JPH05507397A - Ｃｄｍａサブトラクティブ復調 - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 ＣＤＭＡサブトラクティブ復調 発明の分野 本発明はセルラー無線電話通信システムにおけるコード分割多元接続（ＣＤ〜ｉ Ａ）通信技術に関し、特に多数の信号強度順のＣＤＭＡ信号の連続信号減算に基 ずく強化ＣＤＭＡ復調方式に関する。

発明の背景 米国および他の国々において、セルラー電話産業はその商業運用において驚くべ き進展を遂げている。主要都市エリアにおける発展ぶりは予想を遥かに超えるも のでありシステム容量も越えるものである。この傾向が続けば、間もなく小さな 市場にも急速な発展の影響が及ぶものと思われる。高いサービス品質を維持しか つ価格上昇を回避しなからこのような容量増大のニーズに応えるには革新的な解 決方法か必要である。

全世界を通して、セルラーシステムにおける一つの重要なステップはアナログか らデジタル送信への変化である。同様に重要なことは、次世代セルラー技術を実 施するための有効なデジタル送信方式を選択することである。

さらに、次世代デジタルセルラーシステムインフラストラクチュアおよびセルラ ー周波数を使用するセルラー搬送波により（簡便に携行でき家庭、オフィス、街 路、自動車等で発受呼するのに使用される低コスト、ポケットサイズ、コードレ ス電話機を使用した）第１世代のパーソナル通信ｍ（ＰＣＮ）か提供されるもの と広く信じられている。これらの新しいシステムに要求される重要な特徴はトラ フィック容１の増大である。

現在、チャネル接続は周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）および時分割多元接続（ ＴＤＭＡ）法により行われている。第１　（ａ）図に示すように、Ｆ　ＤＭＡで は、通信チャネルは信号の送信電力か集中される単無線周波数帯である。隣接チ ャネルとの干渉は特定周波数帯内の信号エネルギだけを通すバンドパスフィルタ を使用して制限される。したがって、各チャネルに異なる周波数が割り当てられ るため、システム容量はチャネル再使用により課される制限だけでなく使用可能 周波数によっても制限される。

第１　（ｂ）図に示すように、ＴＤＭＡ方式では、チャネルは同じ周波数に対す る周期的な時間間隔列内のタイムスロットにより構成される。所与の信号のエネ ルギーはこれらのタイムスロットの一つへ限定される。隣接チャネル干渉は適切 な時間に受信する信号エネルギだけを通す時間ゲートもしくは他の同期化要素を 使用して制限される。したがって、異なる相対信号強度レベルからの干渉問題が 緩和される。

ＴＤＭＡ方式の容量は送信信号を短いタイムスロットの圧縮することにより増大 される。したかって、情報は相応する速いバースト速度で送信しなければならず 、それに比例して占有スペクトル量が増大する。

ＦＤＭＡもしくはＴＤＭＡ方式もしくはハイブリッドＦＤＭＡ／ＴＤＭＡ方式の 目的とするところは２つの干渉する可能性のある信号が同じ時間に同じ周波数を 占有しないよう保証することである。これに対してコード分割多元接続（ＣＤＭ Ａ）では、第１　（ｃ）図に示すように、信号は時間および周波数共に重畳する ことかできる。

したがって、全ＣＤＭＡ信号が同じ周波数スペクトルを共存する。周波数もしく は時間領域において、多元接続信号は互いにその頂部に現れる。原則として、被 送信情報データ流は擬ランダムコード発生器から発生されるより高いビットレー トのデータ流へ印加される。情報データ流および高ビツトレートデータ流は２つ のビット流を互いに乗じて結合される。高ビツトレート信号と低ビツトレートデ ータ流のこの結合は情報データ流信号のコーティングもしくはスプレッディング と呼ばれる。各情報データ流すなわちチャネルにはユニークなスプレッディング フードか割り当てられる。複数個の符号化された情・報信号か無線周波数搬送波 により送信され、受信機により合成信号として結合して受信される。符号化され た各信号は、周波数および時間共に、ノイズ関連信号だけでなく他の全ての符号 化信号と重畳している。合成信号を一つのユニークなコードと相関させることに より、対応する情報信号が分離されて復号される。

ＣＤＭＡ通信技術にはいくつかの利点がある。符号化利得／変調密度、音声アク ティビイティゲーティング、セクター化の改善およびセルにおける同じスペクト ルの再使用等の広帯域ＣＤＭＡ方式の特性により、ＣＤＭＡベースセルラ一方式 の容量限界は既存のアナログ技術の１２倍にも高められる。ＣＤＭＡにはマルチ パス干渉か全く無く、フェージングや空電等の電波障害もなくアーバンエリアの 性能か向上される。高ビツトレートデコーダによる音声のＣＤＭＡ送信では優れ たりアリスティックな音声品質が保証される。また、ＣＤＭＡてはデータレート は可変とされ、さまざまな音声品質度が提供される。ＣＤＭＡのスクランブルさ れた信号形式ではクロストークが完全に解消され呼を盗聴したり追跡することが 非常に困難でコストのかかることとなり、発呼者のプライバシーか非常に保証さ れ放送時間のごまかしの影響も低くなる。

ＣＤＭＡにはさまざまな利点かあるが、従来のＣＤＭＡ方式は復調プロセスによ り容量が制約される。

非常に多くのユーザ通信の時間および周波数が重畳されるため、正確な情報信号 を適切なユーザと相関させるタスクが複雑となる。実際のＣＤＭＡでは、本質的 に背景ノイズだけでなく他の重畳信号による干渉の測定値である信号対ノイズ比 （Ｓ／Ｎ）により容量が制限される。

したがって、解決すべき問題は、信号の復調を効率的かつ正確に実施できるよう に適切な信号ノイズ比を維持しながらどうやってシステム容量を増大させるかと いう二本発明により、サブトラクティブＣＤＭＡ復調技術を使用して前記問題か 解決される。受信合成信号を構成する池の多くの重畳信号に埋め込まれている符 号化情報信号を最適に復号するために、無線受信機が被復号信号に対応するユニ ークなコードを合成信号と相関させる。各情報信号は復号された後、記録され合 成信号から除去される。その結果、受信合成信号内の他の情報信号のその後の相 関は低干渉、したがって、高精度で行うことができる。

