FI108589B - Vähentävä CDMA-demodulaatio - Google Patents

Description

*08589 Vähentävä CDMA-demodulaatio

Keksintö liittyy koodijakokanavointi Code Division Multiple Access (CDMA) (koodijakoinen multippelikytkentä) tekniikan käyttöön solukkoradio-uhelinjärjestelmissä, ja erityisesti parannettuun CDMA-demodulaatio-menetel-5 mään, joka perustuu moninkertaisten CDMA-signaalien peräkkäiseen vähentämiseen signaalien suuruusjärjestyksessä.

Solukkopuhelinteollisuuden kaupallinen toiminta on sekä yhdysvalloissa että muualla maailmassa ottanut ilmiömäisiä askelia. Toiminnan kasvu tärkeimmillä kaupunkialueilla on ylitänyt voimakkaasti odotukset ja järjestelmän 10 kapasiteetti on ylittymässä. Jos tämä trendi jatkuu, voimakkaan kasvun vaikutukset saavuttavat jopa pienimmät markkinat. Näiden suurenevien kapasiteettitarpeiden täyttäminen sekä korkealaatuisen palvelun takaaminen ja nousevien kustannusten välttäminen vaatvat innovatiivisia ratkaisuja.

Kaikkialla maailmassa on eräs tärkeä askel solukkojärjestelmien 15 siirtyminen analogisesta siirrosta digitaaliseen siirtoon. Yhtä tärkeää on tehokkaan digitaalisen siirtomenetelmän valinta seuraavan sukupolven solukkoteknologian toteutusta varten. Lisäksi, laajasti uskotaan, että ensimmäisen sukupolven henkilökohtaiset tietoliikenneverkot (PCN = Personal Communications Networks) (jotka käyttävät halpoja, taskukokoisia, langattomia 20 puhelimia, joiden avulla käyttäjä voi mukavasti ottaa ja vastaanottaa puheluja kotona, toimistossa, sekä kadulla ja muualla) olisi varustettava solukko-kantoaalloilla, jotka käyttäisivät solukkojärjestelmän infrastruktuuria ja solukkotaajuuksia. Tärkein näiltä uusilta järjestelmiltä vaadittu ominaisuus on * 5 niiden kasvanut liikenne kapasiteetti.

*;5’ 25 Nykyisin suoritetaan kanavien jakaminen (access) käyttäen ί ·' taajuusjakokanavointia (FDMA) ja aikajakokanavointia (TDMA). Kuten kuviossa « » 1(a) on kuvattu, taajuusjakokanavoinnissa kommunikaatiokanava on yksi • · · v : radiotaajuuskaista, jolle signaalin lähetysteho oh keskitetty. Vierekkäisten kanavien toisilleen aiheuttamat häiriöt pidetään pieninä käyttämällä kaistan-·:-·· 30 päästösuodattimia, jotka päästävät energiaa vain määrätylle taajuuskaistalle.

.··*. Siten, koska kullekin kanavalle on annettu erilainen taajuus, järjestelmän kapasiteettia rajoittavat käytettävissä olevat taajuudet sekä kanavien ' · * * uudelleenkäytön aiheuttamat rajoitukset.

TDMA-järjestelmissä, kuten on esitetty kuvassa 1(b), yksi kanava 35 koostuu samalla taajuudella olevien peräkkäisten aikaintervallien muodostaman junan yhdestä aikavälistä. Kutakin peräkkäisten aikavälien joukkoa kutsutaan Π 8 5 89 2 ί kehykseksi. Annetun signaalin energia on rajoitettu yhdelle näistä aikaväleistä. Vierekkäisten kanavien toisilleen aiheuttamat häiriöt on rajoitettu käyttämällä aikaportteja tai muita synkronointielementteja, jotka päästävät vastaanottamansa energian lävitseensä vain oikeana aikana. Siten, erilaisten 5 suhteellisten signaalitasojen aiheuttama interferenssi pidetään pienenä.

TDMA-järjestelmän kapasiteetti suurennetaan kompressoimalla siirtosignaali lyhyemmälle aikavälille. Tämän seurauksena, informaatio on lähetettävä vastaavasti nopeammalla pursketaajuudella, mikä vastaavassa suhteessa lisää varattua taajuusspektriä.

10 FDMA- tai TDMA-järjestelmien tai hybridi FDMA/TDMA-järjestelmien tavoitteena on varmistaa, että kaksi mahdollisesti toisiaan häiritsevää signaalia ei varaa samaa taajuutta samaan aikaan. Sitävastoin, koodijakokanavointi (CDMA) antaa signaalien olla keskenään päällekkäin sekä ajan että taajuuden ! suhteen, kuten kuviossa 1(c) on esitetty. Siten, kaikki CDMA-signaalit jakavat 15 saman taajuusspektrin. Sekä taajuus- että aika-alueella monitiekanavointi- ! signaalit näyttävät olevan toistensa päällä. Pääasiallisesti, lähetettävä informatiivinen tietovuo painotetaan näennäissatunnaisen koodigeneraattorin kehittämän bittinopeukseltaan suuremman tietovuon avulla. Informatiivinen tietovuo ja korkeabittinen tietovuo yhdistetään kertomalla nämä kaksi bittivirtaa 20 yhteen. Näiden bittinopeukseltaan suuremman signaalin ja bittinopeukseltaan pienemmän tietovuon yhdistämistä kutsutaan informatiivisen tietovuosignaalin koodaamiseksi tai levittämiseksi. Jokaiselle informatiiviselle tietovuolle tai ^ kanavalle on allokoitu ainutlaatuinen levityskoodi. Joukko koodattuja , informaatiosignaaleja lähetetään radiotaajuisilla kantoaalloilla ja vastaanotetaan .I'! 25 kaikki yhdessä yhdistettynä signaalina (komposiittisignaali) vastaanottimessa.

Jokainen koodatuista signaaleista on päällekkäin jokaisen muun koodatun ; signaalin kanssa, sekä myös häiriöihin liittyvien signalien kanssa, sekä ’ taajuudessa että ajassa. Vastaava informaätiosignaali eristetään ja dekoodataaan korreloimalla yhdistetty signaali yhden ainutlaatuisen (levitys-) » 30 koodin kanssa.

CDMA-kommunikaatiotekniikkaan liittyy useita etuja. CDMA-tekniikkaan pohjautuvien solukkojärjestelmien kapasiteettirajoitusten on arvioitu olevan aina jopa kaksikymmentä kertaisia verrattuna olemassaolevaan analogia •;1 ’ teknologiaan, johtuen laajakaistaisen CDMA-järjestelmän ominaisuuksista, joina 35 voidaan mainita parannettu koodaussaanto/modulaatiotiheys, ääniaktiivisuuden ·:··: avulla toteutettu avainnus (voice activity gating), sektorisointi ja saman spektrin 1 0 8 5 89 3 uudelleenkäyttö jokaisessa solussa. CDMA on käytännöllisesti katsoen immuuni monitieinterferenssille, ja CDMA eliminoi häipymisen ja staattisuuden tarjoten siten parannetun toiminnallisuuden kaupunkialueilla. Äänen CDMA-siirto suuribittisellä dekooderilla takaa lyömättömän, realisjtisen äänenlaadun. CDMA 5 tarjoaa lisäksi erisuuruisia datanopuksia siten mahdollistaen useiden erilaisten äänenlaatujen tarjoamisen asiakkaille. CDMA:n sekoitettu signaalimuoto eliminoi ylikuulumisen ja tekee puheluiden salakuuntelemisen ja seuraamisen hyvin vaikeaksi ja kalliiksi, siten varmistaen soittajille enemmän yksityisyyttä ja immuniteettia ilmatiellä tapahtuvia rikoksia vastaan.

10 Konventionaalisen CDMA-tekniikan tarjoamista lukuisista eduista huolimatta rajoittaa dekoodausprosessi konventionaalisen CDMA-järjestelmän kapasiteettia. Oikean informaatiosignaalin korreloiminen (yhdistäminen) oikeaan käyttäjään on monimutkainen tehtävä, koska niin useiden eri käyttäjien kommunikaatiot menevät päällekkäin sekä ajallisesti että taajuudessa. 15 Käytännöllisissä CDMA-toteutuksissa kapasiteettia rajoittaa signaalikohinasuhde (S/N), joka mittaa olennaisesti toisiinsanähden päällekkäisten signaalien aiheuttamaa interferenssiä sekä taustakohinaa. Ongelma, joka on ratkaistavana, on se miten suurennetaan järjestelmän kapasiteettia ja samalla säilytetään järkevä signaalikohinasuhde, jotta signaalin dekoodaus voidaan suorittaa 20 tehokkaasti ja tarkasti.

Esillä oleva keksintö ratkaisee edellä mainitut ongelmat käyttäen ..V: vähentävää CDMA-demodulointi tekniikkaa. Tarkemmin ilmaistuna keksinnön • · tavoitteet saavutetaan menetelmällä ja järjestelmällä, joille on tunnusomaista se, . mitä sanotaan itsenäisissä patenttivaatimuksissa. Useisiin, vastaanotetun • · · :v. 25 yhdistetyn signaalin muodostaviin, toisiinsanähden päällekkäisiin signaaleihin • · uponneen koodatun informaatiosignaalin optimaaliseksi dekoodaamiseksi radiovastaanotin korreloi (correlates) dekoodattavaa signaalia vastaavan • · · ’ ainutlaatuisen koodin yhdistettyyn signaaliin. Kunkin informaatiosignaalin dekoodaamisen jälkeen, se koodataan uudelleen ja poistetaan yhdistetystä 30 signaalista. Tämän seurauksena voidaan myöhemmät muissa vastaanotetun yhdistetyn signaalin signaaleissa suoritettavat korreloimiset (correlations) . ·: ·. suorittaa vähemmän interferenssin vaikutuksen alaisena, eli siis tarkemmin.

Vähentävää demodulaatiotekniikkaa parannetaan dekoodaamalla yhdistetty (composite) signaali järjestyksessä alkaen voimakkaimmasta » I · : 35 heikoimpaan signaalin voimakkuuteen. Toisin sanoen, voimakkain signaali yhdistetään (korreloidaan) ja poistetaan ensimmäiseksi. Siten poistetaan ί ϋ Β 5 8 9 4 heikomman signaalin dekoodauksen/korrelaation aikana yhdistetyssä signaalissa olevan vahvimman informaatiosignaalin aiheuttama interferenssi. Täten, jopa heikoimman signaalin dekoodausmahdollisuus lisääntyy suuresti.

Keksinnön edullisessa suoritusmuodossa yksittäisen informaatio-5 signaalin koodaaminen suoriatetaan jakamalla kullekin signaalille ainutlaatuinen kehysvirheen tarkastus koodi (block-error correction code), joka voidaan vaivatta korreloida käyttäen nopean Walshin muunnoksen toteuttavaa piiriä. Korreloidut signaalit koodataan uudelleen toistamalla nopea Walshin muunnos toistamiseen siten, että korreloidut signaalit voidaan poistaa yhdistetystä signaalista.

