JP3081642B2 - Ｃｄｍａサブトラクティブ復調 - Google Patents
Ｃｄｍａサブトラクティブ復調Info
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- spectrum communication
- communication system
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/7103—Interference-related aspects the interference being multiple access interference
- H04B1/7107—Subtractive interference cancellation
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
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- H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
- H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
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- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明はセルラー無線電話通信システムにおけるコー
ド分割多元接続（CDMA）通信技術に関し、特に多数の信
号強度順のCDMA信号の連続信号減算に基ずく強化CDMA復
調方式に関する。
ド分割多元接続（CDMA）通信技術に関し、特に多数の信
号強度順のCDMA信号の連続信号減算に基ずく強化CDMA復
調方式に関する。
発明の背景 米国および他の国々において、セルラー電話産業はそ
の商業運用において驚くべく進展を遂げている。主要都
市エリアにおける発展ぶりは予想を遙かに超えるもので
ありシステム容量も越えるものである。この傾向が続け
ば、間もなく小さな市場にも急速な発展の影響が及ぶも
のと思われる。高いサービス品質を維持しかつ価格上昇
を回避しながらこのような容量増大のニーズに応えるに
は革新的な解決方法が必要である。
の商業運用において驚くべく進展を遂げている。主要都
市エリアにおける発展ぶりは予想を遙かに超えるもので
ありシステム容量も越えるものである。この傾向が続け
ば、間もなく小さな市場にも急速な発展の影響が及ぶも
のと思われる。高いサービス品質を維持しかつ価格上昇
を回避しながらこのような容量増大のニーズに応えるに
は革新的な解決方法が必要である。
全世界を通じて、セルラーシステムにおける一つの重
要なステップはアナログからデジタル送信への変化であ
る。同様に重要なことは、次世代セルラー技術を実施す
るための有効なデジタル送信方式を選択することであ
る。さらに、次世代デジタルセルラーシステムインフラ
ストラクチュアおよびセルラー周波数を使用するセルラ
ー搬送波により（簡便に携行でき家庭、オフィス、街
路、自動車等で発受呼するのに使用される低コスト、ポ
ケットサイズ、コードレス電話機を使用した）第１世代
のパーソナル通信網（PCN）が提供されるものと広く信
じられている。これらの新しいシステムに要求される重
要な特徴はトラフィック容量の増大である。
要なステップはアナログからデジタル送信への変化であ
る。同様に重要なことは、次世代セルラー技術を実施す
るための有効なデジタル送信方式を選択することであ
る。さらに、次世代デジタルセルラーシステムインフラ
ストラクチュアおよびセルラー周波数を使用するセルラ
ー搬送波により（簡便に携行でき家庭、オフィス、街
路、自動車等で発受呼するのに使用される低コスト、ポ
ケットサイズ、コードレス電話機を使用した）第１世代
のパーソナル通信網（PCN）が提供されるものと広く信
じられている。これらの新しいシステムに要求される重
要な特徴はトラフィック容量の増大である。
現在、チャネル接続は周波数分割多元接続（FDMA）お
よび時分割多元接続（TDMA）法により行われている。第
１（ａ）図に示すように、FDMAでは、通信チャネルは信
号の送信電力が集中される単無線周波数帯である。隣接
チャネルとの干渉は特定周波数帯内の信号エネルギだけ
を通すバンドパスフィルタを使用して制限される。した
がって、各チャネルに異なる周波数が割り当てられるた
め、システム容量はチャネル再使用により課される制限
だけでなく使用可能周波数によっても制限される。
よび時分割多元接続（TDMA）法により行われている。第
１（ａ）図に示すように、FDMAでは、通信チャネルは信
号の送信電力が集中される単無線周波数帯である。隣接
チャネルとの干渉は特定周波数帯内の信号エネルギだけ
を通すバンドパスフィルタを使用して制限される。した
がって、各チャネルに異なる周波数が割り当てられるた
め、システム容量はチャネル再使用により課される制限
だけでなく使用可能周波数によっても制限される。
第１（ｂ）図に示すように、TDMA方式では、チャネル
は同じ周波数に対する周期的な時間間隔列内のタイムス
ロットにより構成される。所与の信号のエネルギーはこ
れらのタイムスロットの一つへ限定される。隣接チャネ
ル干渉は適切な時間に受信する信号エネルギだけを通す
時間ゲートもしくは他の同期化要素を使用して制限され
る。したがって、異なる相対信号強度レベルからの干渉
問題が緩和される。
は同じ周波数に対する周期的な時間間隔列内のタイムス
ロットにより構成される。所与の信号のエネルギーはこ
れらのタイムスロットの一つへ限定される。隣接チャネ
ル干渉は適切な時間に受信する信号エネルギだけを通す
時間ゲートもしくは他の同期化要素を使用して制限され
る。したがって、異なる相対信号強度レベルからの干渉
問題が緩和される。
TDMA方式の容量は送信信号を短いタイムスロットの圧
縮することにより増大される。したがって、情報は相応
する速いバースト速度で送信しなければならず、それに
比例して占有スペクトル量が増大する。
縮することにより増大される。したがって、情報は相応
する速いバースト速度で送信しなければならず、それに
比例して占有スペクトル量が増大する。
FDMAもしくはTDMA方式もしくはハイブリッドFDMA/TDM
A方式の目的とするところは２つの干渉する可能性のあ
る信号が同じ時間に同じ周波数を占有しないよう保証す
ることである。これに対してコード分割多元接続（CDM
A）では、第１（ｃ）図に示すように、信号は時間およ
び周波数共に重畳することができる。したがって、全CD
MA信号が同じ周波数スペクトルを共有する。周波数もし
くは時間領域において、多元接続信号は互いにその頂部
に現れる。原則として、被送信情報データ流は擬ランダ
ムコード発生器から発生されるより高いビットレートの
データ流へ印加される。情報データ流および高ビットレ
ートデータ流は２つのビット流を互いに乗じて結合され
る。高ビットレート信号と低ビットレートデータ流のこ
の結合は情報データ流信号のコーティングもしくはスプ
レッディングと呼ばれる。各情報データ流すなわちチャ
ネルにはユニークなスプレッディングコードが割り当て
られる。複数個の符号化された情報信号が無線周波数搬
送波により送信され、受信機により合成信号として結合
して受信される。符号化された各信号は、周波数および
時間共に、ノイズ関連信号だけでなく他の全ての符号化
信号と重畳している。合成信号を一つのユニークなコー
ドと相関させることにより、対応する情報信号が分離さ
れて復号される。
A方式の目的とするところは２つの干渉する可能性のあ
る信号が同じ時間に同じ周波数を占有しないよう保証す
ることである。これに対してコード分割多元接続（CDM
A）では、第１（ｃ）図に示すように、信号は時間およ
び周波数共に重畳することができる。したがって、全CD
MA信号が同じ周波数スペクトルを共有する。周波数もし
