HU223242B1 - Eljárás és berendezés direkt szekvenciás szórt spektrumú távközlési jelek visszaállítására - Google Patents
Eljárás és berendezés direkt szekvenciás szórt spektrumú távközlési jelek visszaállítására Download PDFInfo
- Publication number
- HU223242B1 HU223242B1 HU9904159A HUP9904159A HU223242B1 HU 223242 B1 HU223242 B1 HU 223242B1 HU 9904159 A HU9904159 A HU 9904159A HU P9904159 A HUP9904159 A HU P9904159A HU 223242 B1 HU223242 B1 HU 223242B1
- Authority
- HU
- Hungary
- Prior art keywords
- phase
- sequence
- signal
- complex
- received
- Prior art date
Links
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 title claims abstract description 65
- 238000004891 communication Methods 0.000 title description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 claims abstract description 56
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims abstract description 45
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims description 8
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 7
- 238000010606 normalization Methods 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 17
- 238000012217 deletion Methods 0.000 description 14
- 230000037430 deletion Effects 0.000 description 14
- 238000001208 nuclear magnetic resonance pulse sequence Methods 0.000 description 14
- 230000008569 process Effects 0.000 description 12
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 10
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 8
- 238000012163 sequencing technique Methods 0.000 description 8
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 7
- 230000007480 spreading Effects 0.000 description 6
- 230000006870 function Effects 0.000 description 3
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 3
- 108091026890 Coding region Proteins 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 2
- 230000021615 conjugation Effects 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 2
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 2
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 238000002592 echocardiography Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 1
- 230000008707 rearrangement Effects 0.000 description 1
- 238000009877 rendering Methods 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
- 238000000844 transformation Methods 0.000 description 1
- 238000004148 unit process Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/709—Correlator structure
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Complex Calculations (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
A találmány tárgya korrelátor azonos fázisú komponenst[I(t)] ésmerőleges fázisú komponenst[Q(t)] tartalmazó, direkt szekvenciásszórt spektrumú vett távközlési jel feldolgozására. A találmányszerinti korrelátornak a vett jel komplex szórási szekvenciájának[s(k)] fázisát forgató, első vezérlőszekvenciát és másodikvezérlőszekvenciát kibocsátó vezérlőegysége (155), a vett jel azonosfázisú komponensét[I(t)] vevő, és az első vezérlőszekvencia általvezérelt módon negáló első negálóegysége (150i), és a vett jelmerőleges fázisú komponensét[Q(t)] vevő, és az első vezérlőszekvenciaáltal vezérelt módon negáló második negálóegysége (150q), és az elsőés második negálóegységektől (150i, 150q) az azonos fázisú ésmerőleges fázisú jeleket vevő, az azonos fázisú és merőleges fázisújeleket a második vezérlőszekvencia által vezérelt módon felcserélőkapcsolóegysége (152) van. A találmány tárgya emellett eljárás azonosfázisú komponenssel[I(t)] és merőleges fázisú komponenssel[Q(t)]rendelkező direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jelfeldolgozására a komplex szekvencia eltávolítása céljából. A találmányszerinti eljárás során a vett jelhez a komplex szórási szekvencia[s(k)] fázisát feldolgozzák, és a vett jel azonos fázisú komponensét[I(t)] negálják. Egyben a vett jel merőleges fázisú[Q(t)] komponensétnegálják, és az azonos fázisú és merőleges fázisú kimeneti jeleket afeldolgozott fázis által vezérelt módon felcserélik. A találmánytárgya még olyan korrelátor, ami logaritmikus amplitúdójú komponensselés fáziskomponenssel rendelkező direkt szekvenciás szórt spektrumúvett távközlési jel feldolgozására szolgál. A korrelátornak a vett jelkomplex szórási szekvenciájának[s(k)] fázisofszetjét kinyerőfáziskonvertere, a vett jel fáziskomponensét és a komplex szórásiszekvencia[s(k)] kinyert fázisofszetjét összegző és az összegzettfázist kibocsátó összeadója, és a vett jel logaritmikus amplitúdójúkomponensét és az összegzett fázist tartalmazó logaritmikus tartományúkomplex jelet képező eszköze van. A találmány tárgya még olyan eljárásis, ami logaritmikus amplitúdójú komponenssel és fáziskomponensselrendelkező direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jelfeldolgozására szolgál. Ezen eljárás során a vett jel komplex szórásiszekvenciájának[s(k)] fázisofszetjét kinyerik, a vett jelfáziskomponensét és a komplex szórási szekvencia[s(k)] kinyertfázisofszetjét összegzik, és az összegzett fázist kibocsátják, és avett jel logaritmikus amplitúdójú komponensét és az összegzett fázisttartalmazó logaritmikus tartományú komplex jelet képeznek. A találmánytárgya emellett olyan további hasonló eljárás, amely során a vett jelkomplex szórási szekvenciájá- nak[s(k)] fázisofszetjét kinyerik, alogaritmikus amplitúdójú komponenseket gyűjtik, a vett jelfáziskomponensét és a komplex szórási szekvencia[s(
Description
A találmány tárgya korrelátor azonos fázisú komponenst [I(t)j és merőleges fázisú komponenst [Q(t)j tartalmazó, direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel feldolgozására. A találmány szerinti korrelátomak a vett jel komplex szórási szekvenciájának [s(k)j fázisát forgató, első vezérlőszekvenciát és második vezérlőszekvenciát kibocsátó vezérlőegysége (155), a vett jel azonos fázisú komponensét [I(t)j vevő, és az első vezérlőszekvencia által vezérelt módon negáló első negálóegysége (150i), és a vett jel merőleges fázisú komponensét [Q(t)j vevő, és az első vezérlőszekvencia által vezérelt módon negáló második negálóegysége (150q), és az első és második negálóegységektől (150i, 150q) az azonos fázisú és merőleges fázisú jeleket vevő, az azonos fázisú és merőleges fázisú jeleket a második vezérlőszekvencia által vezérelt módon felcserélő kapcsolóegysége (152) van.
A találmány tárgya emellett eljárás azonos fázisú komponenssel [I(t)] és merőleges fázisú komponenssel [Q(t)j rendelkező direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlésijei feldolgozására a komplex szekvencia eltávolítása céljából. A találmány szerinti eljárás során a vett jelhez a komplex szórási szekvencia [s(k)j fázisát feldolgozzák, és a vett jel azonos fázisú komponensét [I(t)j negálják. Egyben a vett jel merőleges fázisú [Q(t)] komponensét negálják, és az azonos fázisú és merőleges fázisú kimeneti jeleket a feldolgozott fázis által vezérelt módon felcserélik.
A találmány tárgya még olyan korrelátor, ami logaritmikus amplitúdójú komponenssel és fáziskomponenssel rendelkező direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel feldolgozására szolgál. A korrelátomak a
150-
,»^T
S(k)
4. ábra
HU 223 242 B1
A leírás terjedelme 16 oldal (ezen belül 5 lap ábra)
HU 223 242 Bl vett jel komplex szórási szekvenciájának [s(k)] fázisofszetjét kinyerő fáziskonvertere, a vett jel fáziskomponensét és a komplex szórási szekvencia [s(k)j kinyert fázisofszetjét összegző és az összegzett fázist kibocsátó összeadója, és a vett jel logaritmikus amplitúdójú komponensét és az összegzett fázist tartalmazó logaritmikus tartományú komplex jelet képező eszköze van.
A találmány tárgya még olyan eljárás is, ami logaritmikus amplitúdójú komponenssel és fáziskomponenssel rendelkező direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlésijei feldolgozására szolgál. Ezen eljárás során a vett jel komplex szórási szekvenciájának [s(k)] fázisofszetjét kinyerik, a vett jel fáziskomponensét és a komplex szórási szekvencia [s(k)J kinyert fázisofszetjét összegzik, és az összegzett fázist kibocsátják, és a vett jel logaritmikus amplitúdójú komponensét és az összegzett fázist tartalmazó logaritmikus tartományú komplex jelet képeznek.
A találmány tárgya emellett olyan további hasonló eljárás, amely során a vett jel komplex szórási szekvenciájának [s(k)j fázisofszetjét kinyerik, a logaritmikus amplitúdójú komponenseket gyűjtik, a vett jel fáziskomponensét és a komplex szórási szekvencia [s(k)J kinyert fázisofszetjét összegzik, és abszolút értékű összegzett fázist bocsátanak ki. A kibocsátott abszolút értékű összegzett fázist gyűjtik és normalizálják, és a vett jel összegyűjtött logaritmikus amplitúdójú komponensét és az összegyűjtött normalizált abszolút értékű összegzett fázist tartalmazó logaritmikus tartományú komplex jelet képeznek.
Egy további hasonló eljárás során vett jel komplex szórási szekvenciájának [s(k)j fázisofszetjét kinyerik, és a logaritmikus amplitúdójú komponenseket gyűjtik. A vett jel fáziskomponensét és a komplex szórási szekvencia [s(k)j kinyert fázisofszetjét összegzik, és egy abszolút értékű összegzett fázist bocsátanak ki. A kibocsátott összegzett fázisokat cirkulárisán átlagolják, és az összegyűjtött fázisokat kibocsátják. A vett jel összegyűjtött logaritmikus amplitúdójú komponensét és az összegyűjtött fázist tartalmazó logaritmikus tartományú komplex jelet képeznek.
A jelen találmány a szórt spektrumú távközlési rendsze- 25 rekre, és különösen az úgynevezett direkt szekvenciás szórt spektrumú távközlési jelek visszaállítására vonatkozik.
A mobiltelefon-ipar üzleti szempontból rendkívüli fejlődést mutatott úgy az Amerikai Egyesült Államok- 30 bán, mint a világ nagy részén. A növekedés a főbb nagyvárosi területeken jelentősen felülmúlta a várakozásokat és meghaladta a rendszer kapacitását. Ha ez az irányvonal folytatódik, akkor a gyors növekedés hatásai hamarosan még a legkisebb piacokat is elérik. A fo- 35 lyamatos növekedés legjelentősebb problémája, hogy a mobiltelefon-szolgáltatók rendelkezésére álló elektromágneses spektrum rögzített marad, mialatt a vásárlói bázis növekszik. Innovatív megoldások szükségesek, hogy kielégítsék a növekvő kapacitás iránti igényeket, 40 és emellett fenntartsák a jó minőségű szolgáltatást, illetve az árakat ne növeljék.
Jelenleg a csatorna-hozzáférést elsődlegesen FDMA(frekvenciaosztásos többszörös hozzáférés, FDMA=frequency division multiply access) és TDMA- (időosztásos 45 többszörös hozzáférés, TDMA=time division multiply access) eljárások alkalmazásával biztosítják. A frekvenciaosztásos többszörös hozzáférésű rendszerekben a hírközlő csatorna egy egyszerű rádiófrekvenciás sáv, amelyben a jel átviteli teljesítménye koncentrálódik. Az időosz- 50 tásos többszörös hozzáférésű rendszerekben a csatorna egy időrés az időintervallumok periodikus sorozatában, amiket ugyanazon a rádiófrekvencián sugároznak.
