JP4762186B2 - Ｏｆｄｍ受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を採用するデジタル放送やデジタル伝送分野の受信技術に係わり、特に、デジタル放送や無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）等の電波を受信する際に発生するマルチパスフェージングの影響を低減するダイバーシティ合成技術や干渉波の影響を除去するためのアダプティブアレーアンテナ技術に関する。

ＯＦＤＭ方式を採用するデジタル放送やデジタル伝送における従来の受信技術として、非特許文献１及び特許文献１に記載のものがある。非特許文献１には、地上デジタル放送を４本のアンテナで受信し、４系統の受信信号のうちの、レベルの高い上位２系統の信号を選択して切り換え、これら２系統の信号によりダイバーシティ合成処理を行う技術が記載されている。また、この信号選択切り換えの際に生じる受信信号の品質劣化を軽減するために、切り換えの影響を受けるシンボルに関して、ＳＰから算出される伝送路推定の時間方向の補間方法を４シンボル推定から１シンボル推定へと変更する手法も記載されている。

また、特許文献１には、３本以上のアンテナを有するダイバーシティ受信装置において、切替制御部の制御アルゴリズムとして、信号合成部に入力される信号の品質を監視し、信号品質がある基準以下に低下した場合に、最も品質が低下した信号を入力対象から除外して適切なアンテナを探索し、この探索により所定の条件を満たすアンテナが見つかったときに、そのアンテナをアンテナ切替部で接続し、信号合成部がそのアンテナからの信号を入力する技術が記載されている。

電子情報通信学会総合大会、Ｂ−５−２９、Ｍａｒ．２００６、「地上デジタル放送向けアンテナ切り換えダイバーシティ合成の検討」 特開２００５−６５００１号公報

前述の非特許文献１によれば、信号選択切り換えの際に生じる受信信号の品質劣化を軽減することができる。しかしながら、この技術は、切り換えの影響を受けるシンボルに関して、ＳＰから算出される伝送路推定の時間方向の補間方法を、４シンボル推定から１シンボル推定へと変更することから、４シンボル推定が適用される計６シンボル期間に対して、１シンボル推定を適用することになる。このため、この期間における長遅延マルチパスに対する耐性が悪くなるという問題があった。

また、前述の特許文献１の方式では、切替制御部の制御アルゴリズムにおいて、信号合成部に入力される信号の品質が、ある基準以下に低下した場合に、最も品質が低下した信号を入力対象から除外するようにしている。このため、一時的にダイバーシティ合成数が減少するとともに、ダイナミックな切り換え処理（信号総入れ替え処理）に対応することができないという問題があった。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、信号選択切り換えの際に生じる受信信号の品質劣化の影響を軽減し、一時的にダイバーシティ合成数が減少することなく、しかもダイナミックな切り換えが可能なＯＦＤＭ受信装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１の発明は、ＯＦＤＭ変調方式を用いたデジタル伝送の受信装置において、Ｋ本のアンテナで構成される受信アンテナ部と、前記受信アンテナ部を介して受信したＫ系統の信号をＩＱ信号に直交復調する直交復調部と、前記直交復調部から出力されたＫ系統の信号の各信号レベルを測定し、そのうちの信号レベルの高い上位Ｌ系統（Ｌ＜Ｋ）の信号を選択切換する信号選択切換部と、前記Ｌ系統の信号をサブキャリア毎に最大比合成するダイバーシティ合成部とを備え、前記信号選択切換部が、前記直交復調部からのＫ系統の信号の各信号レベルを測定し、系統番号及びレベル値を出力するレベル測定部と、前記出力された系統番号及びレベル値に基づいて、Ｋ系統の系統番号のうちのレベル値の高い上位Ｌ系統の系統番号を判定するレベル判定部と、前記判定されたＬ系統の系統番号に基づいて、Ｋ系統の信号のうちのＬ系統の信号を選択切換し、予め設定された時間分遅延させて前記Ｌ系統の信号を出力する選択切換部とを備え、前記ダイバーシティ合成部が、前記Ｌ系統の信号におけるパイロット信号から算出した伝送路特性を入力し、時間単位であるシンボル方向の補間処理により伝送路特性を推定するシンボルフィルタ部と、前記信号選択切換部のレベル判定部からＬ系統の系統番号を入力し、該Ｌ系統の系統番号と前記信号選択切換部の選択切換部における遅延時間とに基づいて、前記シンボル方向の伝送路を推定する際の補間処理を特定するための信号を前記シンボルフィルタ部に出力するシンボルフィルタ指定部とを備えて、前記Ｌ系統の信号をサブキャリア毎に最大比合成し、前記シンボルフィルタ部が、前記シンボルフィルタ指定部からの信号に基づいて、前記信号選択切換部の選択切換により異なる系統の信号が該ダイバーシティ合成部における伝送路推定の対象シンボルに対して４シンボル以上遅れて到達する場合に、時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により伝送路特性を推定する第１の補間処理を行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して３シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿補間により求めた伝送路特性と、時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性と、ＳＰ位置の伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第２の補間処理を行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して２シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性と、本来のＳＰ位置の伝送路特性を削除して０とした伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第３の補間処理を行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して１シンボル遅れて到達する場合に、伝送路特性を推定しないことを特徴とする。

また、請求項２の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記シンボルフィルタ部が、前記シンボルフィルタ指定部からの信号に基づいて、前記信号選択切換部の選択切換により異なる系統の信号が該ダイバーシティ合成部における伝送路推定の対象シンボルに対して４シンボル以上遅れて到達する場合に、時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により伝送路特性を推定する第１の補間処理を行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して３シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に３シンボル及び周波数方向に３キャリア離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により求めた伝送路特性と、ＳＰ位置の伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第２の補間処理を行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して２シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に２シンボル及び周波数方向に６キャリア離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により求めた伝送路特性と、ＳＰ位置の伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第３の補間処理を行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して１シンボル遅れて到達する場合に、伝送路特性を推定しないことを特徴とする。

また、請求項３の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記シンボルフィルタ部が、前記シンボルフィルタ指定部からの信号に基づいて、前記信号選択切換部の選択切換により異なる系統の信号が該ダイバーシティ合成部における伝送路推定の対象シンボルに対して４シンボル以上遅れて到達する場合に、時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により伝送路特性を推定する第１の補間処理を行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して３シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により求めた伝送路特性と、時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性及び周波数方向に３キャリア離れたＳＰ位置の伝送路特性を用いて重み付けして求めた伝送路特性と、ＳＰ位置の伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第２の補間処理を行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して２シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性及び周波数方向に３キャリア離れたＳＰ位置の伝送路特性を用いて重み付けして求めた伝送路特性と、本来のＳＰ位置の伝送路特性を削除して０とした伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第３の補間処理を行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して１シンボル遅れて到達する場合に、伝送路特性を推定しないことを特徴とする。

