JP4195182B2 - 直交ブロックコード化を用いる通信システムおよび方法 - Google Patents

Description

【０００１】
（発明の背景）
本発明は、一般的には送信信号のコード化を用いる通信システムおよび方法に関し、特に、直交コード化を用いる直交通信の方法に関する。
【０００２】
冗長コーディングによる計画的な帯域幅拡大は、パフォーマンスのパラメータに対し利点を与えるので、現在用いられている。しかし、この利点は、通信チャネルが、遅延エコー、時間のばらつき、または多重経路効果に悩む場合には失われうる。
【０００３】
コード分割多元接続、すなわちＣＤＭＡは、送信帯域幅を人工的に拡大するために、しばしば提案される公知の技術である。ＣＤＭＡは、受信機において多数決により反復信号を組合わせる反復送信技術のような、公知の冗長コーディング技術の拡張である。ＣＤＭＡのある応用においては、所望の帯域幅拡大比を実現するための、単純な反復すなわち「ダム拡散（ｄｕｍｂ ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）」と、エラー補正コーディングすなわち「インテリジェント拡散（ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）」と、の混合である直接シーケンス拡散スペクトル（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）もまた公知である。
【０００４】
従来技術においては、より少ないインテリジェントコーディングを用い、異なる信号が互いに直交せしめられ、その後互いに妨害しないように、ダム拡散の要素を置換すると有利であることは公知である。例えば、もし適切な量のインテリジェントエラー補正コーディングの後に、１つの信号がコード化されたビットストリームａ₁、ａ₂、ａ₃、ａ₄、．．．を生じ、第２の信号がコード化されたビットストリームｂ₁、ｂ₂、ｂ₃、ｂ₄、．．．を生じ、第１信号が追加の４回反復コーディングを用い、ａ₁、ａ₁、−ａ₁、−ａ₁、ａ₂、ａ₂、−ａ₂、−ａ₂、ａ₃、ａ₃、−ａ₃、−ａ₃、ａ₄、ａ₄、−ａ₄、−ａ₄、．．．として送信され、一方第２信号が４回反復コーディングを用い、ｂ₁、−ｂ₁、−ｂ₁、ｂ₁、ｂ₂、−ｂ₂、−ｂ₂、ｂ₂、ｂ₃、−ｂ₃、−ｂ₃、ｂ₃、ｂ₄、−ｂ₄、−ｂ₄、ｂ₄、．．．として送信されれば、第１信号に対する反復コーディングの符号パターン＋＋--＋＋--＋＋--＋＋--．．．と、第２信号に対する反復コーディングの符号パターン＋--＋＋--＋＋--＋＋--＋．．．と、の比較は、これらの符号が正確に半数の位置において異なり、他の半数の位置において一致することを示す。このようにして、ある信号を向上させるために反復に適切な符号を組合わせると、妨害信号からの寄与は完全にキャンセルされ、また逆もいえる。これらの信号は「相互に直交している」として公知である。
【０００５】
米国ディジタルセルラＩＳ９５システムは、セルラ基地局から移動局電話機への送信において、相互直交性を、６４個の相互に直交するウォルシュ−アダマールコードから選択された６４個の符号パターンの１つを有する、６４回反復コーディングを用いて指定している。ＩＳ９５システムは、移動局電話機からセルラ基地局への方向においては、代わりに、直交ウォルシュ−アダマールブロックコーディングと連結された畳込みコード化を含むインテリジェントエラー補正コーディングを用い、非直交送信を行う。移動局から基地局への方向においては、異なるウォルシュ−アダマールコード間の直交性を用い、同じ移動局電話機から送信される異なる６ビット記号間の識別が行われ、一方、基地局から移動局への方向においては、ウォルシュ−アダマールコードを用い、異なる移動局電話機へ送信される記号間の識別が行われる。
【０００６】
移動局から基地局への方向におけるＩＳ９５システムの非直交送信の欠点は、もし異なる移動局電話機からの信号がほぼ同じ電力レベルで受信されるように、移動局送信機の電力が基地局からの距離の関数として厳密に制御されなければ、これらの信号が互いに妨害することである。しかし、厳密な電力制御の必要性は、１９９２年９月２９日にデント（Ｄｅｎｔ）に対し発行された、「ＣＤＭＡ減法復調（ＣＤＭＡ Ｓｕｂｔｒａｃｔｉｖｅ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）」と題する米国特許第５，１５１，９１９号に開示されている発明を実施するときは軽減される。１９９３年６月８日にデントに対し発行された、「ＣＤＭＡ減法復調（ＣＤＭＡ Ｓｕｂｔｒａｃｔｉｖｅ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）」と題する米国特許第５，２１８，６１９号においては、妨害の減算を改善するために、既にデコードされた信号が１回より多く減算される。１９９４年１０月４日にデント（Ｄｅｎｔ）およびボトムリ（Ｂｏｔｔｏｍｌｅｙ）に対し発行された、「無線通信のための多重コーディング（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｃｏｄｉｎｇ ｆｏｒ Ｒａｄｉｏ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）」と題する米国特許第５，３５３，３５２号は、移動局から基地局への方向のＩＳ９５アップリンクにおいて用いられるような異なる送信の中の、非直交性を有する１つの送信内において直交シグナリングが用いられる時の、上述の符号パターンと等価の、最適の拡散スペクトルアクセスコードを説明している。以上に参照した特許の開示は、それらの全体をここで参照することにより、その内容を本願に取り込むこととする。
【０００７】
ＩＳ９５アップリンク（移動局から基地局へ）と、ＩＳ９５ダウンリンク（基地局から移動局へ）との相違の理由は、従来技術の通信スキームが用いられる時は、送信スキームが、異なる送信間の直交性の維持のために、それらが時間的にアラインされることが要求されるものであるからである。もし上述の例において、第１および第２の信号が互いに１桁ずらされてアラインされれば、それらは次のように示される。
＋＋--＋＋--＋＋--＋＋--
＋--＋＋--＋＋--＋＋--＋
上に与えた２つの代表的な符号パターンは、今は記号ブロックの始めと終りにおいてのみ異なり、従って著しく直交性が損なわれることがわかる。
【０００８】
ダウンリンク、すなわち基地局から移動局へ、の方向においては、全ての信号は同じ基地局において発信され、従って時間アラインメントは保証される。アップリンク、すなわち移動局から基地局へ、の方向の信号が、基地局から異なる距離にある異なる移動局電話機において発信される時は、基地局において受信される信号の時間アラインメントを実現することは遥かに困難である。
【０００９】
ＧＳＭとして公知の欧州セルラシステムは、移動局送信の動的時間アラインメントを用い、その動的時間アラインメントにおいては、個々の移動局電話機は、基地局から指令されて、受信されるそれらの信号へ相互の所望の時間関係を与えるために、それらのタイミングを進め、または遅れさせる。しかし、そのような同期を高精度で、例えばマイクロ秒以内で実現する能力は、陸上移動体無線環境の特性である多重経路信号伝搬現象により制限される。
【００１０】
多重経路信号伝搬現象は、山腹および高層ビルディングのような大きい物体からの、送信信号の反射により起こり、遅延エコーを生じる。移動局送信機から送信される信号を、選択された信号レイ（ｓｉｇｎａｌ ｒａｙ）またはエコーがアラインされ、従って別の移動局送信機からのレイと直交するように、同期させることは可能でありうるが、選択された信号レイとは異なる経路遅延を有する多重経路伝搬、反射レイ、またはエコーは、時間アラインされない。
【００１１】
