KR20010022164A

KR20010022164A - 직교 블럭 엔코딩 통신 시스템 및 그 방법

Info

Publication number: KR20010022164A
Application number: KR1020007000736A
Authority: KR
Inventors: 덴트폴윌킨슨
Original assignee: 도날드 디. 먼둘; 에릭슨 인크.
Priority date: 1997-07-22
Filing date: 1998-07-15
Publication date: 2001-03-15
Also published as: CN1271477A; AU8397198A; BR9811289A; DE69812960T2; CA2297902C; WO1999005797A3; ZA985609B; KR100397772B1; US6215762B1; CN1188956C; WO1999005797A2; EP0998794A2; RU2000104115A; AU746374B2; AR016773A1; JP4195182B2; JP2001511616A; DE69812960D1; US6963532B1; TW387175B

Abstract

직교 블럭 엔코딩 통신시스템 및 방법이 제공된다. 위상 또는 부호변경 시퀀스로부터 각 블럭에 대해 선택된 위상 또는 부호변경이 있는 심볼 블럭의 반복적인 송신에 의해 엔코딩된 신호가 송신된다. 서로 다른 심볼이 직교 시퀀스를 사용해서 전송된다. 수신된 엔코딩된 신호를 해당 분리채널로 분리하는 서로 다른 직교 시퀀스가 디코딩 하는데 사용된다. 엔코딩된 송신신호로부터 직교 엔코딩이 제거되고, 직교 엔코딩이 제거된 후에 연속적으로 수신된 반복불럭에 반복심볼 중 해당하는 것이 더해진다. 송신기는 정보를 심볼로 엔코딩하는데에 디지털 소스 엔코더를 사용하고, 각 심볼은 미리 선택된 횟수로 반복되어 반복비트의 그룹을 연속적으로 생성한다. 송신기와 연관된 직교코드에 선택 할당됨으로서 결정된 부호 또는 위상변경의 적용에 의해 각 반복비트가 위상 또는 부호에 있어서 변경된다. 미리 선택된 수의 반복 그룹의 서로 다른 부호 또는 위상변경 비트로 각각 이루어진 다수의 블럭이 연속적으로 발생되도록 부호변경 비트가 다수의 상기 그룹으로부터 인터리빙되고, 블럭의 모든 비트에 의해 공유되는 공통 부호변경 또는 위상에 해당하는 집합적 부호 또는 위상 변경을 한다. 인터리빙된 블럭은 송신용 무선신호로 변조된다.

Description

직교 블럭 엔코딩 통신시스템 및 그 방법{COMMUNICATION SYSTEM AND METHOD WITH ORTHOGONAL BLOCK ENCODING}

성능 파라메터가 주는 장점 때문에, 중복코딩에 의한 의도적 대역확장이 현재 사용되고 있다. 그러나, 만일 통신채널이 지연반향(delayed echoes), 시분산(time-dispersion) 또는 다중경로(multipath) 영향을 받게 되면, 이러한 장점은 사라진다.

코드분할 다중접속(Code Division Multiple Access), 또는 CDMA는 자주 사용되는 기술로서, 송신 대역폭을 인위적으로 확장시킨다. CDMA는 신호반복과 결합된 수신기에서 다수결로 송신을 반복하는 기술과 같은, 기존의 중복코딩 기술의 확장이다. CDMA의 일부 응용에서는, 직접 시퀀스 스프레드 스펙트럼(Direct Sequence Spread Spectrum)으로 알려진, 단순반복의 혼합, 또는 "덤 확산(dumb spreading)"과, 오류정정 코딩, 또는 "지능적 확산(intelligent spreading)"이 사용되어서, 원하는 대역 확산비(bandwidth widening ratio)를 실현한다.

선행 기술에서는 덜 지능적인 코딩을 사용하며 다른 신호들이 서로 직교되어 서로 간섭하지 않는 방법으로 덤 확산의 요소를 대신하는 장점이 있다. 예를 들어, 만일 적절한 양의 지능적 오류정정 코딩 이후의 한 신호가 코딩된 비트열 a₁, a₂, a₃, a₄,...을 생성하고, 제2 신호가 코딩된 비트열 b₁, b₂, b₃, b₄,...을 생산한다고 하자.

이 때, 제1 신호는 a₁, a₁, -a₁, -a₁, a₂, a₂-a₂, -a₂, a₃, a₃, -a₃, -a₃, a₄, a₄, -a₄, -a_4...,와 같이 부가적인 4회 반복코딩을 사용해서 송신되고, 반면 제2 신호는 b₁, -b₁, -b₁, b₁, b₂, -b₂-b₂, b₂, b₃, -b₃, -b₃, b₃, b₄, -b₄, -b₄, b_4..., 와 같이 4회 반복코딩해서 송신되며, 이 때 제1 신호에 대한 반복코딩의 부호패턴(sign pattern) ++-- ++-- ++-- ++--...과 제2 신호에 대한 반복코딩의 부호패턴 +--+ +--+ +--+ +--+...을 비교하면, 부호의 위치가 정확히 절반은 다르고 나머지 절반은 같음을 알 수 있다. 따라서, 하나의 신호를 강화하기 위해 적절한 부호를 반복된 것에 결합함으로서, 신호간섭을 완전하게 없앨 수 있으며, 그 반대도 마찬가지이다. 이러한 신호를 "상호직교(mutually orthogonal)"라고 한다.

U.S. 디지털 셀룰러 IS95 시스템에서는 셀룰러 기지국에서 이동전화로의 송신에 대한 상호 직교성이 나타나 있는데, 64개의 상호 직교 월시-아다마르(Walsh-Hadamard) 코드의 세트로부터 선택된 64 부호 패턴 중 하나로서 64-폴드(fold) 반복코딩을 사용한다. IS95 시스템은 직교 월시-아다마르 블럭 코딩으로 연쇄적으로 연결된 종래 코딩으로 이루어지는 지능적 오류정정 코딩 대신에, 이동전화로부터 셀룰러 기지국으로의 방향에서 비직교(non-orthogonal) 송신을 사용한다. 이동전화에서 기지국으로의 방향에서는, 동일한 이동전화로부터 송신된 서로 다른 6-비트 심볼 사이에서의 식별을 위해서 서로 다른 월시-아다마르 코드 사이의 직교성이 사용되는 반면, 기지국에서 이동전화로의 방향에서는, 서로 다른 이동전하로 송신된 심볼 사이에서의 식별을 위해서 월시-아다마르 코드가 사용된다.

이동전화에서 기지국 방향으로의 비직교 송신에 대한 IS95 시스템의 단점은, 서로 다른 이동전화로부터의 신호가 거의 동일한 전력 레벨로 수신되도록 기지국으로부터의 거리 함수로서 이동 송신기의 전력이 엄격히 제어되지 않는다면, 상기 신호 서로간에 간섭이 발생하는 것이다. 그러나, 미국특허 제5,151,919(issued to Dent on September 29, 1992, entitled CDMA Subtractive Demodulation)의 발명을 실행할 경우, 엄격한 전력제어의 필요성은 완화된다. 미국특허 제5,218,619(issued to Dent on June 8, 1993, entitled CDMA Subtractive Demodulation)에서는, 간섭 삭감(interference subtraction)을 개선하기 위해 미리 디코딩(decoding)된 신호가 한 번 이상 감해진다. 미국특허 제5,353,352(issued to Dent and Bottomeley on October 4, 1994, entitled Multiple Coding for Radio Communication)에서는, 앞에서 논의한 부호패턴과 동등한, 최적 스프레드 스펙트럼 접속코드가 설명되어 있는데, 이동전화에서 기지국의 방향에서 IS95 업링크(uplink)에 사용되는 것과 같이, 서로 다른 송신 사이에서 비직교성을 가지는 하나의 송신 내에서 직교신호화(orthogonal signaling)가 사용된다. 상기 언급한 패턴에서 나타난 것은 전부 본원에 참고로 포함되었다.

IS95 업링크(이동전화에서 기지국으로의)와 IS95 다운링크(기지국에서 이동국으로의) 송신구성 사이에서의 차이가 발생하는 이유는, 선행 기술의 통신구성이 사용될 경우 서로 다른 송신 사이에서 직교성을 유지하기 위해서는, 시간이 정확히 정렬되어야 하기 때문이다. 만일, 상기한 예에서, 제1 및 제2 신호가 한 지점이 시프트(shift)되어 서로 정렬되면 다음과 같이 표시된다.

++--++--++--++--

+--++--++--++--+

상기한 2개의 예시적인 부호패턴은 심볼블럭의 시작과 끝에서만 서로 다르며, 따라서 심하게 직교성을 손상시킨다.

다운링크, 또는 기지국에서 이동국으로의 방향에서는, 모든 신호가 동일한 기지국에서 발신되므로, 시간정렬(time alignment)이 보장될 수 있다. 업링크 또는 이동국에서 기지국으로의 방향에서 신호는, 기지국과 서로 다른 거리에 있는 상이한 이동전화에서 발신되므로, 기지국에서 수신된 신호의 시간정렬을 실현하기가 더욱 어렵다.