10 Käsiteltävänä olevaa keksintöä kuvataan nyt yksityiskohtaisemmin viitaten keksinnön edullisiin suoritusmuotoihin, kuitenkin pitäen niitä vain esimerkkeinä, ja esittäen suoritusmuodot liitetyissä piirroksissa, joissa:

Kuviot 1(a)- 1(c) esittävät kanavien jakoa, käyttäen erilaisia jako-kanavointi tekniikoita; 15 Kuvio 2 esittää joukon signaalikaavioita, jotka kuvaavat CDMA- signaalin generointia;

Kuviot 3 ja 4 esittävät joukon signaalikaavioita, jotka kuvaavat CDMA-signaalin dekoodausta;

Kuvio 5 esittää joukon signaalikaavioita, jotka kuvaavat keksinnön 20 mukaisen vähentävän CDMA-demodulaation;

Kuvio 6 on CDMA-lähettimen ja vastaanottimen toiminnallinen kytkentäkaavio; :·.Kuvio 7 on keksinnön mukaisen vähentävän CDMA-demodulaattorin . toiminnallinen kytkentäkaavio; 25 Kuvio 8 on kuviossa 7 esitetyn signaalin voimakkuus prosessorin toiminnallinen kytkentäkaavio;

Kuvio 9 on graafinen esitys, jossa verrataan tavanomaisen CDMA-' tekniikan signaalikohinasuhdetta keksinnön mukaisen vähentävän CDMA- tekniikan signaalikohinasuhteeseen; ja 30 Kuvio 10 on keksinnön mukaisen vähentävän CDMA- demodulaattorin erään suoritusmuodon toiminnallinen kytkentäkaavio.

. · ·. Koska seuraava kuvaus on liikkuvia tai mobiileja radiopuhelimia ja/tai l.. henkilökohtaisia tietoliikenneverkkoja sisältävien solukkopohjaisten tietoliikenne järjestelmien yhteydessä ymmärtää alan ammattilainen sen, että käsiteltävänä v ·' 35 olevaa keksintöä saa myös soveltaa muihin tietoliikennesovelluksiin.

ί o 8 5 8 9 5 Käsiteltävänä olevaa keksintöä kuvataan nyt yhdessä kuvioissa 2-4 olevien signaalikaavioiden kanssa, jotka esittävät tavanomaisten CDMA-järjestelmien koodaus- ja dekoodausprosesseissa olevia esimerkki aaltomuotoja, Käyttäen näitä samoja kuvien 2-4 aaltomuotoesimerkkejä esitetään 5 kuviossa 5 keksinnön mukaisen CDMA-tekniikan toimintaa verrattuna tavanomaiseen CDMA-tekniikkaan.

Kuviossa 2 signaalikaavioina (a) ja (b) esitetyt kaksi erilaista datavuota edustavat kahden erillisen tietoliikennekanavan läpi kuljetettavaa digitoitua informaatiota. Signaali 1 on moduloitu käyttäen suuribittinopeuksista 10 digitaalista koodia joka on erityislaatuinen ja tarkoitettu ainoastaan signaalia 1 varten, kuten on esitetty signaalikaaviossa (b). Käsiteltävän keksinnön yhteydessä termi "bitti" viittaa informaatiosignaalin yhteen numeroon. Termi "bitti periodi" viittaa aikaan, joka kuluu bittisignaalin alkamisen ja loppumisen välillä. Termi "lastu" (chip) viittaa suuribittinopeuksisen koodaussignaalin yhteen 15 numeroon. Vastaavasti lastuperiodi viittaa aikaan, joka kuluu lastusignaalin alkamisen ja loppumisen välillä. Luonnollisesti, bittiperiodi on paljon pidempi, kuin lastuperiodi. Signaalikaavio (c) esittää tämän modulaation tuloksen, joka on olennaisesti kahden signaalin aaltomuodon tulo. Boolean merkintöjä käyttäen, kahden binaarisen aaltomuodon modulaatio on olennaisesti poissulkeva TAI-20 opoeraatio (exclusive-OR). Kuten signaalikaaviot (d) - (f) esittävät, signaalille 2 suoritetaan vastaavat toimintosarjat. Käytännössä, tietysti, solukkoradiopuhelin- ..V: liikenteen käytössä olevan taajuusspektrin yli on levittetty paljon useampi kuin • ‘. kaksi koodattua informaatiosignaalia.

. .·. Jokaista koodattua signaalia käytetään RF-kantoaallon moduloi- 25 misessa, käyttäen yhtä lukuisista modulointitekniikoista, kuten qudratuurivaihe-modulaatiota (Qudrature Phase Shift Keying = QPSK). Kukin moduloitu kantoaalto lähetetään radiotien (air interface) läpi. Radiovastaanottimessa, kuten • · · ‘ solukkoradiojärjestelmän tukiasemassa, kaikki toisiensa kanssa päällekkäin olevat signaalit samalla allokoidulla taajuuskaistalla vastaanotetaan yhdessä. 30 Individuaalisesti koodatut signaalit lisätään toisiinsa, kuten on esitetty kuvion 3 • · · signaalikaavioissa (a) - (c), siten, että ne muodostavat yhdistetyn signaalin aaltomuodon.

• · · ,···. Vastaanotetun signaalin sopivalle kantataajuustaajuudelle tapahtu neen demodulaation jälkeen tapahtuu yhdistetyn signaalin dekoodaus. Signaali v ; 35 1 voidaan dekoodata tai uudelleen levittää kertomalla signaalikaaviossa (c) » oleva vastaanotettu yhdistetty signaali sillä ainutlaatuisella koodilla, jota on 108589 6 alkujaan käytetty moduloimaan signaali 1, kuten on esitetty signaalikaaviossa (d). Muodostuva signaali analysoidaan signaalin kunkin informaatiobitin periodin polariteetin (korkea tai matala, +1 tai -1, "1" tai "2") päättelemiseksi.

Nämä päätökset voidaan tehdä ottamalla yhden bittiperiodin lastusen 5 (chip) polariteettien keskiarvo tai niiden enemmistön arvo. Tällainen "kova päätöksenteko" prosessi on hyväksyttävissä niin kauan kuin signaalista ei ole epävarmuutta (signal ambiguity).Esimerkiksi signaalikaaviossa (f) olevan ensimmäisen bittiperiodin aikana keskimääräinen lastusen arvo on +1,00, joka ilmaisee vaivatta +1 arvoista bittipolariteettia. Samalla tavoin, kolmannen 10 bittiperiodin aikana keskimääräinen lastusen arvo on +0,75. Tämän seurauksena, bitin polariteetti on todennäköisimmin +1. Kuitenkin, seuraavassa bittiperiodissa keskiarvo on nolla, eikä lastusten enemmistön arvoja laskevalla-tai keskiarvotestillä saada hyväksyttävää polariteettiarvoa.

Epävarmoissa tapauksissa on bitin polariteetin määrittämiseksi 15 käytettävä "pehmeää" päätöksentekoprosessia. Esimerkiksi, analoginen jännite, j joka vastaa vastaanotettua signaalia takaisinlevityksen jälkeen, voidaan ! integroida useiden, yhtä informatiobittiä vastaavien, lastus periodien yli. Saadun nettointegrointituloksen polariteetti indikoi, että bitin arvo on +1 tai -1.

Signaaliin 1 verrattuna samanlaisen signaalin 2 dekoodaus, on 20 esitetty kuvion 4 signaalikaavioissa (a) - (d). Kuitenkin, dekoodauksen jälkeen ei ole olemassa epävarmoja bitin polariteettitilanteita.

..V: Teoreettisesti, tätä dekoodusmenetelmää voidaan käyttää f... dekoodaamaan jokainen signaali, joka muodostaa yhdistetyn signaalin.

. .·. Ideaallisesti, ei haluttavien, interferenssiä aiheuttavien signaalien vaikutus 25 minimoidaan jos digitaaliset levityskoodit ovat ortogonaalisia eli suorakulmaisia • · verrattuna niihin signaaleihin, joiden vaikutusta ei haluta. Kaksi koodi aon ortogonaalisia, jos tasan puolet niiden biteistä on erilaisia. Valitettavasti, i * * ’ äärelliselle sanapituudelle on löydettävissä vain tietty määrä ortogonaalisia koodeja. Toinen ongelma on se, että ortogonaalisuus voidaan saavuttaa vain 30 kahden signaalin välinen suhteellinen aikasovitus pystytään pitämään tiukasti samana. Tietoliikenneympätistöissä, joissa liikkuvat radioyksiköt liikkuvat .···. jatkuvasti, kuten esimerkiksi solukkojärjestelmissä, on vaikea saavuttaa riittävää · · aikasovitusta.

Koska koodin ortogonaalisuutta ei voida taata, häiriöihin pohjautuvat * ·» v : 35 signaalit interferoivat erilaisten koodigeneraattorien, esimerkiksi solukkoradio- *"*i puhelinten, tuottamien oikeiden bittisarjojen kanssa. Kuitenkin, kun verrataan 108589 7 alkuperäisten koodattujen signaalien sisältämää energiaa häiriösignaalien sisältämään energiaan, havaitaan, että häiriösignaalien sisältämä energia on usein vähäinen. Suhteellisten signaalien energioita käytetään usein termiä "muokkaussaanto" (processing gain). Muokkaussaanto on määritelty levitys- tai 5 koodausbittinopeuden suhteena vastaavaan informaatiobittinopeuteen. Siten, muokkaussaanto on olennaisesti levityssuhde (spreading ratio). Mitä suurempi on koodausbittinopeus, niin sitä laajemmalle informaatio leviää ja sitä suurempi on levityssuhde. Esimerkiksi, 1 kilobitti/s informaationopeudella, jota käytetään 1 megabitti/s koodaussignaalin moduloimiseksi antaa muokkaussaannoksi 10 1000:1.

Suuret muokkaussaannot pienentävät ei korreloiduilla signaaleilla moduloitujen häiriösignaalien todennäköisyyden. Esimerkiksi, muokkaussaantoa käytetään sotilasteknologiassa mittaamaan vihollisen sekoitussignaalien tukahtumista. Toisissa ympäristöissä, esimerkiksi solukkojärjestelmissä, 15 muokkaussaanto viittaa toisten, samalla kommunikaatio kanavalla olevien, ei korreloidulla koodilla varustettujen, tosin ystävällisten, signaalien tukahtumiseen.

Tämän keksinnön yhteydessä, häiriösignaalit sisältävät sekä vihollisen signaalit, ; että ystävällismieliset signaalit. Tosiasiassa, häiriöt on määritelty minä muuna signaalina tahansa, kuin sinä signaalina, joka on kiinnostuksen kohteena, eli 20 dekoodattavana. Kun laajennetaan edellä esitetty esimerkkiä, jos vaaditaan 10:1 signaalihäiriösuhdetta, ja muokkaussaanto on 1000:1, tavanomaiset CDMA- järjestelmät sallivat aina 101 signaalin jakavan saman kanavan. Dekoodauksen aikana 100 alkuperäisistä 101 signaalista tukahdutetaan 1/1000 osaan . .·. alkuperäisestä häiriövoimakkuudesta. Kokonaisinterferenssienergia on siten :v. 25 100/1000 tai 1/10 verrattuna vaadittuun informaatioenergiaan, joka on (1). Kun » · informaatiosignaalin energia on kymmenen kertaa suurempi kuin häiriö tai interferenssi energia, voidaan informaatiosignaali korreloida (correlate) tarkasti.