また、請求項４の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記シンボルフィルタ部が、前記シンボルフィルタ指定部からの信号に基づいて、前記信号選択切換部の選択切換により異なる系統の信号が該ダイバーシティ合成部における伝送路推定の対象シンボルに対して４シンボル以上遅れて到達する場合に、時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により伝送路特性を推定する第１の補間処理を行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して３シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により求めた伝送路特性と、時間方向に２シンボル及び周波数方向に６キャリア離れた各ＳＰ位置の伝送路特性にて直線内挿処理により求めた伝送路特性及び時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理を行う２段階の直線内挿処理により求めた伝送路特性と、ＳＰ位置の伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第２の補間処理を行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して２シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に２シンボル及び周波数方向に６キャリア離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により求めた伝送路特性と、時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性と、ＳＰ位置の伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第３の補間処理を行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して１シンボル遅れて到達する場合に、伝送路特性を推定しないことを特徴とする。

また、請求項５の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記シンボルフィルタ部が、前記シンボルフィルタ指定部からの信号に基づいて、前記信号選択切換部の選択切換により異なる系統の信号が該ダイバーシティ合成部における伝送路推定の対象シンボルに対して４シンボル以上遅れて到達する場合に、時間方向に３シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性と、時間方向に２シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性と、時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性と、ＳＰ位置の伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第１の補間処理を行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して３シンボル遅れて到達する場合に、請求項１から４までのいずれか一項に記載の第２の補間処理を行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して２シンボル遅れて到達する場合に、請求項１から４までのいずれか一項に記載の第３の補間処理を行い、前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して１シンボル遅れて到達する場合に、伝送路特性を推定しないことを特徴とする。

また、請求項６の発明は、請求項１から５までのいずれか一項に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記受信アンテナ部は、Ｋ本のアンテナを各アレー素子として構成され、前記直交復調部から出力された信号をＮ系統のＩＱ信号に分配し、該Ｎ系統のＩＱ信号と、Ｎ系統の指向性ビームに対応するアレー合成用重み係数とに基づいてアレー合成信号を生成し、前記受信アンテナ部への到来波を分離したＮ系統の信号を生成する指向性形成部と、前記指向性形成部により生成されたＮ系統の信号に対し、周波数シフトを補償するＡＦＣ部とをさらに備え、前記信号選択切換部が、前記ＡＦＣ部により周波数シフトが補償されたＮ系統の信号の各信号レベルを測定し、そのうちの信号レベルの高い上位Ｌ系統の信号を選択切換することを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、信号選択切り換えの際に、不連続な信号を用いてダイバーシティ合成処理を行うことにより生じる信号の品質劣化の影響を軽減することが可能となる。また、一時的にダイバーシティ合成数が減少することなく、しかもダイナミックな切り換えが可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔実施例１〕
まず、実施例１について説明する。図１は、本発明による実施例１のＯＦＤＭ受信装置を示すシステム構成図である。このＯＦＤＭ受信装置１は、Ｋ本のアンテナを有する受信アンテナ部１０と、Ｋ系統分の受信ＯＦＤＭ信号を復調してＩＱ信号（Ｉ：Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ（同相成分）、Ｑ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ（直交成分））を得る直交復調部２０と、直交復調後のＫ系統の各信号レベルを測定し、そのうちの測定値の高い上位Ｌ系統を選択切換して出力する信号選択切換部３０と、信号選択切換部３０からのＬ系統の出力信号を、サブキャリア毎に最大比合成するダイバーシティ合成部４０とを備えて構成される。以下、各部の詳細について説明する。

〔直交復調部〕
直交復調部２０は、受信アンテナ部１０からＫ系統分の受信ＯＦＤＭ信号を入力し、これらの受信ＯＦＤＭ信号を直交復調してＩＱ信号を生成し、Ｋ系統分のＩＱ信号を出力する。ここで、ＩＱ信号は、等価ベースバンド信号であり、以下、ＩＱ信号を等価ベースバンド信号として説明する。尚、直交復調処理をＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号で行って、そのあと等価ベースバンドに変換してもかまわない。

図１３は、図１に示した直交復調部２０の構成を示す図である。この直交復調部２０は、Ｋ系統分のＢＰＦ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）部２１、ローカル信号発生部２２、π/２移相器２６、２個のＫ分配部２３−１，２３−２、（Ｋ系統×２）個の乗算部２４−１，２４−２、及び（Ｋ系統×２）個のＬＰＦ部２５−１，２５−２を備えて構成される。

ＢＰＦ部２１は、受信アンテナ部１０からのＫ系統分の受信ＯＦＤＭ信号を入力し、予め設定された周波数範囲の信号のみを通過させる。ローカル信号発生部２２は、予め設定されたローカル信号を発生し、Ｋ分配部２３−１は、そのローカル信号を等レベル及び同位相の信号に、Ｋ系統分の数だけ分配する。また、Ｋ分配部２３−２は、π/２移相器２６で位相がπ/２シフトされたローカル信号を等レベル及び同位相の信号に、Ｋ系統分の数だけ分配する。乗算部２４−１，２４−２は、ＢＰＦ部２１通過後の信号と、Ｋ分配部２３−１，２３−２により分配されたローカル信号とをそれぞれ乗算（直交復調）し、Ｋ系統分のＩ信号とＱ信号を各々出力する。ＬＰＦ部２５−１，２５−２は、Ｋ系統分のＩＱ信号をそれぞれ入力し、予め設定された遮断周波数以下の信号のみを通過させる。このようにして生成されたＫ系統分のＩＱ信号は、信号選択切換部３０に送られる。

〔信号選択切換部〕
信号選択切換部３０は、直交復調部２０から直交復調後のＫ系統のＩＱ信号を入力し、各信号レベルを測定し、Ｋ系統の信号レベル測定値のうちの予め設定されたＬ系統（Ｌ＜Ｎ）について、信号レベル測定値の高い上位Ｌ系統を選択し、Ｌ系統のＩＱ信号を出力する。

図２は、図１に示した信号選択切換部３０の構成を示す図である。この信号選択切換部３０は、Ｋ系統の１シンボルレベル測定部３１、レベル判定部３２、及び選択切換部３３を備えて構成される。選択切換部３３は、入力ポート３４、出力ポート３５、及びＬ系統の遅延部３６を備えている。