GSM으로 알려진 유럽 셀룰러시스템은 이동송신의 동적 시간정렬을 사용하는데, 개별적인 이동전화가 기지국으로부터 명령을 받아, 수신된 신호가 서로 원하는 시간관계가 되도록 타이밍을 당기거나 늦춘다. 그러나, 예를 들어 마이크로초(microsecond) 정도의 높은 정밀도로 이러한 동기화를 실현하는 경우, 지상기반(land-base) 이동무선 환경의 특징인 다중경로 신호전파(multipath signal propagation) 현상에 의해 성능이 제한된다.

다중경로 신호전파 현상은 언덕이나 높은 빌딩과 같은 대형 물체에서 송신신호가 반사됨에 의해서 발생되어, 지연반향을 일으킨다. 선택된 신호선(signal ray) 또는 반향이 시간 정렬되고 따라서 다른 이동송신기로부터의 선(ray)과 직교되도록, 이동 송신기로부터 송신된 신호를 동기화하는 것이 가능한 반면, 선택된 신호선과 다른 경로 지연을 가지는 다중경로 전파, 반사선(reflected ray), 또는 반향은 시간 정렬되지 않을 것이다.

GSM 시스템에서는, 동일한 주파수에서 서로 다른 이동단말기로부터의 송신과 중첩되지 않는 시간슬롯(timeslot)이 각 이동 신호에 할당되는, 시분할 다중접속(TDMA)을 사용한다. 슬롯 사이의 안내시간(guide time)은 보통 가장 길게 예상된 반향지연에, 명령된 시간 당김/늦춤의 사용분을 더한 것과 동일하며, 다중경로 전파로 인한 서로 다른 송신 사이의 간섭을 감소시킨다. 반향과 원래 신호의 간섭은, 동일한 신호에 대한 서로 다른 반향에서의 에너지를 함께 더하는 등화기(equalizer)를 사용함으로서 감소된다. 이러한 등화기는, 예를 들면 미국특허 제5,331,666호(issued to Dent on July 19, 1994, entitled Adaptive Maximum Likelihood Demodulation)와 제5,335,250호(issued to Dent, et al. on August 2, 1994, entitled Method and Apparatus for Bidirectional Demodulation of Digitally Modulated Signals)에 설명되어 있으며, 이러한 내용은 본원에 참고로 포함되었다. 시간슬롯 사이의 안내시간에 대한 필요성은, 등화기가 모든 잠재적 다중경로 전파문제를 제거하지 않는 한, 시스템 대역폭의 성능을 감소시킨다.

그러므로, 예를 들어 다중경로 전파현상에 기인하여, 서로 다른 크기의 시간에 의해 지연이 될 경우라도, 대부분 직교상태로 있는 신호를 설정하고 통신하는 시스템 및 방법이 필요하게 된다.

본 발명은 일반적으로 송신신호 엔코딩(encoding) 통신시스템 및 그 방법에 관한 것으로, 특히 직교 엔코딩을 사용하는 직교 통신시스템에 관한 것이다.

도 1은 본 발명에 따른 직교 블럭 엔코딩 통신시스템의 간략화된 기능 블럭선도,

도 2는 직교 블럭 엔코딩 수신기에 전혀 반응하지 않을 크기로 비동기화된, 도 1의 시스템의 수신기에서 수신된 직교 블럭 엔코딩된 신호 중 2개의 예시도,

도 3은 이상적 직교성을 벗어난, 도 2와 같은 예시도,

도 4는 다중경로 효과가 나타나는, 도 2와 같은 예시도,

도 5는 본 발명에 따른 송신기의 기능 블럭선도,

도 6은 본 발명에 따른 다른 송신기 구성에 대한 기능 블럭선도,

도 7은 본 발명에 따른 수신기의 블럭선도,

도 8a는 선행 기술인 GSM TDMA 데이터 비트의 버스트(burst) 및 포맷을 나타내는 예시도,

도 8b는 본 발명에 따른 지연에 강한 데이터 비트 직교 CDMA 통신을 나타내는, 도 8a와 같은 예시도,

본 발명에 따른 직교 엔코딩 통신시스템 및 방법을 실행함으로서 선행 기술의 문제점은 경감된다. 본 발명의 통신시스템 및 방법에서는 상호직교 엔코딩된 심볼의 반복블럭(mutually orthogonally encoded repeated block of symbols)으로 엔코딩된 신호를 반복해서 송신하며, 여기서 반복된 블럭의 심볼은 코딩된 정보를 나타낸다. 엔코딩된 송신 신호의 직교 엔코딩된 심볼의 반복블럭을 디코딩 한다.

본 발명의 한 양태에 따르면, 통신시스템은 직교 블럭 엔코딩으로 표현되고, 송신기에서 생성된 정보소스 신호(informational source signal)의 샘플을 각각 나타내는, 상호직교 엔코딩된 심볼의 반복블럭으로 엔코딩된 신호를 각각 송신하는 수단을 각각 가지는 다수의 송신기를 포함한다. 엔코딩된 송신신호를 수신하는 수신기는, 상기 다수의 송신기 모두로부터 수신된 엔코딩된 송신신호의 직교 디코딩된 심볼의 반복블럭을 디코딩하는 수단을 포함한다. 수신된 엔코딩된 신호를 해당 분리채널(separate channel)로 분리하기 위해, 다수의 송신기 중에서 서로 다른 것들과 각각 연관된 다수의 직교 코드 중에 서로 다른 것들을 사용해서 디코딩한다.

본 발명의 다른 양태에서는, 통신시스템의 다수의 송신기 각각은, 디지털 소스 엔코더(digital source encoder)에 의해 생성된 각 정보 비트를 미리 선택된 제1 횟수로 반복하여, 반복 비트 그룹을 연속해서 생성한다. 송신기와 연관된 직교 코드에 따라 제2 횟수의 연속적인 반복 비트 그룹 각각의 반복 비트에, 부호 변경이 선택적으로 부과된다.

제2 횟수의 그룹으로부터 부호 변경된 비트의 인터리빙(interleaving)을 실행하여, 공통 부호변경을 공유하는 서로 다른 코딩된 정보 비트로 이루어지는 상기 제2 횟수의 각 심볼블럭을 포함하는, 상기 제1 횟수와 동일한 블럭 수를 연속해서 발생한다.

본 발명의 상기한 특징 및 다른 특징들은 다음의 상세한 설명, 첨부한 도면 및 청구범위에 의해 명백하게 될 것이다.

도 1에서, 전자기파의 형태로 정보반송 신호(S11, S12)를 방송하는 기본적으로 동일한 한 쌍의 블럭 엔코딩 송신기와 같은 다수의 송신기를 포함하는, 본 발명의 직교 블럭 엔코딩 통신시스템(10)이 나타나 있다. 본 발명에서는 반송파로 변조된 아날로그 신호를 대상으로 사용하고 있지만, 이러한 신호(S11, S12)는 디지털 신호인 것이 바람직하다. 직교 블럭 엔코딩된 신호를 디코딩하고 분리 출력채널로 분리하는, 직교 블럭 엔코딩 수신기(14)에 의해서 상기 신호(S11, S12)가 수신된다. 점선으로 표시한 것과 같이, 송신기(11)로부터의 직교 블럭 엔코딩된 신호(S11)의 일부는 지상의 반사체(13)의 반사로 인한 간접경로를 통해 수신기에 도달한다. 반사경로의 길이가 신호(S12)의 직접경로보다 길기 때문에, 반사된 신호(S11')는 직접 수신된 신호(S12)의 도착시간보다 늦게 수신기(14)에 도착한다. 따라서, 신호(S12)가 신호(S11)의 도착과 동시에 수신기에 도착되도록 동기되어 있다고 하더라도, 반사된 신호(S11')와는 동기되지 않을 것이다.

도 2에 직교 블럭 엔코딩 통신시스템(10)이 나타나 있다. 제1 신호(S11)는, 음의 부호로 표시된 반전을 가지고 또는 각 블럭에 양의 부호로 표시된 반전없이 다수 회 반복된, N 개의 정보관련 샘플블럭(b₁, b₂, b₃, ...b_N)으로 이루어진다. 따라서 도 2에서, S11-1, S11-3, 및 S11-4, 즉 제1, 제3 및 제4 블럭은 반전되지 않고, 반면 제2 블럭(S11-2)은 반전된다. 그러므로, 도 2에 대한 반전/비반전 패턴은 부호 패턴 +-++로 표현된다.

제2 신호(S12)는, 반전 또는 반전없이 반복된 신호샘플 블럭(a₁, a₂, a₃, ...a_N)으로 이루어진다. 제2 신호(S12)의 경우에는, 제1, 제2 및 제3 반복에 대해서는 반전이 없고, 제4 반복에 대해서는 반전이 있으며, 부호패턴 +++-로 표시된다.