サブトラクティブ復調技術は合成信号の復号を信号強度の最も強い情報信号から 最も弱い情報信号へ順次行うことにより向上される。すなわち、最強信号が最初 に相関され除去される。したがって、弱い信号の復号／相関中に合成信号内に最 強情報信号が存在することにより干渉か除去される。したがって、たとえ最も弱 い信号であっても正確に復号される機会が著しく向上する。

実施例では、個別の情報信号の符号化は高速つすルシュ変換回路を使用して容易 に相関できるユニークなブロックエラー修正コードを各信号に割り付けることに より実施される。相関された信号は合成信号から除去できるように高速ウオルシ ュ変換を２度繰り返すことにより記録される。

図面の簡単な説明 次に、単なる例として、添付図に示す本発明の実施例に関して本発明の詳細説明 を行い、ここに、第１　（ａ）図〜第１　（Ｃ）図はさまざまな多元接続を使用 したアクセスチャネルのグラフ。

第２図はＣＤＭＡ信号かどのように発生されるかを示す一連のグラフ。

第３図および第４図はＣＤＭＡ信号がどのように符号化されるかを示す一連のグ ラフ。

第５図は本発明によるＣＤＭＡサブトラクティブ復調を示す一連のグラフ。

第６図はＣＤＭＡ送信機および受信機の機能図。

第７図は本発明によるＣＤＭＡサブトラクティブ復調器の機能図。

第８図は第７図に示す信号強度プロセッサの機能図。

第９図は従来のＣＤＭＡと本発明のＣＤＭＡの信号ノイズ比を比較するグラフ。

第１０図は本発明によるＣＤＭＡサブトラクティブ復調器のもう一つの実施例の 機能図。

実施例の詳細説明 以下の説明は可搬型もしくは移動無線電話機および／もしくはパーソナル通信網 を伴いセルラー通信方式に関するものであるが、同業者ならば本発明は他の通信 応用にも適用できることがお判りと忠う。

次に、従来のＣＤＭＡ方式の符号化および復号化ブロセスにおける波形例を示す 第２図〜第４図の信号グラフに関して本発明の説明を行う。第２図〜第４図の同 じ波形例を使用して、従来のＣＤＭＡに対して改良された本発明の性能を第５図 に示す。

第２図に信号グラフ（ａ）および（ｂ）として示す２つの異なるデータ流は、２ つの別々の通信チャネルを介して通信されるデジタル化された情報を示す。信号 １は信号グラフ（ｂ）に示す信号Ｉにとってユニークな高ビットレートデジタル コードを使用して変調される。本発明において、“ビット”とはｌデジットの情 報信号のことである。“ビット期間”とはビット信号か始ってから終るまでの時 間間隔である。“チップ“とはｌデジットの高レート符号化信号のことである。

したかって、チップ期間とはチップ信号か開始されてから終るまでの時間間隔で ある。当然、ビット期間はチップ期間よりも遥かに大きい。本質的には２つの信 号波形の積であるこの変調の結果は信号グラフ（Ｃ）となる。プール信号法では 、２つの２進波形の変調は本質的に排他的ＯＲ演算である。

信号グラフ（ｄ）〜（ｆ）に示すように一連の類似の演算か信号２に対しても実 施される。もちろん、実際には、３つ以上の符号化情報信号がセルラー電話通信 に利用できる周波数スペクトルに対して分布される。

各符号化信号は、直角位相シフトキーイング（Ｑ　Ｐ　Ｓ　Ｋ　）等の、いくつ かの変調技術の中のいずれかを使用してＲＦ搬送波を変調するのに使用される。

変調された各搬送波は空気インターフェイス上を送信される。

セルラー基地局等の無線受信機には、割当周波数帯域内で重畳する全信号か一緒 に受信される。第３図の信号グラフ（ａ）〜（Ｃ）に示すように、個別の符号化 信号が加えられて合成信号波形が形成される。

信号信号を適切なペースバンド周波数に復調した後、合成信号の復号が行われる 。信号グラフ（Ｃ）の受信合成信号に信号グラフ（ｄ）に示す元々信号１の変調 に使用されるユニークなコードを乗じることにより信号ｌを復号すなわちデスプ レッドすることができる。こうして得られる信号を分析して信号の各情報ビット 期間の極性（ハイもしくはロー、＋１もしくは−１、”１″もしくは′０”）か 判定される。

これらの判定は１ビット期間中のチップ極性を利用したりその多数決により行わ れる。信号に曖昧さが無い限り、このような“ハード判定“は受入れることがで きる。

例えば、信号グラフ（ｆ）の最初のビット期間中に、平均チップ値は＋１．００ であり用意にビット極性＋１が表示される。同様に、第３のビット期間中に、平 均チップ値は＋０．７５である。その結果、ビット極性は＋１であったものと思 われる。しかしながら、第２のビット期間では、平均は０であり、多数決や平均 テストにより得られる極性値は受け入れられないものとなる。

曖昧な状況では、“ソフト判定”プロセスを使用してビット極性を決定しなけれ ばならない。例えば、デスブレソデイング後の受信信号に比例するアナログ電圧 を１ｆｉｎビツトに対応するチップ期間数だけ積分することができる。正味の積 分結果の符号すなわち極性はビット値か＋１もしくは−ｌであることを示す。

信号Ｉと同様な信号２の復号を第４図の信号グラフ（ａ）〜（ｄ）に示す。した しながら、復号の後では、曖昧性やビット極性状況はない。

理論上、この復号機構は合成信号を構成する各信号を復号するのに使用すること ができる。理想的には、デジタル拡散コードが不要信号に直交しておれば不要な 干渉信号の寄与度を最少限に抑えることかできる。ビットの半分が全く異ってお れば２つのコードは直交している。

残念ながら、育成語長に対してはある数の直交コードしか存在しない。もう一つ の問題点は２つの信号間で相対的な時間一致が厳密に維持される場合しか直交性 を維持できないことである。セルラ一方式等のように、可搬型無線装置か常時移 動する通信環境では、時間一致を達成するのは困難である。

