KR100397772B1 - 직교 블럭 엔코딩 통신 시스템 및 그 방법 - Google Patents

직교 블럭 엔코딩 통신 시스템 및 그 방법 Download PDF

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Abstract

직교 블럭 엔코딩 통신 시스템 및 방법이 제공된다. 위상 또는 부호 변경 시퀀스로부터 각 블럭에 대해 선택된 위상 또는 부호 변경으로 심볼 블럭의 송신을 반복함으로써 엔코딩된 신호가 송신된다. 상이한 심볼이 직교 시퀀스를 사용하여 송신된다. 디코딩은 수신되어 엔코딩된 신호를 대응하는 분리 채널로 분리하는 상이한 직교 시퀀스를 사용한다. 엔코딩되어 송신된 신호로부터 직교 엔코딩이 제거되고, 직교 엔코딩이 제거된 후에 연속적으로 수신된 반복 블럭에 반복 심볼 중 대응하는 심볼이 가산된다. 송신기는 정보를 심볼로 엔코딩하는데에 디지털 소스 엔코더를 사용하고, 각 심볼은 미리 선택된 횟수로 반복되어 반복된 비트의 그룹을 연속적으로 발생시킨다. 송신기와 관계된 선택되어 할당된 직교 코드에 의해 결정된 부호 또는 위상 변경을 적용함으로써 각 반복 비트가 위상 또는 부호에 있어서 변경된다. 공통 부호 변경 또는 위상에 대응하는 집합적 부호 또는 위상 변경을 블럭의 모든 비트에 의해 공유되도록 하고, 미리 선택된 수의 반복 그룹의 상이한 부호 또는 위상 변경 비트로 각각 이루어진 다수의 블럭을 연속적으로 발생시키기 위하여 부호 변경 비트가 다수의 상기 그룹으로부터 인터리빙된다. 그리고 나서, 인터리빙된 블럭은 송신용 무선 신호를 변조시킨다.

Description

직교 블럭 엔코딩 통신 시스템 및 그 방법{COMMUNICATION SYSTEM AND METHOD WITH ORTHOGONAL BLOCK ENCODING}
수행성능 파라메터에 부여되는 장점 때문에, 현재 용장 코딩에 의한 대역폭 확장을 사용하는 것이 고려되고 있다. 그러나, 만일 통신 채널이 지연된 반향(delayed echoes), 시분산(time-dispersion) 또는 다중경로(multipath) 영향을 겪게 되면, 이러한 장점은 상실될 수 있다.
송신 대역폭을 인위적으로 확장시키기 위하여 종종 제안되는 공지된 기술로서 코드 분할 다중 접속(Code Division Multiple Access), 즉 CDMA를 들수있다. CDMA는 신호 반복을 조합하기 위하여 수신기에서 다수결(majority vote)로 송신을 반복하는 기술과 같은 널리 공지된 용장 코딩 기술의 확장이다. 직접 시퀀스 대역 확산(Direct Sequence Spread Spectrum)으로서 또한 공지된 CDMA의 일부 응용에서, 단순 반복의 혼합, 또는 "덤 확산(dumb spreading)" 및 오류 정정 코딩, 또는 "지능적 확산(intelligent spreading)"이 소망의 대역폭 확장비(bandwidth widening ratio)를 성취하기 위하여 사용된다.
보다 덜 지능적인 코딩을 사용하고 서로다른 신호들이 서로 직교되고 나서 서로 간섭하지 않는 방식으로 덤 확산의 요소를 대체하는데 유용한 것이 종래 기술에 공지되어 있다. 예를 들어, 적절한 양의 지능적 오류 정정 코딩 이후의 한 신호가 코딩된 비트열 a1, a2, a3, a4,...을 생성하고 제2 신호가 코딩된 비트열 b1, b2, b3, b4,...을 생산한다고 가정하자.
그리고 나서, 제1 신호는 a1, a1, -a1, -a1, a2, a2-a2, -a2, a3, a3, -a3, -a3, a4, a4, -a4, -a4...,와 같이 부가적인 4회 반복 코딩을 사용하여 송신되는 반면, 제2 신호는 b1, -b1, -b1, b1, b2, -b2-b2, b2, b3, -b3, -b3, b3, b4, -b4, -b4, b4..., 와 같이 4회 반복 코딩으로 송신되며, 이 때, 제1 신호에 대한 반복 코딩의 부호 패턴 ++-- ++-- ++-- ++--...과 제2 신호에 대한 반복 코딩의 부호 패턴 +--+ +--+ +--+ +--+...을 비교하면 부호의 위치가 정확히 절반은 다르고 나머지 절반은 같음을 알 수 있다. 따라서, 하나의 신호를 강화하기 위해 적절한 부호를 이 반복과 결합시에, 간섭 신호의 영향을 완전히 제거할 수 있으며, 그 반대도 마찬가지이다. 이러한 신호는 "상호 직교(mutually orthogonal)"로 공지되어 있다.
U.S. 디지털 셀룰러 IS95 시스템은 셀룰러 기지국에서 이동 전화로의 송신을 위한 상호 직교성을 규정하고 있는데, 이것은 64개의 상호 직교 Walsh-Hadamard 코드의 세트로부터 선택된 64개의 부호 패턴 중 하나의 패턴을 갖는 64배 반복 코딩을 사용한다. IS95 시스템은 직교 Walsh-Hadamard 블럭 코딩과 연결된 컨볼루션 코딩을 포함하는 지능적 오류 정정 코딩을 사용하는 대신에, 이동 전화로부터 셀룰러 기지국으로의 방향에서 비직교(non-orthogonal) 송신을 사용한다. 이동국-기지국 방향에서, 상이한 Walsh-Hadamard 코드간의 직교성은 동일한 이동 전화로부터 송신된 상이한 6-비트 심볼간을 판별하기 위하여 사용되는 반면, 기지국-이동국 방향에서, Walsh-Hadamard 코드는 상이한 이동 전화로 송신된 심볼간을 판별하기 위하여 사용된다.
이동국-기지국 방향으로의 비직교 송신에 대한 IS95 시스템의 단점은 상이한 이동 전화로부터의 신호들이 거의 동일한 전력 레벨로 수신되도록 기지국으로부터의 거리 함수로서 이동 송신기의 전력이 엄격히 제어되지 않는다면, 이들 신호들간에 간섭이 야기된다는 것이다. 그러나, "1992년 9월 29일에 Dent에게 허여된 발명의 명칭이 "CDMA Subtractive Demodulation"인 미국 특허 제5,151,919호에 서술된 발명을 실행시 엄격한 전력 제어의 필요성은 완화된다. 1993년 6월 8일에 Dent에게 허여된 발명의 명칭이 "CDMA Subtractive Demodulation"인 미국 특허 제5,218,619호 에서, 간섭 감산을 개선하기 위해 미리 디코딩된 신호를 1회 이상 감산한다. 1994년 10월 4일에 Dent 및 Bottomley에게 허여된 발명의 명칭이 "Multiple Coding for Radio Communication"인 미국특허 제5,353,352호는, 이동 전화에서 기지국 방향으로의 IS95 업링크에 사용되는 바와 같은 상이한 송신간에서 비직교성을 갖는 하나의 송신 내에서 직교 시그널링(orthogonal signaling)이 사용될때, 상술된 부호 패턴과 동등한 최적 대역 확산 액세스 코드를 설명한다. 상기 언급된 특허원들이 본원에 참조되어 있다.
IS95 업링크(이동국에서 기지국으로의) 및 IS95 다운링크(기지국에서 이동 국으로의) 간의 송신 방식 차이 때문에 종래 기술의 통신 방식이 사용되는 경우 상이한 송신간에 직교성을 유지하려면 시간면에서 정확하게 정렬되어야 한다. 만일 상기 예에서 제1 및 제2 신호가 한 위치 시프트되어 상호 정렬되면, 다음과 같이 표시된다.
++--++--++--++--
+--++--++--++--+
상기 제공된 2개의 전형적인 부호 패턴은 심볼 블럭의 시작과 끝에서만 서로 다른데, 이에 따라서 직교성에 엄격하게 부합한다.
다운링크, 즉 기지국에서 이동국으로의 방향에서, 모든 신호는 동일한 기지국에서 발신되므로, 시간 정렬이 보장될 수 있다. 업링크, 즉 이동국에서 기지국으로의 방향에서 신호가 기지국과 상이한 거리에 있는 상이한 이동 전화에서 발신될때, 기지국에서 수신된 신호의 시간 정렬을 실현하는 것이 더욱 어렵게 된다.
GSM으로 공지된 유럽 셀룰러 시스템은 이동 송신의 동적 시간 정렬을 사용하는데, 개별적인 이동 전화가 기지국으로부터 명령을 받아, 수신된 신호가 서로 소망하는 시간 관계가 되도록 타이밍을 앞서게하거나 늦춘다. 그러나, 예를 들어 마이크로초(microsecond)의 몇분의 1 내에서 높은 정밀도로 이러한 동기화를 실현하는 능력은 지상의 이동 무선 환경의 특징인 다중경로 신호 전파(multipath signal propagation)현상에 의해 제한된다.