제1 및 제2 신호의 부호패턴 +-++ 및 +++-는 직교하는 것이 증명되며, 이것은 신호들이 일치하지 않는 것과 같은 양의 위치만큼 일치한다는 것을 의미한다.

제1 신호(S11) 및 제2 신호(S12)는 모두 동시에 송신되었을 경우, 신호 샘플의 선형적 가산(linear addition)이 서로 발생한다. 그러나 도 2에서와 같이, 두 신호(S11, S12) 또는 신호블럭(S11-1, S12-1)이 반드시 시간 정렬되지는 않는다. 도 2의 예에서, 샘플 a_i및 b_i는 정렬되지 않고 가산되지도 않는 반면, 샘플 a_i및 b_(i+2)는 정렬되고 가산된다.

수신기(14)는 송신시간 T의 간격을 두고 반복된 해당 신호샘플을 수신하도록 연결되어 있다. 수신기(14)는 신호샘플을 숫자와 같은 적절한 형태로 변환하는 것이 바람직하며, 이것을 수신기 샘플 메모리(15)에 저장한다. 만일 샘플들이 사전에 수신된 것이라면 메모리(15) 밖으로 읽어 내어서, 시간주기 T의 간격으로 수신된 해당 신호샘플을 수신기(14)가 처리하고 결합한다. 도 2에서 예시된 4개의 샘플에서, 신호(S11, S12)의 샘플 값의 합은 각각 다음과 같다.

a₁+b₃, a₁-b₃, a₁+b₃및 -a₁+b₃

샘플의 결합에서, 수신기(14)는 신호와 연관된 부호패턴에 따라 가감산을 사용한다. 도 2의 예에서, 부호 패턴 +-++가 제1 신호(S11)를 수신하는데 사용된다. 이와 달리, 부호 패턴 +++-는 제2 신호(S12)를 수신하는데 사용된다.

그러므로, 제1 신호(S11)를 수신하는데 있어서, 수신기(14)는 다음과 같이 형성한다.

+(a₁+b₃)-(a₁-b₃)+(a₁+b₃)+(-a₁+b₃)=4b₃,

이것은 제2 신호(S12)의 샘플 a₁및 -a₁로부터의 간섭이 삭제된 것을 보여준다.

이와 달리, 수신기(14)는 부호 패턴 +++-를 사용해서, 수신된 샘플을 결합하여 제2 수신 신호(S12)를 형성해서, 다음 식을 구한다.

+(a₁+b₃)+(a₁-b₃)+(a₁+b₃)-(-a₁+b₃)=4a₁,

이것은 제1 신호(S11)의 샘플 b₃및 -b₃로부터의 간섭이 삭제된 것을 보여준다.

따라서, 두 신호(S11, S12)는 두 샘플 간격의 상대적인 시간 오정렬(misalignment)을 가짐에도 불구하고 직교성을 나타낸다. N 샘플간격의 블럭 길이와 비교해서 상대적으로 작은 다른 시간 오정렬에 대해서, 동일한 직교성이 유지될 것이다. 본 발명을 실행할 경우 이상적인 직교성에서 벗어나는 것이 일부 반복비트에 대해 발생하고, 이러한 것이 발생된 비트 수는 샘플간격에서 표현된 시간 오정렬과 동일하다. 따라서 도 3에서, 블럭 기간이 시간 오정렬과 비교해서 큰 경우, 직교성을 벗어나는 것은 단지 비트의 작은 부분에만 영향을 준다. 수신기(14)는 수신된 신호를 결합하여 부호 패턴 +-++을 사용하는 샘플을 디코딩 한다. b₁에 대해서, 'a' 샘플 a₃으로부터의 간섭은 삭제된다. 그러나, b_N의 디코딩에 대해, 수신기(14)는 다음 식을 얻는다.

4b_N-a₂+a₂' ..........................................................(1)

a₂'이 다음 블럭반복 세트로부터의 샘플이기 때문에, 'a' 샘플로부터 b_N으로의 간섭은 완전하게 삭제되지 않고, a₂와 반드시 동일하지도 않다. 그러나 반복 횟수가 상기 예처럼 4 보다 크면, 'a' 샘플로부터의 간섭이 거의 삭제되는 반면 b_N값은 큰 곱으로 높아질 것이다. 더군다나, 임의의 잠재적인 오류정정 코딩(underlying error correction coding)은, 잠재적 정보에서의 전송오류에 영향이 없이 'a' 신호값으로부터의 삭제되지 않은 간섭에 의해 손실되는, 소수의 'b'값에 내성이 있을 것이다.

따라서, 본 발명에서는 실제에 있어서, IS95에서 사용된 64 반복과 같은, 대량 블럭크기, 대량 반복횟수, 및 추가 오류정정 코딩을 사용함으로서, 다수의 샘플간격 신호 사이에서의 시간 오정렬이 있어도 신호 직교성이 기본적으로 유지될 것이다.

제2 신호(S12)의 요소 'a'와 같은 신호가 서로 다른 길이를 가지는 다중 전파경로를 통해 송신기에서 수신기로 전파될 때, 상기 신호는 제1 경로를 통한 위상 및 진폭 변경을 나타내는 복소수 C₀에 의해 곱해져서 수신되며, 지연된 경로의 위상 및 진폭을 나타내는 복소인자 C₁에 의해 곱해져서 수신될 것이다. 도 4에 하나의 샘플간격의 상대적인 경로지연에 대한 이러한 상태가 나타나 있다. 따라서, 샘플 a₂를 디코딩할 때, 제1 전파경로에 의해 C_oa₂로 위상 및 진폭에서의 변경에 덧붙여서, 제2 경로의 인자 C₁에 의해 진폭 및 위상이 변경된 샘플 a₁이 더해짐으로 해서 추가적인 손실이 발생된다. 도 4에 나타난 바와 같이, 수신기(14) 출력은 4(C₀a₂+C₁a₁)이 되고, 이것은 반복없이 발생된 수신기 출력에 정확히 4배가 된다. 따라서 수신기(14) 출력은 다음과 같이 계속된다.

4C₀a₁+C₁a_N-C₁a_N"......................................................(2)

4C₀a₂+4C₁a₁

4C₀a₃+4C₁a₂

4C₀a₄+4C₁a₃

..........

4C₀a_N+4C₁a_(N-1)

여기서 a_N"는 이전 N 심볼 블럭의 제N 심볼을 의미한다. 제1 을 제외한 모든 출력은 2개의 송신 샘플에 따른다.

참고문헌에서 설명한 것과 같이, 출력 시퀀스는 등화기에 의해 처리될 수 있고, 하나 이상의 샘플지연을 가지는 지연경로를 다룰 수 있게 구성될 수 있다. 이러한 등화기는 상기 식(2)에서 주어진 제1 샘플과 같이, 두 블럭 사이의 경계부분을 제외하고는 정확하게 모든 샘플을 처리할 수 있다. 블럭의 에지(edge)에서의 샘플은 이러한 등화기에 의해 적절하게 처리된다. 근사의 정도는 결합된 반복 횟수 'M'이 4보다 큰 경우에 더욱 좋아져서, 제1 출력은 다음과 같이 된다.

MC₀a₁+(M-3)C₁a_N-a_N"= M(C₀a₁+C₁a_N-C₁(a_N"+3a_N)/M).........................(3)

여기서 오류 C₁(a_N"+3a_N)/M는 M이 커짐에 따라 C₀a₁+C₁a_N과 연관되어 영으로 간다. 그러나, 다른 것은 두 개의 송신된 샘플에만 종속하는 모델을 사용하는 반면, 도 4에서의 상기 예에서는 3개의 샘플 a₁, a_N, a_N"를 기초로 결합한 후 수신기의 종속에 대해 효과적으로 모델할 수 있고, 디코딩 a₁에 상기한 모델을 사용하는 등화기를 구성할 수 있다. 이러한 등화기는 부가적 심볼에 종속하는 신호를 결정하기 위해 더 큰 수의 디코딩 상태 또는 "비터비 상태(Viterbi state)"를 유지하는데 필요하다.

CDMA 시스템에서, 본 발명의 수신기(14)는 다중경로에 대해 종래의 등화(equalization)에 따른 디스프레딩(despreading)을 포함한다. 본 발명에 따라서, 수신기(14)는 비터비 최대공산 시퀀스 추정기(Viterbi Maximum Likelihood Sequence estimator) 형태의 등화기 또는 결정궤환 등화기(Decision Feedback Equalizer: DEF), 또는, 이와 달리 디스프레딩 처리에서 다중경로 전파를 담당하는 적절한 RAKE 수신기를 포함한다. 적절한 RAKE 수신기는 미국특허 제5,305,349호(issued to Dent on April 19, 1994 entitled Quantized Coherent RAKE Receiver)에 설명되어 있으며, 여기서는 참고로 포함하였다.