• · « ’ Yhdessä vaaditun signaalihäiriösuhteen kanssa, muokkausaanto päättää samalla kanavalla olevien päällekkäisten signaalien lukumäärän. Se, : 30 että tämä on yhä tavanomainen tapa ajatella CDMA-järjestelmien kapasiteetti • I · rajoituksia, voidaan tarkistaa lukemalla esimerkiksi " Trans. IEEE on Vehicular

Technology, November 1990, Gilhousen, Jacobs, Viterbi, Weaver ja Wheatley, ,·’··. On the Capacity of a cellular CDMA System." » · Päinvastoin, kuin miten tavanomaisesti ajatellaan, tämän keksinnön v ·’ 35 tärkeä piirre on sen tunnustaminen, että hajaspektrisen demodulaattorin ‘:‘: muokkaussaanto ei rajoita ystävällismielisten CDMA-signaalien tukehduttamista, 8 ί ! ίOB 589 Ι mikä tapahtuu sotilastyyppisille sekoitussignaaleille. Laaja prosenttiosuus vastaanotetun yhdistetyn signaalin sisältämistä muista signaaleista ei ole tuntemattomia sekoitussignaaleja tai ympäristökohinaa, jota ei voi korreloida. Sen sijaan, suurin osa häiriöistä, kuten yllä määriteltiin, on tunnettua ja sitä 5 käytetään kiinnostavan signaalin dekoodauksen helpottamisessa. Sitä tosiasiaa, että suurin osa näistä häiriösignaaleista, sekä niitä vastaavista koodeista, on tunnettuja, käytetään tässä keksinnössä lisäämään järjestelmän kapasiteettia ja signaalin dekoodausprosessin tarkkuutta. Sen sijaan, että dekoodattaisiin kukin informaatiosignaali yhdistetystä (composite) signaalista, keksintö myös poistaa 10 kunkin informaatiosignaalin yhdistetystä signaalista sen jälkeen, kun se on ! dekoodattu. Jäljelle jääneet signaalit dekoodataan vain yhdistetyn signaalin jäänteestä. Vastaavasti, jo dekaadattujen signaalien siirron tapahtuminen kommunikaatiokanavalla ei häiritse muiden signaalien dekoodausta. Esimerkiksi, kuviossa 5, jos signaali 2 on jo dekoodattu, kuten signaalikaavio (a) 15 näyttää, signaali 2:sen koodattu muoto voidaan rekonstruoida, kuten on esitetty signaalikaavioissa (b) ja (c), sekä vähentää signaalikaavion (d) yhdistetystä signaalista koodatun signaalin 1 jättämiseksi signaalikaavioon (e). Signaali 1 saadaan helposti takaisin kertomalla koodattu signaali 1 koodilla 1 signaalin 1 rekonstruoimiseksi. On merkittävää, että koska tavanomainen CDMA-20 dekoodausmenetelmä, kuvion 3 signaalikaaviossa (f), oli kykenemätön päättämään sen, oliko signaali 1:sen toisen bittiperiodin informaatiobitin .;Y: polariteetti +1 vai -1 keksinnön mukaisen dekoodausmenetelmä ratkaisee tämän i * ·.. epävarmuuden yksinkertaisesti poistamalla yhdistetystä signaalista signaalin 2.

; Kuvio 6 esittää tavanomaisen CDMA-järjestelmää. Radiotaajuisen • t ♦ 25 (RF) kommunikaatiokanvan läpi lähetettävä digitaalinen informaatio 1 koodataan CDMA-kooderilla 20. Koodattua signaalia käytetään RF-kantoaallon • »· !,.* moduloimisessa sekoittimessa 22. Moduloitu kantoaalto lähetetään radiotien läpi • a · lähetysantennin 24 kautta. Muista lähettimistä (2...N) tuleva digitaalinen informaatio voidaan lähettää samalla tavalla. Radiovastaanottimen 25 30 vastaanotin antenni 26 vastaanottaa yhdistetyn (composite) RF-signaalin ja « * · demoduloi yhditetyn signaalin käyttäen toista sekoitinta 28. Haluttu signaali erotetaan yhdistetystä signaalista kertomalla se, vastaava, koodi, jota alunperin .··. käytettiin CDMA-kooderissa 20 halutun signaalin koodaamisessa, yhteen • · yhdistetyn signaalin kanssa. Teoriassa, vain haluttu signaali korreloidaan ja : 35 rekonstruoidaan dekooderissa 34.

108589 9

Kuvion 7 yhteydessä esitetään yksityiskohtainen kuvaus dekooderin I 34 eräästä suoritusmuodosta. Antennissa 26 vastaanotetaan, samalla kommunikaatiokanavalla, suuri joukko päällekkäisiä koodattuja signaaleja yhdistettynä RF-signaalina. Demodulaattori 28 muuttaa vastaanotetun RF- 5 signaalin prosessointia varten sopivalle taajuudelle. Tällainen sopiva taajuus voi olla esimerkiksi nollataajuuden (DC) ympärillä, ja yhdistetty signaali voi koostua

kompleksisista komponenteista, joilla on reaali- ja kompleksitekijät tai I ja Q

komponentit. Ensimmäinen digitaalinen käsittelylohko 40 sisältää ensimmäisen koodigeneraattorin 32 sovitettuna yhteen ensimmäisen demoduloitavan 10 signaalin kanssa. Keksinnön eräässä edullisessa suoritusmuodossa ensimmäisessä datankäsittelylohkossa 40 olevan koodigeneraattorin 32 asettama erityinen koodi voidaan valita satunnaisesti, mutta koodien generointijärjestys perustuu signaalin voimakkuuteen. Signaalinvoimakkuus- I prosessori 29 monitoroi kunkin sellaisen signaalin suhteellista voimakkuutta, 15 joka signaali yhdessä muiden kanssa muodostaa yhdistetyn signaalin.

Solukkojärjestelmien yhteydessä, jos matkapuhelinkeskus (MSC) tai tukiasemat (BS) monitoroivat kunkin matkapuhelimen tietoliikenteen todennäköisiä tai todellisia signaalin voimakkuuksia, saavat joko matkapuhelinkeskus (MSC) tai tukiasemat (BS) suorittaa signaalinvoimakkuusprosessorin 29 tehtävät.

20 Ymmärretään, että signaalivoimakkuus voidaan havaita signaalin- voimakkuusprosessorilla 29, tai se voidaan ennustaa historiallisten ..V: signaalinvoimakkuusmallien perusteella. Kuvion 8 yhteydessä selostetaan nyt toiminnallinen lohkokaavio, joka kuvaa laitteistototeutusta, joka tuottaa , signaalinvoimakkuusprosessorin 29 toiminnot. Alan ammattilainen ymmärtää, ;v. 25 että nuo toiminnot voitaisiin toteuttaa myös käyttäen sopivasti ohjelmoitua • · \ \ mikroprosessoria. Antennin 26 vastaanottama kokonainen ydistetty signaali neliöistetään kertoimessa 100, ja integroidaan yhden bittiperiodin aikana olevien

I I I

' lastusperiodien lukumäärän ylitse. Bittikellosignaali päättää integrointi aikavälin. Neliöjuuripiiri 107 päättää bittiperiodin yli olevan yhdistetyn signaalin 30 tehollisarvon (RMS).

t I ·

Samanaikaisesti, jäännössignaali vastaanotetaan kertoimessa 102.

Jäännössignaali käsittää koko yhdistetyn signaalin vähennettynä kaikilla ,···, etukäteen dekoodatuilla signaaleilla. Jäännössignaali kerrotaan dekoodattavan » · T signaalin paikallisella koodigeneraattorilla 104 generoidulla levityskoodilla.

v ·’ 35 Kertoimen 102 korreloitu ulostulosignaali integroidaan integraattorissa 108 saman bittiperiodin ylitse, kuin bittikellosignaalin kontrolloimakin. Kuten 10 1 0 8 5 8 9 esimerkiksi kuvion 3 signaalikaavioissa (e) ja (f) on esitetty, integroidun | aikaperiodin yli otettu keskiarvo tai integroitu jännitearvo voi olla polariteetiltaan positiivinen tai negatiivinen. Siten, bitinpolariteetinpäätöslaite 110 havaitsee signaalin polariteetin ja lähettää signaalin absoluuttiarvolaitteelle 114, joka 5 varmistaa, että integraattorin 108 ulostulosignaalin, joka on viivästetty viiveellä 112, merkki on aina positiivinen. Absoluuttiarvolaite 114 voi olla esimerkiksi bitinpolariteetinpäätöslaitteen 110 ohjaama invertteri.

Keskiarvo korrelaatiosignaalin (B) absoluuttinen arvo jaetaan jakajassa 116 samalle bittiperiodille neliöidyn (A2) kokonaisen yhdistetyn 10 signaalin RMS arvon neliöjuurella normalisoidun arvon generoimiseksi. Toisin | sanoen, dekoodatun signaalin B korrelaation vahvuus normalisoidaan jakamalla I se sen bittiperiodin signaalin kokonaisella yhdistetyllä vahvuudella. Dekoodatun signaalin normalisoitu korrelaatio kumuloidaan (accumulate) signaalikeski-arvoistimessa 118 bittiperiodien lukumäärän ylitse sen dekoodatun signaalin 15 suhteellisen keskivoimakkuuden kehittämiseksi. Signaalin monitiehäipymisen vuoksi bittiperiodien tosiasiallinen lukumäärän tuli todennäköisesti olla suuruusluokkaa kymmenen demoduloidun signaalin tarkan keskimääräisen signaalinvoimakkuuden generoimiseksi. Jokainen paikallinen koodi on talletettu muistiin 120 yhdessä siihen liittyvän keskimääräisen voimakkuusarvon kanssa. 20 Luokitin 122 jokaista näistä keskimääräisistä signaalin voimakkuusarvoista ja järjestää ne järjestykseen voimakkaimmasta heikoimpaan. Siinä pisteessä, luokitin 122 lähettää voimakkaimman signaalin paikallisen levityskoodin ’’ paikalliselle koodigeneraattorille 104 siten, että voimakkain signaali • · : " demoduloidaan ja erotetaan seuraavan data bitti periodin aikana. Vähemmän 25 voimakkaat signaalit demoduloidaan signaalien voimakkuusjärjestyuksessä, t · * : V jonka luokitin 122 on määrännyt. Luokittimen 122 toiminnat voidaan vaivatta :,*·· toteuttaa mikroprosessorin avulla käyttäen lajitteluohjelmaa.

:T: Koska solussa olevien useiden liikkuvien asemien signaalin- voimakkuus vaihtelee jatkuvasti, hyödyntää keksinnön seuraava suoritusmuoto 30 lineaarista ennustusanalyysiä (Linear Predictive Analysis LPA) signaalien .··. voimakkuuksien uudelleenjärjestämiseksi. Yleisesti ottaen, suhteellisen signaali- voimakkuuden historiallinen malli on talletettu muistiin ja sitä käytetään v : ekstrapoloimaan se signaali, jonka voimakkuus todennäköisimmin on suurin seuraavana ajanhetkenä. LPA väittää, että aaltomuodon seuraava arvo on .‘I*. 35 edellisten arvojen painotettu summa painotettuna painotusvakiolla, joka on määrättävä. Tämän analyysin toteutuksessa voidaan käyttää Kalmanin ^ 108589 suodatinalgoritmia. Tällä tavoin voidaan voimakkain signaali ennustaa j tehokkaasti ilman, että joudutaan suorittamaan uusi sarja signaalin dekoodauksia ja mittauksia.

