JP2000286817A

JP2000286817A - Ｏｆｄｍ用受信装置

Info

Publication number: JP2000286817A
Application number: JP11088952A
Authority: JP
Inventors: Akio Yamamoto; 昭夫山本; Takatoshi Shirosugi; 孝敏城杉
Original assignee: JISEDAI DIGITAL TELE HOSO SYS; JISEDAI DIGITAL TELEVISION HOSO SYSTEM KENKYUSHO KK; Hitachi Ltd
Current assignee: JISEDAI DIGITAL TELE HOSO SYS; JISEDAI DIGITAL TELEVISION HOSO SYSTEM KENKYUSHO KK; Hitachi Ltd
Priority date: 1999-03-30
Filing date: 1999-03-30
Publication date: 2000-10-13
Anticipated expiration: 2019-03-30
Also published as: JP3084368B1

Abstract

(57)【要約】【課題】周波数領域で等化を行う場合の時間方向の補
間方式として回路規模を増大させる乗算器が不要で、伝
送路応答の推定に優れた補間方式を提供する。【解決手段】パイロット信号の伝送路応答推定値Ｈ~
(ｌ,ｋ_p,l)とＨ~(ｌ＋４,ｋ_p,l+4)を加算器２１で加算
し、ビットシフト回路２２で１ビットシフトしてＨ~(ｌ
＋２,ｋ_p,l+2)を得る。また、Ｈ~(ｌ,ｋ_p,l)とビットシ
フト回路２２の出力を加算器２３で加算し、ビットシフ
ト回路２５でビットシフトしてＨ~(ｌ＋１,ｋ_p,l+1)を
得る。同様に、Ｈ~(ｌ＋４,ｋ_p,l+4)とビットシフト回
路２２の出力を加算器２４で加算し、ビットシフト回路
２６でビットシフトしてＨ~(ｌ＋３,ｋ_p,l+3)を得る。
これによって乗算器が不要となり、ハードウエア規模の
削減が図れる。また、パイロット信号が伝送される各キ
ャリアに対して時間方向に２つのパイロット信号を記憶
するだけでよく、メモリ規模も削減することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ（直交分
割多重方式 Orthogonal Frequency Division Multiple
x）信号を受信するＯＦＤＭ用受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】地上デジタル放送方式として、ＯＦＤＭ
（直交周波数分割多重方式 Orthogonal Frequency Divi
sion Multiplex）方式が欧州、国内で検討されている。
このＯＦＤＭ方式は、１チャンネルの帯域内に多数のキ
ャリアを多重伝送する（欧州ＤＶＢ−Ｔシステムでは２
Ｋモードで１７０５本、文献１：EBU/ETSI JTC :Digita
l Broadcasting system for television, sound and da
ta services; Framing structure, channel coding mod
ulation for digital terrestrial television,ETS 300
744,Mar. 1996）方式であり、ＤＶＢ−Ｔシステムで
は、このサブキャリアの中に、振幅、位相が既知のパイ
ロット信号を伝送している。

【０００３】移動体でＯＦＤＭ信号を受信する場合、受
信信号は振幅がレイリー分布、位相が一様分布するレイ
リーフェージングを受ける。この影響を補償する技術と
して、上記したパイロット信号を時間方向に補間し、各
パイロット信号間の変動を観測することで、受信信号の
振幅、位相の時間的な変動による伝送路応答を推定し、
その推定結果に基づいて周波数領域で等化する手法があ
る。この手法は既に学会等で報告されている（例えば、
文献２：映情学誌Vol.52, No.11 1998, 高田他"地上デ
ジタル放送におけるＯＦＤＭシンボル長とスキャッター
ドパイロットによる伝送特性"、文献３：Wireless pers
onal Communications 2: 335-356, 1996, Hara "Transm
ission Performance Analysis of Multi-Carrier Modul
ationin Frequency Selective Fast Rayleigh Fading C
hannel" ）。

【０００４】一方、フェージングが高速になるに従い、
キャリアのドップラー拡がりが無視できなくなり、キャ
リア間干渉（ＩＣＩ）が発生する。これは、言い換えれ
ば、１ＯＦＤＭシンボル内で伝送路応答が変動すること
と等しい。この１ＯＦＤＭシンボル内での伝送路応答変
動を補償する技術としては、時間領域の等化による手法
が学会で報告されている（文献４：1997年信学総大, B5
-282, 橋爪他 "直交マルチキャリア変調におけるガード
区間を用いた高速フェージング補償方式" ）。

【０００５】まず、周波数領域での等化について説明す
る。

【０００６】図１３に、欧州ＤＶＢ−Ｔシステムのパイ
ロット信号配置を示す。ｋはキャリア番号（carrier in
dex）であり、ｌはシンボル番号（symbol index）であ
る。パイロット信号としては、伝送シンボル番号によら
ず同一のキャリアで連続して伝送されるＣＰ（連続パイ
ロットcontinual pilot）と、伝送シンボルごとに異な
ったキャリアで伝送されるＳＰ（分散パイロットscatte
red pilot）がある。図２０において、ＳＰは黒丸記号
で示すように、１２本ごとのキャリア位置ｋ_p, _l＝１２
ｐ＋３＊（ｌ mod ４），ｐ＝０，…，１４２、ｌ＝
０，…，６７（１フレームのシンボル数）のキャリア
に伝送されており、４シンボルごとに同一のキャリア配
置となるように巡回的に挿入されている（但し、ｋ_p,l
の最大値は１７０４）。また、データ信号はＣＰ及びＳ
Ｐを除いた１５１２本のキャリアで伝送され、そのキャ
リア配置はｋ_d,l、ｄ＝０，…，１５１１、ｌ＝０，
…，６７で与えられる（但し、ｋ_d,l≠ｋ_p,l）。

【０００７】一方、シンボル方向（時間方向）で観察す
ると、ＳＰはキャリア番号で３の倍数の位置に４シンボ
ルごとに伝送されていることがわかる。したがって、周
波数領域の等化を行う際には、パイロット信号間の３つ
のデータ信号に対して伝送路応答を補間する必要があ
る。

【０００８】周波数領域における等化について、図１４
を参照して説明する。図１４は周波数領域の等化器を含
むベースバンド復調部の構成を示すもので、ＦＦＴ（高
速フーリエ変換）回路１１で周波数領域の信号に変換さ
れた受信ＯＦＤＭ信号Ｙ(ｌ,ｋ)は、受信データ信号Ｙ
(ｌ,ｋ_d,l)とＣＰを除いた受信パイロット信号Ｙ(ｌ,ｋ
_p,l)に分解される。パイロット信号は、既知の複素振幅
Ｘ(ｌ,ｋ_p,l)を持ち、メモリ１２に予め格納されてい
る。そこで、伝送路において雑音が加算されない場合に
は、除算回路１３にて受信パイロット信号Ｙ(ｌ,ｋ_p,l)
をメモリ１２に格納されている複素振幅Ｘ(ｌ,ｋ_p,l)で
除算することで、受信パイロット信号を伝送するサブキ
ャリアｋ＝ｋ_p,lの伝送路応答Ｈ(ｌ,ｋ_p,l)＝Ｙ(ｌ,ｋ
_p,l)／Ｘ(ｌ,ｋ_p,l)を求めることができる。しかし、一
般的には伝送路で雑音が加算されるため、パイロット信
号を伝送するキャリアの伝送路応答は推定値Ｈ~(ｌ,ｋ
_p,l)となる。