くは時間領域において、多元接続信号は互いにその頂部
に現れる。原則として、被送信情報データ流は擬ランダ
ムコード発生器から発生されるより高いビットレートの
データ流へ印加される。情報データ流および高ビットレ
ートデータ流は２つのビット流を互いに乗じて結合され
る。高ビットレート信号と低ビットレートデータ流のこ
の結合は情報データ流信号のコーティングもしくはスプ
レッディングと呼ばれる。各情報データ流すなわちチャ
ネルにはユニークなスプレッディングコードが割り当て
られる。複数個の符号化された情報信号が無線周波数搬
送波により送信され、受信機により合成信号として結合
して受信される。符号化された各信号は、周波数および
時間共に、ノイズ関連信号だけでなく他の全ての符号化
信号と重畳している。合成信号を一つのユニークなコー
ドと相関させることにより、対応する情報信号が分離さ
れて復号される。
CDMA通信技術にはいくつかの利点がある。符号化利得
／変調密度、音声アクティビィティゲーティング、セク
ター化の改善およびセルにおける同じスペクトルの再使
用等の広帯域CDMA方式の特性により、CDMAベースセルラ
ー方式の容量限界は既存のアナログ技術の12倍にも高め
られる。CDMAにはマルチパス干渉が全く無く、フェージ
ングや空電等の電波障害もなくアーバンエリアの性能が
向上される。高ビットレートデコーダによる音声のCDMA
送信では優れたリアリスティックな音声品質が保証され
る。また、CDMAではデータレートは可変とされ、さまざ
まな音声品質度が提供される。CDMAのスクランブルされ
た信号形式ではクロストークが完全に解消され呼を盗聴
したり追跡することが非常に困難でコストのかかること
となり、発呼者のプライバシーが非常に保証され放送時
間のごまかしの影響も低くなる。
／変調密度、音声アクティビィティゲーティング、セク
ター化の改善およびセルにおける同じスペクトルの再使
用等の広帯域CDMA方式の特性により、CDMAベースセルラ
ー方式の容量限界は既存のアナログ技術の12倍にも高め
られる。CDMAにはマルチパス干渉が全く無く、フェージ
ングや空電等の電波障害もなくアーバンエリアの性能が
向上される。高ビットレートデコーダによる音声のCDMA
送信では優れたリアリスティックな音声品質が保証され
る。また、CDMAではデータレートは可変とされ、さまざ
まな音声品質度が提供される。CDMAのスクランブルされ
た信号形式ではクロストークが完全に解消され呼を盗聴
したり追跡することが非常に困難でコストのかかること
となり、発呼者のプライバシーが非常に保証され放送時
間のごまかしの影響も低くなる。
CDMAにはさまざまな利点があるが、従来のCDMA方式は
復調プロセスにより容量が制約される。非常に多くのユ
ーザ通信の時間および周波数が重畳されるため、正確な
情報信号を適切なユーザと相関させるタスクが複雑とな
る。実際のCDMAでは、本質的に背景ノイズだけでなく他
の重畳信号による干渉の測定値である信号対ノイズ比
（S/N）により容量が制限される。したがって、解決す
べき問題は、信号の復調を効率的かつ正確に実施できる
ように適切な信号ノイズ比を維持しながらどうやってシ
ステム容量を増大させるかということである。
復調プロセスにより容量が制約される。非常に多くのユ
ーザ通信の時間および周波数が重畳されるため、正確な
情報信号を適切なユーザと相関させるタスクが複雑とな
る。実際のCDMAでは、本質的に背景ノイズだけでなく他
の重畳信号による干渉の測定値である信号対ノイズ比
（S/N）により容量が制限される。したがって、解決す
べき問題は、信号の復調を効率的かつ正確に実施できる
ように適切な信号ノイズ比を維持しながらどうやってシ
ステム容量を増大させるかということである。
発明の要約 本発明により、サブトラクティブCDMA復調技術を使用
して前記問題が解決される。受信合成信号を構成する他
の多くの重畳信号に埋め込まれている符号化情報信号を
最適に復号するために、無線受信機が被復号信号に対応
するユニークなコードを合成信号と相関させる。各情報
信号は復号された後、記録され合成信号から除去され
る。その結果、受信合成信号内の他の情報信号のその後
の相関は低干渉、したがって、高精度で行うことができ
る。
して前記問題が解決される。受信合成信号を構成する他
の多くの重畳信号に埋め込まれている符号化情報信号を
最適に復号するために、無線受信機が被復号信号に対応
するユニークなコードを合成信号と相関させる。各情報
信号は復号された後、記録され合成信号から除去され
る。その結果、受信合成信号内の他の情報信号のその後
の相関は低干渉、したがって、高精度で行うことができ
る。
サブトラクティブ復調技術は合成信号の復号を信号強
度の最も強い情報信号から最も弱い情報信号へ順次行う
ことにより向上される。すなわち、最強信号が最初に相
関され除去される。したがって、弱い信号の復号／相関
中に合成信号内に最強情報信号が存在することにより干
渉が除去される。したがって、たとえ最も弱い信号であ
っても正確に復号される機会が著しく向上する。
度の最も強い情報信号から最も弱い情報信号へ順次行う
ことにより向上される。すなわち、最強信号が最初に相
関され除去される。したがって、弱い信号の復号／相関
中に合成信号内に最強情報信号が存在することにより干
渉が除去される。したがって、たとえ最も弱い信号であ
っても正確に復号される機会が著しく向上する。
実施例では、個別の情報信号の符号化は高速ウォルシ
ュ変換回路を使用して容易に相関できるユニークなブロ
ックエラー修正コードを各信号に割り付けることにより
実施される。相関された信号は合成信号から除去できる
ように高速ウォルシュ変換を２度繰り返すことにより記
録される。
ュ変換回路を使用して容易に相関できるユニークなブロ
ックエラー修正コードを各信号に割り付けることにより
実施される。相関された信号は合成信号から除去できる
ように高速ウォルシュ変換を２度繰り返すことにより記
録される。
図面の簡単な説明 次に、単なる例として、添付図に示す本発明の実施例
に関して本発明の詳細説明を行い、ここに、 第１（ａ）図〜第１（ｃ）図はさまざまな多元接続を
使用したアクセスチャネルのグラフ。
に関して本発明の詳細説明を行い、ここに、 第１（ａ）図〜第１（ｃ）図はさまざまな多元接続を
使用したアクセスチャネルのグラフ。
第２図はCDMA信号がどのように発生されるかを示す一
連のグラフ。
連のグラフ。
第３図および第４図はCDMA信号がどのように符号化さ
れるかを示す一連のグラフ。
れるかを示す一連のグラフ。
第５図は本発明によるCDMAサブトラクティブ復調を示
す一連のグラフ。
す一連のグラフ。
第６図はCDMA送信機および受信機の機能図。
第７図は本発明によるCDMAサブトラクティブ復調器の
機能図。
機能図。
第８図は第７図に示す信号強度プロセッサの機能図。
第９図は従来のCDMAと本発明のCDMAの信号ノイズ比を
比較するグラフ。
比較するグラフ。
第10図は本発明によるCDMAサブトラクティブ復調器の
もう一つの実施例の機能図。
もう一つの実施例の機能図。
実施例の詳細説明 以下の説明は可搬型もしくは移動無線電話機および／
もしくはパーソナル通信網を伴いセルラー通信方式に関
するものであるが、同業者ならば本発明の他の通信応用
にも適用できることがお伴りと思う。
もしくはパーソナル通信網を伴いセルラー通信方式に関
するものであるが、同業者ならば本発明の他の通信応用
にも適用できることがお伴りと思う。
次に、従来のCDMA方式の符号化および復号化プロセス
における波形例を示す第２図〜第４図の信号グラフに関
して本発明の説明を行う。第２図〜第４図の同じ波形例
を使用して、従来のCDMAに対して改良された本発明の性
能を第５図に示す。
における波形例を示す第２図〜第４図の信号グラフに関
して本発明の説明を行う。第２図〜第４図の同じ波形例
を使用して、従来のCDMAに対して改良された本発明の性
能を第５図に示す。
第２図に信号グラフ（ａ）および（ｂ）として示す２