다중경로 신호 전파 현상은 언덕이나 높은 빌딩과 같은 거대한 물체로부터 의 송신된 신호의 반사에 의해 발생되어, 지연된 반향을 초래한다. 선택된 신호 광선(signal ray) 또는 반향이 시간 정렬되고 이에 따라서 또 다른 이동 송신기로부터의 광선(ray)과 직교되도록 이동 송신기로부터 송신된 신호를 동기화하는 것이 가능한 반면, 선택된 신호 광선과 다른 경로 지연을 가지는 다중경로 전파, 반사된 광선(reflected ray), 또는 반향은 시간 정렬되지 않을 것이다.
GSM 시스템은 동일한 주파수에서 다른 이동국으부터의 송신과 중첩되지 않는 시간 슬롯(time slot)이 각 이동국 신호에 할당되는 시분할 다중접속(TDMA)을 사용한다. 통상적으로 가장 긴 예상된 반향 지연과 동일한 슬롯간의 보호 시간(guard time)과, 게다가 명령된 시간 앞섬/늦춤의 사용이 다중경로 전파로 인한 상이한 송신 사이의 간섭을 감소시킨다. 반향과 원래 신호의 간섭은 동일한 신호에 대한 상이한 반향에서의 에너지를 모두 더하는 등화기를 사용함으로써 감소된다. 이러한 등화기는, 예를 들면 1994년 7월 19일에 Dent에게 허여된 발명의 명칭이 "Adaptive Maximum Likelihood Demodulation"인 미국 특허 제5,331,666호 및 1994년 8월 2일에 Dent 등에게 허여된 발명의 명칭이 "Method and Apparatus for Bidirectional Demodulation of Digitally Modulated Signals인" 미국 특허 제5,335,250호에 설명되어 있으며, 이들 내용은 본원에 참조되어 있다. 시간 슬롯간의 보호 시간에 대한 필요성은 등화기를 사용하여 모든 잠재적인 다중경로 전파문제를 제거하지 않는 한 시스템 대역폭의 성능을 감소시킨다.
그러므로, 예를 들어 다중경로 전파 현상으로 인한 상이한 크기의 시간에 의해 지연될 때 조차도, 서로에 대해 대부분 직교 상태를 유지하는 신호를 구성하여 통신하는 시스템 및 방법이 필요하게 된다.
본 발명은 일반적으로 송신 신호 엔코딩하는 통신 시스템 및 그 방법에 관한 것이며, 특히 직교 엔코딩을 사용하는 직교 통신 방법에 관한 것이다.
도 1은 본 발명의 직교 블럭 엔코딩 통신 시스템의 간략화된 기능 블럭도.
도 2는 직교 블럭 엔코딩 수신기가 전혀 반응하지 않을 크기 만큼 비동기화된, 도 1의 시스템의 수신기에서 수신된 직교 블럭 엔코딩된 신호들 중 두개의 신호를 도시한 도면.
도 3은 도2와 유사하지만 이상적인 직교성으로부터 벗어난 것을 도시한 도면.
도 4는 도2와 유사하지만 다중경로 전파 영향을 도시한 도면.
도 5는 본 발명에 따른 송신기의 기능 블럭도.
도 6은 본 발명에 따른 다른 송신기 구성에 대한 기능 블럭도.
도 7은 본 발명에 따른 수신기의 블럭도.
도 8a는 종래 기술인 GSM TDMA 데이터 버스트(burst) 및 데이터 비트의 포맷을 도시하는 도면.
도 8b는 도8a와 유사하지만 본 발명에 따라서 지연에 영향을 받지 않는 데이터 비트의 직교 CDMA 송신을 도시한 도면.
본 발명에 따라서 직교 엔코딩하는 통신 시스템 및 방법을 실행할때 상술된 종래 기술의 문제점은 경감된다. 본 발명의 통신 시스템 및 방법은 상호 직교 엔코딩된 반복된 심볼 블럭(mutually orthogonally encoded repeated block of symbols)으로 엔코딩된 신호를 반복적으로 송신하기 위하여 제공하는데, 상기 반복된 블럭에서의 심볼은 코딩된 정보를 표시한다. 엔코딩된 송신 신호의 직교 엔코딩된 심볼의 반복된 블럭의 디코딩이 제공된다.
본 발명의 한 양상을 따르면, 정보 신호는 다수의 개개 정보 심볼을 갖는 일련의 정보 블럭으로 분할된다. 정보 신호의 각각의 정보 블럭은 반복적으로 송신된다. 즉 전체 정보 블럭은 송신되고 나서 전체 블럭은 소정 횟수 반복된다. 이 정보 블럭의 반복 횟수는 정보 블럭의 모든 반복에 걸쳐 확장되는 직교 코드를 사용할 수 있도록 선택된다. 직교 엔코딩은 수정 인자를 각각의 반복된 블럭으로 인가함으로써 성취된다. 직교 엔코딩은 예를 들어 각각의 정보 블럭에 대응하는 신호 세그먼트의 위상을 반전 또는 변경시킴으로써 성취될 수 있다. 수신기에서, 직교 엔코딩은 소망의 신호에 대응하는 직교 시퀀스를 인가함으로써 제거되고 이 정보 블럭의 각각의 반복으로부터의 대응하는 심볼은 합산된다. 이 심볼이 합산될때, 원치않는 신호로부터의 심볼은 제거되어, 소망의 신호만이 남게된다.
본 발명의 다른 양상에서는, 통신 시스템의 다수의 송신기 각각은 디지털 소스 엔코더(digital source encoder)에 의해 발생된 각 정보 비트를 미리 선택된 제1의 횟수로 반복하여, 반복된 비트 그룹을 연속적으로 발생시킨다. 송신기와 관계된 직교 코드에 따라 제2 수의 연속적인 반복 비트 그룹의 각각의 반복 비트에 부호 변경이 선택적으로 부과된다.
그리고 나서, 제2 수의 그룹으로부터 부호 변경된 비트의 인터리빙 (interleaving)을 실행하여 제2의 심볼수를 포함하는 제1의 수와 동일한 다수의 블럭을 연속적으로 발생시키는데, 각각의 블럭은 공통 부호 변경을 공유하는 상이한 코딩된 정보 비트를 포함한다.
본 발명의 상기한 특징 및 그외 다른 특징들은 이하의 상세한 설명, 첨부한 도면 및 청구범위에 의해 명백하게 될 것이다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 직교 블럭 엔코딩 통신 시스템(10)은 실질적으로 동일한 블럭 엔코딩 송신기(11 및 12) 쌍으로 전형화된 다수의 송신기를 구비하는데, 이 송신기는 전자기파의 형태로 정보 반송 신호(S11, S12)를 브로드캐스팅(broadcast) 한다. 본 발명에서는 반송파로 변조된 아날로그 신호를 대상으로 사용하고 있지만, 이들 신호(S11, S12)는 디지털 신호인 것이 바람직하다. 이들 신호(S11 및 S12)는 직교 블럭 엔코딩 수신기(14)에 의해 수신되며, 이 수신기는 직교 블럭 엔코딩된 신호를 디코딩하고 이들을 각각의 출력 채널로 분리시킨다. 점선으로 도시된 바와 같이, 송신기(11)로부터의 직교 블럭 엔코딩된 신호(S11)의 일부는 지상의 반사체(13)의 반사로 인한 간접 경로를 통해 수신기(14)에 도달한다. 반사 경로의 길이가 신호(S12)의 직접 경로의 길이보다 길기 때문에, 반사된 신호(S11')는 직접 수신된 신호(S12)의 도착 시간보다 늦은 시간에 수신기(14)에 도달한다. 따라서, 신호(S12)가 신호(S11)의 도달과 동시에 수신기에 도달하도록 동기화되어 있다고 하더라도, 반사된 신호(S11')와는 동기되지 않을 것이다.
도 2에 직교 블럭 엔코딩 통신 시스템(10)이 도시되어 있다. 제1 신호(S11)는 음의 부호로 표시된 반전되거나 각 블럭에 대해 양의 부호로 표시된 반전되지 않은 다수회 반복된 N 개의 정보-베어링 샘플 (b1, b2, b3, ...bN)의 블럭을 포함한다. 따라서, 도 2에 도시된 바와 같이, (S11-1, S11-3, 및 S11-4), 즉 제1, 제3 및 제4 블럭은 반전되지 않는 반면, 제2 블럭(S11-2)은 반전된다. 그러므로, 도 2에 대한 반전/비반전 패턴은 부호 패턴 +-++로 표시된다.
제2 신호(S12)는 반전되거나 반전됨이 없이 반복된 신호 샘플 (a1, a2, a3, ...aN) 블럭을 포함한다. 제2 신호(S12)의 경우에, 제1, 제2 및 제3 반복에 대해서는 반전이 없지만, 제4 반복에 대해서는 반전이 있는데, 부호 패턴 +++-로 표시된다.
제1 및 제2 신호의 부호 패턴 +-++ 및 +++-는 직교한다는 것이 입증될 수 있는데, 이것은 신호들이 일치하지 않는 것 만큼 많은 위치에서 일치한다는 것을 의미한다.
