JP2008530865A - レガシーシステムの相互動作性によるパイロット推定におけるマルチパス干渉の低減 - Google Patents

Abstract

レガシー通信システムのエアーインターフェース仕様を変更する必要なく、順方向リンク上で、周波数領域の等化の能力がある移動局の周波数領域の等化を支援し、時間領域および周波数領域の両者の等化の能力がある移動局の向上したチャネル推定を支援するシステム、基地局、および方法。第１の信号系列は、第１のフォーマットにしたがって生成され、オフセットベクトルも、生成される。第１の信号系列とオフセットベクトルとを結合し、第２のフォーマットにしたがう第２の信号系列を形成する。前記第２のフォーマットの第２の信号系列は、１つ以上の周波数領域の能力がある移動局における周波数領域の等化を支援する。第２の信号系列は、１つ以上のレガシー移動局との互換性を維持している。
【選択図】 図１

Description

米国特許法第１１９条のもとでの優先権の主張
本特許出願は、２００５年２月７日に出願され、本発明の譲受人に譲渡され、それによって本明細書において参照によって明示的に取り入れられている仮出願第６０／６５０，９３９号（“Reducing the Impact of Multipath Interference on Pilot Estimation”）に対して優先権を主張している。

本発明は、概ね、無線通信システム、より具体的には、パイロット推定におけるマルチパス干渉の影響を低減する方法および装置に関する。

ワイヤレス無線電話通信システムでは、多くのユーザが無線チャネル上で通信する。符号分割多元接続(code division multiple access, CDMA)変調技術の使用は、多数のシステムユーザが存在する通信を容易にする幾つかの技術の１つである。時分割多元接続(time division multiple access, TDMA)および周波数分割多元接続(frequency division multiple access, FDMA)のような他の多元接続通信システム技術が、技術的に知られている。しかしながら、ＣＤＭＡのスペクトラム拡散変調技術は、多元接続通信システムのこれらの変調技術よりも相当な利点をもっている。

ＣＤＭＡの技術は、多くの利点をもっている。例示的なＣＤＭＡシステムは、１９９０年２月１３日に発行され、本発明の譲受人に譲渡され、参照によって本明細書に取り入れられている米国特許第４，９０１，３０７号（“Spread Spectrum Multiple Access Communication System Using Satellite Or Terrestrial Repeaters”）に記載されている。例示的なＣＤＭＡシステムは、１９９２年４月７日に発行され、本発明の譲受人に譲渡され、参照によって本明細書に取り入れられている米国特許第５，１０３，４５９号（“System And Method For Generating Signal Waveforms In A CDMA Cellular Telephone System”）にも記載されている。

比較的に雑音のないデータ通信システムにおいて、データが、直線変調方式によって、例えば、直交位相シフトキーイング(“Quadrature Phase Shift Keying, QPSK”)を使用することによって、通信チャネル上で送信されるとき、チャネルが支援することができる検出可能なレベルの数は、本質的に、シンボル間干渉（Inter Symbol Interference, ISI）によって制限される。ＩＳＩが発生するのは、チャネルの分散性により、送信シンボルパルスが“拡散”し、その結果、隣り合うシンボルパルスが重なり合うためである。言い方を変えると、１つの送信パルスを表わす信号の一部が、異なる送信パルスを表わす信号の異なる部分を干渉するときに、ＩＳＩが発生する。

信号対雑音比が大きく、チャネルに比較的に雑音がないとき、ＩＳＩの悪影響はより著しくなる。そのようなチャネルにおいて、これは（音声通信ではなく）データ通信において通常より重要であり、ＩＳＩの存在は、通信システムの性能を相当に劣化する。

ＩＳＩの一般的な原因は、“マルチパス”現象である。簡単に言うと、マルチパスとは、多数のパス上で同じ信号を受信することによって生じる干渉を指す。移動局(“加入者ユニット”とも呼ばれる)を取り囲んでいる環境、例えば、建物または山の存在によって、送信シンボルパルスのコピーは、受信機に異なる時間に到達し得る。したがって、隣り合うシンボルパルスの成分は、建設的に、または破壊的に干渉し得る。

等化がＩＳＩの影響を最小化するに使用され得ることは、一般に知られている。等化は、信号を変えて（alter）、信号が受信機においてより容易に認識され得るようにすることに関わる。信号が送信機において変えられると、信号に対するチャネルの影響により、信号を受信機において適切に認識することができる。しかしながら、送信機は、チャネルの特徴、および時間が経つにつれてチャネルの特徴に現れ得る任意の変化についての事前の知識（a priori knowledge）をもたなければならないので、送信機ベースの等化は困難である。

等化は、受信機でも行われ得る。受信機ベースの等化では、受信信号の特性を使用して、等化パラメータを調整することができる。無線通信において、モバイルチャネルは、ランダムであり、時間と共に変化するので、等化器は、モバイルチャネルの時間と共に変化する特徴を追跡しなければならない。等化は、望ましい量の補正をチャネルに加えることを試みる。

移動局の受信機は、一般に、等化器の使用によって恩恵を受ける。これまで、時間領域の等化器が使用されていたが、移動局が、時速１０ないし２０キロメートルよりも高い速度で移動しているとき、それらは比較的に効果的ではない。周波数領域等化器も知られており、より高速のチャネル適応能力(向上した収束時間)を備えている。周波数領域の等化器は、上昇した移動局の速度における適時の収束および操作性にとって望ましいが、周波数領域の等化器は、従来のＣＤＭＡの順方向リンク（forward link, FL）チャネル内に存在しない特別なフォーマットの送信信号を使用することによって、相当な恩恵を得る。このような特別なフォーマットは、送信信号内にサイクリック プレフィックスまたは“ユニークワード”を挿入することによって、“これまでにない”ＣＤＭＡ順方向リンクチャネルにおいて実現され得る。

配備されている通信システムでは、順方向リンクチャネルを実質的に変えると、実質的に変えられた順方向リンク信号と相互に作用するように特別に構成されていない既存または“レガシー”の移動端末を使用できなくなる。したがって、基地局は種々の移動局へ送信するので、送信信号または順方向リンクＦＬ信号は、既存またはレガシーの移動局に適合し（compatible）、一方で、周波数領域の等化器を含んでいる移動局における等化を容易にするように構成された信号も与えなければならない。

したがって、レガシー移動局の動作、一方で、等化する移動局における等化器の組み込みおよび動作を支援することの両者に適応する送信信号を与えることが必要とされる。

本発明の態様は、レガシー通信システムのエアーインターフェース仕様に対する変更を必要とすることなく、順方向リンク上で、周波数領域の等化の能力がある移動局のために周波数領域の等化を支援する技術を与える。本発明の１つの実施形態において、第１のフォーマットにしたがって動作可能な１つ以上のレガシー移動局の相互動作を維持し、一方で、第２のフォーマットにしたがって動作可能な１つ以上の周波数領域の能力がある移動局を支援する方法が提供される。第１の信号系列は、第１のフォーマットにしたがって生成され、オフセットベクトルも生成される。第１の信号系列とオフセットベクトルとを結合し、第２のフォーマットにしたがう第２の信号系列を形成する。前記第２のフォーマットの第２の信号系列は、１つ以上の周波数領域の能力がある移動局における周波数領域の等化を支援する。第２の信号系列は、１つ以上のレガシー移動局との互換性を維持している。

本発明の別の実施形態において、複数のメッセージ データ ビットを複数の符号シンボルへ符号化する符号器を含む基地局が提供される。基地局は、第１のフォーマットにしたがう第１の信号系列を生成し、オフセットベクトルを生成するように構成された信号変更器（signal modifier）と、前記第1の信号系列を前記オフセットベクトルと結合する加算器とをさらに含む。結合により、第２のフォーマットにしたがう第２の信号系列が形成され、第２のフォーマットの第２の信号系列は、１つ以上の周波数領域の能力がある移動局における周波数領域の等化を支援する。第２の信号系列は、１つ以上のレガシー移動局との互換性を維持している。