본 발명에 따른 송신기(16)는 도 5에서와 같이, 회로(20)에 의해 최종 직교 스프레드 스펙트럼 코딩 동작이 실행된 후 신호가 작동하는 블럭 인터리버(block interleaver)(18)를 포함하는 것이 바람직하다. 상기 회로(20)는 비트 반복기(22), 직접 시퀀스 직교코드 발생기(24) 및 모듈로-2 가산기(modulo-2 adder)(26)를 포함한다.

정보소스(28)는 음성 또는 팩시밀리 신호와 같은 정보를 디지털 소스 엔코더(30)에 보내서, 정보를 디지털 형태로 변환한다. 디지털소스 엔코더(30)의 출력은 오류정정 엔코더(32)에 인가되어 잡음과 간섭에 더욱 강한 송신을 만든다. 엔코더(32)의 출력 비트열(b1, b2, b3...)은 각 비트를 M회 샘플하는 비트 반복기(22)에 의해 확산되며, 여기서 M은 원하는 확산인자(spreading factor)이다. 비트식(bitwise) 가산에 의해, 모듈로-2 가산기(26)는 비트식으로 확산 비트열에, 신호용으로 할당되고, 직접시퀀스 직교코드 발생기(24)에 의해 발생되는 특유의 직교코드를 더한다. MxN 블럭 인터리빙 동작이 출력에서 스프레드 스펙트럼 코드화신호 상에서 블럭 인터리버(18)에 의해 실행되어, 반복된 비트가 시간적으로 인접해서 송신되지 않고 오히려 N 비트의 블럭크기로 분리된다. 블럭 인터리버(18)는 비트를 더하거나 삭제하지 않고, 그 송신 순서만 변경하는데, 예를 들면, NxM의 행렬 전치에 의해 변경한다. 이와 달리, 블럭 인터리버(18)가 단순한 블럭 인터리버가 아니라 나선(helical), 대각(diagonal), 또는 블럭-대각 인터리버일 수도 있다. 이 때 스프레드 스펙트럼 코드화 블럭 신호는 변조기(33)에 의해 무선주파수 반송파에 인가된다.

도 5의 송신기(16)는 인터리버(18)를 추가해서 형성되며, 발생기(24)에 의해 생성된 스프레드 스펙트럼 코드가 적응된 정확한 파라메터(M,N)를 가져서, 본 발명에 따른 CDMA 송신기가 된다.

도 6은 정보소스(28), 디지털 소스 엔코더(30) 및 오류정정 엔코더(32)를 포함하는 본 발명에 따른 다른 송신기(35)를 나타낸다.

도 5와 도 6 모두에 나타난 실시예에서는 인터리버(18)에 의해 실행된 인터리빙을 넘는 추가적 인터리빙이 포함될 수도 있는데, 추가 인터리빙의 목적은 수신기(14)에서 오류정정 엔코더에 연속해서 나타나는 동일한 샘플 블럭에서의 오류를 피하기 위한 것이다. 부가적 내부-블럭(within-block) 인터리빙은 오류정정 코딩 처리의 일부로 간주된다.

오류정정 엔코더(32)로부터의 출력은, N개의 연속 비트블럭을 저장하는 블럭 반복부(36)에 연결되어, 블럭을 M회 반복한다. 블럭부호 발생기(37)는 각 반복블럭에 대한 부호를 선택적으로 제공한다. 따라서, 블럭부호 발생기(37)은 단지 블럭 비율로만 직교코드를 발생할 필요가 있고, 신호샘플이 발생되는 비율 또는 "칩 비율"로 발생할 필요는 없다. 블럭부호 발생기(37)로부터의 부호는, 배타논리합(exclusive-OR) 또는 모듈로-2 가산부(38)를 사용하는 블럭 반복부(36)로부터의 비트(b3)와 같은, 신호 샘플들과 결합한다. 다른 방법으로는, 모듈로-2 가산기가 사용된다. 칩-비율 스크램블링 코드(chip-rate scrambling code)는 접속코드 발생기로부터 생성되어 블럭부호 가산기(38)로부터의 출력 비트열을 랜덤화(randomize) 한다. 접속코드 발생기(40)에서 발생된 코드는, 셀룰러 전화시스템의 동일 셀에서의 신호와 같이, 직교되는 모든 신호에 대해 동일해야 한다.

접속코드 발생기(40)는 많은 다른 실시예에서 동작할 수 있다.

제1 실시예에서, 접속코드 발생기(40)의 사용은 선택 사항이고, 일부 시스템에서는 생략할 수도 있다. 서로 직교하는 신호들은 일반적으로 동일한 셀에서 전송된다. 만일 미리 셀에 할당되지 않은 여분의 직교코드를 이용할 수 있다면, 이웃 셀에서 유리하게 이용될 수 있어서, 이웃 셀의 간섭 부분은 제거된다. 선행 기술의 CDMA 시스템은 한 셀의 송신이 이웃 셀의 송신과 동기될 수 없는 것과 같이, 셀 사이에서의 직교성을 이용할 수 없다. 그러나, 본 발명에 따르면, 정확히 동기화되지 않는 점이 셀 사이에서의 직교성에 대한 장해가 되지 않는다. 그러나, 만일 상호직교 코드의 완전한 세트가 제1 셀에서 사용된다면, 이웃 셀은 제2 코드세트를 사용하고 서로 직교하지만 제1 셀의 코드는 직교하지 않는다. 블럭부호 발생기(37)에 내장될 수 있는, 상기한 미국특허 제5,353,352호의 기술을 사용하여 구현할 수 있는, 이러한 추가적인 코드세트는 다른 코드세트와 비직교로 제어되는 것이 바람직하다.

제2 실시예에서, 접속코드 발생기는 블럭 길이와 동일한 길이의 칩 비율 코드를 발생하고 반복된 블럭에 대해 이것을 반복한다. 상기 코드는 다음의 반복블럭 세트에 대해 변경된다. 이러한 제2 기술이 주는 특성은, 소수의 칩에 의해 지연된 다중경로 신호가 도 7의 수신기에서의 접속코드 발생기(52) 및 블럭부호 발생기(54)에 의해 공통으로 발생된 동일한 부호패턴에 의해 디스프레딩 되는 것이다. 따라서 다중경로 전파는 평균기(58)에 의해 출력된 디스프레드 심볼(despread symbols) 사이에서 추가적인 심볼간 간섭(intersymbol interference)을 일으키고, 이것은 최대공산 등화기(60)에 의해 해결된다. 접속코드는 동일한 셀에서의 모든 신호에 대해 동일한 것이 바람직한 반면, 서로 다른 접속코드는 서로 다른 셀에서의 신호에 대해 이용된다. 접속코드는 셀 사이의 비직교성을 제어하는 것이 실현되는, 미국특허 제5,353,352호에 나타난 기술에 따라 선택되는 것이 바람직하다.

제3 실시예에서, 접속코드 발생기(40)는, 다중경로 지연신호가 비지연 신호(non-delayed signal)에 직교하도록 접속코드 발생기(40)가 선택된다. 이것은 절반의 블럭반복에서는 인접 칩의 어떤 쌍과 동일한 부호변경을 적용하고, 블럭반복의 나머지 절반에서는 다른 부호변경을 적용함으로서 실현된다. 이것은 노미널 전파지연(nominal propagation delay)에 대한 +/- 한 칩의 지연이, 노미널 전파경로에 직교하는 다중경로 신호가 되도록 한다. 이 때, 다중경로 신호는 직교하지 않고 오히려 다른 신호코드에 동일하게 코딩된다. 이러한 선택권은, 셀에서의 신호 사이에서의 식별을 위해서는 단지 절반의 코드만 이용되고, 다른 절반의 직교 코드는 +/- 한 칩-지연 다중경로에 나타남에 의해 다중경로를 식별하는 경우에 사용되는 것이 바람직하다.

제4 실시예에서, 접속코드 발생기(40)는 랜덤코드 발생기이거나 또는 상기와는 다른 것이다. 다중경로 신호들은 직교하지도 않고, 비지연 신호로 동일하게 코딩되지도 않는다. 만일 다중경로 신호를 복조하고자 하면, RAKE형 등화기가 사용될 수 있는데, 여기서 수신기는 접속코드 발생기(52)의 서로 다른 시간-시프트 출력을 사용하여 수신된 신호를 디스프레딩하고, 평균기(58)의 다중 순시값을 각각 사용하여 서로 다른 평균을 실행해서 서로 다른 전파지연의 신호선 각각에 해당하는 다중 평균을 생성한다. 이 때, 다른 선들(rays)은, 상기한 미국특허 제5,305,349호에 설명된 바와 같은, 성기게(coarsely) 등화된 계수를 사용하는 RAKE 수신기와 같은 RAKE 등화기에서 결합된다. 이러한 제4 실시예는, 전파지연 차이 또는 동기화 오류에 의해 코드 직교성이 저하되는 경우에 대해서는 적용하지 않는 것이 바람직하다.

편리하게도, 셀룰러 무선 전화 시스템의 서로 다른 셀에서의 신호와 같이, 직교하지 않는 신호들의 그룹은 다른 코드로 제공된다.