제1 신호(S11) 및 제2 신호(S12) 둘다가 동시에 송신되는 경우, 신호 샘플의 선형 가산(linear addition)이 에테르(aether)에서 발생한다. 그러나, 도 2에 도시된 바와 같이, 두 신호(S11, S12) 또는 신호 블럭(S11-1, S12-1)이 반드시 시간 정렬될 필요는 없다. 도 2의 예에서, 샘플 (ai및 bi)는 정렬되지 않고 또한 가산되지도 않는 반면, 샘플 (ai및 b(i+2))는 정렬되고 가산된다.
수신기(14)는 송신 시간 T 만큼 간격을 두고 반복된 대응하는 신호 샘플을 수신하도록 연결되어 있다. 이 수신기(14)는 신호 샘플을 숫자와 같은 적절한 형태로 변환하는 것이 바람직한데, 이것이 수신기 샘플 메모리(15)에 저장된다. 샘플들이 사전에 수신된 샘플인 경우, 메모리(15)에서 이들을 판독 출력함으로써 시간 주기 T의 간격을 두고 수신된 대응하는 신호 샘플을 수신기(14)가 처리하여 결합한다. 도 2에서 예시된 4개의 샘플 포인트에서, 신호(S11, S12)로부터의 샘플 값의 합은 각각 다음과 같다.
a1+b3, a1-b3, a1+b3및 -a1+b3
샘플 결합에서, 수신기(14)는 신호와 관계된 부호 패턴에 따라 가산 또는 감산을 사용한다. 도 2의 예에서, 부호 패턴 +-++가 제1 신호(S11)를 수신하는데 사용된다. 또한, 부호 패턴 +++-는 제2 신호(S12)를 수신하는데 사용된다.
그러므로, 제1 신호(S11)를 수신하는데 있어서, 수신기(14)는 다음과 같이 형성한다.
+(a1+b3)-(a1-b3)+(a1+b3)+(-a1+b3)=4b3,
이것은 제2 신호(S12)의 샘플 a1및 -a1로부터의 간섭이 제거된 것을 보여준다.
또한, 수신기(14)는 부호 패턴 +++-를 사용하여 수신된 샘플을 결합하여 제2 수신 신호(S12)를 형성함으로써, 다음 식을 구한다.
+(a1+b3)+(a1-b3)+(a1+b3)-(-a1+b3)=4a1,
이것은 제1 신호(S11)의 샘플 (b3및 -b3)로부터의 간섭이 제거된 것을 보여준다.
따라서, 두 개의 신호(S11, S12)는 두 개의 샘플 간격의 상대적인 시간 오정렬(misalignment)을 가짐에도 불구하고 직교성을 나타낸다. N개의 샘플 간격의 블럭 길이와 비교해서 상대적으로 작은 다른 시간 오정렬에 대해서, 동일한 직교성이 유지될 것이다. 본 발명을 실행할 경우 이상적인 직교성으로부터 벗어나는 것이 일부 반복된 비트에 대해 발생하고, 이것이 발생된 비트 수는 샘플 간격에서 표현된 시간 오정렬과 동일하다. 따라서, 도 3에 도시된 바와 같이, 블럭 지속 기간이 시간 오정렬과 비교해서 큰 경우, 직교성을 벗어나는 것은 단지 비트의 작은 부분에만 영향을 미친다. 수신기(14)는 부호 패턴 +-++을 사용하여 샘플을 디코딩하기 위하여 수신된 샘플을 결합한다. b1에 대해서, 'a' 샘플 a3으로부터의 간섭은 제거된다. 그러나, bN의 디코딩에 대해, 수신기(14)는 다음 식을 얻는다.
4bN-a2+a2' ..........................................................(1)
a2'이 다음의 블럭 반복 세트로부터의 샘플이기 때문에, 'a' 샘플로부터 bN으로의 간섭은 완전하게 제거되지 않고, a2와 반드시 동일할 필요가 없다. 그러나 반복 수가 상기 예처럼 4 보다 크면, bN값은 큰 승산자만큼 증강되는 반면, 'a' 샘플로부터의 간섭은 거의 제거될 것이다. 게다가, 임의의 잠재적인 오류 정정 코딩(underlying error correction coding)은 잠재적 정보에서 송신 오류를 초래함이 없이 'a' 신호값으로부터 제거되지 않은 간섭에 의해 파괴되는 소수의 'b'값에 내성이 있을 것이다.
따라서, 실제로, 큰 블럭 크기, IS95에서 사용된 64 반복과 같은 많은 수의 반복, 및 부가적인 오류 정정 코딩의 사용함으로써, 본 발명은 여러 샘플 간격의 상이한 신호간의 시간 오정렬이 있어도 신호 직교성을 실질적으로 유지시키는 것을 청구하고 있다.
제2 신호(S12)의 'a' 성분과 같은 신호가 상이한 길이의 다중 전파 경로를 통해 송신기에서 수신기로 전파될 때, 이 신호는 수신되어 제1 경로를 통한 위상 및 진폭 변화를 나타내는 복소수 C0과 승산되고, 이 신호는 수신되어 지연된 경로의 위상 및 진폭을 나타내는 복소수 인자 C1과 승산될 것이다. 도 4는 하나의 샘플 간격의 상대적인 경로 지연에 대한 이 조건을 나타낸다. 따라서, 샘플 a2를 디코딩할 때, 제1 전파 경로에 의한 Co.a2로 위상 및 진폭의 변화 이외에, 제2 경로의 인자 C1만큼 진폭 및 위상 변경된 샘플 a1의 가산에 의해 부가적으로 파괴될 것이다. 도 4에 도시된 바와 같이, 수신기(14) 출력은 4(C0.a2+C1.a1)가 되는데, 이것은 반복없이 발생된 수신기 출력의 정확히 4배가 된다. 따라서 수신기(14) 출력은 다음과 같이 연속된다.
4C0.a1+C1.aN-C1.aN"...(2)
4C0.a2+4C1.a1
4C0.a3+4C1.a2
4C0.a4+4C1.a3
..........
4C0.aN+4C1.a(N-1)
여기서 aN"는 N개의 심볼의 이전 블럭의 N번째 심볼을 의미한다. 제1 출력을 제외한 모든 출력은 2개의 송신된 샘플에 좌우된다.
출력 시퀀스는 하나이상의 샘플 지연의 지연된 경로를 취급하도록 설계된, 참고 문헌에 서술된 바와 같은 등화기에 의해 처리될 수 있다. 이와 같은 등화기는 상기 식(2)에 의해 제공된 제1 샘플과 같은 두개의 블럭간의 경계에서의 샘플을 제외한 모든 샘플을 정확하게 처리한다. 블럭의 에지에서의 샘플은 이러한 등화기에 의해 적절하게 처리된다. 근사의 정도는 결합된 반복 수 'M'이 4보다 큰 경우에 보다 양호하게 되어, 제1 출력이 다음과 같이 되도록 한다.
M.C0.a1+(M-3).C1.aN-aN"=M.(C0.a1+C1.aN-C1.(aN"+3.aN)/M)...(3)
여기서 오류 C1.(aN"+3.aN)/M는 M이 크게됨에 따라 C0.a1+C1.aN과 관계하여 제로로되는 경향이 있다. 그러나, 도 4의 상기 예에서는 3개의 샘플 a1, aN, aN"를 토대로 결합한 후 수신기의 종속성을 효율적으로 모델링할 수 있고, 달리 단지 두 개의 송신된 샘플에 만 종속하는 모델을 사용하는 동안 a1디코딩시에 이 모델을 사용하는 등화기를 구성할 수 있다. 이러한 등화기는 부가적인 심볼에 종속하는 신호를 분석하기 위하여 보다 큰 수의 디코딩 상태 또는 "비터비 상태(Viterbi state)"를 유지하는 것이 필요하다.
CDMA 시스템에서, 본 발명의 수신기(14)는 다중경로 전파를 위한 종래의 등화(equalization)에 앞서 디스프레딩(despreading) 하는 것을 포함한다. 본 발명을 따르면, 수신기(14)는 비터비 최대 공산 시퀀스 추정기(Viterbi Maximum Likelihood Sequence estimator)형태의 등화기 또는 결정 궤환 등화기(Decision Feedback Equalizer: DEF), 또는, 이와 달리 디스프레딩 처리시 다중경로 전파를 고려하는 적절한 RAKE 수신기를 포함한다. 이 적절한 RAKE 수신기는 1994년 4월 19일에 Dent에게 허여된 발명의 명칭이 "Quantized Coherent RAKE Receiver"인 미국 특허 제5,305,349호에 설명되어 있으며, 이것이 본원에 참조되어 있다.
본 발명에 따른 송신기(16)는, 도 5에 도시된 바와 같이, 회로(20)에 의해 최종 직교 대역 확산 코딩 동작이 실행된 후 신호에 대해 동작하는 블럭 인터리버(block interleaver)(18)를 포함하여 구성되는 것이 바람직하다. 이 회로(20)는 비트 반복기(22), 직접 시퀀스 직교 코드 발생기(24) 및 모듈로-2 가산기(modulo-2 adder)(26)를 포함한다.
