、それぞれ異なった周波数成分での信号電力を算出する複数の近傍ヌルキャリア成分電力算出部と、
   前記複数の近傍ヌルキャリア成分電力算出部の各々の出力をその入力とし、同一シンボル内で算出した複数の周波数成分での信号電力を平均するシンボル内近傍ヌルキャリア平均電力算出部と、
   前記シンボル内近傍ヌルキャリア平均電力算出部の出力をシンボル間で平均して数シンボル分の平均値を算出する近傍ヌルキャリア平均電力算出部と、
   前記離散フーリエ変換部の出力の内で、前記送信信号帯域外であって且つ前記近傍ヌルキャリア成分電力算出部が参照する周波数成分よりも更に送信信号帯域端のサブキャリア成分から離れた、それぞれ異なる周波数成分での信号電力を算出する複数のヌルキャリア成分電力算出部と、
   前記複数のヌルキャリア成分電力算出部の各々の出力をその入力とし、同一シンボル内で算出した複数の周波数成分での信号電力を平均するシンボル内ヌルキャリア平均電力算出部と、
   前記シンボル内ヌルキャリア成分電力算出部の出力をシンボル間で平均して数シンボル分の平均値を算出するヌルキャリア平均電力算出部と、
   前記近傍ヌルキャリア平均電力算出部の出力と前記ヌルキャリア平均電力算出部の出力との差分を算出すると共に、当該差分値を前記キャリア間干渉成分算出部の出力として出力する電力差算出部とを備えることを特徴とする、
   受信装置。
6. 請求項３記載の受信装置であって、
   前記近傍ヌルキャリア成分電力算出部に於ける、前記所定の周波数だけ離れた位置とは、送信サブキャリアの最小周波数間隔だけ離れた位置であることを特徴とする、
   受信装置。
7. 請求項４記載の受信装置であって、
   前記近傍ヌルキャリア成分電力算出部に於ける、前記所定の周波数だけ離れた位置とは、送信サブキャリアの最小周波数間隔だけ離れた位置であることを特徴とする、
   受信装置。
8. 請求項５記載の受信装置であって、
   前記近傍ヌルキャリア成分電力算出部に於ける、前記所定の周波数だけ離れた位置とは、送信サブキャリアの最小周波数間隔だけ離れた位置であることを特徴とする、
   受信装置。
9. 請求項１又は２に記載の受信装置であって、
   前記窓係数生成部は、
   前記キャリア間干渉成分算出部の出力をその入力とする窓係数テーブルを備えており、
   前記窓係数テーブルは、キャリア間干渉の大きさに応じた窓係数を複数格納しており、
   前記窓係数テーブルが保有する各窓係数によって表される窓関数の特性は、前記キャリア間干渉が大きい程に緩やかなカーブを有することを特徴とする、
   受信装置。
10. 請求項１又は２に記載の受信装置であって、
    前記窓係数生成部は、
    前記キャリア間干渉成分算出部の出力を入力とし、次に前記キャリア間干渉成分算出部の新たな出力が入力されるまでの間、現在の値を保持するメモリ部と、
    複数の窓関数を表す窓係数を格納した窓係数テーブルと、
    現在の窓係数を記憶する有効窓係数記憶部と、
    前記メモリ部の出力と、新たな現在の窓係数を適用して得られる前記キャリア間干渉成分算出部からの新たな出力とを比較してキャリア間干渉の大きさの増減を判断し、当該キャリア間干渉の大きさの増減に応じて、前記有効窓係数記憶部の出力及び前記窓係数テーブルから前記新たな現在の窓係数として選択した出力より、前記有効窓係数記憶部に新たに記憶すべき最適な現在の窓関数を判定する窓関数判定部とを備えることを特徴とする、
    受信装置。
11. 送信データをＭ個のサブキャリアで送信するために、各サブキャリアの送信データを所定の変調方式に応じた信号点配置にマッピングし、Ｎ点（Ｎ＞Ｍ）の逆離散フーリエ変換を行った後、逆離散フーリエ変換出力の信号最後尾Ｋ個（Ｋ＜Ｎ）のデータをガードインターバルとして信号先頭に付加して生成した直交周波数分割多重信号を受信する受信装置であって、
    前記受信信号を所望の周波数に周波数変換する周波数変換部と、
    前記周波数変換部の出力から少なくともガードインターバルを含めた１シンボル分に相当するＫ＋Ｎ個のデータを抽出し、当該被抽出データの前後に０を付加することで２Ｎ個のデータを生成する時間軸データ拡張部と、
    前記時間軸データ拡張部の出力に窓係数を乗算して波形整形する窓整形部と、
    前記窓整形部の出力に対して２Ｎ点の離散フーリエ変換を行う離散フーリエ変換部と、