本発明のさらに別の実施形態において、無線通信システムが提供される。無線通信システムは、第１のフォーマットにしたがって動作するように構成された１つ以上の周波数領域等化の能力がない移動局と、第２のフォーマットにしたがって動作するように構成された第２の１つ以上の周波数領域等化の能力がある移動局とを含む。無線通信システムは、第１のフォーマットにしたがって動作可能な１つ以上の周波数領域等化の能力がない移動局の相互動作を維持し、一方で、第２のフォーマットにしたがって動作可能な１つ以上の周波数領域の能力がある移動局を支援するように構成された基地局を含むようにさらに構成されている。

本発明のさらにまた別の実施形態において、第１のフォーマットにしたがって動作可能な１つ以上のレガシー移動局の相互動作を維持し、一方で、第２のフォーマットにしたがって動作可能な１つ以上の周波数領域の能力がある移動局を支援するシステムが提供される。システムは、第１のフォーマットにしたがう第１の信号系列を生成する手段と、オフセットベクトルを生成する手段とを含む。システムは、前記第1の信号系列を前記オフセットベクトルと結合し、第２のフォーマットにしたがう第２の信号系列を形成する手段をさらに含み、前記第２のフォーマットの前記第２の信号系列は、１つ以上の周波数領域の能力がある移動局における周波数領域の等化を支援し、前記第２の信号系列は、１つ以上のレガシー移動局との互換性を維持している。

“例示的”という用語は、本明細書において“例、事例、または実例としての役割を果たす”ことを意味するために専ら使用されている。本明細書において“例示的”と記載されている何れの実施形態も、他の実施形態よりも好ましいまたは好都合であると、必ずしも解釈されると限らない。実施形態の種々の態様が、図面に示されているが、明確に示されていないならば、図面は、必ずしも縮尺を調整して描かれているとは限らない。

次の記述は、最初にスペクトラム拡散無線通信システムについて記載することによって、移動局における周波数領域の等化を支援する例示的な実施形態を展開する。スペクトラム拡散無線通信システムにおける周波数領域の等化の使用を記載する。次に、基地局の実施形態の構成要素を、周波数領域の等化を行うことと関係付けて示す。周波数領域の等化に関係する明細書には、従来の順方向リンク信号を変更して、周波数領域の等化に適応させる説明および数学的導出が含まれている。概念および実施のブロック図が記載されている。

例示的な実施形態が、この記述全体にわたって、例として与えられているが、別の実施形態が、本発明の範囲から逸脱することなく種々の態様を取り入れ得ることに注意すべきである。

例示的な実施形態は、スペクトラム拡散無線通信システムを採用している。無線通信システムは、音声、データ、等のような種々のタイプの通信を提供するために、広く展開されている。これらのシステムは、ＣＤＭＡ、ＴＤＭＡ、または何か他の変調技術に基づき得る。ＣＤＭＡシステムは、他のタイプのシステムよりも、ある特定の利点（例えば、増加したシステム容量）を備えている。

システムは、１つ以上の標準を支援するように設計されることができ、標準には、例えば、“TIA/EIA/IS-95-B Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System”、すなわち、本明細書においてＩＳ−９５標準と呼ばれ、本明細書において３ＧＰＰと呼ばれている“第三世代パートナーシップ プロジェクト(3rd Generation Partnership Project）”という名称のコンソーシアムによって提供され、文献番号３Ｇ ＴＳ ２５．２１１、３Ｇ ＴＳ ２５．２１２、３Ｇ ＴＳ ２５．２１３、および３Ｇ ＴＳ ２５．２１４、３Ｇ ＴＳ ２５．３０２を含む１組の文献において具体化されている標準、本明細書においてＷ−ＣＤＭＡ標準と呼ばれ、本明細書において３ＧＰＰ２と呼ばれている“第三世代パートナーシップ プロジェクト２(3rd Generation Partnership Project 2）”という名称のコンソーシアムによって提供された標準、およびｃｄｍａ２００００標準、正式には、ＩＳ−２０００ ＭＣと呼ばれているＴＲ−４５．５の標準がある。これにより、上述で引用された標準は、本明細書において参照によって明示的に取り入れられる。

各標準は、基地局から移動局へ、移動局から基地局へ送信するデータの処理を具体的に定めている。例示的な実施形態として、次の記述では、ＣＤＭＡ２０００標準のプロトコルにしたがうスペクトラム拡散通信システムについて検討する。別の実施形態では、別の標準を採り入れ得る。さらに別の実施形態では、本明細書に開示されている圧縮方法を、他のタイプのデータ処理システムに適用し得る。

図１は、多数のユーザを支援し、本明細書に記載されている実施形態の少なくとも幾つかの態様を実施することができる通信システム100の例としての役割を果たす。種々のアルゴリズムおよび方法の何れも、システム100における送信をスケジュールするのに使用され得る。システム100は、多数のセル102Aないし102Gに通信を与え、各セルは、対応する基地局104Aないし104Gによってそれぞれサービスされる。例示的な実施形態において、基地局104の幾つかは、多数の受信アンテナをもち、他のものは、１本のみの受信アンテナをもつ。同様に、基地局104の幾つかは、多数の送信アンテナをもち、他のものは、１本の送信アンテナをもつ。送信アンテナと受信アンテナとの組合せは、限定されない。したがって、基地局104は、多数の送信アンテナと１本の受信アンテナとをもつこと、多数の受信アンテナと１本の送信アンテナとをもつこと、送信アンテナと受信アンテナの両者を１本ずつもつこと、または多数本ずつもつことが可能である。

受信可能領域内の端末106は、固定型(すなわち、静止型)であっても、または移動型であってもよい。図１に示されているように、種々の端末106が、システム全体にわたって分散している。例えば、ソフトハンドオフが採用されているか、または、端末が多数の基地局から多数の送信を(同時または連続的に)受信するように設計され、動作するかに応じて、各端末106は、任意の所与の瞬間において、ダウンリンク（“順方向リンク（forward link）または“ＦＬ”とも呼ばれる）およびアップリンク（“逆方向リンク（reverse link）または“ＲＬ”とも呼ばれる）上で、少なくとも１つ、場合によっては、より多くの基地局104と通信する。ＣＤＭＡ通信システムにおけるソフトハンドオフは、技術的に周知であり、本発明の譲受人に譲渡された米国特許第５，１０１，５０１号（“Method and system for providing a Soft Handoff in a CDMA Cellular Telephone System”）において詳しく記載されている。

順方向リンクまたはダウンリンクは、基地局104から端末106への送信を指し、逆方向リンクまたはアップリンクは、端末106から基地局104への送信を指す。例示的な実施形態において、端末106の幾つかは、多数の受信アンテナをもち、他のものは、１本のみの受信アンテナをもつ。図１において、基地局104Aは、ダウンリンク上で端末106Aおよび106Jにデータを送信し、基地局104Bは、端末106Bおよび106Jにデータを送信し、基地局104Cは、端末106Cにデータを送信する、等である。

図２は、通信システムにおける基地局182および移動局184のブロック図である。基地局182は、本明細書において移動局184として識別されている端末と無線通信する。既に記載したように、基地局182は移動局184へ信号を送信し、移動局184はその信号を受信する。さらに加えて、移動局184も、基地局182へ信号を送信し得る。

図３は、順方向リンク302および逆方向リンク304を示した基地局182と移動局184とのブロック図である。順方向リンク302は、基地局182から移動局184への送信を指し、逆方向リンク304は、移動局184から基地局182への送信を指す。

図４は、順方向リンク302の実施形態におけるチャネルのブロック図である。順方向リンク302は、パイロットチャネル402、同期チャネル404、ページングチャネル406、トラフィックチャネル408、および予備チャネル409を含んでいる。順方向リンクまたは図示されている順方向リンク302は、順方向リンクの１つのみの可能な実施形態であり、他のチャネルが順方向リンク302に加えられるか、またはそれから取り除かれ得ること、さらに加えて、同じチャネルタイプの多数のインスタンスが同時に使用され得ることが分かるであろう。