정보 소스(28)는 음성 또는 팩시밀리 신호와 같은 정보를 디지털 소스 엔코더(30)에 제공하는데, 이 엔코더는 정보를 디지털 형태로 변환시킨다. 디지털 소스 엔코더(30)의 출력은 오류 정정 엔코더(32)에 인가되어 송신이 잡음 및 간섭에 대해 더욱 견디도록 한다. 엔코더(32)의 출력 비트열(b1, b2, b3...)은 각 비트를 M회 샘플링하는 비트 반복기(22)에 의해 확산되는데, 여기서 M은 소망의 확산 인자(spreading factor)이다. 그리고 나서, 비트형(bitwise) 가산에 의해, 모듈로-2 가산기(26) 비트형은 확산 비트 스트림에 가산되는데, 확산 비트열에 신호를 위하여 할당되고 직접 시퀀스 직교 코드 발생기(24)에 의해 발생되는 특성 직교 코드(characteristic orthogonal code)에 가산된다. MxN 블럭 인터리빙 동작은 출력상의 대역 확산 코딩된 신호에 대해 블럭 인터리버(18)에 의해 실행되어, 반복된 비트가 시간적으로 인접해서 송신되는 것이 아니라 오히려 N 비트의 블럭 크기 만큼 분리되어 송신되도록 한다. 블럭 인터리버(18)는 비트를 가산하거나 삭제하는 것이 아니라, 예를 들어, NxM 비트의 행렬을 위치 변경함으로서 비트의 송신 순서를 변경하는 것이다. 또한, 블럭 인터리버(18)는 단순한 블럭 인터리버라기 보다 오히려 나선형(helical), 대각형(diagonal), 또는 블럭-대각형 인터리버이다. 그리고 나서, 대역 확산 코딩된 블럭 신호는 변조기(33)에 의해 무선 주파수 반송파에 인가된다.
도 5의 송신기(16)는 발생기(24)에 의해 발생된 대역 확산 코드에 적응되는 정밀한 파라메터(M,N)를 갖는 인터리버(18)를 포함하여 형성되어, 본 발명에 따른 CDMA 송신기가 된다.
도 6은 정보 소스(28), 디지털 소스 엔코더(30) 및 오류 정정 엔코더(32)를 포함하는 본 발명에 따른 또다른 송신기(35)를 도시한 것이다.
도 5 및 도 6 둘다에 도시된 실시예는 인터리버(18)에 의해 실행된 인터리빙을 걸쳐서 그리고 이를 초과하는 부가적인 인터리빙이 포함될 수도 있는데, 이 부가적인 인터리빙의 목적은 수신기(14)에서 오류 정정 디코더에 연속적으로 나타나는 동일한 샘플 블럭에서의 오류를 피하기 위한 것이다. 이와 같은 임의의 부가적인 블럭내(within-block) 인터리빙은 오류 정정 코딩 처리의 부분으로 간주된다.
오류 정정 엔코더(32)로부터의 출력은 N개의 연속 비트 블럭을 저장하는 블럭 반복기 유닛(36)에 연결되고 나서 블럭을 M회 반복한다. 블럭 부호 발생기(37)는 각각의 반복적인 블럭에 대한 부호를 선택적으로 제공한다. 따라서, 블럭 부호 발생기(37)는 신호 샘플이 발생되는 비율 또는 "칩 비율(chip rate)"로 발생시키는 것이 아니라 단지 블럭 비율로 직교 코드를 발생시킬 필요가 있다. 블럭 부호 발생기(37)로부터의 부호는, 배타적인 논리 합(exclusive-OR) 또는 모듈로-2 가산기 유닛(38)을 사용하는 블럭 반복기 유닛(36)으로부터의 비트(b3)와 같은 신호 샘플과 결합된다. 또한, 모듈로-2 가산기가 사용된다. 칩-비율 스크램블링 코드(chip-rate scrambling code)는 액세스 코드 발생기(40)로부터 발생되어 블럭 부호 가산기(38)로부터의 출력 비트열을 랜덤화(randomize) 한다. 액세스 코드 발생기(40)에 의해 발생된 코드는, 셀룰러 전화 시스템의 동일 셀에서의 신호와 같이, 직교되는 모든 신호에 대해 동일하게 되어야만 된다.
액세스 코드 발생기(40)는 여러가지 다른 실시예로 동작할 수 있다. 제1 실시예에서, 액세스 코드 발생기(40)의 사용은 선택 사항이고, 일부 시스템에서는 생략될 수도 있다. 그리고 나서, 서로 직교하는 신호들은 일반적으로 동일한 셀에 전송된다. 만일 셀에 미리 할당되지 않은 여분의 직교 코드가 이용될 수 있다면, 이들은 인접 셀 간섭 비를 제거하도록 인접 셀에 유용하게 사용될 수 있다. 종래 기술의 CDMA 시스템은, 한 셀의 송신이 인접 셀의 송신과 동기화될 수 없기 때문에, 셀간의 직교성을 이용할 수 없다. 그러나, 본 발명을 실행시, 정확히 동기화되지 않는 점이 셀간의 직교성에 대한 장해가 되지 않는다. 그러나, 만일 상호 직교 코드의 전체 세트가 제1 셀에서 사용된다면, 인접 셀은 서로 직교하지만 제1 셀의 코드와는 직교하지 않는 제2 세트의 코드를 사용한다. 블럭 부호 발생기(37)에서 구현될 수 있는 상기 참조된 미국 특허 제5,353,352호의 기술을 사용하여 구해질 수 있는 바와 같이, 이와 같은 부가적인 세트의 코드는 임의의 다른 세트의 코드와 비직교성으로 제어되는 것이 바람직하다.
제2 실시예에서, 액세스 코드 발생기는 블럭 길이와 동일한 길이의 칩 비율 코드를 발생시키고 반복된 블럭에 대해 이를 반복한다. 그리고 나서, 이 코드는 다음의 반복된 블럭 세트 등을 위하여 변경된다. 이러한 제2 기술에 부여되는 특성은 소수의 칩에 의해 지연된 다중경로 신호가 도 7의 수신기에서 액세스 코드 발생기(52) 및 블럭 부호 발생기(54)에 의해 공통으로 발생된 동일한 부호 패턴에 의해 디스프레딩 된다는 것이다. 따라서, 다중경로 전파는 평균기(58)에 의해 출력된 디스프레드 심볼간에서 부가적인 심볼간 간섭을 초래하는데, 이것은 전형적인 최대 공산 등화기(60)에 의해 분석될 수 있다. 이 액세스 코드는 동일한 셀에서의 모든 신호에 대해 동일한 것이 바람직한 반면, 상이한 액세스 코드는 상이한 셀에서의 신호에 대해 사용된다. 액세스 코드는 셀 간의 제어된 비직교성을 성취하기 위하여 미국특허 제5,353,352호에 서술된 기술에 따라 선택되는 것이 바람직하다.
제3 실시예에서, 액세스 코드 발생기(40)는 다중경로 지연된 신호가 비지연 신호와 직교하도록 선택된다. 이것은 절반의 블럭 반복에서는 임의의 인접 칩 쌍에 동일한 부호 변경을 적용하고, 블럭 반복의 나머지 절반에서는 다른 부호 변경을 적용함으로써 실현된다. 이것은 공칭 전파 지연(nominal propagation delay)에 대한 +/- 한 칩의 지연이 공칭 전파 경로에 직교하는 다중경로 신호를 초래하도록 영향을 미친다. 그리고 나서, 다중경로 신호는 직교하는 것이 아니라 오히려 또 다른 신호 코드와 동일하게 코딩된다. 따라서, 사용가능한 절반의 코드만이 셀에서 신호간을 판별하기 위하여 사용되고 다른 절반의 직교 코드는 +/- 한 칩-지연 다중경로상에 나타나는 것일때, 이와 같은 선택이 사용됨으로써 다중경로를 판별한다.
제4 실시예에서, 액세스 코드 발생기(40)는 랜덤 코드 발생기이거나 또는 상기와는 다른 것이다. 다중경로 신호들은 직교하지도 않고, 비지연된 신호와 동일하게 코딩되지도 않는다. 만일 다중경로 신호를 복조하고자 하면, RAKE형 등화기가 사용될 수 있는데, 여기서 수신기는 액세스 코드 발생기(52)의 상이한 시간-시프트된 출력을 사용하여 수신된 신호를 디스프레딩하고 평균기(58)의 다중 인스턴스(multiple instance)를 각각 사용하기 위하여 상이한 평균을 실행하여 상이한 전파 지연의 신호 광선에 각각 대응하는 다중 평균을 산출한다. 그리고 나서, 상이한 광선은 상기 참조된 미국 특허 제5,305,349호에 서술된 바와 같은 대충적으로(coarsely) 양자화된 계수를 사용하는 RAKE 수신기와 같은 RAKE 등화기에서 결합된다. 이 제4 실시예는 상대적인 전파 지연 차이 또는 동기화 오류에 의해 코드 직교성이 열화가 영향받는 경우 적용하지 않는 것이 바람직하다.
셀룰러 무선 전화 시스템의 상이한 셀에서의 신호와 같이, 직교하지 않는 신호들의 그룹에는 상이한 코드가 제공되는 것이 바람직하다.
