KR100939944B1

KR100939944B1 - 레거시 시스템 상호 운용성을 갖는 파일럿 추정 상의 다중경로 간섭 감축

Info

Publication number: KR100939944B1
Application number: KR1020077020602A
Authority: KR
Inventors: 피터 가알
Original assignee: 퀄컴 인코포레이티드
Priority date: 2005-02-07
Filing date: 2006-02-07
Publication date: 2010-02-04
Also published as: EP1847031A1; KR20070106764A; US7590169B2; US20060227857A1; JP2008530865A; WO2006086437A1; JP4564070B2

Abstract

레거시 통신 시스템의 공중 인터페이스 사양에 대한 수정의 필요 없이 순방향 링크 상에서 시간 도메인 및 주파수 도메인 등화 가능 이동국에 대해 개선된 채널 추정을 지원하고 주파수 도메인 등화 가능 이동국에 대해 주파수 도메인 등화를 지원하는 시스템, 기지국 및 방법. 제 1 신호 시퀀스는 제 1 포맷에 따라 발생되고 오프셋 벡터가 또한 발생된다. 제 1 신호 시퀀스와 오프셋 벡터는 결합되어 제 2 포맷에 따른 제 2 신호 시퀀스를 형성한다. 상기 제 2 포맷의 제 2 신호 시퀀스는 하나 이상의 주파수 도메인 가능 이동국에서 주파수 도메인 등화를 지원한다. 제 2 신호 시퀀스는 하나 이상의 레거시 이동국과의 호환성을 유지한다.

레거시 통신 시스템, 시간 도메인, 주파수 도메인, 등화

Description

레거시 시스템 상호 운용성을 갖는 파일럿 추정 상의 다중 경로 간섭 감축{MULTIPATH INTERFERENCE REDUCTION ON PILOT ESTIMATION WITH LEGACY SYSTEM INTEROPERABILITY}

35 U.S.C. §119 하의 우선권 주장

본 특허 출원은 2005년 2월 7일자로 출원되고, 본 양수인에게 양도되어 여기에 명백히 참조로서 포함된, 그 명칭이 "파일럿 추정 상의 다중 경로의 간섭의 영향의 감축" 인 가출원 제 60/650,939 호에 대한 우선권을 주장한다.

배경

분야

본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 파일럿 추정 상의 다중경로 간섭의 영향을 감축하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

배경

무선전화 통신 시스템에 있어서, 다수의 사용자가 무선 채널 상에서 통신한다. 코드 분할 다중 접속 (CDMA) 변조 기술의 사용은 다수의 시스템 사용자가 존재하는 통신을 용이하게 하는 수개의 기술 중 하나이다. 시분할 다중 접속 (TDMA) 및 주파수 분할 다중 접속 (FDMA) 등의 다른 다중접속 통신시스템 기술이 본 기술분야에서 공지되어 있다. 그러나, CDMA 의 확산 스펙트럼 변조 기술은 다중 접속 통신 시스템을 위한 이들 변조기술에 비해 중요한 이점을 갖는다.

CDMA 기술은 다수의 이점을 갖는다. 예시적인 CDMA 시스템이 1990년 2월 13일에 특허되어 본 발명의 양수인에게 양도되고 여기에 참조로 포함된, 그 명칭이 "위성 또는 지상 중계기를 사용하는 확산 스펙트럼 다중접속 통신시스템"인 미국특허 제 4,901,307 호에 기재되어 있다. 예시적인 CDMA 시스템이 또한 1992년 4월 7일에 특허되어 본 발명의 양수인에게 양도되고 여기에 참조로 포함된, 그 명칭이 "CDMA 셀룰러 전화 시스템에서 신호 파형을 생성하는 시스템 및 방법"인 미국특허 제 5,103,459 호에 기재되어 있다.

비교적 잡음이 없는 데이터 통신 시스템에 있어서, 데이터가 예를 들어 쿼드러쳐 위상 시프트 키잉 ("QPSK") 에 의해 선형 변조 스킴을 통해 통신 채널 상에서 송신될 때, 채널이 지원할 수 있는 검출 가능한 레벨의 수는 인터 심볼 간섭 ("ISI") 에 의해 본질적으로 제한된다. ISI 는 근접한 심볼 펄스의 중첩을 초래하는, 채널의 분산 특성에 기인하여 송신된 심볼 펄스의 "확산 (spreading)" 때문에 발생한다. 달리 말하면, ISI 는 하나의 송신된 펄스를 나타내는 신호의 일부가 상이한 송신된 펄스를 나타내는 신호의 상이한 부분과 간섭할 때 발생한다.

ISI 의 역효과는 신호대 잡음비가 높고 채널이 비교적 잡음이 없는 곳에서 더욱 알려져 있다. 통상적으로 데이터 (음성과 대조됨) 통신에서 더 중요한 이러한 채널에 있어서, ISI 의 존재는 통신 시스템의 성능을 상당히 저하시킨다.

ISI 의 통상적인 원인은 "다중경로" 현상이다. 간단히 말하면, 다중경로란 다중 경로 상에서 동일 신호의 수신에 의해 발생되는 간섭을 지칭한다. 건 물 또는 산의 존재 등의 이동국 (또는 "가입자국") 을 둘러싼 환경에 따라, 송신된 심볼 펄스의 복사본이 상이한 시간에 수신기에 도착할 수도 있다. 이와 같이, 이웃하는 심볼 펄스의 컴포넌트는 건설적으로 또는 파괴적으로 간섭할 수도 있다.

ISI 의 효과를 최소화하기 위하여 등화 (equalization) 가 사용될 수 있다는 것이 알려져 있다. 등화는 신호가 수신기에서 더욱 용이하게 인식될 수 있도록 신호를 변경하는 것을 포함한다. 신호는 그 신호에 대한 채널의 영향이 수신기에서 적절히 인식될 수 있는 신호를 산출하도록 송신기에서 변경될 수도 있다. 그러나, 송신기 기반 등화는 송신기가 채널의 특성 및 시간의 경과에 따른 채널의 특성에 발생할 수도 있는 임의의 변경에 대한 사전 지식을 가지고 있어야하기 때문에 어렵다.

등화는 또한 수신기에서 수행될 수도 있다. 수신기 기반 등화는 등화 파라미터를 조정하기 위하여 수신된 신호의 특성을 사용할 수 있다. 무선 통신에 있어서, 이동 채널은 랜덤하고 시변적이기 때문에, 등화기 (equalizer) 는 이동 채널의 시변 특성을 추적해야만 한다. 등화는 채널에 대한 바람직한 보정량을 적용하기를 시도한다.

이동국에서 수신기는 일반적으로 등화기의 사용으로부터 이익을 얻는다. 종래에, 시간 도메인 등화기가 사용되어 왔으나 이들은 이동국이 10-20 km/h 보다 더 큰 속도로 이동중에 있다면 덜 효과적이다. 주파수 도메인 등화기는 또한 공지되어 있고 더욱 빠른 채널 적응 능력 (개선된 수렴 시간) 을 제공한다. 주파수 도메인 등화기는 증가된 이동국 속도에 대해 적절한 수렴 및 운용성에 대해 바람직한 반면, 주파수 도메인 등화기는 종래의 CDMA 순방향 링크 ("FL") 에 존재하지 않는 송신된 신호의 특정 형태의 사용으로부터 크게 이익을 얻는다. 이러한 특정 포맷은 송신된 신호에 순환 프리픽스 또는 '고유 워드 (unique word)' 를 삽입함으로써 '비종래의' CDMA 순방향 링크 채널에서 달성될 수 있다.

배치된 통신 시스템에 있어서, 순방향 링크 채널에 대한 실질적인 변경은 실질적으로 변경된 순방향 링크 신호와 상호작용하도록 특정하게 구성되지 않은 현존하는 또는 "레거시" 이동국을 쓸모없게 만들 것이다. 따라서, 기지국은 다양한 이동국에 송신하기 때문에, 송신된 또는 순방향 링크 FL 신호는 주파수 도메인 등화기를 포함하는 이동국에서의 등화를 용이하게 하도록 구성된 신호를 제공하면서 현존하는 또는 레거시 이동국과 양립할 수 있어야 한다.

따라서, 통합을 지원하면서 레거시 이동국의 동작 및 등화된 이동국 내의 등화기의 동작 둘 다를 수용하는 전송 신호를 제공할 필요가 있다.

요약

본 발명의 양태들은 레거시 통신 시스템의 공중 인터페이스 사양에 대한 수정이 필요없이 순방향 링크시 주파수 도메인 등화 가능 이동국에 대해 주파수 도메인 등화를 지원하는 기술을 제공한다. 본 발명의 일 실시형태에 있어서, 제 2 포맷에 따라 동작가능한 하나 이상의 주파수 도메인 등화 가능 이동국을 지원하면서 제 1 포맷에 따라 동작가능한 하나 이상의 레거시 이동국의 상호 운용성을 유지하는 방법이 제공된다. 제 1 신호 시퀀스가 제 1 포맷에 따라 발생되고, 오프셋 벡터가 또한 발생된다. 제 1 신호 시퀀스 및 오프셋 벡터는 제 2 포맷에 따 른 제 2 신호 시퀀스를 형성하기 위하여 결합된다. 상기 제 2 포맷의 제 2 신호 시퀀스는 하나 이상의 주파수 도메인 가능 이동국에서의 주파수 도메인 등화를 지원한다. 제 2 신호 시퀀스는 하나 이상의 레거시 이동국과의 호환성을 유지한다.