つの異なるデータ流は、２つの別々の通信チャネルを介
して通信されるデジタル化された情報を示す。信号１は
信号グラフ（ｂ）に示す信号１にとってユニークな高ビ
ットレートデジタルコードを使用して変調される。本発
明において、“ビット”とは１デジットの情報信号のこ
とである。“ビット期間”とはビット信号が始ってから
終るまでの時間間隔である。“チップ”とは１デジット
の高レート符号化信号のことである。したがって、チッ
プ期間とはチップ信号が開始されてから終るまでの時間
間隔である。当然、ビット期間はチップ期間よりも遥か
に大きい。本質的には２つの信号波形の積であるこの変
調の結果は信号グラフ（ｃ）となる。ブール信号法で
は、２つの２進波形の変調は本質的に排他的OR演算であ
る。信号グラフ（ｄ）〜（ｆ）に示すように一連の類似
の演算が信号２に対しても実施される。もちろん、実際
には、３つ以上の符号化情報信号がセルラー電話通信に
利用できる周波数スペクトルに対して分布される。
つの異なるデータ流は、２つの別々の通信チャネルを介
して通信されるデジタル化された情報を示す。信号１は
信号グラフ（ｂ）に示す信号１にとってユニークな高ビ
ットレートデジタルコードを使用して変調される。本発
明において、“ビット”とは１デジットの情報信号のこ
とである。“ビット期間”とはビット信号が始ってから
終るまでの時間間隔である。“チップ”とは１デジット
の高レート符号化信号のことである。したがって、チッ
プ期間とはチップ信号が開始されてから終るまでの時間
間隔である。当然、ビット期間はチップ期間よりも遥か
に大きい。本質的には２つの信号波形の積であるこの変
調の結果は信号グラフ（ｃ）となる。ブール信号法で
は、２つの２進波形の変調は本質的に排他的OR演算であ
る。信号グラフ（ｄ）〜（ｆ）に示すように一連の類似
の演算が信号２に対しても実施される。もちろん、実際
には、３つ以上の符号化情報信号がセルラー電話通信に
利用できる周波数スペクトルに対して分布される。
各符号化信号は、直角位相シフトキーイング（QPSK）
等の、いくつかの変調技術の中のいずれかを使用してRF
搬送波を変調するのに使用される。変調された各搬送波
は空気インターフェイス上を送信される。セルラー基地
局等の無線受信機には、割当周波数帯域内で重畳する全
信号が一緒に受信される。第３図の信号グラフ（ａ）〜
（ｃ）に示すように、個別の符号化信号が加えられて合
成信号波形が形成される。
等の、いくつかの変調技術の中のいずれかを使用してRF
搬送波を変調するのに使用される。変調された各搬送波
は空気インターフェイス上を送信される。セルラー基地
局等の無線受信機には、割当周波数帯域内で重畳する全
信号が一緒に受信される。第３図の信号グラフ（ａ）〜
（ｃ）に示すように、個別の符号化信号が加えられて合
成信号波形が形成される。
信号信号を適切なベースバンド周波数に復調した後、
合成信号の復号が行われる。信号グラフ（ｃ）の受信合
成信号に信号グラフ（ｄ）に示す元々信号１の変調に使
用されるユニークなコードを乗じることにより信号１を
復号すなわちデスプレッドすることができる。こうして
得られる信号を分析して信号の各情報ビット期間の極性
（ハイもしくはロー、＋１もしくは−１、“1"もしくは
“0"）が判定される。
合成信号の復号が行われる。信号グラフ（ｃ）の受信合
成信号に信号グラフ（ｄ）に示す元々信号１の変調に使
用されるユニークなコードを乗じることにより信号１を
復号すなわちデスプレッドすることができる。こうして
得られる信号を分析して信号の各情報ビット期間の極性
（ハイもしくはロー、＋１もしくは−１、“1"もしくは
“0"）が判定される。
これらの判定は１ビット期間中のチップ極性を利用し
たりその多数決により行われる。信号に曖昧さが無い限
り、このような“ハード判定”は受入れることができ
る。例えば、信号グラフ（ｆ）の最初のビット期間中
に、平均チップ値は＋1.00であり用意にビット極性＋１
が表示される。同様に、第３のビット期間中に、平均チ
ップ値は＋0.75である。その結果、ビット極性は＋１で
あったものと思われる。しかしながら、第２のビット期
間では、平均は０であり、多数決や平均テストにより得
られる極性値は受け入れられないものとなる。
たりその多数決により行われる。信号に曖昧さが無い限
り、このような“ハード判定”は受入れることができ
る。例えば、信号グラフ（ｆ）の最初のビット期間中
に、平均チップ値は＋1.00であり用意にビット極性＋１
が表示される。同様に、第３のビット期間中に、平均チ
ップ値は＋0.75である。その結果、ビット極性は＋１で
あったものと思われる。しかしながら、第２のビット期
間では、平均は０であり、多数決や平均テストにより得
られる極性値は受け入れられないものとなる。
曖昧な状況では、“ソフト判定”プロセスを使用して
ビット極性を決定しなければならない。例えば、デスプ
レッデイング後の受信信号に比例するアナログ電圧を１
情報ビットに対応するチップ期間数だけ積分することが
できる。正味の積分結果の符号すなわち極性はビット値
が＋１もしくは−１であることを示す。
ビット極性を決定しなければならない。例えば、デスプ
レッデイング後の受信信号に比例するアナログ電圧を１
情報ビットに対応するチップ期間数だけ積分することが
できる。正味の積分結果の符号すなわち極性はビット値
が＋１もしくは−１であることを示す。
信号１と同様な信号２の復号を第４図の信号グラフ
（ａ）〜（ｄ）に示す。したしながら、復号の後では、
曖昧性やビット極性状況はない。
（ａ）〜（ｄ）に示す。したしながら、復号の後では、
曖昧性やビット極性状況はない。
理論上、この復号機構は合成信号を構成する各信号を
復号するのに使用することができる。理想的には、デジ
タル拡散コードが不要信号に直交しておれば不要な干渉
信号の寄与度を最少限に抑えることができる。ビットの
半分が全く異っておれば２つのコードは直交している。
残念ながら、有限語長に対してはある数の直交コードし
か存在しない。もう一つの問題点は２つの信号間で相対
的な時間一致が厳密に維持される場合しか直交性を維持
できないことである。セルラー方式等のように、可搬型
無線装置が常時移動する通信環境では、時間一致を達成
するのは困難である。
復号するのに使用することができる。理想的には、デジ
タル拡散コードが不要信号に直交しておれば不要な干渉
信号の寄与度を最少限に抑えることができる。ビットの
半分が全く異っておれば２つのコードは直交している。
残念ながら、有限語長に対してはある数の直交コードし
か存在しない。もう一つの問題点は２つの信号間で相対
的な時間一致が厳密に維持される場合しか直交性を維持
できないことである。セルラー方式等のように、可搬型
無線装置が常時移動する通信環境では、時間一致を達成
するのは困難である。
コードの直交度が保証されない場合には、ノイズベー
ス信号が、例えば移動電話機等の、さまざまなコード発
生器により発生される実際のビットシーケンスと干渉す
ることがある。しかしながら、元々符号化された信号エ
ネルギーに較べて、ノイズ信号のエネルギーは通常小さ
い。“処理利得”という用語は相対信号エネルギーを比
較するのにしばしば使用される。処理利得は基底情報ビ
ットレートに対する拡散すなわちコーディングビットレ
ートの比として定義される。したがって、処理利得は本
質的には拡散比率である。符号化ビットレートが高い
程、情報は広範に拡散され拡散比は大きくなる。例え
ば、1Mb/秒符号化信号を変調するのに使用する1Kb/秒情
報レートの処理利得は1000:1である。
ス信号が、例えば移動電話機等の、さまざまなコード発
生器により発生される実際のビットシーケンスと干渉す
ることがある。しかしながら、元々符号化された信号エ
ネルギーに較べて、ノイズ信号のエネルギーは通常小さ
い。“処理利得”という用語は相対信号エネルギーを比
較するのにしばしば使用される。処理利得は基底情報ビ
ットレートに対する拡散すなわちコーディングビットレ
ートの比として定義される。したがって、処理利得は本