ＧＳＭシステムは時分割多元接続（ＴＤＭＡ）を用い、ＴＤＭＡにおいては、それぞれの移動局信号は、同じ周波数にある他の移動局からの送信とオーバラップしないタイムスロットを割当てられる。最長の通常予想されるエコー遅延に等しいスロット間の保護時間と共に、指令された時間の進み／遅れを用いると、多重経路伝搬により生じる異なる送信間の妨害が、減少せしめられる。エコーと、その原信号との干渉は、同じ信号の異なるエコーのエネルギーを有利に加算する等化器を用いることにより減少せしめられた。１つのそのような等化器は、例えば、１９９４年７月１９日にデントに対し発行された、「適応最尤復調器（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ）」と題する米国特許第５，３３１，６６６号、および１９９４年８月２日にデント外に対し発行された、「ディジタル変調信号の双方向復調のための方法および装置（Ｍｅｔｈｏｄ ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ ｆｏｒ Ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｏｆ Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｓｉｇｎａｌｓ）」と題する米国特許第５，３３５，２５０号に説明されており、これらの開示は、ここで参照することにより、その内容を本願に取り込むこととする。タイムスロット間における保護時間の必要性は、帯域幅の能力を減少させ、一方、等化器の使用は、全ての潜在的多重経路伝搬問題を解消することはない。
【００１２】
従って、例えば、多重経路伝搬現象により、異なる量の時間だけ遅延せしめられた時でも、大部分は互いに直交したままである信号を構成し、かつ通信するシステムおよび方法が依然として必要とされている。
【００１３】
（発明の要約）
上述の従来技術の欠陥は、本発明による直交コード化を用いる通信システムおよび方法を実施するとき軽減される。本発明の通信システムおよび方法は、相互に直交コード化された記号の反復ブロックを有するコード化信号の反復送信を行い、反復ブロック内の記号はコード化情報を表す。送信されたコード化信号の、直交コード化された記号の反復ブロックの復調も行われる。
【００１４】
本発明の１つの特徴によると、通信システムは、直交ブロックコード化を行い、複数の送信機を含み、それぞれの送信機は、送信機において発生した情報源信号のサンプルをそれぞれが表す、相互に直交コード化された記号の反復ブロックにより、コード化信号を反復送信する手段を有する。コード化送信信号を受信するために備えられた受信機は、全ての複数の送信機から受信される送信コード化信号の、直交コード化された記号の反復ブロックをデコードする手段を含む。このデコーディングは、それぞれが複数の送信機の異なるものに関連する複数の直交コードの異なるものを用いることにより行われ、受信されたコード化信号は対応する別個のチャネルへ分離される。
【００１５】
本発明のもう１つの特徴は、通信システムにおいて、複数の送信機のそれぞれが、ディジタル信号源エンコーダから発生した情報のそれぞれのビットを、予選択された第１の回数だけ反復し、反復ビットのグループを連続的に発生することである。送信機に関連する直交コードにより、第２の数の連続する反復ビットのグループのそれぞれの反復ビットに対し、符号変化が選択的に課せられる。
【００１６】
次に、第２の数のグループからの符号変化されたビットのインタリービングが行われ、前記第２の数の記号を含む、前記第１の数に等しい数のブロックが連続的に発生せしめられ、それぞれのブロックは、共通の符号変化を共有する異なるコード化情報ビットを含む。変調信号は、直交コードに対応する符号変化を有する発生ブロックにより送信される。
【００１７】
本発明のこれらの、またその他の特徴および利点は、以下の詳細な説明、添付図面、および添付の特許請求の範囲から明らかとなるであろう。
【００１８】
（発明の詳細な説明）
図１を参照すると、本発明の直交ブロックコード化通信システム１０は、電磁波の形式の情報搬送信号Ｓ１１およびＳ１２を一斉送信する、１対の実質的に同じブロックコード化送信機１１および１２により例示される、複数の送信機を含むことがわかる。好ましくは、これらの信号Ｓ１１およびＳ１２はディジタル信号とするが、本発明は、搬送波上において変調されるアナログ信号をも考慮しており、その信号においても使用可能である。これらの信号Ｓ１１およびＳ１２は、直交ブロックコード化受信機１４により受信され、この受信機１４は、直交ブロックコード化信号をデコードし、それらを別個の出力チャネルへ分離する。送信機１１からの直交ブロックコード化信号Ｓ１１の一部は、点線で示されているように、風景の中の反射物体１３からの反射により間接的経路を経て受信機１４に達する。反射経路の長さは、信号Ｓ１２の直接経路の長さよりも大きいので、反射信号Ｓ１１’は受信機１４に、直接受信信号Ｓ１２の到着よりも遅い時刻に到着する。従って、たとえもし信号Ｓ１２が受信機に、信号Ｓ１１の到着と同時に到着するように同期されても、それは反射信号Ｓ１１’とは同期されない。
【００１９】
図２を参照すると、直交ブロックコード化通信システム１０が示されている。第１信号Ｓ１１は、Ｎ個の情報保持サンプルｂ₁、ｂ₂、ｂ₃、．．．ｂ_Nのブロックを含み、これらのサンプルは、マイナス符号により表示される反転を伴って、またはプラス符号により示される無反転で、ある回数それぞれのブロック上において反復される。このようにして、図２に示されているように、Ｓ１１−１、Ｓ１１−３、およびＳ１１−４、すなわち、第１、第３、および第４ブロックは、反転されておらず、一方、第２ブロックＳ１１−２は反転されている。従って、図２における反転／非反転パターンは、符号パターン＋−＋＋により表される。
【００２０】
第２信号Ｓ１２は、サンプルａ₁、ａ₂、ａ₃、．．．ａ_Nのブロックを含み、これもまた反転を伴って、または無反転で反復される。第２信号Ｓ１２の場合は、第１、第２、および第３反復には反転がないが、第４反復には反転があり、符号パターン＋＋＋−により表される。
【００２１】
第１および第２信号の符号パターン＋−＋＋および＋＋＋−は直交していることが確認されうるが、これは、それらの一致しない桁数と、一致する桁数とが同数であることを意味する。
【００２２】
第１信号Ｓ１１と、第２信号Ｓ１２とが、共に同時に送信された時は、エーテル中において信号サンプルの線形加算が行われる。しかし、図２に示されているように、２つの信号Ｓ１１およびＳ１２、または信号ブロックＳ１１−１およびＳ１２−１は、必ずしも時間アラインされていない。図２の例においては、サンプルａ_iおよびｂ_iはアラインされていないので加算されないが、サンプルａ_iおよびｂ_(i+2)はアラインされており加算される。
【００２３】
受信機１４は、Ｔだけ離れている送信時間において反復される対応する信号サンプルを受信するように接続される。受信機１４は、好ましくは、これらの信号サンプルを、数値形式などの適切な形式に変換し、それらを受信機のサンプルメモリ１５内に記憶する。受信機１４は、時間Ｔだけ離れて受信した対応する受信サンプルを、もしそれらが前に受信したサンプルであれば、処理して組合わせる。図２内の４つのサンプル点には、信号Ｓ１１およびＳ１２からのサンプル値の和、
ａ₁＋ｂ₃、ａ₁−ｂ₃、ａ₁＋ｂ₃、および−ａ₁＋ｂ₃
がそれぞれ例示されている。
【００２４】
サンプルの組合わせにおいて、受信機１４は、信号に関連する符号パターンにより、加算または減算を用いる。図２の例においては、第１信号Ｓ１１を受信するためには、符号パターン＋−＋＋が用いられる。第２信号Ｓ１２を受信するためには、代わりに符号パターン＋＋＋−が用いられる。
【００２５】
従って、第１信号Ｓ１１の受信において、受信機１４は、
＋（ａ₁＋ｂ₃）−（ａ₁−ｂ₃）＋（ａ₁＋ｂ₃）＋（−ａ₁＋ｂ₃）＝４ｂ₃
を形成し、これは、第２信号Ｓ１２のサンプルａ₁および−ａ₁からの妨害がキャンセルされることを示す。
【００２６】
あるいは、受信機１４は、第２受信信号Ｓ１２を形成するために、符号パターン＋＋＋−を用いて受信サンプルを組合わせ、
＋（ａ₁＋ｂ₃）＋（ａ₁−ｂ₃）＋（ａ₁＋ｂ₃）−（−ａ₁＋ｂ₃）＝４ａ₁
を得、これは、第１信号Ｓ１１のサンプルｂ₃および−ｂ₃からの妨害がキャンセルされることを示す。
【００２７】
このようにして、２つの信号Ｓ１１およびＳ１２は、２つのサンプル間隔の相対時間ミスアラインメントを有していても直交しているように見える。同じ直交性は、Ｎサンプル間隔のブロック長に比し比較的に小さい他の時間ミスアラインメントに対しても成立する。本発明の実施時における理想的直交性からの逸脱は、いくつかの反復ビットにおいて起こり、これが起こるビットの数は、サンプル間隔により表された時間ミスアラインメントに等しい。従って、図３に示されているように、ブロック持続時間が、この時間ミスアラインメントに比し大きい時は、直交性からの逸脱は小部分のビットのみに影響を及ぼす。受信機１４は、受信サンプルを組合わせ、符号パターン＋−＋＋を用いてサンプルをデコードする。ｂ₁に対しては、「ａ」サンプルａ₃からの妨害はキャンセルされる。しかし、ｂ_Nのデコードにおいて、受信機１４は、
【数１】