본 발명의 또 다른 실시형태에 있어서, 복수의 메시지 데이터 비트를 복수의 코드 심볼로 인코딩하는 인코더를 포함하는 기지국이 제공된다. 기지국은 또한 제 1 포맷에 따른 제 1 신호 시퀀스를 발생시키고 오프셋 벡터를 발생시키도록 구성된 신호 수정기 및 상기 제 1 신호 시퀀스를 상기 오프셋 벡터와 결합하는 합산기를 포함한다. 이 결합은 제 2 포맷에 따른 제 2 신호 시퀀스를 형성하며, 상기 제 2 포맷의 제 2 신호 시퀀스는 하나 이상의 주파수 도메인 가능 이동국에서의 주파수 도메인 등화를 지원한다. 제 2 신호 시퀀스는 하나 이상의 레거시 이동국과 호환성을 유지한다.

본 발명의 또 다른 실시형태에 있어서, 무선 통신 시스템이 제공된다. 무선 통신 시스템은 제 1 포맷에 따라 동작하도록 구성된 하나 이상의 비주파수 도메인 등화 가능 이동국 및 제 2 포맷에 따라 동작하도록 구성된 하나 이상의 주파수 도메인 등화 가능 이동국을 포함한다. 무선 통신 시스템은 또한 제 2 포맷에 따라 동작가능한 하나 이상의 주파수 도메인 등화 가능 이동국을 지원하면서 제 1 포맷에 따라 동작가능한 하나 이상의 비주파수 도메인 등화 가능 이동국의 상호 운용성을 유지하기 위해 구성된 기지국을 포함하도록 구성된다.

본 발명의 또 다른 실시형태에 있어서, 제 2 포맷에 따라 동작가능한 하나 이상의 주파수 도메인 가능 이동국을 지원하면서 제 1 포맷에 따라 동작가능한 하나 이상의 레거시 이동국의 상호 운용성을 유지하는 시스템이 제공된다. 시스템은 제 1 포맷에 따라 제 1 신호 시퀀스를 발생시키는 수단 및 오프셋 벡터를 발생시키는 수단을 포함한다. 시스템은 또한 제 2 포맷에 따른 제 2 신호 시퀀스를 형성하기 위하여 상기 제 1 신호 시퀀스를 상기 오프셋 벡터와 결합하는 수단을 포함하고, 상기 제 2 포맷의 상기 제 2 신호 시퀀스는 하나 이상의 주파수 도메인 가능 이동국에서의 주파수 도메인 등화를 지원하고, 상기 제 2 신호 시퀀스는 하나 이상의 레거시 이동국과의 호환성을 유지한다.

도면의 간단한 설명

도 1은 다수의 사용자를 지원하는 확산 스펙트럼 통신 시스템의 다이어그램이다.

도 2는 통신 시스템 내의 기지국 및 이동국의 블록도이다.

도 3은 본 발명의 일 실시형태에 따른, 기지국과 이동국 사이의 다운링크 및 업링크를 설명하는 블록도이다.

도 4는 본 발명의 일 실시형태에 따른, 다운링크 또는 순방향 링크에서의 채널의 블록도이다.

도 5는 본 발명의 일 실시형태에 따른, 기지국의 블록도이다.

도 6 내지 도 10은 다양한 송신기 처리 스킴에 대한 성능을 설명하는 플롯이다.

상세한 설명

용어 "예시적인" 은 "예, 예시, 또는 예증로서 기능하는" 을 의미하기 위해 여기서 배타적으로 사용된다. 여기에 "예시적인" 것으로 기재된 임의의 실시형태는 반드시 다른 실시형태에 비해 바람직하거나 이점이 있는 것으로 해석되지는 않는다. 다양한 양태의 실시형태가 도면에 제공되지만, 도면은 특정하여 지시하지 않는다면 반드시 비례하도록 도시되지는 않는다.

다음의 논의는 먼저 확산 스펙트럼 무선 통신 시스템을 논의함으로써 이동국에서의 주파수 도메인 등화를 지원하는 예시적인 실시형태를 개발한다. 확산 스펙트럼 무선 통신 시스템에서의 주파수 도메인 등화의 사용이 논의된다. 그 후 기지국의 일 실시형태의 컴포넌트가 주파수 도메인 등화를 제공하는 것과 관련하여 도시된다. 주파수 도메인 등화에 대한 명세에는 주파수 도메인 등화를 수용하기 위해 종래의 순방향 링크 신호를 수정하는 도면 및 수학적 도출이 포함된다. 개념적 및 구현 블록도가 논의된다.

예시적인 실시형태는 이러한 논의에서 예시로서 제공된다; 그러나 대안의 실시형태가 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 다양한 양태를 포함할 수도 있다.

예시적인 실시형태는 확산 스펙트럼 무선 통신 시스템을 사용한다. 무선 통신 시스템은 음성, 데이터 등의 다양한 형태의 통신을 제공하기 위해 널리 사용된다. 이들 시스템은 CDMA, TDMA 또는 소정의 다른 변조 기술에 기초할 수도 있다. CDMA 시스템은 증가된 시스템 용량을 포함하여, 다른 형태의 시스템에 비해 소정의 이점을 제공한다.

시스템은 여기서 3GPP 로서 지칭되는 "3rd Gerneration Partnership Project"로 명명된 컨소시엄에 의해 제공되고, 문서 번호 3G TS 25.211, 3G TS 25.212, 3G TS 25.213 및 3G TS 25.214 를 포함하는 일 세트의 문서에서 구현되는 IS-95 표준으로서 여기서 지칭된 "듀얼 모드 광대역 확산 스펙트럼 셀룰러 시스템을 위한 TIA/EIA/IS-95-B 이동국-기지국 호환성 표준", 여기서 3GPP2 로 지칭되는 "3rd Generation Partnership Project 2" 로 명명된 컨소시엄에 의해 제공된 W-CDMA 표준으로 지칭된 3G TS 25.302, 및 공식적으로 IS-2000 MC 로 불리는, 여기서 cdma2000 표준으로 지칭된 TR-45.5 등의 하나 이상의 표준을 지원하도록 설계될 수도 있다. 상기 인용된 표준은 참고로 여기에 명백히 포함된다.

각각의 표준은 기지국으로부터 이동국으로, 및 이동국으로부터 기지국으로의 송신을 위한 데이터 처리를 특정적으로 정의한다. 예시적인 실시형태로서, 다음의 논의는 프로토콜의 CDMA2000 표준과 일치하는 확산 스펙트럼 통신 시스템을 고려한다. 대안의 실시형태는 또 다른 표준을 포함할 수도 있다. 또 다른 실시형태는 다른 형태의 데이터 처리 시스템에 여기에 개시된 압축 방법을 적용할 수도 있다.

도 1은 다수의 사용자를 지원하고 여기에서 논의된 실시형태의 적어도 일부의 양태를 구현할 수 있는 통신 시스템 (100) 의 예로서 기능한다. 임의의 다양한 알고리즘 및 방법이 시스템 (100) 에서의 송신을 스케쥴하기 위하여 사용될 수도 있다. 시스템 (100) 은 각각이 대응하는 기지국 (104A-104G) 에 의해 각각 서비스되는 다수의 셀 (102A-102G) 을 위해 통신을 제공한다. 예시적인 실 시형태에 있어서, 기지국 (104) 의 일부는 복수의 수신 안테나를 가지며, 다른 것은 단지 하나의 수신 안테나를 갖는다. 유사하게, 기지국 (104) 의 일부는 복수의 송신 안테나를 가지며, 다른 것은 단일의 송신 안테나를 갖는다. 송신 안테나 및 수신 안테나의 조합에 관한 제한은 없다. 따라서, 기지국 (104) 이 복수의 송신 안테나 및 단일의 수신 안테나를 갖는 것, 또는 복수의 수신 안테나 및 단일의 송신 안테나를 갖는 것, 또는 단일 및 복수의 송신 및 수신 안테나를 갖는 것이 가능하다.

커버리지 영역 내의 단말기 (106) 는 고정 (즉, 정지) 되거나 또는 이동가능할 수도 있다. 도 1에 도시된 바와 같이, 다양한 단말기 (106) 가 시스템 전체에 걸쳐 분산되어 있다. 각각의 단말기 (106) 는, 예를 들어 소프트 핸드오프가 사용되는지 여부 또는 단말기가 복수의 기지국으로부터의 복수의 송신을 (동시에 또는 순차적으로) 수신하도록 설계되고 동작되는지 여부에 따라 임의의 소정 순간에 다운링크 ("순방향 링크" 또는 "FL" 이라고도 함) 및 업링크 ("역방향 링크" 또는 "RL" 이라고도 함) 상에서 적어도 하나 및 가능하다면 더욱 많은 기지국 (104) 과 통신한다. CDMA 통신 시스템에 있어서의 소프트 핸드오프는 본 기술분야에서 공지되어 있고 본 발명의 양수인에게 양도된, 그 명칭이 "CDMA 셀룰러 전하 시스템에서 소프트 핸드오프를 제공하는 방법 및 시스템"인 미국특허 제 5,101,501 호 에 상세히 기재되어 있다.

순방향 링크 또는 다운링크는 기지국 (104) 으로부터 단말기 (106) 로의 송신을 지칭하며, 역방향 링크 또는 업링크는 단말기 (106) 로부터 기지국 (104) 으 로의 송신을 지칭한다. 예시적인 실시형태에 있어서, 단말기 (106) 의 일부는 복수의 수신 안테나를 가지며 다른 것은 단지 하나의 수신 안테나를 갖는다. 도 1에 있어서, 기지국 (104A) 은 다운링크 상에서 단말기 (106A 및 106J) 로 데이터를 송신하고, 기지국 (104B) 은 단말기 (106B 및 106J) 로 데이터를 송신하고, 기지국 (104C) 은 단말기 (106C) 로 데이터를 송신하는 등이다.