質的には拡散比率である。符号化ビットレートが高い
程、情報は広範に拡散され拡散比は大きくなる。例え
ば、1Mb/秒符号化信号を変調するのに使用する1Kb/秒情
報レートの処理利得は1000:1である。
処理利得が大きいと、非相関コードを使用して変調さ
れるノイズ信号を復号する機会が低減する。例えば、処
理利得を軍事に使用して敵の妨害信号の抑制を測定する
ことができる。セルラー方式等の別の環境では、処理利
得は同じ通信チャネル上の他の有用信号を非相関コード
により抑制することに関連している。本発明では、ノイ
ズには妨害および有用信号の両方が含まれている。事
実、ノイズは関心のある信号、すなわち復号化される信
号、以外の任意他の信号として定義される。前例を拡張
して、10:1の信号ノイズ比が必要であり処理利得が100
0:1である場合には、従来のCDMA方式は101までの信号が
同じチャネルを共有できる容量を有している。復号中
に、101個の信号中の100個が元の干渉電力の1/1000へ抑
制される。したがって、総干渉エネルギーは（１）の所
望情報エネルギーに較べて100/1000すなわち1/10とな
る。情報信号エネルギーが干渉エネルギーよりも10倍大
きくなるため、情報信号を正確に相関させることができ
る。
れるノイズ信号を復号する機会が低減する。例えば、処
理利得を軍事に使用して敵の妨害信号の抑制を測定する
ことができる。セルラー方式等の別の環境では、処理利
得は同じ通信チャネル上の他の有用信号を非相関コード
により抑制することに関連している。本発明では、ノイ
ズには妨害および有用信号の両方が含まれている。事
実、ノイズは関心のある信号、すなわち復号化される信
号、以外の任意他の信号として定義される。前例を拡張
して、10:1の信号ノイズ比が必要であり処理利得が100
0:1である場合には、従来のCDMA方式は101までの信号が
同じチャネルを共有できる容量を有している。復号中
に、101個の信号中の100個が元の干渉電力の1/1000へ抑
制される。したがって、総干渉エネルギーは（１）の所
望情報エネルギーに較べて100/1000すなわち1/10とな
る。情報信号エネルギーが干渉エネルギーよりも10倍大
きくなるため、情報信号を正確に相関させることができ
る。
所要信号干渉比と共に処理利得により同じチャネル内
の許容重畳信号数が決定される。これはやはりCDMA方式
の従来の容量限界の考え方であることが、例えば、1990
年11月IEEE車輛技術議事録、ギルハウゼン、ヤコブ、ビ
テルビ、ウィーバおよびホイートリーの“セルラーCDMA
方式の容量”を読めば判る。
の許容重畳信号数が決定される。これはやはりCDMA方式
の従来の容量限界の考え方であることが、例えば、1990
年11月IEEE車輛技術議事録、ギルハウゼン、ヤコブ、ビ
テルビ、ウィーバおよびホイートリーの“セルラーCDMA
方式の容量”を読めば判る。
従来の見解に対して、本発明の重要な特徴は軍事妨害
信号を抑制する場合のようにスペクトル拡散復調器の処
理利得によりフレンドリーなCDMA信号は抑制されないこ
とを認識していることである。受信合成信号に含まれる
他の信号のかなりの割合を占めているのは相関できない
未知の妨害信号や環境ノイズではない。前記したよう
に、大部分のノイズは公知であり関心である信号の復号
を容易にするのに使用される。これらのノイズ信号の大
部分は、対応するコードと同様に、公知であるという事
実を使用して本発明によりシステム容量および信号復号
プロセスの精度が向上される。
信号を抑制する場合のようにスペクトル拡散復調器の処
理利得によりフレンドリーなCDMA信号は抑制されないこ
とを認識していることである。受信合成信号に含まれる
他の信号のかなりの割合を占めているのは相関できない
未知の妨害信号や環境ノイズではない。前記したよう
に、大部分のノイズは公知であり関心である信号の復号
を容易にするのに使用される。これらのノイズ信号の大
部分は、対応するコードと同様に、公知であるという事
実を使用して本発明によりシステム容量および信号復号
プロセスの精度が向上される。
合成信号からの各情報信号を単に復号するのではな
く、本発明では合成信号からの各情報信号は復号された
後で除去される。残される信号は残りの合成信号からだ
け復号される。したがって、既に復号された信号からの
通信チャネルに存在する信号送信が他の信号の復号に干
渉することはない。例えば、第５図において、信号２が
信号グラフ（ａ）に示すように既に復号されておれば、
信号２の符号化形式を信号グラフ（ｂ）および（ｃ）に
示すように再構成し信号グラフ（ｄ）の合成信号から減
じて信号グラフ（ｅ）の符号化信号１が残される。信号
１は符号化信号１にコード１を乗じることにより容易に
再構成することができる。従来のCDMA復号方法では信号
１の第２のビット期間内の情報ビットが第３図の信号グ
ラフ内の＋１であったか−１であったかを決定すること
ができなかったが、本発明の復号方法では合成信号から
信号２を除去するだけでこの曖昧さを有効に解決できる
のは重要なことである。
く、本発明では合成信号からの各情報信号は復号された
後で除去される。残される信号は残りの合成信号からだ
け復号される。したがって、既に復号された信号からの
通信チャネルに存在する信号送信が他の信号の復号に干
渉することはない。例えば、第５図において、信号２が
信号グラフ（ａ）に示すように既に復号されておれば、
信号２の符号化形式を信号グラフ（ｂ）および（ｃ）に
示すように再構成し信号グラフ（ｄ）の合成信号から減
じて信号グラフ（ｅ）の符号化信号１が残される。信号
１は符号化信号１にコード１を乗じることにより容易に
再構成することができる。従来のCDMA復号方法では信号
１の第２のビット期間内の情報ビットが第３図の信号グ
ラフ内の＋１であったか−１であったかを決定すること
ができなかったが、本発明の復号方法では合成信号から
信号２を除去するだけでこの曖昧さを有効に解決できる
のは重要なことである。
第６図に従来のCDMA方式を示す。RF通信チャネルを介
して送信されるデジタル情報１はCDMAエンコーダ20によ
り符号化される。符号化された信号はミキサー22により
RF搬送波を変調するのに使用される。変調された搬送波
は送信アンテナ24を介してエアインターフェイス上を送
信される。他の送信機（２…Ｎ）からの他のデジタル情
報も同様に送信することができる。無線受信機25の受信
アンテナ26が合成RF信号を受信し、他のミキサー28を使
用して合成信号を復調する。CDMAエンコーダ20において
元々所要信号を符号化するのに使用された対応コードに
合成信号を乗じることにより合成信号から所要信号が抽
出される。理論上、適切な信号だけがデコーダ34により
相関され再構成される。
して送信されるデジタル情報１はCDMAエンコーダ20によ
り符号化される。符号化された信号はミキサー22により
RF搬送波を変調するのに使用される。変調された搬送波
は送信アンテナ24を介してエアインターフェイス上を送
信される。他の送信機（２…Ｎ）からの他のデジタル情
報も同様に送信することができる。無線受信機25の受信
アンテナ26が合成RF信号を受信し、他のミキサー28を使
用して合成信号を復調する。CDMAエンコーダ20において
元々所要信号を符号化するのに使用された対応コードに
合成信号を乗じることにより合成信号から所要信号が抽
出される。理論上、適切な信号だけがデコーダ34により
相関され再構成される。
次に、第７図に関してデコーダ34の詳細な実施例につ
いて説明を行う。同じ通信チャネル内で重畳す多数の符
号化信号が合成RF信号としてアンテナ26に受信される。
復調器28が受信RF信号を処理するのに簡便な周波数へ変
換する。このような簡便な周波数は、例えば、０周波数
（DC）付近であり、合成信号は実および虚すなわちＩお
よびＱ成分を有する複素成分で構成することができる。
第１のデジタル処理ブロック40は第１の被復調信号のコ
ードに整合するように設定された第１のコード発生器32