１シンボルレベル測定部３１は、直交復調部２０からのＫ系統のＩＱ信号を入力し、（１）式により、第ｎ番目の系統について１シンボル期間のサンプル数Ｍにおける平均信号レベルＰ（ｎ）を測定し、系統番号（１，２，・・・，Ｋ）及びレベル値（例えば、−１０ｄＢｍ）をレベル判定部３２に出力する。

レベル判定部３２は、Ｋ系統の１シンボルレベル測定部３１から系統番号及びレベル値を入力し、レベル値を基準にしてＫ系統の信号から信号レベルの高い上位Ｌ系統の信号を選択し、選択した系統番号を選択切換部３３、及び後述するダイバーシティ合成部４０のシンボルフィルタ指定部４９（図３を参照）に出力する。

選択切換部３３は、レベル判定部３２からＬ系統の系統番号を入力し、この系統番号に基づいて、１シンボルレベル測定部３１から入力ポート３４に入力したＮ系統のＩＱ信号のうち、出力ポート３５から出力するＬ系統のＩＱ信号に切り換えるために、入力ポート３４と出力ポート３５との接続を切り換える。そして、遅延部３６は、出力ポート３５からのＬ系統のＩＱ信号に対し、後述するダイバーシティ合成部４０のシンボルフィルタ部４３（図３を参照）における切り換え対応処理の準備時間分遅延させて出力する。

後述するダイバーシティ合成部４０は、伝送路推定処理において一般的な伝送路推定方式を利用した場合、伝送路推定対象であるシンボルを含めて計７シンボルを使用した時間内挿処理を行うことから、選択されていた系統の信号と、選択切換後に選択された新たな系統の信号とを用いて伝送路推定を行う場合が生じる。この場合、系統が異なることから、伝送路を正しく推定することができず、受信品質劣化が生じてしまう。そこで、選択切換部３３は、Ｌ系統の遅延部３６によって数シンボルの遅延を生じさせることにより、ダイバーシティ合成部４０のシンボルフィルタ部４３において選択切換部３３での切り換えタイミングに合った伝送路推定のフィルタ処理が行われるように、切換対応処理の準備時間を与える。具体的には、遅延部３６は、シンボルフィルタ部４３において後述する補間処理Ａ（図４〜８を参照）を行う場合に少なくとも７シンボル分データ蓄積を与え、補間処理Ｂを行う場合に少なくとも５シンボル分のデータ蓄積を与え、補間処理Ｃを行う場合に少なくとも３シンボル分のデータ蓄積を与え、補間処理Ｄを行う場合に少なくとも１シンボル分のデータ蓄積を与える必要があることから、結果として、少なくとも７シンボル期間の遅延を与える必要がある。尚、伝送路推定の対象シンボルは、計７シンボルデータのうちの４番目のシンボルデータを使用して行うものとする。

また、選択切換部３３において選択切り換えが頻繁に発生しないように、一度選択された信号は、選択されなくなるまで入力ポート３４と出力ポート３５との間の接続を換えないものとする。尚、前述の信号選択切換部３０では、信号選択基準として信号レベルを用いたが、信号品質（ＭＥＲ：変調誤差比 Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｉｏ）を選択基準として用いるようにしてもよい。

〔ダイバーシティ合成部〕
ダイバーシティ合成部４０は、信号選択切換部３０からＬ系統のＩＱ信号を入力し、Ｌ系統のダイバーシティ合成をする際に、サブキャリア毎に最大比合成を行い、最大比合成後のＩＱ信号を出力する。

図３は、図１に示したダイバーシティ合成部４０の構成を示す図である。このダイバーシティ合成部４０は、ＦＦＴ部４１、ＳＰ抽出部４２−１、ＳＰ発生部４２−２、除算部４２−３、シンボルフィルタ部４３、キャリアフィルタ部４４、ダイバーシティ合成用重み係数計算部４５、遅延調整部４６、及び乗算部４７をそれぞれＬ系統分備えて構成され、さらに、シンボルフィルタ指定部４９及び同相合成部４８を備えて構成される。

ＦＦＴ部４１は、信号選択切換部３０からＬ系統のＩＱ信号を入力し、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。ＳＰ抽出部４２−１は、ＦＦＴ部４１からの周波数領域の信号を入力し、復調の際の基準信号となるＳＰ信号を抽出する。ＳＰの位置を示すサブキャリア番号ｋｐは（２）式により定義される。

ここで、ｓはシンボル番号を示す。

ＳＰ発生部４２−２は、既知のＳＰ信号を発生する。除算部４２−３は、ＳＰ抽出部４２−１により抽出されたＳＰ信号とＳＰ発生部４２−２により発生された既知のＳＰ信号とを複素除算する。これにより、ＳＰの位置の伝送路特性（振幅と位相）

を求めることができる。ここで、ｌはダイバーシティ合成部４０への入力系統番号を示す。

シンボルフィルタ部４３は、時間方向の内挿処理であるシンボルフィルタ処理を行い、キャリアフィルタ部４４は、周波数方向の内挿処理であるキャリアフィルタ処理を行い、これらの処理により、各系統のサブキャリア毎の伝送路特性Ｈ_ｌ（ｓ，ｃ）を推定する。ダイバーシティ合成用重み係数計算部４５は、伝送路特性Ｈ_ｌ（ｓ，ｃ）を使用して最大比合成用のサブキャリア毎の重み係数Ｗ_ｌ（ｓ，ｃ）を求める。乗算部４７は、ダイバーシティ合成用重み係数計算部４５からの重み係数Ｗ_ｌ（ｓ，ｃ）と、ＦＦＴ部４１からのもう一方の出力信号とを複素乗算する。ここで、ＦＦＴ部４１からのもう一方の出力信号は、遅延調整部４６により、ＳＰ抽出部４２−１、除算部４２−３、シンボルフィルタ部４３、キャリアフィルタ部４４及びダイバーシティ合成用重み係数計算部４５の処理時間分遅延される。同相合成部４８は、乗算部４７からの各系統の出力信号を同相合成して出力する。ここで、ｓはシンボル番号、ｃはサブキャリア番号、ｌはダイバーシティ合成部４０への入力系統番号を示す。

以下、シンボルフィルタ処理、キャリアフィルタ処理、最大比合成処理、及び伝送路推定手法について説明する。

〔シンボルフィルタ処理〕
シンボルフィルタ部４３によるシンボルフィルタ処理の一例として直線内挿手法を説明する。

ＳＰの位置の伝送路特性

、及びこのシンボルよりも４シンボル後のＳＰの位置の伝送路特性

が除算部４２−３により既に算出されていると仮定すると、残りのシンボルは、まずシンボル間の差分量ΔＨ_ｌ，ｋｐを（３）式により計算し、残りの各シンボルの伝送路特性を（４）式により推定する。