コードの直交度か保証されない場合には、ノイズペース信号か、例えば移動電話 機等の、さまざまなコード発生器により発生される実際のビットシーケンスと干 渉することかある。しかしなから、元々符号化された信号エネルギーに較べて、 ノイズ信号のエネルギーは通常小さい。“処理利得“という用語は相対信号エネ ルギーを比較するのにしばしば使用される。処理利得は基底情報ビットレートに 対する拡散すなわちコーディングビットレートの比として定義される。したがっ て、処理利得は本質的には拡散比率である。符号化ビットレートが高い程、情報 は広範に拡散され拡散比は大きくなる。例えば、ＩＭｂ／秒符号秒信号化信号す るのに使用するｌＫｂ／秒情報レートの処理利得は１０００：ｌである。

処理利得か大きいと、非相関コードを使用して変調されるノイズ信号を復号する 機会か低減する。例えば、処理利得を軍事に使用して敵の妨害信号の抑制を測定 することかできる。セルラ一方式等の別の環境では、処理利得は同じ通信チャネ ル上の他の有用信号を非相関コードにより抑制することに関連している。本発明 では、ノイズには妨害および存用信号の両方が含まれている。事実、ノイズは関 心のある信号、すなわち復号化される信号、以外の任意能の信号として定義され る。前例を拡張して、１０：１の信号ノイズ比か必要であり処理利得が１Ｏ００ ：１である場合には、従来のＣＤＭＡ方式は１０１までの信号か同じチャネルを 共有できる容量を有している。

復号中に、１０１個の信号中の１００個か元の干渉電力の１／Ｉ　０００へ抑制 される。したかって、総干渉エネルギーは（１）の所望情報エネルギーに較べて １００／１ｏｏｏすなわちＩ／１０となる。情報信号エネルギーか干渉エネルギ ーよりも１．０倍大きくなるため、情報信号を正確に相関させることかできる。

所要信号干渉比と共に処理利得により同じチャネル内の許容重畳信号数か決定さ れる。これはやはりＣＤＭＡ方式の従来の容量限界の考え方であることか、例え ば、１９９０年１１月ＩＥＥＥ車輛技術議事録、ギルハウゼン、ヤコブ、ビテル ビ、ウィーμおよびホイートリーの“セルラーＣＤＭＡ方式の容量″を読めば判 る。

従来の見解に対して、本発明の重要な特徴は軍事妨害信号を抑制する場合のよう にスペクトル拡散復調器の処理利得によりフレンドリ−なＣＤＭΔ信号は抑制さ れないことを認識していることである。受信合成信号に含まれる池の信号のかな りの割合を占めているのは相関できない未知の妨害信号や環境ノイズではない。

前記したように、大部分のノイズは公知であり関心である信号の復号を容易にす るのに使用される。これらのノイズ信号の大部分は、対応するコードと同様に、 公知であるという事実を使用して本発明によりシステム容量および信号復号プロ セスの精度か向上される。

合成信号からの各情報信号を単に復号するのではなく、本発明では合成信号から の各情報信号は復号された後で除去される。残される信号は残りの合成信号から だけ復号される。したかって、既に復号された信号からの通信チャネルに存在す る信号送信が他の信号の復号に干渉することはない。例えば、第５図において、 信号２か信号グラフ（ａ）に示すように既に復号されておれば、信号２の符号化 形式を信号グラフ（ｂ）および（Ｃ）に示すように再構成し信号グラフ（ｄ）の 合成信号から減じて信号グラフ（ｅ）の符号化信号ｌが残される。信号１は符号 化信号１にコードｌを乗じることにより容易に再構成することかてきる。従来の ＣＤＭＡ復号方法では信号ｌの第２のビット期間内の情報ビットが第３図の信号 グラフ内の＋ｌであったか−１であったかを決定することができなかったが、本 発明の復号方法では合成信号から信号２を除去するたけてこの曖昧さを有効に解 決できるのは重要なことである。

第６図に従来のＣＤＭＡ方式を示す。ＲＦ通信チャネルを介して送信されるデジ タル情報ｌはＣＤＭＡエンコーダ２０により符号化される。符号化された信号は ミキサー２２によりＲＦ搬送波を変調するのに使用される。

変調された搬送波は送信アンテナ２４を介してエアインターフェイス上を送信さ れる。他の送信機（２・−・−Ｎ）からの他のデジタル情報も同様に送信するこ とができる。

無線受信機２５の受信アンテナ２６か合成ＲＦ倍信号受信し、他のミキサー２８ を使用して合成信号を復調する。

ＣＤＭＡエンコーダ２０において元々所要信号を符号化するのに使用された対応 コードに合成信号を乗じることにより合成信号から所要信号が抽出される。理論 上、適切な信号だけがデコーダ３４により相関され再構成される。

次に、第７図に関してデコーダ３４の詳細な実施例について説明を行う。同じ通 信チャネル内で重畳する多数の符号化信号が合成ＲＦ倍信号してアンテナ２６に 受信される。復調器２８か受信ＲＦ信号を処理するのに簡便な周波数へ変換する 。このような簡便な周波数は、例えば、０周波数（ＤＣ）付近であり、合成信号 は実および虚すなわちＩおよびＱ成分を有する複素成分で構成することかできる 。ｉＥＩのデジタル処理ブロック４０は第１の被復調信号のコードに整合するよ うに設定された第１のコート発生器３２を含んでいる。第１のデータ処理ブロッ ク４０内のコード発生器３２により設定される特定コードは任意に選定てきるか 、実施例では、コードの発生順序は信号強度に基いている。信号強度プロセッサ ２９か合成信号を構成する各信号の相対信号強度を監視する。セルラーシステム においては、移動交換局（ＭＳＣ）もしくは基地局（ＢＳ）が各移動電話通信の 見込もしくは実際の信号強度を監視する場合には、ＭＳＣもしくはＢＳか信号強 度プロセッサ２９のタスクを実施することができる。

信号強度は信号強度プロセッサ２９により検出したり、信号強度のヒストリカル モデルに基いて予想することができる。次に第８図に関して、信号強度プロセッ サ２９の機能を実施するハードウェアを示す機能ブロック図について説明を行う 。同業者ならば、これらの機能は適切にプログラムされたマイクロプロセッサを 使用して実施することもできることがお判りと思う。アンテナ２６により受信さ れる総合成信号が乗算器１００により二乗され、ビット期間内のチップ数期間だ け積分器１０６により積分される。ビットクロック信号により積分期間が決定さ れる。平方根回路１０７によりビット期間に対する合成信号の実効値（ＲＭＳ） が決定される。