【０００９】伝送路応答の推定値Ｈ~(ｌ,ｋ_p,l)は、時
間方向（シンボル方向）に伝送路応答を補間するシンボ
ルフィルタ１４を介した後、キャリアフィルタ１５にお
いて各受信データ信号の伝送路応答Ｈ~(ｌ,ｋ_d,l)をキ
ャリア方向に補間し、データ信号を伝送するキャリアに
おける伝送路応答を推定する。このようにして得られた
推定伝送路応答Ｈ~(ｌ,ｋ_d,l)で受信データ信号Ｙ(ｌ,
ｋ_d,l)を除算回路１６にて除算することで、等化後のデ
ータＸ(ｌ,ｋ_d,l)＝Ｙ(ｌ,ｋ_d,l)／Ｈ~(ｌ,ｋ_d _,l)を得
ることができる。

【００１０】図１５（ａ）にパイロット信号が伝送され
るキャリア位置での伝送路応答の例を示し、同図（ｂ）
にパイロット及びデータ信号配置の模式図を示す。いず
れも横軸に時間（シンボル方向）をとっており、パイロ
ット信号は４キャリアごとに伝送される。最大ドップラ
ー周波数ｆ_dのレイリーフェージング伝送路では、各伝
送キャリアが±ｆ_dの拡がりを生じ、受信信号は同図
（ａ）に示すように時間的に変動する。

【００１１】パイロット信号間の受信データ信号におけ
る伝送路応答の推定手法に関して報告されている例とし
ては、パイロット信号の伝送路応答を次のパイロット信
号が伝送されるまでホールドする手法（文献２）と、パ
イロット信号間を直線補間する手法（文献３）がある。

【００１２】パイロット信号の伝送路応答を次のパイロ
ット信号が伝送されるまでホールドし、パイロット信号
間のデータ信号の伝送路応答とする方式は、ハードウエ
ア的には非常に簡単であり、時間的に伝送路応答が変動
しない伝送路においては有効である。しかしながら、フ
ェージング伝送路のように時間的に伝送路応答が変動す
る場合には、逆に特性劣化が生じてしまう。一方、パイ
ロット信号間を直線補間する手法は、時間的に伝送路応
答が変動する伝送路に有効であるが、乗算器、加算器が
必要となり、ハードウエア規模が大きくなってしまう。

【００１３】次に時間領域での等化について説明する。

【００１４】ＯＦＤＭ信号は、図１６に示すように、有
効シンボル期間の末尾をガードインタバルとして有効シ
ンボルの先頭に付加する構成となっている。このＯＦＤ
Ｍ信号の特徴を用いて、ＡＦＣ、タイミング再生、モー
ド判定等の信号処理が行われている。また、デジタル放
送に比較して、キャリア数は少ないが、フェージング妨
害を受けた信号の等化に応用する例も報告されている
（文献３）。

【００１５】図１７にＯＦＤＭシンボル構成とフェージ
ング歪みを受けた場合の伝送路応答例を示す。ＯＦＤＭ
シンボルはＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）のタイミン
グＴでサンプリングされ、有効シンボル期間はＮ点サン
プルされる。有効シンボル期間のＮ＋１からＮ_g＋Ｎの
サンプル点は、ガードインタバルとして０からＮ_g−１
のサンプル点に複写される。

【００１６】時不変で雑音のない伝送路を仮定すると、
有効シンボル期間の末尾部分とガードインタバル期間は
同一の信号として受信される。しかしながら、一般の受
信装置では雑音が加算されると共に、フェージング伝送
路を仮定すると、伝送路応答例に示すように、各受信サ
ンプル点は振幅、位相に歪みを受け、有効シンボル期間
の末尾部分とガードインタバル期間は異なった信号とし
て受信される。

【００１７】時間領域の等化は、有効シンボル期間の末
尾部分とガードインタバル期間の受信信号の差から伝送
路応答を推定し、信号の等化を行う手法である。いま、
各サンプル点の受信信号を次式で与える。

【数１】

【００１８】また、有効シンボル期間の末尾部分とガー
ドインタバル期間の信号の変化分は次式で計算される。

【数２】

【００１９】上式で、Σ内の分母は、ガードインタバル
内の最終のサンプル点からｋ個前までの受信サンプル点
を表し、分子は有効シンボルの最終サンプル点からｋ個
前までの受信サンプル点を表す。このように、複数個の
受信サンプル点の比を平均して信号の変化分を求めるこ
とにより、各サンプル点に独立に加算されているガウス
雑音の影響を軽減することが可能である。

【００２０】信号の変化分ｈから有効シンボル内の受信
点における伝送路応答を推定する手法として、直線補間
について説明する。図１８に模式図を示す。

【００２１】直線補間は、サンプル番号Ｎ_g−１の伝送
路応答を１、Ｎ_g＋Ｎの伝送路応答をｈとして、サンプ
ル番号Ｎ_gからＮ_g＋Ｎの伝送路応答を直線で補間するも
のである。この場合、各サンプルに対する推定伝送路応
答は次式で与えられる。

【数３】

【００２２】この得られた伝送路応答ｈ~_nで受信信号ｘ
~_nを除算することで、等化後の受信信号ｘ~_n′が得られ
る。

【数４】

【００２３】直線補間は、式（３）に示すように各サン
プル点に対して伝送路応答を計算するため、ハードウエ
ア化を考慮した場合に複雑になる。

【００２４】上記したように、ＯＦＤＭ方式では、パイ
ロット信号を用いて伝送路応答を補間し、受信データを
推定伝送路応答で除算することで等化を行う。また、ガ
ードインタバルの相関を用いることで時間領域での等化
も可能となる。いま、受信ＯＦＤＭ信号を周波数領域で
等化した後の信号のＳ／Ｉ比(signal to interference)
を次のように定義する。

【数５】

【００２５】すなわち、ＮをＦＦＴのポイント数、ｙ_n
を受信ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間におけるn番目
のサンプル点、ｘ_k、ｘ~_kをそれぞれｋ番目のサブキャ
リアの送信点と受信点とすると、Ｓ／Ｉは以下の式で与
えられる。