図示されていないが、逆方向リンク304も種々のチャネルを含む。基地局182も、周波数領域の等化を含み得るが、現在示している実施形態では、逆方向リンク304における等化についてさらに記載しない。しかしながら、本明細書に記載されているシステムおよび方法は、基地局182における周波数領域の等化を容易にするためにも適用され得る。

米国電気通信工業会（Telecommunications Industry Association）のTIA/EIA/IS-95-A Mobile Stations-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular Systemに記載されている１つＣＤＭＡ標準のもとで、各基地局182は、パイロットチャネル402、同期チャネル404、ページングチャネル406、順方向トラフィックチャネル408、および／または特定の予備チャネル409をそのユーザへ送信する。パイロットチャネル402は、各基地局182によって連続的に送信される変調されていない直接拡散スペクトラム拡散信号である。パイロットチャネル402は、各ユーザが、各基地局182によって送信されたチャネルのタイミングを得るのを可能にし、コヒーレント復調の位相基準を与える。パイロットチャネル402は、基地局182間でハンドオフするとき（例えば、セル間を移動するとき）を判断するために、基地局182間の信号強度比較手段も与える。

図５は、入力データビット202から、スペクトラム拡散チップ系列ｃ（ｎ）228を生成し、それをオフセットベクトルΔ231と結合し、スペクトラム拡散オフセットチップ系列235を形成する例を示している。入力データビット202は、本出願において、“メッセージ データ ビット”または“オリジナルメッセージ”とも呼ばれる。図５に示されている例示的なシステム200は、送信を順方向リンクにおいて行う基地局、ゲートウエイ、または衛星中継器内に通常存在し得る送信機の一部を構成する。図５に示されている例において、入力データビット202は、基地局182(図２)から移動局184(図２)内の受信機へ通信チャネルをわたって送信される目的の情報またはメッセージを含んでいる。

最初に、メッセージ データ ビット202が符号器204へ入力される。符号器204は、技術的に知られている畳み込み符号化技術を使用して、メッセージ データ ビット202に冗長を取り込むために利用される前方誤り訂正（Forward Error Correction, FEC）符号器であり得る。符号器204によって取り込まれた冗長により、受信機は、送信電力を増加する必要なく、幾つかの検出誤りを訂正することができる。符号器204の出力は、通常、“符号シンボル”と呼ばれる。通常、符号器204へ入力される１つのメッセージ データ ビットは、符号器204から出力される幾つかの符号シンボルに対応する。

別のアプローチにおいて、符号器204は、上述の冗長符号化の前に、“ソース符号化”機能を行う。冗長を取り込み、符号シンボルを生成する前に、ソース符号化は、入力データビット202を効率的に表現するために、データ圧縮を行うことを含む。

変調インターリーバ206は、符号器204から符号シンボルを受信し、変調器208によって処理する前に、符号シンボルを“インターリーブ”する。インターリービングは、図５のシステム200のような送信システムにおいて、潜在的な雑音バーストまたは“ディープフェード”が、受信機において訂正されるのではなく、ランダムに（すなわち、独立して）現れるようにするために利用される。インターリービングは、雑音バーストまたはディープフェードがある状態で、ソースデータのブロック内の重要なビットが、同時に損なわれないことを保証するためにも利用される。誤り制御符号は、時間的順序またはソース データ ビットをスクランブルすることによって、ランダムに現れ得るチャネル誤りから保護するように通常設計されているので、インターリーバは、誤り制御符号化が誤りの検出および消去において効果的であり続けることを保証する。図５の例示的なシステム200において、インターリーバ206は、ブロックインターリーバまたは畳み込みインターリーバであり得る。両者は、技術的に知られている。

インターリーブされた符号シンボルは、変調器208へ送られる。無線ディジタル通信では、異なるが、関係している多数の変調方式を変調器208において使用することができる。例えば、二位相シフトキーイング(Binary Phase Shift Keying, BPSK)、差動位相シフトキーイング(Differential Phase Shift Keying, DPSK)、直交位相シフトキーイング(Quadrature Phase Shift Keying, QPSK)(ＯＱＰＳＫおよびｎ／４ＱＰＳＫを含む)、および直交振幅変調(Quadrature Amplitude Modulation, QAM)は、変調器208において利用され、変調インターリーバ206によって生成された符号シンボルを変調することができるディジタル変調技術である。しかしながら、変調器208は、任意の特定のタイプの変調器に制限されず、無線通信において使用される多くのディジタル変調器の何れであってもよい。

図５に示されているように、変調器208は、変調された信号をチャネルインターリーバ210へ送る。送信チャネルの本質的な特徴は、電子デバイスによって生成される雑音バーストのような種々の可能なメカニズムによって、送信信号が損なわれることである。事実、変調器208による変調中に、幾らかの雑音バーストが、変調器自体によって取り込まれ得る。雑音バーストがランダムに現れるようにするために、チャネルインターリーバ210が利用される。チャネルインターリーバ210は、チャネルをわたって送信される信号の時間的順序を変更する。チャネルインターリーバ210は、ブロックインターリーバまたは畳み込みインターリーバであり得る。

例示的なシステム200において、インターリーバ210からのチャネルインターリーブされたシンボルは、シンボルパンクチャ素子212へ送られる。シンボルパンクチャリングは、メッセージシンボルの幾つかを削除して、望ましい制御シンボルに置き換えるプロセスである。したがって、パンクチャリングは、通常、送信機と受信機との間の通信を適切に処理するために、電力制御情報のような制御情報をソースデータ内に挿入するのに使用される。シンボルパンクチャリングは、受信機において受信されるメッセージまたはソースデータに誤りを取り込む潜在性があるが、最近の技術は、そのような誤りを最小化するか、または無くした。例示的なシステム200において、シンボルパンクチャ素子212は、電力制御シンボル、並びに時間、位相、および信号強度の基準を与えるシンボルのような種々の制御シンボルを、メッセージ シンボル ストリーム内へ挿入するのに使用される。メッセージシンボル内へパンクチャされた制御シンボルは、メッセージシンボル内へ時分割多重化される。

図５に示されているように、シンボルパンクチャ素子212によって出力されたシンボルストリームは、ＤＥＭＵＸ214へ入力する。ＤＥＭＵＸ214は、入力シンボルストリームを多数の並列出力シンボルストリームｄへデマルチプレックスするのに使用される。図５の例示的なシステム200において、ＤＥＭＵＸ214は、１対１６のデマルチプレクサである。言い換えると、１６本の並列シンボルストリームが、同時に出力される。１６個の並列出力を必要とする理由は、１６次のウォルシュ関数行列が、例示的なシステム200内のＮチップ ウォルシュ カバー218において使用されるからである。他の実施形態において、６４次または１２８次のウォルシュ関数行列が使用されることもあり、その場合は、ＤＥＭＵＸ214は、それぞれ、１対６４または１対１２８のデマルチプレクサになる。例示的なシステム200においてＤＥＭＵＸ214の１６個の並列出力は、１人のユーザに対応することも、または１６人までの異なるユーザに対応することもあることに注意すべきである。ＤＥＭＵＸ214へ入力したデータシンボルが、１人のユーザに対応するとき、入力データシンボルは、最初に、緩衝され、次に、１６本の並列シンボルストリームｄ(変調シンボルベクトルとしても知られている)で、Ｎチップ ウォルシュ カバー218へ出力される。