도 2, 3 및 4의 수신기(14)는 도 7에 도시된 바와 같은 본 발명에 따라 구성되는 것이 바람직하다. 소망의 신호, 간섭 신호, 잡음 및 다중경로 왜곡 신호를 포함하는 신호가 안테나(44)로부터 수신되어 다운 변환기(downconverter)(46)의 입력(45)에 인가된다. 다운 변환기(46)는 무선 주파수 신호를 바람직하게는 복소 기저대 신호를 처리하는데 적합한 신호로 다운변환시킨다. 복소 기저대 신호는 실수 성분 X 또는 "I" 또는 허수 성분 Y 또는 "Q"를 갖는 데카르트 좌표(X, Y) 형태일 수 있거나, 극좌표 형태(R, THETA), 또는 본원에 참조되어 있는 1991년 9월 10일에 Dent에게 허여된 발명의 명칭이Logpolar Signal Processing인 미국특허 제5,048,059호에 서술된 바와 같은 로그폴라 형태(log(R), THETA)일 수 있다. 그리고 나서, 다운변환기(46)의 출력(47)으로부터 다운변환된 샘플은 액세스 코드 발생기(52)에 연결된 부호 변경기(48)에 인가된다. 그리고 나서, 액세스 코드 발생기(52)에 제공된 액세스 코드의 부호 패턴에 따라서, 다운변환된 샘플(47)은 가산기(48)에 의해 부호 변경되어, 도 6에서의 액세스 코드 발생기(40)와 같은 대응하는 송신기 코드 발생기에 의해 인가된 액세스 코드를 제거한다. 도 5의 송신기(16)에서의 I 및 Q 샘플에 상이한 코드가 인가된 경우, 대응하는 코드가 도 7의 수신기(14)에서의 I 및 Q 샘플 각각을 위하여 사용된다.
부호 변경기(48)로부터의 샘플의 실수 I 및 허수 Q 성분은 동일한 신호 샘플 정보 비트의 반복에 대응하는 모든 칩과 함께 블럭화 기능을 하는 디인터리버(56)에 의해 디인터리빙 된다. 블럭 부호 발생기(54)에 의해 제공된 직교 부호 패턴 세트 중 하나에 따라서, 개개의 반복 부호는 부호 변경기(50)에서의 부호 변경을 적용함으로서 동일하게 이루어진다. 또한, 블럭 디스크램블링은 액세스 코드 발생기(52)를 사용하여 실행된다. 부호 변경기(48, 50) 각각에서의 2번의 부호 변경은 분리 부호의 곱에 의해 결정되는 단일 부호 변경과 동일한 것으로 인지될 것이다. 그러므로, 액세스 코드 발생기(52) 또는 블럭 부호 발생기(54) 또는 이들의 조합이 적절한 부호 시퀀스를 발생시키는 한, 네트 부호 변경(net sign change)이 디인터리빙 전 또는 후에 적용되는지는 중요하지 않다.
이 반복이 모두 블럭화되고 모든 반복의 부호가 등화된 후에, M 비트의 창(window)에서의 모든 반복을 평균하거나 가산하는 평균기(58)에 의해 이 반복은 모두 결합되는데, 여기서 M은 반복 횟수이다. 또한, 평균기(58)는 블럭 이동 평균기의 대역폭과 유사한 대역폭의 저역 통과 필터이다. 그리고 나서, 평균기(58)의 출력은 비트당 M 샘플로부터 비트당 1 샘플로 다운샘플링되어 비트 시리즈 b1, b2, b3,...를 생성한다. 이러한 샘플들은 다중경로 전파로 인한 심볼간 간섭(ISI)을 포함하여, 이들이 그후에 최대 공산 등화기(60)에 제공되도록 한다. 등화기(60)로부터의 출력 값은 "1" 및 "0"이 하드 1/0 판단(hard 1/0 decision)이라기 보다 오히려 "1 상태(oneness)" or "0 상태(zeroness)"의 정도를 나타내는 값으로 표현되는 "소프트" 형태(soft form)인 것이 바람직하다. Hammar에게 허여된 미국 특허 제 5,099,499호는 소프트 판단을 도출하는 것을 서술하고 있는데, 이것이 본원에 참조되어 있다. 소프트 판단을 사용하면은 등화된 신호를 수신하고 소스 디코더(66)에 대한 하드 판단 및 "배드 프레임(bad frame)" 표시자(indicator)를 생성하는 오류 정정 디코더(decoder)(64)의 수행성능을 개선시킨다. 소스 디코더(66)는 출력 비트열을 예를 들어 음성 신호로 변환시키고 오류 이벤트(error event)를 마스킹하기 위해 오류 디코더(64)로부터의 배드 프레임 표시자를 사용하고, 잡음 버스트(noise burst)가 인지된 음질(perceived speech quality)을 손상시키는 것을 방지한다. 게다가, 만일 대응하는 인터리버가 송신기(16)에서 사용되면, 등화기(60) 및 오류 정정 디코더(64)간에 디인터리버(62)가 사용된다. 디인터리버(62)에 의한 디인터리빙은 디인터리버(56)의 사용과는 관계되어 있지 않아 타이밍 오류 또는 다중경로 상태하에서 직교성을 개선한다.
1994년 9월 14일에 Dent에게 허여된 발명의 명칭이Simultaneous Demodulation and Decoding Device인 미국 특허 제08/305,727호는 등화기(60), 디인터리버(62) 및 오류 정정 디코더(64)의 모든 기능을 실행하고 이들 개별적인 유닛을 대신해서 사용될 수 있는 복조 기술을 서술하고 있다. 이 개시 내용이 본원에 참조되어 있다.
송신기가 정확하게 동기화되지 않는 경우에 일부 송신된 심볼을 위하여 유지되는 실제 직교성으로부터 약간 벗어나는 것은 식(1)로 표시된 바와 같다. 예를 들어, 두 신호를 위한 결합 복조(joint demodulation) 방법은 다음과 같이 진행된다.
신호 bN및 a2가 복조될 현재의 심볼 벡터V(i)에 속하는 것으로 서술되고,V(i-1)가 마찬가지로 N개의 송신된 심볼의 이전 블럭으로부터의 bN"및 a2로 이루어진 경우,
우선, 'b' 심볼 그리고 나서 'a' 심볼에 대한 반복 부호 패턴을 갖는 반복을 결합시에, 합 Sa및 Sb가 다음과 같이 구해진다.
Sb= 4bN-a2+a2'
Sa= 4a2-bN+bN"
또는
.................(4)
모든 신호가 복조되었을 때, 셀룰러 기지국 또는 위성 지상국에서와 같이, 이와 같은 남아있는 비직교성은 결합 복조, 판단 궤환(decision feedback), 또는 대안적으로 본원에서 참조된 미국 특허 제5,151,919호의 감산 복조(subtractive demodulation) 방법에 의해 완전하게 보상될 수 있다.
따라서, 4Vi로 되는 합 벡터 Sb, Sa는 소량의 이전 벡터V(i-1) 및 다음 벡터V(i+1)에 의해 파괴되는데, 상기 양은 다음 식에서의 행렬 M0, M1 및 M2가 되는 "벡터간 간섭(Intervector Interference: IVI)" 계수로 표현된다.
S= MO.V(i-1) + M1.Vi + M2.V(i+1)...................................(5)
중심 항은 역행렬 M1, 즉
에 식(4)를 승산하여 디스크램블 되어, 다음의 식(6)을 얻는다.
.................(6)
이것은 식(4)에 M1-1을 승산한 것과 동일하게 된다.
이전 벡터V(i-1)과 다음 벡터V(i+1)의 영향은, 식(6)을 사용해서 계산된및S'(i+1)을 식(6)에 대입하여 대략 제거되어 개선된 추정치V(i)의S'(i)를 얻는다. 이러한 처리는 소망의 정밀도를 얻는데 필요한 정도로 반복된다.
그러나, 보다 일반적으로는, 식(5)에 의해 표현된 IVI는 다음과 같은 행렬 트랜스버셜 등화기(matrix transversal equalizer)를 사용함으로써 언스크램블링 된다.
여기서, L은 선택적으로 크기가 정해지고 등화 행렬 H(j)는 소망의 등화 정밀도를 얻도록 선택된다.
블럭당 단지 소수의 N개의 심볼만이 영향을 받는 경우, 특히 심볼이 오류 정정 디코더에 의해 부가적으로 처리되는 경우에는, 잔여 비직교성을 보상하는 지나치게 복잡한 공정을 거칠 필요가 없다. 오류 정정 디코더에 인가하기 전에 보다 큰 심볼 불확실성을 나타내는 소프트 값에 잔여 비직교성(residual non-orthogonality) 의해 영향을 받는 이러한 심볼들을 일치시키는 것으로 충분하다.
본 발명은 임의의 수의 블럭 반복으로 동작할 수 있고, Walsh- Hadamard 부호 패턴이 직교 세트를 형성하기 때문에 정확히 2의 제곱이 될 수 없다. 본 발명에 의한 이러한 성능은 무선 신호가 소망하는 양만큼 위상 변경될 수 있고 정확히 180도만큼 반전하지 않는다는 점을 따른다. 일반적인 위상 시프트, 예를 들어 120도가 복소 인자와의 승산으로 다음과 같이 이루어지고 표현될 수 있다.