〔キャリアフィルタ処理〕
次に、キャリアフィルタ部４４によるキャリアフィルタ処理の一例としてＦＦＴ法を説明する。ＦＦＴ法では、まずシンボルフィルタ部４３により推定された伝送路特性以外に零内挿を行う。

さらに、ＯＦＤＭ信号帯城端の誤差を低減するため、ＯＦＤＭ信号帯域の左端及び右端にＡ及びＢで示したベクトルを挿入し、ＩＦＦＴを行う。ｃｌはＯＦＤＭの総キャリア数である。

その後、折り返し除去のため、帯域制限フィルタ係数Ｆを

に乗算し、フーリエ変換して伝送路特性Ｈ_ｌ（ｓ，ｃ）を得る。

〔最大比合成処理〕
ダイバーシティ合成用重み係数計算部４５は、シンボルフィルタ処理及びキャリアフィルタ処理の２次元フィルタを行うことにより得られた伝送路特性Ｈ_ｌ（ｓ，ｃ）から、最大比合成用のダイバーシティ合成用重み係数をサブキャリア毎に算出する。系統間の重み割合は、（１１）式に示すように伝送路推定値の大小によって決定される。尚、

はＨ_ｌの共役複素数である。

〔伝送路推定手法〕
マルチパスフェージング影響下では、シンボルフィルタ部４３の内挿処理の違いにより移動受信特性やマルチパス耐性が異なる。ここでは、一般的な伝送路推定方式と高速移動受信用の伝送路推定方式について説明する。一般的な伝送路推定方式は、図１４（ａ）に示すように、時間的に計７シンボル離れたＳＰを使用して直線内挿する方式であるため、時変動の影響を受けやすい。しかし、マルチパス環境下では周波数方向に３キャリア毎に内挿されたＳＰを使用して伝送路推定を行うため、長い遅延時間のマルチパス波の影響を受けにくい。一方、高速移動受信用の伝送路推定方式は、図１４（ｂ）に示すように、時間方向の内挿は行わず、周波数方向の内挿処理のみを行う方式であるため、時変動に強い。しかし、マルチパス環境下では、周波数方向の１２キャリア毎のＳＰしか使用しないため、長い遅延時間のマルチパス波の影響を受けやすい。

〔切換対策用のシンボルフィルタ処理〕
次に、シンボルフィルタ部４３による切換対策用のシンボルフィルタ処理について説明する。この処理は、信号選択切換部３０からの系統番号及び信号選択切換部３０の遅延部３６における遅延時間（予め設定された遅延時間）に基づいて、補間処理を順次切り換えるものである。シンボルフィルタ指定部４９は、信号選択切換部３０のレベル判定部３２からＬ系統の系統番号を入力し、常に系統番号をモニターすることにより、何シンボル後に現在選択されている系統の信号と異なる系統の信号が送られてくるのかを知ることができる。すなわち、シンボルフィルタ指定部４９は、入力した系統番号が変化したことを判断した場合、そのときから、信号選択切換部３０の遅延部３６により信号を遅延させる予め設定された時間に相当するシンボル後に、新たな系統の信号が送られてくる切換発生ラインを認識する。したがって、シンボルフィルタ指定部４９は、入力した系統番号が変化したタイミング及びその後のタイムカウントによって切換発生ラインのタイミングを認識し、図４〜図８に示す補間処理Ａ〜Ｄを使い分けるための信号をシンボルフィルタ部４３に出力し、シンボルフィルタ部４３に、その信号に応じた補間処理を行わせる。以下、βは非負整数である。尚、補間処理の優先順位は、Ａ＞Ｂ＞Ｃ＞Ｄである。

（シンボルフィルタ処理（１））
まず、切換対策用のシンボルフィルタ処理（１）について説明する。図４は、シンボルフィルタ処理（１）による補間処理１−Ａ〜１−Ｄを説明する図である。本図において、処理の優先順位は、１−Ａ＞１−Ｂ＞１−Ｃ＞１−Ｄである。補間処理１−Ａは、シンボルフィルタ指定部４９において、現在選択されている系統の信号と異なる系統の信号が、伝送路推定の対象シンボルに対して４シンボル以上遅れて到達すると判断した場合に使用する。この場合、シンボルフィルタ部４３は、伝送路推定処理の対象シンボルにおいて、時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により伝送路特性を推定する。

また、補間処理１−Ｂは、シンボルフィルタ指定部４９において、現在選択されている系統の信号と異なる系統の信号が、伝送路推定の対象シンボルに対して３シンボル以上遅れて到達すると判断した場合に使用する。この場合、シンボルフィルタ部４３は、伝送路推定処理の対象シンボルにおいて、
（ａ）時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により求めた伝送路特性、
（ｂ）時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性、
（ｃ）ＳＰ位置の伝送路特性、
をそれぞれ用いて、以下の式により伝送路特性を推定する。

また、補間処理１−Ｃは、シンボルフィルタ指定部４９において、現在選択されている系統の信号と異なる系統の信号が、伝送路推定の対象シンボルに対して２シンボル以上遅れて到達すると判断した場合に使用する。この場合、シンボルフィルタ部４３は、伝送路推定処理の対象シンボルにおいて、
（ｄ）時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性、
（ｅ）本来のＳＰ位置の伝送路特性を削除して０となった伝送路特性、
をそれぞれ用いて、以下の式により伝送路特性を推定する。

尚、（ｅ）では本来のＳＰ位置の伝送路特性を用いていない。これは、本来のＳＰ位置の伝送路特性を用いるとすると、伝送路推定処理の対象シンボルにおいて推定されるキャリアシンボルが規則性を有することにならず、結果として正しく伝送路を推定することができないからである。後述するシンボルフィルタ処理（３）（５）についても同様である。

また、補間処理１−Ｄは、シンボルフィルタ指定部４９において、現在選択されている系統の信号と異なる系統の信号が、伝送路推定の対象シンボルに対して１シンボル以上遅れて到達すると判断した場合に使用する。この場合、シンボルフィルタ部４３は、シンボルフィルタ処理を行わない。