【００２６】

【数６】

【００２７】

【発明が解決しようとする課題】以上述べたように従来
の受信装置にあっては、周波数領域における時間方向の
伝送路応答を推定するための補間方法として、パイロッ
ト信号の伝送路応答を次のパイロット信号が伝送される
までホールドし、パイロット信号間のデータ信号の伝送
路応答とする方式（文献２）は、ハードウエア的には非
常に簡単であり、時間的に伝送路応答が変動しない伝送
路においては有効であるが、フェージング伝送路のよう
に時間的に伝送路応答が変動する場合には上記したＳ／
Ｉ特性に劣化が生じる。

【００２８】また、パイロット信号間を直線補間する手
法（文献３）は、時間的に伝送路応答が変動する伝送路
に有効であるが、乗算器、加算器が必要となりハードウ
エア規模が大きくなるという課題がある。

【００２９】一方、時間領域の等化に関しては、文献４
に示されるように有効シンボル内の信号に対して直線補
間を行うと、各サンプル点に対して伝送路応答を計算す
るため、乗算器等が必要となり、ハードウエア化を考慮
した場合複雑になるといった課題がある。

【００３０】そこで、本発明では、上記した課題を解決
するため、周波数領域で等化を行う場合の時間方向の補
間方式として回路規模を増大させる乗算器が不要で、伝
送路応答の推定に優れた補間方式によるＯＦＤＭ用受信
装置を提供することを目的とする。

【００３１】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに本発明は以下のような特徴的構成を有する。

【００３２】（１）振幅、位相が既知のパイロット信号
を周波数軸上及び時間軸上にほぼ等間隔で配置してなる
ＯＦＤＭ信号を受信し、前記パイロット信号の伝送路応
答を２値デジタル信号として処理、推定して受信データ
信号の伝送路応答を補間して周波数領域の等化を行うＯ
ＦＤＭ用受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号の受信出
力から時間軸上に連続する第１及び第２のパイロット信
号を順次取り出し、前記第１及び第２のパイロット信号
の第１及び第２の伝送路応答を加算する加算手段と、こ
の加算手段の加算結果をビットシフトすることで第３の
推定伝送路応答を求め、少なくとも第３の推定伝送路応
答を用いて時間軸上に連続する第１及び第２のパイロッ
ト信号間のデータ信号の伝送路応答を補間する補間処理
手段とを具備することを特徴とする。

【００３３】（２）振幅、位相が既知のパイロット信号
を周波数軸上及び時間軸上にほぼ等間隔で配置してなる
ＯＦＤＭ信号を受信し、前記パイロット信号を用いて受
信データ信号の伝送路応答を補間して周波数領域の等化
を行うＯＦＤＭ用受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号
の受信出力から時間軸上に連続するパイロット信号を順
次取り出し、各パイロット信号間のデータ信号配列位置
に０を挿入して時系列に並べる信号配列手段と、この手
段で時系列に並べられた信号を畳み込み演算することに
より伝送路応答を補間する補間処理手段とを具備するこ
とを特徴とする。

【００３４】（３）有効シンボル期間の末尾区間を有効
シンボル期間の先頭に複写してガード期間を形成してな
るＯＦＤＭ信号を受信し、受信したＯＦＤＭ信号のガー
ド期間の末尾と有効シンボル期間の末尾から伝送路応答
の変化分を計算し、この伝送路応答の変化分を用いて時
間軸上の等化を行うＯＦＤＭ用受信装置であって、前記
前記有効シンボル内を複数ブロックに分割し、伝送路応
答の変化分から各ブロックの伝送路応答を推定する伝送
路応答推定手段と、この手段で得られた複数の伝送路応
答に基づいて前記有効シンボル期間の時間領域の等化を
行う時間領域等化手段とを具備することを特徴とする。

【００３５】（４）（３）の構成において、前記伝送路
応答検出手段は、伝送路応答の変化分から前記有効シン
ボル内に存在する複数の伝送路応答を求める演算とし
て、加算器とビットシフト回路装置を用いることを特徴
とする。

【００３６】（５）有効シンボル期間の末尾区間を有効
シンボル期間の先頭に複写してガード期間を形成し、振
幅、位相が既知のパイロット信号を周波数軸上及び時間
軸上にほぼ等間隔で配置してなるＯＦＤＭ信号を受信す
るＯＦＤＭ用受信装置であって、受信したＯＦＤＭ信号
のガード期間の末尾と有効シンボル期間の末尾から伝送
路応答の変化分を計算し、前記有効シンボル内を複数ブ
ロックに分割し、前記伝送路応答の変化分から各ブロッ
クの伝送路応答を推定し、これら複数の伝送路応答に基
づいて前記有効シンボル期間の時間領域の等化を行う時
間領域等化手段と、前記パイロット信号の伝送路応答を
２値デジタル信号として処理、推定して受信データ信号
の伝送路応答を補間して周波数領域の等化を行う周波数
領域等化手段とを具備することを特徴とする。

【００３７】（６）（５）の構成において、前記周波数
領域等化手段は、前記ＯＦＤＭ信号の受信出力から時間
軸上に連続する第１及び第２のパイロット信号を順次取
り出し、前記第１及び第２のパイロット信号の第１及び
第２の伝送路応答を加算し、この加算結果をビットシフ
トすることで第３の推定伝送路応答を求め、少なくとも
第３の推定伝送路応答を用いて時間軸上に連続する第１
及び第２のパイロット信号間のデータ信号の伝送路応答
を補間し、この補間された推定伝送路応答に基づいて周
波数領域の等化を行うことを特徴とする。

【００３８】（７）（５）の構成において、前記周波数
領域等化手段は、前記ＯＦＤＭ信号の受信出力から時間
軸上に連続するパイロット信号を順次取り出し、各パイ
ロット信号間のデータ信号配列位置に０を挿入して時系
列に並べ、畳み込み演算することにより伝送路応答を補
間し、この補間された推定伝送路応答に基づいて周波数
領域の等化を行うことを特徴とする。

【００３９】（８）（５）の構成において、前記時間領
域等化手段は、前記伝送路応答の変化分から前記有効シ
ンボル内に存在する複数の伝送路応答を求める演算とし
て、加算器とビットシフト回路装置を用いることを特徴
とする。

【００４０】すなわち、本発明による補間方式は、パイ
ロット信号間（時間方向）のデータ信号の伝送路応答を
推定するため、パイロット信号を加算して１／２で乗算
し、その結果をさらにパイロット信号と加算して１／２
で乗算することにより、データ信号の伝送路応答を補間
推定する。補間回路は、パイロット信号を加算する加算
器と加算結果に係数を乗算する乗算器から構成される
が、２値デジタル信号で信号処理を行う受信装置におい
ては、乗算器を簡単な構成のビットシフト回路で構成す
ることで、ハードウエア規模を縮小することが可能であ
る。

【００４１】一方、時間領域の等化に関しては、有効シ
ンボル期間を複数のブロックに分割し、ブロックごとに
一定の伝送路応答を割り当てることでハードウエア規模
の削減を図る。また、ブロックごとに割り当てる伝送路
応答を求めるため、乗算器のかわりにビットシフト回路
を用いることで、ハードウエア規模の削減をはかる。