A szórt spektrum (úgynevezett spread spectrum) alatt egy olyan kommunikációs technikát értünk, ame- 55 lyet a vezeték nélküli kommunikációban alkalmaznak kereskedelmi jelleggel. A szórt spektrumú rendszerek a második világháború óta ismertek. Korai alkalmazásai túlnyomóan katonai célúak voltak (a radarral és az intelligens rádiózavarással kapcsolatosan). Azonban manap- 60 ság növekvő érdeklődés tapasztalható a szórt spektrumú rendszereket alkalmazó kereskedelmi alkalmazások iránt, beleértve a digitális celláris rádiót, a földi mobilrádiót és a beltéri, illetve kültéri személyes távközlési rendszereket.
A szórt spektrumú adóállomásban egy digitális bitfolyam a bázis-adatsebességről egy sugárzási adatsebességre van szétszórva vagy terítve. Ez a szórási művelet során egy egyedi felhasználói digitális kódot (a szóróvagy jelölősorozat) alkalmaznak a bitfolyamra, amely megnöveli annak adatsebességét, mialatt redundánssá teszi. Ez az alkalmazás összeszorozza a digitális bitfolyamot a digitális kóddal [vagy a logikai XOR (KIZÁRÓ VAGY) műveletet alkalmazza rá], A kimenőjel létrehozásához a kibocsátott eredmény adat sorozatot (úgynevezett chip) ezután az úgynevezett QPSK, vagyis merőleges fáziseltolásos moduláció vagy kvadratúra-fázisbillentyűzés (QPSK=quadrature phase shift keying) egy fajtájával modulálják. Ezt a kimenőjelet más hasonlóan feldolgozott kimenőjelekhez adják hozzá, és a távközlési közegen keresztül több csatornán át kibocsátják. A több felhasználó (csatorna) kimenőjelei előnyösen egy távközlési átviteli frekvencián osztoznak, a látszólag az egymáson elhelyezett többszörös jelekkel, mind a frekvenciatartományban, mind pedig az időtartományban. Mivel az alkalmazott digitális kódok felhasználónként egyediek, az osztott távközlési frekvencián keresztül kibocsátott kimenőjelek szintén egyediek, ezért a vevőben alkalmazott megfelelő feldolgozási technikával megkülönböztethetőek egymástól. A szórt spektrumú vevőben a vett jeleket demodulálják, és az érintett felhasználó megfelelő digitális kódját alkalmazzák a jel visszaállítására (például megszorozzák a kóddal a jelet, vagyis eltávolítják a kódolást a kívánt sugárzott jelről, és visszatérnek a bázis-adatsebességhez). Amikor ezt a digitális kódot más sugárzott és vett jelre alkalmazzák, akkor
HU 223 242 Bl nem történik visszaállítás, és a jel megtartja az úgynevezett chip átviteli sebességet (chip rate). A visszaállítási művelet ekképp valójában egy olyan korrelációs eljárás, ami a vett jelet a megfelelő digitális kóddal összehasonlítja.
Sok szórt spektrumú kommunikációs rendszerben a sugárzott adatsorozat két komponenst tartalmaz: a fázisban levő vagy azonos fázisú (1) komponenst és a merőleges fázisú (Q) komponenst. Ezeket a komponenseket általában úgy tekintjük, mint a komplex jel valós és képzetes részeit. A szórt spektrumú adóállomásban komplex szórási szekvenciát alkalmazunk, és a két komponenst moduláljuk (a merőleges fáziseltolásos vagy fázisbillentyűzéses modulálást eljárásnak megfelelően) és kombináljuk, kialakítva a kisugározandó kimenőjelet. Mivel a vett jel ugyanúgy tartalmazza mind az azonos fázisú komponenst és mind a merőleges fázisú komponenst, így a szórt spektrumú vevő által végrehajtott visszaállítási műveletnek korreláltatnia kell a vett komplex jelet a megfelelő digitális kóddal (jelölőszekvencia). Ezt tipikusan két skalár korrelátorral hajtjuk végre, ahol az egyiknek a bemenetére a fázisban levő impulzussorozatok kerülnek, míg a másiknak a bemenetére a merőleges fázisú impulzussorozatok kerülnek. Ha komplex szórószekvenciákat alkalmazunk, akkor négy skalár korrelátor szükséges, amely azonban tovább növeli a korrelációs eljárás bonyolultságát.
Mobil kommunikációs rendszerekben két hely között átvitt jelek visszhangtorzítást és idődiszperziót (szétfolyás) szenvedhetnek. Többutas diszperzió lép fel, amikor a jel nem egy, hanem több úton érkezik a vevőhöz úgy, hogy a vevő sok különböző és véletlenszerűen változó késleltetésű és amplitúdójú visszhangot fogad. Ezt például tipikusan közeli hegyvonulatokról vagy nagy épületekről visszaverődő jelek okozzák. Amikor többszörös idődiszperzió jelenik meg a szórt spektrumú távközlési rendszerben, a vett jel a sugárzott jel több változatának (vagy képeinek) a keveréke, amelyek különböző utak mentén teijednek (úgynevezett sugarak). A sugárzott jel ezen változatai egymáshoz képest periódusonként tipikusan egy kódjelnél rövidebb relatív idővel vannak késleltetve. Makroszinten változó körülmények között és a hívás közben végzett vezérelt cellaváltás (úgynevezett soft handoff) esetén a késleltetések nagyobbak lehetnek.
A többszörös idődiszperzió jelenléte komplexen sugárzott szórt spektrumú jel esetén jelentősen megbonyolítja a vevő- és korrelálóeljárásokat. Ilyen esetben, például egy úgynevezett RAKE- (fésű vagy gereblye) vevőt használhatunk a jel többszörös sugarainak vételére (a név onnan ered, hogy egy súlyozott összeg alkalmazásával összefésüli a többszörös járulékokat). Ilyenkor egy korrelációs készülék van a sugárzott jel minden képéhez (egy korrelációs készülék tartalmaz egy azonos fázisú korrelációs részt és egy merőleges fázisú korrelációs részt). Mindegyik korrelációs készüléket a megfelelő jel (sugár) képével hangoljuk be egy késleltetővonallal. A vett és időben szórt jeleket ezután mindegyik korrelációs készüléknél súlyozzuk az egyes vett jelek amplitúdójának arányában, és az eredményül kapott jeleket összegezzük (azonos fázis és merőleges fázis szerint), és a további feldolgozásra a kimenetre adjuk.
Megjegyezzük, hogy néhány rendszerben a teljes szórószekvencia valójában többszörös szekvenciák kombinációját tartalmazhatja. Például a TIA IS-95 digitális szabványban meghatározott CDMA kódosztásos többszörös elérésű (CDMA code divison multiplie access) szórt spektrumú távközlésnél a downlink (hálózati csomópont-mobil állomás irányú) információt valós jelölőszekvenciával szóljuk. Az információt továbbá azonos fázisú és merőleges fázisú kódolószekvenciák kódolják (úgynevezett scrambling). Ezért a teljes szórási szekvencia komplex a valós szórási szekvencia feletti komplex kódolószekvencia keverékének eredményeként. Ismert technikákat alkalmazva a vevőnél komplex korrelátorokra van szükség, ami bonyolult felépítésű készülékeket igényel. A bonyolultság tovább növekszik, ha több csatornát (például a forgalmi és az ellenőrző) kell egyidejűleg visszaállítani.
Ezért szükség van kevésbé bonyolult korrelációs elrendezésekre, ha olyan komplex szórt spektrumú távközlési jeleket kell feldolgozni, amelyek többutas idődiszperziót szenvednek, összetett szórás és többcsatornás vétel mellett.
Az EP 0,658,985 számú irat (Sato) egy CDMA jelvevőt ismertet. A vevőnek közösjel-feldolgozó egysége és több csatomajel-feldolgozó egysége van. A közösjel- és a csatomajel-feldolgozó egységek mindegyike fogadja és feldolgozza a vett jelet. A közösjel-feldolgozó egység a vett jelet úgy dolgozza fel, hogy minden csatomajel-feldolgozó egység számára szükséges közös értékeket kiszámíthassa, a szórt spektrum demodulálásához. A csatomajel-feldolgozó egység ezután felhasználja a kiszámított értékeket a szükséges demodulálás végrehajtásához.
A jelen találmány a direkt szekvenciás szórt spektrumú távközlési jelek visszaállítására szolgáló egyszerűbb felépítésű elrendezéseket ad meg. A sugárzott direkt szekvenciás szórt spektrumú távközlési jeleket vevő és feldolgozó korrelátor általában tartalmaz egy komplex szekvenciás eltávolítóegységet és egy gyűjtőés ürítőegységet.
A találmány tárgya egyrészt korrelátor azonos fázisú komponenst és merőleges fázisú komponenst tartalmazó, direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel feldolgozására. A találmány szerinti egységnek a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel komplex szórási szekvenciájának fázisát forgató, első vezérlőszekvenciát és második vezérlőszekvenciát kibocsátó vezérlőegysége, a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel azonos fázisú komponensét vevő, és az első vezérlőszekvencia által vezérelt módon negáló első negálóegysége, és a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel merőleges fázisú komponensét vevő, és az első vezérlőszekvencia által vezérelt módon negáló második negálóegysége, és az első és második negálóegységektől az azonos fázisú és merőleges fázisú jeleket vevő, az azonos fázisú és merőleges fázisú jeleket a második vezérlőszekvencia által vezérelt módon felcserélő kapcsolóegysége van.
HU 223 242 Bl
A találmány tárgya ugyanakkor eljárás azonos fázisú komponenssel és merőleges fázisú komponenssel rendelkező direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel feldolgozására a komplex szekvencia eltávolítása céljából. A találmány szerinti eljárás a következő lépéseket tartalmazza: a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jelhez a komplex szórási szekvencia fázisát feldolgozzuk, a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel azonos fázisú komponensét negáljuk, a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel merőleges fázisú komponensét negáljuk, és az azonos fázisú és merőleges fázisú kimeneti jeleket a feldolgozott fázis által vezérelt módon felcseréljük.
A találmány tárgya emellett korrelátor logaritmikus amplitúdójú komponenssel és fáziskomponenssel rendelkező direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel feldolgozására. A találmány ezen aspektusa szerinti egységnek a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel komplex szórási szekvenciájának fázisofszetjét kinyerő fáziskonvertere, a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel fáziskomponensét és a komplex szórási szekvencia kinyert fázisofszetjét összegző és az összegzett fázist kibocsátó összeadója, és a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel logaritmikus amplitúdójú komponensét és az összegzett fázist tartalmazó logaritmikus tartományú komplex jelet képező eszköze van.
A találmány tárgya emellett még olyan eljárás logaritmikus amplitúdójú komponenssel és fáziskomponenssel rendelkező direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel feldolgozására, ami szintén a komplex szekvencia eltávolítását célozza. A találmány szerinti ezen eljárás a következő lépéseket tartalmazza:
a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel komplex szórási szekvenciájának fázisofszetjét kinyerjük, a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel fáziskomponensét és a komplex szórási szekvencia kinyert fázisofszetjét összegezzük, és az összegzett fázist kibocsátjuk, és a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel logaritmikus amplitúdójú komponensét és az összegzett fázist tartalmazó logaritmikus tartományú komplex jelet képezünk.