도 2, 3 및 4의 수신기(14)는 도 7에 나타낸 본 발명에 따라 구성하는 것이 바람직하다. 원하는 신호, 간섭신호, 잡음신호 및 다중경로 왜곡신호를 포함하는 신호가 안테나(44)로부터 수신되어 다운변환기(downconverter)(46)의 입력에 인가된다. 다운변환기(46)는 무선주파수 신호를 적절히 처리할 수 있는 신호로 다운변환하는데, 복소대역 신호가 바람직하다. 복소대역 신호는 실수부 X 또는 "I"와 허수부 Y 또는 "Q"로 형성된 평행좌표(X, Y)나, 또는 극좌표(R, THETA), 또는 본원에서 참고로 포함된, 미국특허 제5,048,059호(issued to Dent on September 10, 1991, entitled Logpolar Signal Processing) 로그극좌표(log(R), THETA)로 되어 있다. 다운변환기(46)의 출력(47)에서 다운변환된 신호는 접속코드 발생기(52)에 연결된 부호 변경기(48)에 인가된다. 접속코드 발생기(52)에 제공된 접속코드의 부호패턴에 따라 다운변환된 샘플(47)은 가산기(48)에 의해 부호변경되어, 도 6에서의 접속코드 발생기(40)와 같은 해당 송신기 코드발생기에 의해 인가된 접속코드를 제거한다. 도 5에서, 송신기(16)에서의 I 및 Q 샘플에 서로 다른 코드가 인가된 경우, 해당 코드는 도 7의 수신기(14)에서의 I 및 Q 샘플 각각을 대해 사용된다.

부호 변경기(48)로부터의 샘플에 대한 실수부 I 및 허수부 Q는, 동일한 샘플 정보 비트의 반복에 해당하는 모든 칩과 함께 블럭화 기능을 하는 디인터리버(deinterleaver)(56)에 의해 디인터리빙(deinterleaving) 된다. 블럭 부호 발생기(54)에 의해 제공된 직교 부호패턴 세트 중 하나에 따라서, 개개의 반복 부호는 부호 변경기(50)에서 변경된 부호 인가에 의해 동일한 것으로 만들어진다. 이와 달리, 블럭 디스크램블링(descrambling)은 접속코드 발생기(52)를 사용하여 실행된다. 부호 변경기(48, 50) 각각에서의 2번의 부호변경은 분리부호의 곱에 의해 결정되는 단일 부호변경과 동일한 것으로 평가될 것이다. 그러므로, 접속코드 발생기(52) 또는 블럭부호 발생기(54) 또는 이것들이 결합된 것이 적절한 부호 시퀀스를 발생하는 한, 알짜 부호변경(net sign change)이 디인터리빙 이전에 인가되든지 이후에 인가되든지는 문제가 되지 않는다.

반복이 함께 블럭화되고 모든 반복의 부호가 등화된 후에, M 비트의 창(window)에서의 모든 반복을 평균하거나 더하는 평균기(58)에 의해 반복은 함께 결합되며, 여기서 M은 반복 횟수이다. 이와 달리, 평균기(58)는 블럭이동 평균기와 유사한 대역의 저역통과 필터일 수도 있다. 평균기(58)의 출력은 비트당 M 샘플에서 비트당 1 샘플로 다운샘플(downsample)되어 비트 시리즈 b1, b2, b3,...를 생성한다. 이러한 샘플들은 다중경로 전파에 기인한 심볼간 간섭(intersymbol Interference: ISI)을 포함하고, 다음으로 최대공산 등화기(60)에 입력된다. 등화기(60)의 출력은, "1" 및 "0"이 하드 1/0 판정(hard 1/0 decision)보다 오히려 "1 상태(oneness)" or "0 상태(zeroness)"의 정도를 나타내는 값으로 표현되는 "소프트" 형태(soft form)인 것이 바람직하다. 소프트 판정의 유래가 설명된 Hammer의 미국특허 제5,099,499호가 본원에서 참고로 포함되어 있다. 소프트 판정의 사용은, 등화된 신호를 수신하고 소스 디코더(66)에 대한 하드 판정 및 "부정 프레임(bad frame)"의 지시자(indicator)를 생성하는, 오류정정 디코더(decoder)(64)의 성능을 개선시킨다. 소스 디코더(66)는 출력 비트열을 예를 들어 음성신호로 전환하고, 오류사건(error event)을 매스킹(masking)하기 위해 오류정정 엔코더(64)로부터의 부정 프레임 지시자를 사용하고, 잡음 버스트(noise burst)가 감각 음질(perceived speech quality)을 손상하는 것을 막는다. 추가로, 만일 해당 인터리버가 송신기(16)에 사용되면, 등화기(60)와 오류정정 디코더(64) 사이에 디인터리버(62)가 사용된다. 디인터리버(62)에 의한 디인터리빙은 디인터리버(56)의 사용과는 관련되어 있지 않아서 타이밍 오류 또는 다중경로 상태에서 직교성을 개선한다.

미국특허 제08/305,727호(Dent, entitled Simultaneous Demodulation and Decoding Device filed Sept. 14, 1994)에 나타난 복조 기술은 등화기(60), 디인터리버(62) 및 오류정정 디코더(64)의 모든 기능을 실행하며, 이러한 개별적인 장치를 대신해서 사용될 수 있다.

송신기가 정확히 동기되지 않는 경우에 일부 송신된 심볼에 대해 있는, 진정한 직교성으로부터 약간 벗어나는 것은 식(1)로 표시된 것과 같다. 예를 들어, 두 신호에 대한 조인트 복조(joint demodulation) 방법은 다음과 같이 진행된다.

신호 b_N및 a₂가 복조될 현재의 심볼 벡터 V(i)에 속하고, 마찬가지로 N개의 송신된 심볼의 이전 블럭으로부터의 b_N"및 a₂로 V(i-1)가 이루어진다고 하면, 즉

이면, 'b' 심볼에 대한 부호패턴으로 먼저 반복이 결합되고 'a' 심볼에 대해 합 S_a및 S_b가 다음과 같이 구해진다.

S_b= 4b_N-a₂+a_2'

S_a= 4a₂-b_N+b_N"

또는

.................(4)

모든 신호가 복조되었을 경우, 셀룰러 기지국 또는 위성 지상국에서와 같이, 남아있는 비직교성은 조인트 복조, 판정궤환(decision feedback), 또는 이와 달리 본원에서 참고로 포함된 미국특허 제5,151,919호의 감산복조(subtractive demodulation) 방법에 의해 완전하게 보상될 수 있다.

따라서, 4Vi로 되는 합 벡터 Sb, Sa는 작은 양의 이전 벡터 V(i-1) 및 다음 벡터 V(i+1)에 의해 손실되고, 그 양은 다음 식에서의 행렬 M0, M1 및 M2가 되는 "벡터간 간섭(Intervector Interference: IVI)"으로 나타난다.

S = MO.V(i-1) + M1.Vi + M2.V(i+1)...................................(5)

중간 항은 행렬의 역 M1, 즉

에 식(4)를 곱해서 디스크램블 되어, 다음의 식(6)을 얻는다.

.................(6)

이것은 식(4)에 M1^-1을 곱한 것과 같다.

이전 벡터 V(i-1)과 다음 벡터 V(i+1)의 영향은, 식(6)을 사용해서 계산된및 S'(i+1)을 식(6)에 대입하여 대략 제거될 수 있어서, 개선된 추정치 V(i)의 S'(i)를 얻는다. 이러한 처리는 원하는 정밀도를 얻는데 필요한 정도로 반복된다.

그러나 더욱 일반적으로는, 식(5)에 의해 표현된 IVI는 다음과 같은 행렬 횡단 등화기(matrix transversal equalizer)를 사용해서 언스크램블(unscrambled) 된다.

여기서, L은 선택적으로 크기가 정해지고 등화 행렬 H(j)는 원하는 등화 정밀도를 얻도록 선택된다.

블럭당 단지 소수의 N 심볼이 영향을 받는 경우, 특히 심볼이 오류정정 디코더에 의해 추가로 처리될 경우에는, 잔여 비직교성을 보상하는 복잡한 과정을 거칠 필요는 없다. 오류정정 디코더에 인가되기 전에 더 큰 심볼 불확실성을 나타내는 소프트 값에 잔여 비직교성(residual non-orthogonality) 의해 영향을 받는 이러한 심볼들을 일치시키는 것으로 충분하다.

본 발명은 임의의 수의 블럭반복으로서 동작할 수 있고, 월시 아다마르 부호 패턴이 직교세트를 형성하는 정확한 2 제곱이 되지 않는다. 본 발명에 의한 이러한 성능은 무선신호가 원하는 양으로 위상 변경될 수 있고 정확히 180도로 변환되지 않는다는 사실에 기인한다. 일반적인 위상 시프트, 예를 들어 120도가 복소인자를 곱함으로서 다음과 같이 만들어지고 표현될 수 있다.