【００４２】さらに、時間領域と周波数領域の等化を組
み合わせて用いることで、フェージング伝送路において
も良好な等化特性を得る。

【００４３】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。

【００４４】図１は本発明の第１の実施形態とするＯＦ
ＤＭ用受信装置に用いる伝送路応答補間回路の構成を示
すブロック図である。本実施形態の補間回路は、パイロ
ット信号の伝送路応答をほぼ直線補間してパイロット信
号間のデータ信号の伝送路応答を推定する手法を用いた
ものであり、ここでは、その手法を簡易形直線補間と呼
ぶことにする。

【００４５】まず、例として、図１５（ａ）におけるシ
ンボルｌ、キャリア番号ｐのパイロット信号の推定伝送
路応答Ｈ~(ｌ,ｋ_p,l)とシンボル番号ｌ＋４、キャリア
番号ｐのパイロット信号の伝送路応答Ｈ~(ｌ＋４,ｋ
_p,l+4)間のデータ信号の伝送路応答の推定について説明
する。各々の推定伝送路応答は次式で与えられる。

【数７】

【００４６】上式は、パイロット信号間の中央のデータ
信号ｋ_d,l+2に対しては、パイロット信号ｋ_p,lとｋ
_p,l+4の伝送路応答の平均値を推定伝送路応答とし、デ
ータ信号ｋ_d,l+1に対してはデータ信号ｋ_d,l+2の推定伝
送路応答とパイロット信号ｋ_p,lの推定伝送路応答の平
均値を推定伝送路応答とする。また、データ信号ｋ
_d,l+3に対してはデータ信号ｋ_d,l+2の推定伝送路応答と
パイロット信号ｋ_p,l+4の推定伝送路応答の平均値を推
定伝送路応答とするものである。本補間方式を用いるこ
とで、パイロット信号ｋ_p,lとｋ_p,l+4の間の伝送路応答
をほぼ直線で補間することが可能である。

【００４７】伝送路応答は、２値デジタル信号で処理す
るため、上式に含まれる１／２の演算には簡単なビット
シフトを用いることができる。

【００４８】図１は式（６）を実現するための構成図で
あり、パイロット信号の伝送路応答の推定値Ｈ~(ｌ,ｋ
_p,l)とＨ~(ｌ＋４,ｋ_p,l+4)を加算器２１で加算し、そ
の結果をビットシフト回路２２で１ビットシフトするこ
とで１／２倍する。このビットシフト回路２２の出力を
Ｈ~(ｌ＋２,ｋ_p,l+2)とする。また、Ｈ~(ｌ,ｋ_p,l)とビ
ットシフト回路２２の出力を加算器２３で加算し、この
加算器２３の出力をビットシフト回路２５でビットシフ
トし、この値をＨ~(ｌ＋１,ｋ_p,l+1)とする。同様に、
Ｈ~(ｌ＋４,ｋ_p,l+4)とビットシフト回路２２の出力を
加算器２４で加算し、この加算器２４の出力をビットシ
フト回路２６でビットシフトし、この値をＨ~(ｌ＋３,
ｋ_p,l+3)とするものである。

【００４９】本実施形態の構成によれば、補間回路に乗
算器が不要となり、ハードウエア規模の削減が図れる。
また、本方式は、パイロット信号が伝送される各キャリ
アに対して時間方向に２つのパイロット信号を記憶する
だけでよく、メモリ規模も削減することができる。

【００５０】図２は本発明の第２の実施形態とするＯＦ
ＤＭ用受信装置に用いる伝送路応答補間回路の構成を示
すブロック図である。この補間回路は、シンボル方向の
補間フィルタとして、ＦＩＲフィルタを用いたものであ
る。図２はタップ数ＮtapのＦＩＲフィルタであり、遅
延器２７₁〜２７_N、入力及び遅延器２８₁〜２８_Nの出力
に係数Ａ₀〜Ａ_Nをそれぞれ乗算する乗算器２８₀〜２
８_N、乗算器２８₀〜２８_Nの出力を加算する加算器１２
より構成される。

【００５１】パイロット信号は、遅延器２７₁の入力に
…，Ｈ~(ｌ,ｋ_p,l)，０，０，０，Ｈ~(ｌ＋４,
ｋ_p,l+4)，…のようにシンボルごとに入力され、データ
信号が伝送されている場合は０が入力される。加算器１
２の出力からは、…，Ｈ~(ｌ＋１,ｋ_p _,l+1)，Ｈ~(ｌ＋
２,ｋ_p,l+2)，Ｈ~(ｌ＋３,ｋ_p,l+3)，…のように、補間
後の推定伝送路応答を得ることができる。

【００５２】本実施形態の構成によれば、複数の乗算器
が必要となるため、回路規模は大きくなるが、伝送路応
答の推定精度が第１の実施形態のビットシフトを用いた
方式よりも良くなる。

【００５３】パイロット信号を時間方向に補間する手法
として、ＦＩＲフィルタを用いた補間と簡易形直線補間
について実施形態に取り上げて説明したが、これらの補
間方式を用いてデータ信号位置に対する伝送路応答の推
定を行い、等化後のＳ／Ｉのシミュレーションを比較し
た。

【００５４】伝送路モデルとしては、１波レイリーフェ
ージング伝送路を仮定し、平均受信Ｃ／Ｎ＝３０ｄＢと
した。図３に伝送路モデルを示す。

【００５５】レイリーフェージングの係数ａ_nとして、J
akesによって検討された以下の値を用いた。

【数８】

【００５６】この場合、α_nの実数部、虚数部は、それ
ぞれガウスランダム過程に従うため、伝送路出力のｘ_n
・ａ_nは振幅がレイリー分布、位相が一様分布するレイ
リーフェージングを受ける。

【００５７】シミュレーションモデルは、以下の表１に
示すようにＤＶＢ−Ｔの６ＭＨｚ版にほぼ準拠してい
る。

【００５８】

【表１】

【００５９】図４にシミュレーション結果を示す。時間
方向の補間手法として、先に実施形態で述べた簡易形直
線補間、ＦＩＲフィルタを用いた補間についてシミュレ
ーションすると共に、比較のため、従来の技術で述べた
４シンボル期間パイロット信号をホールドする手法に関
するシミュレーションも行った。横軸に最大ドップラー
周波数、縦軸に等化器出力のＳ／Ｉをとっている。

【００６０】ホールドタイプでは、ドップラー周波数が
高くなるにつれて急激に等化器出力のＳ／Ｉが劣化する
が、時間方向に補間を行うことで、最大ドップラー周波
数５０Ｈｚの場合でも２０ｄＢ近いＳ／Ｉ比が得られる
ことがわかった。尚、ドップラー周波数が高くなると、
ＦＩＲフィルタを用いた特性が良くなるが、ドップラー
周波数５０Ｈｚでは、簡易形直線補間とＦＩＲフィルタ
ではほとんど特性に差のない結果が得られ、ハードウエ
ア規模の点から考えて簡易形直線補間方式が有効である
ことが明らかとなった。