Szintén tárgya a találmánynak egy olyan további eljárás, ami logaritmikus amplitúdójú komponenssel és fáziskomponenssel rendelkező direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel feldolgozására szolgál, a komplex szekvencia eltávolítása céljából. A találmány szerinti ezen utóbbi eljárás a következő lépéseket tartalmazza:
a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel komplex szórási szekvenciájának fázisofszetjét kinyeqük, a logaritmikus amplitúdójú komponenseket gyűjtjük, a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel fáziskomponensét és a komplex szórási szekvencia kinyert fázisofszetjét összegezzük, és abszolút értékű összegzett fázist bocsátunk ki, a kibocsátott abszolút értékű összegzett fázist gyűjtjük és normalizáljuk, és a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel összegyűjtött logaritmikus amplitúdójú komponensét és az összegyűjtött normalizált abszolút értékű összegzett fázist tartalmazó logaritmikus tartományú komplex jelet képezünk.
A találmány tárgya még olyan eljárás, ami logaritmikus amplitúdójú komponenssel és fáziskomponenssel rendelkező direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel feldolgozására szolgál, a komplex szekvencia eltávolítása céljából. A találmány szerinti ez utóbbi eljárás a következő lépéseket tartalmazza:
a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel komplex szórási szekvenciájának fázisofszetjét kinyeqük, a logaritmikus amplitúdójú komponenseket gyűjtjük, a direkt szekvenciás szórt spektrumú távközlési jel fáziskomponensét és a komplex szórási szekvencia kinyert fázisofszetjét összegezzük, és egy abszolút értékű összegzett fázist bocsátunk ki, a kibocsátott összegzett fázisokat cirkulárisán átlagoljuk és az összegyűjtött fázisokat kibocsátjuk, és a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel összegyűjtött logaritmikus amplitúdójú komponensét és az összegyűjtött fázist tartalmazó logaritmikus tartományú komplex jelet képezünk.
A jelen találmány szerinti eljárások és készülékek jobban érthetőek a következő részletes leírás és rajzok alapján, ahol:
az 1. ábra a szórt spektrumú távközlési rendszer blokkábrája, a 2. ábra az 1. ábra szerinti szórt spektrumú távközlési rendszerben alkalmazott visszaállító korrelátor blokkábrája, a 3. ábra az 1. ábra szerinti szórt spektrumú távközlési rendszerben alkalmazott és a 2. ábrán illusztrált visszaállító korrelátor részletesebb blokkábrája, a 4. ábra a jelen találmány tökéletesített komplexszekvencia-eltávolító egységének első kiviteli alakját bemutató blokkábra, az 5A. és 5B. ábra a komplex szórási szekvencia komponenseinek lehetséges értékeit illusztrálja, a 6. ábra a jelen találmány szerinti javított komplexszekvencia-eltávolító egység második kiviteli alakját bemutató blokkábra, a 7. ábra a jelen találmány szerinti javított korrelátor első kiviteli alakját bemutató blokkábra, a 8. ábra a jelen találmány szerinti javított korrelátor második kiviteli alakját bemutató blokkábra, a 9. ábra a jelen találmány szerinti javított korrelátor egy további kiviteli alakját bemutató blokkábra.
Tekintsük az 1. ábrát, amely a 100 szórt spektrumú távközlési rendszer blokkábráját mutatja. Egy információs adatfolyam vétele történik a 101 vonalon. A 102 szóró (spreader) ezután kódolja a fogadott információs adatfolyamot egy sokkal nagyobb sebességű jelölő- (vagy
HU 223 242 Bl szórási) szekvenciaként ismert adatsorozattal, így hozva létre a 103 vonalon a „chipek” szórt vagy sugárzott adatszekvenciáját. A nagyobb sebességű szórási szekvenciának a kisebb sebességű információs adatfolyammal történő kombinációját gyakran hívják szórásnak vagy kódolásnak. Az információs adatfolyam szórása (kódolása) elvégezhető kizáró vagy művelet végrehajtásával, logikailag kombinálva az információs adatfolyamot és a szórási szekvenciát (ez lényegében ekvivalens a számtani szorzással, ha a bitek a mínusz vagy plusz egy lehetséges értékei). A szórásnak más alakjai is ismertek. Például egy M bitből álló halmaz úgy szórható, hogy a bitekkel N kódszó halmazából egy elemet választunk ki, ahol N=2M. A kódszavak halmaza olyan ortogonális halmaz lehet, mint a Walsh- vagy Hadamard-kódszó-halmazok. Bár ez nincs ábrázolva, a 102 szóró végrehajthat több szóró- és kódoló- (scrambling) eljárást, amelyek közül néhány minden sugárzott csatorna számára közös (vagy általuk megosztott), mielőtt kiadja a szórt adatszekvenciát a 103 vonalra.
A szórt adatsorozatot ezután a 104 modulátor modulálja a rádiófrekvenciás hordozóra. Ha a szórt adatfolyam kódjelei binárisak, akkor BPSK bináris fáziseltolásos modulációt (BPSK binary phase shift keying) hajt végre a 104 modulátor. Azonban ha a szórt adatfolyam kódjelei komplexek, akkor QPSK merőleges fáziseltolásos modulációt (fázisbillentyűzést) vagy ofszet-QPSK-t hajt végre a 104 modulátor. A modulált szórt adatszekvenciát ezután kiadjuk a 106 sugárzóantennára, elektromágneses hullámokkal történő kisugárzás céljából.
A 108 vevőantenna felfogja a sugárzott modulált szórt adatsorozat jelenergiáját, és továbbítja ezt az energiát a 110 vevőhöz. A 110 vevő szükség szerint erősíti, szűri, keveri és analógról digitálisra konvertálja a vett rádiójelet (vételi jel) komplex alapsávjellé, amelynek van mind azonos fázisú (I) komponense, mind merőleges fázisú (Q) komponense. Ezeket a komponenseket rendszerint chipperiódusonként legalább egyszer mintavételezik, és adott esetben átmeneti memóriában tárolják.
A komplex alapsávjeleket továbbítjuk egy vagy több 112 korrelátorhoz, amelyek korreláltatják az adatimpulzussorozatokat az ismert szórási szekvenciával. Ezt visszaállításnak is nevezik, mivel a korreláltatás koherens módon kombinálja a többszörösen szórt adatértékeket, visszaállítva azok egyszerű információértékét, ha a visszaállító szekvencia pontosan időzített a vett impulzussorozat-szekvenciához. A kimeneti korrelációkat egy vagy több 114 detektorhoz juttatjuk, amelyek helyreállítják az eredeti információs adatfolyamot. Az alkalmazott detektor típusa a rádiócsatorna karakterisztikájától és bonyolultsági korlátoktól függ. Tartalmazhat csatomabecslést és koherens RAKE-kombinálást, vagy differenciális vevőt és kombinálást, ha szükséges.
Tekintsük a 2. ábrát, amely az 1. ábra 100 szórt spektrumú távközlési rendszerében használt 112 korrelátor blokkábráját mutatja. A 121 vonalon keresztül a komplex alapsávjel-kimenetre komplex chip-impulzussorozatokat küldünk a 120 komplexszekvencia-eltávolító egységhez. A 120 komplexszekvencia-eltávolító egység összeszorozza ezeket a chip-impulzussorozatokat a komplex szórási szekvencia [s(k)j egy elemének konjugáltjával, lényegében ez képezi a megfelelő visszaállítási szekvenciát. Az eredményül kapott chip-impulzussorozatokat a 123 vonalon keresztül a 122 komplexgyűjtő és -ürítő egységhez továbbítjuk. A 122 komplexgyűjtő és -ürítő egység összegyűjti és aztán kibocsátja a korrelációs értékeket (X-szel jelölt) kódjelperiódusonként egyszer.
Tekintsük a 3. ábrát, amely az 1. ábra 100 szórt spektrumú távközlési rendszerében használt és a 2. ábrán bemutatott 112 korrelátor részletesebb blokkábráját mutatja. A 121i vonalon a 120 komplexszekvenciaeltávolító egység által vett komplex alapsávjel azonos fázisú komponensének [I(t)-vel jelölve] chiposztású impulzussorozatai mind a két 132 és 134 szorzóhoz jutnak. A 132 szorzót a szórási szekvencia azonos fázisú komponense [i(k)-val jelölve] táplálja, a 134 szorzót pedig a szórási szekvencia merőleges fázisú komponensének negáltja [-q(k)-val jelölve] táplálja. Hasonlóan, a
121 q vonalon a 120 komplexszekvencia-eltávolító egység által vett komplex alapsávjel merőleges fázisú komponensének [Q(t)-vel jelölve] chiposztású impulzussorozatai mind a két 136 és 138 szorzóhoz jutnak. A 136 szorzót a szórási szekvencia azonos fázisú komponense [i(k)-val jelölve] táplálja, a 138 szorzót pedig a szórási szekvencia merőleges fázisú komponense [q(k)-val jelölve] táplálja. Mivel az i(k) és q(k) szórási szekvenciák tipikusan plusz egy vagy mínusz egy értékűek, a 132, 134, 136 és 138 szorzókat programozható inverterekként lehet kialakítani, amelyek vagy a vett impulzussorozat-értékeket vagy azok negáltját bocsátják ki az i(k) és q(k) értékeinek függvényében.
A 132 és 138 szorzók kimeneteit a 140 összegző összegzi, és kibocsátja a 120 komplexszekvenciaeltávolító egységből a 123i vonalon, mint az előálló azonos fázisú chipimpulzussorozat-jeleket [I’(t)-vel jelölve], A kimeneti azonos fázisú jeleket ezután a 122 komplexgyűjtő és -ürítő egység gyűjti össze. Hasonlóan, a 134 és 136 szorzók kimeneteit a 140 összegző összegzi, és kibocsátja a 120 komplexszekvencia-eltávolító egységből a 123q vonalon, mint merőleges fázisú eredmény chipimpulzussorozat-jeleket [Q’(t)-vel jelölve], A kimeneti merőleges fázisú jeleket ezután a 122 komplexgyűjtő és -ürítő egység gyűjti össze. A 122 komplexgyűjtő és -ürítő egység kódjelperiódusonként egyszer kiürül és nullázódik, biztosítva a korrelációs értékeknek (X-szel jelölve) mind a képzetes és mind a valós részét. Meg kell jegyeznünk, hogy azokban az esetekben, amikor a
122 komplexgyűjtő és -ürítő egység kétszer akkora sebességgel fut, mint a 132, 134, 136 és 138 szorzók, a 140 és 142 összegzők nem szükségesek.
A 112 korrelátor ennek megfelelően két műveletet hajt végre. Az első művelet a 120 komplexszekvenciaeltávolító egység funkcióját végzi el. A második művelet a 122 komplexgyűjtő és -ürítő egység funkcióját végzi el. A jelen találmány csökkenti mind az első, mind pedig a második művelet bonyolultságát.