を得る。
【００２８】
「ａ」サンプルからｂ_Nへの妨害は、完全にはキャンセルされない。そのわけは、ａ₂’はブロック反復の次のセットからのサンプルで、必ずしもａ₂に等しくないからである。しかし、反復の数が大きく、例における４より大きい時は、ｂ_Nの値は大きい乗数により増強され、一方「ａ」サンプルからの妨害は、ほぼキャンセルされる。さらに、なんらかの基礎的エラー補正コーディングが、基礎情報に伝送エラーを生ぜしめることなく、「ａ」信号値からのキャンセルされない妨害により劣化せしめられた「ｂ」値のいくつかを許容する。このようにして、実際には、大きいブロックサイズと、ＩＳ９５において用いられる６４反復のような大きい反復数と、さらなるエラー補正コーディングの使用と、により、異なる信号間にいくつかのサンプル間隔のミスアラインメントがあっても、信号の直交性は実質的に維持されると本発明は主張する。
【００２９】
第２信号Ｓ１２の「ａ」成分のような信号が、異なる長さの多重伝搬経路を経て送信機から受信機まで伝搬する時は、信号は、第１経路上における位相および振幅の変化を表す複素数Ｃ₀を乗算されて受信され、また、遅延経路の位相および振幅を表す複素数Ｃ₁を乗算されて受信される。図４は、１サンプル間隔の相対経路遅延に対するこの条件を示す。すなわち、サンプルａ₂をデコードする時は、第１伝搬経路によるＣ₀．ａ₂への位相および振幅の変化に加えて、それは、第２経路の係数Ｃ₁により振幅および位相の変化を受けたサンプルａ₁の加算により、さらに劣化せしめられる。図４に示されているように、受信機１４の出力は、その場合４（Ｃ₀．ａ₂＋Ｃ₁．ａ₁）となり、これは、反復なしに生ずべき受信機出力のちょうど４倍である。このようにして、受信機１４の出力は、連続的に次のようになる。
【数２】

ただし、ａ_N’’は、Ｎ個の記号から成る前ブロックの、Ｎ番目の記号を意味する。第１のものを除く全ての出力は、２つの送信サンプルに依存する。
【００３０】
出力シーケンスは、１つまたはそれ以上のサンプルの遅延を有する遅延経路を処理するように設計された、前述の参照文献に記載されているような、等化器により処理されうる。そのような等化器は、上記方程式（２）により与えられる第１サンプルのような、２つのブロック間の境界にあるものを除き、全てのサンプルを正しく処理する。ブロックのエッジにあるサンプルは、そのような等化器により適切に処理される。近似の程度は、組合わされる反復数「Ｍ」が４より大きい時は改善され、第１出力は次のようになる。
【数３】