を含んでいる。第１のデータ処理ブロック40内のコード
発生器32により設定される特定コードは任意に選定でき
るが、実施例では、コードの発生順序は信号強度に基い
ている。信号強度プロセッサ29が合成信号を構成する各
信号の相対信号強度を監視する。セルラーシステムにお
いては、移動交換局（MSC）もしくは基地局（BS）が各
移動電話通信の見込もしくは実際の信号強度を監視する
場合には、MSCもしくはBSが信号強度プロセッサ29のタ
スクを実施することができる。
いて説明を行う。同じ通信チャネル内で重畳す多数の符
号化信号が合成RF信号としてアンテナ26に受信される。
復調器28が受信RF信号を処理するのに簡便な周波数へ変
換する。このような簡便な周波数は、例えば、０周波数
（DC）付近であり、合成信号は実および虚すなわちＩお
よびＱ成分を有する複素成分で構成することができる。
第１のデジタル処理ブロック40は第１の被復調信号のコ
ードに整合するように設定された第１のコード発生器32
を含んでいる。第１のデータ処理ブロック40内のコード
発生器32により設定される特定コードは任意に選定でき
るが、実施例では、コードの発生順序は信号強度に基い
ている。信号強度プロセッサ29が合成信号を構成する各
信号の相対信号強度を監視する。セルラーシステムにお
いては、移動交換局（MSC）もしくは基地局（BS）が各
移動電話通信の見込もしくは実際の信号強度を監視する
場合には、MSCもしくはBSが信号強度プロセッサ29のタ
スクを実施することができる。
信号強度は信号強度プロセッサ29により検出したり、
信号強度のヒストリカルモデルに基いて予想することが
できる。次に第８図に関して、信号強度プロセッサ29の
機能を実施するハードウエアを示す機能ブロック図につ
いて説明を行う。同業者ならば、これらの機能は適切に
プログラムされたマイクロプロセッサを使用して実施す
ることもできることがお判りと思う。アンテナ26により
受信される総合成信号が乗算器100により二乗され、ビ
ット期間内のチップ数期間だけ積分器106により積分さ
れる。ビットクロック信号により積分期間が決定され
る。平方根回路107によりビット期間に対する合成信号
の実効値（RMS）が決定される。
信号強度のヒストリカルモデルに基いて予想することが
できる。次に第８図に関して、信号強度プロセッサ29の
機能を実施するハードウエアを示す機能ブロック図につ
いて説明を行う。同業者ならば、これらの機能は適切に
プログラムされたマイクロプロセッサを使用して実施す
ることもできることがお判りと思う。アンテナ26により
受信される総合成信号が乗算器100により二乗され、ビ
ット期間内のチップ数期間だけ積分器106により積分さ
れる。ビットクロック信号により積分期間が決定され
る。平方根回路107によりビット期間に対する合成信号
の実効値（RMS）が決定される。
同時に、残りの信号が乗算器102に受信される。残信
号は総合成信号から前に復号された任意の信号を引いた
ものである。残信号には被復号化信号の局部コード発生
器104から発生する拡散コードが乗じられる。乗算器102
からの相関された出力信号も、ビットクロック信号に制
御されて、積分器108により同じビット期間に対して積
分される。前記したように、例えば第３図の信号グラフ
（ｅ）および（ｆ）について、積分時間に対する平均す
なわち積分電圧は正もしくは負の極性となる。したがっ
て、ビット極性判定装置110が信号極性を検出して絶対
値装置114へ信号を送り、それにより積分器108の出力信
号の符号が遅延回路112により遅延されることが常に保
証される。絶対値装置114は、例えば、ビット極性判定
装置110により制御されるインバータとすることができ
る。
号は総合成信号から前に復号された任意の信号を引いた
ものである。残信号には被復号化信号の局部コード発生
器104から発生する拡散コードが乗じられる。乗算器102
からの相関された出力信号も、ビットクロック信号に制
御されて、積分器108により同じビット期間に対して積
分される。前記したように、例えば第３図の信号グラフ
（ｅ）および（ｆ）について、積分時間に対する平均す
なわち積分電圧は正もしくは負の極性となる。したがっ
て、ビット極性判定装置110が信号極性を検出して絶対
値装置114へ信号を送り、それにより積分器108の出力信
号の符号が遅延回路112により遅延されることが常に保
証される。絶対値装置114は、例えば、ビット極性判定
装置110により制御されるインバータとすることができ
る。
平均相関信号（Ｂ）の絶対値は乗算器116において、
同じビット期間に対する総合成信号の二乗（A2）の実効
値の平方根により乗算されて正規化された値が発生され
る。すなわち、復号信号Ｂの相関強度はそれをそのビッ
ト期間に対する信号の総合成強度で除算して正規化され
る。復号信号の正規化された相関は信号アベレージャー
118によりビット数期間に対して累積されて、その復号
信号に対する相対平均強度が発生される。信号のマルチ
パスフェージングにより、実際のビット数期間は復調信
号の正確な平均信号強度を決定するために恐らくはおよ
そ10程度でなければならない。各局部コードは関連する
平均強度値と共にメモリ120に記憶される。ソーター122
がこれらの各平均信号値を比較して最も強いものから弱
いものへとソートする。その点において、ソーター122
は最強信号の局部拡散コードを局部コード発生器104へ
送信し、次のデータビット期間に常に最強信号が復調さ
れ抽出されるようにする。それよりも強度の弱い信号は
ソーター122により決定される信号強度順で復調され
る。ソーター122機能はソフトウェアソートプログラム
を使用してマイクロプロセッサにより容易に実施するこ
とができる。
同じビット期間に対する総合成信号の二乗（A2）の実効
値の平方根により乗算されて正規化された値が発生され
る。すなわち、復号信号Ｂの相関強度はそれをそのビッ
ト期間に対する信号の総合成強度で除算して正規化され
る。復号信号の正規化された相関は信号アベレージャー
118によりビット数期間に対して累積されて、その復号
信号に対する相対平均強度が発生される。信号のマルチ
パスフェージングにより、実際のビット数期間は復調信
号の正確な平均信号強度を決定するために恐らくはおよ
そ10程度でなければならない。各局部コードは関連する
平均強度値と共にメモリ120に記憶される。ソーター122
がこれらの各平均信号値を比較して最も強いものから弱
いものへとソートする。その点において、ソーター122
は最強信号の局部拡散コードを局部コード発生器104へ
送信し、次のデータビット期間に常に最強信号が復調さ
れ抽出されるようにする。それよりも強度の弱い信号は
ソーター122により決定される信号強度順で復調され
る。ソーター122機能はソフトウェアソートプログラム
を使用してマイクロプロセッサにより容易に実施するこ
とができる。
セル内の多くの移動局の信号強度は常時変動するた
め、本発明の別の実施例では線型予測分析（LPA）を利
用して信号強度の優先順位が並べ替えられる。一般的
に、相対信号強度のヒストリカルモデルがメモリに記憶
され次の時点においてどの信号の強度が最も高くなりそ
うかを推定するのに使用される。LPAは波形の次の値は
前の値の重み付けされた和であり重み付け係数を決定す
べきものと仮定する。この分析を実施するのに公知のカ
ルマンフィルタアルゴリズムを使用することができる。
このようにして、別の信号復号および測定シーケンスを
実際に実施することなく最強信号を有効に予測すること
ができる。
め、本発明の別の実施例では線型予測分析（LPA）を利
用して信号強度の優先順位が並べ替えられる。一般的
に、相対信号強度のヒストリカルモデルがメモリに記憶
され次の時点においてどの信号の強度が最も高くなりそ
うかを推定するのに使用される。LPAは波形の次の値は
前の値の重み付けされた和であり重み付け係数を決定す
べきものと仮定する。この分析を実施するのに公知のカ
ルマンフィルタアルゴリズムを使用することができる。