Tekintsük a 4. ábrát, amely a jelen találmány szerintijavított 120’ komplexszekvencia-eltávolító egység első kiviteli alakját bemutató blokkábra. A komplex
HU 223 242 Bl szórási (vagy kódoló-, scrambling) szekvencia a következőképp írható:
s(k) = i(k)+jq(k) (1) ahol i(k) a szórási szekvencia azonos fázisú komponense, q(k) pedig a szórási szekvencia merőleges fázisú komponense. Mind az i(k) és a q(k) plusz egy vagy mínusz egy értékű. Az 5A. ábrának megfelelően az s(k) komplex szórási szekvencia négy lehetséges beállított értéket vehet fel. Ezeket az értékeket negyvenöt fokkal elforgatva és négyzetgyök kettővel osztva kapjuk az s’(k) elforgatott komplex szórási szekvencia értékeket, amelyek plusz egy, mínusz egy, plusz j, mínusz j értékeket vehetnek fel az 5B. ábrának megfelelően. A112 korrelátor javított 120’ komplexszekvencia-eltávolító egysége előnyösen ezt az összefüggést alkalmazza a komplex szekvenciát eltávolító eljárás egyszerűsítésére, kihasználva a tényt, hogy az elforgatott szekvenciának nulla a képzetes része, vagy nulla a valós része. Meg kell jegyezni, hogy a negyvenöt fokos elforgatás nem az egyetlen lehetséges elforgatás, ezért a jelen találmány minden más előnyös forgatást is magában foglal úgy, mint a százharmincöt, kétszázhuszonöt és háromszáztizenöt fokos forgatásokat.
A komplexszekvencia-eltávolító eljárás alapvetően a vett komplex alapsávjelnek a visszaállítási szekvenciával történő szorzását tartalmazza, ahol a visszaállítási szekvencia a komplex szórási szekvencia konjugáltját tartalmazza. A javított 120’ komplexszekvencia-eltávolító egységben a 150 negálóegység az elforgatott visszaállítási szekvenciával hajtja végre a vett komplex alapsávjel szorzásának egy részét a vett komplex alapsávjel értékének szelektív negálásával vagy a negálás mellőzésével. A 150i azonos fázisú negálóegység veszi a 121i vonalhoz kapcsolódva a komplex alapsávjel azonos fázisú komponensének [I(t)-vel jelölve] chiposztású impulzussorozatát. A 150q merőleges fázisú negálóegység veszi a 121q vonalhoz kapcsolódva a komplex alapsávjel merőleges fázisú komponensének [Q(t)-vel jelölve] chiposztású impulzussorozatát.
A javított 120’ komplexszekvencia-eltávolító egység továbbá tartalmazza a vett komplex alapsávkódjel és az elforgatott komplex szórási szekvencia maradék szorzását végző 152 kapcsolót, amely szelektíven kicseréli vagy kicserélés nélkül hagyja a vett komplex alapsávkódjel értékek megfelelő azonos fázisú és merőleges fázisú impulzussorozatait. A 152 kapcsoló tartalmaz a 156i azonos fázisú vonalhoz kapcsolódó 158i első kapcsolóelemet, amely úgy vezérelhető, hogy szelektíven kapcsoljon, létrehozva a 156i azonos fázisú vonal és a 123i vonal között egy első helyzethez tartozó kapcsolatot, amely az előálló chipimpulzussorozat-kódjel azonos fázisát [I’(t)-vel jelölve] bocsátja ki. Ugyanakkor a 158i első kapcsolóelem a 156i azonos fázisú vonal és a 123q vonal között egy második helyzetű kapcsolást hoz létre, amely az előálló chipimpulzussorozat-kódjel merőleges fázisát [Q’(t)-vel jelölve] bocsátja ki. A 152 kapcsoló tartalmaz a 156q merőleges fázisú vonalhoz kapcsolódó 158q második kapcsolóelemet, amely szelektív kapcsolásra állítható be. A 158q második kapcsolóelem a 156q merőleges fázisú vonal és a 123q vonal között egy első helyzetű kapcsolást hoz létre, amely előálló chipimpulzussorozat-kódjel merőleges fázisát [Q’(t)-vel jelölve] bocsátja ki. Illetve a 156q merőleges fázisú vonal és a 123i vonal között egy második helyzetű kapcsolást hoz létre, amely az előálló chip-impulzussorozat azonos fázisú kódjelet [I’(t)-vel jelölve] bocsátja ki.
A 150i és 150q negálóegységek és a 158i, valamint a 158q első és második kapcsolóelemek szelektív működését a 155 vezérlőegység állítja be. A 155 vezérlőegység veszi az s(k) komplex szórási szekvenciát, és kibocsátja az első és második vezérlőszekvencia-jeleket a 154 vonalon a 150i és 150q negálóegységekhez és a 158i, valamint a 158q első és második kapcsolóelemekhez, amelyek lényegében a chiposztású impulzussorozatoknak az s’(k) elforgatott komplex szórási szekvencia negyvenöt fokkal elforgatott értékeinek s”(k) konjugáltjával történő megszorzását hajtják végre. Megjegyezzük, hogy nem feltétlenül szükséges kiszámolni az s’(k) elforgatott komplex szórási szekvenciát vagy az s”(k) konjugáltját. Ehelyett a 155 vezérlőegységben kialakított logika feldolgozza az s(k) komplex szórási szekvenciát az azonos fázisú 150i negálóegység vezérlésére egy azonos fázisú első vezérlőszekvencia-jelen keresztül, a komplex alapsávjel azonos fázisú komponensének negálására, ha az s(k) -1+j vagy 1+j alakban van [azaz az s”(k) konjugáltját elforgatott szekvencia -1 vagy -j]. Ellenkező esetben a negálást nem hajtja végre az azonos fázisú 150i negálóegység [azaz s”(k) szekvencia 1 vágyj], A 155 vezérlőegységben kialakított logika hasonlóan vezérli a merőleges fázisú 150q negálóegységet egy merőleges fázisú első vezérlőszekvencia-jelen keresztül a komplex alapsávjel merőleges fázisú komponensének negálására, ha az s(k) a -1+j vagy -1-j alakban van [azaz az s”(k) elforgatott szekvencia -1 vágyj]. Ellenkező esetben a negálást nem hajtja végre a merőleges fázisú 150q negálóegység [azaz az s”(k) elforgatott szekvencia 1 vagy -j], Ami a 152 kapcsolót illeti, a tartalmazott logika mind a 158i, valamint a 158q első és második kapcsolóelemeket az első helyzetbe állítja a második vezérlőszekvencia-jel által, ha s(k) az 1-j vagy -1+j alakban van [azaz az s”(k) elforgatott szekvencia 1 vagy -1], Ennek megfelelően a 156i azonos fázisú vonalat a 123i vonalhoz, a 156q merőleges fázisú vonalat pedig a 123q vonalhoz kapcsolja. Ellenkező esetben mind a 158i, valamint a 158q első és második kapcsolóelemeket a második helyzetbe állítja [azaz az s”(k) elforgatott szekvencia j vagy -j]. Ennek megfelelően a 156i azonos fázisú vonalat a 123q merőleges fázisú vonalhoz, a 156q merőleges fázisú vonalat pedig a 123i vonalhoz kapcsolja. A negálókat a gyakorlatban úgy lehet kivitelezni, hogy például mind a negált és nem negált értékek mindig álljanak elő, majd kétállású választókapcsoló alkalmazásával egy érték kiválasztható közülük a kimenetre. Ilyen készülék gazdaságosan gyártható kis méretben a CMOS szilícium integrált áramkörök technológiájának alkalmazásával.
Tekintsük a 6. ábrát, amely a jelen találmány javított 120” komplexszekvencia-eltávolító egységének második kiviteli alakját bemutató blokkábra. Egy komp6
HU 223 242 Bl lex szám (például A+jB) kifejezhető vagy Descartes (x, y) alakban vagy polár (R, Θ) alakban. Ezen alakok közötti átalakítások könnyedén végrehajthatók az x=Rcos(9) és y=Rsin(0) egyenletek segítségével. A log-polár alak, ahol r=log(R), az előzőleg említett alakok egy változata. Amint előzőleg megtárgyaltuk és az 5. ábrán bemutattuk, az s(k) komplex szórási szekvenciának négy lehetséges értéke van. Mivel ezen négy érték mindegyikének a komplex szórási szekvenciában az amplitúdója egységnyi, ezért a jelfeldolgozásnál nem szükséges kiszámolni az amplitúdóváltozást a szórási szekvenciában. A komplex szórási szekvencia fázisa azonban változik, változásokat okozva a vételi komplex alapsávjel fázisértékeiben. Ezért a +45, +135°, +225° (-135°) és +315° (-45°) fázisofszetértékeket hozzáadjuk a vett komplexalapsávjel-értékhez, a komplex szórási szekvencia értékeinek függvényében. Hasonlóan, tekintettel az 5B. ábrán bemutatott fázis forgatott komplex szórási szekvenciára, a +0, +90°, +180° és +270° (-90°) fázisofszetértékeket hozzáadjuk a vett komplexalapsávjel-értékhez. A 112 korrelátor javított 120” komplexszekvencia-eltávolító egysége előnyösen a fázisofszetértékek rögzített értékeit alkalmazza a komplexszekvencia-eltávolító eljárás egyszerűsítése érdekében.
A komplexszekvencia-eltávolító eljárás alapvetően abból áll, hogy a vételi komplex alapsávjelet a komplex szórási szekvenciával összeszorozzák. Emlékezve a fent tárgyalt log-polár alakra, megjegyezzük, hogy a logaritmikus tartományban az olyan szorzás, mint amilyet a komplexszekvencia-eltávolító eljárással kapcsolatosan hajtunk végre, összeadássá válik. Ennek megfelelően a javított 120” komplexszekvencia-eltávolító egység második kiviteli alakjában a vett jelet log-polár alakban ábrázoljuk, és a komplexszekvencia-eltávolító eljárást úgy végezzük el, hogy a log-polár komplex alapsávjel fázisrészéhez és a komplex szórási szekvencia által meghatározott fázisofszetekhez modulo 2π fázist hozzáadunk vagy kivonunk. Ezen eljárások eredményét ezután konvertálhatjuk vissza, ha szükséges, Descartes-alakba a kimenetre.
A javított 120” komplexszekvencia-eltávolító egység ennek megfelelően tartalmaz egy 170 log-polár jelfeldolgozó egységet, amely az US 5,048,059 számú, 1991. szeptember 10-én megadott, jegyzett „Log-Polar Signal Processing” című szabadalomban (Paul W. Dent) közzétett jelfeldolgozást valósíthatja meg. A 170 logpolár jelfeldolgozó egység a 121 vonalhoz kapcsolódva Rf vagy lf jelet fogad, és a 172 vonalon bocsátja ki a vételi jel amplitúdójának logaritmusát. A 170 log-polár jelfeldolgozó egység továbbá feldolgozza a vett jelet, és kibocsátja annak kinyert fázisát a 176 vonalra. A 170 logpolár jelfeldolgozó egység telítési erősítők sorozatát tartalmazhatja a jel korlátozására és a logaritmikus amplitúdójú hullámalak biztosítására. A korlátozott jelet a fázisértékek meghatározására használjuk, bármely ismert eljárás alkalmazásával, például az US 5,148,373 számú szabadalomban leírt eljárással.