【００６１】尚、時間方向に補間を行っても特性劣化が
生じる原因としては、次の２点が考えられる。

【００６２】第１に、本シミュレーションでは、実際の
移動体受信条件に近づけるため、サンプル点ごとに振幅
及び位相が変動する方式を用いている。したがって、１
ＯＦＤＭシンボル内でも位相と振幅が変化し、各キャリ
ア間の直交性がくずれてＩＣＩ(inter-carrier interfe
rence)を生じ、特性劣化する。

【００６３】第２に、レイリーフェージング伝送路で
は、信号振幅が０附近に落ち込み、受信Ｃ／Ｎが極端に
低下する期間が発生する。この期間では、パイロット信
号も雑音レベルまで低下するため、正確な伝送路応答の
推定が困難となり、特性劣化する。

【００６４】一般にＯＦＤＭシステムでは、上記した２
番目の特性劣化に対するため、時間インターリーブによ
りデータを分散させ、ある伝送シンボルが雑音レベルに
落ち込んでも他のシンボルのデータによりそれを復元さ
せるという手法を用いている。

【００６５】また、２ｋＦＦＴモードの場合のように、
１ＯＦＤＭシンボル長が比較的短い場合は、上記した１
番目の特性劣化はそれほど大きな問題とはならないが、
４ｋあるいは８ｋモードで移動受信を行う場合には、１
番目の特性劣化についても何らかの対策をとる必要があ
る。そこで、以下では、ＩＣＩを除去可能な時間領域の
等化に関する実施形態について説明する。

【００６６】時間領域の等化手法としては、従来の技術
で述べたように、図１７で示したサンプル番号Ｎ_g−１
の伝送路応答を１、Ｎ_g＋Ｎの伝送路応答をｈとして、
ＯＦＤＭシンボルの有効シンボル期間に相当するサンプ
ル番号Ｎ_gからＮ_g＋Ｎの伝送路応答を直線補間する手法
がある。

【００６７】これに対し、図５に、直線補間の簡略化実
現法として、ステップ状に伝送路応答を補間するステッ
プ補間の実施形態（第３の実施形態）について示す。図
７（ａ）は有効シンボル期間を３分割、（ｂ）は５分
割、（ｃ）は９分割して各サンプルにステップ状に推定
伝送路応答を割り当てるものであり、それぞれステップ
３、ステップ５、ステップ９と呼ぶ。例として（ｂ）の
ステップ５について説明する。

【００６８】まず、サンプル番号Ｎ_g−１の伝送路応答
１（Ｃ₁）とサンプル番号Ｎ_g＋Ｎの伝送路応答ｈ
（Ｃ₅）を加算して２で割ることで（１＋ｈ）／２を求
め、サンプル番号（２Ｎ_g＋Ｎ）／２の位置の推定伝送
路応答（Ｃ₃）とする。次に、求めたサンプル番号（２
Ｎ_g＋Ｎ）／２の位置の推定伝送路応答（Ｃ₃）とサンプ
ル番号Ｎ_g−１の伝送路応答１（Ｃ₁）を加算して２で割
ることで（３＋ｈ）／４を求め、サンプル番号（４Ｎ_g
＋Ｎ）／４の位置の推定伝送路応答（Ｃ₂）とすると共
に、サンプル番号（２Ｎ_g＋Ｎ）／２の位置の推定伝送
路応答（Ｃ₃）とサンプル番号Ｎ_g＋Ｎの伝送路応答ｈ
（Ｃ₅）を加算して２で割ることで（１＋３ｈ）／４を
求め、サンプル番号（４Ｎ_g＋Ｎ）／４の位置の推定伝
送路応答（Ｃ₄）とする。以上求めた伝送路応答を、次
に示すように各サンプル信号に割り当てる。

【００６９】

【数９】

【００７０】尚、推定値ｈ~_nを求めるときの演算とし
て、２で割る演算については、第１の実施形態で述べた
ように簡単なビットシフト演算を用いることができるた
め、ハードウエア規模を低減することができる。

【００７１】図６に図５（ｂ）をハードウエア化する場
合のブロック構成図を示す。

【００７２】まず、サンプル番号Ｎ_g−１の伝送路応答
１（図中の番号Ｃ₁）とサンプル番号Ｎ_g＋Ｎの伝送路応
答ｈ（図中の番号Ｃ₅）を加算器３２で加算してビット
シフト回路３３でビットシフトすることで推定伝送路応
答（１＋ｈ）／２を求め、サンプル番号（２Ｎ_g＋Ｎ）
／２の位置の推定伝送路応答（Ｃ₃）とする。次に、求
めたサンプル番号（２Ｎ_g＋Ｎ）／２の位置の推定伝送
路応答（Ｃ₃）とサンプル番号Ｎ_g−１の伝送路応答１
（図中の番号Ｃ₁）を加算器３０で加算してビットシフ
ト回路３１でビットシフトすることで（３＋ｈ）／４を
求め、サンプル番号（４Ｎ_g＋Ｎ）／４の位置の推定伝
送路応答（Ｃ₂）とする。同時に、サンプル番号（２Ｎ_g
＋Ｎ）／２の位置の推定伝送路応答（Ｃ₃）とサンプル
番号Ｎ_g＋Ｎの伝送路応答h（図中の番号Ｃ₅）を加算器
３４で加算してビットシフト回路３５でビットシフトす
ることで（１＋３ｈ）／４を求め、サンプル番号（４Ｎ
_g＋Ｎ）／４の位置の推定伝送路応答（Ｃ₄）とする。

【００７３】以上述べたように、本実施形態の構成によ
れば、加算器３０、３２、３４及びビットシフト回路３
１、３３、３５の簡単な構成でハードウエアを実現する
ことができる。

【００７４】尚、上記説明は、図５（ｂ）について行っ
たが、図５（ｃ）についても同様の考えで補間が可能で
ある。この場合を第４の実施形態とし、そのブロック構
成を図７に示す。これは、図６の構成に加え、サンプル
番号Ｎ_g−１の伝送路応答１（図中の番号Ｃ₁）とサンプ
ル番号（４Ｎ_g＋Ｎ）／４の位置の推定伝送路応答Ｃ ₂を
加算器３６で加算してビットシフト回路３７でビットシ
フトすることで（７＋ｈ）／８を求め、サンプル番号
（８Ｎ_g＋Ｎ）／８の位置の推定伝送路応答Ｃ₆とし、推
定伝送路応答Ｃ₂とＣ₃を加算器３８で加算し、ビットシ
フト回路３９でビットシフトすることで（５＋３ｈ）／
８を求め、サンプル番号（８Ｎ_g＋３Ｎ）／８の位置の
推定伝送路応答Ｃ₇とし、推定伝送路応答Ｃ₃とＣ₄を加
算器４０で加算し、ビットシフト回路４１でビットシフ
トすることで（３＋５ｈ）／８を求め、サンプル番号
（８Ｎ_g＋５Ｎ）／８の位置の推定伝送路応答Ｃ₈とし、
推定伝送路応答Ｃ₄とＣ₅を加算器４２で加算し、ビット
シフト回路４３でビットシフトし、（１＋７ｈ）／８を
求め、サンプル番号（８Ｎ_g＋７Ｎ）／８の位置の推定
伝送路応答Ｃ₉とするものである。これら求めた伝送路
応答は、有効シンボル期間の各サンプルに対して次のよ
うに分配する。