Ｎチップ ウォルシュ カバー218は、ＤＥＭＵＸ214からの並列入力シンボルｄの各々に対してウォルシュカバー(または、ウォルシュ変調)を行う。既に記載したように、この例では、Ｎ＝１６、すなわち、ウォルシュ関数行列は１６次の行列である。しかしながら、Ｎの値は、設計上の選択であり、Ｎは６４または１２８であってもよい。図５に示されているように、ＤＥＭＵＸ214は、１６本の並列シンボルストリームを、Ｎチップ ウォルシュ カバー218へ出力する。既に記載したように、ウォルシュ関数は直交関数であり、これを使用して、各入力シンボルをそれぞれの出力チップ系列に変換し、各出力チップ系列は、他の全ての出力チップ系列と直交する。通常、変換は、各入力シンボルに、特定のウォルシュ関数内のチップ系列を掛けるか、またはより効率的な高速アダマール変換（Fast Hadamard Transform, FHT）を使用することによって行われ得る。したがって、各シンボルに対して、１本のチップ系列がＮチップ ウォルシュ カバー218によって出力される。チップ系列は、長さがＮであり、この例では、これは１６である。したがって、例示的なシステム200において、各入力シンボルに対して、１６チップがＮチップ ウォルシュ カバー218によって出力される。本出願において、“元（original）のウォルシュカバーされたチップ系列”は、例示的なシステム200においてＮチップ ウォルシュ カバー218によって出力されたチップ系列を指す。

ＣＤＭＡ通信において、ウォルシュ関数は、順方向リンクにおいてユーザ(すなわち、加入者ユニット)を分けるのに使用される。例として、所与のセクタ(ＣＤＭＡでは、各セクタは、セルのサブセットである)において、各順方向チャネルは、別個のウォルシュ関数を割り当てられる。言い換えると、基地局と各加入者ユニットとの間の通信は、別個のウォルシュ符号系列によって符号化される。図５を参照すると、Ｎチップ ウォルシュ カバー218へ入力した各シンボルは、個々の加入者ユニット(例えば、個々のセル電話のユーザ)に割り当てられたウォルシュ符号系列内の全チップと掛け合わされる。各シンボルをチップ系列に変換するウォルシュ関数の演算は、ウォルシュ“カバリング”とも呼ばれる。

一般に、１本以上のウォルシュ符号系列が、順方向リンクパイロットに割り当てられる。このようなパイロット系列は、通常、総送信順方向リンク電力の５ないし２０％を表わす。

Ｎチップ ウォルシュ カバー218によって処理された１６本の並列チップ系列の各々は、チップレベル加算器224へ出力される。チップレベル加算器224は、Ｎチップ ウォルシュ カバー218によって出力された各チップ系列の“垂直和”を与えるのに利用される。チップレベル加算器224の“垂直和”の演算について説明するために、単純な例を使用する。ここでは、Ｎチップ ウォルシュ カバーのＮは、４に等しい(その代わりに、例示的なシステム200において、Ｎが１６に等しい場合もある)。この単純な例において、４つの（通常は複素数の）シンボル〔ａ，ｂ，ｃ，ｄ〕は、４次のウォルシュ関数行列によって“カバー”される４つの符号シンボルであると仮定する。４次のウォルシュ関数行列を次に示す。

結果の４つの出力チップ系列を次に示す。これらは、各ウォルシュ関数(すなわち、ウォルシュ関数行列内の各行)に、入力符号シンボルの各々を掛けることによって得られる。

・チップ系列（１）＝〔ａ，ａ，ａ，ａ〕
・チップ系列（２）＝〔ｂ，−ｂ，ｂ，−ｂ〕
・チップ系列（３）＝〔ｃ，ｃ，−ｃ，−ｃ〕
・チップ系列（４）＝〔ｄ，−ｄ，−ｄ，ｄ〕
これらの４つのチップ系列の“垂直和”は、チップを対応する列において加算することによって得られる。したがって、結果の垂直和は、次の通りである。

〔ａ＋ｂ＋ｃ＋ｄ， ａ−ｂ＋ｃ−ｄ， ａ＋ｂ−ｃ−ｄ， ａ−ｂ−ｃ＋ｄ〕
図５に示されているように、チップレベル加算器224の出力は、擬似ランダム雑音（Pseudorandom Noise, PN）拡散器226に与えられる。背景によって、ＰＮ系列は、確定的な（deterministic）二値数列であるが、ランダムな二値数列に似ている。そのため、ＰＮ系列は、０および１の数がほぼ等しく、シフトされた系列間の相関性が非常に弱く、任意の２つの異なるＰＮ系列間の相互相関性が非常に弱い。これらの特性により、ＰＮ系列は無線ディジタル通信において非常に望ましい。ＰＮ拡散器の出力チップ系列は、最低要求信号帯域幅よりも数桁大きい帯域幅をもっているので、スペクトラム拡散信号とも呼ばれる。スペクトラム拡散信号は、受信機において、ローカルに生成されたＰＮ系列との相互相関によって復調される。正しいＰＮ系列との相互相関が、スペクトラム拡散信号を“逆拡散”し、変調されたメッセージを回復するのに対して、意図されていないユーザによる信号との相互相関は、受信機の出力において、非常に少量の広帯域雑音を生成する。

ＰＮ拡散技術を使用する重要な理由は、その本質的な干渉拒絶能力である。各基地局は、固有のＰＮ符号を割り当てられ、これは、他の基地局に割り当てられた符号と弱い相互相関性をもつので、基地局が常に同じ周波数スペクトルを占めていても、受信機は、各基地局をそれぞれの符号に基づいて分けることができる。全ユーザが同じスペクトルを共有することができるので、全セルが同じ周波数チャネルを使用することができるので、スペクトラム拡散は周波数の計画を無くすことができる。

ＰＮ系列は、通常、順序論理を使用して生成される。状態メモリ素子の連続段から成るフィードバック シフト レジスタが、通常、利用される。二値数列は、クロックパルスに応答して、シフトレジスタによってシフトされ、異なる段の出力は論理的に結合され、第１の段への入力としてフィードバックされる。最後の段の出力は、望ましいＰＮ系列である。

ＰＮ拡散器226は、技術的に知られているやり方で、チップレベル加算器224によって出力されたチップに対してＰＮ系列をインプレス（impress）する。例として、ＰＮ拡散器226による変調は、チップレベル加算器224によって出力された各チップと、ＰＮ拡散器226によって生成されたＰＮ系列におけるそれぞれのチップとのモジュロ２加算(すなわち、ＸＯＲ)によって行われ得る。チップレベル加算器224の出力に対して行われたＰＮ拡散の結果は、出力チップ系列ｃ（ｎ）228である。

ＣＤＭＡ通信システムにおける一般的な原理、とくに、通信チャネル上で送信するためにスペクトラム拡散信号を生成する一般的な原理は、本発明の譲受人に譲渡された米国特許第４，９０１，３０７号（“Spread Spectrum Multiple Access Communication System Using Satellite or Terrestrial Repeaters”）に開示されている。この特許、すなわち、米国特許第４，９０１，３０７号における開示は、これによって、参照によって本出願に完全に取り入れられる。さらに加えて、本発明の譲受人に譲渡された米国特許第５，１０３，４５９号（“System and Method for Generating Signal Waveforms in a CDMA Cellular Telephone System”）は、ＰＮ拡散、ウォルシュカバリング、およびＣＤＭＡスペクトラム拡散通信信号を生成する技術に関係する技術を開示している。この特許、すなわち、米国特許第５，１０３，４５９号における開示も、これによって、参照によって本出願に完全に取り入れられる。

さらに加えて、本発明は、“高データレート”通信システムに関係する種々の原理およびデータの時間多重化を利用しており、本発明は、“高データレート”通信システムにおいて使用することができる。“高データレート”通信システムは、１９９７年１１月３日に出願され、本発明の譲受人に譲渡された米国特許出願第０８／９６３，３８６号（“Method and Apparatus for High Rate Packet Data Transmission”）に開示されている。この出願（第０８／９６３，３８６号）における開示も、これによって、参照によって本出願に完全に取り入れられる。