A javított 120” komplexszekvencia-eltávolító egység továbbá tartalmaz egy 178 fáziskonvertert, amely az s(k) komplex szórási szekvenciát veszi. A 178 fáziskonverter feldolgozza a komplex szórási szekvenciát négy lehetséges fázisofszetérték kinyerésére (lásd 5A. és 5B. ábra), és azokból a 180 vonalon <|>(k) fázisofszetjei kibocsátására. A 178 fáziskonverterben található logika a ó(k) fázisofszetjei értékeinek előállításához előnyösen táblázatot használ. Ezek az s’(k) fázis konjugáltjának felelnek meg. Egy 182 összegző/kivonó vagy összeadó is van a javított 120” komplexszekvenciaeltávolító egységben a komplex alapsávjelnek a 176 vonalon kibocsátott kinyert fázisának és a 180 vonalon kibocsátott fázisofszetnek a kombinálására, és így a komplex szórási szekvencia fázisán alapuló fázistolást létrehozva. Ez eltávolítja a kisugárzás során végzett szórás által okozott fázistolást. A 182 összeadó (vagy összegző/kivonó) bemenetel tipikusan fix pontos egész értékek, lehetővé téve egy integer modulo aritmetikai egység alkalmazását, amely utóbbi egyszerűen készíthető és használható.
A170 log-polár jelfeldolgozó egységből (a 172 vonalon) kibocsátott vett jel amplitúdójának logaritmusát és a 182 összeadóból vagy összegző/kivonóból kibocsátott fázistolt értékeket a 184 konverter dolgozza fel. Ez átalakítja a dekódolt log-polár-értékeket Descartes-alakba, és kiadja azokat az azonos fázisú kimenetre a 1231 vonalon [I’(t)-vel jelölve], és a merőleges fázisú kimenetre a 123q vonalon [Q’(t)-vel jelölve], amennyiben a későbbi feldolgozáshoz Descartes-alak szükséges.
Tekintsük a 7. ábrát, amely a jelen találmány javított 112’ korrelátorának első kiviteli alakját bemutató blokkábra. A 2. és 3. ábrán bemutatott 112’ korrelátorok lényegében gyűjtő és ürítő áramköri eszközökkel számtani átlagot képeznek, mégpedig a vett jel és a komplex szórási vagy kódolószekvencia komplex konjugáltjának szorzataiból. A javított 112’ korrelátor ehelyett mértani és multiplikatív átlagokat számít. Ezzel kapcsolatban megjegyezzük, hogy a multiplikatív átlag a logaritmikus értékekből képezett számtani átlagot jelenti. Ennek megfelelően a javított 112’ korrelátorban a vett komplex alapsávjelnek mind a fázisát, mind az amplitúdójának logaritmusát felhasználjuk a korrelációs eljárás során.
Hasonlóan a 6. ábrához, a 7. ábra javított 112’ korrelátora tartalmaz egy 170 log-polár jelfeldolgozó egységet, amely a 121 vonalhoz kapcsolódva Rf vagy lf jelet fogad, és a 172 vonalon bocsátja ki a vételi komplex alapsávjel amplitúdójának logaritmusát, illetve a 176 vonalon bocsátja ki vett komplex alapsávjel fázisát. A fentiekben tárgyalt multiplikatív átlagoláshoz a vett komplex alapsávjel logaritmikus amplitúdóit a 172 vonalon bocsátjuk ki a 170 log-polár jelfeldolgozó egységből a 190 gyűjtő- és ürítőegységhez, amely utóbbi elvégzi a logaritmikus tartományban történő összegzést. A190 gyűjtő- és ürítőegység kódjelperiódusonként egyszer kiürül és törlődik, számtanilag átlagolt logaritmikus amplitúdójú értékeket biztosítva, kódjelperiódusonként egyszer.
A javított 112’ korrelátor továbbá tartalmaz egy 178 fáziskonvertert, amely az s(k) komplex szórási szekvenciát fogadja. A 178 fáziskonverter feldolgozza a komplex szórási szekvenciát abból a célból, hogy kinyer7
HU 223 242 Bl je a négy lehetséges fázisofszetértéket (lásd 5A. és 5B. ábra). Ezekből a 178 fáziskonverter a 180 vonalon <j>(k) fázisofszetjelet bocsát ki. Egy 182 fázisösszegző vagy -összeadó a komplex alapsávjel 176 vonalon detektált fázisát és a 180 vonalon levő fázisofszetet összegzi, és ezzel a komplex szórási szekvencia fázisán alapuló fázistolást hoz létre a komplex alapsávjelben.
A fázisértékek összegzése nem annyira kézenfekvő, mint a logaritmikus amplitúdók összegzése, a fázis ciklikus tulajdonsága miatt (vagyis hogy 0° és 360° ugyanaz). Megjegyezzük, hogy a komplexszekvencia-eltávolítás után az olyan fázisoknál, amelyek értéke közel 0° (vagy 0 radián), egy plusz egy értékű jelet továbbítunk, míg közel 180° (vagy π radián) értékű fázisok esetén egy mínusz egy értéket továbbítunk. A fentiekben tárgyalt multiplikatív átlagolást a vett komplex alapsávjel fázisára úgy alkalmazzuk, hogy a 182 fázisösszegzőből vagy -összeadóból kibocsátott, a vett komplex alapsávjelnek a komplex szórási szekvenciával eltolt fázisát bocsátjuk ki a log-polár tartományban, -180° és 180° (-π és π radián) között vagy más ekvivalens alakban ábrázolva. Ezt az eltolt fázist a 182 összeadó után a 192 abszolútérték-konverter és a 194 gyűjtő- és ürítőegység dolgozza fel.
A 194 gyűjtő- és ürítőegység kódjelperiódusonként egyszer kiürül és törlődik, számtanilag átlagolt abszolút értékű fázisértékeket továbbítva kódjelperiódusonként egyszer a 196 normalizálóegység felé.
A 192 abszolútérték-konverter, a 194 gyűjtő- és ürítőegység és a 196 normalizálóegység a β-fázist a következő egyenleteknek megfelelően alakítja ki:
γ = Σ|Θ(λ) + Φ(*)| (2)
K=0 β=- (3)
A ahol 0(k) a 176 vonalon kibocsátott vett komplex alapsávjel detektált fázisa, 4>(k) a 180 vonalon kibocsátott s’(k) komplex szóró szekvencia konjugáltjának fázisofszetje, N pedig az azon összegyűjtött értékek száma, amelyekre az átlagolás vonatkozik.
A 190 gyűjtő- és ürítőegységből kibocsátott számtanilag átlagolt logaritmikus amplitúdójú értékeket és a 196 normalizálóegységből kibocsátott számtanilag átlagolt fázisértékeket szükség esetén a 184 konverter dolgozza fel, amely a visszaállított jelet log-polár alakból Descartes-alakba konvertálja, a korrelációs értékek (Xszel jelölve) valós és képzetes részét a 198i és 198q vonalakra megfelelően kibocsátva. Ez a lépés lényegében konvertálja az amplitúdók és fázisok log-polár tartományú számtani átlagát a Descartes-tartományú multiplikatív vagy mértani átlaggá.
Tekintsük a 9. ábrát, amely a jelen találmány javított 112’ korrelátorának egy másik kiviteli alakját bemutató blokkábra. A 7. ábra azonos elemeire hivatkozó hivatkozási számokkal kapcsolatos részletes leírást nem ismételjük meg. A 182 fázisösszegző vagy -összeadó kimeneteit cirkulárisán átlagoljuk. A cirkuláris átlagolás azt jelenti, hogy a fázis szinuszának átlagát, valamint a fázis koszinuszának átlagát számoljuk ki. A 182 fázisösszegző vagy összeadó kimeneteit a 302 szinusz/koszinusz konverterben dolgozzuk fel, amely szinusz- és koszinuszértékeket egyaránt szolgáltat. A 304 gyűjtőés ürítőegységben a szinusz- és koszinuszértékeket elkülönítve gyűjtjük egy teljes periódusig, aztán ürítjük az átlagolt szinusz- és koszinuszértékeket. Az átlagolt szinusz- és koszinuszértékeket, valamint a 190 gyűjtőés ürítőegységből származó átlagolt logaritmikus amplitúdóértékeket a 306 formattálóhoz továbbítjuk, amely ezeket a mennyiségeket a további feldolgozás számára megfelelő alakba konvertálja, például Descartes- vagy log-polár alakba. Például a log-polár-értékké történő konverzióhoz az átlagolt szinusz- és az átlagolt koszinuszértékekből egy átlagszögértéket képezünk arkusz tangens függvény alkalmazásával. Az átlagolt azonos fázis és az átlagolt merőleges fázis úgy is létrehozható, hogy az átlagolt logaritmikus amplitúdóértékeket átlagolt amplitúdóértékekre konvertáljuk, és a megfelelő átlagolt szinusz- és átlagolt koszinuszértékekkel összeszorozzuk.
A CDMA (kódosztásos többszörös elérésű) szórt spektrumú távközlési rendszerben a teljes szórási szekvencia vagy jelölőszekvencia több komponens szekvencia kombinációjaként is előállhat. Továbbá ismert, hogy több csatorna osztozik egy vagy több közös komponens szekvencián. Például a TIA IS-95 által rögzített downlinkben (központi adó-telefon irányú kapcsolat) minden csatorna közösen használ egy közös komplex szórási szekvenciák az úgynevezett ellenőrző szekvenciát. A csatornákat ezután egyedileg szólják különböző Walshkódszavakat alkalmazva, amelyek valós vagy nem komplex szekvenciák. Az egyik csatorna azonban nem adatmodulált, így biztosít referenciát vagy tiszta ellenőrző csatornát, ami utóbbi a csatornák leterheltségét mérő becslésekhez használható. Egy hagyományos vevőben, például az IS-95 szabványban rögzített jelölőszekvenciák demodulálására különálló 112 korrelátorok (lásd a 3. és 4. ábrát) vannak minden csatornához. Megjegyezzük, hogy ebben a példában a különálló korrelátorok a komplex visszaállított adatot egy valós Walsh-kódszóval korreláltatják.