同時に、残りの信号が乗算器１０２に受信される。残信号は総合成信号から前に 復号された任意の信号を引いたものである。残信号には被復号化信号の局部コー ド発生器１０４から発生する拡散コードが乗じられる。乗算器１０２からの相関 された出力信号も、ピットクロック信号に制御されて、積分器１０８により同じ ビット期間に対して積分される。前記したように、例えば第３図の信号グラフ（ ｅ）および（ｆ）について、積分時間に対する平均すなわち積分電圧は正もしく は負の極性となる。

したがって、ビット極性判定装置１１０か信号極性を検出して絶対値装置１１４ へ信号を送り、それにより積分器１０８の出力信号の符号が遅延回路１１２によ り遅延。

されることか常に保証される。絶対値装置１１４は、例えば、ビット極性判定装 置１２０により制御されるインバータとすることかできる。

平均相関信号（Ｂ）の絶対値は乗算器１１６において、同じビット期間に対する 総合成信号の二乗（Ａりの実効値の平方根により乗算されて正規化された値が発 生される。すなわち、復号信号Ｂの相関強度はそれをそのビット期間に対する信 号の総合酸強度で除算して正規化される。復号信号の正規化された相関は信号ア ベレージヤ−１１８によりビット数期間に対して累積されて、その復号信号に対 する相対平均強度が発生される。信号のマルチパスフェージングにより、実際の ビット数期間は復調信号の正確な平均信号強度を決定するために恐らくはおよそ １０程度でなければならない。各局部コードは関連する平均強度値と共にメモリ １２０に記憶される。ソーター１２２かこれらの各平均信号値を比較して最も強 いものから弱いものへとソートする。その点において、ソーター１２２は最強信 号の局部拡散コードを局部コード発生器１０４へ送信し、次のデータビット期間 に常に最強信号が復調され抽出されるようにする。それよりも強度の弱い信号は ソーター１２２により決定される信号強度順て復調される。ソーター１２２機能 はソフトウェアソートプログラムを使用してマイクロプロセッサにより容易に実 施することができる。

セル内の多くの移動局の信号強度は常時変動するため、本発明の別の実施例では 線型予測分析（ＬＰＡ）を利用して信号強度の優先順位か並へ替えられる。一般 的に、相対信号強度のヒストリカルモデルがメモリに記憶され次の時点において との信号の強度か最も高くなりそうかを推定するのに使用される。ＬＰＡは波形 の次の値は前の値の重み付けされた和であり重み付は係数を決定すべきものと仮 定する。この分析を実施するのに公知のカルマンフィルタアルゴリズムを使用す ることかできる。このようにして、別の信号復号および測定シーケンスを実際に 実施することなく最強信号を有効に予測することかできる。

不正確な予測やシステム状態の変化により合成信号の復号および信号強度優先順 位の実際の結果かエラーであると信号強度プロセッサ２９が決定する場合には、 信号強度プロセッサ２９は実際の信号強度順を反映するようにコードシーケンス を並べ替える。その後、復調プロセスを繰り返して合成信号の個別に符号化され る信号が信号強度の最大のものから最小のものへ順次復号されることを保証する ことかできる。合成信号は処理ブロック４０内の遅延回路５０に記憶されている ため繰返しプロセスによりデータ損失やトラフィック中断が生じることはない。

遅延回路５０は単なる記憶装置とすることができる。したがって、最適復号順が 決定されるたびに合成信号を遡及して再処理することができる。

第１のコード発生器３２の出力信号を相関器３ｏが受信する合成信号と相関させ ることより、第１のコードに対応する個別信号が合成信号から抽出される。相関 されｆ、−ｆｆ　号ｉ！ローパスフィルタ４２で濾波されてノイズや無関係信号 による発生する干渉が取り除かれる。ローパスフィルタ４２の替りに、多数決回 路や積分およびダンプ回路を使用して相関しここの帯域幅やビットレートを低減 もしくはデスプレッドすることができる。ローパスフィルタ４２の出力信号はさ らにエラー修正デコーダ４４で処理されて信号帯域幅やビットレートは最終的に 基底デジタル情報へ還元される。復号された情報信号はさらに信号処理を行って から最終行先へ達することができる。

エラー修正された出力信号もレコーダ／クモジューレータ４６へ加えられ復号し たばかりの信号の波形か再構成される。復号信号を再構成／記録する目的は減算 器４８により合成信号からそれを取り除くことである。遅延メモリ５０は第１の 復号信号を最初に復号し次に再構成するのに要する処理時間だけ合成信号を記憶 する。

第１の信号が復号され減算された残りの合成信号は減算器２０から第１のブロッ ク４０と同様な第２のデジタル処理ブロック４０゛の入力へ通される。２つのデ ジタル処理ブロック４０．４０’　の唯一の違いはコード発生器３２゛か第２の 被復調信号に対応するコードと整合するようにプログラムされていることである 。実施例では、第２の被復調信号は信号強度か次に大きい信号である。

同業者ならば、ハードウェアの重複を避けるために第１の信号処理ブロック４０ を繰返し使用して第２の信号処理ブロック４０″を実施できることがお判りと思 う。第２の信号処理ブロック４０′はエラー修正デコーダ４４′から第２の復号 信号を発生し、減算器４８゛において遅延合成信号から第２の再構成信号を減じ る。２つの信号が取り除かれた残りの合成信号は第３の信号処理段へ通され、以 下同様とされる。

本発明のキーポイントは個別情報信号の復調および抽出シーケンスが最高強度信 号から最低強度信号の順とされることである。最初に、合成信号が多くの信号を 含む場合には、最も正確に検出されそうな信号は信号強度の最も高い信号である 。弱い信号は強い信号と干渉する可能性か少い。合成信号から最強信号か取り除 かれると、最強信号の干渉を考慮することなく次に強い信号を容易に検出するこ とかできる。このようにして、最も弱い信号でも正確に復号される。この強化復 号能力により、本発明は従来のＣＤＭＡ方式により代表的に対処されるユーザの 数か著しく増大しても満足に作動する。

同じ通信チャネルを介した移動アクセス数を増加することにより、全ての被処理 情報信号の瞬時相対レベルを信号強度プロセッサ２９が連続的に決定するアクテ ィビティの定常値が得られる。全低電力信号の電力相が（任意所望の信号ノイズ 比よりも低い）利用可能な処理利得以上信号電力を越える場合にこのシステムの 終局容量限界に達する。しかしながら、この限界は全ての強い信号の電力相か利 用可能な処理利得以上に最弱信号を越える時に到達される従来の限界よりは遥か に好ましい。