Jos signaalinvoimakkuusprosessori 29 päättää, että yhdistetyn 5 signaalin dekoodauksen ja signaalien voimakkuuden järjestyssarjan todelliset tulokset ovat virheellisiä johtuen epätarkasta ennustuksesta tai koska järjestelmän olosuhteet ovat muuttuneet, signaalinvoimakkuusprosessori 29 määrää koodisarjan uudelleen esittämään todellista signaalien voimakkuus-järjestystä. Jälkeenpäin, demodulaatoprosessi voidaan toistaa sen ! 10 varmistamiseksi, että yhdistetyn signaalin yksittäisesti koodatut signaalit on dekoodattu järjestyksessä voimakkaimmasta heikoimpaan signaalin-voimakkuuteen. Toistettu prosessi ei aiheuta datan häviämistä tai keskeytä liikennettä koska yhdistetty signaali talletetaan viiveellä 50 prosessointilohkoon 40. Viive-elin 50 voi olla yksinkertaisesti muistielin. Niin muodoin, yhdistetty 15 signaali voidaan uudelleen prosessoida taannehtivasti kun dekoodauksen optimaalinen järjestys päätetään.

Korreloimalla ensimmäisen koodigeneraattorin 32 ulostulosignaali yhdessä korrelaattorin 30 vastaanottaman yhdistetyn signaalin kanssa, erotetaan yhdistetystä signaalista ensimmäistä koodia vastaava individuaalinen 20 signaali. Korreloitu signaali suodatetaan alipäästösuodattimessa 42 riippu mattomien signaalien ja häiriöiden generoiman interferenssin poistami-seksi. Alipäästösuodattimen 42 sijaan voidaan käyttää signaalien suuruureen • «· · ’ perustuvaa eropiiriä (majority vote circuit) tai integrointi- ja kopiointipiiriä * " korreloidun signaalin bittinopeuden pienentämiseksi tai kaistanleveyden • » · 25 kaventamiseksi. Alipäästösuodattimen 42 kehittämä ulostulosignaali käsitellään i V edelleen virheenkorjausdekooderissa 44 joka pienentää lopullisesti signaalin * · kaistanleveyden tai bittinopeuden alla olevan digitaalisen informaation tasolle. Koodattu informaatiosignaali voidaan käsitellä edelleen, ennen kuin se saavuttaa lopullisen määräänpäänsä.

·;·; 30 Virhekorjattu ulostulosignaali syötetään lisäksi uudelleen- koodain/uudelleenmodulaattorille 46 juuri dekoodatun signaalin aaltomuodon uudelleenmuodostamiseksi. Dekoodatun signaalin uudelleenkoodauksen-v : /uudelleenmoduloinnin tarkoitus on poistaa dekoodattu signaali yhdistetystä signaalista vähentimessä 48. Viivemuisti 50 tallettaa yhdistetyn signaalin sen 35 käsittelyajan ajaksi, joka vaaditaan signaalin dekoodaamiseksi ja sitten ensin ....: dekoodatun signaalin uudelleenkoodaamiseksi.

i O 8 5 89 12

Yhdistetyn signaalin jäännösosa, josta ensimmäinen signaali on dekoodattu ja vähennetty, välitetään vähentimestä 20 toisen digitaalisen käsittelylohkon 40', joka on samalainen kuin ensimmäinen lohko 40, sisääntuloon. Näiden kahden digitaalisen käsittelylohkon 40 ja 40' välillä oleva 5 ainoa ero on se, että koodigeneraattori 32' on ohjelmoitu siten, että se sovittaa koodin vastaamaan toista demoduloitavaa signaalia. Keksinnön edullisessa suoritusmuodossa, toinen demoduloitava signaali on se signaali, jonka voimakkuus on seuraavaksi suurin. Alan ammattilainen huomaa, että toinen signaalinkäsittely lohko 40' voidaan toteuttaa käyttämällä ensimmäistä 10 signaalinkäsittelylohkoa rekursiivisesti, jotta vältetään laitteistojen kaksinkertaistaminen. Toinen signaalinkäsittely lohko 40' tuottaa toisen virheen-mkorjausdekooderista 44' tulevan dekoodatun signaalin ja vähentää uudelleenmuodostetun toisen signaalin viivästetystä yhdistetystä signaalista vähentimessä 48'. Yhdistetyn signaalin jäännös, josta nyt on poistettu kaksi 15 signaalia välitetään kolmannelle signaalinkäsittelyasteelle ja niin edelleen aina eteenpäin.

Ymmärretään, että keksinnön avainelementti on se, että demodulaatio vaihe ja individuaalisen informaatiosignaalin erottaminen tapahtuu järjestyksessä voimakkaammasta signaalinvoimakkuudesta matalimpaan 20 signaalinvoimakkuuteen. Alussa, kun yhdistetty signaali sisältää useita signaaleja, on todennäköistä, että voimakkaimman signaalin voimaakuuden omaava signaali ilmaistaan tarkimmin. Ei ole niin todennäköistä, että heikommat signaalit häiritsevät (interferoivat) voimakkaampia signaaleja. Kun voimakkain : " signaali on erotettu yhdistetystä signaalista, on helppo ilmaista seuraavaksi :.i.: 25 voimakkain signaali ilman, että täytyy ottaa voimakkaimman signaalin • * · : *,·' aiheuttama interferenssi huomioon. Tällätavoin voidaan jopa heikoin signaali ·*·.: dekoodata tarkasti. Tämän parannetun dekoodaustavan vuoksi keksintö toimii : *: ‘: tyydyttävästi jopa sellaisessa tilanteessa, jossa käyttäjien määrä olennaisesti lisääntyy siitä määrästä, jonka tavanomainen CDMA-järjestelmä tyypillisesti 30 käsittelee. Siten järjestelmän kapasiteetti kasvaa.

,···, Lisäämällä liikkuvien tilaajien määrää samalla kommunikaatio- » kanavalla, saavutetaan jatkuvuustila aktiviteetissa, jolloin signaalinvoimakkuus-:: prosessori 29 määrittelee jatkuvasti kaikkien käsiteltävien informaatiosignaalien suhteelliset hetkelliset tasot. Tämän järjestelmän suuri mahdollinen kapasiteetti-.·*. 35 raja saavutetaan, kun yhden signaalin voimakkuus ylittyy kaikkien matalampi

> I I

voimakkuuksisten signaalien summalla siten, että ylitys on suurempi kuin I | 108589 13 saatavissa oleva prosessointisaanto (vähemmän, kuin mikä tahansa haluttu signaali-kohinasuhde). Tämä raja, on kuitenkin huomattavasti edullisempi, kuin tavanomainen raja, joka saavutetaan kun kaikkien voimakkaampien signaalien voimakkuuksien summa ylittää heikoimman signaalin voimakkuuden 5 suuremmalla määrällä, kuin käytettävissä olevalla prosessointisaannolla.

Estimoitaessa kapasiteetti saantoa käytetään Rayleigh-jakaumaa vertailusignaalinvoimakkuusjakaumana solukkoradiopuhelin ympäristössä. Kun oletetaan takaisinkytketty tehonsäätö, kaikkien signaalien pitkänajan keskiarvo on sama. Niin muodoin, signaalinvoimakkuusteho toteuttaa jakaumafunktion: I 10

P(A)dA = 2A exp(-A2)dA

jossa A on signaalin amplitudi. Tällaisten signaalien joukon N kokonaisteho on yksinkertaisesti P. Jos prosessointi saanto tai levityssuhde on 15 R, niin uudelleenlevityksen jälkeen olisi signaali-interferenssi-suhde arviolta:

! S/l = A2 R/N

tavanomaiselle CDMA-järjestelmälle. Jos S/l on sama kuin 1, 20 signaalit, joiden aplitudit ovat pienempiä, kuin SQRT(N/R) eivät silloin, demodulaation jälkeisen interferenssin suhteen, saavuttaisi nolla dB:ä (vastaava voimakkuus suhde). Jos tämä on raja hyväksyttävälle dekoodaukselle, niin tietty [;*·’ lukumäärä signaaleista • · * · · 25 1 - e(-N/R) : *.·* ei olisi koodattavissa, ja tietty lukumäärä signaaleista e(-N/R> 30 olisi koodattavissa. Siten, suurin mahdollinen koodattavien signaalien • « ,*··, lukumäärä on * :7: N e(-N/R) ,*·, 35 Kun valitaan N samaksi kuin R, niin dekoodattavien signaalien * » * t’i>; lukumäärä tulee N/e:ksi. Siten, signaalinvoimakkuusjakaumasta aiheutunut • · 14 1 OB 589 menetys on e. Käytännössä, on epäiltävä, voitaisiinko tämä kapasiteetti saavuttaa samalla tarjoten riittävä palvelutaso solukkojärjestelmässä, koska tietyn ajanhetken aikana koodattavissa olevat signaalit kuuluisivat tiettynä hetkenä ensimmäiselle mobiilien joukolle ja toisena ajanhetkenä toiselle 5 mobiilien joukolle. Sen varmistamiseksi, että jokainen mobiili informaatiosignaali on dekoodattavissa esimerkiksi 95% ajasta, merkitsisi olennaista kapasiteetin menetystä. Tämä lisämenetys on se marginaali, jonka verran järjestelmän kapasiteettia on rakennettava lisää, jotta signaalien häipyminen otetaan huomioon.

10 Kuitenkin käsiteltävänä olevassa keksinnössä, kukin signaali kärsii vain sellaisten signaalien aiheuttamasta interferenssistä, joiden amplitudi on pienempi tai sama kuin itse signaalilla. Signalit, joiden voimakkuus tai amplitudi on suurempi on demoduloitu ensiksi ja siten poistettu.

Kaiken interferenssin I integraali amplitudiin A asti on annettu 15 seuraavasti I 1-(1+A2)exp (-A2).

i

Amplitudi A kokoisen signaalin uudelleenlevityksen jälkeen on 20 signaali-interferenssi suhde S/l seuraava: S = R A2 / (1 -(A2 +1 )exp(-A2)).

I N

:. B: 25 Kuvio 9 on käyrä funktiosta • * · • · A2 / (1-(A2 + 1)exp(-A2)).

• · « · ·

» t I

• * · esittäen, että se ei koskaan ole pienempi, kuin 5.8 dB (3.8:1 30 tehosuhde), minimin ollessa A2 = 1.79. S/l paranee, kun signaaleilla on suurempi amplitudi kuin (1.79)/a koska niillä siten on myös suurempi teho.

* · Päinvastoin kuin tavanomaisissa CDMA-järjestelmissä, keksinnön S/l paranee BP: myös sellaisten signaalien kysessä ollessa, joiden amplitudi on pienempi, kuin (1.79)Va koska vähemmän ei-vähennettyjä, interferonia signaaleja säilyy tämän .;, 35 signaalitason alapuolella.

'· ’ ] Niin muodoin, kaikki signaalit ovat dekoodattavissa, edellyttäen, että 1 0 8 5 89 15 R/N > 1/3.8 joka on

5 N < 3.8 R

Verrattuna tavanomaiseen CDMA-demodulaattorin kapasiteetti rajaan, joka on j 10 N < R/e (ilman häipymisen sietoaluetta) keksinnöllä on 3.87e:n kapasiteettietu, joka on suurempi, kuin kymmenkertainen suureneminen. Lisäksi, tavanomaisilla järjestelmillä on merkittävät häipymisen sietoalueet. Keksinnön avulla voidaan dekoodata jopa 15 heikoimmat signaalit (ainakin mitä tulee muista signaaleista tulevaan interfernssiin, ja jättäen huomiotta muut häiriölähteet) tarkasti. Mitä tulee häipymisen sietoalueeseen, keksinnön aiheuttama kapasiteetin lisäys on arviolta 100-kertainen verrattuna tavanomaisiin CDMA-järjestelmiin.