Tekintsük a 8. ábrát, amely a jelen találmány szerinti javított korrelátor egy másik kiviteli alakját bemutató blokkábra. Amikor a sugárzott csatornák osztoznak egy közös szórási vagy kódolószekvencián, a 200 vevőben van egy közös 202 visszaállító vagy dekódoló egység, ami mindegyik demodulálandó vételi csatornához hozzá van rendelve. Ezért a 204 vonalon a több csatorna számára vett komplex chip-impulzussorozatot a közös 202 visszaállító vagy dekódoló egység dolgozza fel, eltávolítva a közös szekvenciát. Ezután a közös 202 visszaállító vagy dekódoló egység kimeneteit több nem közös vagy egyedi 206 dekódoló vagy visszaállító egység dolgozza fel, amelyek különböző szekvenciákkal korreláltatnak, a kimenetükön különböző korrelációs értékeket továbbítva a különböző vételi csatornákra (XA-val és XBvel jelölve). Ezek az egyedi 206 dekódoló vagy visszaállító egységek tartalmazhatnak olyan 112’ korrelátort, amilyen a 7. ábrán látható. Az egyedi 206 dekódoló vagy
HU 223 242 Bl visszaállító egységekben a 4. és 6. ábrákon bemutatott 120’ és/vagy 120” komplexszekvencia-eltávolító egységek is lehetnek. Az előző IS-95 downlink példánál a közös szekvencia tartalmaz egy komplex kódoló(scrambling) szekvenciát, és ennek megfelelően a közös 202 visszaállító vagy dekódoló egység egy ehhez illesztett dekódoló. Az egyedi 206 dekódoló vagy visszaállító egységekben Walsh-kód-korrelátorokat lehet alkalmazni az egyes vett csatornák eldolgozására és a különböző szekvenciák korrelálására, így biztosítva különböző korrelációs értékeket.
Például egy IS-95 alapú CDMA telefonban lenne több RAKE-ág vagy jelútvonal, ahol mindegyik jelútvonal tartalmaz egy közös dekódoló egységet és két egyedi dekódoló és visszaállító egységet, egyet a forgalmi csatornához és egyet az ellenőrző csatornához. Amikor két egyedi dekódoló és visszaállító egységnek különböző Walsh-kódokkal kell korreláltatniuk, a feldolgozás nagyobb részét megoszthatják egymás között. Ez azért lehetséges, mert egy Walsh-kód bitjeinek a fele mindig megegyezik egy másik Walsh-kód megfelelő bitjeivel, míg a maradék bitek kölcsönösen invertáltak. Ezért egy közös 202 visszaállító egységnél előnyös kiszámolni a megegyező bitekre vonatkozó összeget (átlagot), és elkülönítve kiszámolni az összeget azokra a bitekre, amelyek a két kódban eltérnek egymástól. A kimenet a két átlagból készül kódjelperiódusonként. Az egyedi 206 visszaállító egységek ezután megfelelően kiszámolják a két átlag és különbség összegét, jelentősen lecsökkentve a számításokat.
Egy példa segítségével mutatjuk be, hogy az eljárás miképpen egyszerűsödik. Tekintsük a következő két Walsh-kódszót:
1: 1111111100000000, és
2: 1001011001101001.
Az egyező bitek:
1-1-11-0-0-00, az eltérő bitek pedig:
11-1-1-00-0-0, ahol az 1. Walsh-kódszó bitpolaritásai alapján végeztük az összehasonlítást. Az előbbiekkel összhangban az egyező nyolc bit első átlagát számoljuk ki, az átlagolandó érték előjelét megfordítva, ha az egyező bit nulla. Az eltérő nyolc bit második átlagát hasonlóan számoljuk. Ha ezt a két átlagot összeadjuk, az eredményül kapott tizenhat bites átlag jelöli a korrelációt a két Walsh-kód közül az elsővel, mivel az első kód bitpolaritását alkalmaztuk az eltérő biteknél. A második átlagot kivonva az elsőből, a második átlaghoz hozzájáruló minden érték jelét gyakorlatilag invertáljuk, és így azonossá tesszük ezeket a második Walshkódszóban az eltérő bitekkel, amelyeket az első kódszó elemeihez képest invertáltunk, abból a célból, hogy a második kóddal való korrelációt megkapjuk.
Két különböző Walsh-kóddal végzett két korreláció ekképp egy közös művelettel végezhető el, ami jelperiódusonként két közbenső eredményt nyújt. Ezeket az eredményeket tovább kombináljuk, csökkentett sebességű feldolgozással (1/8-ad sebességgel ennél a példánál), és így előállítva a két keresett korrelációt. A ráfordítás akkor is csökkenthető, amikor sok különböző
Walsh-kóddal kell végezni több korrelációt. Ez végső soron egy gyors Walsh-transzformációs struktúrát alkot, ha minden Walsh-kóddal való korrelációt ki kell számolni. Például az US 5,356,454 számú szabadalom egy hatékony áramkört közöl gyors Walsh-transzformációk számításához.
Habár a jelen találmány szerinti berendezés és eljárás kiviteli alakjait a kapcsolódó rajzokkal illusztráltuk és a fenti részletes leírással mutattuk be, a találmány nem korlátozódik ezekre a kiviteli alakokra, és számos változtatás, átrendezés és helyettesítés hajtható végre a találmány oltalmi körén belül, amelyet a következő szabadalmi igénypontok ismertetnek és határoznak meg.
Claims (24)
- SZABADALMI IGÉNYPONTOK1. Korrelátor azonos fázisú komponenst [I(t)j és merőleges fázisú komponenst [Q(t)] tartalmazó, direkt szekvenciás szórt spektrumú (DSSS) vett távközlési jel feldolgozására, azzal jellemezve, hogy:a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel komplex szórási szekvenciájának [s(k)j fázisát forgató, első vezérlőszekvenciát és második vezérlőszekvenciát kibocsátó vezérlőegysége (155), a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel azonos fázisú komponensét [I(t)] vevő, és az első vezérlőszekvencia által vezérelt módon negáló első negálóegysége (150i), és a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel merőleges fázisú komponensét [Q(t)j vevő, és az első vezérlőszekvencia által vezérelt módon negáló második negálóegysége (150q), és az első és második negálóegységektől (150i, 150q) az azonos fázisú és merőleges fázisú jeleket vevő, az azonos fázisú és merőleges fázisú jeleket a második vezérlőszekvencia által vezérelt módon felcserélő kapcsolóegysége (152) van.
- 2. Az 1. igénypont szerinti korrelátor, azzal jellemezve, hogy az első vezérlőszekvencia egy azonos fázisú első vezérlőszekvenciát tartalmaz az első negálóegység (150i) által végrehajtott negálás vezérléséhez, valamint egy merőleges fázisú első vezérlőszekvenciát tartalmaz a második negálóegység (150q) által végrehajtott negálás vezérléséhez.
- 3. Az 1. igénypont szerinti korrelátor, azzal jellemezve, hogy a kapcsolóegységnek (152) egy azonos fázisú kimenete (123i) és egy merőleges fázisú kimenete (123q) van, továbbá tartalmaz:az azonos fázisú jelet vevő és az azonos fázisú kimenetet (123i) vagy a merőleges fázisú kimenetet (123q) a második vezérlőszekvencia által vezérelt módon kapcsoló azonosfázis-kapcsolót (158i), és a merőleges fázisú jelet vevő és a merőleges fázisú kimenetet (123q) vagy az azonos fázisú kimenetet (123i) a második vezérlőszekvencia által vezérelt módon kapcsoló merőlegesfázis-kapcsolót (158q).
- 4. Eljárás azonos fázisú komponenssel [I(t)j és merőleges fázisú komponenssel [Q(t)j rendelkező direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel feldol9HU 223 242 Bl gozására a komplex szekvencia eltávolítása céljából, azzal jellemezve, hogy a következő lépéseket tartalmazza:a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jelhez a komplex szórási szekvencia [S(k)j fázisát feldolgozzuk, a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel azonos fázisú komponensét [I(t)j negáljuk, a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel merőleges fázisú [Q(t)] komponensét negáljuk, és az azonos fázisú és merőleges fázisú kimeneti jeleket a feldolgozott fázis által vezérelt módon felcseréljük.
- 5. Korrelátor logaritmikus amplitúdójú komponenssel és fáziskomponenssel rendelkező direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel feldolgozására, azzal jellemezve, hogy:a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel komplex szórási szekvenciájának [s(k)j fázisofszetjét [<j>(k)] kinyerő fáziskonvertere (178), a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel fáziskomponensét és a komplex szórási szekvencia [s(k)j kinyert fázisofszetjét [<|»(k)} összegző és az összegzett fázist kibocsátó összeadója (182), és a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel logaritmikus amplitúdójú komponensét és az összegzett fázist tartalmazó logaritmikus tartományú komplex jelet képező eszköze van.
- 6. Az 5. igénypont szerinti korrelátor, azzal jellemezve, hogy a képezett komplex jelet vevő és Descarteskoordinátákban kibocsátó konvertáló konvertere (184) van.
- 7. Az 5. igénypont szerinti korrelátor, azzaljellemezve, hogy:a logaritmikus amplitúdójú komponenseket gyűjtő és kibocsátó első gyűjtő- és ürítőegysége (190), a kimeneti abszolút értékű összegzett fázisokat gyűjtő és normalizáló második gyűjtő- és ürítőegysége (194) van, ahol az összeadó (182) az összegzett fázis abszolút értékét kiadóan van kialakítva, és a logaritmikus tartományú komplex jelet képező eszköz összegyűjtött és kiengedett logaritmikus amplitúdójú komponenseket és összegyűjtött és kibocsátott összegzett fázist tartalmazóan van kialakítva.
- 8. A 7. igénypont szerinti korrelátor, azzal jellemezve, hogy az első gyűjtő- és ürítőegység (190) az összegyűjtött logaritmikus amplitúdójú komponensek számtani átlagát kiszámítóan van kialakítva.
- 9. A 7. igénypont szerinti korrelátor, azzal jellemezve, hogy a második gyűjtő- és ürítőegység (194) az összegyűjtött normalizált abszolút értékű összegzett fázisok számtani átlagát kiszámítóan van kialakítva.
- 10. A 7. igénypont szerinti korrelátor, azzal jellemezve, hogy a képezett komplex jelet vevő és Descarteskoordinátákban történő kibocsátáshoz konvertáló konvertere (184) van.
- 11. Az 5. igénypont szerinti korrelátor, azzal jellemezve, hogy:a logaritmikus amplitúdójú komponenseket gyűjtő és kibocsátó első gyűjtő- és ürítőegysége (190) van, a kibocsátott összegzett fázist cirkulárisán átlagoló és az összegyűjtött fázist kibocsátó eszköze van, a logaritmikus tartományú komplex jelet képező eszköz összegyűjtött és kibocsátott logaritmikus amplitúdójú komponenst és összegyűjtött összegzett fázist tartalmazóan van kialakítva.
- 12. A 11. igénypont szerinti korrelátor, azzal jellemezve, hogy az első gyűjtő- és ürítőegység (190) az összegyűjtött logaritmikus amplitúdójú komponensek számtani átlagát kiszámítóan van kialakítva.
- 13. A 11. igénypont szerinti korrelátor, azzal jellemezve, hogy a cirkulárisán átlagoló eszköznek a kimeneti összegzett fázist szinusz- és koszinuszértékké konvertáló szinusz/koszinusz konvertere (302), és a szinusz- és koszinuszértékeket gyűjtő és az összegyűjtött szinusz- és koszinuszértékek számtani átlagát kiszámító és az összegyűjtött fázist kibocsátó második gyűjtő- és ürítőegysége (304) van.
- 14. A 11. igénypont szerinti korrelátor, azzal jellemezve, hogy a komplex jelet Descartes-koordinátákban történő kibocsátáshoz konvertáló eszköze (184) van.