容量利得を評価する際、セルラー電話環境における代表的な信号レベル分布とし てレーリー分布が使用される。

帰還電力制御を使用するものとすれば、全信号の長期平均強度は１となる。した がって、信号強度電力の分布関数は次のようになり、 Ｐ　（Ａ）ｄＡ＝２Ａ　ｅｘｐ　（−Ａ”　）ｄＡここに、Ａは信号の振幅であ る。このような多数Ｎの信号の総電力Ｐは単にＮとなる。処理利得すなわち拡散 比率がＲであれば、デスブレ・リディング後の信号干渉比は従来のＣＤＭＡ方式 に対してはほぼ次のようになる。

Ｓ／Ｉ＝Ａ”　Ｒ／Ｎ Ｓ／ｘがｌｌ：等り、けｔｔば、５ＱＲＴ　（Ｎ／Ｒ）よりも振幅の低い信号は 復調後の干渉に対してＯｄＢ　（等電力比）には達しない。これが許容複合の閾 値であれば、の信号は復号不能であり、ある数 ｅ＋−Ｎｚ＊＋ の信号は復号可能である。したがって、復号できる信号の最大数は、 Ｎ　ｅ＋−Ｎ／１１ となり、ここにＮはＲに等しく選定され復号可能な信号数はＮ　／　ｅとなる。

したかって、信号強度分布による損失はｅとなる。実際上、ある時点において復 号可能であった信号は１組の車輌に属し他の時点では他の１組の車輌に属するた め、セルラーシステムにおいて適切なサービス品質を提供しなからこの容量に到 達できるがどうかは疑わしい。各移動情報信号が、例えば、９５％の時間復号で きることを保証しようとするとかなりの容量損失を生じる。この損失は信号フェ ージングを許容するためにシステム容量へ組み入れなければならないマージンで ある。

しかしながら、本発明の場合には、各信号は振幅が同Ｌ　等以下のものからしが 干渉を受けない。信号強度すなわち振幅の大きい信号は最初に復調され除外され ている。

振幅Ａまでの全干渉■の全体は次式で与えられる。

１−　（１＋Ａ”　）ｅＸｐ　（−Ａ”　）。

振幅Ａの信号のデスプレプディング後の信号／干渉比Ｓ／Ｉは次式のようになる 。

Ｓ　＝　ＲＡ”／（１−（Ａ”＋１）ｅｘｐ（−Ａ’））。

第９図は次式に示す関数のグラフであり、Ａ”　／　（１−（Ａ”　＋１）ｅｘ ｐ　（−Ａ２乃。

５．８ｄＢ　（３，８：　ｌの電力比）より低くなることはなく、最小値はＡ２ ＝１．７９で生じることが判っている。Ｓ／Ｉは（１，７９）ｌ／ｌよりも振幅 の大きい信号に対しては電力が大きいために向上される。従来の、ＣＤＭＡ方式 に対して、本発明におけるＳ／Ｉは１．７９よりも振幅の小さい信号に対しても 向上され、それはこの信号レベルよりも低い非減算、干渉信号が少いためである 。

したがって、 Ｒ／Ｎ＞ｌ／３．８ すなわち　Ｎ＜３．８Ｒ である限り、全信号か復号可能となる。

従来のＣＤＭＡ復調器容量限界、すなわち、Ｎ＜Ｒ／ｅ　（フェージングマージ ン無し）に較べて、本発明は３．８７ｅの容量を有し１０倍以上の増加である。

さらに、従来の方式はフェージングマージンか大きい。本発明では、（少くとも 他の信号との干渉に関しかつ他のノイズ源を無視した場合）最も弱い衰弱信号で も正確に復号できる。フェージングマージンを考慮すれば、本発明による容量増 加は従来のＣＤＭＡ方式よりもおよそ１００倍大きい。

システム容量は最初に処理される信号が強い信号ではなく弱い信号となる可能性 によってのみ制限される。しかしなから、遅延メモリ５０内に合成信号を記憶さ せ合成信号を遡及して再処理することにより、マルチパス復調手順を合成信号に 適用することができる。もちろん、第１バス復調により復号信号にエラーが生じ る場合にはこの手順により違いが生じるたけである。したがって、好ましくは冗 長コーディングを使用して復号された信号結果の信頼性が表示される。この信頼 性コードに基いて、処理ブロック４０によりこれ以上のパスが改善されるかどう かが判定される。特定の復号結果へ信頼値を割り当てる公知の冗長符号化手順は 多数決技術である。例えば、５つの冗長信号を比較して４つもしくは５つが同じ 値であれば、結果に対して高い信頼値が割り付けられる。一致する信号が少い程 、信頼値は低くなる。信頼値が高ければ、これ以上の復調バスは不要である。逆 に、低い信頼値は信号を回復させ、強度の高い任意の信号を除去すべきことを示 す。

連続拡散コードの原理について第３図〜第５図に関して最初に説明したか、エラ ー修正コーディングを使用すれば情報信号のスペクトルを拡散させる優れた方法 が得られる。一時に一つの２進情報ビツトか拡散比Ｒで帯域拡張されてＲビット の擬似ランダムシーケンスとなると、帯域幅はエラー修正符号化利得なしで拡散 される。そのため、この技術は単純拡散と呼ばれる。一方、一時にＭ情報ビット のブロックを拡散し、但しＭ＞Ｉ、ＭＸＲビットの擬似ランダムシーケンスとす ると、同じ拡散係数内のエラー修正符号化利得が得られる。

単純拡散は、例えば直線等の、−次元空間内の２つの座標（−１）もしくは（＋ １）の一方としての情報信号を、それを表示するのにＲ次元を必要とする信号へ 変換するものと考えることができる。任意Ｒ次元内の座標は２つの値−１もしく は＋１（プール記号法のＯもしくは１）しか持つことができない。このような空 間はガロア体として知られる。信号をコードと相関させることは原点からコード のビットにより座標が与えられる点を通るベクトルの射影を探すことに等しい。

最大相関すなわち信号の射影は信号ベクトルの終端とコードベクトルが一致する 場合に得られる。信号ベクトルとコードベクトル間に角度が存在しない場合に一 致が生じる。一つの信号がコードと一致し池はそのコードと直角であるような信 号の和により構成されている場合、信号とそのコードとの相関は所望の復調信号 に対応する複素相関積となる。