S = EXP(j2π/3)

본 발명에 따라 심볼블럭이 3회 반복으로 송신된다고 가정하면, 제1 송신기는 3회 블럭반복에 인가되는 0, 120, 240도의 연속적인 위상 시프트로 심볼블럭을 송신한다. S₀, S₁, S₂가 각각 0, 120, 240을 나타낼 때, 다음과 같은 심볼, 즉

S₀=1,

S₁= EXP(j2π/3), 및

S₂= P(j4π/3) = EXP(-j2π/3)

을 사용해서, 제1 송신기는 S₀(b₁,b₂,b₃,...b_N); S₁(b₁,b₂,b₃,...b_N); S₂(b₁,b₂,b₃,...b_N)을 송신하며, 여기서 (b₁,b₂,b₃,...b_N)은 위상 시프트 없이 변조된 심볼블럭을 의미한다. 제2 송신기는 S₀(a₁,a₂....a_N); S₂(a₁,a₂....a_NN); S₁(a₁,a₂....a_N)을 송신하며, 여기서 (a₁,a₂....a_N)는 변조된 심볼블럭을 나타내고, 제3 송신기는 S₀(c₁,c₂....c_N); S₀(c₁,c₂....c_N); S₀(c₁,c₂....c_N)를 송신하며, 여기서 (c₁,c₂....c_N)는 제3 송신기의 변조된 심볼블럭이다

3개의 송신은 직교하는데, 이것은 시퀀스

S_o,S_o,S_o,S_o,S_o,S_o,.....;

S_o,S₁,S₂,S_o,S₁,S₂,.....; 및

S_o,S₂,S₁,S_o,S₂,S₁,......;

가 시간-시프트 된 경우에도 서로 직교하기 때문이다. 이러한 복소수의 상호직교 시퀀스를 푸리에 시퀀스(Fourier sequences)라고 하며, EXP(j2π/L)의 연속적인 제곱으로 형성함으로서 임의의 반복길이 L의 심볼로 될 수 있다.

반복횟수 L이 2의 제곱인 경우에는, 단순한 실수값(real-valued) 월시-아다마르 코드가 사용된다.

본 발명의 양태에 따라서, 다른 직교 시퀀스도 구성될 수 있는데, 예를 들면, 복소수도 아니고 +1/-1의 이진값으로 제한되지도 않는 연속적인 반복에 대한 시퀀스 곱수의 세트로서 구성될 수 있다. 특히, 곱수가 1 또는 0으로 선택되는 경우에, 다음과 같은 직교 시퀀스

1000000100000001000000...

0100000010000000100000...

0010000000100000001000...

0001000000010000000100...

0000100000001000000010...

0000010000000100000001...

0000001000000010000000...

0000000100000001000000...

가 발생하며, 여기서는 각 신호가 '1'이 발생하는 슬롯에서는 송신되고 '0'이 발생하는 슬롯에서는 송신되지 않는 8-슬롯 TDMA 시스템이 설명된다. 따라서, TDMA 시스템은 본 발명의 지연-둔감(delay-insensitive) 직교 코드분할 다중접속 시스템의 특수한 경우로 재생된다. 복소 가중치가 직교 푸리에 시퀀스로부터 선택되는 것과 같이, (b₁,b₂,b₃,...b_N)과 같은 심볼블럭이 동일한 심볼 'b'의 N-폴드 반복을 나타내는 경우와 각 송신기 출력신호가 필터를 사용해 평활화된 경우, 이러한 특수한 경우에 있어서의 본 발명은, 서로 다른 송신이 상대적 지연에 독립적으로 상호직교하거나 서로 다르며 상관없는 주파수 채널을 차지하기 때문에 타이밍을 맞추지 못하는, FDMA 신호화(signaling)를 제공한다.

본 발명의 다른 양태에 따라, TDMA 및 FDMA 시스템은 특별한 시스템으로 재생되고, 코딩 방법을 수정함으로서 지연-둔감 직교 CDMA 모드가 FDMA 또는 TDMA에 부가된다. 도 8에서, 선행 기술 GSM TDMA 신호 버스트 및 프레임 포맷은 8 시간슬롯으로 구성되고, 이들 각각은 데이터 비트로 둘러싸인 동기어 성분을 가지는 신호 버스트를 포함한다. 표준 GSM에서, 8 시간슬롯 각각에서의 데이터 비트는 서로 다른 통신링크 또는 전화호출에 속한다. 다중 시간슬롯을 사용하는 하나의 링크가 허용되는 GSM의 발전은 더 높은 사용자 비트율을 제공하며, 이 경우에 연속적인 슬롯에서의 데이터 비트는 동일한 통신링크 또는 호출로부터 존재할 수 있다.

이와 달리, 도 8(b)에서는, 본 발명에 따라서, 도 8(a)에서와 동일한 데이터 비트가 위상변환 또는 위상변경이 있거나 또는 없이 연속적으로 반복되어, 지연-둔감 복소 CDMA 신호를 형성한다. 도 8(b)에서, 각 반복의 위치는 두 신호 버스트를 걸치는 것이 바람직한데, 이것은 시간슬롯 사이에서 발생하는 안내시간을 피하며 블럭이 동기어에 의해 분리되는 것을 막는데 유용하다. 이것은 타이밍이 맞지 않는 상태에서 직교성을 잘 보존하는 방법에 긍정적 효과를 미치며, 동기어에 직교 위상변경 시퀀스를 인가해야할 필요성을 없앤다. 하나의 블럭이 두 시간슬롯을 걸칠 경우, 블럭은 동기어에 의해서가 아니라 0 에너지가 송신되는 안내시간에 의해 분리된다. 이것은 데이터 심볼을 중복시킬 경우에, 안내시간의 0 에너지 심볼이 동기어의 전체 에너지 심볼보다 간섭을 덜 발생시키는 것처럼, 타이밍이 맞지 않는 상태에서 직교성의 감소를 줄인다.

물론 버스트 내의 반복에 대해 다른 구성이 사용될 수 있으며, 반드시 8 반복일 필요는 없다. 예를 들어, 푸리에 시퀀스를 사용해서, 제8 시간슬롯이 이동단말에서 수신용으로 사용되는 7 반복을 사용하여, 동일 시간에 동일 안테나에 송신기 및 수신기를 접속시키는 듀플렉스 필터(duplex filter) 사용을 피할 수도 있다.

당업자라면 본 발명이 많은 형태 및 실시예를 가질 수 있음을 알 것이다. 본 발명의 이해를 위해 몇 가지 실시예가 제공되었다. 그러나, 이러한 실시예는 본 발명을 설명하고자 하는 것이지 본 발명을 제한하는 것은 아니다. 오히려, 본 발명은, 첨부된 청구범위로 정의되는 발명의 범위 내에 있는, 모든 수정된 것, 동등한 것 및 변형된 것을 포함한다.

Claims

직교블럭 엔코딩을 사용하는 통신시스템에 있어서,

반복블럭에서의 심볼이 정보소스 신호의 연속적인 샘플을 나타내며, 상기 심볼의 상호직교 코딩된 반복블럭을 포함하는 엔코딩된 신호를 반복해서 송신하는 송신기, 및

엔코딩된 신호의 심볼에 대한 직교 엔코딩된 반복블럭을 디코딩하는 수신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제1항에서, 상기 수신기는 상기 엔코딩된 신호를 대응하는 분리채널로 분리하는 서로 다른 직교코드를 사용하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제1항에서,

직교코드를 저장하는 메모리, 및

적어도 하나의 상호 반복블럭에 해당 위상변경 시퀀스를 부과하는 저장된 직교코드에 응답하는 위상 시프터(shifter)를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제1항에서, 상기 수신기는 송신된 상기 엔코딩된 신호로부터 직교 엔코딩을 제거하는 직교블럭 코드제거기, 및

반복블럭 내의 각 심볼에 대한 합 신호를 형성하도록, 상기 직교 코드제거기에 의해 직교 엔코딩이 제거된 후 송신기로부터 연속적으로 수신된 반복블럭에서의 심볼 중 해당하는 것을 더하는 가산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제4항에서, 미리 선택된 비율로 상기 반복블럭을 송신하고, 상기 반복블럭 중의 연속적인 것에 심볼을 더하는 송신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제4항에서, 상기 수신기는 다중경로 전파가 보상되도록, 상기 가산기로부터의 합 신호를 처리하는 등화기를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제1항에서, 디지털 비트 정보로 심볼을 생성하는 디지털 소스 엔코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제7항에서,

반복비트 그룹이 연속적으로 생성되도록, 미리 선택된 횟수로 상기 디지털 소스 엔코더에 의해 생성된 정보의 각 비트를 반복하는 비트 반복기,

직교 코드에 따라서 각 그룹에서의 미리 선택된 비트 수와 같은, 다수의 연속적인 반복비트 그룹 각각의 반복비트에, 부호변경을 선택적으로 부과하는 부호 부과기,