- 15. Eljárás logaritmikus amplitúdójú komponenssel és fáziskomponenssel rendelkező direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel feldolgozására a komplex szekvencia eltávolítása céljából, azzal jellemezve, hogy a következő lépéseket tartalmazza:a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel komplex szórási szekvenciájának [s(k)] fázisofszetjét [<t>(k)] kinyerjük, a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel fáziskomponensét és a komplex szórási szekvencia [s(k)j kinyert fázisofszetjét [<b(k)] összegezzük, és az összegzett fázist kibocsátjuk, és a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel logaritmikus amplitúdójú komponensét és az összegzett fázist tartalmazó logaritmikus tartományú komplex jelet képezünk.
- 16. A 15. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a képezett komplex jelet Descartes-koordinátákban történő kibocsátáshoz konvertáljuk.
- 17. Eljárás a logaritmikus amplitúdójú komponenssel és fáziskomponenssel rendelkező direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlésijei feldolgozására a komplex szekvencia eltávolítása céljából, azzal jellemezve, hogy a következő lépéseket tartalmazza:a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel komplex szórási szekvenciájának [s(k)j fázisofszetjét [<|)(k)] kinyeijük, a logaritmikus amplitúdójú komponenseket gyűjtjük, a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel fáziskomponensét és a komplex szórási szekvencia [s(k)] kinyert fázisofszetjét [4>(k)] összegezzük, és abszolút értékű összegzett fázist bocsátunk ki, a kibocsátott abszolút értékű összegzett fázist gyűjtjük és normalizáljuk, és a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel összegyűjtött logaritmikus amplitúdójú komponensét és az összegyűjtött normalizált abszolút értékű összegzett fázist tartalmazó logaritmikus tartományú komplex jelet képezünk.HU 223 242 Bl
- 18. A 17. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a kibocsátandó logaritmikus amplitúdójú komponensek gyűjtése során az összegyűjtött logaritmikus amplitúdójú komponensek számtani átlagát kiszámítjuk.
- 19. A 17. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a kibocsátandó abszolút értékű összegzett fázisok gyűjtése és normalizálása során az összegyűjtött normalizált abszolút értékű összegzett fázisok számtani átlagát kiszámítjuk.
- 20. A 17. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a komplex jelet Descartes-koordinátákban történő kibocsátáshoz konvertáljuk.
- 21. Eljárás logaritmikus amplitúdójú komponenssel és fáziskomponenssel rendelkező direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel feldolgozására a komplex szekvencia eltávolítása céljából, azzal jellemezve, hogy a következő lépéseket tartalmazza:a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel komplex szórási szekvenciájának [s(k)j fázisofszetjét [φ(1)] kinyerjük, a logaritmikus amplitúdójú komponenseket gyűjtjük, a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel fáziskomponensét és a komplex szórási szekvencia [s(k)J kinyert fázisofszetjét [φ(ΐ)] összegezzük, és egy abszolút értékű összegzett fázist bocsátunk ki, a kibocsátott összegzett fázisokat cirkulárisán átlagoljuk, és az összegyűjtött fázisokat kibocsátjuk, és a direkt szekvenciás szórt spektrumú vett távközlési jel összegyűjtött logaritmikus amplitúdójú komponensét és az összegyűjtött fázist tartalmazó logaritmikus tartományú komplex jelet képezünk.
- 22. A 21. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a kimeneti logaritmikus amplitúdójú komponensek gyűjtése során az összegyűjtött logaritmikus amplitúdójú komponensek számtani átlagát kiszámítjuk.
- 23. A 21. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a cirkuláris átlagolás során:a kimeneti összegzett fázisokat szinusz/koszinusz értékekre konvertáljuk, és az összegyűjtött szinusz- és koszinuszértékek számtani átlagát kiszámítjuk, és az összegyűjtött fázist kibocsátjuk.
- 24. A 21. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a komplex jelet Descartes-koordinátákban történő kibocsátáshoz konvertáljuk.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/748,755 US6005887A (en) | 1996-11-14 | 1996-11-14 | Despreading of direct sequence spread spectrum communications signals |
| PCT/US1997/019843 WO1998021842A2 (en) | 1996-11-14 | 1997-11-12 | Despreading of direct sequence spread spectrum communications signals |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| HUP9904159A2 HUP9904159A2 (hu) | 2000-03-28 |
| HUP9904159A3 HUP9904159A3 (en) | 2000-04-28 |
| HU223242B1 true HU223242B1 (hu) | 2004-04-28 |
Family
ID=25010779
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| HU9904159A HU223242B1 (hu) | 1996-11-14 | 1997-11-12 | Eljárás és berendezés direkt szekvenciás szórt spektrumú távközlési jelek visszaállítására |
Country Status (15)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6005887A (hu) |
| EP (2) | EP0938788B1 (hu) |
| JP (1) | JP3933704B2 (hu) |
| KR (1) | KR20000053310A (hu) |
| CN (1) | CN1105437C (hu) |
| AR (3) | AR010591A1 (hu) |
| AU (1) | AU725307B2 (hu) |
| BR (1) | BR9713063A (hu) |
| CA (1) | CA2271474A1 (hu) |
| DE (2) | DE69739175D1 (hu) |
| HU (1) | HU223242B1 (hu) |
| RU (2) | RU2214057C2 (hu) |
| TW (1) | TW365097B (hu) |
| WO (1) | WO1998021842A2 (hu) |
| ZA (1) | ZA9710253B (hu) |
Families Citing this family (59)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6005887A (en) * | 1996-11-14 | 1999-12-21 | Ericcsson, Inc. | Despreading of direct sequence spread spectrum communications signals |
| US6301288B1 (en) * | 1997-03-19 | 2001-10-09 | Infineon Technologies Ag | Method of chip interleaving in direct sequence spread spectrum communications |
| JP3373755B2 (ja) * | 1997-04-09 | 2003-02-04 | 株式会社鷹山 | 複素型逆拡散処理装置 |
| JP2870526B1 (ja) * | 1997-09-04 | 1999-03-17 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ受信装置 |
| SE9800827L (sv) * | 1998-03-13 | 1999-09-14 | Ericsson Telefon Ab L M | Mottagare |
| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US7039372B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-05-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments |
| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
| US7236754B2 (en) * | 1999-08-23 | 2007-06-26 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| DE69835087T2 (de) * | 1998-10-23 | 2007-02-01 | Sony Deutschland Gmbh | Empfängerarchitektur für ein Mehrfachverwürfelkode CDMA Übertragungsverfahren |
| JP3116923B2 (ja) * | 1998-11-25 | 2000-12-11 | 日本電気株式会社 | 周波数拡散変調回路 |
| US6853690B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-02-08 | Parkervision, Inc. | Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments |
| US6879817B1 (en) * | 1999-04-16 | 2005-04-12 | Parkervision, Inc. | DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology |
| US6363108B1 (en) * | 1999-03-31 | 2002-03-26 | Qualcomm Inc. | Programmable matched filter searcher |
| US7110444B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations |
| US7065162B1 (en) * | 1999-04-16 | 2006-06-20 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US7693230B2 (en) | 1999-04-16 | 2010-04-06 | Parkervision, Inc. | Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion |
| US8295406B1 (en) | 1999-08-04 | 2012-10-23 | Parkervision, Inc. | Universal platform module for a plurality of communication protocols |
| WO2001050646A1 (en) * | 1999-12-30 | 2001-07-12 | Morphics Technology, Inc. | A configurable multimode despreader for spread spectrum applications |
| US6801564B2 (en) | 2000-02-23 | 2004-10-05 | Ipr Licensing, Inc. | Reverse link correlation filter in wireless communication systems |
| US7010286B2 (en) | 2000-04-14 | 2006-03-07 | Parkervision, Inc. | Apparatus, system, and method for down-converting and up-converting electromagnetic signals |
| US6466958B1 (en) * | 2000-09-12 | 2002-10-15 | Interstate Electronics Corporation, A Division Of L3 Communications Corporation | Parallel frequency searching in an acquisition correlator |
| US7016398B2 (en) * | 2001-06-15 | 2006-03-21 | Freescale Semiconductor, Inc. | Multicode receiver |
| KR20030013287A (ko) * | 2001-08-01 | 2003-02-14 | 텍사스 인스트루먼츠 인코포레이티드 | 회전된 ｑｐｓｋ 시퀀스를 이용한 ｃｄｍａ 역확산을 위한수신기 및 수신방법 |
| US7092429B1 (en) | 2001-09-26 | 2006-08-15 | Interstate Electronics Corporation | Multi-pass frequency hop-acquisition correlator |
| KR100401954B1 (ko) * | 2001-11-01 | 2003-10-17 | 한국전자통신연구원 | 기지국의 시공 전송 다이버시티 부호화 사용 여부 판정장치 및 그 방법 |
| GB2397987B (en) * | 2001-11-02 | 2004-12-15 | Toshiba Res Europ Ltd | Receiver processing system |
| US7072427B2 (en) | 2001-11-09 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system |
| US7308019B2 (en) * | 2002-05-20 | 2007-12-11 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | System and method for Fast Walsh Transform processing in a multi-coded signal environment |
| US7460584B2 (en) * | 2002-07-18 | 2008-12-02 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| US7379883B2 (en) * | 2002-07-18 | 2008-05-27 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| US20040072553A1 (en) * | 2002-09-20 | 2004-04-15 | Xiaohui Wang | Methods, systems, and computer program products for selecting delay positions for a RAKE receiver by adjusting the delay positions based on comparisons of signal to interference ratios and/or powers for multi-path signals over time |
| CN100420313C (zh) * | 2003-06-18 | 2008-09-17 | 北京邮电大学 | 基于联合检测联合发送技术的联合优化信号处理方法 |
| GB0316608D0 (en) * | 2003-07-16 | 2003-08-20 | Koninkl Philips Electronics Nv | A method of correlating a sampled direct sequence spread spectrum signal with a locally provided replica |
| DE102004025109B4 (de) * | 2004-05-21 | 2007-05-03 | Infineon Technologies Ag | Vorrichtung und Verfahren zur Präambeldetektion und Rahmensynchronisation bei der Datenpaketübertragung |
| CN100349384C (zh) * | 2004-05-26 | 2007-11-14 | 华为技术有限公司 | 多码传输的解扩处理方法及装置 |
| US7327776B2 (en) * | 2004-12-20 | 2008-02-05 | Chung Shan Institute Of Science And Technology, Armaments Bureau, M.N.D. | Time domain spreading method and apparatus for a UWB receiver comprising fast fourier transform and exchange of real and imaginary complex signal components |