このようにして、別の信号復号および測定シーケンスを
実際に実施することなく最強信号を有効に予測すること
ができる。
不正確な予測やシステム状態の変化により合成信号の
復号および信号強度優先順位の実際の結果がエラーであ
ると信号強度プロセッサ29が決定する場合には、信号強
度プロセッサ29は実際の信号強度順を反映するようにコ
ードシーケンスを並べ替える。その後、復調プロセッサ
を繰り返して合成信号の個別に符号化される信号が信号
強度の最大のものから最小のものへ順次復号されること
を保証することができる。合成信号は処理ブロック40内
の遅延回路50に記憶されているため繰返しプロセスによ
りデータ損失やトラフィック中断が生じることはない。
遅延回路50は単なる記憶装置とすることができる。した
がって、最適復号順が決定されるたびに合成信号を遡及
して再処理することができる。
復号および信号強度優先順位の実際の結果がエラーであ
ると信号強度プロセッサ29が決定する場合には、信号強
度プロセッサ29は実際の信号強度順を反映するようにコ
ードシーケンスを並べ替える。その後、復調プロセッサ
を繰り返して合成信号の個別に符号化される信号が信号
強度の最大のものから最小のものへ順次復号されること
を保証することができる。合成信号は処理ブロック40内
の遅延回路50に記憶されているため繰返しプロセスによ
りデータ損失やトラフィック中断が生じることはない。
遅延回路50は単なる記憶装置とすることができる。した
がって、最適復号順が決定されるたびに合成信号を遡及
して再処理することができる。
第１のコード発生器32の出力信号を相関器30が受信す
る合成信号と相関させることより、第１のコードに対応
する個別信号が合成信号から抽出される。相関された信
号はローパスフィルタ42で濾波されてノイズや無関係信
号による発生する干渉が取り除かれる。ローパスフィル
タ42の替りに、多数決回路や積分およびダンプ回路を使
用して相関しここの帯域幅やビットレートを低減もしく
はデスプレッドすることができる。ローパスフィルタ42
の出力信号はさらにエラー修正デコーダ44で処理されて
信号帯域幅やビットレートは最終的に基底デジタル情報
へ還元される。復号された情報信号はさらに信号処理を
行ってから最終行先へ達することができる。
る合成信号と相関させることより、第１のコードに対応
する個別信号が合成信号から抽出される。相関された信
号はローパスフィルタ42で濾波されてノイズや無関係信
号による発生する干渉が取り除かれる。ローパスフィル
タ42の替りに、多数決回路や積分およびダンプ回路を使
用して相関しここの帯域幅やビットレートを低減もしく
はデスプレッドすることができる。ローパスフィルタ42
の出力信号はさらにエラー修正デコーダ44で処理されて
信号帯域幅やビットレートは最終的に基底デジタル情報
へ還元される。復号された情報信号はさらに信号処理を
行ってから最終行先へ達することができる。
エラー修正された出力信号もレコーダ／リモジューレ
ータ46へ加えられ復号したばかりの信号の波形が再構成
される。復号信号を再構成／記録する目的は減算器48に
より合成信号からそれを取り除くことである。遅延メモ
リ50は第１の復号信号を最初に復号し次に再構成するの
に要する処理時間だけ合成信号を記憶する。
ータ46へ加えられ復号したばかりの信号の波形が再構成
される。復号信号を再構成／記録する目的は減算器48に
より合成信号からそれを取り除くことである。遅延メモ
リ50は第１の復号信号を最初に復号し次に再構成するの
に要する処理時間だけ合成信号を記憶する。
第１の信号が復号され減算された残りの合成信号は減
算器20から第１のブロック40と同様な第２のデジタル処
理ブロック40′の入力へ通される。２つのデジタル処理
ブロック40,40′の唯一の違いはコード発生器32′が第
２の被復調信号に対応するコードと整合するようにプロ
グラムされていることである。実施例では、第２の被復
調信号は信号強度が次に大きい信号である。同業者なら
ば、ハードウェアの重復を避けるために第１の信号処理
ブロック40を繰返し使用して第２の信号処理ブロック4
0′を実施できることがお判りと思う。第２の信号処理
ブロック40′はエラー修正デコーダ44′から第２の復号
信号を発生し、減算器48′において遅延合成信号から第
２の再構成信号を減じる。２つの信号が取り除かれた残
りの合成信号は第３の信号処理段へ通され、以下同様と
される。
算器20から第１のブロック40と同様な第２のデジタル処
理ブロック40′の入力へ通される。２つのデジタル処理
ブロック40,40′の唯一の違いはコード発生器32′が第
２の被復調信号に対応するコードと整合するようにプロ
グラムされていることである。実施例では、第２の被復
調信号は信号強度が次に大きい信号である。同業者なら
ば、ハードウェアの重復を避けるために第１の信号処理
ブロック40を繰返し使用して第２の信号処理ブロック4
0′を実施できることがお判りと思う。第２の信号処理
ブロック40′はエラー修正デコーダ44′から第２の復号
信号を発生し、減算器48′において遅延合成信号から第
２の再構成信号を減じる。２つの信号が取り除かれた残
りの合成信号は第３の信号処理段へ通され、以下同様と
される。
本発明のキーポイントは個別情報信号の復調および抽
出シーケンスが最高強度信号から最低強度信号の順とさ
れることである。最初に、合成信号が多くの信号を含む
場合には、最も正確に検出されそうな信号は信号強度の
最も高い信号である。弱い信号は強い信号と干渉する可
能性が少い。合成信号から最強信号が取り除かれると、
最強信号の干渉を考慮することなく次に強い信号を容易
に検出することができる。このようにして、最も弱い信
号でも正確に復号される。この強化復号能力により、本
発明は従来のCDMA方式により代表的に対処されるユーザ
の数が著しく増大しても満足に作動する。
出シーケンスが最高強度信号から最低強度信号の順とさ
れることである。最初に、合成信号が多くの信号を含む
場合には、最も正確に検出されそうな信号は信号強度の
最も高い信号である。弱い信号は強い信号と干渉する可
能性が少い。合成信号から最強信号が取り除かれると、
最強信号の干渉を考慮することなく次に強い信号を容易
に検出することができる。このようにして、最も弱い信
号でも正確に復号される。この強化復号能力により、本
発明は従来のCDMA方式により代表的に対処されるユーザ
の数が著しく増大しても満足に作動する。
同じ通信チャネルを介した移動アクセス数を増加する
ことにより、全ての被処理情報信号の瞬時相対レベルを
信号強度プロセッサ29が連続的に決定するアクティビテ
ィの定常値が得られる。全低電力信号の電力和が（任意
所望の信号ノイズ比よりも低い）利用可能な処理利得以
上信号電力を越える場合にこのシステムの終局容量限界
に達する。しかしながら、この限界は全ての強い信号の
電力和が利用可能な処理利得以上に最弱信号を越える時
に到達される従来の限界よりは遙かに好ましい。
ことにより、全ての被処理情報信号の瞬時相対レベルを
信号強度プロセッサ29が連続的に決定するアクティビテ
ィの定常値が得られる。全低電力信号の電力和が（任意
所望の信号ノイズ比よりも低い）利用可能な処理利得以
上信号電力を越える場合にこのシステムの終局容量限界
に達する。しかしながら、この限界は全ての強い信号の
電力和が利用可能な処理利得以上に最弱信号を越える時
に到達される従来の限界よりは遙かに好ましい。
容量利得を評価する際、セルラー電話環境における代
表的な信号レベル分布としてレーリー分布が使用され
る。帰還電力制御を使用するものとすれば、全信号の長
期平均強度は１となる。したがって、信号強度電送の分
布関数は次のようになり、 Ｐ（Ａ）dA＝2A exp（−A2）dA ここに、Ａは信号の振幅である。このような多数Ｎの信
号の総電力Ｐは単にＮとなる。処理利得すなわち拡散比
率がＲであれば、デスプレッディング後の信号干渉比は
従来のCDMA方式に対してはほぼ次のようになる。