このように、シンボルフィルタ指定部４９は、入力した系統番号が変化したことを判断した場合、新たな系統の信号が送られてくるのが遅延部３６において予め設定された遅延時間に相当するシンボル後（伝送路推定の対象シンボルに対して４シンボル後）であることを判断する。この場合、シンボルフィルタ部４３に補間処理１−Ａを引き続き行わせる。そして、シンボルフィルタ指定部４９は、タイムカウントにより、新たな系統の信号が送られてくるのが伝送路推定の対象シンボルに対して３シンボル後であることを判断すると、シンボルフィルタ部４３に補間処理１−Ｂを行わせる。さらに、伝送路推定の対象シンボルに対して２シンボル後であることを判断すると、シンボルフィルタ部４９に補間処理１−Ｃを行わせる。そして、伝送路推定の対象シンボルしかない場合（伝送路推定の対象シンボルに対して１シンボル後に新たな系統の信号が送られてくる場合）であることを判断すると、シンボルフィルタ部４３に補間処理１−Ｄを行わせる。以上の処理は、後述する切換対策用のシンボルフィルタ処理（２）〜（５）においても同様である。

（シンボルフィルタ処理（２））
次に、切換対策用のシンボルフィルタ処理（２）について説明する。図５は、シンボルフィルタ処理（２）による補間処理２−Ａ〜２−Ｄを説明する図である。本図において、処理の優先順位は、２−Ａ＞２−Ｂ＞２−Ｃ＞２−Ｄである。補間処理２−Ａは、前述した補間処理１−Ａと同様である。

また、補間処理２−Ｂは、シンボルフィルタ指定部４９において、現在選択されている系統の信号と異なる系統の信号が、伝送路推定の対象シンボルに対して３シンボル以上遅れて到達すると判断した場合に使用する。この場合、シンボルフィルタ部４３は、伝送路推定処理の対象シンボルにおいて、
（ａ）時間方向に３シンボル、周波数方向に３キャリア離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により求めた伝送路特性、
（ｂ）ＳＰ位置の伝送路特性、
をそれぞれ用いて、以下の式により伝送路特性を推定する。

また、補間処理２−Ｃは、シンボルフィルタ指定部４９において、現在選択されている系統の信号と異なる系統の信号が、伝送路推定の対象シンボルに対して２シンボル以上遅れて到達すると判断した場合に使用する。この場合、シンボルフィルタ部４３は、伝送路推定処理の対象シンボルにおいて、
（ｃ）時間方向に２シンボル、周波数方向に６キャリア離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により求めた伝送路特性、
（ｄ）ＳＰ位置の伝送路特性、
をそれぞれ用いて、以下の式により伝送路特性を推定する。

また、補間処理２−Ｄは、前述した補間処理１−Ｄと同様である。

（シンボルフィルタ処理（３））
次に、切換対策用のシンボルフィルタ処理（３）について説明する。図６は、シンボルフィルタ処理（３）による補間処理３−Ａ〜３−Ｄを説明する図である。本図において、処理の優先順位は、３−Ａ＞３−Ｂ＞３−Ｃ＞３−Ｄである。補間処理３−Ａは、前述した補間処理１−Ａと同様である。

また、補間処理３−Ｂは、シンボルフィルタ指定部４９において、現在選択されている系統の信号と異なる系統の信号が、伝送路推定の対象シンボルに対して３シンボル以上遅れて到達すると判断した場合に使用する。この場合、シンボルフィルタ部４３は、伝送路推定処理の対象シンボルにおいて、
（ａ）時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により求めた伝送路特性、
（ｂ）時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性と、周波数方向に３キャリア離れたＳＰ位置の伝送路特性を用いて重み付けして求めた伝送路特性、
（ｃ）ＳＰ位置の伝送路特性、
をそれぞれ用いて、以下の式により伝送路特性を推定する。

尚、（ｂ）における重み付けは、伝送路特性が推定されるキャリアシンボルにおいて、そのキャリアシンボルとシンボル方向に離れているＳＰとの間の距離（シンボル数）、及び、そのキャリアシンボルとキャリア方向に離れているＳＰとの間の距離（キャリア数）に反比例するように設定される。伝送路特性は、ＳＰ位置との間の距離が短いほどＳＰ位置の伝送路特性に近くなるように推定されるべきだからである。また、シンボル方向の距離に伴う重み付けを、キャリア方向の距離に伴う重み付けよりも大きくなるように設定されるのが望ましい。シンボル方向の伝送路特性の変化が、キャリア方向の伝送路特性の変化よりも小さいからである。尚、（１６）式では、シンボル方向の重み付けが３、キャリア方向の重み付けが１に設定されている。後述する補間処理３−Ｃ（ｄ）についても同様である。

また、補間処理３−Ｃは、シンボルフィルタ指定部４９において、現在選択されている系統の信号と異なる系統の信号が、伝送路推定の対象シンボルに対して２シンボル以上遅れて到達すると判断した場合に使用する。この場合、シンボルフィルタ部４３は、伝送路推定処理の対象シンボルにおいて、
（ｄ）時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性と、周波数方向に３キャリア離れたＳＰ位置の伝送路特性を用いて重み付けして求めた伝送路特性、
（ｅ）本来のＳＰ位置の伝送路特性を削除して０となった伝送路特性、
をそれぞれ用いて、以下の式により伝送路特性を推定する。

また、補間処理３−Ｄは、前述した補間処理１−Ｄと同様である。

（シンボルフィルタ処理（４））
次に、切換対策用のシンボルフィルタ処理（４）について説明する。図７は、シンボルフィルタ処理（４）による補間処理４−Ａ〜４−Ｄを説明する図である。本図において、処理の優先順位は、４−Ａ＞４−Ｂ＞４−Ｃ＞４−Ｄである。補間処理４−Ａは、前述した補間処理１−Ａと同様である。

また、補間処理４−Ｂは、シンボルフィルタ指定部４９において、現在選択されている系統の信号と異なる系統の信号が、伝送路推定の対象シンボルに対して３シンボル以上遅れて到達すると判断した場合に使用する。この場合、シンボルフィルタ部４３は、伝送路推定処理の対象シンボルにおいて、
（ａ）時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を使用して直線内挿処理により求めた伝送路特性、
（ｂ）時間方向に２シンボル及び周波数方向に６キャリア離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により求めた伝送路特性と、時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性とを用いて直線内挿処理を行い、これら２段階の直線内挿処理により求めた伝送路特性、
（ｃ）ＳＰ位置の伝送路特性、
をそれぞれ用いて、以下の式により伝送路特性を推定する。

また、補間処理４−Ｃは、シンボルフィルタ指定部４９において、現在選択されている系統の信号と異なる系統の信号が、伝送路推定の対象シンボルに対して２シンボル以上遅れて到達すると判断した場合に使用する。この場合、シンボルフィルタ部４３は、伝送路推定処理の対象シンボルにおいて、
（ｄ）時間方向に２シンボル及び周波数方向に６キャリア離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により求めた伝送路特性、
（ｅ）時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性、
（ｆ）ＳＰ位置の伝送路特性、
をそれぞれ用いて、以下の式により伝送路特性を推定する。