他の信号は泪８！１１１　＋　ｊ　Ｑ上の射影がＯであるため相関積の大きさに 寄与しない。

一般的に、ランダム符号化された信号の和には相関コードと一致する一つの信号 とコード相関線すなわちベクトル上に任意の射影を存する他の信号が含まれる。

これら池の任意の信号の二乗の総和は、ビタゴラスにより、ａ、　Ｉ”　＋ａ　 ２”　＋ａ、　３”　−てあり、ここにａｌ、ａ２、ａ３　・・　はいくつかの 異なるベクトルすなわち軸上の射影であり、任意の一次元に総二乗長（すなわち 電力）の１／Ｒが現れる。第１の信号のコードと相関させコードベクトルの対応 する量を減じると、残りの信号のコードベクトルに沿った射影はＯとなる。本質 的に、信号はＲ−１次元の平面もしくは小平面上へ投射され、コード相５１線に 沿ったその電力の１／Ｒは消失している。

コード相関線に沿った総電力のこの損失は第１の信号かそれ自体のコードと相関 されこの第１の信号が緑信号すなわち合成信号から減じられる時に生じる残信号 の電力の“相関損失″と呼ばれる。信号が全て直交しておれば、このような損失 は生じない。そうでない場合には、拡散比Ｒか本質的に各残信号の電力の相関に おけるチップ敢である、Ｉ／Ｒの平均損失か前の復調信号の抽出時に生じる。各 コードをＲ次元空間全体に広げなからＲ以上の信号を復調し抽出しようとすると 、全次元の全ベクトル成分がＲ番目信号の抽出後に除去される。復調し残される 信号はない、本発明によれば、相関損失を低減することによりＲよりも多くの重 畳信号を復調することができる。

合成信号から減じられる復調信号の大きさは現在情報ビットの相関デスブレプデ ィング後の信号振幅もしくは前の情報ビットの信号振幅に基ずくことかできる。

前のビットエラーは前のビットを復調し除去した時の合成信号を構成する他の信 号の値に基いている。本発明の信号のフェージングパターンに従うようにするこ とができる、カルマンフィルター等の、逐次評価技術に少くともいくつかの過去 のｇ　ｇ　２１！１定値を使用することにより減ずべき復号信号の最適量を評価 する。

別の実施例では、被送信情報の直交もしくは双直交ブロック符号化に基ずく“イ ンテリジェント拡散”を使用して信号が評価される。直交ブロックコーディング では、被送信ビット数Ｍは２′の使用可能な２Ｍビット直交コード語の一つへ変 換される。１組のコード語は次のように構成することができる。

Ｍ＝１の場合には２つの２ビツト語、 が生じ、それは２×２ビツトマトリクス、と考えられる。

Ｍ＝２の場合には、次の反復関係、 により４×４ビツトマトリクスＭ２を形成することにより構成することができる 。

これらのマトリクスはウオルシュ−アダマールマトリクスとして知られている。

これらの直交コードを復号することにはコード語集合の全メンバーを相関すける ことか伴う。最高相関を与えるコード語の２進指標により所望の情報が得られる 。例えば、Ｉ６の相関の場合には、■６ビツトコード語０〜Ｉ５により１０番目 の１６ビツトコード語に最高相関が生じ、基底信号情報は４ビツト２進語１０１ ．０（２進ＩＯ）である。このようなコードも［１６，４］直交ブロツクコード と呼ばれ＋６／４＝４の拡散比を有している。

相補コード語を使用してウオルシュ−アダマールマトリクスを強化させると、（ 全１６ビツトが反転され）、コード語当りさらに１ビツトの情報を運ぶことかで きる。

したがって、Ｉ６コード語の一つもしくはその１６の補数の一つを送信すること により情報の５ビツトが運ばれ、合計３２の選択が可能となる。この種の符号化 は双直交符号化として知られている。拡散比が高い場合には、！、　６　：　１ の拡散比を要する（１２８．８）双直交ブロックコードを使用することができる 。事実、（２５８゜９〕、（５］２，１０）・−・−（３２７６８，１６）等の 双直交ブロックコードを使用することができる。

モジュロ−２加算を使用して、ブロックニードヘスクランプリングコードを付加 し各信号に対する符号化が異なることを保証することかできる。スクランプリン グコードはブロックごとにランダムに変えることもできる。

スクランプリングコードのモジュロ−２加算は、ガロア体において、軸回転を与 えることに対応する。スクランプリングコードは受信機に２度正しいスクランプ リングコードを加えてウオルシュ−アダマールマトリクスのコード語へも一度軸 を合せるモジュロ−２によりデスクランブルすることができる。

本発明の重要な特徴は集合内の全直交ブロックコード語との同時相関を高速つオ ルシュ変換により有効に実施できることである。例えば（１２８，７）コードの 場合には、１２８個の入力信号サンプルは各点が合成信号の一つのコード語との 相関値を表わす１２８点ウオルシュスペクトルへ変換される。次に、このような 変換プロセスについて説明する。第１０図を参照して、直列信号サンプルコレク タ６０が、例えば１２８の、符号化語のビット数に等しい数のサンプルを受信機 から直列に取り入れ、内部バッファメモリ内に記憶し、並列フォーマットへ変換 する。デスクランブラ−６２かスクランプリングコードの対応するビット極性に 従って信号サンプルを反転するかもしくは反転せずにスクランプリングコードを 除去する。サンプルはウオルシュスペクトルを発生する高速変換ブロックデコー ダ６４へ並列に転送される。すなわち、受信された合成信号と各直交コード語間 の相関度を表わすいくつかの値か発生される。デスクランプリング操作によりガ ロア体内で軸が正しく一致されている信号が指標および復号か情報の７ビツトか らなるつオルシュスベクトル内の一つの優勢な成分となる。スペクトルの他の成 分はノイズおよび別様にスクランブルされた信号によるものである。

比較プロセッサ６６によりどの相関か最大値を有するかが決定され、対応するス イッチ６７を開くことによりその信号が０へ設定される。このようにして、復調 信号は合成信号からを効に減じられる。−成分を除去した残スペクトルは逆高速 ウオルシュ変換ブロック記録回路６８により処理されリスクランブラ−７０によ り同じスクランプリングコードにより再スクランブルされ元の１２８個の信号サ ンプルから復号したばかりの信号を引いたものを再構成する。相関信号の大きさ は信号強度を表わし対応するスクランプリングコードと共にソーティングプロセ ッサ６９へ記憶される。プロセッサ６９はスクランプリングコードを相関信号値 の最大のものから最弱のものへ順序ずける。