도 2는 통신 시스템 내의 기지국 (182) 및 이동국 (184) 의 블록도이다. 기지국 (182) 은 여기에서 이동국 (184) 으로 식별된 단말기와 무선 통신 중에 있다. 상술된 바와 같이, 기지국 (182) 은 신호를 수신하는 이동국 (184) 에 신호를 송신한다. 또한, 이동국 (184) 은 기지국 (182) 에 신호를 송신할 수도 있다.

도 3은 순방향 링크 (302) 및 역방향 링크 (304) 를 도시하는 기지국 (182) 및 이동국 (184) 의 블록도이다. 순방향 링크 (302) 는 기지국 (182) 으로부터 이동국 (184) 으로의 송신을 지칭하며, 역방향 링크 (304) 는 이동국 (184) 으로부터 기지국 (182) 으로의 송신을 지칭한다.

도 4는 순방향 링크 (302) 의 일 실시형태에 있어서의 채널의 블록도이다. 순방향 링크 (302) 는 파일럿 채널 (402), 동기 채널 (404), 페이징 채널 (406), 트래픽 채널 (408), 및 예약 채널 (409) 을 포함한다. 순방향 링크 또는 도시된 순방향 링크 (302) 는 순방향 링크의 단지 하나의 가능한 실시형태이고 다른 채널이 순방향 링크 (302) 에 부가되거나 제거될 수도 있으며, 동일한 채널 형태의 복수의 예시가 동시에 사용될 수도 있다.

비록 도시되지는 않았지만, 역방향 링크 (304) 도 또한 다양한 채널을 포함한다. 기지국 (182) 은 또한 주파수 도메인 등화를 포함할 수도 있으며, 그러나 현재 도시된 실시형태는 역방향 링크 (304) 에서의 등화를 더 기재하지 않지만 여기에 기재된 시스템 및 방법은 또한 기지국 (182) 에서의 주파수 도메인 등화를 용이하게 하기 위하여 적용될 수도 있다.

통신 산업 협회의 듀얼 모드 광대역 확산 스펙트럼 셀룰러 시스템에 대한 TIA/EIA/IS-95-A 이동국-기지국 호환성 표준에 기재된 하나의 CDMA 표준하에서, 각각의 기지국 (182) 은 그 사용자에게 파일럿 채널 (402), 동기 채널 (404), 페이징 채널 (406), 순방향 트래픽 채널 (408) 및/또는 특정의 예약 채널 (409) 을 송신한다. 파일럿 채널 (402) 은 각각의 기지국 (182) 에 의해 연속적으로 송신된 미변조 다이렉트 시퀀스 확산 스펙트럼 신호이다. 파일럿 채널 (402) 은 각각의 사용자가 기지국 (182) 에 의해 송신된 채널의 타이밍을 획득하는 것을 허용하고, 코히어런트 복조에 대한 위상 기준을 제공한다. 파일럿 채널 (402) 은 또한 (셀 간의 이동의 시기 등의) 기지국 (182) 간의 핸드오프 시기를 결정하기 위하여 기지국 (182) 간의 신호 강도 비교를 위한 수단을 제공한다.

도 5는 확산 스펙트럼 오프셋 칩 시퀀스 (233) 를 형성하기 위해 오프셋 벡터

(231) 와 결합되는, 입력 데이터 비트 (202) 로부터 확산 스펙트럼 칩 시퀀스 c(n) (228) 의 생성의 예를 나타낸다. 입력 데이터 비트 (202) 는 또한 본 출원에서 "메시지 데이터 비트" 또는 "오리지널 메시지"로서 지칭된다. 도 5에 도시된 예시적인 시스템 (200) 은 송신이 순방향 링크에서 발생하고 있을 때, 기지국, 게이트웨이, 또는 위상 중계기 내에 일반적으로 상주할 수도 있는 송신기의 일부를 구성한다. 도 5에 도시된 예시에 있어서, 입력 데이터 비트 (202) 는 통신 채널을 가로질러 기지국 (182) (도 2 참조) 으로부터 이동국 (184) (도 2 참조) 내의 수신기로 송신될 관심있는 정보 또는 메시지를 포함한다.

메시지 데이터 비트 (202) 는 먼저 인코더 (204) 에 입력된다. 인코더 (204) 는 본 기술분야에서 공지된 콘벌루션 부호 기술을 사용하여 메시지 데이터 비트 (202) 에 리던던시를 도입하기 위해 사용된 FEC ("순방향 에러 보정") 인코더일 수 있다. 인코더 (204) 에 의해 도입된 리던던시는 수신기가 송신 전력을 증가시킬 필요없이 소정의 검출 에러를 보정하는 것을 가능하게 한다. 인코더 (204) 의 출력은 일반적으로 "코드 심볼"로서 지칭된다. 일반적으로, 인코더 (204) 에 입력된 단일의 메시지 데이터 비트는 인코더 (204) 로부터 출력된 수개의 코드 심볼에 대응한다.

대안적인 접근방법에 있어서, 인코더 (204) 는 상술된 리던던시 인코딩 이전에 "소스 인코딩" 기능을 수행한다. 소스 인코딩은 리던던시의 도입 및 코드 심볼의 생성 이전에 입력 데이터 비트 (202) 의 효율적인 표현을 위한 데이터 압축을 수행하는 것을 포함한다.

변조 인터리버 (206) 는 인코더 (204) 로부터 코드 심볼을 수신하고 변조기 (208) 에 의한 처리 이전에 코드 심볼을 "인터리빙한다". 인터리빙은 잠재적인 노이즈 버스트 또는 "딥 페이드"가 수신기에 상관되기 보다는 랜덤하게 (즉, 독립적으로) 나타나도록 하기 위하여 도 5의 시스템 (200) 등의 통신 시스템에서 사용 된다. 인터리빙은 또한 노이즈 버스트 또는 딥 페이드의 존재시, 소스 데이터의 블록 내의 중요한 비트가 동시에 손상되지 않는 것을 보장하기 위해 사용된다. 에러 제어 코드는 일반적으로 시간 순서 또는 소스 데이터 비트를 스크램블함으로써 랜덤하게 발생할 수도 있는 채널 에러에 대해 보호하도록 설계되기 때문에, 인터리버는 에러 제어 코딩이 에러의 검출 및 삭제에서 유효하게 남아있는 것을 보장한다. 도 5의 예시적인 시스템 (200) 에서, 인터리버 (206) 는, 양자 모두 본 기술분야에서 공지된 블록 인터리버 또는 콘벌루션 인터리버일 수도 있다.

인터리빙된 코드 심볼은 변조기 (208) 로 계속 전달된다. 무선 디지털 통신에 있어서, 다수의 상이하지만 관련된 변조 스킴이 변조기 (208) 에서 사용될 수 있다. 예를 들어, 이진 위상 시프트 키잉 (BPSK), 차동 위상 시프트 키잉 (DPSK), 쿼드러쳐 위상 시프트 키잉 (QPSK) (OQPSK 및 n/4QPSK 포함), 및 쿼드러쳐 진폭 변조 (QAM) 가 변조 인터리버 (206) 에 의해 발생된 코드 심볼을 변조하기 위하여 변조기 (208) 에서 사용될 수 있는 디지털 변조 기술이다. 그러나, 변조기 (208) 는 임의의 특정한 형태의 변조기로 제한되지 않고 무선 통신에서 사용되는 다수의 디지털 변조기 중 임의의 것일 수 있다.

도 5에 도시된 바와 같이, 변조기 (208) 는 변조된 신호를 채널 인터리버 (210) 로 전달한다. 송신 채널의 본질적인 특징은 송신된 신호가 전자 디바이스에 의해 발생되는 노이즈 버스트 등의 다양한 가능한 메커니즘에 의해 손상된다는 것이다. 사실상, 변조기 (208) 에 의한 변조 동안에, 소정의 노이즈 버스트가 변조기 자체에 의해 도입될 수도 있다. 노이즈 버스트가 랜덤하게 나타나게 하 기 위하여, 채널 인터리버 (210) 가 사용된다. 채널 인터리버 (210) 는 채널을 가로질러 송신될 신호의 시간 순서를 수정한다. 채널 인터리버 (210) 는 블록 인터리버 또는 콘벌루션 인터리버일 수도 있다.

예시적인 시스템 (200) 에 있어서, 인터리버 (210) 로부터의 채널 인터리빙된 심볼은 심볼 펑쳐 요소 (212) 로 계속 전달된다. 심볼 펑쳐링은 메시지 심볼의 일부가 삭제되고 소정의 제어 심볼로 대체되는 프로세스이다. 따라서, 펑쳐링은 송신기와 수신기 사이의 통신의 적절한 핸들링을 위해 소스 데이터에 전력 제어 정보 등의 제어 정보를 삽입하기 위해 일반적으로 사용된다. 비록 심볼 펑쳐링은 수신기에서 수신된 메시지 또는 소스 데이터 내에 에러를 도입하는 잠재성을 가지고 있지만, 최근의 기술은 이러한 에러를 최소화 또는 제거한다. 예시적인 시스템 (200) 에 있어서, 심볼 펑쳐 요소 (212) 는 전력 제어 심볼 등의 다양한 제어 심볼 및 시간, 위상 및 신호 강도에 대한 기준을 제공하는 심볼을 메시지 심볼 스트림 내로 삽입하기 위해 사용된다. 메시지 심볼 내로 펑쳐링된 제어 심볼은 메시지 심볼로 시분할 멀티플렉싱된다.