ここで、エラーＣ₁．（ａ_N’’＋３．ａ_N）／Ｍは、Ｍが大きくなるのに伴いＣ₀．ａ₁＋Ｃ₁．ａ_Nに関してゼロに近づく。しかし、上述の図４の例においては、３つのサンプルａ₁、ａ_N、およびａ_N’’に基づく組合わせに対する受信機の依存性を効果的にモデル化することができ、他の場合は２つのみの送信サンプルに依存するモデルを用いつつ、ａ₁のデコーディングにおいては、このモデルを用いる等化器を構成することができる。このような等化器は、追加の記号に対する信号の依存性を解明するために、より多数のデコーディング状態または「ビタビ状態」を保持する必要がある。
【００３１】
ＣＤＭＡシステムにおいては、本発明の受信機１４は、このようにして減拡散を含み、それに続いて多重経路伝搬のための従来の等化が行われる。本発明によれば、受信機１４は、ビタビ最尤シーケンス推定器形式の等化器、または決定帰還等化器（ＤＦＥ）、または、代わりとして、減拡散プロセスにおいて多重経路伝搬を考慮する適切なＲＡＫＥ受信機を含みうる。適切なＲＡＫＥ受信機は、１９９４年４月１９日にデントに対し発行された、「量子化されたコヒーレントＲＡＫＥ受信機（Ｑｕａｎｔｉｚｅｄ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ ＲＡＫＥ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ）」と題する米国特許第５，３０５，３４９号に説明されており、これはここで参照することにより、その内容を本願に取り込むこととする。
【００３２】
本発明による送信機１６は、好ましくは図５に示されているように構成され、回路２０により行われる最後の直交拡散スペクトルコード化動作の後に、信号に関する動作を行う。回路２０は、ビットリピータ２２と、直接シーケンス直交コード発生器２４と、モジュロ２加算器２６と、を含む。
【００３３】
情報源２８は、音声信号またはファクシミリ信号のような情報を、ディジタルソースエンコーダ３０へ供給し、エンコーダ３０は、その情報をディジタル形式に変換する。ディジタルソースエンコーダ３０の出力は、送信の雑音および妨害に対する許容範囲を大きくするためのエラー補正エンコーダ３２へ印加される。エンコーダ３２の出力ビットストリーム（ｂ₁、ｂ₂、ｂ₃．．．）は、それぞれのビットをＭ回サンプリングするビットリピータ２２により拡散される。ただし、Ｍは所望の拡散率である。次に、ビット単位の加算により、モジュロ２加算器２６は、その拡散ビットストリームに、信号のために割当てられ且つ直接シーケンス直交コード発生器２４により発生せしめられる特性直交コードを、ビット単位で加算する。ブロックインタリーバ１８により、ＭｘＮブロックインタリーブ動作が、出力の拡散スペクトルコード化信号に対して行われ、反復ビットが時間的に隣接して送信されず、Ｎビットのブロックサイズだけ分離するようにされる。ブロックインタリーバ１８は、ビットを追加または削除しないで、例えば、ＭｘＮビットのマトリックスを転置することにより、それらの送信の順序を変更する。あるいは、ブロックインタリーバ１８は、純粋なブロックインタリーバではなく、ヘリカル、ダイアゴナル、またはブロック−ダイアゴナルインタリーバとする。この拡散スペクトルコード化ブロック信号は、次に変調器３３により無線周波数の搬送波へ印加される。
【００３４】
図５の送信機１６は、発生器２４により発生せしめられた拡散スペクトルコードに適合する正確なパラメータ（Ｍ，Ｎ）を有するインタリーバ１８を追加することにより形成され、本発明によるＣＤＭＡ送信機となる。
【００３５】
図６は、本発明による別の送信機３５を示し、この送信機３５は、情報源２８と、ディジタルソースエンコーダ３０と、エラー補正エンコーダ３２と、を含む。
【００３６】
図５および図６に示されている実施例は、インタリーバ１８により行われるインタリーブ以上の、それを超えたさらなるインタリーブを含むことができ、このさらなるインタリーブの目的は、受信機１４にあるエラー補正デコーダに連続して現れる同じサンプルブロック内のエラーを回避することである。いかなるそのような追加のブロック内インタリーブも、エラー補正コード化プロセスの一部と考えられる。
【００３７】
エラー補正エンコーダ３２からの出力は、ブロックリピータユニット３６へ接続され、このユニット３６は、Ｎ個の連続ビットのブロックをセーブした後、そのブロックをＭ回反復する。ブロック符号発生器３７は、それぞれの反復ブロックのための符号を選択的に供給する。従って、ブロック符号発生器３７は、直交コードを、信号サンプルが発生せしめられる速度、または「チップ速度」ではなく、ブロック速度で発生しさえすればよい。ブロック符号発生器３７からの符号は、排他的ＯＲまたはモジュロ２加算器ユニット３８を用い、ブロック反復ユニット３６からのビットｂ₃のような信号サンプルと組合わされる。あるいは、モジュール２加算器が用いられる。アクセスコード発生器４０からチップ速度スクランブリングコードが発生し、ブロック符号加算器３８からの出力ビットストリームをランダム化する。アクセスコード発生器４０が発生するコードは、セルラ電話システムの同じセル内の信号のような、直交する全ての信号に対し同じでなければならない。
【００３８】
アクセスコード発生器４０は、いくつかの異なる実施例において動作しうる。第１実施例においては、アクセスコード発生器４０の使用はオプションであり、あるシステムにおいては省略されうる。その場合、互いに直交する信号が、一般に同じセル内において送信される。もしセル内にまだ割当てられていない予備の直交コードが得られれば、それらは、ある割合の隣接セルの妨害が消去されるように隣接セル内において有利に用いられうる。従来技術のＣＤＭＡシステムは、１つのセルの送信が隣接セルの送信と同期しえないために、セル間においてそのような直交性を用いえない。しかし、本発明を実施する時は、正確な同期の欠如は、セル間の直交性に対する障害とならない。しかし、もし相互に直交するコードの全セットが第１セルにおいて用いられれば、隣接セルは、互いに直交するが第１セルのコードとは直交しない第２セットのコードを用いる。そのような追加のコードのセットは、好ましくは、ブロック符号発生器３７において具体化されうる、前に参照した米国特許第５，３５３，３５２号の技術を用いることにより得られうるような、任意の他のコードのセットとの、制御された非直交性を有するものとする。
【００３９】
第２実施例においては、アクセスコード発生器が、ブロック長に等しい長さのチップ速度コードを発生し、それを反復ブロックのために反復する。次にそのコードが、反復ブロックの次のセットのために変化せしめられ、以下同様となる。この第２技術により与えられる特性は、わずかなチップにより遅延せしめられた多重経路信号が、図７の受信機内のアクセスコード発生器５２およびブロック符号発生器５４により共同で発生せしめられた同じ符号パターンにより、減拡散されることである。このようにして、多重経路伝搬は平均装置５８が出力する減拡散記号間に付加的な記号間妨害を生ぜしめ、これは、典型的な最尤等化器６０により解決される。アクセスコードは、好ましくは、同じセル内の全ての信号に対しては同じものとし、一方、異なるセル内の信号に対しては異なるアクセスコードが用いられる。アクセスコードは、好ましくは、米国特許第５，３５３，３５２号に開示されている技術により選択され、セル間の制御された非直交性を実現する。
【００４０】
第３実施例においては、アクセスコード発生器４０は、多重経路遅延信号を無遅延信号と直交させるように選択される。これは、ブロック反復の半分における隣接チップの対に対して同じ符号の変化を適用し、ブロック反復の他の半分において異なる符号の変化を適用することにより実現される。これは、公称伝搬遅延に対する＋／−１チップの遅延が、公称伝搬経路と直交する多重経路信号を与えるという効果を有する。その時、多重経路信号は、別の信号のコードに対し、直交はせず、同じにコード化される。従って、このオプションは、好ましくは、使用可能なコードの半分のみがセル内の信号間の識別に用いられ、他の半分の直交コードが＋／−１チップだけ遅延した多重経路上に現れることにより多重経路の識別に用いられる時に、使用される。
【００４１】
第４実施例においては、アクセスコード発生器４０は、ランダムコード発生器であるか、または上述されたいずれでもない。この場合、多重経路信号は、無遅延信号に対し、直交もせず、同じにコード化もされない。もし多重経路信号を復調することが所望されるならば、ＲＡＫＥ形の等化器が用いられ、その場合受信機は、アクセスコード発生器５２の異なる時間シフト出力を用いて受信信号を減拡散し、平均装置５８の多重インスタンスを用いてそれぞれのために異なる平均を行い、それぞれが異なる伝搬遅延の信号レイに対応する多重平均を生じる。これらの異なるレイは、ＲＡＫＥ受信機のようなＲＡＫＥ等化器において、前に参照された米国特許第５，３０５，３４９号に説明されているように、粗量子化係数を用いて組合わされる。この第４実施例は、好ましくは、コードの直交性の縮退が、相対伝搬遅延の差、または同期エラーにより影響されるアプリケーションに対しては提案されない。
【００４２】
セルラ無線電話システムの異なるセル内の信号のように、直交していない信号のグループに対しては、異なるコードを与えることを有利とする。
【００４３】
図２、図３、および図４の受信機１４は、好ましくは、本発明により図７に示されているように構成される。所望の信号、妨害信号、雑音、および多重経路ひずみ信号を含む信号は、アンテナ４４から受信され、ダウンコンバータ４６の入力へ印加される。ダウンコンバータ４６は、この無線周波信号を、処理に適した信号、好ましくは複素ベースバンド信号へ周波数逓降変換する。複素ベースバンド信号は、１９９１年９月１０日にデントに対し発行された、「対数極座標における信号処理（Ｌｏｇｐｏｌａｒ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）」と題する米国特許第５，０４８，０５９号に説明されているように、Ｘまたは「Ｉ」の実数成分と、Ｙまたは「Ｑ」の虚数成分とを有する直角座標（Ｘ，Ｙ）形式のもの、または極座標形式（Ｒ，θ）のもの、または対数極座標形式（ｌｏｇ（Ｒ），θ）のものでありえ、その特許の開示は、ここで参照することにより、その内容を本願に取り込むこととする。ダウンコンバータ４６の出力４７からの周波数逓降変換されたサンプルは次に、アクセスコード発生器５２へ接続された符号変化器４８へ印加される。周波数逓降変換されたサンプル４７は次に、アクセスコード発生器５２へ供給されるアクセスコードの符号パターンに従って、加算器４８により符号変化され、図６のアクセスコード発生器４０のような、対応する送信機コード発生器により印加されたアクセスコードが除去される。図５の送信機１６において、異なるコードがＩおよびＱサンプルに適用された時は、図７の受信機１４において、対応するコードがＩおよびＱサンプルのそれぞれのために用いられる。
【００４４】
符号変化器４８からのサンプルの、実数のＩ成分および虚数のＱ成分は、同じ信号サンプル情報ビットの反復に対応する全てのチップを一斉にブロック化することにより機能するデインタリーバ５６によりデインタリーブ（ｄｅｉｎｔｅｒｌｅａｖｅ）される。個々の反復符号は、ブロック符号発生器５４から供給される直交符号パターンのセットの１つに従って、符号変化器５４において符号変化を適用することにより同じものとされる。あるいは、アクセスコード発生器５２を用い、ブロックデスクランブリング（ｂｌｏｃｋ ｄｅｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）が行われる。符号変化器４８および５０のそれぞれによる２回の符号変化は、別個の符号の積により決定される符号の単一の変化と等価であることを認識すべきである。従って、正味の符号変化がデインタリーブの前、または後、のいずれで行われるかは、アクセスコード発生器５２、またはブロック符号発生器５４、またはこれらの組合せが、適切な符号シーケンスを発生する限り問題にはならない。
【００４５】
反復が一斉にブロック化され、かつ全ての反復の符号が等化された後、それらの反復は、Ｍビットのウィンドウ内の全ての反復を好ましくは平均し、または加算する平均装置５８により、互いに組合わされる。ただし、Ｍは反復数である。あるいは、平均装置５８は、ブロック移動平均装置の帯域幅と同じ帯域幅の低域フィルタである。平均装置５８の出力は次に、Ｍサンプル毎ビットから１サンプル毎ビットへダウンサンプリングされ、ビット列ｂ₁、ｂ₂、ｂ₃．．．を生じる。これらのサンプルは、多重経路伝搬による記号間妨害（ＩＳＩ）を含みうるので、それらは次に最尤等化器６０へ供給される。最尤等化器６０からの出力値は、好ましくは、１および０が、ハードな１／０決定ではなく、「１性」または「０性」の程度を示す値により表される「ソフトな」形式のものとする。ハマー（Ｈａｍｍｅｒ）に対し発行された米国特許第５，０９９，４９９号には、ソフトな決定の導出が説明されており、この開示は、ここで参照することにより、その内容を本願に取り込むこととする。ソフトな決定の使用は、等化された信号を受け、ソースデコーダ６６へのハードな決定および「不良フレーム」インディケータを発生する、エラー補正デコーダ６４のパフォーマンスを改善する。ソースデコーダ６６は、出力のビットストリームを、例えば音声信号へ翻訳し、また、エラーデコーダ６４からの不良フレームインディケータを用いて、エラーイベントをマスクし、かつ雑音バーストが知覚される音声の品質を劣化させることを阻止する。さらに、もし対応するインタリーバが送信機１６に用いられていれば、デインタリーバ６２が、等化器６０とエラー補正デコーダ６４との間に用いられる。デインタリーバ６２によるデインタリーブは、タイミングエラーまたは多重経路の条件下で直交性を改善するデインタリーバ５６の使用には関係がない。
【００４６】
権利者を共通とする、１９９４年９月１４日に出願の、「同時復調およびデコード装置（Ｓｉｍｕｌｔａｎｅｏｕｓ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ Ｄｅｖｉｃｅ）」と題するデントの米国特許出願第０８／３０５，７２７号は、等化器６０、デインタリーバ６２、およびエラー補正デコーダ６４の全ての機能を行い、これら個々のユニットの代わりに用いられうる復調技術を開示している。この開示は、ここで参照することにより、その内容を本願に取り込むこととする。
【００４７】
送信機が正確に同期していない時に、ある送信記号に対して残る、真の直交性からの小さい逸脱は、方程式（１）により記述されるようなものである。例えば、２つの信号のための共同復調は、以下のように進行しうる。
【００４８】
もし信号ｂ_Nおよびａ₂が、現在の復調されるべき記号のベクトルＶ（ｉ）に属するものとして記述され、
【数４】