本発明のサブトラクティブ原理に従って第１の復号信号が除去された残りの合成 信号は第２の被復号信号のデスクランプリングコードを使用して再びデスクラン ブルされ第２の高速つオルシュ変換操作による復号、その他が行われる。前記し たように、前記手段により信号を復号し減じる順序はデスクランプリングコード の使用順序により支配され、本発明では対応する情報信号の予測強度の降幕の順 である。このプロセッサを数回繰り返していくつかの信号が復号される。

一つの高速ウオルシュ変換ブロックデコーダ６４しか示されていないが、実際に は２つの高速ウオルシュ変換ブロックデコーダを並列に使用してデスクランブル された信号の実および虚相関値が並列に処理される。したがって、比較プロセッ サ６６は１２８の実および１２８の虚相関を検出し実および虚部の平方和の平方 根を計算することにより１２８の複素相関値を決定する。次に、比較プロセッサ ６６は最大値を有する複素相関はどれであるかを決定する。選定された相関の実 および虚部は複素面で分析されて位相が変化、例えば全面の信号復号時から１８ ０’の相差、しているかどうかに決定される。例えばＯｏと１８０°の２つの位 相によりさらに１ビツトの情報を１２８の各コードにより送信することができる 、例えば同相は“ｌ”に対応しｔａｏ’の位相変移は“０”に対応する。この位 相差を利用して、直交符号化（１２８，８）が行われる。同業者ならば、付加情 報ビットは例えば９０°、４５°等の小さな位相差を利用して送信できることが お判りと思う。前記したように、カルマン濾波アルゴリズムを使用して各相関信 号の実部および虚部を追跡して位相情報を抽出することができる。

前記プロセスに含まれる相関損失は次のようである。

各段において、コンバレタ６６により決定される最大相関を有するウオルシュス ペクトル成分かゼロへ設定され、復号したばかりの信号が存効に除去される。し たかつて、平均１／１２８の電力が合成信号から除去される。拡散比は１２８／ ８＝１６であることを思い出していただきたい。したかって、同じ拡散比の“ダ ンプ拡散゛に対する総電力のｌ／１６に較べて、相関損失は復号コード当り総電 力の僅か１／１２８　（０，０４ｄＢ）にすぎない。

インテリジェント拡散のブロック符号化もしくは類似の形式を使用すれば、本発 明によるサブトラクティブ復調を使用して、過剰な相関損失を生じることなく、 コードの帯域幅拡張比を越えるいくつかの情報を帯びた信号を復号して合成信号 から抽出することができる。

セルラーシステムにおける移動無線電話機では、基地局からさまざまな距離に位 置するさまざまな送信移動局や可搬型無線電話機からさまざまな信号か発せられ る。

その結果、一つの信号に関連するコード語の多数のバーストは受信機において必 ずしも時間が一致されていない。

この時間的不一致は各復号段の後で、合成信号内の残信号を直列サンプル流へ変 換し戻すことにより克服される。

新しい次の信号を処理する前に、次の信号に適したブロックタイミングを使用し てこの直列サンプル流が新しい信号サンプルと結合され並列形式に変換される。

これらのタスクはデジタル信号処理ブロック内に含まれるバッファメモリ内の適 切なアドレスおよびデータ操作により完全に実施できる。

移動無線電話機と基地局受信機間の代表的な伝播径路は最短視線径路だけてなく 、山や高層建築等からの反射によるいくつかの遅延径路すなわちエコーにより構 成される。密集した都市部では、伝播径路はこのようなエコーだけで構成される こともある。直接径路は、仮に存在しても、非常に識別困難なことがある。伝播 径路間の総遅延が信号の連帯域幅に較べて小さい場合には、時により建設的およ び破壊的に加わるマルチパスによりフェージングが生じる。しかしながら、一つ の波だけが存在するものと仮定すれば信号をうまく復調することができゑ。

一方、連帯域幅（１／帯域幅、ヘルツ）に較べてバス遅延の大きい信号は１次お よび２次波を有するものとして処理しなければならない。しかしながら通常は、 ビット期間の倍数だけ遅延した育限数のバスの和として総信号を表わすことかで きる。各バスは少数ビット期間遅延により別々の振幅フェージングおよび相回転 の影響を受ける。このような状況では、本発明はＲＡＫＥ受信機として知られる 従来の一種のデコーダを使用してビット期間遅延バスからの情報を積分する。Ｒ ＡＫＥ受信機はデスブレラディングコードを１ビツト期間遅延した信号サンプル 、２ビット期間遅延した信号サンプル等だけでなく現在の信号サンプルとも相関 させ、相関結果を結合した後で信号の情報内容を決定する。

入力信号の遅延部は高速つ十ルシュ変換デコーダ６４て処理されつオルツユスペ クトルを加えた後て最大つオルシュ成分が決定される。つオルシュスベクトルは 重み付けをするかもしくはしないで非コヒーレントに加えるか、もしくは適切な 相対相回転および重み付けを行ってコヒーレントに加えることができる。前記し たように、つオルシュ変換は信号の実および虚ベクトル部に対して行われ、ウオ ルシュスペクトルの実および虚部が得られる。非コヒーレント加算の場合には、 対応する複素つオルシュベクトル成分の大きさだけが加えられ重み付けされその 後最大成分が決定される。コヒーレント加算の場合には、信号バス間の公知の相 対位相変偏を使用して対応するつオルシュ成分の位相を一致させた後に加えられ る。

柑一致は同時に振幅重み付けを含むことがてきる複素乗算により行われる。例え ば最初に公知の信号を送信することによりバスの移相が公知であれば、その移相 を使用して対応するウオルシュ成分を一軸上で一致するまで回転させ、この軸上 に最大値を有するウオルシュ成分を決定することかできる。この技術により非コ ヒーレント干渉信号の影響は平均３ｄＢだけ低減され、容量はさらに２；ｌだけ 増大する。さらに、復号信号により複素ウオルシュスペクトルの（実もしくは虚 ）部だけが復号後に除去されるため、他の信号の相関損失も低減する。例えば、 信号バスの絶対移相はデジタル相追跡ループの所望信号によるウオルシュ成分の 実際の移相を処理することにより追跡することができる。