【００７５】

【数１０】

【００７６】本実施形態は、隣り合った伝送路応答を加
算して２で割るという演算を繰り返すことによって推定
伝送路応答の数（言い換えれば有効シンボル期間の分割
数）を増やしていくことが可能であり、その数を一般的
に表すと、１＋２ⁿ（但しnは正の整数）となる。この場
合、上記したように簡単なビットシフト演算を用いるこ
とが可能であり、ハードウエア規模の低減に効果があ
る。

【００７７】図８は本発明の第５の実施形態とするＯＦ
ＤＭ受信装置のブロック図である。図８において、アン
テナ４４で受信されたＯＦＤＭ信号は、アナログ信号処
理部４５、同期復調部４６を介して時間領域等化部４７
で時間領域の等化を受ける。等化された信号は、ガード
除去部４８でガードインタバルが除去され、ＦＦＴ４９
で周波数領域の信号に変換され、周波数領域等化部５０
で周波数領域の等化を受ける。本実施形態の構成によれ
ば、時間領域及び周波数領域の等化を組み合わせて行う
ようにしているので、良好な等化性能を得ることができ
る。

【００７８】以上説明した補間手法を用いた時間領域の
等化を用いた場合の１波レイリーフェージング伝送路に
おけるシミュレーションを行った。

【００７９】まず、シミュレーション系統図を図９に示
して簡単に説明する。図９において、送信系５１は、ラ
ンダムデータ発生部５１１から発生されるランダムデー
タをマッピング部５１２で互いに直交する複数のキャリ
アに割り当て（Ｘ_k）、ＩＦＦＴ部５１３で時間軸デー
タに変換して（ｘ_n）、ガード付加部５１４にてガード
インタバルを付加して送信出力する。この送信出力は伝
送路５３を介し、さらにＡＷＧＮ（加法的ガウス雑音）
を付加する付加装置５４を介して受信系５２に送出され
る。

【００８０】受信系５３は、受信信号を量子化（Ａ／
Ｄ）ピーク電力制限回路５２１でピークが一定となるよ
うに電力制限を受けてデジタル信号に変換され（ｘ
~_n）、時間領域等化部５２２で時間領域の等化を受けた
後（ｘ~_n′）、ガード除去部５２３でガードインタバル
の信号が除去され、ＦＦＴ部５２４で周波数領域の信号
に変換され、周波数領域等化部５２５で周波数領域の等
化を受けて出力される。この出力Ｘ_kはＳ／Ｉ演算器５
５に送られる。このＳ／Ｉ演算器５５は、送信系５１の
マッピング出力Ｘ_kと受信系５２の周波数領域等化部５
２５の出力Ｘ_kとからＳ／Ｉ演算を行うことでシミュレ
ーション結果を得るものである。

【００８１】すなわち、ここでは上記受信系５２の周波
数領域等化部５２５の出力Ｓ／Ｉをシミュレーションに
より計算した。シミュレーションモデルを表２に示す。
ＦＦＴサイズ４ｋ及び８ｋモードについてシミュレーシ
ョンを行った。また、レイリーフェージングはjakesの
モデルを用いて生成した。

【００８２】

【表２】

【００８３】まず、ｈを導出する式（２）で述べたサン
プル点の平均個数（相関演算を行うサンプルポイント
数）について比較検討した。図１０にシミュレーション
結果を示す。平均受信Ｃ／Ｎ＝３０ｄＢ、最大ドップラ
ー周波数５０Ｈｚ時の結果であり、時間領域の等化に用
いる補間手法としては、図５の（ｃ）に示した有効シン
ボル期間を９つに分割する補間手法（ステップ９）を用
いている。また、周波数領域の等化に使用するキャリア
方向の補間には７１タップＦＩＲフィルタを、シンボル
方向の補間には第１の実施形態で示した簡易形直線補間
を用いている。

【００８４】シミュレーションの結果、最も良い出力Ｓ
／Ｉが得られる平均ポイント数としては、１００〜３０
０ポイントであることがわかった。

【００８５】次に、前述の補間手法のうちの差による等
化出力のＳ／Ｉについて比較検討した。図１１にシミュ
レーション結果を示す。平均受信Ｃ／Ｎ＝３０ｄＢ、最
大ドップラー周波数ｆ_d＝５０Ｈｚ時の結果であり、時
間領域の等化に用いる補間手法としては直線補間、ステ
ップ３、ステップ５、ステップ９を用いている。また、
周波数領域の等化に使用するキャリア方向の補間には７
１タップＦＩＲフィルタを、シンボル方向の補間には簡
易形直線補間を用いている。

【００８６】シミュレーションの結果、有効シンボル期
間を９に分割してステップ状に補間するステップ９の場
合は、直線補間に対してほとんど特性劣化がないが、そ
れ以下の分割数となると特性劣化することが明らかとな
った。

【００８７】次に、時間領域等化の効果について比較検
討を行った。図１２（ａ），（ｂ）にシミュレーション
結果を示す。（ａ）は平均受信Ｃ／Ｎ＝３０ｄＢ、ＦＦ
Ｔ４ｋモード時、（ｂ）は平均受信Ｃ／Ｎ＝３０ｄＢ、
ＦＦＴ８ｋモード時の結果であり、横軸に最大ドップラ
ー周波数を、縦軸に等化器出力のＳ／Ｉをとっている。

【００８８】ここで、図１２（ａ），（ｂ）に○□△で
示した特性は、周波数領域の等化に用いる補間手法とし
て、シンボル方向は簡易形直線補間、キャリア方向はＦ
ＩＲフィルタによる補間を行って求めている。一方、×
で示す特性は、シンボル方向には補間は行わず、キャリ
ア方向にのみＦＩＲフィルタを用いた補間を行って求め
ている。また、時間領域の等化については、○は時間領
域の等化は行っておらず、□×は直線補間、△はステッ
プ９補間を行った結果である。以上各等化器に用いる補
間手法についてまとめたものを表３に示す。

【００８９】

【表３】

【００９０】この結果より、周波数領域の等化でシンボ
ル方向に補間を行わない場合は、時間領域の等化を行っ
ても効果がなく、特性劣化することがわかった。一方、
時間領域と周波数領域で等化を行うことにより、ＦＦＴ
８ｋモードを用いた場合、最大ドップラー周波数５０Ｈ
ｚでは周波数領域のみの等化に比較して２ｄＢのＳ／Ｉ
向上が得られることがわかった。