であり、かつＶ（ｉ−１）も同様にして、前のＮ個の送信記号のブロックからのｂ_N’’およびａ₂’’から構成されるものであるならば、反復をまず「ｂ」記号のための符号パターンと組合わせ、次に「ａ」記号のための符号パターンと組合わせて、和Ｓ_aおよびＳ_bを以下のように得る。
【数５】

【００４９】
セルラ基地局または衛星地上局におけるように、全ての信号が復調されるべき時は、そのような残った非直交性は、共同復調、決定帰還、あるいは、ここで前に参照することにより取り込んだ米国特許第５，１５１，９１９号の減法復調の方法により、完全に補償されうる。
【００５０】
このようにして、４Ｖｉであるべき和ベクトルＳ_b，Ｓ_aは、前のベクトルＶ（ｉ−１）および次のベクトルＶ（ｉ＋１）の小さい量だけ劣化せしめられ、その量は、次の方程式内のマトリックスＭ０、Ｍ１、およびＭ２である「ベクトル間妨害」（ＩＶＩ）係数により記述される。
【数６】

中央の項は、方程式（４）にマトリックスＭ１の逆、
【数７】

を乗算することによりデスクランブルされて、
【数８】

が得られ、これは、方程式（４）にＭ１^-1を乗じたものに等しい。前のベクトルＶ（ｉ−１）および次のベクトルＶ（ｉ＋１）の効果は、方程式（６）を用いて計算されるＳ’（ｉ−１）およびＳ’（ｉ＋１）を用いることによりほぼ除去され、それらを方程式（６）内へ代入することにより、Ｖ（ｉ）の改善された推定Ｓ’（ｉ）が得られる。このプロセスは、所望の正確さを得るために必要な程度に繰返される。
【００５１】
しかし、もっと一般的には、方程式（５）により表されるＩＶＩは、
【数９】

により記述されるマトリックス横形等化器（ｍａｔｒｉｘ ｔｒａｎｓｖｅｒｓａｌ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）の使用により除去され、ここでＬは選択的に大きさを定められ、等化マトリックスＨ（ｊ）は、等化の所望の正確さを得るように選択される。
【００５２】
Ｎ記号毎ブロックのわずかなもののみが影響を受ける時は、残った非直交性を補償するプロセスを過度に複雑化する必要はなく、特に、記号がエラー補正デコーダによりさらに処理される時はそうである。残った非直交性により影響を受けた記号には、それらをエラー補正デコーダへ印加する前に、大きい記号の不確定性を示すソフトな値を与えれば十分である。
【００５３】
本発明は、ウォルシュ−アダマール符号パターンが直交セットを形成するための２の累乗のみではない、どのような数のブロック反復によっても動作可能である。本発明を一般化するこの能力は、比信号が、１８０°位相を反転するのみでなく、任意の所望の量だけ位相を変化しうる事実に依存している。例えば１２０°の一般の移相を行うことができ、それは複素係数、
【数１０】

を乗ずることにより表される。
【００５４】
記号のブロックが、本発明により、３反復によって送信されるものと仮定すると、第１送信機は、その記号ブロックを、３つのブロック反復に対し適用される、０°、１２０°、および２４０°の連続する移相により送信する。Ｓ₀、Ｓ₁、Ｓ₂が、それぞれ０、１２０、および２４０を表す記号を用いると、
【数１１】