| ATE447262T1 (de) * | 2005-01-31 | 2009-11-15 | Nxp Bv | Verfahren und v orrichtung zum implementieren angepasster filter in ein drahtloses kommunikationssystem |
| JP4574680B2 (ja) * | 2005-09-28 | 2010-11-04 | Ｋｄｄｉ株式会社 | マルチキャリア符号分割多重伝送システム及び方法、受信装置 |
| JP2007124416A (ja) * | 2005-10-28 | 2007-05-17 | Sharp Corp | Ｏｆｄｍ復調装置、ｏｆｄｍ復調プログラム、および記録媒体 |
| US8059758B2 (en) * | 2006-02-10 | 2011-11-15 | Qualcomm, Incorporated | Conversion of multiple analog signals in an analog to digital converter |
| US20080126464A1 (en) * | 2006-06-30 | 2008-05-29 | Shahin Movafagh Mowzoon | Least square clustering and folded dimension visualization |
| UA91827C2 (en) * | 2006-09-29 | 2010-09-10 | Общество С Ограниченной Ответственностью "Парисет" | Method of multi-component coding and decoding electric signals of different origin |
| US8099072B2 (en) * | 2006-11-21 | 2012-01-17 | Qualcomm Incorporated | Frequency changer circuits |
| US7933345B2 (en) * | 2006-12-20 | 2011-04-26 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for determining combining weights for MIMO receivers |
| US7848387B2 (en) * | 2007-05-21 | 2010-12-07 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Receiver parametric covariance estimation for transmit diversity |
| US7995641B2 (en) * | 2007-11-06 | 2011-08-09 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for code power parameter estimation for received signal processing |
| US7957485B2 (en) * | 2008-02-25 | 2011-06-07 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Reduced complexity parametric covariance estimation for precoded MIMO transmissions |
| US20090213910A1 (en) * | 2008-02-25 | 2009-08-27 | Grant Stephen J | Code Power Estimation for MIMO Signals |
| US7983353B2 (en) * | 2008-02-25 | 2011-07-19 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Code power estimation for MIMO signals |
| US8781011B2 (en) * | 2008-02-25 | 2014-07-15 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Receiver parametric covariance estimation for precoded MIMO transmissions |
| CN101488954A (zh) * | 2009-01-09 | 2009-07-22 | 中兴通讯股份有限公司 | 语音监听方法以及接入网关 |
| US8107443B2 (en) * | 2009-02-10 | 2012-01-31 | Mediatek Inc. | Method of performing cell search for a wireless communications system |
| US8411780B2 (en) * | 2009-02-24 | 2013-04-02 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Estimating the ratio of traffic channel power to pilot power in a MIMO wireless communication system |
| US8706794B1 (en) | 2011-08-23 | 2014-04-22 | Gregory K. Fleizach | No-multiply digital signal processing method |
| ES2539362T3 (es) * | 2012-08-24 | 2015-06-30 | Airbus Ds Gmbh | Generación y procesamiento de señales CDMA |
| RU2528085C1 (ru) * | 2013-05-23 | 2014-09-10 | Виктор Петрович Шилов | Способ внутриимпульсной модуляции-демодуляции с прямым расширением спектра |
| CN105515713B (zh) * | 2014-09-25 | 2018-11-30 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种多用户码分多址接入通信方法与相应发射机、接收机 |
| CN113141195B (zh) * | 2021-04-06 | 2022-08-23 | 重庆邮电大学 | 一种在直扩系统解扩的解调方法及存储介质 |
Family Cites Families (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4484335A (en) * | 1982-10-14 | 1984-11-20 | E-Systems, Inc. | Method and apparatus for despreading a spread spectrum signal at baseband |
| US4644523A (en) * | 1984-03-23 | 1987-02-17 | Sangamo Weston, Inc. | System for improving signal-to-noise ratio in a direct sequence spread spectrum signal receiver |
| US4567588A (en) * | 1984-03-23 | 1986-01-28 | Sangamo Weston, Inc. | Synchronization system for use in direct sequence spread spectrum signal receiver |
| US4561089A (en) * | 1984-03-23 | 1985-12-24 | Sangamo Weston, Inc. | Correlation detectors for use in direct sequence spread spectrum signal receiver |
| US4601047A (en) * | 1984-03-23 | 1986-07-15 | Sangamo Weston, Inc. | Code division multiplexer using direct sequence spread spectrum signal processing |
| SE463540B (sv) * | 1988-09-19 | 1990-12-03 | Ericsson Telefon Ab L M | Saett foer att i ett radiokommunikationssystem digitalisera godtyckliga radiosignaler samt anordning foer utoevande av saettet |
| US5414827A (en) * | 1991-12-19 | 1995-05-09 | Opti, Inc. | Automatic cache flush |
| US5465396A (en) * | 1993-01-12 | 1995-11-07 | Usa Digital Radio Partners, L.P. | In-band on-channel digital broadcasting |
| US5365549A (en) * | 1993-05-24 | 1994-11-15 | Motorola, Inc. | Complex signal correlator and method therefor |
| JPH0746157A (ja) * | 1993-07-26 | 1995-02-14 | Victor Co Of Japan Ltd | スペクトル拡散復調における同期保持装置 |
| US5768306A (en) * | 1993-09-06 | 1998-06-16 | Ntt Mobile Communications Network, Inc. | Sliding correlator used in CDMA systems to establish initial synchronization |
| US5414728A (en) | 1993-11-01 | 1995-05-09 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for bifurcating signal transmission over in-phase and quadrature phase spread spectrum communication channels |
| JP2734952B2 (ja) * | 1993-12-16 | 1998-04-02 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ基地局受信装置 |
| US5610940A (en) * | 1994-09-09 | 1997-03-11 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for noncoherent reception and correlation of a continous phase modulated signal |
| US5659574A (en) * | 1994-09-09 | 1997-08-19 | Omnipoint Corporation | Multi-bit correlation of continuous phase modulated signals |
| US5754585A (en) * | 1994-09-09 | 1998-05-19 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for serial noncoherent correlation of a spread spectrum signal |
| US5627855A (en) * | 1995-05-25 | 1997-05-06 | Golden Bridge Technology, Inc. | Programmable two-part matched filter for spread spectrum |
| US5710793A (en) * | 1995-12-21 | 1998-01-20 | National Semiconductor Corporation | Error signal quantization method and hardware for mixed blind and decision directed equalization |
| US6005887A (en) * | 1996-11-14 | 1999-12-21 | Ericcsson, Inc. | Despreading of direct sequence spread spectrum communications signals |
| US6130906A (en) * | 1998-05-22 | 2000-10-10 | Golden Bridge Technology, Inc. | Parallel code matched filter |
| US6056986A (en) | 1998-08-14 | 2000-05-02 | Showa Sangyo Co., Ltd. | Method and apparatus for continuously steaming and boiling rice |
-
1996
- 1996-11-14 US US08/748,755 patent/US6005887A/en not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-10-30 TW TW086116223A patent/TW365097B/zh active
- 1997-11-12 DE DE69739175T patent/DE69739175D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-11-12 JP JP52260598A patent/JP3933704B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1997-11-12 DE DE69716109T patent/DE69716109T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-11-12 RU RU99112511/09A patent/RU2214057C2/ru active
- 1997-11-12 EP EP97949355A patent/EP0938788B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-11-12 WO PCT/US1997/019843 patent/WO1998021842A2/en not_active Application Discontinuation
- 1997-11-12 EP EP01111916A patent/EP1168653B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-11-12 BR BR9713063-0A patent/BR9713063A/pt not_active IP Right Cessation
- 1997-11-12 CA CA002271474A patent/CA2271474A1/en not_active Abandoned
- 1997-11-12 AU AU71822/98A patent/AU725307B2/en not_active Ceased
- 1997-11-12 HU HU9904159A patent/HU223242B1/hu not_active IP Right Cessation
- 1997-11-12 CN CN97181329A patent/CN1105437C/zh not_active Expired - Lifetime
- 1997-11-12 KR KR1019990704304A patent/KR20000053310A/ko not_active Application Discontinuation
- 1997-11-13 AR ARP970105295A patent/AR010591A1/es unknown
- 1997-11-13 ZA ZA9710253A patent/ZA9710253B/xx unknown
-
1999
- 1999-04-06 US US09/286,503 patent/US6408018B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-04-21 AR ARP990101841A patent/AR019090A2/es active IP Right Grant
- 1999-04-21 AR ARP990101840A patent/AR019089A2/es active IP Right Grant
-
2002
- 2002-07-04 RU RU2002117979/09A patent/RU2002117979A/ru not_active Application Discontinuation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6005887A (en) | 1999-12-21 |
| DE69716109D1 (de) | 2002-11-07 |
| CA2271474A1 (en) | 1998-05-22 |
| JP2001504655A (ja) | 2001-04-03 |
| DE69739175D1 (de) | 2009-01-29 |
| TW365097B (en) | 1999-07-21 |
| US6408018B1 (en) | 2002-06-18 |
| EP0938788A2 (en) | 1999-09-01 |
| RU2214057C2 (ru) | 2003-10-10 |
| JP3933704B2 (ja) | 2007-06-20 |
| EP0938788B1 (en) | 2002-10-02 |
| RU2002117979A (ru) | 2004-01-20 |
| EP1168653A2 (en) | 2002-01-02 |
| HUP9904159A2 (hu) | 2000-03-28 |
| HUP9904159A3 (en) | 2000-04-28 |
| AR019090A2 (es) | 2001-12-26 |
| AU725307B2 (en) | 2000-10-12 |
| ZA9710253B (en) | 1998-05-28 |
| AU7182298A (en) | 1998-06-03 |
| WO1998021842A3 (en) | 1998-08-20 |
| AR019089A2 (es) | 2001-12-26 |
| EP1168653A3 (en) | 2003-09-17 |
| KR20000053310A (ko) | 2000-08-25 |
| AR010591A1 (es) | 2000-06-28 |
| BR9713063A (pt) | 2000-04-11 |
| WO1998021842A2 (en) | 1998-05-22 |
| DE69716109T2 (de) | 2003-05-22 |
| EP1168653B1 (en) | 2008-12-17 |
| CN1244978A (zh) | 2000-02-16 |
| CN1105437C (zh) | 2003-04-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| HU223242B1 (hu) | Eljárás és berendezés direkt szekvenciás szórt spektrumú távközlési jelek visszaállítására | |
| KR100290490B1 (ko) | 선택적으로 광선을 결합할 수 있는 레이크 수신기 | |
| JP3081642B2 (ja) | Ｃｄｍａサブトラクティブ復調 | |
| CA2175488C (en) | Method and apparatus for bifurcating signal transmission over in-phase and quadrature phase spread spectrum communication channels | |
| JP2994752B2 (ja) | Ｃｄｍａサブトラクティブ復調 | |
| KR100242620B1 (ko) | Cdma 스프레드 스펙트럼 무선 전송 시스템에서의 무선 신호 수신 장치 | |
| US7095778B2 (en) | Spread spectrum transmitter and spread spectrum receiver | |
| EP0727116B1 (en) | Variable rate signal transmission in a spread spectrum communication system using coset coding | |
| KR100387277B1 (ko) | 분포된수신기를갖는다사용자통신시스템구조 | |
| US5754599A (en) | Method and apparatus for coherent channel estimation in a communication system | |
| EP1271797B1 (en) | Re-orthogonalization of wideband CDMA signals | |
| MXPA99004498A (en) | Despreading of direct sequence spread spectrum communications signals |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| HFG4 | Patent granted, date of granting |
Effective date: 20040224 |
|
| MM4A | Lapse of definitive patent protection due to non-payment of fees |