ＤＥＭＵＸ214へ入力され、その後で、例えば、１６本の並列シンボルストリームｄへ出力されたデータシンボルは、信号変更器(signal modifier)235へも送られる。信号変更器235を組み込んだことにより、ＣＤＭＡエアーインターフェース仕様へ変更することなく、移動局184(図２)内の周波数領域等化器を支援することができる。信号変更器235は、ＤＥＭＵＸ214から変調シンボルベクトルｄを受信し、オフセットベクトルΔ231を生成し、オフセットベクトルΔ231は、加算器229において出力チップ系列ｃ（ｎ）228と加算される。変調されたシンボルベクトルｄとオフセットベクトルΔとの和233は、“送信ＦＩＲ”230および送信機236へ送られる。送信ＦＩＲ230は、一般に、通信チャネル上でパルス整形信号を送信する前に、それらに使用されるＦＩＲフィルタである。送信ＦＩＲ230は、本出願において“送信フィルタ”とも呼ばれる。送信フィルタ自体は、一般に、送信信号に、ある一定量のＩＳＩを取り込む。技術的に知られている適切なパルス整形を使用することによって、送信信号内のＩＳＩを低減することができる。

信号変更器235に戻って、幾つかの実施形態は、ＣＤＭＡエアーインターフェース仕様の変更を要求することなく、基地局182(図２)から移動局184(図２)への順方向リンクにおける周波数領域の等化の解決案を支援するように構成され得る。

信号変更器235の１つの実施形態において、基地局は、次のように仮定することによって、ＣＤＭＡエアーインターフェース仕様を変更することなく、順方向リンクにおける周波数領域の等化を支援する。仮定とは、（ｉ）例えば、ＴＤＭパイロットおよび適切なガード時間の使用によって、パイロットをデータから最小の干渉で測定できること、および（ｉｉ）データおよびパイロットの両者(とくに、パイロット)は、最大許容遅延拡散に等しい重なり合い(すなわち、ＯＦＤＭにおいて使用されるサイクリック プリフィクスに似たサイクリック プリフィクス）と共に、循環的にラップアラウンドされることである。

上述の条件は、エアーインターフェースを設計し直すと、比較的容易に満たされ得る。都合の悪いことに、(ＤＯを除く)ＣＤＭＡ２０００の構造は、このような解決案に適し難く、少なくとも後方互換性のやり方では適さない。これは、主として、連続するパイロットチャネル、および場合によっては、他のオーバーヘッドチャネルを変えることができないからである。移動局の後方またはレガシーへの互換性を維持するために、順方向リンク信号は、すなわち、（Ａ）全シンボルの最初のｍチップを０に設定し、（Ｂ）送信信号のフーリエスペクトルにおいてｍ個の等間隔の値(すなわち、パイロットトーン)があり、各々が、送信機および受信機の両者に知られている固定値に設定されるように構成される。固定値は、全パイロットトーンにおいて同じであっても、または異なっていてもよい。以下では、ｍ個のパイロットトーンの各々の値を、

に設定する。なお、Ｎ（例えば、１２８）は、移動局の高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform, FFT)ブロックにおいて使用されるシンボル長である。既に記載したように、他の値の割り当ても可能である。順方向リンクは、多数の異なるウォルシュ符号長を同時に使用し得ることが分かる。このような仮定は、等化器の処理が、例えば、１２８チップシンボルに対して行われることに基づく。ある意味では、Ｔｘまたは順方向リンク信号は、使用されている実際のウォルシュ符号長にかかわらず、Ｗ_１２８の成分へ分解される。このようなアプローチは効果的であるが、より短いウォルシュ符号が、実施される性能の影響を与え得ることが分かる。

制限によってではなく、例示的に、この実施形態の信号変更器235は、１つ以上の具体的な数を仮定している。この数は、例示であって、制限ではないと考えられる。レガシー移動局と互換性のある信号変更器235を実施するとき、例示的な説明では、Ｎ＝１２８およびｍ＝４と仮定し、単純化のために、Ｎは、選択されたｍで割り切れると仮定する。続いて、データ転送に使用されない最後の２ｍ＝８のウォルシュ符号は、予備にされるが、上述の目的を達成するために設定される。上述の目的とは、（Ａ）全シンボルの最初のｍチップを‘０’に設定すること、および（Ｂ）送信信号のフーリエスペクトルにおいてｍ個の等間隔の値があり、各々を、

に設定することである。なお、Ｎ（例えば、１２８）は、等化器において使用されるシンボル長である。このようなウォルシュ符号の条件では、約８／１２８または６％のスペクトルのオーバーヘッドを負い得る。

続けて、この実施形態を記載し、次の行列を定める。

・Ｈは、１２８×１２８のウォルシュ符号行列であり、なお、列は、ウォルシュ符号を表わす。

・ｄは、（１２８−２ｍ）×１の変調シンボルベクトルである。

・Ｓは、１２８×１２８の対角スクランブリング行列であり、その対角要素は、ショートＰＮ符号を表わす。

・Ｔは、１２８×１の送信信号であり、その要素は、チップ×１の時間サンプルである。

さらに加えて、ＣＤＭＡエアーインターフェース仕様の１つ、すなわち、ＣＤＭＡ２０００の仕様では、Ｔは、次のように決められ得ることが分かる。

Ｔ＝ＳＨｄ 式（１）
さらに加えて、オフセットベクトルΔ231が、次の条件を満たすと識別されるとき、目的（Ａ）および（Ｂ）の両者が満たされる。

なお、ＳＨ_ｋは、積行列ＳＨのｋ番目の行であり、Ｍ_ｌは、積行列ＦＳＨのｌ番目の行であり、Ｆは、ＦＦＴ変換行列のｍ×１２８の部分行列であり、これは、周波数ｌ・Ｎ／ｍ＋ｄに対応する行から成る(なお、ｄは、隣り合う基地局または隣り合う基地局セクタを横切るパイロットトーンに重なり合わないようにするために使用されるセクタ別周波数のオフセットであり得る)。Ｆの要素を次のように計算することができる。

線形推定を使用して、最良の可能なΔを得る。このために、対角重み付け行列Ｗを定める。これは、使用されているウォルシュチャネルの各々における許容ＳＮＲの劣化、および最後の２ｍの使用されていないウォルシュチャネルにおける電力オーバーヘッドを制御する。Ｗを次のように設定する。

上述の割り当ては、ＳＮＲの劣化が、Ｅ_ｃ／Ｉ_ｏｒの割り振りにかかわらず、全ウォルシュチャネル全体にわたって、均等であることを保証する。パイロットのような幾つかのウォルシュチャネルが、他よりも多く（または、より少なく）保護される必要があるとき、それにしたがって、Ｗの対応する値が低減（または、増加）され得ることに注意すべきである。逆に、他の使用されていないウォルシュ符号の値は、増加(または、低減)され得る。

図６は、次の仮定におけるシミュレーション結果の実際のグラフを示している。

・パイロットＥ_ｃ／Ｉ_ｏｒ＝−１０ｄＢ
・同期Ｅ_ｃ／Ｉ_ｏｒ＝−１３ｄＢ
・ページングＥ_ｃ／Ｉ_ｏｒ＝−１３ｄＢ
・（トラフィックウォルシュチャネル当たりの）トラフィックＥ_ｃ／Ｉ_ｏｒ＝（１−パイロット−同期−ページング）／（Ｎ−３−２ｍ）
・シミュレーションの実行：５０００シンボル
シミュレーション結果を、図６ないし８を参照して示す。図６は、各順方向リンク符号チャネルにおける‘送信’の雑音対信号比（Noise-to-Signal Ratio, NSR）を示している。このＮＳＲによって表わされる劣化は、比較的に小さく、Ｅ_ｃ／Ｉ_ｏｒの逆数によって基準化されないことに注意すべきである。他方で、この劣化は、ＭＳ内の等化器によって軽減されない。

図８は、Ｗ_１２８シンボル内のチップの平均エネルギを示している。理想的には、最初のｍチップは、ユニークワードの挿入を達成するために、０のエネルギである。図７は、プレフィックスエネルギが、平均チップエネルギより約１２ないし１６デシベル低いことを示している。