도 5에 도시된 바와 같이, 심볼 펑쳐 요소 (212) 에 의해 출력된 심볼 스트림은 DEMUX (214) 로 입력된다. DEMUX (214) 는 다수의 병렬 출력 심볼 스트림

으로 입력 심볼 스트림을 디멀티플렉싱하기 위하여 사용된다. 도 5의 예시적인 시스템 (200) 에서, DEMUX (214) 는 1-대-16 디멀티플렉서이다. 즉, 16 병렬 심볼 스트림이 동시에 출력된다. 16 병렬 출력을 필요로 하는 이유는 차수 16 의 월시 함수 매트릭스가 예시적인 시스템 (200) 의 N 칩 월시 커버 (218) 에서 사용되기 때문이다. 다른 실시형태에 있어서, 차수 64 또는 128 의 월시 함수 매트릭스가 사용될 수도 있으며, 이러한 경우에 DEMUX (214) 는 각각 1-대-64 또는 1-대-128 디멀티플렉서일 것이다. 예시적인 시스템 (200) 에서, DEMUX (214) 의 16 병렬 출력은 단일 사용자 또는 16명의 상이한 사용자에게 대응할 수 있다. DEMUX (214) 로 입력된 데이터 심볼이 단일 사용자에게 대응하는 경우, 입력 데이터 심볼은 먼저 버퍼링되고, 그 후 16 병렬 심볼 스트림

(변조 심볼 벡터로도 알려짐) 으로 N 칩 월시 커버 (218) 로 출력된다.

N 칩 월시 커버 (218) 는 DEMUX (214) 로부터 입력되는 각각의 병렬 입력 심볼

상에 월시 커버링 (또는 월시 변조) 를 수행한다. 상술된 바와 같이, 본 예에서, N=16 즉, 월시 펑션 매트릭스는 차수 16 의 매트릭스이다. 그러나, N 의 값은 설계 선택이고 N 은 64 또는 128 일 수 있을 것이다. 도 5에 도시된 바와 같이, DEMUX (214) 는 N 칩 월시 커버 (218) 로 16 병렬 심볼 스트림을 출력한다. 앞에서 논의된 바와 같이, 월시 함수는 각각의 입력 심볼을 출력 칩의 각각의 시퀀스로 변환하는데 사용되는 직교 함수이며, 여기서 출력 칩의 각각의 시퀀스는 출력 칩의 모든 다른 시퀀스와 직교한다. 통상적으로, 이 변환은 각각의 입력 심볼을 특정의 월시 함수의 칩의 시퀀스로 승산함으로써, 또는 더욱 효과적인 고속 하다마드 변환 (FHT) 을 사용함으로써 수행된다. 따라서, 각각의 심볼에 대하여, 칩의 시퀀스는 N 칩 월시 커버 (218) 에 의해 출력된다. 칩의 시퀀스는 길이 N 을 가지며, 본 예시에서는 16 이다. 따라서, 예시적인 시스템 (200) 에서, 각각의 입력 심볼에 대해, 16 칩이 N 칩 월시 커버 (218) 에 의해 출력된다. 본 출원에 있어서, "오리지널 월시 커버링된 칩 시퀀스"는 예시적인 시스템 (200) 에서 N 칩 월시 커버 (218) 에 의해 출력된 칩 시퀀스를 지칭한다.

CDMA 통신에 있어서, 월시 함수는 사용자 (즉, 가입자 유닛) 을 분리하기 위해 순방향 링크에서 사용된다. 예로서, 소정의 섹터 (CDMA 에서 각각의 섹터는 셀의 서브 세트임) 에 대하여, 각각의 순방향 채널은 특정의 월시 함수가 할당된다. 즉, 기지국과 각각의 가입자 유닛 간의 통신은 특정의 월시 코드 시퀀스에 의해 코딩된다. 도 5를 참조하면, N 칩 월시 커버 (218) 로 입력된 각각의 심볼은 특정의 가입자 유닛 (예를 들면, 특정의 셀폰 사용자) 에게 할당된 월시 코드 시퀀스 내의 모든 칩과 승산된다. 각각의 심볼을 칩의 시퀀스로 변환하는 월시 함수의 동작은 또한 월시 "커버링" 으로 지칭된다.

통상적으로, 순방향 링크 파일럿에 할당된 하나 이상의 월시 코드 시퀀스가 존재한다. 이러한 파일럿 시퀀스는 통상 총 송신 순방향 링크 전력의 5%~20% 를 나타낸다.

N 칩 월시 커버 (218) 에 의해 처리된 16 병렬 칩 시퀀스의 각각은 칩 레벨 합산기 (224) 로 출력된다. 칩 레벨 합산기 (224) 는 N 칩 월시 커버 (218) 에 의해 출력된 각각의 칩 시퀀스의 "수직 합산"을 제공하기 위해 사용된다. 칩 레벨 합산기 (224) 의 "수직 합산" 동작을 설명하기 위하여, (예시적인 시스템 (200) 의 경우인 N 은 16 대신에) N 칩 월시 커버 (218) 에서의 N 이 4 와 동일한 단순히 예가 사용된다. 이러한 단순한 예에서, 4 (일반적으로 복소수) 심볼 [a,b,c,d] 이 차수 4 의 월시 함수 매트릭스에 의해 "커버링될" 4 코드 심볼이라고 가정한다. 차수 4의 월시 함수 매트릭스는,

이다.

각각의 월시 함수 (즉, 월시 함수 매트릭스의 각각의 행) 를 각각의 입력 코드 심볼로 승산함으로써 얻어진 결과의 4 출력 칩 시퀀스는,

칩 시퀀스 (1)=[a,a,a,a]

칩 시퀀스 (2)=[b,-b,b,-b]

칩 시퀀스 (3)=[c,c,-c,-c]

칩 시퀀스 (4)=[d,-d,-d,d]

이다.

이들 4 칩 시퀀스의 "수직 합산"은 대응하는 열의 칩을 가산함으로써 얻어진다. 따라서, 결과 수직 합산은,

[a+b+c+d, a-b+c-d, a+b-c-d, a-b-c+d] 이다.

도 5에 도시된 바와 같이, 칩 레벨 합산기 (224) 의 출력은 PN ("의사 랜덤 잡음" 확산기 (226) 로 제공된다. 배경지식으로써, PN 시퀀스는 결정론적이지만 랜덤 이진 시퀀스와 유사한 이진 시퀀스이다. 이처럼, PN 시퀀스는 거의 동일한 수의 0 과 1, 시퀀스의 시프트된 버전 사이의 매우 낮은 상관, 및 임의의 2 개의 상이한 PN 시퀀스 간의 매우 낮은 교차 상관을 갖는다. 이들 특성은 PN 시퀀스를 무선 디지털 통신에서 매우 바람직하게 만든다. PN 확산기의 출력 칩 시퀀스는 최소 요구 신호 밴드폭 보다 몇 차수의 크기 만큼 더 큰 밴드폭을 갖기 때문에 확산 스펙트럼 신호로서 또한 지칭된다. 확산 스펙트럼 신호는 PN 시퀀스의 국부적으로 발생된 버전과의 교차 상관을 통해 수신기에서 복조된다. 정확한 PN 시퀀스와의 교차 상관은 확산 스펙트럼 신호를 "역확산"시키고 변조된 메시지를 복구시키는 반면, 의도되지 않은 사용자에 의에 신호를 교차 상관시키는 것은 수신기 출력에서의 소량의 광대역 잡음을 초래한다.

PN 확산 기술을 사용하는 중요한 이유는 그것의 고유한 간섭 거절 능력 때문이다. 각각의 기지국은 다른 기지국에 할당된 코드와 낮은 교차 상관을 갖는 고유의 PN 코드가 할당되기 때문에, 수신기는, 비록 기지국이 항상 동일한 주파수 스펙트럼을 차지할지라도, 각각의 기지국을 그들의 각각의 코드에 기초하여 분리할 수 있다. 모든 사용자가 동일한 스펙트럼을 공유할 수 있으므로, 확산 스펙트럼은, 모든 셀이 동일한 주파수 채널을 사용할 수 있기 때문에, 주파수 플래닝 (frequency planning) 을 제거할 수 있다.

PN 시퀀스는 통상 순차 논리를 사용하여 발생된다. 상태 기억 요소의 연속적인 스테이지로 구성되는 피드백 시프트 레지스터가 통상적으로 사용된다. 이진 시퀀스는 클럭 펄스에 응답하여 시프트 레지스터를 통해 시프트되고, 다양한 스테이지의 출력은 논리적으로 결합되어 입력으로서 제 1 스테이지로 피드백된다. 최종 스테이지의 출력은 소정의 PN 시퀀스이다.

PN 확산기 (226) 는 본 기술분야에 공지된 방식으로 칩 레벨 합산기 (224) 에 의해 출력된 칩상에 PN 시퀀스를 임프레싱한다. 예로서, PN 확산기 (226) 에 의한 변조는 PN 확산기 (226) 에 의해 발생된 PN 시퀀스 내의 각각의 칩과 칩 레벨 합산기 (224) 에 의해 출력된 각각의 칩의 모듈로-2 가산 (즉, XOR) 에 의해 수행될 수 있다. 칩 레벨 합산기 (224) 의 출력 상에 수행되는 PN 확산의 결과는 출력 칩 시퀀스 c(n) (228) 이다.