となり、第１送信機は、Ｓ₀（ｂ₁，ｂ₂，ｂ₃．．．ｂ_N）；Ｓ₁（ｂ₁，ｂ₂，ｂ₃．．．ｂ_N）；Ｓ₂（ｂ₁，ｂ₂，ｂ₃．．．ｂ_N）を送信し、ここで（ｂ₁，ｂ₂，ｂ₃．．．ｂ_N）は、移相なしに変調された記号のブロックを表す。第２送信機は、Ｓ₀（ａ₁，ａ₂，ａ₃．．．ａ_N）；Ｓ₁（ａ₁，ａ₂，ａ₃．．．ａ_N）；Ｓ₂（ａ₁，ａ₂，ａ₃．．．ａ_N）を送信し、ここで（ａ₁，ａ₂，ａ₃．．．ａ_N）は、その変調記号ブロックであり、第３送信機は、Ｓ₀（ｃ₁，ｃ₂，ｃ₃．．．ｃ_N）；Ｓ₀（ｃ₁，ｃ₂，ｃ₃．．．ｃ_N）；Ｓ₀（ｃ₁，ｃ₂，ｃ₃．．．ｃ_N）を送信し、ここで（ｃ₁，ｃ₂，ｃ₃．．．ｃ_N）は、第３送信機の変調記号ブロックである。
【００５５】
これら３つの送信は直交している。そのわけは、たとえ時間的にシフトされた場合でも、シーケンス
Ｓ₀，Ｓ₀，Ｓ₀，Ｓ₀，Ｓ₀，Ｓ₀．．．．；
Ｓ₀，Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₀，Ｓ₁，Ｓ₂．．．．；および
Ｓ₀，Ｓ₂，Ｓ₁，Ｓ₀，Ｓ₂，Ｓ₁．．．．；
は、相互に直交しているからである。このような相互に直交した複素数のシーケンスは、フーリエシーケンスと呼ばれ、それらをＥＸＰ（ｊ２π／Ｌ）の連続する累乗として形成することにより、記号の任意の反復長Ｌのものとすることができる。反復数Ｌが２の累乗である時は、もっと簡単な実数値のウォルシュ−アダマールコードが用いられる。
【００５６】
本発明の１つの特徴によれば、例えば、連続する反復に対する連続する乗数のセットが、複素値でもなく、＋／−１の２進値にも制限されないことを許容することにより、他の直交シーケンスをも構成しうる。特に、乗数が１または０であるように選択された時は、直交シーケンス
【数１２】

が得られ、これは実際に、それぞれの信号が、「１」が存在し「０」が存在しないスロットにより送信される、８スロットＴＤＭＡシステムを表している。このようにして、ＴＤＭＡシステムは、本発明の、遅延に影響されない直交コード分割多元接続システムの特殊な場合として再現される。同様にして、複素数の重みが直交フーリエシーケンスから選択される時、（ｂ₁，ｂ₂，ｂ₃．．．ｂ_N）のような記号ブロックが同じ記号「ｂ」のＮ回の反復を表す時、また、それぞれの送信機の出力信号がフィルタを用いて平滑化される時、この特殊な場合において本発明はＦＤＭＡシグナリングを提供し、異なった、無関係の周波数チャネルの助けにより、相対遅延またはミスタイミングと関係なく、異なる送信は相互に直交する。
【００５７】
本発明のもう１つの特徴によれば、ＴＤＭＡおよびＦＤＭＡシステムは、特殊なシステムとして再現され、遅延に影響されない直交ＣＤＭＡモードは、ＦＤＭＡまたはＴＤＭＡシステムへ、それらのコード化方法を変更することにより追加される。図８（ａ）を参照すると、従来技術のＧＳＭ ＴＤＭＡ信号バーストおよびフレームフォーマットは、８つのタイムスロットから成り、そのそれぞれは、データビットにより囲まれた同期ワードの成分を有する信号バーストを含む。標準的なＧＳＭにおいては、８つのタイムスロットのそれぞれの中のデータビットは、異なる通信リンクまたは電話コールに属する。多重タイムスロットの使用を可能にするＧＳＭの発展は、より高いユーザのビット伝送速度を提供し、その場合、連続するタイムスロット内のデータビットは、同じ通信リンクまたはコールからのものでありうる。
【００５８】
その代わりとして、図８（ｂ）は、本発明によりどのようにして、遅延に影響されない直交ＣＤＭＡ信号を形成するために、位相反転または位相変化を伴って、または伴わずに、図８（ａ）の同じビットが反復されうるかを示している。図８（ｂ）においては、それぞれの反復の位置決めは、好ましくは２つの信号バーストに跨がるように行われ、これは、タイムスロット間に置かれる保護時間を有利に回避し、かつブロックが同期ワードにより分割されることを阻止する。これは、ミスタイミングの条件下で直交性がいかに良く維持されるかに関し、積極的な効果を有し、かつまた、同期ワードＳに対し直交位相変化シーケンスを適用する必要を回避する。ブロックが２つのタイムスロットに跨がる時は、そのブロックは、エネルギーを伝送しない保護時間によって分割され、同期ワードによっては分割されない。この結果、ミスタイミングのもとでの直交性の低減は小さくなる。そのわけは、データ記号とオーバラップした時に、保護時間のゼロエネルギー記号は、同期ワードのフルエネルギー記号よりも少ない妨害しか起こさないからである。
【００５９】
もちろん、バースト内における反復の他の配置を用いることもでき、８回の反復を用いる必要はない。例えば、フーリエシーケンスを用いると、移動局端末における受信のために第８タイムスロットを用いる７回の反復を使用して、送信機および受信機を同時に同じアンテナに接続する二重化フィルタを回避することができる。
【００６０】
本発明の利点を理解した当業者は、本発明が多くの形式および実施例を有しうることを認識するであろう。いくつかの実施例が、本発明の理解を得るために提示された。それらの実施例は説明用のものであり、本発明を制限する意図のものではない。むしろ、本発明は、添付の特許請求の範囲により定められる本発明の精神および範囲内に属する、全ての改変、等価物、および代替物を包含するように意図されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の直交ブロックコード化通信システムの、簡単化された機能ブロック図である。
【図２】 図１のシステムの受信機において受信される、直交ブロックコード化受信機が全く感じない量だけ同期から外れた、直交ブロックコード化された２つの信号を示す。
【図３】 図２と同様の図であるが、理想的直交性からの逸脱を示す。
【図４】 図２と同様の図であり、多重経路伝搬の効果を示す。
【図５】 本発明による送信機の機能ブロック図である。
【図６】 本発明による別の送信機構成の機能ブロック図である。
【図７】 本発明による受信機の機能ブロック図である。
【図８】 （ａ）は、従来技術のＧＳＭ ＴＤＭＡバーストおよびデータビットのフォーマットを示し、（ｂ）は、（ａ）と同様の図であるが、本発明によるデータビットの遅延に影響されない直交ＣＤＭＡ送信を示す。

Claims (50)