また、補間処理４−Ｄは、前述した補間処理１−Ｄと同様である。

（シンボルフィルタ処理（５））
切換対策用のシンボルフィルタ処理（５）について説明する。図８は、シンボルフィルタ処理（５）による補間処理５−Ａを説明する図である。本図において、処理の優先順位は、５−Ａ＞５−Ｂ＞５−Ｃ＞５−Ｄである。尚、補間処理５−Ｂ〜５−Ｄは、図４〜７に示したＢ〜Ｄの処理と同様であるので、省略してある。補間処理５−Ａは、シンボルフィルタ指定部４９において、現在選択されている系統の信号と異なる系統の信号が、伝送路推定の対象シンボルに対して４シンボル以上遅れて到達すると判断した場合に使用する。この場合、シンボルフィルタ部４３は、伝送路推定処理の対象シンボルにおいて、
（ａ）時間方向に３シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性、
（ｂ）時間方向に２シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性、
（ｃ）時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性、
（ｄ）ＳＰ位置の伝送路特性、
をそれぞれ用いて、以下の式により伝送路特性を推定する。

また、補間処理５−Ｂは、シンボルフィルタ指定部４９において、現在選択されている系統の信号と異なる系統の信号が、伝送路推定の対象シンボルに対して３シンボル以上遅れて到達すると判断した場合に使用する。この場合、シンボルフィルタ部４３は、伝送路推定処理の対象シンボルにおいて、前述の補間処理１−Ｂ，２−Ｂ，３−Ｂ，４−Ｂのうちのいずれか一つの処理を用いて伝送路特性を推定する。

また、補間処理５−Ｃは、シンボルフィルタ指定部４９において、現在選択されている系統の信号と異なる系統の信号が、伝送路推定の対象シンボルに対して２シンボル以上遅れて到達すると判断した場合に使用する。この場合、シンボルフィルタ部４３は、伝送路推定処理の対象シンボルにおいて、前述の補間処理１−Ｃ，２−Ｃ，３−Ｃ，４−Ｃのうちのいずれか一つの処理を用いて伝送路特性を推定する。また、補間処理５−Ｄは、前述した補間処理１−Ｄと同様である。

以上のように、実施例１のＯＦＤＭ受信装置１によれば、信号選択切換部３０の選択切換部３３により信号を切り換える際に信号は不連続になるが、信号選択切換部３０の遅延部３６が信号を遅延させ、ダイバーシティ合成部４０がこの遅延した信号により合成処理を行うようにし、この合成処理の際に、現在選択されている系統の信号と異なる系統の信号が何シンボル後に到達するかを判断し、この異なる系統の信号を用いることなく、シンボル毎に補間処理を変更しながら伝送路推定を行うようにした。これにより、ダイバーシティ合成部４０において、合成処理後の信号の品質に与える劣化を軽減することができ、一時的にダイバーシティ合成数が減少することなく、ダイナミックな切換が可能となる。

〔実施例２〕
次に、実施例２について説明する。図９は、本発明による実施例２のＯＦＤＭ受信装置を示すシステム構成図である。このＯＦＤＭ受信装置２は、Ｋ本のアンテナを各アレー素子として構成するアレーアンテナ部７０と、アレーアンテナ部７０からのＫ素子分の受信ＯＦＤＭ信号を復調してＩＱ信号を得る直交復調部２０と、直交復調部２０から出力されるＫ系統のＩＱ信号とＮ系統の固定指向性重み係数とからＮ系統のアレー合成信号を生成する指向性形成部５０と、指向性形成部５０からの出力であるＮ系統の信号に対する周波数シフトを補償するＡＦＣ（Ａｕｔｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）部６０と、ＡＦＣ部６０で補償されたＮ系統の信号の各信号レベルを測定し、そのうちの測定値の高い上位Ｌ系統を選択切換して出力する信号選択切換部３０と、信号選択切換部３０からのＬ系統の出力信号を、サブキャリア毎に最大比合成するダイバーシティ合成部４０とを備えて構成される。

図１に示した実施例１のＯＦＤＭ受信装置１とこのＯＦＤＭ受信装置２とを比較すると、ＯＦＤＭ受信装置２は、受信アンテナ部１０とは異なるアレーアンテナ部７０、並びに、直交復調部２０と信号選択切換部３０との間に指向性形成部５０及びＡＦＣ部６０を備えている点で相違する。以下、図９において、図１と共通する部分には図１と同一の符号を付し、重複する直交復調部２０、信号選択切換部３０及びキャリア合成ダイバーシティ部４０の詳しい説明は省略する。

〔アレーアンテナ部〕
アレーアンテナ部７０は、Ｋ本のアンテナを各アレー素子として構成するアンテナ部であり、配置によって様々な形状のアレーアンテナ部とすることができる。図１２は、図９に示したアレーアンテナ部７０のアレー素子の配置例を示す図である。図１２において、（ａ）は各アレー素子を線上に配置した線形アレーを示している。（ｂ）は各アレー素子を平面上に配置した平面アレーを示している。（ｃ）は各アレー素子を円形に配置した円形アレーを示している。尚、図１２（ａ）〜（ｃ）に示したアレーアンテナ部７０の配置は一例であり、他の配置により構成するようにしてもよい。また、アレー素子の間隔は等間隔であってもよいし、不等間隔であってもよい。

〔指向性形成部〕
指向性形成部５０は、Ｎ系統の固定指向性ビームを形成し、直交復調部２０から出力されるＫ系統のＩＱ信号と、Ｎ系統の固定指向性重み係数であるアレー合成用重み係数とからＮ系統のアレー合成信号を計算する。図１０は、図９に示した指向性形成部５０の構成を示す図である。この指向性形成部５０は、Ｎ個の指向性重み係数部５１、Ｎ×Ｋ個の乗算部５２及びＮ個の加算部５３を備えて構成される。

直交復調部２０からのＫ素子分のＩＱ信号ｘ_j＝（ｘ₁，・・・，ｘ_k）は，等レベル及び同位相でＮ系統に分配される。各系統において、乗算部５２は、前記分配されたＫ素子分のＩＱ信号ｘ_j＝（ｘ₁，・・・，ｘ_k）と、重み係数部５１において予め設定されたＫ素子分の固定指向性重み係数ｗ_nj＝（ｗ^* _n1，・・・，ｗ^* _nk）とを複素乗算する。そして、加算部５３は、乗算部５２により複素乗算された信号を系統毎に加算し、アレー合成信号ｙ_nを得る。アレー合成信号ｙ_nを以下に示す。