S = EXP(j2π/3)
본 발명에 따라 심볼 블럭이 3회 반복으로 송신된다고 가정하면, 제1 송신기는 3회 블럭 반복에 인가되는 0, 120, 240도의 연속적인 위상 시프트로 심볼 블럭을 송신한다. S0, S1, S2가 각각 0, 120, 240을 각각 나타내는 심볼, 즉
S0=1,
S1= EXP(j2π/3), 및
S2= P(j4π/3) = EXP(-j2π/3)
을 사용하면은, 제1 송신기는 S0(b1,b2,b3,...bN); S1(b1,b2,b3,...bN); S2(b1,b2,b3,...bN)을 송신하며, 여기서 (b1,b2,b3,...bN)은 위상 시프트 없이 변조된 심볼 블럭을 나타낸다. 제2 송신기는 S0(a1,a2....aN); S2(a1,a2....aNN); S1(a1,a2....aN)을 송신하며, 여기서 (a1,a2....aN)는 변조된 심볼 블럭을 나타내고, 제3 송신기는 S0(c1,c2....cN); S0(c1,c2....cN); S0(c1,c2....cN)을 송신하며, 여기서 (c1,c2....cN)는 제3 송신기의 변조된 심볼 블럭이다
3개의 송신은 직교하는데, 그이유는 시퀀스, 즉
So,So,So,So,So,So,.....;
So,S1,S2,So,S1,S2,.....; 및
So,S2,S1,So,S2,S1,......;
가 시간-시프트될 때 조차도 상호 직교하기 때문이다. 이와 같은 복소수의 상호 직교 시퀀스를 푸리에 시퀀스(Fourier sequences)라 칭하며, 연속적인 EXP(j2π/L)의 제곱으로 이들을 형성함으로서 임의의 반복 길이 L의 심볼로 될 수 있다.
반복 횟수 L이 2의 제곱인 경우에는, 보다 간단한 실수값 Walsh-Hadamard 코드가 사용된다.
본 발명의 한 양상에 따라서, 다른 직교 시퀀스는 예를 들면, 연속적인 반복을 위한 순차적인 승산자 세트가 복소수도 아니고 +1/-1의 이진값으로 제한되지 않도록 함으로써 구성될 수 있다. 특히, 이 승산자가 1 또는 0으로 선택되는 경우에, 직교 시퀀스,
1000000100000001000000...
0100000010000000100000...
0010000000100000001000...
0001000000010000000100...
0000100000001000000010...
0000010000000100000001...
0000001000000010000000...
0000000100000001000000...
가 발생한다. 마찬가지로, 복소 가중치가 직교 푸리에 시퀀스로부터 선택될때, (b1,b2,b3,...bN)과 같은 심볼 블럭이 동일한 심볼 'b'의 N배 반복을 나타낼때 그리고 각 송신기 출력 신호가 필터를 사용하여 평활화(smoothed) 될때, 이 특정 경우에서의 본 발명은 상이한 송신이 상이하고 관계되지 않은 주파수 채널의 점유로 인한 오타이밍(mistiming) 또는 상대적인 지연에 관계없이 상호 직교되는 FDMA 시그널링을 제공한다.
본 발명의 또 다른 양상에 따라, TDMA 및 FDMA 시스템은 특정한 시스템으로서 재생될 수 있고, 지연에 영향을 받지 않는 직교 CDMA 모드는 자신의 코딩 방법을 수정함으로서 FDMA 또는 TDMA에 부가될 수도 있다. 도 8(a)를 참조하면, 종래 기술의 GSM TDMA 신호 버스트 및 프레임 포맷은 8개의 시간 슬롯으로 구성되고, 이들 각각은 데이터 비트로 둘러싸인 동기어 성분을 가지는 신호 버스트를 포함한다. 표준 GSM에서, 8 개의 시간 슬롯 각각에서의 데이터 비트는 상이한 통신 링크 또는 전화 호출에 속한다. 하나의 링크가 다중 시간 슬롯을 사용하도록 하기 위한 진보된 GSM은 보다 높은 사용자 비트율을 제공하는데, 이 경우에 연속적인 슬롯에서의 데이터 비트는 동일한 통신 링크 또는 호출로부터 발생할 수 있다.
또한, 도 8(b)에서는, 본 발명에 따라서, 도 8(a)의 동일한 데이터 비트가 위상 반전 또는 위상 변경하거나 함이 없이 연속적으로 반복되어 지연에 영향을 받지 않는 직교 CDMA 신호를 어떻게 형성하는지를 도시한 것이다. 도 8(b)에서, 각 반복의 위치화는 두 신호 버스트를 걸치는 것이 바람직한데, 이것은 시간 슬롯 사이에서 발생하는 보호 시간을 피하고 블럭이 동기어에 의해 분리되는 것을 방지하는데 유용하다. 이것은 타이밍이 맞지 않는 상태하에서 직교성을 잘 보존하는 방법에 대해 긍정적인 영향을 미치며, 동기어에 직교 위상 변경 시퀀스를 인가해야할 필요성을 없앤다. 하나의 블럭이 두 시간 슬롯을 걸칠 경우, 이 블럭은 동기어에 의해서가 아니라 0 에너지가 송신되는 보호 시간에 의해 분리된다. 이것은 데이터 심볼을 중첩시킬 경우에, 보호 시간의 0 에너지 심볼이 동기어의 전체 에너지 심볼보다 간섭을 덜 발생시키기 때문에 타이밍이 맞지 않는 상태하에서 직교성이 보다 덜 감소되게 한다.
물론 버스트 내의 반복에 대한 다른 구성이 사용될 수 있으며, 반드시 8회 반복일 필요는 없다. 예를 들어, 푸리에 시퀀스를 사용하면, 7회 반복은 이동 단말기에서 수신하기 위하여 사용되는 8번째 시간 슬롯과 함께 사용되어 동시에 동일 안테나에 송신기 및 수신기를 연결시키는 듀플렉스 필터(duplex filter) 사용을 피하게 한다.
당업자라면 본 발명이 많은 형태 및 실시예를 가질 수 있음을 알 것이다. 본 발명의 이해를 위해 몇 가지 실시예가 제공되었다. 그러나, 이러한 실시예는 본 발명을 설명하고자 하는 것이지 본 발명을 제한하는 것은 아니다. 오히려, 본 발명은, 첨부된 청구범위로 정의되는 발명의 원리 및 범위 내에 있는, 모든 수정된 것, 동등한 것, 및 변형된 것을 포함한다.

Claims (64)

  1. 시간적으로 중첩하는 정보 신호를 송신하는 대역 확산 통신 시스템으로서,
    상호 직교 코딩 시퀀스의 세트중 상이한 하나의 시퀀스를 따라 송신하기 전에 각각 직교 엔코딩되는 상기 중첩하는 정보 신호를 송신하는 송신기로서, 상기 직교 엔코딩된 정보 신호는 각 반복된 블럭에 인가되는 수정 인자를 가지는 정보 심볼의 연속적인 반복 블럭을 포함하며, 상기 수정 인자 시퀀스는 상기 상호 직교 코딩 시퀀스 세트 중 하나를 형성하는 상기 연속적인 반복 정보 블럭에 인가되는, 송신기 및
    상기 직교 엔코딩된 정보 신호를 수신하여 디코딩하는 수신기를 구비하는 대역 확산 통신 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신기는 상이한 직교 코드를 사용하여 상이한 송신기로부터의 상기 정보 신호를 대응하는 분리 채널로 분리시키는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  3. 제 1 항에 있어서,
    직교 코드를 저장하는 메모리, 및
    저장된 직교 코드에 응답하여 상기 반복된 정보 블럭으로 대응하는 위상 변경 시퀀스를 부과하는 위상 시프터를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신기는 상기 엔코딩된 정보 신호로부터 직교 엔코딩을 제거하는 직교 블럭 코드 제거기, 및
    상기 직교 엔코딩이 상기 직교 코드 제거기에 의해 제거된 후 송신기로부터 연속적으로 수신된 반복 정보 블럭에서의 심볼들 중 대응하는 심볼을 가산하여, 상기 반복된 정보 블럭 내의 각 심볼에 대한 합산된 신호를 형성하는 가산기를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  5. 제 4 항에 있어서,
    미리 선택된 비율로 상기 반복된 정보 블럭을 송신하고 상기 반복된 블럭 중 연속적인 블럭에서 심볼을 가산하는 송신기를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 수신기는 상기 가산기로부터의 합산된 신호를 처리하여 다중경로 전파를 보상하는 등화기를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 심볼을 디지털 정보 비트로서 발생시키는 디지털 소스 엔코더를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  8. 제 7 항에 있어서,
    반복된 비트 그룹을 연속적으로 발생시키기 위하여 미리 선택된 횟수로 상기 디지털 소스 엔코더에 의해 발생된 정보의 각 비트를 반복하는 비트 반복기와,
    직교 코드에 따라서 각 그룹에서 미리 선택된 비트 수와 동일한 다수의 연속적인 반복 비트 그룹 각각의 반복된 비트에 부호 변경을 선택적으로 부과하는 부호 부과기와
    공통 부호 변경에 대응하는 집합적 부호 변경이 블럭의 모든 부호 변경된 비트에 의해 공유되도록 하고, 미리 선택된 수의 반복된 그룹의 상이한 부호 변경 비트로 각각 이루어지는 다수의 블럭을 연속적으로 발생시키기 위하여 미리 선택된 수의 그룹으로부터 부호 변경 비트를 인터리빙하는 인터리버, 및
    직교 코드에 대응하는 부호 변경을 갖는 상기 발생된 정보 블럭에 따라 변조된 신호를 송신하는 신호 변조기를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  9. 대역 확산 통신 시스템으로서,
    시간적으로 중첩하는 상호 직교 엔코딩된 정보 신호를 송신하며, 상호 직교 코딩 시퀀스 세트중 상이한 하나에 각각 인가하는 다수의 송신기로서, 상기 직교 엔코딩된 신호는 각각의 반복된 블럭에 인가되는 수정 인자를 가지는 정보 심볼의 연속적인 반복된 블럭을 포함하며, 상기 수정 인자 시퀀스는 상기 상호 직교 코딩 시퀀스 세트중 하나를 형성하는 상기 연속적인 반복 정보 블럭에 인가되는, 상기 다수의 송신기, 및