미리 선택된 수의 반복 그룹의 서로 다른 부호변경 비트로 각각 이루어지는 다수의 블럭이 연속적으로 발생되도록 미리 선택된 수의 그룹으로부터의 부호변경 비트를 인터리빙하고, 블럭의 모든 부호변경 비트에 의해 공유되는 공통 부호변경에 대응하는 집합적 부호변경을 하는 인터리버, 및

직교코드에 대응하는 부호변경을 가지는 상기 발생된 블럭에 따라 변조된 신호를 송신하는 신호 변조기를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
직교블럭 엔코딩을 사용하는 통신시스템에 있어서,

각 송신기에서 생성된 정보소스의 샘플을 각각 나타내는 심볼에 대한 상호직교 엔코딩된 반복블럭으로 이루어지는 엔코딩된 신호를 반복적으로 송신하는 다수의 송신기, 및

상기 엔코딩된 송신신호를 수신하고, 상기 수신된 엔코딩된 신호를 대응하는 분리채널로 분리되도록 다수의 송신기 중 서로 다른 것들로 각각 연관된 다수의 직교 코드 중 서로 다른 것들을 이용하여, 상기 다수의 송신기로부터 수신된 엔코딩된 송신신호의 심볼에 대한 직교 엔코딩된 반복블럭을 디코딩하는 수신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제9항에서, 상기 송신기 각각은

직교코드를 저장하는 메모리, 및

상기 저장된 코드에 응답하여, 각 반복블럭에 해당 위상변경 시퀀스를 부과하는 응답기(responder)를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제10항에서, 상기 응답기는 상기 저장된 직교코드에 따라 상기 반복블럭에 180° 위상 시프트를 선택적으로 부과하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제11항에서, 상기 메모리는 상기 반복블럭을 반복해서 송신하는 송신기의 횟수와 같은 비트 수를 가지는 월시-아다마르 코드를 저장하는 메모리를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제9항에서, 상기 수신기는

엔코딩된 송신신호로부터 직교 엔코딩을 제거하는 직교코드 제거기, 및

직교 엔코딩이 직교코드 제거기에 의해 제거된 후 다수의 송신기 중 하나로부터 연속적으로 수신된 반복블럭에서의 심볼 중 해당하는 것을 더하여, 반복블럭 내에 각 심볼에 대한 합 신호를 형성하는 가산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제13항에서,

미리 선택된 반복주기가 되는 미리 선택된 블럭반복 비율로, 상기 블럭이 송신되고,

상기 가산기는 반복주기와 동일한 양에 의해 서로 분리된 연속적인 반복블럭에서의 해당 심볼을 더하는 또 다른 가산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제14항에서, 상기 송신기 각각은

상기 반복블럭이 다수의 서로 다른 직교코드 중 연관된 것에 따라서 송신되는 동안, 상기 반복블럭에 위상 시프트를 선택적으로 부과하는 직교 엔코더, 및

상기 가산기에 인가되기 전에 디코딩 되는 송신기와 각각 연관된 직교코드에 따라 다수의 송신기 각각으로부터 수신된 각 반복블럭을 제거하는 블럭 제거기를 포함하는 수신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제13항에서, 상기 송신기 각각은

상기 반복블럭이 다수의 서로 다른 직교코드 중 연관된 것에 따라서 송신되는 동안, 상기 반복블럭에 위상 시프트를 선택적으로 부과하는 직교 엔코더, 및

상기 가산기에 인가되기 전에 디코딩 되는 다수의 서로 다른 직교코드 중 연관된 것에 따라서 다수의 송신기 각각으로부터 수신된 각 반복블럭을 제거하는 블럭 제거기를 포함하는 수신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제13항에서, 상기 수신기는 다중경로 전파 효과를 보상하기 위해, 가산기로부터의 합 신호를 처리하는 등화기를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제9항에서, 상기 다수의 송신기 각각은 디지털 비트 정보로서 심볼을 생성하는 디지털 소스 엔코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제18항에서, 다수의 송신기 각각은

반복비트 그룹이 연속적으로 생성되도록, 미리 선택된 횟수로 디지털 소스 엔코더에 의해 생성된 정보에 대한 각 비트를 반복하는 반복기,

상기 송신기와 연관된 직교코드에 따라서 각 그룹에서의 미리 선택된 비트 수와 같은, 다수의 연속적인 반복비트의 그룹 각각의 반복비트에, 부호변경을 선택적으로 부과하는 부호 변경기,

미리 선택된 수의 반복 그룹의 서로 다른 부호변경 비트로 각각 이루어지는 다수의 블럭이 연속적으로 발생되도록 미리 선택된 수의 그룹으로부터의 부호변경 비트를 인터리빙하고, 블럭의 모든 부호변경 비트에 의해 공유되는 공통 부호변경에 대응하는 집합적 부호변경을 하는 인터리버, 및

직교코드에 대응하는 부호변경을 가지는 상기 발생된 블럭에 따라 변조된 신호를 송신하는 부호 변조기를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제19항에서, 상기 각각의 송신기는 상기 디지털 소스 엔코더로부터의 디지털 비트 정보 각각에 오류정정 엔코딩을 부과하는 오류정정 엔코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제19항에서, 상기 각각의 송신기는

상기 디지털 소스 엔코더에 의해 생성된 디지털 비트 정보에서의 비율로 접속코드 시퀀스를 발생하는 접속코드 발생기, 및

상기 직교코드 블럭 각각의 개별적인 디지털 비트에 접속코드를 부과하는 접속코드 부과기를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제21항에서, 상기 수신기는 상기 수신기에서 수신된 개개의 디지털 비트 정보를 디코딩하는 접속코드 디코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제19항에서, 상기 디코더는 상기 블럭을 개개의 디지털 비트로 분리하는 디인터리버를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제23항에서, 상기 디인터리버로부터의 개별적인 디지털 비트를 등화하는 최대공산 등화기를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
제23항에서, 상기 수신기는 오류정정 디코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
직교블럭 엔코딩 방법에 있어서,

반복블럭에서의 심볼이 연속적인 샘플을 나타내며, 심볼의 상호직교 엔코딩된 반복블럭으로 이루어진 엔코딩된 신호를 반복해서 송신하는 단계, 및

엔코딩된 송신신호의 심볼에 대한 직교 엔코딩된 반복블럭을 디코딩하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제26항에서, 상기 디코딩 단계는 상기 수신된 엔코딩된 신호를 대응하는 분리채널로 각각 분리하는 서로 다른 직교코드를 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제26항에서,

직교코드를 저장하는 단계, 및

저장된 직교코드에 응답하여, 하나의 반복블럭에 해당 위상변경 시퀀스를 부과하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제26항에서,

송신된 상기 엔코딩된 신호로부터 엔코딩된 신호를 제거하는 단계, 및

직교 엔코딩이 제거된 후 반복블럭에서의 심볼 중 해당하는 것을 더하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제29항에서, 미리 선택된 비율로 상기 반복블럭을 송신하고, 상기 연속적인 반복블럭에 심볼들을 더하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제29항에서, 직교 코딩을 제거하는 상기 단계는

상기 반복블럭 내의 각 심볼에 대한 합 신호를 형성하는 단계, 및

상기 합 신호를 등화기로 처리하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제26항에서, 디지털 비트 정보로 심볼을 엔코딩하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제32항에서,

반복비트 그룹을 연속적으로 생성하기 위해, 미리 선택된 횟수로 디지털 소스 엔코더에 의해 생성된 정보의 각 비트를 반복하는 단계,

직교 코드에 따라서 각 그룹에서의 미리 선택된 비트 수와 같은, 다수의 연속적인 반복비트의 그룹 각각의 반복 비트에, 부호변경을 선택적으로 부과하는 단계,

다수의 반복 그룹을 연속적으로 발생하기 위해 미리 선택된 수의 그룹으로부터의 부호변경 비트를 인터리빙하고, 상기 블럭의 모든 부호변경 비트에 의해 공유되는 공통 부호변경에 대응하는 집단적 부호변경을 하는 단계, 및

직교코드에 대응하는 부호변경을 가지는 상기 발생된 블럭에 따라 변조된 신호를 송신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
다수의 송신기와 상기 송신기와 통신하는 수신기를 가지는 통신시스템에서의 직교블럭 엔코딩 방법에 있어서,

상기 송신기에서 생성된 정보소스 신호의 연속적인 샘플을 각각 나타내는 심볼에 대한 상호직교 엔코딩된 반복블럭을 갖는 엔코딩된 신호를, 상기 다수의 송신기 각각으로부터 반복적으로 송신하는 단계, 및

상기 수신된 엔코딩된 신호를 대응하는 채널로 분리하기 위해서 다수의 송신기 중 서로 다른 것들로 각각 연관된 다수의 직교 코드 중 서로 다른 것들을 사용하여, 상기 수신기에서 상기 다수의 송신기로부터 수신된 엔코딩된 송신신호의 직교 엔코딩된 반복블럭을 디코딩하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제34항에서, 상기 송신 단계는