〔ＡＦＣ部〕
図９に戻って、ＡＦＣ部６０は、指向性形成部５０からのＮ系統のアレー合成信号（ＩＱ信号）を入力し、ドップラーシフトの周波数を推定して補償し、ドップラー補償後のＩＱ信号を出力する。

図１１は、図９に示したＡＦＣ部６０の構成を示す図である。このＡＦＣ部６０は、有効シンボル長遅延部６１−１，６１−２、乗算部６２−１，６２−２、移動平均部６３−１，６３−２、ドップラー周波数計算部６４、及び周波数補正部６５をそれぞれＮ系統分備えて構成される。

有効シンボル長遅延部６１−１は、指向性形成部５０からのＩ信号Ｉ（ｔ）を入力し、有効シンボル期間Ｔ_ｕ遅延されたＩ信号Ｉ（ｔ＋Ｔ_ｕ）を生成する。また、有効シンボル長遅延部６１−２は、指向性形成部５０からのＱ信号Ｑ（ｔ）を入力し、有効シンボル期間Ｔ_ｕ遅延されたＱ信号Ｑ（ｔ＋Ｔ_ｕ）を生成する。

乗算部６２−１は、指向性形成部５０からのＩ信号Ｉ（ｔ）と、有効シンボル長遅延部６１−１により遅延されたＩ信号Ｉ（ｔ＋Ｔ_ｕ）とを乗算する（相関をとる）。また、乗算部６２−２は、指向性形成部５０からのＩ信号Ｉ（ｔ）と、有効シンボル長遅延部６１−２により遅延されたＱ信号Ｑ（ｔ＋Ｔ_ｕ）とを乗算する（相関をとる）。

移動平均部６３−１は、乗算部６２−１により乗算された信号について、ガードインターバル期間のサンプル（ＮＴ_ｇ）分の移動平均をとったＳｉｉ（ｔ）を生成する。また、移動平均部６３−２は、乗算部６２−２により乗算された信号について、ガードインターバル期間のサンプル（ＮＴ_ｇ）分の移動平均をとったＳｉｑ（ｔ）を生成する。これらの信号Ｓｉｉ（ｔ）及びＳｉｑ（ｔ）は、ドップラー周波数計算部６４に送られる。

Ｓｉｉ（ｔ）及びＳｉｑ（ｔ）は、（２２）式及び（２３）式によりそれぞれ計算する。

ドップラー周波数計算部６４は、移動平均部６３−１，６３−２により算出されたＳｉｉ（ｔ）及びＳｉｑ（ｔ）から、ＯＦＤＭシンボル毎にＩシンボル分の加算平均を行い、（２４）式によってドップラー周波数ｆ_ｄを計算する。

周波数補正部６５は、指向性形成部５０からのＩＱ信号と、ドップラー周波数計算部６４からのドップラー周波数ｆ_ｄとをそれぞれ入力し、ドップラー周波数ｆ_ｄを位相回転量θ_ｆｄに換算した（２５）式及び（２６）式により、ドップラー補償後のＩＱ信号を得る。

このような処理がＮ系統分行われ、得られたドップラー補償後のＮ系統のＩＱ信号は、信号選択切換部３０に送られる。尚、前述したＡＦＣ部６０によるドップラー補償の手法はフィードフォワード型を例として説明したが、ドップラー補償の手法にはその他多くの手法があり、本発明をフィードフォワード型に限定するものではない。

以上のように、実施例２のＯＦＤＭ受信装置２によれば、実施例１と同様の効果を奏する。すなわち、信号選択切換部３０及びダイバーシティ合成部４０により、合成処理の際に、現在選択されている系統の信号と異なる系統の信号が何シンボル後に到達するかを判断し、この異なる系統の信号を用いることなく、シンボル毎に補間処理を変更しながら伝送路推定を行うようにした。これにより、ダイバーシティ合成部４０において、合成処理後の信号の品質に与える劣化を軽減することができ、一時的にダイバーシティ合成数が減少することなく、ダイナミックな切換が可能となる。

本発明による実施例１のＯＦＤＭ受信装置を示すシステム構成図である。 信号選択切換部の構成を示す図である。 ダイバーシティ合成部の構成を示す図である。 シンボルフィルタ処理（１）を説明する図である。 シンボルフィルタ処理（２）を説明する図である。 シンボルフィルタ処理（３）を説明する図である。 シンボルフィルタ処理（４）を説明する図である。 シンボルフィルタ処理（５）を説明する図である。 本発明による実施例２のＯＦＤＭ受信装置を示すシステム構成図である。 指向性形成部の構成を示す図である。 ＡＦＣ部の構成を示す図である。 アレーアンテナ部のアレー素子の配置例を示す図である。 直交復調部の構成を示す図である。 伝送路推定手法を説明する図である。

符号の説明

１，２ ＯＦＤＭ受信装置
１０ 受信アンテナ部
２０ 直交復調部
２１ ＢＰＦ部
２２ ローカル信号発生部
２３−１，２３−２ Ｋ分配部
２４−１，２４−２ 乗算部
２５−１，２５−２ ＬＰＦ部
３０ 信号選択切換部
３１ １シンボルレベル測定部
３２ レベル判定部
３３ 選択切換部
３４ 入力ポート
３５ 出力ポート
３６ 遅延部
４０ ダイバーシティ合成部
４１ ＦＦＴ部
４２−１ ＳＰ抽出部
４２−２ ＳＰ発生部
４２−３ 除算部
４３ シンボルフィルタ部
４４ キャリアフィルタ部
４５ ダイバーシティ合成用重み係数計算部
４６ 遅延調整部
４７ 乗算部
４８ 同相合成部
４９ シンボルフィルタ指定部
５０ 指向性形成部
５１ 重み係数部
５２ 乗算部
５３ 加算部
６０ ＡＦＣ部
６１−１，６１−２ 有効シンボル長遅延部
６２−１，６２−２ 乗算部
６３−１，６３−２ 移動平均部
６４ ドップラー周波数計算部
６５ 周波数補正部
７０ アレーアンテナ部

Claims (6)