    前記離散フーリエ変換部の出力から、送信されたサブキャリア成分を抽出してサブキャリアの復調を行う復調部と、
    前記離散フーリエ変換部の出力を入力とし、キャリア間干渉成分を算出するキャリア間干渉成分算出部と、
    前記キャリア間干渉成分算出部の出力に基づき窓関数を選択し、選択した窓関数に応じた前記窓係数を前記窓整形部に出力する窓係数生成部とを備え、
    前記窓係数生成部は、
    前記キャリア間干渉成分算出部の出力をその入力とする窓係数テーブルを備えており、
    前記窓係数テーブルは、キャリア間干渉の大きさに応じた窓係数を複数格納しており、
    前記窓係数テーブルが保有する各窓係数によって表される窓関数の特性は、前記キャリア間干渉が大きい程に緩やかなカーブを有することを特徴とする、
    受信装置。
12. 送信データをＭ個のサブキャリアで送信するために、各サブキャリアの送信データを所定の変調方式に応じた信号点配置にマッピングし、Ｎ点（Ｎ＞Ｍ）の逆離散フーリエ変換を行った後、逆離散フーリエ変換出力の信号最後尾Ｋ個（Ｋ＜Ｎ）のデータをガードインターバルとして信号先頭に付加して生成した直交周波数分割多重信号を受信する受信装置であって、
    前記受信信号を所望の周波数に周波数変換する周波数変換部と、
    前記周波数変換部の出力から少なくともガードインターバルを含めた１シンボル分に相当するＫ＋Ｎ個のデータを抽出し、当該被抽出データの前後に０を付加することで２Ｎ個のデータを生成する時間軸データ拡張部と、
    前記時間軸データ拡張部の出力に窓係数を乗算して波形整形する窓整形部と、
    前記窓整形部の出力に対して２Ｎ点の離散フーリエ変換を行う離散フーリエ変換部と、
    前記離散フーリエ変換部の出力から、送信されたサブキャリア成分を抽出してサブキャリアの復調を行う復調部と、
    前記離散フーリエ変換部の出力を入力とし、キャリア間干渉成分を算出するキャリア間干渉成分算出部と、
    前記キャリア間干渉成分算出部の出力に基づき窓関数を選択し、選択した窓関数に応じた前記窓係数を前記窓整形部に出力する窓係数生成部とを備え、
    前記窓係数生成部は、
    前記キャリア間干渉成分算出部の出力を入力とし、次に前記キャリア間干渉成分算出部の新たな出力が入力されるまでの間、現在の値を保持するメモリ部と、
    複数の窓関数を表す窓係数を格納した窓係数テーブルと、
    現在の窓係数を記憶する有効窓係数記憶部と、
    前記メモリ部の出力と、新たな現在の窓係数を適用して得られる前記キャリア間干渉成分算出部からの新たな出力とを比較してキャリア間干渉の大きさの増減を判断し、当該キャリア間干渉の大きさの増減に応じて、前記有効窓係数記憶部の出力及び前記窓係数テーブルから前記新たな現在の窓係数として選択した出力より、前記有効窓係数記憶部に新たに記憶すべき最適な現在の窓関数を判定する窓関数判定部とを備えることを特徴とする、
    受信装置。
13. 送信データをＭ個のサブキャリアで送信するために、各サブキャリアの送信データを所定の変調方式に応じた信号点配置にマッピングし、Ｎ点（Ｎ＞Ｍ）の逆離散フーリエ変換を行った後、逆離散フーリエ変換出力の信号最後尾Ｋ個（Ｋ＜Ｎ）のデータをガードインターバルとして信号先頭に付加して生成した直交周波数分割多重信号を受信する受信方法であって、
    前記受信信号を所望の周波数に周波数変換する周波数変換工程と、
    前記周波数変換工程の出力からＮ個のデータを抽出し、抽出したＮ個のデータのみを使用して２Ｎ個のデータを生成する第２時間軸データ拡張工程と、
    前記第２時間軸データ拡張工程の出力に窓係数を乗算して波形整形する窓整形工程と、
    前記窓整工程の出力に対して２Ｎ点の離散フーリエ変換を行う離散フーリエ変換工程と、
    前記離散フーリエ変換工程の出力から、送信されたサブキャリア成分を抽出してサブキャリアの復調を行う復調工程と、
    前記離散フーリエ変換工程の出力を入力とし、キャリア間干渉成分を算出するキャリア間干渉成分算出工程と、
    前記キャリア間干渉成分算出工程の出力に基づき窓関数を選択し、選択した窓関数に応じた窓係数を前記窓整形工程で用いられる前記窓係数として出力する窓係数生成工程とを備えたことを特徴とする、
    受信方法。

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