    상기 직교 엔코딩된 정보 신호를 수신하여 디코딩하는 수신기를 구비하는 대역 확산 통신 시스템.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 송신기 각각은 :
    직교 코드를 저장하는 메모리, 및
    상기 저장된 코드에 응답하여, 반복된 정보 블럭에 대응하는 위상 변경 시퀀스를 부과하는 응답기를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 응답기는 상기 저장된 직교 코드에 따라 상기 반복된 정보 블럭에 180° 위상 시프트를 선택적으로 부과하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 메모리는 상기 송신기가 상기 반복된 정보 블럭을 반복적으로 송신하는 횟수와 동일한 비트 수를 가지는 Walsh-Hadamard 코드를 저장하는 메모리를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  13. 제 9 항에 있어서,
    상기 수신기는 :
    상기 엔코딩된 정보 신호로부터 직교 엔코딩을 제거하는 직교 코드 제거기, 및
    상기 직교 엔코딩이 직교 코드 제거기에 의해 제거된 후 다수의 송신기 중 하나로부터 연속적으로 수신된 반복 정보 블럭의 심볼 중 대응하는 심볼을 가산하여 상기 반복된 정보 블럭내의 각 심볼에 대한 합산된 신호를 형성하는 가산기를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 정보 신호 블럭은 미리 선택된 반복 주기가 되는 미리 선택된 블럭 반복 비율로 송신되고,
    상기 가산기는 반복 주기와 동일한 크기로 서로 분리된 연속적인 반복 정보 블럭에서의 대응하는 심볼을 가산하는 또 다른 가산기를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 송신기 각각은:
    다수의 상이한 직교 코드 중 관계된 하나의 코드에 따라서 송신되는 동안 상기 반복된 정보 블럭에 위상 시프트를 선택적으로 부과하는 직교 엔코더, 및
    상기 수신기는 상기 가산기에 인가되기 전에 디코딩 되는 송신기와 각각 관계된 직교 코드에 따라서 상기 다수의 송신기 각각으로부터 수신된 각각의 반복된 정보 블럭을 제거하는 블럭 제거기를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  16. 제 13 항에 있어서,
    상기 송신기 각각은 상이한 직교 코드 세트중 관계된 하나에 따라 송신되는 동안, 상기 반복된 정보 블럭에 위상 시프트를 선택적으로 부과하는 직교 엔코더, 및
    상기 수신기는 상기 가산기에 인가되기 전에 디코딩되는 상호 직교 코드 세트중 관계된 하나의 코드에 따라서 상기 다수의 송신기 각각으로부터 각각 수신된 반복된 정보 블럭을 제거하는 블럭 제거기를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  17. 제 13 항에 있어서,
    상기 수신기는 가산기로부터의 합산된 신호를 처리하여 다중경로 전파 영향을 보상하는 등화기를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  18. 제 9 항에 있어서,
    상기 다수의 송신기 각각은 상기 심볼을 디지털 정보 비트로서 발생시키는 디지털 소스 엔코더를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 다수의 송신기 각각은:
    반복된 비트 그룹을 연속적으로 발생시키기 위하여 미리 선택된 횟수로 상기 디지털 소스 엔코더에 의해 발생된 각 정보 비트를 반복하는 반복기와,
    상기 송신기와 관계된 직교 코드에 따라서 각 그룹에서 미리 선택된 비트 수와 동일한 다수의 연속적인 반복 비트의 그룹 각각의 반복된 비트에 부호 변경을 선택적으로 부과하는 부호 변경기 와,
    공통 부호 변경에 대응하는 집합적 부호 변경이 블럭의 모든 부호 변경된 비트에 의해 공유되도록 하고, 미리 선택된 수의 반복된 그룹의 상이한 부호 변경된 비트로 각각 이루어지는 다수의 블럭을 연속적으로 발생시키기 위하여 미리 선택된 수의 그룹으로부터 부호 변경된 비트를 인터리빙하는 인터리버, 및
    직교 코드에 대응하는 부호 변경을 가지는 상기 발생된 블럭에 따라 변조된 신호를 송신하는 부호 변조기를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 각각의 송신기는 상기 디지털 소스 엔코더로부터의 디지털 정보 비트 각각에 오류 정정 엔코딩을 부과하는 오류 정정 엔코더를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  21. 제 19 항에 있어서,
    상기 각각의 송신기는:
    디지털 정보 비트가 상기 디지털 소스 엔코더에 의해 발생되는 비율로 액세스 코드 시퀀스를 발생시키는 액세스 코드 발생기, 및
    상기 직교 엔코딩된 정보 블럭 각각의 개별적인 디지털 비트에 상기 액세스코드를 부과하는 액세스 코드 부과기를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 수신기는 수신된 상기 개별적인 디지털 정보 비트를 디코딩하는 액세스 코드 디코더를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  23. 제 19 항에 있어서,
    상기 디코더는 상기 정보 블럭을 개별적인 디지털 비트로 분리하는 디인터리버를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 디인터리버로부터의 개별적인 디지털 비트를 등화하는 최대 공산 등화기를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  25. 제 23 항에 있어서,
    상기 수신기는 오류 정정 디코더를 구비하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 통신 시스템.
  26. 시간적으로 중첩하는 직교 엔코딩 정보 신호의 송신 방법으로서,
    코딩된 정보 심볼을 포함하는 대응하는 정보 블럭을 발생시키기 위하여 상기 정보 신호 중 각각 하나의 신호를 코딩하는 단계와,
    소정의 대역 확산 인자에 따라 소정 횟수로 각 정보 블럭을 반복하는 단계와,
    상기 정보 블럭의 각 반복에 수정 인자를 인가하여 상기 반복 정보 블럭을 직교 엔코딩하는 단계로서, 상기 연속적인 반복 정보 블럭에 인가되는 상기 수정 인자의 시퀀스는 상호 직교 코딩 시퀀스 세트 중 하나를 형성하는, 직교 엔코딩 단계 및
    상기 직교 엔코딩된 정보 블럭을 송신하는 단계를 포함하는 직교 엔코딩 정보 신호의 송신 방법.
  27. 제 26 항에 있어서,
    상이한 정보 신호에 대응하는 상기 정보 블럭을 대응하는 분리 채널로 각각 분리하기 위하여 상이한 직교 코드를 사용함으로써 상기 직교 엔코딩된 정보 블럭을 디코딩하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 엔코딩 정보 신호의 송신 방법.
  28. 제 26 항에 있어서,
    직교 코드를 저장하는 단계, 및
    상기 저장된 직교 코드에 응답하여 하나의 반복된 정보 블럭에 대응하는 위상 변경 시퀀스를 부과하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 엔코딩 정보 신호의 송신 방법.
  29. 제 26 항에 있어서,
    상기 디코딩은:
    엔코딩된 정보 블럭으로부터 상기 직교 엔코딩을 제거하는 단계, 및
    상기 직교 엔코딩이 제거된 후 반복된 정보 블럭에서의 심볼중 대응하는 심볼들을 가산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 엔코딩 정보 신호의 송신 방법.
  30. 제 29 항에 있어서,
    상기 직교 코딩을 제거하는 상기 단계는:
    상기 반복된 정보 블럭 내의 각 심볼에 대한 합산된 신호를 형성하는 단계, 및
    상기 합산된 신호를 등화기로 처리하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 엔코딩 정보 신호의 송신 방법.
  31. 제 30 항에 있어서,
    상기 합산된 신호를 처리하여 다중경로 전파 영향을 보상하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 엔코딩 정보 신호의 송신 방법.
  32. 제 26 항에 있어서,
    상기 심볼을 디지털 정보 비트로서 엔코딩하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 엔코딩 정보 신호의 송신 방법.
  33. 제 32 항에 있어서,
    반복된 비트 그룹을 연속적으로 발생시키기 위하여 미리 선택된 횟수로 디지털 소스 엔코더에 의해 생성된 각 정보 비트를 반복하는 단계와,
    직교 코드에 따라서 각 그룹에서 미리 선택된 비트 수와 동일한 다수의 연속적인 반복된 비트 그룹 각각의 반복된 비트에 대해 부호 변경을 부과하는 단계와,
    다수의 반복된 그룹을 연속적으로 발생시키기 위하여 미리 선택된 수의 그룹으로부터의 부호 변경된 비트를 인터리빙하고, 공통 부호 변경에 대응하는 집합적 부호 변경이 상기 정보 블럭 모든 부호 변경 비트에 의해 공유되도록 하는 단계, 및
    상기 직교 코드에 대응하는 부호 변경을 가지는 상기 발생된 블럭에 변조된 신호를 송신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 엔코딩 정보 신호의 송신 방법.