CDMA 통신 시스템의 일반 원리 및 특히 통신 채널 상의 송신을 위한 확산 스펙트럼 신호의 발생의 일반 원리는, 본 발명의 양수인에게 양도되고, 그 명칭이 "위성 또는 지상 중계기를 사용한 확산 스펙트럼 다중 접속 통신 시스템" 인 미국 특허 제 4,901,307 호에 기재되어 있다. 그 특허, 즉 미국 특허 제 4,901,307 호 내의 개시는 본 출원에 참조로 완전히 포함된다. 또한, 본 발명의 양수인에게 양도되고, 그 명칭이 "CDMA 셀룰러 전화 시스템에서 신호 파형을 발생시키는 시스템 및 방법" 인 미국 특허 제 5,103,459 호는 PN 확산, 월시 커버링, 및 CDMA 확산 스펙트럼 통신 신호를 발생시키는 기술에 관련된 원리를 개시하고 있다. 그 특허, 즉 미국 특허 제 5,103,459 호의 개시는 본 출원에 참조로 완전히 포함된다.

또한, 본 발명은 데이터의 시간 멀티플렉싱 및 "고속 데이터 레이트" 통신 시스템에 관련된 다양한 원리를 사용하고, 본 발명은, 본 발명의 양수인에게 양도되고, 1997년 11월 3일자로 출원된 시리얼 번호 제 08/963,386 호인, 그 명칭이 "고속 패킷 데이터 송신을 위한 방법 및 장치"인 미국 특허 출원에 개시되어 있는 "고속 데이터 레이트" 통신 시스템에서 사용될 수 있다. 그 특허 출원 내의 개 시도 본 출원에 참조로 완전히 포함된다.

DEMUX (214) 로 입력되고, 그 후 예를 들어 16 병렬 심볼 스트림

으로 출력된 데이터 심볼은 또한 신호 수정기 (235) 로 전달된다. 신호 수정기 (235) 의 포함은 CDMA 공중 인터페이스 사양에 대한 변경 없이 이동국 (184) (도 2 참조) 내의 주파수 도메인 등화기의 지원을 가능하게 한다. 신호 수정기 (235) 는 DEMUX (214) 로부터 변조 심볼 벡터

를 수신하고 출력 칩 시퀀스 c(n) (228) 와 합산기 (229) 에서 합산되는 오프셋 벡터

(231) 를 발생시킨다. 변조 심볼 벡터

및 오프셋 벡터

의 합산 (233) 은 "송신 FIR" (230) 및 송신기 (236) 으로 전달된다. 송신 FIR (230) 은 통상적으로 통신 채널상에서의 송신 이전에 신호를 펄스 성형 (pulse shaping) 하기 위해 사용되는 FIR 필터이다. 송신 FIR (230) 은 또한 본 출원에서 "송신 필터"로서 지칭된다. 송신 필터 그 자체는 통상적으로 송신된 신호 내의 소정량의 ISI 를 유도한다. 본 기술분야에서 공지된 적절한 펄스 성형을 사용함으로써, 송신된 신호 내의 ISI 가 감소될 수 있다.

신호 수정기 (235) 를 다시 참조하면, CDMA 공중 인터페이스 사양에 대한 수정을 필요로 하지 않고 기지국 (182) (도 2 참조) 으로부터 이동국 (184) (도 2 참조) 으로의 순방향 링크 상에서 주파수 도메인 등화 솔루션을 지원하는 수개의 실시형태가 구성될 수도 있다.

신호 수정기 (235) 의 일 실시형태에 있어서, 기지국은 다음을 가정함으로써 CDMA 공중 인터페이스 변경 없이 순방향 링크에서 주파수 도메인 등화를 지원한다: (i) 파일럿은 예를 들어 TDM 파일럿 및 적절한 보호 시간의 사용을 통하여 데이터로부터의 최소 간섭으로 측정될 수 있다; 및 (ii) 데이터 및 파일럿 양자 (특히 후자) 는 최대 허용가능 지연 확산과 동일한 오버랩 (즉, OFDM 에서 사용되는 것과 유사한 순환 프리픽스) 으로 순환적으로 둘러 싸인다.

상기 조건은 공중 인터페이스를 재설계함으로써 비교적 용이하게 만족될 수 있을 것이다. 불행히도 CDMA2000 (DO 는 제외) 구조는 이러한 솔루션에 적합하지 않으며, 적어도 후방 호환성 방식으로는 아니다. 이것은 연속 파일럿 및 가능한 다른 오버헤드 채널이 변경될 수 없기 때문이다. 이동국의 후방 또는 레거시 호환성을 유지하기 위하여, 순방향 링크 신호는, (A) 모든 심볼의 처음 m 칩이 '0' 으로 설정되고; (B) 각각 송신기 및 수신기 모두에게 공지된 고정 값으로 설정되는, 송신 신호의 푸리에 스펙트럼 내에 m 개의 동일 간격을 갖는 값이 존재하도록 구성된다. 고정 값은 모든 파이럿 톤에 대해 동일할 수도 있고 또는 상이할 수도 있다. 이하, m 파일럿 톤의 각각의 값은

로 설정되며, 여기서 N (예를 들어, 128) 은 이동국의 고속 푸리에 변환 (FFT) 블록에서 사용되는 심볼 길이이다. 상술된 바와 같이, 다른 값 할당이 또한 가능하다. 순방향 링크는 동시에 다수의 상이한 월시 코드 길이를 사용할 수도 있다. 이러한 가정의 근거는 등화기 처리가 예를 들어 128-칩 심볼 상에 수행된다는 것이다. 어떤 의미에서, Tx 또는 순방향 링크 신호는, 사용된 실제의 월시 코드 길이에 관계 없이, W₁₂₈ 성분으로 분해된다. 이러한 접근 방법은 동작가능하지만, 더욱 짧은 월시 코드는 구현된 성능 영향을 초래할 수도 있다.

제한이 아니라 예시로써, 본 실시형태의 신호 수정기 (235) 는 도시되고 제한으로 고려되지 않는 하나 이상의 특정의 수를 가정한다. 레거시 이동국과 호환가능한 신호 수정기 (235) 를 구현함에 있어서, 예시적인 설명은 N=128 및 m=4 를 가정하고, 단순성을 위하여 선택된 m 은 N 을 분할해야 한다. 계속해서, 데이터 전송에 사용되지 않는 최종 2m=8 월시 코드는 예약되지만, (A) 모든 심볼의 처음 m 칩은 '0' 으로 설정되고, 및 (B) 각각

로 설정되는, 송신 신호의 푸리에 스펙트럼 내의 m 개의 동일 간격을 갖는 값이 존재하며, 여기서 N (예를 들면, 128) 은 등화기에서 사용된 심볼 길이라고 하는 상기 목적을 달성하도록 설정된다. 이러한 월시 코드 예약은 대략 8/128 또는 6% 스펙트럼 오버헤드를 발생시킬 수도 있다.

현재의 실시형태의 기술을 계속하는 데 있어서, 다음의 매트릭스가 정의된다:

H 는 128×128 월시 코드 매트릭스이며, 여기서 열은 월시 코드를 나타낸다.

는 (128-2m)×1 변조 심볼 벡터이다.

S 는 대각 요소가 짧은 PN 코드를 나타내는 128×128 대각선 스크램블링 매트릭스이다.

는 그 요소가 칩 x1 시간 샘플인 128×1 송신 신호이다.

CDMA 공중 인터페이스 사양 중 하나, 즉 CDMA2000 사양에서,

는,

로서 결정될 수도 있다. 또한, 목적 (A) 및 (B) 는, 만일 다음의 조건을 만족시키는 오프셋 벡터

(231) 이 식별된다면, 모두 만족된다:

여기서,

이며, 여기서 SH_k 는 프러덕트 매트릭스 SH 의 k 번째 행이며, M_l 은 프러덕트 매트릭스 FSH 의 l 번째 행이며, 여기서 F 는 주파수 l·N/m+d (여기서 d 는 이웃하는 기지국 또는 이웃하는 기지국 섹터를 가로지르는 파일럿 톤을 중첩하는 것을 피하기 위하여 사용되는 섹터 특정 주파수 오프셋일 수 있을 것이다) 에 대응하는 행으로 구성되는, FFT 변환 매트릭스의 m×128 서브매트릭스이다. F 의 요소를 다음과 같이 계산할 수 있다.

식 2를 다시 참조하면, 결과의 벡터

는

이 최소화되도록 하여야 하며, 여기서

는,

로서 정의된 목적 벡터이다. 최선의 가능한

를 얻기 위하여 선형 추정을 사용한다. 이를 위하여, 사용된 월시 채널의 각각에서의 허용가능한 SNR 열화, 및 최종 2m 미사용 월시 채널 내의 전력 오버헤드를 제어하는 대각 웨이팅 매트릭스 W 를 정의한다. W 는 다음과 같이 설정된다.

상기의 할당은 SNR 열화가 E_c/I_or 할당에 관계없이 심지어 모든 월시 채널을 가로지르는 것을 보장한다. 만일 파일럿 등의 일부 월시 채널이 다른 것 보다 더욱 많이 (또는 더욱 적게) 보호될 필요가 있다면, W 의 대응하는 값은 대응하여 감소 (또는 증가) 될 수도 있을 것이다. 역으로, 다른 미사용 월시 코드에 대한 값은 증가 (또는 감소) 될 수도 있을 것이다. 허용된 에러

를 제어하는 대각 2m×2m 웨이팅 매트릭스 U 를 정의하라. 1≤n≤2m 에 대해 U_n _,n=6· 10^-2로 설정한다. 상술한 것과 함께,

는,

로서 추정되고, 여기서 Q=GW 이고,

는,

로서 정의된 2m×1 '측정' 벡터이다.