表的な信号レベル分布としてレーリー分布が使用され
る。帰還電力制御を使用するものとすれば、全信号の長
期平均強度は１となる。したがって、信号強度電送の分
布関数は次のようになり、 Ｐ（Ａ）dA＝2A exp（−A2）dA ここに、Ａは信号の振幅である。このような多数Ｎの信
号の総電力Ｐは単にＮとなる。処理利得すなわち拡散比
率がＲであれば、デスプレッディング後の信号干渉比は
従来のCDMA方式に対してはほぼ次のようになる。
S/I＝A2R/N S/Iが１に等しければ、SQRT（N/R）よりも振幅の低い
信号は復調後の干渉に対して0dB（等電力比）には達し
ない。これが許容復合の閾値であれば、ある数 １−e(-N ］ R) の信号は復号不能であり、ある数 e(-N ］ R) の信号は復号可能である。したがって、復号できる信号
の最大数は、 Ｎ e(-N ］ R) となり、ここにＮはＲに等しく選定され復号可能な信号
数はN/eとなる。したがって、信号強度分布による損失
はｅとなる。実際上、ある時点において復号可能であっ
た信号は１組の車輛に属し他の時点では他の１組の車輛
に属するため、セルラーシステムにおいて適切なサービ
ス品質を提供しながらこの容量に到達できるかどうかは
疑わしい。各移動情報信号が、例えば、95％の時間復号
できることを保証しようとするとかなりの容量損失を生
じる。この損失は信号フェージングを許容するためにシ
ステム容量へ組み入れなければならないマージンであ
る。
信号は復調後の干渉に対して0dB（等電力比）には達し
ない。これが許容復合の閾値であれば、ある数 １−e(-N ］ R) の信号は復号不能であり、ある数 e(-N ］ R) の信号は復号可能である。したがって、復号できる信号
の最大数は、 Ｎ e(-N ］ R) となり、ここにＮはＲに等しく選定され復号可能な信号
数はN/eとなる。したがって、信号強度分布による損失
はｅとなる。実際上、ある時点において復号可能であっ
た信号は１組の車輛に属し他の時点では他の１組の車輛
に属するため、セルラーシステムにおいて適切なサービ
ス品質を提供しながらこの容量に到達できるかどうかは
疑わしい。各移動情報信号が、例えば、95％の時間復号
できることを保証しようとするとかなりの容量損失を生
じる。この損失は信号フェージングを許容するためにシ
ステム容量へ組み入れなければならないマージンであ
る。
しかしながら、本発明の場合には、各信号は振幅が同
等以下のものからしか干渉を受けない。信号強度すなわ
ち振幅の大きい信号は最初に復調され除外されている。
等以下のものからしか干渉を受けない。信号強度すなわ
ち振幅の大きい信号は最初に復調され除外されている。
振幅Ａまでの全干渉Ｉの全体は次式で与えられる。
１−（１＋A2）exp（−A2） 振幅Ａの信号のデスプレッディング後の信号／干渉比
S/Iは次式のようになる。
S/Iは次式のようになる。
第９図は次式に示す関数のグラフであり、 A2（１−（A2＋１）exp（−A2））． 5.8dB（3.8:1の電力比）より低くなることはなく、最小
値はA2＝1.79で生じることが判っている。S/Iは（1.7
9）1/2よりも振幅の大き信号に対しては電力が大きいた
めに向上される。従来のCDMA方式に対して、本発明にお
けるS/Iは（1.79）1/2よりも振幅の小さい信号に対して
も向上され、それはこの信号レベルよりも低い非減算、
干渉信号が少いためである。
値はA2＝1.79で生じることが判っている。S/Iは（1.7
9）1/2よりも振幅の大き信号に対しては電力が大きいた
めに向上される。従来のCDMA方式に対して、本発明にお
けるS/Iは（1.79）1/2よりも振幅の小さい信号に対して
も向上され、それはこの信号レベルよりも低い非減算、
干渉信号が少いためである。
したがって、 R/N＞1/3.8 すなわち Ｎ＜3.8R である限り、全信号が復号可能となる。
従来のCDMA復調器容量限界、すなわち、 Ｎ＜R/e（フェージングマージン無し） に較べて、本発明は3.87eの容量を有し10倍以上の増加
である。さらに、従来の方式はフェージングマージンが
大きい。本発明では、（少くとも他の信号との干渉に関
しかつ他のノイズ源を無視した場合）最も弱い衰弱信号
でも正確に復号できる。フェージングマージンを考慮す
れば、本発明による容量増加は従来のCDMA方式よりもお
よそ100倍大きい。
である。さらに、従来の方式はフェージングマージンが
大きい。本発明では、（少くとも他の信号との干渉に関
しかつ他のノイズ源を無視した場合）最も弱い衰弱信号
でも正確に復号できる。フェージングマージンを考慮す
れば、本発明による容量増加は従来のCDMA方式よりもお
よそ100倍大きい。
システム容量は最初に処理される信号が強い信号では
なく弱い信号となる可能性によってのみ制限される。し
かしながら、遅延メモリ50内に合成信号を記憶させ合成
信号を遡及して再処理することにより、マルチパス復調
手順を合成信号に適用することができる。もちろん、第
１パス復調により復号信号にエラーが生じる場合にはこ
の手順により違いが生じるだけである。したがって、好
ましくは冗長コーディングを使用して復号された信号結
果の信頼性が表示される。この信頼性コードに基いて、
処理ブロック40によりこれ以上のパスが改善されるかど
うかが判定される。特定の復号結果へ信頼値を割り当て
る公知の冗長符号化手順は多数決技術である。例えば、
５つの冗長信号を比較して４つもしくは５つが同じ値で
あれば、結果に対して高い信頼値が割り付けられる。一
致する信号が少い程、信頼値は低くなる。信頼値が高け
れば、これ以上の復調パスは不要である。逆に、低い信
頼性は信号を回復させ、強度の高い任意の信号を除去す
べきことを示す。
なく弱い信号となる可能性によってのみ制限される。し
かしながら、遅延メモリ50内に合成信号を記憶させ合成
信号を遡及して再処理することにより、マルチパス復調
手順を合成信号に適用することができる。もちろん、第
１パス復調により復号信号にエラーが生じる場合にはこ
の手順により違いが生じるだけである。したがって、好
ましくは冗長コーディングを使用して復号された信号結
果の信頼性が表示される。この信頼性コードに基いて、
処理ブロック40によりこれ以上のパスが改善されるかど
うかが判定される。特定の復号結果へ信頼値を割り当て
る公知の冗長符号化手順は多数決技術である。例えば、
５つの冗長信号を比較して４つもしくは５つが同じ値で
あれば、結果に対して高い信頼値が割り付けられる。一
致する信号が少い程、信頼値は低くなる。信頼値が高け
れば、これ以上の復調パスは不要である。逆に、低い信
頼性は信号を回復させ、強度の高い任意の信号を除去す
べきことを示す。
連続拡散コードの原理について第３図〜第５図に関し
て最初に説明したが、エラー修正コーディングを使用す
れば情報信号のスペクトルを拡散させる優れた方法が得
られる。一時に一つの２進情報ビットが拡散比Ｒで帯域
拡張されてＲビットの擬似ランダムシーケンスとなる
と、帯域幅はエラー修正符号化利得なしで拡散される。
そのため、この技術は単純拡散と呼ばれる。一方、一時
にＭ情報ビットのブロックを拡散し、但しＭ＞１、Ｍ×
Ｒビットの擬似ランダムシーケントとすると、同じ拡散
係数内のエラー修正符号化利得が得られる。
て最初に説明したが、エラー修正コーディングを使用す
れば情報信号のスペクトルを拡散させる優れた方法が得
られる。一時に一つの２進情報ビットが拡散比Ｒで帯域
拡張されてＲビットの擬似ランダムシーケンスとなる
と、帯域幅はエラー修正符号化利得なしで拡散される。
そのため、この技術は単純拡散と呼ばれる。一方、一時
にＭ情報ビットのブロックを拡散し、但しＭ＞１、Ｍ×
Ｒビットの擬似ランダムシーケントとすると、同じ拡散
係数内のエラー修正符号化利得が得られる。
単純拡散は、例えば直線等の、一次元空間内の２つの
座標（−１）もしくは（＋１）の一方としての情報信号
を、それを表示するのにＲ次元を必要とする信号へ変換
するものと考えることができる。任意Ｒ次元内の座標は