図９は、スペクトルの目標値と達成されたスペクトルとの平均平方差を示している。すなわち、グラフは、次の値を示している。

シミュレートされた例によって、電力のオーバーヘッドは約５．８％であった。これは、６．２５％の同様のＯＦＤＭのオーバーヘッドよりも僅かに少ない。この例が、後方互換性のために負う１０％のパイロットのオーバーヘッドを含まなかったことにも注意すべきである。

信号変更器235のまた別の実施形態では、基地局は、ＣＤＭＡのエアーインターフェースを変更することも、明示的なサイクリック プリフィクスまたはユニークワードを生成することもなく、順方向リンクにおける周波数領域の等化を支援する。以前は、時間領域等化器(Time Domain Equalizer, TDE)および周波数領域等化器(Frequency Domain Equalizer, FDE)が、ＣＤＭＡシステムのために検討されてきた。ＴＤＥは、サイクリック プリフィクスを必要としないが、最適な信号対雑音比(Signal-to-Noise Ratio, SNR)を達成するために、低遅延拡散チャネルでも、少なくとも理論上では、無限数のタップを必要とし得る。他方で、ＦＤＥは、有限の巡回畳み込みで、最適のＳＮＲを常に達成することができるが、このため、送信シンボル自体が巡回することを必要とし、これは、サイクリック プリフィクスまたはユニークワードを挿入することを必要とする。サイクリック プリフィクスまたはユニークワードが、送信信号内に挿入されていないときは、ＦＤＥに基づく受信機の性能は、悪い影響を受ける。検討中の実施形態は、この影響を軽減しないが、より良いチャネル推定を可能にすることによって、それを補うことができる。

ＴＤＥとＦＤＥの両者の場合における従来の等化器の解決案では、マルチパスの場合に、等化が行われる前は、パイロットは、他の符号チャネルと直交していないので、チャネル推定において、干渉なしにパイロット信号を観察することができないという事実によって、問題が生じる。多数のタイムスロットを統合すると、パイロットチャネルの観測雑音を低減するが、さらに、等化器の容量を低減し、高ドップラーチャネルに適応する。

より良いチャネル推定を得るための１つの理論的アプローチは、非常に複雑な解決案になるが、徹底的なサーチ（exhaustive search）を行って、伝搬チャネルのタップ係数を見付け、次に、これを使用して、等化器フィルタのタップ係数を見付けることができる。このようなアプローチでは、順方向リンク(forward link, FL)チャネルの遅延拡散がｍチップに制限されると仮定する。理論的アプローチでは、ＦＬは、ｍ本のパイロット符号チャネルを使用し、各々が既知の変調を行われると仮定する。次に、受信機は、チャネルの仮説として、十分に細かいグリッドに制限された全ての可能な遅延タップの組合せを試験する。例えば、各遅延タップに対して両者の直交位相をカバーする２×６ビットの分解能を仮定すると、全部で２^{２×６×ｍ}の仮説になる。各仮説において、受信信号にフィルタをかけるために、ＭＭＳＥ等化器のチャネル反転フィルタ係数が判断され得る。次に、各仮説において、チャネル反転フィルタリングが済んだ後のｍ個の逆拡散されたパイロットシンボルと、既知のパイロット変調シンボルとの誤差が判断され得る。平均誤差が最小である仮説が、最良のチャネル推定値として選択され、それにしたがって、受信信号にフィルタにかけ得る。もちろん、ｍ本のパイロット符号チャネルが展開される限り、既存のエアーインターフェース標準を変更せずに、上述で提示した理論的アプローチが使用され得るが、受信機の複雑さは僅かではない。

制限によってではなく、例示的に、次の実施にしたがって、基地局からの順方向リンクチャネルが、信号変更器235において変更されるとき、既存またはレガシー移動局は、周波数領域の等化を利用する他の移動局と、通信システムにおいて共存し得る。この実施形態において、制限によってではなく、例示的に、移動局の受信機におけるチャネル推定を向上するために、順方向リンクチャネル遅延拡散をｍチップに制限し、２ｍ−２の符号チャネル409(図４)を予備にすると仮定する。これらの符号チャネルは、データを運ばないが、望ましい送信波形特性を達成するために、基地局によって変調される。前の実施形態に関して既に記載したように、（Ａ）全シンボルの最初のｍチップを‘０’に設定し、（Ｂ）送信信号のＦＦＴにおけるｍ個の等間隔の値があり、各々を、

に設定する。なお、Ｎ（例えば、１２８）は、等化器において使用されるシンボル長である。前の実施形態において、仮定（Ａ）および（Ｂ）の両者が存在すると、基地局からの送信順方向リンク信号の結果として、移動局における適切な周波数領域の等化操作が可能になる。したがって、周波数領域の等化は、ＯＦＤＭのアプローチに似たやり方で、全ての周波数ビンにおけるチャネル応答推定値を判断する時点まで行い、その後で、受信信号のスペクトルにＭＭＳＥ周波数応答反転を行い、結果のスペクトルは、ＦＨＴによって逆拡散するために、時間領域に再び変換される。

この実施形態では、全シンボルの最初のｍチップを‘０’に設定する仮定（Ａ）は省かれ、仮定(Ｂ)は、サイクリック プレフィックスを含まない周波数領域の等化を容易にする順方向リンク信号を生成するために変更される。概して、この実施形態では、順方向リンク信号をレガシー移動局に不適合にすることなく、移動局における周波数領域の等化を容易にするために、パイロットチャネル構造を含む順方向リンク信号の一部を変更する。

この実施形態において、送信信号(すなわち、パルス整形を無視する)のディスクリートなチップ×１の表現は、Ｎチップの処理長で仮定される。前の実施形態のように、この実施形態も、周波数領域等化器の動作に性能上の影響を与えることなく、Ｎよりも短いウォルシュ符号長を利用し得る。一例として、この実施形態の１つの実施の例示的に表すものとして、次の表記を採用する。この実施形態では、次の行列およびベクトル表記が定められる。

・Ｈは、Ｎ×Ｎのウォルシュ符号行列である。なお、列はウォルシュ符号を表わす。

・ｄは、１２８×１の変調シンボルベクトルであり、最初に、最後の２ｍの要素を０に設定する（しかしながら、別の処理の後で、ゼロ以外の値に設定される）。

・Ｓは、Ｎ×Ｎの対角スクランブリング行列であり、その対角要素は、ＱＰＳＫのショートＰＮ符号シンボルを表わす。

・Ｔは、Ｎ×１の送信信号であり、その要素は、チップ×１の時間サンプルである。

１つの規定されたＣＤＭＡインターフェース標準、すなわち、ＣＤＭＡ２０００のインターフェース標準において、Ｔは、次のように決められ得ることに注意すべきである。

Ｔ＝ＳＨｄ 式（１０）
次の条件を満たすオフセットベクトルΔを見付けることが望ましい。

Ｇ・（Ｔ＋Δ）＝０ 式（１１）
なお、（２ｍ−２）×（２ｍ−２）の行列Ｇは、次に定められている２ｍ×２ｍの行列Ｇ’から、インデックス２および２ｍの行を削除することによって得られる。

線形推定を使用し、対角重み付け行列Ｗを定めることによって、最良の可能なΔを得る。これは、使用されているウォルシュチャネルの各々における許容ＳＮＲの劣化と、最後の２ｍ−２の使用されていないウォルシュチャネルにおける電力オーバーヘッドとを制御する。Ｗは、次のように設定される。

上記の割り当ては、ＳＮＲの劣化が、Ｅ_ｃ／Ｉ_ｏｒの割り振りにかかわらず、全ウォルシュチャネルにわたって均等であることを保証する。パイロットのような幾つかのウォルシュチャネルが、他よりも多く（または、より少なく）保護される必要があるとき、それにしたがって、Ｗの対応する値が低減(または、増加)され得る。逆に、他の使用されていないウォルシュ符号の値が増加（または、低減）され得る。