도 6은 다음의 가정을 갖는 시뮤레이션 결과의 실제 플롯을 나타낸다.

파일럿 E_c/I_or = -10 dB

동기 E_c/I_or = -13 dB

페이징 E_c/I_or = -13 dB

(트래픽 월시 채널당) 트래픽 E_c/I_or = (1-파일럿-동기-페이징)/(N-3-2m)

시뮬레이션 운전: 5000 심볼

시뮬레이션 결과는 도 6 내지 도 8을 참조하여 설명된다. 도 6은 각각의 순방향 링크 코드 채널의 '송신' 신호대 잡음비 (NSR) 를 도시한다. 이러한 NSR 로 표현되는 열화는 비교적 작고 E_c/I_or 의 인버스 (inverse) 로 스케일되지 않는다. 한편, 이러한 열화는 MS 내의 등화기에 의해 완화되지 않을 것이다.

도 8은 W₁₂₈ 심볼 내의 칩의 평균 에너지를 나타낸다. 이상적으로, 처음 m 칩은 고유 워드 삽입을 달성하기 위하여 제로 에너지를 가질 것이다. 도 7은 프리픽스 에너지가 평균 칩 에너지 아래인 대략 12...16 dB 이라는 것을 나타낸다.

도 9는 스펙트럼의 목표 값과 달성된 스펙트럼 사이의 평균 제곱 차를 나타내며, 즉 파일럿은,

의 값을 나타낸다.

시뮬레이션된 예에 따르면, 전력 오버헤드는 6.25% 의 유사한 OFDM 오버헤드 보다 약간 더 작은, 대략 5.8% 였다. 본 예는 후방 호환성에 기인하여 발생되는 10% 파일럿 오버헤드를 포함하지 않았다.

신호 수정기 (235) 의 또 다른 실시형태에 있어서, 기지국은 CDMA 공중 인터페이스 변경 없이 그리고 분명한 순환 프리픽스 또는 고유 워드를 생성하지 않고 순방향 링크에서 주파수 도메인 등화를 지원한다. 전통적으로, 시간 도메인 등화기 (TDE) 및 주파수 도메인 등화기 (FDE) 가 CDMA 시스템에 대해 고려되어왔다. TDE 는 순환 프리픽스를 필요로 하지 않지만, 심지어 낮은 지연 확산 채널을 자지고, 최적의 신호대 잡음비 (SNR) 을 달성하기 위하여, 적어도 이론적으로 무한한 수의 탭을 필요로 할 수도 있다. 한편, FDE 는 항상 유한한 순환 콘벌루션으로 최적의 SNR 을 항상 달성할 수 있지만, 이를 위해 송신 심볼 그 자체는 순화적일 것이 팰요하고, 이것은 순환 프리픽스 또는 고유 워드의 삽입을 필요로 한다. 만일 순환 프리픽스 또는 고유 워드가 송신 신호에 삽입되지 않는다면, FDE 기반 수신기의 성능은 부정적으로 영향을 받을 것이다. 논의 중인 실시형태는 이러한 영향을 완화하지 않는 반면, 더욱 양호한 채널 추정을 허용함으로써 그것을 보상할 수 있다.

TDE 및 FDE 양자의 경우에 대한 종래의 등화기 솔루션에 있어서, 문제는, 등화가 수행되기 전에 파일럿이 다중 경로 경우에 다른 코드 채널에 직교하지 않기 때문에, 채널 추정에서 파일럿 신호는 간섭없이 관찰될 수 없다는 사실에 의해 발생된다. 복수의 시간 슬롯을 가로지르는 적분법은 파일럿 채널 관찰 잡음을 감소시킬 뿐아니라 높은 도플러 채널에의 등화기의 적응 능력도 감소시킨다.

매우 복잡한 솔루션을 초래하는 더욱 양호한 채널 추정을 얻기 위한 하나의 이론적 접근방법은 등화기 필터 탭 계수를 발견하기 위하여 사용될 수 있는 전파 채널 탭 계수를 발견하기 위해 소모적인 탐색을 수행하여야 한다. 이러한 접근 방법은 순방향 링크 (FL) 채널 지연 확산이 m 칩에 제한된다는 것을 가정한다. 이론적인 접근 방법은 또한 FL 이 각각 공지된 변조와 함께 m 파일럿 코드 채널을 사용한다는 것을 가정한다. 수신기는 채널 가설로서, 충분히 미세한 그리드로 제한된 모든 가능한 지연 탭 조합을 테스트할 것이다. 예를 들어, 각각의 지연 탭에 대한 양 쿼드러쳐를 커버링하는 2×6 비트 레절루션을 가정하면, 모두 2^2×6×m가설이 존재할 것이다. 각각의 가설에 대해, MMSE 등화기 채널 인버전 필터 계수는 수신 신호를 필터링하기 위해 결정될 수 있을 것이다. 다음에, 각각의 가설에 대하여, 채널 인버전 필터링이 행해진 후, m 역확산 파일럿 심볼 사이의 에 러, 및 공지된 파일럿 변조 심볼이 결정될 수 있을 것이다. 평균 에러가 가장 작은 가설이 최선의 채널 추정으로서 선택될 수 있을 것이며, 수신 신호는 이에 따라 필터링될 수 있을 것이다. 확실히 상술된 이론적 접근 방법은 m 파일럿 코드 채널이 전개될 수 있는 한, 현존하는 공중 인터페이스 표준을 변경하지 않고 사용될 수 있을 것이지만, 수신기 복잡성은 대단하다.

제한이 아니라 예시로서, 현존하는 또는 레거시 이동국은 기지국으로부터의 순방향 링크 채널이 다음의 구현에 따라 신호 수정기 (235) 에서 수정되는 경우, 주파수 도메인 등화를 사용하는 다른 이동국과 함께 통신 시스템에서 공존할 수도 있다. 본 실시형태에 있어서, 및 제한이 아니라 예시로서, 순방향 링크 채널 지연 확산이 m 칩 및 2m-2 코드 채널 (409) (도 4 참조) 에 제한된다는 가정은 이동국의 수신기에서의 채널 추정을 강화하기 위하여 유보된다. 이들 코드 채널은 데이터를 보유하는 것이 아니라, 바람직한 송신 파형 특성을 달성하기 위하여 기지국에 의해 변조된다. 이전의 실시형태에 대해 상술된 바와 같이, (A) 모든 심볼의 처음 m 칩은 '0' 으로 설정되고, (B) 각각

로 설정되는, 송신 신호의 FFT 내의 m 개의 동일 간격을 갖는 값이 존재하며, 여기서 N (예를 들면, 128) 은 등화기에서 사용된 심볼 길이이다. 이전의 실시형태에 있어서, 양 가정 (A) 및 (B) 의 존재는, 기지국으로부터의 송신된 순방향 링크 신호의 결과로서 이동국에서 적절한 주파수 도메인 등화 동작을 가능하게 했다. 따라서, 주파수 도메인 등화는 수신 신호의 스펙트럼의 MMSE 주파수 응답 인버전에 의해 후속되는 모든 주파수 빈 내의 채널 주파수 응답 추정을 결정하는 지점까지의 OFDM 접근방법과 유사한 방식으로 진행했고, 결과의 스펙트럼은 FHT 에 의해 역확산을 위해 시간 도메인으로 다시 변환되었다.

본 실시형태에 있어서, 모든 심볼의 처음 m 칩을 '0'으로 설정하는 가정 (A) 은 제거되고, 가정 (B) 는 순환 프리픽스를 포함하지 않는 주파수 도메인 등화를 용이하게 하는 순방향 링크 신호를 발생하도록 수정된다. 일반적으로, 본 실시형태는 순방향 링크 신호에 레거시 이동국과의 비호환성을 제공하지 않고 이동국에서의 주파수 도메인 등화를 용이하게 하는 파일럿 채널 구조를 포함하는 순방향 링크 신호의 일부를 수정한다.

본 실시형태에 있어서, 송신 신호의 이산 칩 x 1 표현 (즉, 무시된 펄스 성형) 은 N 칩 처리 길이를 갖는 것으로 가정된다. 이전의 실시형태에서와 같이, 본 실시형태는 또한 주파수 도메인 등화기의 동작에 성능 영향 없이 N 보다 더 짧은 월시 코드 길이를 마찬가지로 사용할 수도 있다. 예시로서, 다음의 표현이 본 실시형태의 일 구현의 예시적인 표현으로서 채택된다. 본 실시형태에 있어서, 다음의 매트릭스 및 벡터 표현이 정의된다.

H 는 N×N 월시 코드 매트릭스이며, 여기서 열은 월시 코드를 나타낸다.

는 최종 2m 요소가 초기에 제로로 설정되는 (그러나, 이후의 처리 후에 제로가 아닌 값으로 설정될) 128×1 변조 심볼 벡터이다.

S 는 대각 요소가 QPSK 짧은 PN 코드 심볼을 나타내는 N×N 대각 스크램 블링 매트릭스이다.

는 그 요소가 칩 x1 시간 샘플인 N×1 송신 신호이다.

하나의 정의된 CDMA 인터페이스 표준, 즉 CDMA2000 인터페이스 표준에서,

는,

로서 결정될 수도 있다.

다음의 조건을 만족시키는 오프셋 벡터

를 발견하는 것이 바람직하다.

여기서, (2m-2)×(2m-2) 매트릭스 G 는 아래에 정의된 2m×2m 매트릭스 G'로부터 인덱스 m 및 2m 을 갖는 행을 삭제함으로써 얻어진다.