1. 情報信号を直交コード化して送信する送信機と、直交コード化された情報信号を受信しデコードする受信機と、を備えるスペクトル拡散通信システムであって、
   前記送信機は、
   送信されることになる情報信号を各々が複数のシンボルを含む複数のブロックに分割し、
   分割されたブロックの各々をＭ（２以上の整数）回繰り返すことにより繰り返しブロックを生成し、
   所定の直交コード・セットに含まれる１つの直交コードに基づき、前記繰り返しブロックに含まれるブロックの各々に、前記直交コードを構成する反転または非反転を表わすＭ個の符号の各々を対応させて乗ずることを特徴とするスペクトル拡散通信システム。
2. 前記受信機が、前記情報信号が対応する別のチャネルに、該情報信号を分離するために異なる直交コードを用いることを特徴とする請求項１に記載の通信システム。
3. 直交コードを格納するメモリと、
   前記反転または非反転を表わす符号の位相変化のシーケンスを、前記繰り返しブロックに適用するため、前記格納された直交コードに応じた位相シフタと、を備える請求項１に記載の通信システム。
4. 前記受信機が、
   前記コード化された情報信号から、前記直交コードを除去する直交コード除去装置と、
   前記直交コードが直交コード除去装置により取り除かれた後に、前記送信機から連続して受信された複数のブロック内の各シンボルための加算信号を形成する加算器と
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の通信システム。
5. 予め選択された速度で前記繰り返しブロックを送信するためと、前記繰り返しブロックに複数のシンボルを加えるための送信機を備える、請求項４に記載の通信システム。
6. 前記受信機が、多重経路伝搬効果を補償するために前記加算器からの前記加算信号を処理する等化器を備える、請求項４に記載の通信システム。
7. 前記情報信号のディジタルビットとして、前記シンボルを生成するディジタルソースエンコーダを有する請求項１に記載の通信システム。
8. 前記ディジタルソースエンコーダが前記情報信号のそれぞれのシンボルをＭ回だけ繰り返し、該繰り返されたシンボルからなる、Ｎ個の情報グループから構成される拡散ビットストリームを生成するビットリピータと、
   前記Ｍの長さを有する直交コードに従って、前記情報グループ内の前記繰り返されたシンボルの各々に、選択的に反転または非反転を表わす符号を適用する、符号変化器と、
   繰り返しブロックに前記情報グループの前記シンボルの各々をインターリーブするインタリーバと、
   前記繰り返しブロックに従って、変調された信号を送信する信号変調器（３３）と、を備え、
   前記繰り返しブロックの各々のブロックの中の前記シンボルに乗ぜられた反転または非反転を表わす符号が共通となり、前記繰り返しブロックに対する前記共通の符号の並びが、前記長さＭの１つの直交コードの並びと同じとなることを特徴とする請求項７に記載の通信システム。
9. 相互に直交し重複する情報信号を送信する複数の送信機と、
   直交コード化された情報信号を受信し、デコードする受信機とを備え、
   前記送信機は、
   送信されることになる情報信号を各々が複数のシンボルを含む複数のブロックに分割し、
   分割されたブロックの各々をＭ（２以上の整数）回繰り返すことにより繰り返しブロックを生成し、
   所定の直交コード・セットに含まれる１つの直交コードに基づき、前記繰り返しブロックに含まれるブロックの各々に、前記直交コードを構成する反転または非反転を表わすＭ個の符号の各々を対応させて乗ずることを特徴とするスペクトル拡散通信方式。
10. 前記複数の送信機の各々が、
    直交コードを格納するメモリと、
    前記格納された直交コードに対応した位相変化シーケンスを、前記繰り返しブロックに適用する、応答器とを備える請求項９に記載の通信方式。
11. 前記格納された直交コードに従って、前記応答器が選択的に１８０度の位相変化を前記繰り返しブロックに課することを特徴とする請求項１０に記載の通信方式
12. 前記メモリは、前記送信機が送信する、前記繰り返しブロックの繰り返し回数に等しいビット数を有するウォルシュ−アダマールシーケンス・コードを格納するメモリを含むことを特徴とする請求項１１に記載の通信方式。
13. 前記受信機は、
    コード化された複数の情報信号から、直交コードを除去する直交コード除去装置と、
    前記直交コードが直交コード除去装置により取り除かれた後に、前記送信機から連続して受信された複数のブロック内の各シンボルための加算信号を形成する加算器と
    を備えるを備える請求項９に記載の通信方式。
14. 前記情報信号の中の繰り返しブロックが、予め選択された繰り返し速度で送信され、その結果、選択された繰り返し周期となり、
    前記加算器が、前記繰り返し周期に等しい時間だけ互いに分離され、連続して前記繰り返しブロックの中の前記各シンボルを加算する、請求項１３に記載の通信方式。
15. 前記複数の送信機の各々は、
    前記直交コード・セットのうちの１つに従って送信される間に、前記繰り返しブロックに前記反転または非反転を表わす符号を選択的に適用する直交エンコーダを備え、
    前記受信機は、前記加算器が加算する前に、デコードのために、前記直交コード・セットのうちの１つに従って、前記複数の送信機の各々から受信した前記繰り返しブロックのそれぞれを除去するブロック除去装置を備えることを特徴とする請求項１４に記載の通信方式。
16. 前記受信機は、多重経路伝搬効果を補償するために前記加算器からの前記加算信号を処理する等化器を含む、請求項１３に記載の通信方式。
17. 前記複数の送信機のそれぞれが、前記情報信号のディジタルビットとして前記シンボルを生成するディジタルソースエンコーダを備える請求項９に記載の通信方式。
18. 前記複数の送信機のそれぞれが、
    前記ディジタルソースエンコーダが生成した情報信号の各シンボルをＭ回繰り返し、繰り返されたビットのグループを連続的に生成するリピータと、
    直交コード・セットのうちの１つに従って、前記情報グループの中の前記シンボルの各々に選択的に前記反転または非反転を表わす符号を乗ずる、符号変化器と、
    繰り返しブロックに前記情報グループの前記シンボルの各々をインターリーブするインターリーバと、
    前記１つの直交コードに対応する符号変化を有する前記生成されたブロックに従って変調された信号を送信する信号変調器（３３）と
    を備え、
    前記インターリーバにより、繰り返しブロックの各々のブロックの中の前記シンボルに乗ぜられた反転または非反転を表わす符号が共通となり、前記繰り返しブロックに対する前記共通の符号の並びが、前記長さＭの１つの直交コードの並びと同じとなることを特徴とする請求項１７に記載の通信方式。
19. 前記複数の送信機のそれぞれが、前記ディジタルソースエンコーダが送信する前記シンボルのディジタルビットのそれぞれに、エラー補正コードを課するエラー補正エンコーダを含む、請求項１８に記載の通信方式。
20. 前記送信機のそれぞれが、
    前記ディジタルソースエンコーダが前記ディジタルビットを生成する速度で、アクセスコードシーケンスを生成するアクセスコード生成器と、
    前記アクセスコードシーケンスを、直交コード化された前記繰り返しブロックの個々のディジタルビットに課するアクセスコード賦課器と、を含む請求項１８に記載の通信方式。
21. 前記受信機が、前記受信機において受信された前記ディジタルビットをデコードするアクセスコードデコーダを含む、請求項２０に記載の通信方式。
22. 前記アクセスコードデコーダが、前記繰り返しブロックを個々のディジタルビットに分離するデインタリーバを含む、請求項２１に記載の通信方式。
23. 前記デインタリーバからの前記ディジタルビットの各々を等化する最尤等化器を含む、請求項２２に記載の通信方式。
24. 前記受信機が、前記個々のディジタルビットのエラーを検出し補正する、補正デコーダを含む、請求項２２に記載の通信方式。
25. 複数の送信機により、複数の情報信号の各々を直交コード化して送信する方法であって、
    前記複数の送信機の各々は、
    送信されることになる情報信号を各々が複数のシンボルを含む複数のブロックに分割するステップと、
    分割されたブロックの各々をＭ（２以上の整数）回繰り返すことにより繰り返しブロックを生成するステップと、