1. ＯＦＤＭ変調方式を用いたデジタル伝送の受信装置において、
   Ｋ本のアンテナで構成される受信アンテナ部と、
   前記受信アンテナ部を介して受信したＫ系統の信号をＩＱ信号に直交復調する直交復調部と、
   前記直交復調部から出力されたＫ系統の信号の各信号レベルを測定し、そのうちの信号レベルの高い上位Ｌ系統（Ｌ＜Ｋ）の信号を選択切換する信号選択切換部と、
   前記Ｌ系統の信号をサブキャリア毎に最大比合成するダイバーシティ合成部とを備え、
   前記信号選択切換部が、
   前記直交復調部からのＫ系統の信号の各信号レベルを測定し、系統番号及びレベル値を出力するレベル測定部と、
   前記出力された系統番号及びレベル値に基づいて、Ｋ系統の系統番号のうちのレベル値の高い上位Ｌ系統の系統番号を判定するレベル判定部と、
   前記判定されたＬ系統の系統番号に基づいて、Ｋ系統の信号のうちのＬ系統の信号を選択切換し、予め設定された時間分遅延させて前記Ｌ系統の信号を出力する選択切換部とを備え、
   前記ダイバーシティ合成部が、
   前記Ｌ系統の信号におけるパイロット信号から算出した伝送路特性を入力し、時間単位であるシンボル方向の補間処理により伝送路特性を推定するシンボルフィルタ部と、
   前記信号選択切換部のレベル判定部からＬ系統の系統番号を入力し、該Ｌ系統の系統番号と前記信号選択切換部の選択切換部における遅延時間とに基づいて、前記シンボル方向の伝送路を推定する際の補間処理を特定するための信号を前記シンボルフィルタ部に出力するシンボルフィルタ指定部とを備えて、前記Ｌ系統の信号をサブキャリア毎に最大比合成し、
   前記シンボルフィルタ部が、
   前記シンボルフィルタ指定部からの信号に基づいて、前記信号選択切換部の選択切換により異なる系統の信号が該ダイバーシティ合成部における伝送路推定の対象シンボルに対して４シンボル以上遅れて到達する場合に、時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により伝送路特性を推定する第１の補間処理を行い、
   前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して３シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿補間により求めた伝送路特性と、時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性と、ＳＰ位置の伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第２の補間処理を行い、
   前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して２シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性と、本来のＳＰ位置の伝送路特性を削除して０とした伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第３の補間処理を行い、
   前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して１シンボル遅れて到達する場合に、伝送路特性を推定しないことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
2. 請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
   前記シンボルフィルタ部が、
   前記シンボルフィルタ指定部からの信号に基づいて、前記信号選択切換部の選択切換により異なる系統の信号が該ダイバーシティ合成部における伝送路推定の対象シンボルに対して４シンボル以上遅れて到達する場合に、時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により伝送路特性を推定する第１の補間処理を行い、
   前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して３シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に３シンボル及び周波数方向に３キャリア離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により求めた伝送路特性と、ＳＰ位置の伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第２の補間処理を行い、
   前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して２シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に２シンボル及び周波数方向に６キャリア離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により求めた伝送路特性と、ＳＰ位置の伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第３の補間処理を行い、
   前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して１シンボル遅れて到達する場合に、伝送路特性を推定しないことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
3. 請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
   前記シンボルフィルタ部が、
   前記シンボルフィルタ指定部からの信号に基づいて、前記信号選択切換部の選択切換により異なる系統の信号が該ダイバーシティ合成部における伝送路推定の対象シンボルに対して４シンボル以上遅れて到達する場合に、時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により伝送路特性を推定する第１の補間処理を行い、
   前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して３シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により求めた伝送路特性と、時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性及び周波数方向に３キャリア離れたＳＰ位置の伝送路特性を用いて重み付けして求めた伝送路特性と、ＳＰ位置の伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第２の補間処理を行い、
   前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して２シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性及び周波数方向に３キャリア離れたＳＰ位置の伝送路特性を用いて重み付けして求めた伝送路特性と、本来のＳＰ位置の伝送路特性を削除して０とした伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第３の補間処理を行い、
   前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して１シンボル遅れて到達する場合に、伝送路特性を推定しないことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
4. 請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
   前記シンボルフィルタ部が、
   前記シンボルフィルタ指定部からの信号に基づいて、前記信号選択切換部の選択切換により異なる系統の信号が該ダイバーシティ合成部における伝送路推定の対象シンボルに対して４シンボル以上遅れて到達する場合に、時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により伝送路特性を推定する第１の補間処理を行い、
   前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して３シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に４シンボル離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により求めた伝送路特性と、時間方向に２シンボル及び周波数方向に６キャリア離れた各ＳＰ位置の伝送路特性にて直線内挿処理により求めた伝送路特性及び時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理を行う２段階の直線内挿処理により求めた伝送路特性と、ＳＰ位置の伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第２の補間処理を行い、
   前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して２シンボル遅れて到達する場合に、時間方向に２シンボル及び周波数方向に６キャリア離れた各ＳＰ位置の伝送路特性を用いて直線内挿処理により求めた伝送路特性と、時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性と、ＳＰ位置の伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第３の補間処理を行い、
   前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して１シンボル遅れて到達する場合に、伝送路特性を推定しないことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
5. 請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
   前記シンボルフィルタ部が、
   前記シンボルフィルタ指定部からの信号に基づいて、前記信号選択切換部の選択切換により異なる系統の信号が該ダイバーシティ合成部における伝送路推定の対象シンボルに対して４シンボル以上遅れて到達する場合に、時間方向に３シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性と、時間方向に２シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性と、時間方向に１シンボル離れたＳＰ位置の伝送路特性と、ＳＰ位置の伝送路特性とにより伝送路特性を推定する第１の補間処理を行い、
   前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して３シンボル遅れて到達する場合に、請求項１から４までのいずれか一項に記載の第２の補間処理を行い、
   前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して２シンボル遅れて到達する場合に、請求項１から４までのいずれか一項に記載の第３の補間処理を行い、
   前記異なる系統の信号が伝送路推定の対象シンボルに対して１シンボル遅れて到達する場合に、伝送路特性を推定しないことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
6. 請求項１から５までのいずれか一項に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
   前記受信アンテナ部は、Ｋ本のアンテナを各アレー素子として構成され、
   前記直交復調部から出力された信号をＮ系統のＩＱ信号に分配し、該Ｎ系統のＩＱ信号と、Ｎ系統の指向性ビームに対応するアレー合成用重み係数とに基づいてアレー合成信号を生成し、前記受信アンテナ部への到来波を分離したＮ系統の信号を生成する指向性形成部と、
   前記指向性形成部により生成されたＮ系統の信号に対し、周波数シフトを補償するＡＦＣ部とをさらに備え、
   前記信号選択切換部が、前記ＡＦＣ部により周波数シフトが補償されたＮ系統の信号の各信号レベルを測定し、そのうちの信号レベルの高い上位Ｌ系統の信号を選択切換することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
   

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