多数のデスブレラディング相関の結果を結合することによりさまざまな信号バス に生じるエネルギーを利用できるのと同様に、さまざまなアンテナに到来する信 号を結合してダイバシティ受信システムを形成することができる。アンテナアレ イをビーム形成網を介して相関する受信機アレイに接続すれば、特定受信機に特 定範囲の方向から生じる信号に対する優先権を与えることができる。

例えば受信機バンクの中の１台の受信機では、その受信機に対して形成されるア ンテナビームが北を指しているため北の方向からの信号Ｓ１が最大信号強度を有 することができる。ビームが南を指す受信機では、信号Ｓ１の強度は低減され第 ２の信号Ｓ２が最大となる。したがって、信号を復調および抽出する順序は２台 以上の受信機で異なることがあり同じ信号が信号強度優先化シーケンス内の別の 点で復調されてさまざまな干渉信号が残ることがある。同業者ならば、このよう なマルチダイバシティ復調の結果をさまざまな方法で結合させてさらに利点が得 られることがお判りと思う。

特定実施例について説明してきたか、同業者ならばさまざまな修正を加えられる ため本発明はそれに制約されるものてはない。発明の精神および範囲に入りここ で請求されている全ての修正例が本発明に含まれるものとす浄書（内容に変更な い サブトラクティブＣＤＭＡ復調により受信合成信号を構成する他の多くの重畳信 号に埋め込まれた符号化情報信号が最適に復号される。無線受信機が所望の被復 号信号に対応するユニークなコードと合成信号と相関させる。

さらに、各情報信号は遂次復号された後、記録された合成信号から除去される。

その結果、その後の相関は高精度で実施される。サブトラクティブＣＤＭＡ復調 は合成信号を信号強度の最も強いものから最も弱いものの順で復号することによ り強化される。最も弱い信号の復号中に最強情報信号および合成信号が存在する ことによる干渉が取り除かれる。高速つオルシュ変換を使用して個別の情報信号 には合成信号と相関されたユニークなブロックエラー修正コード（４４）が割り 付けられる。相関信号は逆高速つすルシュ変換（４６）を使用して記録され合成 信号から除去される。

手続補正書（睦） １−事件の表示 ＣＤＭＡサブトラクティブ復調 氏名（名称） ５、ネ喝正命令の８４寸 ６、補正により増力口する請求項の数 ７、補正の対象 明細書、請求の範囲及び要約書翻訳文 ８、ネ甫正の内容　別紙のとお１） 明細書、請求の範囲及び要約１翻訳文の浄書（内容【こ変更なし）手続　補　正 　書（方式） ％式％ １−事件の表示 ＣＤＭＡサブトラクティブ復調 ４−代理人 ６、ネ剛正により士曽カロする言野求項の数７−補正の対象 国際調査報告

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. １．符号分割スペクトル拡散通信信号を使用して複数の局間で情報信号の通信を 行う多元接続、スペクトル拡散通信システムにおいて、各局は、 対応する拡散コードを有する情報信号を拡散し拡散符号化信号む送信する送信手 段と、 複数の重畳する拡散符号化信号の合成信号を受信する受信手段、を具備し、 受信手段は、 前記情報信号の相対信号強度に従った順序で個別の拡散コードを順序ずけるコー ド順序付け手段と、前記コード順序付け手段から受信する第１順序の拡散コード を有する前記合成信号を繰返し復号して一連の復号信号を発生する復号手段と、 対応する拡散コードを使用して前記復号信号を逐次記録して一連の記録信号を発 生する記録手段と、前記記録された信号を前記合成信号から逐次除去する信号除 去手段と、 前記コード順序付け手段から次の順序付けされたコードを遂次選定するコード選 定手段、 を含む、多元接続スペクトル拡散通信システム。
2. ２．符号分割スペクトル拡散通信信号を使用して複数の局間で情報信号の通信を 行う多元接続、スペクトル拡散通信システムにおいて、各局は、 対応する拡散コードを有する情報信号を拡散させる手段と、 前記拡散情報ヘスクランプリングビットシーケンスを加えるスクランプリング手 段と、 前記スクランブルされた拡散符号化情報信号を着信する手段、 を含む送信機と、 スクランプリングビットシーケンスを使用して前記合成信号をデスクランブルす るデスクランブル手段と、拡散コードを相関させることにより前記合成信号を繰 り返し復号して一連の復号信号を発生する復号手段、を含み、重畳する送信信号 の合成信号を受信する受信手段、 を具備する、多元接続、スペクトル拡散通信システム。
3. ３．符号分割スペクトル拡散通信信号を使用して複数の局間で情報信号の通信を 行う多元接続、スペクトル拡散通信システムにおいて、各局は、 情報信号のビットシーケンスブロックを符号化する符号化手段と、 前記ブロック符号化情報信号を送信する手段、を含む送信機と、 前記合成信号を前記情報信号に対応するブロックコードと繰り返し相関させる相 関手段と、最大相関を発生するブロックコードを決定して相関信号を発生する比 較手段と、 前記合成信号から前記相関信号を遂次除去する信号除去手段と、 前記対応するブロツクコードを使用して前記相関された合成信号の残部を記録し 一連の記録信号を発生する逆相関手段、 を含む、重畳する送信信号の合成信号を受信する受信手段、 を具備する、多元接続スペクトル拡散通信システム。
4. ４．符号分割スペクトル拡散通信信号を使用して複数の局間で情報信号の通信を 行う多元接続、スペクトル拡散通信システムにおいて、 さまざまな局からのさまざまな情報信号が同じ拡散コードを有するような、対応 する擬似ランダム拡散コードを使用して前記局からの個別の情報信号を拡散し、 前記一つの局に対応するユニークな、選定スクランプリングビットシーケンスを 使用して前記各拡散符号化情報信号をスクランブルし、 各局から前記スクランブルされた、拡散符号化信号を送信し、 重畳する送信信号の合成信号を受信し、前記一つのユニークなスクランプリング ビットシーケンスを使用して前記合成信号をデスクランブルし選定局からの拡散 符号化情報信号を前記合成信号内の他の信号から識別し、 選定拡散コードを相関することにより前記合成信号を繰返し復号して一連の復号 信号を発生する、ことからなる方法。