    所定の直交コード・セットに含まれる１つの直交コードに基づき、前記繰り返しブロックに含まれるブロックの各々に、前記直交コードを構成する反転または非反転を表わすＭ個の符号の各々を対応させて乗ずるステップと
    を備える方法。
26. 前記直交コードを用い、受信した複数の前記情報信号の各々に含まれる前記繰り返しブロックを、前記送信機の対応するチャネルへ分離することにより、前記繰り返しブロック をデコードするステップをさらに含む、請求項２５に記載の方法。
27. 前記繰り返しブロックの各々に、反転または非反転を表わす符号を乗ずるステップは、
    前記直交コードを格納するステップと、
    前記格納した直交コードに対応する前記反転または非反転を表わす符号の並びを、繰り返しブロックに乗ずるステップと
    を含む請求項２５に記載の方法。
28. 前記繰り返しブロックから、前記直交コードを除去するステップと、
    前記直交コードが除去された後に、前記繰り返しブロックの中の前記シンボルの各々を加算するステップと、を含む、請求項２５に記載の方法。
29. 前記加算されたシンボルを更に処理するステップを更に含む請求項２８に記載の方法。
30. 前記繰り返しブロックの中の前記シンボルの各々についての加算信号を形成するステップと、
    等化器で前記加算信号を処理するステップと、を含む、請求項２８に記載の方法。
31. ディジタルビットとして前記シンボルの各々をコード化するステップを更に含む請求項３０に記載の方法。
32. 前記複数の送信機のそれぞれが、
    前記送信することになる情報信号の各シンボルをＭ回繰り返し、繰り返されたビットのグループを連続的に生成するステップと、、
    直交コード・セットのうちの１つに従って、前記情報グループの中の前記シンボルの各々に選択的に前記反転または非反転を表わす符号を乗ずるステップと、、
    繰り返しブロックに前記情報グループの前記シンボルの各々をインターリーブするステップと、
    前記１つの直交コードに対応する符号変化を有する前記生成されたブロックに従って変調された信号を送信するステップと
    を備え、
    インターリーブすることにより、繰り返しブロックの各々のブロックの中の前記シンボルに乗ぜられた反転または非反転を表わす符号が共通となり、前記繰り返しブロックに対する前記共通の符号の並びが、前記長さＭの１つの直交コードの並びと同じとなることを特徴とする請求項３１に記載の方法。
33. 前記情報信号の繰り返されたビットのグループを生成する速度で、アクセスコードのシーケンスを生成するステップと、
    前記アクセスコードを、それぞれの繰り返しブロックの個々のディジタルビットに乗ずるステップと、を含む、請求項３２に記載の方法。
34. 前記繰り返しブロックを、予め選択されたブロック繰り返し速度で送信し、その結果予め選択された繰り返し周期となるステップと、
    前記繰り返し周期に等しい時間だけ互いに分離され、連続して前記繰り返しブロック内の対応シンボルを加算するステップと、を含む請求項２５に記載の方法。
35. 前記直交コード・セットの１つに従って、送信する間に前記繰り返しブロックに、直交エンコーダにより位相シフトを選択的に適用するステップと、
    前記シンボルを加算する前にデコードするために、前記直交コード・セットの１つに従って、前記送信機のそれぞれから受信した前記繰り返しブロックのそれぞれを除去するステップと、を含む、請求項３４に記載の方法。
36. 前記直交コードがウォルシュ−アダマール・シーケンスである請求項２５に記載の方法。
37. 前記直交コードがフーリエ・シーケンスであり、前記反転または非反転を表わす符号が前記繰り返しブロックに適用される請求項２５に記載の方法。
38. 前記繰り返しブロックに対応する信号のセグメントの位相を変化させることで前記符号が適用される請求項２５に記載の方法。
39. 前記符号の変化が１８０度である請求項２５に記載の方法。
40. 前記繰り返しブロックを送信するステップが、異なる情報信号からなる複数のブロックを結合するステップを含む請求項２５に記載の方法。
41. 多重経路伝搬におけるスペクトラル拡散コード信号の送信方法であって、
    所定数の異なるシンボルを含む情報ブロックを生成するために情報信号をコード化するステップと、
    各情報ブロックの送信を所定のＭ（２以上の整数）回だけ繰り返すステップと、
    直交コード・セットの１つに従って、前記繰り返されたＭ個の情報ブロックの各々に、反転または非反転を表わす符号を適用するステップと、を備え、
    前記繰り返し回数Ｍは前記直交コードの長さに等しく、
    前記Ｍ個の情報ブロックに適用された反転または非反転を表わす符号の並びが、前記長さＭの１つの直交コードの並びと同じとなることを特徴とする方法。
42. 前記スペクトラル拡散コード信号が、送信前に、スペクトラム拡散のアクセスコードと組合わせることにより、さらに条件づけられる、請求項４１に記載の方法。
43. 前記スペクトラル拡散のアクセスコードが、異なる送信機により共通に用いられる、請求項４２に記載の方法。
44. 前記符号の並びが、異なる送信機において異なる、請求項４１に記載の方法。
45. 複数の前記符号の並びが、互いに直交するシーケンスである、請求項４４に記載の方法。
46. 送信されることになる情報信号を各々が複数のシンボルを含む複数のブロックに分割し、分割されたブロックの各々をＭ（２以上の整数）回繰り返すことにより繰り返しブロックを生成し、所定の直交コード・セットに含まれる１つの直交コードに基づき、前記繰り返しブロックに含まれるブロックの各々に、前記直交コードを構成する反転または非反転を表わすＭ個の符号の各々を対応させて乗じ、前記繰り返しブロックを送信し、該繰り返しブロックをデコードする方法であって、
    複数の送信機から送信され、重複する、前記繰り返しブロックを含む直交コード信号のいくつかの和である復号信号を受信し、かつ該復号信号をサンプリングして信号サンプルを発生するステップと、
    前記重複した直交コード信号の特定の１つに関し、所定の位相変化のパターンから選択された位相変化を用い、所定数のサンプリング数だけ分離された、前記信号サンプルの選択されたものを組み合わせて、逆拡散サンプルを発生するステップと、
    等化器を用い前記逆拡散サンプルを処理して、多重経路伝搬を補償するステップとを含むことを特徴とする方法。
47. 直交ブロックコードを用いる通信システムにおいて使用される送信機であって、
    情報源信号の生産器と、
    前記情報源信号から生成するブロックは、複数の異なるシンボルを含み、Ｍ（２以上の整数）回繰り返された繰り返しブロックを送信する送信機回路と、
    直交コードを格納するメモリと、
    Ｍ個の前記ブロックに、位相変化を与える符号を乗ずるため、前記格納された長さＭの直交コードに対応する移相器を備え、
    前記ブロックの繰り返し回数Ｍは、前記直交コードの長さに等しく、
    繰り返しブロックに適用された、前記位相変化を与える符号の並びが、前記長さＭの直交コードの並びと同じとなることを特徴とする送信機。
48. 情報のディジタルビットとしてシンボルを生成するディジタルソースエンコーダを備える、請求項４７に記載の送信機。
49. 前記ディジタルソースエンコーダが生成した情報信号の各シンボルをＭ回繰り返し、繰り返されたビットのグループを連続的に生成するリピータと、
    直交コード・セットのうちの１つに従って、前記情報グループの中の前記シンボルの各々に選択的に前記位相変化を与える符号を乗ずる符号変化器と、
    前記繰り返しブロックに、前記情報グループの前記シンボルの各々をインターリーブするためのインターリーバと、
    前記繰り返しブロックに従って変調された信号を送信するための信号変調器とを備え、
    前記インターリーバにより、繰り返しブロックの各々のブロックの中の前記シンボルに乗ぜられた反転または非反転を表わす符号が共通となり、前記繰り返しブロックに対する前記共通の符号の並びが、前記長さＭの１つの直交コードの並びと同じとなることを特徴とする請求項４８に記載の送信機。
50. 前記ディジタルソースエンコーダから受信する前記情報のディジタルビットのそれぞれにエラー補正コードを乗ずる、エラー補正エンコーダを含む、請求項４９に記載の送信機。

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