【００９１】以上の検討より、図８で示した実施形態の
ように、時間領域の等化は、周波数領域のシンボル方向
への補間を用いた等化と併用することに効果が得られる
ことが明らかとなった。

【００９２】本発明では、周波数領域の等化の場合、時
間方向の補間方式として回路規模を増大させる乗算器が
不要で、伝送路応答の推定に優れた補間方式を提供す
る。この方式は、時間方向に並ぶパイロット信号間のデ
ータ信号の伝送路応答を推定するため、パイロット信号
を加算して１／２で乗算し、その結果をさらにパイロッ
ト信号と加算して１／２で乗算することにより、データ
信号の伝送路応答を補間推定する。補間回路は、パイロ
ット信号を加算する加算器と加算結果に係数を乗算する
乗算器から構成されるが、２値デジタル信号で信号処理
を行う受信装置においては、乗算器を簡単な構成のビッ
トシフト回路で構成することができるので、ハードウエ
ア規模を縮小することが可能である。

【００９３】一方、時間領域の等化に関しては、有効シ
ンボル期間を複数のブロックに分割し、ブロックごとに
一定の伝送路応答を割り当てることでハードウエア規模
の削減を図ることができる。また、ブロックごとに割り
当てる伝送路応答を求めるため、乗算器の代わりにビッ
トシフト回路を用いることで、ハードウエア規模の削減
を図ることができる。

【００９４】さらに、時間領域と周波数領域の等化を組
み合わせて用いることで、フェージング伝送路において
も良好な等化特性が得られる効果がある。

【００９５】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、周波数領
域で等化を行う場合の時間方向の補間方式として、回路
規模を増大させる乗算器が不要で、伝送路応答の推定に
優れた補間方式によるＯＦＤＭ用受信装置を提供するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態とするＯＦＤＭ用受
信装置に用いる伝送路応答補間回路の構成を示すブロッ
ク図。

【図２】本発明の第２の実施形態とするＯＦＤＭ用受
信装置に用いる伝送路応答補間回路の構成を示すブロッ
ク図。

【図３】上記第１及び第２の実施形態において、それ
ぞれの伝送路応答推定結果を比較するための伝送路モデ
ルの構成を示すブロック図。

【図４】上記第１及び第２の実施形態の効果を説明す
るための特性図。

【図５】本発明の第３及び第４の実施形態に用いるス
テップ補間処理を説明するためのタイミング図。

【図６】本発明の第３の実施形態とするＯＦＤＭ用受
信装置に用いる伝送路応答補間回路の構成を示すブロッ
ク図。

【図７】本発明の第４の実施形態とするＯＦＤＭ用受
信装置に用いる伝送路応答補間回路の構成を示すブロッ
ク図。

【図８】本発明の第５の実施形態とするＯＦＤＭ受信
装置の構成を示すブロック図。

【図９】上記各実施形態の効果を示すためのシミュレ
ーションに用いた系統構成を示すブロック図。

【図１０】上記第４及び第５の実施形態のパラメータ
依存性について平均ポイント数とＳ／Ｉとの関係から説
明するための特性図。

【図１１】上記第４及び第５の実施形態のパラメータ
依存性について補間分割数とＳ／Ｉとの関係から説明す
るための特性図。

【図１２】上記第４及び第５の実施形態の効果を説明
するための特性図。

【図１３】ＤＶＢ−Ｔ仕様のサブキャリア伝送フォー
マットを示す図。

【図１４】周波数領域の等化器の構成を示すブロック
図。

【図１５】伝送路応答例とパイロット信号配置例を示
す図。

【図１６】ＯＦＤＭシンボルの構成を示す図。

【図１７】ＯＦＤＭシンボルと伝送路応答例を示す図

【図１８】時間領域の補間として、直線補間を説明す
るための図。

【符号の説明】

１１…ＦＦＴ回路１２…メモリ１３、１６…除算回路１４…シンボルフィルタ１５…キャリアフィルタ２１、２３、２４…加算器２２、２５、２６…ビットシフト回路２７₁〜２７_n…遅延器２８₀〜２８_n…乗算器２９…加算器３０、３２、３４、３６、３８、４０、４２…加算器３１、３３、３５、３７、３９、４１、４３…ビットシ
フト４４…アンテナ４５…アナログ信号処理部４６…同期復調部４７…時間領域等化部４８…ガード除去部４９…ＦＦＴ５０…周波数領域等化部５１…送信系５１１…ランダムデータ発生部５１２…マッピング部５１３…ＩＦＦＴ部５１４…ガード付加部５２…受信系５２１…量子化（Ａ／Ｄ）ピーク電力制限回路５２２…時間領域等化部５２３…ガード除去部５２４…ＦＦＴ部５２５…周波数領域等化部５３…伝送路５４…付加装置５５…Ｓ／Ｉ演算器

【手続補正書】

【提出日】平成１２年１月３１日（２０００．１．３
１）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正内容】

【特許請求の範囲】

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３２

【補正方法】削除

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３３

【補正方法】削除

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３４

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３４】（１）有効シンボル期間の末尾区間を有効
シンボル期間の先頭に複写してガード期間を形成してな
るＯＦＤＭ信号を受信し、受信したＯＦＤＭ信号のガー
ド期間の末尾と有効シンボル期間の末尾から伝送路応答
の変化分を計算し、この伝送路応答の変化分を用いて時
間軸上の等化を行うＯＦＤＭ用受信装置であって、前記
有効シンボル内を複数ブロックに分割し、伝送路応答の
変化分から各ブロックの伝送路応答をステップ状に推定
する伝送路応答推定手段と、この手段で得られた複数の
伝送路応答に基づいて前記有効シンボル期間の時間領域
の等化を行う時間領域等化手段とを具備することを特徴
とする。

【手続補正５】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３５

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３５】（２）（１）の構成において、前記伝送路
応答推定検出手段は、伝送路応答の変化分から前記有効
シンボル内に存在する複数の伝送路応答を求める演算と
して、加算器とビットシフト回路装置を用いることを特
徴とする。

【手続補正６】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３６

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３６】（３）有効シンボル期間の末尾区間を有効
シンボル期間の先頭に複写してガード期間を形成し、振
幅、位相が既知のパイロット信号を周波数軸上及び時間
軸上にほぼ等間隔で配置してなるＯＦＤＭ信号を受信す
るＯＦＤＭ用受信装置であって、受信したＯＦＤＭ信号
のガード期間の末尾と有効シンボル期間の末尾から伝送
路応答の変化分を計算し、前記有効シンボル内を複数ブ
ロックに分割し、前記伝送路応答の変化分から各ブロッ
クの伝送路応答をステップ状に推定し、これら複数の伝
送路応答に基づいて前記有効シンボル期間の時間領域の
等化を行う時間領域等化手段と、前記パイロット信号の
伝送路応答を２値デジタル信号として処理、推定して受
信データ信号の伝送路応答を補間して周波数領域の等化
を行う周波数領域等化手段とを具備することを特徴とす
る。