  34. 제 26 항에 있어서,
    상기 직교 시퀀스는 Walsh-Hadamard 시퀀스인 것을 특징으로 하는 직교 엔코딩 정보 신호의 송신 방법.
  35. 제 26 항에 있어서,
    상기 직교 시퀀스는 푸리에 시퀀스이고, 상기 수정 인자는 위상 회전(phase rotations)을 상기 반복된 블럭에 인가하는 것을 특징으로 하는 직교 엔코딩 정보 신호의 송신 방법.
  36. 제 26 항에 있어서,
    상기 수정 인자는 상기 반복된 정보 블럭에 대응하는 신호 세그먼트의 위상을 변경함으로써 인가되는 것을 특징으로 하는 직교 엔코딩 정보 신호의 송신 방법.
  37. 제 26 항에 있어서,
    상기 위상 변경은 180°인 것을 특징으로 하는 직교 엔코딩 정보 신호의 송신 방법.
  38. 제 26 항에 있어서,
    상기 엔코딩된 정보 블럭을 송신하는 단계는 상기 정보 신호중 상이한 신호에 대응하는 결합 블럭을 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 엔코딩 정보 신호의 송신 방법.
  39. 제 26 항에 있어서,
    미리 선택된 반복 주기가 되는 미리 선택된 블럭 반복 비율로 상기 블럭을 송신하는 단계 및,
    상기 반복 주기와 동일한 크기로 서로 분리된 연속적인 반복 정보 블럭에서 대응하는 심볼을 가산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 엔코딩 정보 신호의 송신 방법.
  40. 제 39 항에 있어서,
    다수의 상이한 직교 코드들중 관계된 하나의 코드에 따라서 송신되는 동안, 직교 엔코더로 상기 반복된 정보 블럭에 위상 시프트를 선택적으로 부과하는 단계, 및
    상기 심볼 중 대응하는 하나의 심볼을 가산하기 전에 디코딩되는 송신기와 각각 관계된 직교 코드에 따라서 다수의 송신기 각각으로부터 수신된 각각 반복된 정보 블럭을 제거하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 엔코딩 정보 신호의 송신 방법.
  41. 삭제
  42. 삭제
  43. 삭제
  44. 삭제
  45. 삭제
  46. 제 33 항에 있어서,
    상기 디지털 정보 비트가 상기 디지털 소스 엔코더에 의해 발생되는 비율로 액세스 코드 시퀀스를 발생시키는 단계, 및
    상기 직교 엔코딩된 정보 블럭 각각의 개별적인 디지털 비트에 액세스 코드를 부과하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 엔코딩 정보 신호의 송신 방법.
  47. 삭제
  48. 삭제
  49. 삭제
  50. 삭제
  51. 다중경로 전파에 대해 개선된 내성을 갖는 대역 확산 엔코딩된 신호의 송신 방법으로서,
    소정의 제1 심볼 수를 포함하는 심볼 블럭을 발생시키기 위하여 정보를 엔코딩하는 단계와 ,
    선택된 횟수로 각 심볼 블럭의 송신을 반복하는 단계, 및
    부호 변경 직교 시퀀스 세트 중 하나에 따라 연속적으로 반복된 각 블럭의 부호를 변경하는 단계를 포함하고,
    상기 다수의 반복은 상기 직교 시퀀스의 길이와 동일한 것을 특징으로 하는 대역 확산 엔코딩된 신호의 송신 방법.
  52. 제 51 항에 있어서,
    상기 대역 확산 코딩된 신호는 대역 확산 액세스 코드와의 결합에 의해 송신 전에 부가적으로 조건화되는 것을 특징으로 하는 대역 확산 엔코딩된 신호의 송신 방법.
  53. 제 52 항에 있어서,
    상기 대역 확산 액세스 코드는 상이한 송신기에 의해 공통으로 사용되는 것을 특징으로 하는 대역 확산 엔코딩된 신호의 송신 방법.
  54. 제 51 항에 있어서,
    상기 부호 또는 위상 변경의 선택된 시퀀스는 상이한 송신기에 대해 상이하게 되는 것을 특징으로 하는 대역 확산 엔코딩된 신호의 송신 방법.
  55. 제 54 항에서,
    상기 상이한 시퀀스는 서로 직교하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 엔코딩된 신호의 송신 방법.
  56. 대역 확산 코딩된 신호를 디코딩하는 방법으로서,
    상기 코딩된 신호를 포함하는 다수의 중첩하는 직교 엔코딩된 신호의 합인 합성 신호를 수신하고, 신호 샘플을 발생시키기 위하여 상기 합성 신호를 샘플링하는 단계와,
    디스프레드 샘플을 발생시키기 위하여 상기 코드딩 신호와 관계된 직교 시퀀스 세트 중 하나를 포함하는 위상 변경의 소정의 직교 시퀀스로부터 선택된 위상 변경을 사용하여 소정수의 샘플로 분리되는 신호 샘플들중 선택된 샘들을 결합하는 단계, 및
    다중경로 전파를 보상하기 위하여 등화기를 사용하여 디스프레드 샘플을 처리하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 대역 확산 코딩된 신호의 디코딩 방법.
  57. 직교 블럭 엔코딩을 사용하는 통신 시스템에 사용하기 위한 송신기에 있어서,
    정보 소스 신호 발생기와,
    상기 소스 신호의 샘플을 나타내는 정보 블럭을 반복적으로 송신하는 송신 회로와,
    직교 코드를 저장하는 메모리, 및
    저장된 직교 코드에 응답하여 반복된 정보 블럭에 위상 변경의 직교 시퀀스 세트 중 하나를 인가하는 위상 시프터로서, 상기 반복 정보 블럭수는 상기 직교 시퀀스의 길이와 동일한, 상기 위상 시프터를, 구비하는 통신 시스템용 송신기.
  58. 제 57 항에 있어서,
    상기 심볼을 디지털 정보 비트로서 발생시키는 디지털 소스 엔코더를 구비하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템용 송신기.
  59. 제 58 항에 있어서,
    반복된 비트 그룹을 연속적으로 발생시키기 위하여 미리 선택된 횟수로 디지털 소스 엔코더에 의해 발생된 각 정보 비트를 반복하는 반복기와,
    상기 송신기와 관계된 직교 코드에 따라서 각 그룹에서의 미리 선택된 비트 수와 동일한 다수의 연속적인 반복 비트 그룹 각각의 반복된 비트에 부호 변경을 선택적으로 인가하는 부호 변경기와,
    공통 부호 변경에 대응하는 집합적 부호 변경이 블럭의 모든 부호 변경된 비트에 의해 공유되되록 하고, 미리 선택된 수의 반복 그룹의 상이한 부호 변경 비트로 각각 이루어지는 다수의 블럭을 연속적으로 발생시키기 위하여 미리 선택된 수의 그룹으로부터 부호 변경 비트를 인터리빙하는 인터리버, 및
    직교 코드에 대응하는 부호 변경을 가지는 상기 발생된 블럭에 따라 변조된 신호를 송신하는 부호 변조기를 구비하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템용 송신기.
  60. 제 59 항에 있어서,
    디지털 소스 엔코더로부터의 디지털 정보 비트 각각에 대해 오류 정정 엔코딩을 부과하는 오류 정정 엔코더를 구비하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템용 송신기.
  61. 상기 반복된 블럭에 직교 시퀀스 세트 중 하나를 인가하여 직교 엔코딩되는 심볼의 반복 블럭을 포함하는 엔코딩되어 송신된 신호를 처리하는데 사용되는 수신기로서,
    상기 엔코딩되어 송신된 신호를 수신하고, 합성 신호로부터 상기 송신된 신호를 추출하도록 직교 코딩 시퀀스의 세트 중 대응하는 하나를 인가하여 상기 송신된 신호를 디코딩하는 수신 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 엔코딩되어 송신된 신호 처리용 수신기.
  62. 제 61 항에 있어서,
    상기 엔코딩되어 송신된 신호로부터 직교 엔코딩을 제거하는 직교 코드 제거기 및,
    상기 반복된 블럭 내의 각 심볼에 대한 합산된 신호를 형성하기 위하여, 상기 직교 엔코딩이 상기 직교 코드 제거기에 의해 제거된 후 연속적으로 수신된 반복 블럭에서의 심볼 중 대응하는 심볼들을 가산하는 가산기를 구비하는 것을 특징으로 하는 엔코딩되어 송신된 신호 처리용 수신기.
  63. 제 62 항에 있어서,
    상기 블럭은 미리 선택된 반복 주기가 되는 미리 선택된 블럭 반복 비율로 송신되고,
    상기 가산기는 상기 반복 주기와 동일한 크기로 서로 분리되는 연속적인 반복 블럭에서의 대응하는 심볼을 가산하는 또 다른 가산기를 구비하는 것을 특징으로 하는 엔코딩되어 송신된 신호 처리용 수신기.
  64. 제 63 항에 있어서,
    상기 수신기는 상기 가산기에 인가되기 전에 송신기와 관계된 직교 코드에 따라 송신기로부터 수신된 각각의 반복 블럭을 제거하는 블럭 제거기를 구비하는 것을 특징으로 하는 엔코딩되어 송신된 신호 처리용 수신기.
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