On syytä huomata, että järjestelmän kapasiteetti rajoittuu vain sen 20 mahdollisuuden takia, että ensimmäiset käsitellyt signaalit voivat olla heikompia signaaleja sen sijaan, että ne olisivat voimakkaampia signaaleja. Kuitenkin, hyödyntämällä yhdistetyn signaalin tallenusta viivemuistiin 50 ja mahdollisuutta uudelleenkäsitellä yhdistetty signaali taannehtivasti, yhdistetty signaali voidaan ! *” käsitellä monipäästödemodulaatiolla. Tietysti, tällainen menettely olisi järkevää 25 vain jos ensimmäinen päästödemodulaatio tuottaisi virheitä dekoodattuun signaaliin. Niin muodoin edullisesti käytetään ylimääräistä (redundant) koodausta ilmaisemaan dekoodatun signaalituloksen luotettavuutta. Tähän » » luotettavuuskoodiin (confidence code) perustuen, prosessointi lohko 40 päättää parantavatko lisäpääästöt tulosta. Yksi hyvin tunnettu ylimäääräkoodaus-30 menetelmä luotettavuusarvon saamiseksi kullekin yksittäiselle dekoodaus-... tulokselle on enemmistövalintatekniikka (majority vote). Esimerkiksi, jos viittä ylimääräistä signaalia verrataan ja neljällä tai viidellä on sama arvo, niin v : tulokseksi saadaan korkea luotettavuusarvo. Mitä vähemmän signaaleja on .·”.· saman arvoisia, sitä matalampi on luotettavuusarvo. Jos luotettavuusarvo on 35 korkea, ei tarvita useampia demodulaatio suodatuksia. Käänteisesti, matala 16 108589 I luotettavuusarvo, määrää, että signaalit on lajiteltava uudelleen, ja että kaikki signaalit, jotka ovat voimakkaampia on poistettava.

Kun jatkuvien ievityskoodien perusteita kuvattiin alustavasti kuvioiden 3 - 5 yhteydessä, on huomattava, että käyttämällä virheidenkorjauskoodausta 5 voidaan toteuttaa ylivoimaisia menetelmiä informaatiosignaalin spektrin levittäviniseksi. Kun yksittäisen binaarisen informaatiobitin kaistanleveys laajennetaan kerrallaan levittämällä suhdetta R siten, että siitä tulee näennäis-satunnainen R bitin sarja, niin kaistanleveys levitetään ilman virheenkorjaus ! saantoa. Sellaisenaan, tätä tekniikkaa voi nimittää yksinkertaisena levityksenä.

10 Toisaalta, M informaatiobittisen kehyksen levittäminen kerrallaan, kun M > 1, näennäissatunnaiseksi M x R bittiseksi jonoksi, tarjoaa virheenkorjaussaannon, saman levityskertoimen puitteissa. Tätä jälkimmäistä tekniikkaa kutsutaan älykkääksi levitykseksi.

Yksinkertaista levitystä voidaan pitää informaatiosignaalin 15 muuntamisena yksi dimensionaalisesta avaruudesta, eli suoralta, olevista kahdesta mahdollisesta koordinaatista (-1) tai (+1) signaaliksi, joka tarvitsee R dimensiota sen esittämiseen. Missä tahansa R dimensiossa oleva koordinaatti voi olla arvoltaa vain kahta mahdollista arvoa -1 tai +1 (boolean merkinnöillä 0 tai 1). Tällaisia avaruuksia kutsutaan Galoisin kentiksi. Signaalin korreloiminen 20 (correlate) koodin kanssa voidaan rinnastaa sen projeksiton löytämiseen vektorilta joka kulkee lähtöpisteestä sellaisen pisteen kautta, jonka koordinaatit on annettu koodin biteissä. Signaalin suurin korrelaatio tai projektio saavutetaan '·’·“ kun signaalivektorin päätepiste ja koodivektori ovat yhtäpitäviä. Yhtäpitävyys I · : ’· tapahtuu silloin, signaalivektorin ja koodivektorin välillä ei ole kulmaa. Kun 25 signaali koostuu sellaisten signaalien summasta, joista yksi on yhtäpitävä koodin : ·*: kanssa, muiden ollessa suorassa kulmassa koodiin nähden, signaalin korreloimien tuohon koodiin antaa kompleksisen korrelaatiotulon, joka vastaa ,·*:·. haluttua signaalia demoduloituna. Muut signaalit eivät vaikuta syntyvän korrelaatiotulon suuruuteen, koska niiden projektio korrelaatiosuoralle Ι+jQ on • 30 nolla.

*»# · · ... Yleisemmin, mielivaltaisesti koodattujen signaalien summa voi sisältää yhden signaalin, joka on yhtäpitävä korrelaatiokoodin kanssa, muiden v ·* projektioiden koodikorrelaatiosuoralle tai vektorille ollessa satunnaisia. Jos minkä tahansa näistä muista signaaleista kokonaispituus korotettuna toiseen on 35 Pythagoraan mukaan * i 17 1 0 8 5 89 I a12 + a22 + a32..... jossa a1, a2, a3.... ovat projektiot useille eri vektoreille tai kulmille, niin silloin jokaisen dimension suuntaan osoittaa keskimäärin 1/R toiseen korotetusta kokonaispituudesta (tai tulosta). Ensimmäisen signaalin koodin korreloinnin ja vastaavan koodivektorin määrän 5 vähentämisen jälkeen, jäännös signaalin projektio koodivektorille on nolla. Olennaisesti, signaali on projektoitu tasoon tai R-1 dimensioiseen aliavaruuteen, jolloin 1/R sen korrelaatiosuoran suuntaisesti olleesta tehosta on hävinnyt.

Tätä koodikorrelaatiosuoralla tapahtunutta kokonaistehon menetystä kutsutaan "korrelatiovähentymäksi" jäljellejäävässä signaalissa, tämä tapahtuu, 10 kun ensimmäinen signaali korreloidaan oman koodinsa kanssa ja tuo ensimmäinen signaali vähennetään kokonais- tai yhdistetystäsignaalista. Jos kaikki signaalit olisivat kohtisuoria (orthogonal), ei tuollaista vähentymää tapahtuisi. Muutoin, keskimääräinen 1/R vähentymä, jossa levitussuhde R on olennaisesti kunkin jäljellejääneen signaalin tehon kanssa korrelaatiossa olevan 15 lastusen lukumäärä, tapahtuu edellisen demoduloidun signaalin erottamisen jälkeen. Yritys R:än tai useamman signaalin demosuloimiseksi, niiden vastaavien koodien vaikuttaessa yli koko R-dimensionaalisen avaruun, johtaisi siihen, että kaikkiin dimensioihin osoittavat kaikkie vektorikomponentit poistettaisiin R:nen signaalin erottamisen jälkeen. Yhtään signaalia ei jäisi 20 demoduloitavaksi. Keksintö sallii useamman kuin R:n päällekkäisen signaalin demoduloinnin vähentämällä korrelaatiovähentymää.

Yhdistetystä signaalista erotettavan demoduloidun signaalin suuruus t · saattaa perustua joko signaalin amplitudiin kulloisenkin informaatiobitin • " korrelatiivisen levityksen jälkeen tai edellisen informaatiobitin signaalin 25 amplitudiin. Edellinen bittivirhe perustuu niiden signaalien arvoihin, jotka I t : V signaalit muodostivat yhdistetyn signaalin silloin, kun edellinen bitti demoduloitiin ja poistettiin. Keksintö estimoi optimaalisen määrän dekoodattavaa signaalia : ’: *: vähennettäväksi suorittamalla ainakin useita oleita amplitudimittauksia » peräkkäisessä estimointitekniikassa, kuten Kalman-suodatinta, joka voidaan ,,,,; 30 sovittaa seuraamaan signaalin häivyntämallia (kaavaa).

» · ,···, Keksinnön toisessa edullisessa suoritusmuodossa, signaaleja arvioidaan käyttäen "älykästä levitystä", joka pohjautuu lähetettävän ► I » v ; informaation ortogonaaliseen tai kaksois-ortogonaaliseen kehyskoodaukseen.

·,,.·· Ortogonaalisessa kehyskoodauksessa, lähetettävien bittien lukumäärä M

35 muunnetaan yhdeksi 2M mahdollisesta 2M-bittisestä ortogonaalisesta _ ’ . koodisanasta. Joukko koodisanoja voidaan konstruoida seuraavasti: 18 ί i Ί O Β 5 8 9

Triviaali tapaus M=1 tuottaa kaksi, 2-bittistä sanaa W0 = |0 0 | W0 = |0 1 j i 5 jota pidetään 2x2 bittisenä matriisina M1 = | 00 | I 01 | 10 Tapaus M=2 voidaan konstruoida muodostamalla 4x4 bittinen matriisi seuraavan rekursiivisen relaation avulla: M2 = | M1 Ml | ja yleisesti | M1 M1 | M(i+1)= | Mi M | 15 | Mi Mi | Nämä matriisit tunnetaan Walsh-Hadamard-matriiseina.

Näiden ortogonaalisten koodien dekoodaaminen sisältää korrelaation koodisanojen sarjojen kaikkien jäsenten kanssa. Suurimman korrelaation 20 antavan koodisanan binaarinen mitta antaa halutun informaation. Esimerkiksi, jos kuudentoista 0:sta 15:sta numeroidun 16-bittisen koodisanan korrelaatio tuottaa suurimman korrelaation kymmenennelle 16-bittiselle koodisanalle, niin ·:·’.·* pohjinmainen signaali-informaatio on neljäbittinen binaarinen sana 1010 (10 binaarisesti). Tällainen koodi voidaan esittää myös [16,4] ortogonaalisena : 25 kehyskoodina, ja sen levityssuhde R on 16/4 = 4.

• Jos Walsh-Hadamard matriiseja kartutetaan käyttäen : komplementtisia koodisanoja (kaikki 16 bittiä ovat invertoituja), niin yksi informaatiobitti siirretään kutakin koodisanaa kohti. Siten, viisi informaatiobittiä siirretään lähettämällä yksi kuudestatoista koodisanasta tai yksi niiden . 30 kuudestatoista komplementista, jolloin saavutetaan 32 kokonaisvalintamäärä.

Tämän tyyppinen koodaus on tunnettu bi-ortogonaalisena koodauksena. ··»* Suuremmille levityssuhteille voidaan käyttää [128,8] bi-ortogonaalista kehys :‘i': koodia, jonka levityssuhde on 16:1. Erityisesti, voidaan käyttää [256,9], .*·*. [512,10],.... [32768,16]...j.n.e suuruisia bi-ortogonaalisia kehyskoodeja.

35 Käyttäen modulo-2 lisäystä, kehyskoodiin voidaan lisätä » ► * v ’ sekoituskoodi sen varmistamiseksi, että kunkin signaalin koodaus on erilainen.

• · 1 0 8 5 8 9 19 { Sekoituskoodi voi jopa vaihdella kehyksestä toiseen. Sekoituskoodin modulo-2 lisäys vastaa, Galoisiin kentässä, akselin kierron suorittamista. Sekoituskoodi voidaan avata modulo-2 lisäämällä signaaliin oikea sekoituskoodi toisella kerralla vastaanottimessa akselien asettamiseksi yhdensuuntaisiksi Walsh-5 Hadamard matriisin koodisanojen kanssa.