다수의 송신기 각각에서, 다수의 직교코드 중 서로 다른 것을 각 송신기에 저장하는 단계, 및

상기 저장된 직교 코드에 따라, 각 반복블럭에 위상변경 시퀀스를 부과하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제35항에서, 상기 시퀀스 부과 단계는 상기 저장된 직교 코드에 따라 상기 반복블럭에 부과하기 위한 180° 위상 시프트를 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제36항에서, 상기 저장 단계는

상기 반복블럭을 반복해서 송신하는 송신기의 횟수와 같은 다수의 비트를 가지는 월시-아다마르 코드를 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제34항에서, 상기 디코딩 단계는

엔코딩된 송신 신호로부터 직교 엔코딩을 제거하는 단계, 및

직교 엔코딩이 상기 엔코더에 의해 제거된 후 다수의 송신기 중 하나로부터 연속적으로 수신된 반복블럭에서의 심볼 중 해당하는 것을 더하여, 반복블럭 내에 각 심볼에 대한 합 신호를 형성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제38항에서,

미리 선택된 반복주기가 되는 미리 선택된 블럭 반복 비율로, 상기 블럭을 송신하는 단계,

상기 반복주기와 동일한 양으로 서로 분리된 연속적인 반복블럭에서의 해당 심볼을 더하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제39항에서,

상기 반복블럭이 다수의 서로 다른 직교 코드 중 연관된 것에 따라서 송신되는 동안, 직교 엔코더로 상기 반복블럭에 위상 시프트를 선택적으로 부과하는 단계, 및

상기 심볼 중 해당하는 하나를 더하기 전에 디코딩 되는 송신기와 각각 연관된 직교 코드에 따라 다수의 송신기 각각으로부터 수신된 각 반복블럭을 제거하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제38항에서,

상기 반복블럭이 다수의 서로 다른 직교 코드 중 연관된 것에 따라서 송신되는 동안, 상기 반복블럭에 위상 시프트를 선택적으로 부과하는 단계, 및

상기 심볼 중 해당하는 하나를 더하기 전에 디코딩 되는 다수의 송신기와 각각 연관된 직교 코드에 따라서 다수의 송신기 각각으로부터 수신된 각 반복블럭을 제거하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제38항에서, 다중경로 전파 효과를 보상하기 위해, 합 신호를 처리하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제34항에서, 디지털 비트 정보로서 심볼을 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제43항에서,

반복비트 그룹을 연속적으로 생성하기 위해, 미리 선택된 횟수로 생성된 정보의 각 비트를 반복하는 단계,

상기 송신기와 연관된 직교 코드에 따라서 각 그룹에서의 미리 선택된 비트 수와 같은, 다수의 연속적인 반복 비트의 그룹 각각의 반복 비트에, 부호변경을 선택적으로 부과하는 단계,

선택된 수의 반복 그룹으로부터의 서로 다른 부호변경 비트로 각각 이루어진 다수의 블럭이 연속적으로 발생되도록 미리 선택된 수의 그룹으로부터의 부호변경 비트를 인터리빙하고, 상기 블럭의 모든 부호변경 비트에 의해 공유되는 공통 부호 변경에 대응하는 집합적 부호변경을 하는 단계, 및

직교코드에 대응하는 부호변경이 있는 상기 발생된 블럭에 따라 변조된 신호를 송신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제44항에서, 상기 디지털비트 정보 각각에 오류정정 엔코딩을 부과하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제44항에서,

상기 디지털 소스 엔코더에 의해 생성된 디지털비트 정보에서의 비율로 접속코드 시퀀스를 발생하는 단계, 및

상기 직교코드 블럭 각각의 개별적인 디지털비트에 접속코드를 부과하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제46항에서, 상기 수신기에서 수신된 개개의 디지털비트 정보를 디코딩하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제44항에서, 상기 블럭을 개개의 디지털비트로 분리하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제48항에서, 상기 최대공산 등화기로 상기 개별적인 디지털비트를 등화하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
제49항에서, 수신기용 오류정정 디코딩 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 엔코딩 방법.
다중경로 전파에 대해 개선된 내성을 가지는 스프레드 스펙트럼 엔코딩된 신호의 송신 방법에 있어서,

미리 결정된 제1 개수의 심볼을 포함하는 심볼 블럭을 생성하도록 정보를 엔코딩하는 단계,

선택된 횟수로 각 심볼 블럭의 송신을 반복하는 단계, 및

선택된 부호변경 시퀀스에 따라 연속적으로 반복된 각 블럭의 부호를 변경하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
제51항에서, 상기 스프레드 스펙트럼 엔코딩된 신호는 스프레드 스펙트럼 접속코드와의 결합에 의해 송신 전에 추가로 조절되는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
제52항에서, 상기 스프레드 스펙트럼 접속코드는 서로 다른 송신기에 의해 공통으로 사용되는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
제51항에서, 상기 부호 또는 위상변경의 선택된 시퀀스는 송신기에 따라 서로 다른 것을 특징으로 하는 송신 방법.
제54항에서, 상기 서로 다른 시퀀스는 서로 직교하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
스프레드 스펙트럼 코드화 신호를 디코딩 하는 방법에 있어서,

상기 코드화 신호를 포함하는 다수의 중첩된 스프레드 스펙트럼 신호의 합으로 되는 합성신호를 수신하고, 신호 샘플이 생성되도록 상기 합성신호를 샘플링하는 단계,

디스프레드 샘플이 생성되도록, 중첩된 스프레드 스펙트럼 신호 중 특별한 하나와 연관된 위상 변경에 대한 미리 할당된 패턴으로부터 선택된 위상 변경을 사용하여, 미리 결정된 수의 샘플에 의해 분리되는 선택된 신호 샘플들을 결합하는 단계, 및

다중경로 전파가 보상되도록 등화기를 사용하여 디스프레드 샘플을 처리하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 디코딩 방법.
직교 블럭 엔코딩을 사용하는 통신시스템용 송신기에 있어서,

정보소스 신호 생성기,

상기 정보소스 신호의 샘플을 각각 나타내는 상호직교 엔코딩된 반복블럭으로 이루어진 엔코딩된 신호를 반복적으로 송신하는 송신기 회로,

직교코드를 저장하는 메모리, 및

각 반복블럭에 해당 위상변경 시퀀스를 부과하는 저장된 직교코드에 응답하는 위상 시프터를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
제57항에서, 디지털비트 정보로서 심볼을 생성하는 디지털 소스 엔코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
제58항에서,

반복 비트 그룹이 연속적으로 생성되도록, 미리 선택된 횟수로 디지털 소스 엔코더에 의해 생성된 정보의 각 비트를 반복하는 반복기,

상기 송신기와 연관된 직교코드에 따라서 각 그룹에서의 미리 선택된 비트 수와 같은, 다수의 연속적인 반복비트 그룹 각각의 반복비트에, 부호변경을 선택적으로 부과하는 부호 변경기,

미리 선택된 수의 반복 그룹의 서로 다른 부호변경 비트로 각각 이루어진 다수의 블럭이 연속적으로 발생되도록 미리 선택된 수의 그룹으로부터의 부호변경 비트를 인터리빙하고, 상기 블럭의 모든 부호변경 비트에 의해 공유되는 공통 부호변경에 대응하는 집합적 부호변경을 하는 인터리버, 및

직교코드에 대응하는 부호변경을 가지는 상기 발생된 블럭에 따라 변조된 신호를 송신하는 부호 변조기를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
제59항에서, 디지털 소스 엔코더로부터의 디지털비트 정보 각각에 대해 오류정정 엔코딩을 부과하는 오류정정 엔코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
상호직교 엔코딩된 심볼의 반복블럭을 가지는 엔코딩된 송신신호를 처리하는데 사용되는 수신기에 있어서,

수신된 엔코딩된 신호가 해당 분리채널로 분리되도록, 송신기 중 서로 다른 것들과 연관된 다수의 직교코드 중 서로 다른 것들과 각각 연관된, 다수의 직교코드 중 서로 다른 것을 사용하여, 상기 엔코딩된 송신신호를 수신하고, 송신기로부터 수신된 엔코딩된 송신신호의 심볼에 대한 직교 엔코딩된 반복블럭을 디코딩하는 수신기 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
제61항에서,

상기 엔코딩된 송신신호로부터 직교 엔코딩을 제거하는 직교코드 제거기, 및

반복블럭 내의 각 심볼에 대한 합 신호가 형성되도록, 상기 직교코드 제거기에 의해 상기 직교 엔코딩이 제거된 후에 연속적으로 수신된 반복블럭에서의 심볼 중 해당하는 것들을 더하는 가산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
제62항에서,

미리 선택된 반복주기가 되는 미리 선택된 블럭 반복율로, 상기 블럭이 송신되고,

상기 반복주기와 동일한 양으로 서로 분리되는 연속적인 반복블럭에서의 해당 심볼을 더하는 또 다른 가산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
제63항에서, 상기 수신기는 상기 가산기에 인가되기 전에 송신기와 연관된 직교코드에 따라 송신기로부터 수신된 각각의 반복블럭을 제거하는 블럭 제거기를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.