【手続補正７】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３７

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３７】（４）（３）の構成において、前記周波数
領域等化手段は、前記ＯＦＤＭ信号の受信出力から時間
軸上に連続する第１及び第２のパイロット信号を順次取
り出し、前記第１及び第２のパイロット信号の第１及び
第２の伝送路応答を加算し、この加算結果をビットシフ
トすることで第３の推定伝送路応答を求め、少なくとも
第３の推定伝送路応答を用いて時間軸上に連続する第１
及び第２のパイロット信号間のデータ信号の伝送路応答
を補間し、この補間された推定伝送路応答に基づいて周
波数領域の等化を行うことを特徴とする。

【手続補正８】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３８】（５）（３）の構成において、前記周波数
領域等化手段は、前記ＯＦＤＭ信号の受信出力から時間
軸上に連続するパイロット信号を順次取り出し、各パイ
ロット信号間のデータ信号配列位置に０を挿入して時系
列に並べ、畳み込み演算することにより伝送路応答を補
間し、この補間された推定伝送路応答に基づいて周波数
領域の等化を行うことを特徴とする。

【手続補正９】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３９

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３９】（６）（３）の構成において、前記時間領
域等化手段は、前記伝送路応答の変化分から前記有効シ
ンボル内に存在する複数の伝送路応答を求める演算とし
て、加算器とビットシフト回路装置を用いることを特徴
とする。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者城杉孝敏神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式会社日立製作所マルチメディアシステム開発本部内Ｆターム(参考） 5K022 DD13 DD18 DD19 DD34 5K046 AA05 EE06 EE12 EE16 EE47 EE56 EF05

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】振幅、位相が既知のパイロット信号を周
波数軸上及び時間軸上にほぼ等間隔で配置してなるＯＦ
ＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex : 直
交周波数分割多重）信号を受信し、前記パイロット信号
の伝送路応答を２値デジタル信号として処理、推定して
受信データ信号の伝送路応答を補間して周波数領域の等
化を行うＯＦＤＭ用受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号の受信出力から時間軸上に連続する第
１及び第２のパイロット信号を順次取り出し、前記第１
及び第２のパイロット信号の第１及び第２の伝送路応答
を加算する加算手段と、この加算手段の加算結果をビットシフトすることで第３
の推定伝送路応答を求め、少なくとも第３の推定伝送路
応答を用いて時間軸上に連続する第１及び第２のパイロ
ット信号間のデータ信号の伝送路応答を補間する補間処
理手段とを具備することを特徴とするＯＦＤＭ用受信装
置。
【請求項２】振幅、位相が既知のパイロット信号を周
波数軸上及び時間軸上にほぼ等間隔で配置してなるＯＦ
ＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex : 直
交周波数分割多重）信号を受信し、前記パイロット信号
を用いて受信データ信号の伝送路応答を補間して周波数
領域の等化を行うＯＦＤＭ用受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号の受信出力から時間軸上に連続するパ
イロット信号を順次取り出し、各パイロット信号間のデ
ータ信号配列位置に０を挿入して時系列に並べる信号配
列手段と、この手段で時系列に並べられた信号を畳み込み演算する
ことにより伝送路応答を補間する補間処理手段とを具備
することを特徴とするＯＦＤＭ用受信装置。
【請求項３】有効シンボル期間の末尾区間を有効シン
ボル期間の先頭に複写してガード期間を形成してなるＯ
ＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex :
直交周波数分割多重）信号を受信し、受信したＯＦＤＭ
信号のガード期間の末尾と有効シンボル期間の末尾から
伝送路応答の変化分を計算し、この伝送路応答の変化分
を用いて時間軸上の等化を行うＯＦＤＭ用受信装置であ
って、前記前記有効シンボル内を複数ブロックに分割し、伝送
路応答の変化分から各ブロックの伝送路応答を推定する
伝送路応答推定手段と、この手段で得られた複数の伝送路応答に基づいて前記有
効シンボル期間の時間領域の等化を行う時間領域等化手
段とを具備することを特徴とするＯＦＤＭ用受信装置。
【請求項４】前記伝送路応答検出手段は、伝送路応答
の変化分から前記有効シンボル内に存在する複数の伝送
路応答を求める演算として、加算器とビットシフト回路
装置を用いることを特徴とする請求項３記載のＯＦＤＭ
用受信装置。
【請求項５】有効シンボル期間の末尾区間を有効シン
ボル期間の先頭に複写してガード期間を形成し、振幅、
位相が既知のパイロット信号を周波数軸上及び時間軸上
にほぼ等間隔で配置してなるＯＦＤＭ（Orthogonal Fre
quency Division Multiplex : 直交周波数分割多重）信
号を受信するＯＦＤＭ用受信装置であって、受信したＯＦＤＭ信号のガード期間の末尾と有効シンボ
ル期間の末尾から伝送路応答の変化分を計算し、前記有
効シンボル内を複数ブロックに分割し、前記伝送路応答
の変化分から各ブロックの伝送路応答を推定し、これら
複数の伝送路応答に基づいて前記有効シンボル期間の時
間領域の等化を行う時間領域等化手段と、前記パイロット信号の伝送路応答を２値デジタル信号と
して処理、推定して受信データ信号の伝送路応答を補間
して周波数領域の等化を行う周波数領域等化手段とを具
備することを特徴とするＯＦＤＭ用受信装置。
【請求項６】前記周波数領域等化手段は、前記ＯＦＤ
Ｍ信号の受信出力から時間軸上に連続する第１及び第２
のパイロット信号を順次取り出し、前記第１及び第２の
パイロット信号の第１及び第２の伝送路応答を加算し、
この加算結果をビットシフトすることで第３の推定伝送
路応答を求め、少なくとも第３の推定伝送路応答を用い
て時間軸上に連続する第１及び第２のパイロット信号間
のデータ信号の伝送路応答を補間し、この補間された推
定伝送路応答に基づいて周波数領域の等化を行うことを
特徴とする請求項５記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項７】前記周波数領域等化手段は、前記ＯＦＤ
Ｍ信号の受信出力から時間軸上に連続するパイロット信
号を順次取り出し、各パイロット信号間のデータ信号配
列位置に０を挿入して時系列に並べ、畳み込み演算する
ことにより伝送路応答を補間し、この補間された推定伝
送路応答に基づいて周波数領域の等化を行うことを特徴
とする請求項５記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項８】前記時間領域等化手段は、前記伝送路応
答の変化分から前記有効シンボル内に存在する複数の伝
送路応答を求める演算として、加算器とビットシフト回
路装置を用いることを特徴とする請求項５記載のＯＦＤ
Ｍ用受信装置。