Keksinnön merkittävä piirre on se, että kaikkien yhden sarjan ortogonaalisten kehyskoodisanojen yhtäaikainen korrelaatio kesken voidaan suorittaa tehokkaasti nopean Walsh-muunnoksen avulla. [128,7]-koodin * tapauksessa esimerkiksi, 128 sisääntulosignaalin näytettä muunnetaan 128- 10 pisteiseen Walsh-spektriin, jossa jokainen piste edustaa yhdistetyn signaalin ja yhden koodisanan välisen korrelaation arvoa. Seuraavassa kuvataan tällaista muunnosprosessia. Kuvioon 10 viitaten, sarjamuotoinen signaalinäytteenotaja 60 ottaa sarjassa joukon näytteitä vastaanottimesta, jotka näytteet vastaavat i koodatuissa sanoissa olevia bittimääriä, esimerkiksi 128, ja tallettaa ne 15 sisäiseen puskurimuistiin ja muuntaa ne rinnakkaismuotoon, poistava sekoittaja 62 poistaa sekoituskoodin joko invertoimalla signaalinäytteen tai sitten ei, riipuen sekoituskoodin vastaavasta bittipolariteetista. Näytteet siirretään rinnakkaismuodossa nopeawalshmuunnoskehysdekooderiin 64, joka generoi Walsh:in spektrin. Toisin sanoen, generoidaan eräs määrä arvoja, jotka edustavat 20 vastaanotetun yhdistetyn signaalin ja kunkin ortogonaalisen koodisanan välistä korrelaation astetta. Se signaali, jonka akselit olivat Galoisin kentässä täydellisesti samansuuntaistettu takaisinsekoitus operaatiossa antaa Walsh:in "**.·* spektriin yhden hallitsevan komponentin, jonka sisältö ja merkki kuljettavat 7 I · .' *·· bittiä informaatiota. Muut spektrin komponentit aiheutuvat häiriöistä ja eritavalla ·*,:. 25 sekoitetuista signaaleista.

Vertailuprosessori 66 päättää millä korrelaatiolla on suurin koko ja asettaa sen signaalin nollaan avaamalla vastaavan kytkimen 67. Tällä tavoin,

• I

demoduloitava signaali erotetaan yhdistetystä signaalista tehokkaalla tavalla.

Jäljelle jäänyt spektri, josta on yksi komponentti poistettu prosessoidaan >i(. 30 kääteisessä nopeavvalshmuunnoskehysuudelleenkoodauspiirissä 68 ja * « ... uudelleen sekoitetaan samalla sekoituskooodilla uudelleensekoittajassa 70 * · alkuperäisten 128 signaalinäytteen rekonstruoimiseksi vähennettynä juuri koodatulla signaalilla. Korreloidun signaalin suuruus edustaa signaalin voimakkuutta ja se on talletetttu lajitteluprosessoriin 69 yhdessä sitä vastaavan • · · t.:.t 35 sekoituskoodin kanssa. Prosessori 69 järjestää sekoitetut koodit järjestykseen ’ , suurimmasta heikoimman korreloidun signaalin kokoon asti. Suurimpaan « » 20 Ί08589 signaalin kokoon liittyvä koodi lähetetään sitten poistavaan sekoittajaan 62 seuraavaa signaalidemodulaatiota varten.

Jäljelle jäävä yhdistetty signaali, josta ensimmäinen dekoodattu signaali on poistettu keksinnön vähennysperiaatteen mukaisesti, sekoitetaan 5 poistavasti uudelleen käyttäen toisen dekoodattavan signaalin, joka on alistettu toiseen nopeaan Walshin muunnos operaatioon dekoodausta varten, poistosekoituskoodia, ja niin edelleen. Kuten aikaisemmin on kuvattu, se järjestys, jossa signaaleja dekoodataan ja vähennetään yllä olevalla tavalla, j perustuu poistosekoituskoodien käyttöjärjestykseen, jotka keksinnön edullisessa 10 suoritusmuodossa ovat vähenevässä järjestyksessä niitä vastaavien informaatiosignaalien ennustettujen voimakkuuksien mukaan. Tämä prosessi toistetaan useita kertoja useiden signaalien dekoodaamiseksi.

i j Vaikka on esitetty vain yksi nopeaWalshinmuunnoslohko dekooderi 64 on esitetty, itse asiassa todellisuudessa käytetään kahta nopeaWalshin-15 muunnoslohko dekooderia rinnakkain poistettavasi sekoitettavan signaalin reaali- ja imaginaari korrelaatio suuruuksien prosessoimiseksi. Niinmuodoin, vertailuprosessori 66 havaitsee 128 reaalista ja 128 imaginääristä korrelaatiota ja päättää 128 kompleksista korrelaatiosuuruutta laskemalla reaali- ja imaginaarikomponenttien neliöiden summan neliöjuuren. Vertailuprosessori 66 20 päättää sitten, millä kompleksikorrelaatiolla on suurin suuruus. Valitun korrelaation reaali- ja imaginaarikomponentit analysoidaan kompleksitasossa sen selville saamiseksi onko vaihe muuttunut, esimerkiksi 180° edellisestä

' I

· kerrasta kun signaali dekoodattiin. Kaksi vaihemahdollisuutta, esimerkiksi 0° ja ; 180°, mahdollistavat yhden ylimääräisen informaatiobitin lähetyksen jokaisessa : : ‘; 25 1 28 koodissa, esimerkiksi samavaiheisen vastaten "1":stä ja 180° vaihesiirrossa i ’ ’; olevan vastatessa "0":aa. Käyttämällä hyödyksi tätä vaihe-eroa, saavutetaan bi-; . : ortogonaalinen koodaus [128,8]. Kuten alan ammattilainen huomaa, voidaan , ’; 5 vielä lisää bittejä siirtää käyttämällä hyödyksi pienempiä vaihe-eroja, esimerkiksi 90°, 45°, ja niin edespäin. Kuten aikaisemmin on kuvattu, Kalman-30 suodatusalgoritmia voidaan käyttää kunkin korreloidun signaalin reaali-imaginaarikomponenttien seuraamiseen vaiheinformaation tuottamiseksi.

’ ·

Yllä kuvattuun prosessiin liittyvä korreloiva menetys on seuraava. i'; Kussakin vaiheessa, asetetaan nollaksi se Walsh:in spektrikomponentti, jolla on suurin vertailijan 66 päättämä korrelaatio, siten tehokkaasti poistaen juuri ' i » 35 dekoodatun signaalin. Siten, keskimäärin 1/128 yhdistetyn signaalin tehosta ’ poistetaan. Tässä yhteydessä palautetaan mieliin, että levityssuhde on 128/8 = > 1 21 > O Β 5 δ 9 16. Tämän vuoksi, korrelatiivinen menetys on vain 1/128 kokonaistehosta (0.04dB) kutakin dekoodattua signaalia kohti, verrattuna 1/16 osaan kokonaistehosta samansuuruisella levityssuhteelle "dumb levityksen" kyseessä ollessa. Käyttämällä kehyskoodausta tai vastaavaa älykästä levitystä, keksinnön 5 mukaista vähentävää demodulaatiota voidaan käyttää useiden informaatiota sisältävien, koodin kaistanleveys ekspansio suhteen ylittävien signaalien dekoodaamiseen ja yhdistetystä signaalista erottamiseen, ilman että syntyy huomattavaa korrelatiivista menetystä.

Solukkojärjestelmissä olevien liikkuvien radiopuhelinten yhteydessä 10 erilaisista, tukiasemaan nähden eri etäisyyksillä sijaitsevista, lähettävistä liikkuvista asemista tai liikuteltavista radiopuhelimista tulee erilaisia signaaleja. Tämän seurauksena, yhteen signaaliin liittyvät moninkertaiset koodisanojen purskeet eivät välttämättä ole ajallisesti kohdistettuja (time-alignment) saapuessaan vastaanottimeen. Tämä ajallisen kohdistuksen erilaisuus voidaan 15 välttää jos jokaisen dekoodaus vaiheen jälkeen yhdistetyn signaalin jäänteet muunnetaan takaisin sarjamuotoisiksi näytejonoksi. Ennen uuden, seuraavan, signaalin käsittelyä, tämä sarjamuotoinen näytejono yhdistetään uuden signaalinäytteen kanssa ja muunnetaan rinnakkaismuotoon käyttäen seuraavalle signaalille sopivaa kehysajoitusta. Nämä toiminnot voidaan 20 kokonaisuudessaan suorittaa digitaaliseen signaalinkäsittelylohkoon sisältyvässä puskurimuistissa sopivien osoite- ja data manipulaatiointi toimenpiteiden avulla.

Tyypillinen etenemistie liikkuvan radiopuhelimen ja tukiaseman * vastaanottimen välillä ei koostu ainoastaan lyhimmästä, suoraan näköyhteyteen ; , ’ 25 perustuvasta, etenemistiestä, vaan myös lukuisista viivästyneistä etenemisteistä « · · tai kaiuista, jotka johtuvat vuorten tai suurten rakennusten aiheuttamista ··*.·* heijastumista. Useissa tiheään rakennetuissa ympäristöissä, etenemistie saattaa • « kokonaisuudessaan koostua tällaisista kaiuista. Mahdollisen suoran etenemistien identifioiminen saattaa olla liian vaikeata. Jos koknaisviive 30 etenemisteiden välillä on pieni verrattuna signaalin vastaavaan kaistan-·:·· leveyteen, syntyy häipymistä, koska monikertaiset etenemistiet toisinaan .···. pidentävät ja toisinaan lyhentävät etenemistietä. Kuitenkin, signaali voidaan demoduloida onnistuneesti olettamalla että on olemassa vain yksi yksittäinen aalto. Toisaalta, signaalia, jonka etenemisviiveet ovat pitkiä verrattuna • · · 35 vastaavaan kaistanleveyteen (1/kaistanleveys hertseissä), täytyy kohdella primaari- ja sekundaariaaltoina. Tavallisesti on kuitenkin mahdollista ilmaista • » 22 -1 ·Λ 'r- .--s /*v ! Ϊ Dö 9

Koko signaali bittiperiodin monikertojen verran viivästyneiden äärellisen etenemisteiden määrän summan avulla. Kuhunkin etenemistiehen voi vaikuttaa riippumaton amplitudihäipyminen sekä vaihekiertyminen, joka johtuu aivan pienistä bittiperiodi viiveistä. Tässä tapauksessa, keksintö käyttää 5 erääntyyppistä tavanomaista, RAKE-vastaanottimena tunnettua, dekooderia integroimaan informaatiota biiitperiodien verran viivästyneiltä etenemisteiltä. RAKE-vastaanotin korreloi levityskoodin kulloistenkin signaalinäytteiden kanssa sekä yhdellä bittiperiodilla viivästyneiden signaalinäytteiden kanssa, kahdella bittiperiodilla viivästyneiden signaalinäytteiden kanssa, ja niin edespäin,... ja 10 yhdistää korrelaatio tulokset ennen signaalin informaatiosisällön määrittämistä.

Sisääntulosignaalin viivästyneet versiot käsitellään nopeaWalsh:-inmuunnos dekooderissa 64 ja Walsh:in spektrit lisätään ennen suurimman Walsh:in komponentin määrittämistä. Walstr.in spektrit voidaan lisätä joko epäkoherentisti, painotuksen kanssa tai ilman painotusta, tai koherentisti 15 sopivan suhteellisen vaihekierron ja painotuksen kanssa. Kummassakin tapauksessa, nopea Walsh:in muunnos suoritettaan sekä signaalin reaalisille että imaginaarisille vektorikomponenteille, kuten aikaisemmin on kuvattu, antaen Walsh:in spektrien reaali- ja imaginaarikomponentit. Epäkoherentissa lisäyksessä, vain vastaavien kompleksisten Walsh:in spektraalikomponenttien 20 suuruudet lisättään ja painotetaan ennen suurimman komponentin määrittämistä. Koherentissa lisäyksessä, etukäteistietoa signaaliteiden välisistä suhteellisista vaihesiirtymistä käytetään vastaavien Walsh:in komponenttien vaiheiden kohdistamiseen (phase-align) ennen lisäämistä.