선형 추정은 사용된 월시 채널의 각각에서의 허용가능한 SNR 열화, 및 최종 2m-2 미사용 월시 채널에서의 전력 오버헤드를 제어하는 대각 웨이팅 매트릭스 W 를 정의함으로써 최선의 가능한

을 얻기 위하여 사용된다. W 는 다음과 같 이 설정된다.

상기 할당은 SNR 열화가 E_c/I_or 할당에 관계없이 심지어 모든 월시 채널을 가로지른다는 것을 보장한다. 만일 파일럿 등의 일부 월시 채널이 다른 것 보다 더욱 많이 (또는 더욱 적게) 보호될 필요가 있다면, W 의 대응하는 값은 대응하여 감소 (또는 증가) 될 수도 있을 것이다. 역으로, 다른 미사용 월시 코드에 대한 값은 증가 (또는 감소) 될 수도 있을 것이다.

허용된 채널 추정 에러를 제어하고, U 가 1≤n≤2m-2 에 대해 U_n _,n = 0.12 로 설정된 대각 (2m-2)×(2m-2) 웨이팅 매트릭스 U 가 또한 정의된다.

그 후, 최적량

은,

로서 추정된다. 여기서, Q = GW 이고,

는,

로서 정의되는 2m×1 '측정' 벡터이다.

본 실시형태에 따르면, 다음의 가정, 즉,

N=256

m=8

파일럿 E_c/I_or = -10 dB

동기 E_c/I_or = -13 dB

페이징 E_c/I_or = -13 dB

(트래픽 월시 채널당) 트래픽 E_c/I_or = (1-파일럿-동기-페이징)/(N-3-(2m-2))

시뮬레이션 운전: 1000 심볼

제한이 아닌 예로서, 상기 가정에 따른 시뮬레이션 결과가 도 9 및 도 10 을 참조하여 설명된다. 특히, 도 9는 각각의 순방향 링크 (FL) 코드 채널에서의 '송신' SNR 을 나타낸다. 이러한 SNR 로 표현되는 열화는 비교적 작고 E_c/I_or 의 인버스에 의해 스케일되지 않는다. 한편, 이러한 열화는 이동국의 등화기에 의해 완화되지 않을 것이다.

도 10은 완전한 채널에 대응하는 평균 지연 프로파일 추정을 나타낸다. 이것은

를 평가함으로써 얻어졌다. 단지 포지티브 (도면에서 > 8 칩) 지연 값만이 실제로 측정될 것 (수신기가 제 1 도착 경로의 타이밍을 알고 있다고 가정) 이지만, 네거티브 값도 역시 잡음으로서 추정에 포함될 것이다. 도 10은 다중 경로 추정에서의 잡음이 채널 탭 계수 이하인 약 16 dB 이라는 것을 나타낸다. 시뮬레이션에서, 전력 오버헤드는 5% 였고, 이것은 6.25% 의 등가 OFDM 오버헤드보다 약간 작다.

본 발명의 또 다른 실시형태에 있어서, 미수정 파일럿 채널 (예를들어, IS-95 또는 cdma2000 표준의 파일럿 채널) 의 전력은 채널 추정 내에 있다. 이것은 제 1 도착 신호 경로 이후에 배치되는 칩 x 1 핑거에 의해 수행된다. 식 (9)-(14) 에 대해 상술된 바와 같은 동일한 방법론으로써, 송신 신호는 이동국의 수신기에 대해 다중경로 간섭이 없게 보이도록 조작될 수도 있다.

이것은 기지국의 송신기에서의 다음의 동작을 포함한다.

단계 (TX-A) 는 레거시 시스템에서 처럼 복합 송신 신호를 인코딩, 변조, 확산 및 스크램블한다.

단계 (TX-B) 는 미사용 시간 세그먼트 (칩) 또는 미사용 월시 코드를 식별하고, 이들 각각에 대해 바람직한 전력 할당 캡을 식별한다.

단계 (TX-C) 는 현재 데이터, 제어 또는 파일럿 심볼을 이송하는 데 사용되는 월시 코드 또는 시간 세그먼트 상의 허용가능한 SNR 열화를 결정한다.

단계 (TX-D) 는 소정의 상관 주기에 기초하여 파일럿 신호와 (파일럿을 포함하는) 복합 송신 신호의 교차 상관을 결정한다. (이상적으로, 이러한 교차 상관은 제로 시간 시프트 포인트 이외의 어느 곳에서나 제로일 것이다.) 이러한 결정에 있어서, 더욱 정확한 교차 상관 추정을 얻기 위하여 상관 주기를 초월한 과거 및 미래 심볼의 연관을 사용할 수 있다. 과거 샘플은 송신기에 완전하게 공지되어 있고, 미래 샘플은 잘 근사화될 수 있다.

단계 (TX-E) 는 단계 (TX-B) 및 단계 (TX-C) 에서 식별된 자원을 사용하여, 파일럿과의 교차 상관이 단계 (TX-D) 에서 결정된 교차 상관과 동일한 크기이나 반 대 위상을 갖는 송신 신호에 부가될 차분 벡터를 생성한다. 이러한 합산 후에, 결과의 복합 신호는 소정의 상관 주기 내에 파일럿과의 소정의 제로 이상 (out-of-phase) 교차 상관을 가져야 한다.

단계 (TX-F) 는 단계 (TX-E) 에 에서 결정된 벡터 (231) 및 단계 (TX-A) 에서 결정된 벡터 (228) 의, 합산기 (229) (도 5 참조) 에 의해 합산된, 합산 (233) (도 5 참조) 을 송신한다.

수신기는 다음의 동작을 수행한다.

단계 (RX-A) 는 추정된 제 1 도착 다중 경로에 타이밍을 조정한다.

단계 (RX-B) 는 파일럿 필터 내에서, 상관 주기를 상기 단계 (TX-D) 에서 사용된 것과 동일하도록 설정한다.

단계 (RX-C) 는 레거시 시스템에서와 동일한 방법으로, 변조, 등화기 동작 등을 수행한다.

예로서, 본 실시형태는 CDMA 신호가 OFDM 신호의 파일럿 성분과 유사한 파일럿 성분을 포함하도록 수정되는 것을 가능하게 한다. 이러한 비교는 p(kT_c) 를 갖는 매트릭스 G' 와 비교할 때, 도 10을 참조로 더욱 명백하다. 예를 들어, 어떤 가드밴드도 없고, OFDM 심볼당 N 칩을 갖고 m 개의 동일 간격을 갖는 파일럿 톤을 갖는 단순한 OFDM 셋업의 경우를 고려한다. 파일럿 톤 및 신호의 데이터 파트를 분리하고 파일럿 톤에만 IFFT 를 한다; p(kT_c) 를 IFFT 의 결과로 칭한다. 파일럿 톤의 스펙트럼은 주기적이기 때문에, 시간 도메인 등가 또한 주기적이고, N/m 균일하게 분포된 피크, 이격된 m 칩을 갖는다.

명백히, 타임 도메인 신호 p(kT_c) 및 임의의 그 순환 시프트는 항상 송신된 OFDM 심볼의 데이터 부분 및 임의의 이들 순환 시프트에 직교한다. 그 후, 수신 신호와 p(kT_c) 를 컨볼루션함으로써 채널 임펄스 응답 탭 계수 c(j) (j=0,1,....m-1) 의 무간섭 추정 (interference free estimate) 을 얻을 수 있다.

상술된 하나 이상의 다양한 실시형태의 통합은 중요한 방식으로 더 작은 능력의 또는 레거시 수신기에 중요한 영향을 미치지 못한다. 기지국 송신기에 의해 가정된 것과 동일한 상관 주기를 사용하지 않는 이동국 수신기는 다양한 실시형태를 참조로 여기에 기술된 다중 경로 무간섭 파일럿 추정으로부터 이익을 받지 않을 것이지만, 이동국 수신기에서의 성능은 레거시 경우에 비교할만 하다. 다양한 기술된 실시형태가 이동국의 수신기에서의 주파수 도메인 등화의 활용을 용이하게 하는 개선된 성능을 제공하는 반면, 송신 이전에 기지국에서 수행되는 증가된 계산상의 복잡성이 존재한다.

개시된 실시형태에 대한 이전의 설명은 임의의 당업자가 본 발명을 행하거나 사용하는 것을 가능하게 하도록 제공된다. 이들 실시형태에 대한 다양한 변형례는 당업자에게는 명백하고, 여기서 정의된 일반 원리는 본 발명의 사상 및 범위 를 벗어나지 않고 다른 실시형태에 적용될 수도 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타낸 실시형태에 제한되지 않고, 여기에 개시된 원리 및 신규한 특징과 일관된 가장 넓은 범위에 일치되어야 한다.