対角の(２ｍ−２)×（２ｍ−２）の重み付け行列Ｕも定められ、これは、許容チャネル推定誤差を制御し、Ｕは、Ｕ_ｎ，ｎ＝０．１２（１≦ｎ≦２ｍ−２）に設定される。

次に、最適値Δは次のように推定される。

この実施形態にしたがって、次の仮定がシミュレートされる。

・Ｎ＝２５６
・ｍ＝８
・パイロットＥ_ｃ／Ｉ_ｏｒ＝−１０ｄＢ
・同期Ｅ_ｃ／Ｉ_ｏｒ＝−１３ｄＢ
・ページングＥ_ｃ／Ｉ_ｏｒ＝−１３ｄＢ
・（トラフィックウォルシュチャネル当たり）トラフィックＥ_ｃ／Ｉ_ｏｒ＝（１−パイロット−同期−ページング）／（Ｎ−３−（２ｍ−２））
・シミュレーションの実行：１０００シンボル
制限によってではなく、例示的に、上述の仮定にしたがうシミュレーション結果を図９および図１０に関連して記載する。具体的には、図９は、各順方向リンク（forward link, FL）符号チャネルにおける‘送信’ＳＮＲを示している。このＳＮＲによって表わされる劣化は、比較的に小さく、Ｅ_ｃ／Ｉ_ｏｒの逆数によって基準化されないことに注意すべきである。他方で、この劣化は、移動局の等化器によって軽減されない。

図１０は、完全なチャネルに対応する平均遅延プロフィール推定値を示している。これは、Ｇ’・（Ｔ＋Δ）を評価することによって得られた。(受信機が、最初に到達する経路のタイミングを知っていると仮定して)正(図中の８を超えるチップ)の遅延値のみが実際に測定されるが、負の値も、雑音として推定値に含まれることに注意すべきである。図１０は、マルチパス推定値における雑音が、チャネルタップ係数よりも約１６ｄＢ低いことを示している。このシミュレーションにおいて、電力のオーバーヘッドは５％であり、これは、６．２５％の対応するＯＦＤＭのオーバーヘッドよりも僅かに少ないことに注意すべきである。

本発明のまた別の実施形態では、チャネル推定において、変更されていないパイロットチャネル(例えば、ＩＳ−９５またはＣＤＭＡ２０００標準のパイロットチャネル)の電力を用いる。これは、最初に到達する信号経路の後に置かれるチップ×１のフィンガによって行われる。式（９）ないし（１４）に関して既に記載された方法と同じ方法を使用すると、送信信号は、移動局の受信機に対するマルチパス干渉がないように見えるように操作され得る。

これは、基地局の送信機における次の動作を含む。

ステップ(ＴＸ−Ａ) レガシーシステムにおけるように、複合送信信号を符号化し、変調し、拡散し、スクランブルする。

ステップ(ＴＸ−Ｂ) 使用されていない時間セグメント(チップ)または使用されていないウォルシュ符号を識別し、その各々に対する好ましい電力割り振りの上限を識別する。

ステップ(ＴＸ−Ｃ) データ、制御、またはパイロットシンボルを運ぶのに現在使用されている時間セグメントまたはウォルシュ符号に対する許容ＳＮＲの劣化を判断する。

ステップ(ＴＸ−Ｄ) 所与の相関期間に基づいて、(パイロットを含む)複合送信信号とパイロット信号との相互相関を判断する。(理想的には、ゼロの時間シフト点以外のあらゆるところで、この相互相関は０である)。この判断では、より正確な相互相関推定値を得るために、相関期間を越えて過去および将来のシンボルの連接を使用することができる。過去のサンプルは、送信機に完全に分かっており、将来のサンプルを十分に近付けることができる。

ステップ(ＴＸ−Ｅ) ステップ(ＴＸ−Ｂ)およびステップ(ＴＸ−Ｃ)において識別された資源を使用して、微分ベクトルを生成する。これは送信信号に加えられることになる。それとパイロットとの相互相関は、ステップ（ＴＸ−Ｄ）において判断された相互相関と同じ大きさであるが、逆位相である。この加算後に、結果の複合信号は、所与の相互相関期間内で、パイロットと望ましいゼロの位相ずれの相互相関をもつはずである。

ステップ(ＴＸ−Ｆ) ステップ(ＴＸ−Ｅ)において判断されたベクトル231と、ステップ(ＴＸ−Ａ)において判断されたベクトル228とを加算器229（図５）によって加算し、和233(図５)を送信する。

受信機は、次の動作を実行する。

ステップ(ＲＸ−Ａ) 推定の最初に到達したマルチパスにタイミングを合わせる。

ステップ(ＲＸ−Ｂ) パイロットフィルタにおいて、相関期間を、上述のステップ(ＴＸ−Ｄ)において使用されたのと同じ相関期間に設定する。

ステップ(ＲＸ−Ｃ) レガシーシステムと同じやり方で、復調、等化器の操作、等を実行する。

例示的に、この実施形態は、ＣＤＭＡ信号を変更して、ＯＦＤＭ信号のパイロット成分と同様のパイロット成分を含むことを可能にする。このような比較は、図１０を参照することによって、行列Ｇ’をｐ（ｋＴ_ｃ）と比較すると、より明らかになる。例えば、ガードバンドがなく、ＯＦＤＭシンボル当たりＮチップであり、等間隔のパイロットトーンをｍ個である単純なＯＦＤＭの設定の場合を検討する。信号のデータ部分とパイロットトーンとを分け、パイロットトーンのみに対してＩＦＦＴを行い、ｐ（ｋＴ_ｃ）を、ＩＦＦＴの結果と呼ぶことにする。パイロットトーンのスペクトルが周期的であるので、時間領域の対応するものも周期的になり、Ｎ／ｍの均等に分散したピークをもち、ｍチップの間隔が開いている。

時間領域信号ｐ（ｋＴ_ｃ）とその循環シフトの何れかとは、送信ＯＦＤＭシンボルのデータ部分とその循環シフトの何れかとに対して常に直交しているのは明らかである。したがって、ｐ（ｋＴ_ｃ）を受信信号と畳み込むことによって、チャネルインパルス応答タップ係数の干渉の無い推定値ｃ（ｊ）、ｊ＝０，１，．．．，ｍ−１を得ることができる。

ｃ＝ｐ（ｋＴ_ｃ）＊ｒ（ｌＴ_ｃ） 式（１７）
上述で記載した種々の実施形態の１つ以上を合わせたものは、より能力の低いまたはレガシー受信機にあまり重大に影響を与えない。種々の実施形態を参照して本明細書に記載したように、基地局の送信機によって仮定されたのと同じ相関期間を使用しない移動局の受信機は、マルチパス干渉の無いパイロット推定値から恩恵を得られないが、移動局の受信機における性能は、レガシーの場合に相当するはずである。種々の記載された実施形態は、移動局の受信機における周波数領域の等化の利用を容易にする向上した性能を与えるが、送信前に基地局で行われる計算は、複雑さを増す。

開示された実施形態のこれまでの記述は、当業者が本発明を作成または使用できるようにするために与えられている。これらの実施形態に対する種々の変更は、当業者には容易に明らかであり、本明細書に定められている一般的な原理は、本発明の意図および範囲から逸脱することなく、他の実施形態に適用され得る。したがって、本発明は、本明細書に示された実施形態に制限されることを意図されず、本明細書に開示された原理および斬新な特徴に一致する最も幅広い範囲にしたがう。

多数のユーザを支援するスペクトラム拡散通信システムの図。 通信システムにおける基地局および移動局のブロック図。 本発明の実施形態にしたがう基地局と移動局との間のダウンリンクおよびアップリンクを示すブロック図。 本発明の実施形態にしたがうダウンリンクまたは順方向リンクのチャネルのブロック図。 本発明の実施形態にしたがう基地局のブロック図。 送信機の処理方式の性能を示すグラフ。 送信機の処理方式の性能を示すグラフ。 送信機の処理方式の性能を示すグラフ。 送信機の処理方式の性能を示すグラフ。 送信機の処理方式の性能を示すグラフ。