*«» ·

Vaiheiden kohdistaminen (phase-alignment) suoritetaan kompleksi- : ” 25 sen kertolaskun avulla, joka voi samanaikaisesti sisältää amplitudipainotuksen.

• * * : ‘ Jos etenemistien vaihesiirtymän on tunnettu alunperin lähettävän esimerkiksi tunnettua signaalia, sitä vaihesiirtymää voidaan käyttää vastaavien Walsh:in :.' i komponenttien kiertämiseen kunnes ne ovat kohdistettuja yhdelle akselille, ja : i *: tällä akselilla oleva, arvoltaan suurin, Walsh:in komponentti määritetään. Tämä 30 tekniikka vähentää epäkoherenttisten interferenssisignaalien vaikutusta :··: keskimäärin 3dB:ä, antaen ylimääräisen 2:1 kapasiteetti lisäyksen. Tämä lisäksi, . ··. koska vain tuo dekoodattavasta signaalista aiheutuva Walsh:in kompleksisen spektrin komponentti (reaalinen tai imaginaarinen), poistetaan dekoodauksen '·’ ' jälkeen, myös muiden signaalien kokema korrelatiivinen vähentymä vähenee.

35 Esimerkiksi, signaaliteiden absoluuttista vaihesiirtymää voidaan seurata * I »

i * f » I

i Π B 5 δ 9 23 käsittelemällä halutusta signaalista aiheutuvien Walsh:in komponenttien todellisia vaihesiirtymiä digitaalisessa vaiheseurantasilmukassa.

Samalla tavoin, kuin erilaisista signaaliteistä syntyvää energiaa voidaan hyödyntää kombinoimalla moninkertaisten takaisinlevittävien 5 korrelointien tulokset, voidaan erilaisiin antenneihin saapuvat signaalit kombinoida muodostamaan monitiementelmällä toimiva vastaanottojärjestelmä. Jos antenniryhmä on kytketty ryhmään korreloivia vastaanottimia säteilykeilan muodostavan verkon välityksellä, voidaan yhdessä vastaanottimessa antaa etusija tietyistä suunnista tuleville signaaleille. Esimerkiksi, yhdessä 10 vastaanottimien kentässä, pohjoisesta suunnasta tulevalla signaalilla S1 voi olla suuri signaalivoimakkuus, koska tuolle vastaanottimelle muotoiltu antennikeila suuntaa pohjoiseen. Eteläiseen suuntauskeilaan liittyvässä vastaanottimessa, signaalin S1 voimakkuus on vähentynyt ja toinen signaali S2 ilmenee vahvimpana. Niin muodoin, kahdessa tai useammassa vastaanottimessa voi 15 demodulaatioaste ja signaalien erotus vaihdella ja sama signaali voidaan demoduloida eri kohdassa signaalien voimakkuuksien mukaan priorisoidussa sarjassa erilaisten jäljellejäävien interferenssisignaalien ollessa läsnä. On selvää, että tällaisten moninkertaisten diversiteetti modulaatioiden tulokset voidaan, lisäetujen aikaansaamiseksi, yhdistää useilla tavoilla, jotka ovat alan 20 ammattilaisille ilmeisiä.

Vaikka edellä on kuvattu ja havainnollistettu keksinnön tiettyä suoritusmuotoa, on silti syytä ymmärtää, että keksintö ei rajoitu tähän, vaan alan ammattilainen voi tehdä muutoksia keksintöön. Tämä patenttihakemus * « * · .! ‘ tarkastelee kaikkia muutoksia ja modifikaatioita, jotka ovat tässä esitetyn • 25 keksinnön hengen mukaisia ja kuuluvat patenttivaatimuksissa esitetyn keksinnön piiriin.

• » · t · * * « i « i ) I i t • »

> » I

t l * I * » »

Claims (35)

1. Multippelikytkentäinen, hajaspektrinen kommunikaatiojärjestelmä informaatiosignaalien välittämiseksi useiden asemien välillä käyttäen koodi-jakoisia hajaspektrisiä kommunikaatiosignaaleja, kunkin aseman käsittäessä: 5 lähetinvälineen (20, 24) vastaavalla levityskoodilla varustetun informaatiosignaalin levittämiseksi ja levityskoodatun signaalin lähettämiseksi, ja vastaanotinvälineen (25) useista päällekkäisistä levityskoodatuista signaaleista muodostetun yhdistetyn signaalin vastaanottamiseksi toistuvasti dekoodaamalla, uudelleenkoodaamalla ja sitten vähentämällä yksi 10 päällekkäisistä levityskoodatuista signaaleista yhdistetystä signaalista ennen dekoodausta, uudelleenkoodaamalla ja vähentämällä seuraava yksi päällekkäisistä levityskoodatuista signaaleista yhdistetystä signaalista, tunnettu siitä, että vastaanotinväline (25) käsittää: koodinjärjestämisvälineen (29) individuaalisten levityskoodien 15 järjestämiseksi mainittujen informaatiosignaalien suhteellisten signaalin-voimakkuuksien mukaiseen järjestykseen; dekoodausvälineen (34) mainitun yhdistetyn signaalin rekursiiviseksi dekoodaamiseksi ensimmäiseksi järjestetyllä levityskoodilla, joka on vastaanotettu koodinjärjestämisvälineeltä (29), dekoodattujen signaalien sarjan 20 kehittämiseksi; uudelleenkoodausvälineen (46) mainittujen dekoodattujen signaalien peräkkäiseksi uudelleenkoodaamiseksi käyttäen vastaavia levityskoodeja •::: uudelleenkoodattujen signaalien sarjan generoimiseksi; • ·· signaalinpoistovälineen (48) uudelleenkoodattujen signaalien .· _: ]: 25 peräkkäiseksi poistamiseksi mainitusta yhdistetystä signaalista; ja koodinvalintavälineen (122) seuraavan järjestetyn koodin : ‘t · peräkkäiseksi valitsemiseksi mainitusta koodinjäijestämisvälineestä.

1 0 8 5 89 24

2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että mainittu suhteellisten signaalivoimakkuuksien järjestys on suurimmasta . 30 pienimpään voimakkuuteen.

3. Patenttivaatimuksen 1 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että mainittua informaatiosignaalien järjestystä vaihdellaan riippuen muuttuvista :T: järjestelmäolosuhteista.

: ‘ ‘ : 4. Patenttivaatimuksen 3 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, 35 että mainittu dekoodausväline (34) dekoodaa mainittua yhdistettyä signaalia v ] toistuvasti jokaiselle mainitun järjestyksen muutokselle todellisen signaali->» ♦ * > 0 8 5 8 9 25 voimakkuuksien järjestyksen päättämiseksi ja että mainittu dekoodausväline (34) lopulta dekoodaa mainitun yhdistetyn signaalin mainittuun todelliseen signaalivoimaaksien järjestykseen perustuen.

5. Patenttivaatimuksen 1 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, 5 että mainittu vastaanotinväline (25) sisältää muistin (50) mainitun vastaanottimen vastaanottaman mainitun yhdistetyn signaalin tallentamiseksi, ja mainittu signaalinpoistoväline sisältää vähentimen (48) mainitun dekoodatun signaalin vähentämiseksi mainitusta mainittuun muistiin (50) tallennetusta yhdistetystä signaalista.

6. Patenttivaatimuksen 5 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että mainittu koodinjärjestämisväline (29) sisältää: signaalinvoimakkuuden ilmaisimen (100, 102, 104, 106, 108, 110, 112, 114, 116, 118) jokaisen mainitun informaatiosignaalin todellisen signaalivoimakkuuden ilmaisemiseksi, 15 uudelleenjärjestämisvälineen (122) mainittujen levityskoodien uudelleenjärjestämiseksi mainittujen ilmaistujen signaalinvoimakkuuksien perusteella, ja jossa mainittu dekoodausväline (34) dekoodaa taannehtivasti mainittuun muistiin (50) tallennettua mainittua yhdistettyä signaalia mainitusta 20 uudelleenjärjestämisvälineestä vastaanotettuun levityskoodien järjestykseen perustuen.

7. Patenttivaatimuksen 1 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, . . että mainittu lähetinväline (20, 24) sisältää modulaatiovälineen (22) radio-• * taajuisen kantoaallon moduloimiseksi mainitulla levityskoodatulla informaatio-: " 25 signaalilla ja mainittu vastaanotinväline (25) sisältää demodulaattorivälineen (28) mainitun yhdistetyn signaalin demoduloimiseksi ja demoduloidun, yhdistetyn * * * *.',· signaalin lähettämiseksi mainittuun dekoodausvälineeseen (34).

8. Multippelikytkentäinen, hajaspektrinen kommunikaatiojärjestelmä informaatiosignaalien välittämiseksi useiden asemien välillä käyttäen 30 koodijakoisia hajaspektrisiä kommunikaatiosignaaleja, kunkin aseman ...,: käsittäessä: . · ·, lähettimen, sisältäen: välineen (20) vastaavalla levityskoodilla varustetun informaatio-:: : signaalin levittämiseksi, ϊ,,.: 35 sekoitusvälineen sekoitusbittijakson lisäämiseksi mainittuun , ’ ·. levitettyyn informaatiosignaaliin; ja » ) » I t I 108589 26 välineen (24) mainitun sekoitetun levityskoodatun signaalin lähettämiseksi; ja vastaanotinvälineen (25) päällekkäisistä lähetetyistä signaaleista muodostetun yhdistetyn signaalin vastaanottamiseksi toistuvasti 5 dekoodaamalla, uudelleenkoodaamalla ja sitten vähentämällä yksi päällekkäisistä levityskoodatuista signaaleista yhdistetystä signaalista ennen dekoodausta, uudelleenkoodaamalla ja vähentämällä seuraava yksi päällekkäisistä levityskoodatuista signaaleista yhdistetystä signaalista, t u n-n e 11 u siitä, että vastaanotinväline (25) käsittää: 10 sekoituksen avausvälineen (62) mainitun yhdistetyn signaalin sekoi tuksen avaamiseksi käyttäen sekoitusbittijonoa, ja dekoodausvälineen (64) mainitun yhdistetyn signaalin rekursiiviseksi | dekoodaamiseksi korreloimalla levityskoodit generoimaan dekoodattujen | signaalien sarjan, jotka vähennetään (66, 67) peräkkäin mainitusta yhdistetystä 15 signaalista.

9. Patenttivaatimuksen 8 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että mainittu vastaanotinväline (25) käsittää edelleen: uudelleenkoodausvälineen (68) mainittujen dekoodattujen signaalien peräkkäiseksi uudelleenkoodaamiseksi käyttäen vastaavia levityskoodeja 20 uudelleenkoodattujen signaalien sarjan generoimiseksi; uudelleensekoitusvälineen (70) mainittujen uudelleenkoodattujen I signaalien uudelleensekoittamiseksi käyttäen mainittua sekoitusbittijonoa; signaalinpoistovälineen (67) mainittujen uudelleensekoitettujen ,y" signaalien poistamiseksi peräkkäin mainitusta yhdistetystä signaalista; ja : " 25 koodinvalintavälineen (69) seuraavan levityskoodin peräkkäiseksi ’···' valitsemiseksi.