Claims

제 2 포맷에 따라 동작가능한 하나 이상의 주파수 도메인 등화 가능 이동국을 지원하면서 제 1 포맷에 따라 동작가능한 하나 이상의 레거시 이동국의 상호 운용성 (interoperation) 을 유지하는 방법으로서,

제 1 포맷에 따른 제 1 신호 시퀀스를 발생시키는 단계;

오프셋 벡터를 발생시키는 단계; 및

제 2 포맷에 따른 제 2 신호 시퀀스를 형성하도록 상기 제 1 신호 시퀀스를 상기 오프셋 벡터와 결합하는 단계를 포함하고,

상기 제 2 포맷의 상기 제 2 신호 시퀀스는 하나 이상의 주파수 도메인 가능 이동국에서의 주파수 도메인 등화를 지원하고,

상기 제 2 신호 시퀀스는 하나 이상의 레거시 이동국과의 호환성을 유지하는, 레거시 이동국의 상호 운용성 유지 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 오프셋 벡터를 발생시키는 단계 이후 및 상기 결합하는 단계 이전에,

상기 제 1 신호 시퀀스 내의 모든 심볼의 처음 m 칩을 제로로 설정하는 단계를 더 포함하는, 레거시 이동국의 상호 운용성 유지 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 오프셋 벡터를 발생시키는 단계 이후 및 상기 결합하는 단계 이전에,

상기 제 2 포맷의 FFT (Fast Fourier Transform) 에서의 m 개의 동일 간격을 갖는 값을 기지의 값으로 설정하는 단계를 더 포함하는, 레거시 이동국의 상호 운용성 유지 방법.
제 3 항에 있어서,

상기 기지의 값은
이고, 여기서 N 은 주파수 도메인 등화된 이동국에서 사용되는 심볼 길이이고, I_or 은 기지국 섹터의 총 송신 전력인, 레거시 이동국의 상호 운용성 유지 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 오프셋 벡터를 발생시키는 단계는 상기 제 1 포맷에 따라 합산하기 위한 차분 벡터를 생성하는 단계를 포함하고,

상기 차분 벡터는 파일럿 채널과의 교차 상관을 가지며,

상기 교차 상관은 상기 제 2 신호 시퀀스 및 상기 파일럿 채널의 교차 상관과 동일한 크기이나 반대 위상을 갖는, 레거시 이동국의 상호 운용성 유지 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 결합하는 단계 이후에, 상기 하나 이상의 레거시 이동국 및 상기 하나 이상의 주파수 도메인 등화 가능 이동국 양자에 대해 동작가능한 상기 제 2 신호 시퀀스를 송신하는 단계를 더 포함하는, 레거시 이동국의 상호 운용성 유지 방법.
복수의 메시지 데이터 비트를 복수의 코드 심볼로 인코딩하는 인코더;

제 1 포맷에 따른 제 1 신호 시퀀스를 발생시키고 오프셋 벡터를 발생시키도록 구성된 신호 수정기; 및

제 2 포맷에 따른 제 2 신호 시퀀스를 형성하도록 상기 제 1 신호 시퀀스를 상기 오프셋 벡터와 결합하는 합산기를 포함하고,

상기 제 2 포맷의 제 2 신호 시퀀스는 하나 이상의 주파수 도메인 가능 이동국에서의 주파수 도메인 등화를 지원하고,

상기 제 2 신호 시퀀스는 하나 이상의 레거시 이동국과 호환성을 유지하는,기지국.
제 7 항에 있어서,

상기 신호 수정기는 상기 제 1 신호 시퀀스 내의 모든 심볼의 처음 m 칩을 제로로 설정하도록 더 구성되는, 기지국.
제 7 항에 있어서,

상기 신호 수정기는 상기 제 2 포맷의 FFT (Fast Fourier Transform) 에서의 m 개의 동일 간격을 갖는 값을 기지의 값으로 설정하도록 더 구성되는, 기지국.
제 9 항에 있어서,

상기 기지의 값은
이고, 여기서 N 은 주파수 도메인 등화된 이동국에서 사용되는 심볼 길이이고, I_or 은 기지국 섹터의 총 송신 전력인, 기지국.
제 7 항에 있어서,

상기 신호 수정기는 상기 제 1 포맷에 따라 합산하기 위한 차분 벡터를 생성하는 것의 결과로서 상기 오프셋 벡터를 발생시키도록 구성되고,

상기 차분 벡터는 파일럿 채널과의 교차 상관을 가지며,

상기 교차 상관은 상기 제 2 신호 시퀀스 및 상기 파일럿 채널의 교차 상관과 동일한 크기이나 반대 위상을 갖는, 기지국.
제 7 항에 있어서,

상기 하나 이상의 레거시 이동국 및 상기 하나 이상의 주파수 도메인 등화 가능 이동국 양자에 대해 동작가능한 상기 제 2 신호 시퀀스를 송신하도록 구성된 송신기를 더 포함하는, 기지국.
제 1 포맷에 따라 동작하도록 구성된 하나 이상의 비주파수 도메인 등화 가능 이동국;

제 2 포맷에 따라 동작하도록 구성된 하나 이상의 주파수 도메인 등화 가능 이동국; 및

제 2 포맷에 따라 동작가능한 하나 이상의 주파수 도메인 등화 가능 이동국을 지원하면서 제 1 포맷에 따라 동작가능한 하나 이상의 비주파수 도메인 등화 가능 이동국의 상호 운용성을 유지하기 위해 구성된 기지국을 포함하는, 무선 통신 시스템.
제 13 항에 있어서,

상기 기지국은,

복수의 메시지 데이터 비트를 복수의 코드 심볼로 인코딩하는 인코더;

제 1 포맷에 따른 제 1 신호 시퀀스를 발생시키고 오프셋 벡터를 발생시키도록 구성된 신호 수정기; 및

제 2 포맷에 따른 제 2 신호 시퀀스를 형성하도록 상기 제 1 신호 시퀀스를 상기 오프셋 벡터와 결합하는 합산기를 포함하고,

상기 제 2 포맷의 제 2 신호 시퀀스는 하나 이상의 주파수 도메인 가능 이동국에서의 주파수 도메인 등화를 지원하고,

상기 제 2 신호 시퀀스는 하나 이상의 비주파수 도메인 가능 이동국과 호환성을 유지하는, 무선 통신 시스템.
제 14 항에 있어서,

상기 신호 수정기는 상기 제 1 신호 시퀀스 내의 모든 심볼의 처음 m 칩을 기지의 값으로 설정하도록 더 구성되는, 무선 통신 시스템.
제 14 항에 있어서,

상기 신호 수정기는 상기 제 2 포맷의 FFT (Fast Fourier transform) 에서의 m 개의 동일 간격을 갖는 값을
으로 설정하도록 더 구성되고, 여기서 N 은 주파수 도메인 등화된 이동국에서 사용되는 심볼 길이이고, I_or 은 기지국 섹터의 총 송신 전력인, 무선 통신 시스템.
제 14 항에 있어서,

상기 신호 수정기는 상기 제 1 포맷에 따라 합산하기 위한 차분 벡터를 생성하는 것의 결과로서 상기 오프셋 벡터를 발생시키도록 구성되고,

상기 차분 벡터는 파일럿 채널과의 교차 상관을 가지며,

상기 교차 상관은 상기 제 2 신호 시퀀스 및 상기 파일럿 채널의 교차 상관과 동일한 크기이나 반대 위상을 갖는, 무선 통신 시스템.
제 14 항에 있어서,

상기 하나 이상의 비주파수 도메인 등화 가능 이동국 및 상기 하나 이상의 주파수 도메인 등화 가능 이동국 양자에 대해 동작가능한 상기 제 2 신호 시퀀스를 송신하도록 구성된 송신기를 더 포함하는, 무선 통신 시스템.
제 2 포맷에 따라 동작가능한 하나 이상의 주파수 도메인 등화 가능 이동국을 지원하면서 제 1 포맷에 따라 동작가능한 하나 이상의 레거시 이동국의 상호 운용성을 유지하는 시스템으로서,

제 1 포맷에 따라 제 1 신호 시퀀스를 발생시키는 수단;

오프셋 벡터를 발생시키는 수단; 및

제 2 포맷에 따른 제 2 신호 시퀀스를 형성하도록 상기 제 1 신호 시퀀스를 상기 오프셋 벡터와 결합하는 수단을 포함하고,

상기 제 1 신호 시퀀스를 상기 오프셋 벡터와 결합하여 제 2 포맷에 따른 제 2 신호 시퀀스를 형성하는 수단을 포함하고,

상기 제 2 포맷의 상기 제 2 신호 시퀀스는 하나 이상의 주파수 도메인 가능 이동국에서의 주파수 도메인 등화를 지원하고,

상기 제 2 신호 시퀀스는 하나 이상의 레거시 이동국과의 호환성을 유지하는, 레거시 이동국의 상호 운용성 유지 시스템.
제 19 항에 있어서,

상기 제 1 신호 시퀀스 내의 모든 심볼의 처음 m 칩을 제로로 설정하는 수단을 더 포함하는, 레거시 이동국의 상호 운용성 유지 시스템.
제 19 항에 있어서,

상기 제 2 포맷의 FFT (Fast Fourier Transform) 에서의 m 개의 동일 간격을 갖는 값을
으로 설정하는 수단을 더 포함하고, 여기서 N 은 주파수 도메인 등화된 이동국에서 사용되는 심볼 길이이고, I_or 은 기지국 섹터의 총 송신 전력인, 레거시 이동국의 상호 운용성 유지 시스템.
제 19 항에 있어서,

상기 오프셋 벡터를 발생시키는 수단은 상기 제 1 포맷에 따라 합산하기 위한 차분 벡터를 생성하는 것을 포함하고,

상기 차분 벡터는 파일럿 채널과의 교차 상관을 가지며,

상기 교차 상관은 상기 제 2 신호 시퀀스 및 상기 파일럿 채널의 교차 상관과 동일한 크기이나 반대 위상을 갖는, 레거시 이동국의 상호 운용성 유지 시스템.
제 19 항에 있어서,

상기 하나 이상의 레거시 이동국 및 상기 하나 이상의 주파수 도메인 등화 가능 이동국 양자에 대해 동작가능한 상기 제 2 신호 시퀀스를 송신하는 수단을 더 포함하는, 레거시 이동국의 상호 운용성 유지 시스템.