符号の説明

100・・・通信システム、102・・・セル、104・・・基地局、106・・・移動局、200・・・例示的なシステム、228・・・出力チップ系列、233・・・和。

Claims (23)

1. 第１のフォーマットにしたがって動作可能な１つ以上のレガシー移動局の相互動作を維持し、一方で、第２のフォーマットにしたがって動作可能な１つ以上の周波数領域等化の能力がある移動局を支援する方法であって、
   第１のフォーマットにしたがう第１の信号系列を生成することと、
   オフセットベクトルを生成することと、
   第１の信号系列を前記オフセットベクトルと結合し、第２のフォーマットにしたがう第２の信号系列を形成することとを含み、前記第２のフォーマットの前記第２の信号系列が、１つ以上の周波数領域の能力がある移動局における周波数領域の等化を支援し、前記第２の信号系列が、１つ以上のレガシー移動局との互換性を維持している方法。
2. 前記第１の信号系列内の全シンボルの最初のｍチップを、ゼロに設定することをさらに含む請求項１記載の方法。
3. 第２のフォーマットのＦＦＴにおけるｍ個の等間隔の値を、既知の値に設定することをさらに含む請求項１記載の方法。
4. 既知の値が、
   

   

   であり、Ｎが、周波数領域を等化する移動局において使用されるシンボル長であり、Ｉ_ｏｒが、基地局セクタの総送信電力である請求項３記載の方法。
5. 前記オフセットベクトルを生成することが、第１のフォーマットと加算する微分ベクトルを生成することを含み、微分ベクトルとパイロットチャネルとの相互相関が、前記第２の信号系列とパイロットチャネルとの相互相関と同じ大きさであるが、逆位相である請求項１記載の方法。
6. 前記１つ以上のレガシー移動局と、前記第２の１つ以上の周波数領域等化の能力がある移動局との両者が動作可能であるために、前記第２の信号系列を送信することをさらに含む請求項１記載の方法。
7. 複数のメッセージ データ ビットを複数の符号シンボルへ符号化する符号器と、
   第１のフォーマットにしたがう第１の信号系列を生成し、オフセットベクトルを生成するように構成された信号変更器と、
   前記第1の信号系列を前記オフセットベクトルと結合し、第２のフォーマットにしたがう第２の信号系列を形成する加算器とを含み、前記第２のフォーマットの前記第２の信号系列が、１つ以上の周波数領域の能力がある移動局における周波数領域の等化を支援し、前記第２の信号系列が、１つ以上のレガシー移動局との互換性を維持している基地局。
8. 前記信号変更器が、前記第１の信号系列内の全シンボルの最初のｍチップを、ゼロに設定するようにさらに構成されている請求項７記載の基地局。
9. 前記信号変更器が、第２のフォーマットのＦＦＴにおけるｍ個の等間隔の値を、既知の値に設定するようにさらに構成されている請求項７記載の基地局。
10. 既知の値が、
    

    

    であり、Ｎが、周波数領域を等化する移動局において使用されるシンボル長であり、Ｉ_ｏｒが、基地局セクタの総送信電力である請求項９記載の基地局。
11. 前記信号変更器は、第１のフォーマットと加算する微分ベクトルを生成する結果として、前記オフセットベクトルを生成するようにさらに構成されていて、微分ベクトルとパイロットチャネルと相互相関が、前記第２の信号系列と前記パイロットチャネルとの相互相関と同じ大きさであるが、逆位相である請求項７記載の基地局。
12. 前記１つ以上のレガシー移動局と、前記１つ以上の周波数領域等化の能力がある移動局との両者が動作可能であるために、前記第２の信号系列を送信するよう構成された送信機をさらに含む請求項７記載の基地局。
13. 第１のフォーマットにしたがって動作するように構成された１つ以上の周波数領域等化の能力がない移動局と、
    第２のフォーマットにしたがって動作するように構成された第２の１つ以上の周波数領域等化の能力がある移動局と、
    第１のフォーマットにしたがって動作可能な１つ以上の周波数領域等化の能力がない移動局との相互動作を維持し、一方で、第２のフォーマットにしたがって動作可能な１つ以上の周波数領域等化の能力がある移動局を支援するように構成された基地局とを含む無線通信システム。
14. 前記基地局は、
    複数のメッセージ データ ビットを複数の符号シンボルへ符号化する符号器と、
    第１のフォーマットにしたがう第１の信号系列を生成し、オフセットベクトルを生成するように構成された信号変更器と、
    前記第1の信号系列を前記オフセットベクトルと結合し、第２のフォーマットにしたがう第２の信号系列を形成する加算器とを含み、前記第２のフォーマットの前記第２の信号系列が、１つ以上の周波数領域の能力がある移動局における周波数領域の等化を支援し、前記第２の信号系列が、１つ以上の周波数領域の能力がない移動局との互換性を維持している請求項１３記載の無線通信システム。
15. 前記信号変更器は、前記第1の信号系列内の全シンボルの最初のｍチップを、既知の値に設定するようにさらに構成されている請求項１４記載の無線通信システム。
16. 前記信号変更器は、第２のフォーマットのＦＦＴにおけるｍ個の等間隔の値を、
    

    

    に設定するようにさらに構成されており、Ｎが、周波数領域を等化する移動局において使用されるシンボル長であり、Ｉ_ｏｒが、基地局セクタの総送信電力である請求項１４記載の無線通信システム。
17. 前記信号変更器は、第１のフォーマットと加算する微分ベクトルを生成する結果として、前記オフセットベクトルを生成するようにさらに構成されていて、微分ベクトルとパイロットチャネルとの相互相関が、前記第２の信号系列と前記パイロットチャネルとの相互相関と同じ大きさであるが、逆位相である請求項１４記載の無線通信システム。
18. 前記１つ以上のレガシー移動局と、前記１つ以上の周波数領域等化の能力がある移動局との両者が動作可能であるために、前記第２の信号系列を送信するよう構成された送信機をさらに含む請求項１４記載の無線通信システム。
19. 第１のフォーマットにしたがって動作可能な１つ以上のレガシー移動局の相互動作を維持し、一方で、第２のフォーマットにしたがって動作可能な１つ以上の周波数領域の能力がある移動局を支援するシステムであって、
    第１のフォーマットにしたがう第１の信号系列を生成する手段と、
    オフセットベクトルを生成する手段と、
    前記第1の信号系列を前記オフセットベクトルと結合し、第２のフォーマットにしたがう第２の信号系列を形成する手段とを含み、前記第２のフォーマットの前記第２の信号系列が、１つ以上の周波数領域の能力がある移動局における周波数領域の等化を支援し、前記第２の信号系列が、１つ以上のレガシー移動局との互換性を維持しているシステム。
20. 前記第１の信号系列内の全シンボルの最初のｍチップを、ゼロに設定することをさらに含む請求項１９記載のシステム。
21. 第２のフォーマットのＦＦＴにおけるｍ個の等間隔の値を、
    

    

    に設定する手段をさらに含み、Ｎが、周波数領域を等化する移動局において使用されるシンボル長であり、Ｉ_ｏｒが、基地局セクタの総送信電力である請求項１９記載のシステム。
22. オフセットベクトルを生成する前記手段が、第１のフォーマットと加算する微分ベクトルを生成することを含み、微分ベクトルとパイロットチャネルとの相互相関が、前記第２の信号系列とパイロットチャネルとの相互相関と同じ大きさであるが、逆位相である請求項１９記載のシステム。
23. 前記１つ以上のレガシー移動局と、前記第２の１つ以上の周波数領域等化の能力がある移動局との両者が動作可能であるために、前記第２の信号系列を送信する手段をさらに含む請求項１９記載のシステム。

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