10. Patenttivaatimuksen 9 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, t · •‘Λ* että mainittu sekoitusväline ja uudelleensekoitusväline (70) sisältävät modulo-2 : ’ i ’: lisäimen sekoitusbittijonon lisäämiseksi mainittuun levitysinformaatioon.

11. Patenttivaatimuksen 10 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että mainittu takaisinsekoitusväline (62) lisää mainitun modulo-2 sekoitus-,···, bittijonon mainittuun yhdistettyyn signaaliin mainitun takaisinsekoituksen ' * ’ suorittamiseksi. v

·’ 12. Multippelikytkentäinen, hajaspektrinen kommunikaatiojärjestelmä 35 informaatiosignaalien välittämiseksi useiden asemien välillä käyttäen ι Π 8 5 δ 9 27 koodijakoisia hajaspektrisiä kommunikaatiosignaaleja, kunkin aseman käsittäessä: lähettimen sisältäen koodausvälineen (20) informaatiosignaalin bittijonojen lohkojen 5 koodaamiseksi, ja välineen (24) mainitun lohkokoodatun informaatiosignaalin lähettämiseksi; ja vastaanotinvälineen (25) päällekkäisistä lähetetyistä signaaleista muodostuvan yhdistetyn signaalin vastaanottamiseksi toistuvasti 10 dekoodaamalla, uudelleenkoodaamalla ja sitten vähentämällä yksi päällekkäisistä levityskoodatuista signaaleista yhdistetystä signaalista ennen dekoodausta, uudelleenkoodaamalla ja vähentämällä seuraava yksi päällekkäisistä levityskoodatuista signaaleista yhdistetystä signaalista, tunnettu siitä, että vastaanotinväline käsittää: 15 korrelointivälineen (64) mainitun yhdistetyn signaalin rekursiiviseksi korreloimiseksi mainittuja informaatiosignaaleja vastaavien lohkokoodien kanssa; vertailuvälineen (66) suurimman korrelaation generoivan lohkokoodin määräämiseksi ja korreloidun signaalin tuottamiseksi; 20 signaalinpoistovälineen (67) mainittujen korreloitujen signaalien peräkkäiseksi poistamiseksi mainitusta yhdistetystä signaalista ja käänteisen korrelaatiovälineen (68) mainitun korreloidun yhdistetyn signaalin jäännösosan uudelleenkoodaamiseksi käyttäen mainittuja vastaavia • · ‘;*·* lohkokoodeja generoimaan takaisinkoodattujen signaalien sarjan. • ·

13. Patenttivaatimuksen 12 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, : i.: että lohkokoodit on muodostettu käyttäen Walsh-Hadamard-matriiseja. i.V

14. Patenttivaatimuksen 12 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, : ’1 · j että mainitut lohkokoodit ovat ortogonaalisia lohkokoodeja. : T:

15. Patenttivaatimuksen 12 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, 30 että mainitut lohkokoodit ovat bi-ortogonaalisia lohkokoodeja.

16. Patenttivaatimuksen 12 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, , · · ·, että mainittu lähetin käsittää edelleen: *!’ sekoitusvälineen sekoitusbittijakson lisäämiseksi mainittuun lohko- :: ; koodattuun informaatioon, ja että :,.,: 35 mainittu vastaanotinväline (25) käsittää edelleen: ♦ I · I > 28 ·] Q 8 5 8 9 takaisinsekoitusvälineen (62) mainitun yhdistetyn signaalin takaisin-sekoittamiseksi käyttäen valittua, yhtä mainituttua informaatiosignaalia vastaavaa, sekoituskoodia; ja uudelleensekoitusvälineen (70) mainitun yhdistetyn signaalin 5 jäännösosan uudelleensekoittamiseksi käyttäen mainittua valittua sekoitus-koodia.

17. Patenttivaatimuksen 16 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että se edelleen käsittää: koodinvalintavälineen (69) yksittäisten sekoituskoodien järjestämi- 10 seksi mainittujen informaatiosignaalien suhteellisten signaalivoimakkuuksien mukaiseen järjestykseen ja sen sekoituskoodin valitsemiseksi, jolla on suurin signaalivoimakkuus.

18. Patenttivaatimuksen 12 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että mainittu vastaanotinväline (25) käsittää edelleen: 15 näytteistysvälineen (60) N näytteen generoimiseksi mainitusta yhdistetystä signaalista.

19. Patenttivaatimuksen 18 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että mainittu korrelaatioväline (64) on Nopea Walsh:in muunnos piiri N signaalinäytteen muuntamiseksi N-pisteiseen Walsh:in spektriin, jossa jokainen 20 piste esittää korrelaatioarvoa, joka vastaa yhtä mainituista lohkokoodeista.

20. Patenttivaatimuksen 19 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että mainittu signaalienpoistoväline (67) sisältää välineen nollaan nähden . . suurimman suuruuden omaavan pisteen asettamiseksi. • · "y’

21. Patenttivaatimuksen 20 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, : '·· 25 että jokainen piste on kompleksiluku, jolla on reaalinen ja imaginaarinen vektorikomponentti ja mainittu vertailuväline (66) sisältää välineen suurimman • · · suuruuden omaavan kompleksiluvun määräämiseksi. i\\

22. Patenttivaatimuksen 20 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, : ‘: että jokainen piste on kompleksiluku, jolla on reaalinen ja imaginaarinen 30 vektorikomponentti ja mainittu vertailuväline (66) sisältää välineen erään kompleksiluvun, jolla on suurin projektio tietyssä kulmassa olevalla suoralla, määrittämiseksi sekä mainitun projektion etumerkin määrittämiseksi suhteessa ‘: ’ mainitulla suoralla olevaan tiettyyn suuntaan.

: : 23. Patenttivaatimuksen 20 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, : 35 että jokainen piste on kompleksiluku, jolla on reaalinen ja imaginaarinen vektorikomponentti ja siitä, että mainittu vertailuväline (66) sisältää välineen I I I t * * » > I O 8 5 8 9 29 sellaisen pisteen määrittämiseksi, jolla on korrelaatio tietyssä kulmassa olevan suoran suurimman projektion kanssa ja mainitun, tiettyn mainitun suoran suuntaan suhteessa olevan, projektion etumerkin kanssa.

24. Patenttivaatimuksen 20 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, 5 että jokainen piste on kompleksiluku, jolla on reaalinen ja imaginaarinen vektorikomponentti ja mainittu vertailuväline (66) sisältää välineen sellaisen pisteen määräämiseksi, jonka reaalikomponetti ja imaginaarikomponentti on suurin.

25. Patenttivaatimuksen 12 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, 10 että mainittu käänteinen korrelaatioväline (68) on nopea Walsh:in muunnospiiri.

26. Patenttivaatimuksen 12 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että mainittu korrelaatioväline (64) ja mainittu käänteinen korrelaatioväline (68) sisältävät identtiset muunnospiirit.

27. Patenttivaatimuksen 12 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, j 15 että vastaanotinväline (25)käsittää edelleen: j bittisiirrosvälineen (shifting) mainittujen lohkokoodien bittisiirrettyjen | versioiden generoimiseksi ja välineen mainitun yhdistetyn signaalin | viivästyneiden kaikujen ja esikaikujen havaitsemiseksi.

28. Patenttivaatimuksen 27 mukainen kommunikaatiojärjestelmä, 20 tunnettu siitä, että mainittu korrelaatioväline (64) korreloi mainitun yhdistetyn signaalin korrelaation mainitun bittisiirretyn koodin kanssa sen koodisanan määrittämiseksi, jonka todennäköisyys olla tullut lähetetyksi on . . suurin. • il'·’

29. Patenttivaatimuksen 28 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, • · • '* 25 että siinä edellä dekoodattujen signaalien kaiut vähennetään mainitusta t · · • · > · * yhdistetystä signaalista. «· · ί.’.:

30. Menetelmä multippelikytkentäisessä, hajaspektrisessä kommuni- • # ·’.·: kaatiojärjestelmässä informaatiosignaalien välittämiseksi useiden asemien välillä käyttäen koodijakoisia hajaspektrisiä kommunikaatiosignaaleja, joka menetelmä 30 käsittää: individuaalisten informaatiosignaalien levittäminen (20) mainituista .···, asemista käyttäen vastaavaa näennäissatunnaista levityskoodia, jolloin eri •' asemilta tulevilla eri informaatiosignaaleilla voi olla sama levityskoodi; v : kunkin mainitun levityskoodatun informaatiosignaalin sekoittaminen 35 käyttäen ainutlaatuista, valittua sekoitusbittijaksoa, joka vastaa yhtä mainituista .': *. asemista; I n 8 S δ 9 30 ~ mainittujen sekoitettujen, levityskoodattujen signaalien lähettäminen (24) kultakin asemalta; j erään päällekkäisistä lähetetyistä signaaleista yhdistetyn signaalin vastaanottaminen (25) toistuvasti dekoodaamalla, uudelleenkoodaamalla ja 5 sitten vähentämällä yksi päällekkäisistä levityskoodatuista signaaleista yhdistetystä signaalista ennen dekoodausta, uudelleenkoodaamalla ja vähentämällä seuraava yksi päällekkäisistä levityskoodatuista signaaleista yhdistetystä signaalista, tunnettu siitä, että vastaanottovaihe käsittää vaiheet: 10 mainitun yhdistetyn signaalin sekoituksen avaaminen (62) käyttä mällä yhtä mainituista ainutlaatuisista sekoitusbittijaksoista erottamaan valituista asemista tulleet levityskoodatut informaatiosignaalit toisista signaaleista mainitussa yhdistetyssä signaalissa; ja mainittujen yhdistettyjen signaalien rekursiivinen dekoodaaminen (64) 15 korreloimalla valitut levityskoodit dekoodattujen signaalien sarjan generoimiseksi, jotka vähennetään (66, 67) peräkkäin mainitusta yhdistetystä signaalista.

31. Patenttivaatimuksen 30 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että se käsittää edelleen: suurimman korrelaation omaavan dekoodatun signaalin valinnan 20 (66), mainitun dekoodatun signaalin vastatessa yhtä mainituista yksittäisistä informaatiosignaaleista.

32. Patenttivaatimuksen 31 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, . . että se käsittää edelleen: « » mainitun valitun dekoodatun signaalin peräkkäinen uudelleen-: ** 25 koodaus (68) käyttäen mainittuja vastaavia levityskoodeja generoimaan :.:. ·’ uudelleenkoodattava signaali; mainitun uudelleenkoodatun signaalin uudelleensekoittaminen (70) •‘..j käyttäen valittua sekoitusbittijaksoa; :T: mainitun uudelleensekoitetun signaalin peräkkäinen poistaminen (67) 30 mainitusta yhdistetystä signaalista; ja seuraavan levityskoodin peräkkäinen valitseminen (69).

, · ·, 33. Patenttivaatimuksen 32 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että mainitut levityskoodit valitaan järjestyksessä suurimmasta levityskoodatusta signaalivoimakkuudesta heikoimpaan levityskoodattuun signaalivoimakkuuteen. :.,,: 35

34. Patenttivaatimuksen 30 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, . *: ·. että mainitut levityskoodit ovat ortogonaalisia lohkokoodeja. > 108589 31

35. Patenttivaatimuksen 32 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että mainittu dekoodaus vastaa Walsh:in muunnosta ja mainittu takaisinkoodaus vastaa käänteistä Walsh:in muunnosta. ! I · # * # · • · I i • · » * ♦ * # · * I • * * * # » « · » » » * · » • · tl* • il * * » I ·