２つの値−１もしくは＋１（ブール記号法の０もしくは
１）しか持つことができない。このような空間はガロア
体として知られる。信号をコードと相関させることは原
点からコードのビットにより座標が与えられる点を通る
ベクトルの射影を探すことに等しい。最大相関すなわち
信号の射影は信号ベクトルの終端とコードベクトルが一
致する場合に得られる。信号ベクトルとコードベクトル
間に角度が存在しない場合に一致が生じる。一つの信号
がコードと一致し他はそのコードと直角であるような信
号の和により構成されている場合、信号とそのコードと
の相関は所望の復調信号に対応する複素相関積となる。
他の信号は相関線Ｉ＋jQ上の射影が０であるため相関積
の大きさに寄与しない。
座標（−１）もしくは（＋１）の一方としての情報信号
を、それを表示するのにＲ次元を必要とする信号へ変換
するものと考えることができる。任意Ｒ次元内の座標は
２つの値−１もしくは＋１（ブール記号法の０もしくは
１）しか持つことができない。このような空間はガロア
体として知られる。信号をコードと相関させることは原
点からコードのビットにより座標が与えられる点を通る
ベクトルの射影を探すことに等しい。最大相関すなわち
信号の射影は信号ベクトルの終端とコードベクトルが一
致する場合に得られる。信号ベクトルとコードベクトル
間に角度が存在しない場合に一致が生じる。一つの信号
がコードと一致し他はそのコードと直角であるような信
号の和により構成されている場合、信号とそのコードと
の相関は所望の復調信号に対応する複素相関積となる。
他の信号は相関線Ｉ＋jQ上の射影が０であるため相関積
の大きさに寄与しない。
一般的に、ランダム符号化された信号の和には相関コ
ードと一致する一つの信号とコード相関線すなわちベク
トル上に任意の射影を有する他の信号が含まれる。これ
ら他の任意の信号の二乗の総和は、ピタゴラスにより、
a12＋a22＋a32…であり、ここにa1、a2、a3…はいくつ
かの異なるベクトルすなわち軸上の射影であり、任意の
一次元に総二乗長（すなわち電力）の1/Rが現れる。第
１の信号のコードと相関させコードベクトルの対応する
量を減じると、残りの信号のコードベクトルに沿った射
影は０となる。本質的に、信号はＲ−１次元の平面もし
くは小平面上へ投射され、コード相関線に沿ったその電
力の1/Rは消失している。
ードと一致する一つの信号とコード相関線すなわちベク
トル上に任意の射影を有する他の信号が含まれる。これ
ら他の任意の信号の二乗の総和は、ピタゴラスにより、
a12＋a22＋a32…であり、ここにa1、a2、a3…はいくつ
かの異なるベクトルすなわち軸上の射影であり、任意の
一次元に総二乗長（すなわち電力）の1/Rが現れる。第
１の信号のコードと相関させコードベクトルの対応する
量を減じると、残りの信号のコードベクトルに沿った射
影は０となる。本質的に、信号はＲ−１次元の平面もし
くは小平面上へ投射され、コード相関線に沿ったその電
力の1/Rは消失している。
コード相関線に沿った総電力のこの損失は第１の信号
がそれ自体のコードと相関されこの第１の信号が総信号
すなわち合成信号から減じられる時に生じる残信号の電
力の“相関損失”と呼ばれる。信号が全て直交しておれ
ば、このような損失は生じない。そうでない場合には、
拡散比Ｒが本質的に各残信号の電力の相関におけるチッ
プ数である、I/Rの平均損失が前の復調信号の抽出時に
生じる。各コードをＲ次元空間全体に広げながらＲ以上
の信号を復調し抽出しようとすると、全次元の全ベクト
ル成分がＲ番目信号の抽出後に除去される。復調し残さ
れる信号はない、本発明によれば、相関損失を低減する
ことによりＲよりも多くの重畳信号を復調することがで
きる。
がそれ自体のコードと相関されこの第１の信号が総信号
すなわち合成信号から減じられる時に生じる残信号の電
力の“相関損失”と呼ばれる。信号が全て直交しておれ
ば、このような損失は生じない。そうでない場合には、
拡散比Ｒが本質的に各残信号の電力の相関におけるチッ
プ数である、I/Rの平均損失が前の復調信号の抽出時に
生じる。各コードをＲ次元空間全体に広げながらＲ以上
の信号を復調し抽出しようとすると、全次元の全ベクト
ル成分がＲ番目信号の抽出後に除去される。復調し残さ
れる信号はない、本発明によれば、相関損失を低減する
ことによりＲよりも多くの重畳信号を復調することがで
きる。
合成信号から減じられる復調信号の大きさは現在情報
ビットの相関デスプレッディング後の信号振幅もしくは
前の情報ビットの信号振幅に基ずくことができる。前の
ビットエラーは前のビットを復調し除去した時の合成信
号を構成する他の値に基いている。本発明の信号のフェ
ージングパターンに従うようにすることができる、カル
マンフィルター等の、遂次価格技術に少くともいくつか
の過去の振幅測定値を使用することにより減ずべき復号
信号の最適量を評価する。
ビットの相関デスプレッディング後の信号振幅もしくは
前の情報ビットの信号振幅に基ずくことができる。前の
ビットエラーは前のビットを復調し除去した時の合成信
号を構成する他の値に基いている。本発明の信号のフェ
ージングパターンに従うようにすることができる、カル
マンフィルター等の、遂次価格技術に少くともいくつか
の過去の振幅測定値を使用することにより減ずべき復号
信号の最適量を評価する。
別の実施例では、被送信情報の直交もしくは双直交ブ
ロック符号化に基ずく“インテリジェント拡散”を使用
して信号が評価される。直交ブロックコーディングで
は、被送信ビット数Ｍは2Mの使用可能な2Mビット直交コ
ード語の一つへ変換される。１組のコード語は次のよう
に構成することができる。
ロック符号化に基ずく“インテリジェント拡散”を使用
して信号が評価される。直交ブロックコーディングで
は、被送信ビット数Ｍは2Mの使用可能な2Mビット直交コ
ード語の一つへ変換される。１組のコード語は次のよう
に構成することができる。
Ｍ＝１の場合には２つの２ビット語、 が生じ、それは２×２ビットマトリクス、 と考えられる。
Ｍ＝２の場合には、次の反復関係、 により４×４ビットマトリクスM2を形成することにより
構成することができる。
構成することができる。
これらのマトリクスはウォルシューアダマールマトリ
クスとして知られている。
クスとして知られている。
これらの直交コードを復号することにはコード語集合
の全メンバーを相関ずけることが伴う。最高相関を与え
るコード語の２進指標により所望の情報が得られる。例
えば、16の相関の場合には、16ビットコード語０〜15に
より10番目の16ビットコード語に最高相関が生じ、基底
信号情報は４ビット２進語1010（２進10）である。この
ようなコードも〔16,4〕直交ブロックコードと呼ばれ16
/4＝４の拡散比を有している。
の全メンバーを相関ずけることが伴う。最高相関を与え
るコード語の２進指標により所望の情報が得られる。例
えば、16の相関の場合には、16ビットコード語０〜15に
より10番目の16ビットコード語に最高相関が生じ、基底
信号情報は４ビット２進語1010（２進10）である。この
ようなコードも〔16,4〕直交ブロックコードと呼ばれ16
/4＝４の拡散比を有している。
相補コード語を使用してウォルシューアダマールマト
リクスを強化させると、（全16ビットが反転され）、コ
ード語当りさらに１ビットの情報を運ぶことができる。
したがって、16コード語の一つもしくはその16の補数の
一つを送信することにより情報の５ビットが運ばれ、合
計32の選択が可能となる。この種の符号化は双直交符号
化として知られている。拡散比が高い場合には、16:1の
拡散比を要する〔128,8〕双直交ブロックコードを使用
することができる。事実、〔256,9〕、〔512,10〕…〔3
2768,16〕等の双直交ブロックコードを使用することが
できる。
リクスを強化させると、（全16ビットが反転され）、コ
ード語当りさらに１ビットの情報を運ぶことができる。
したがって、16コード語の一つもしくはその16の補数の
一つを送信することにより情報の５ビットが運ばれ、合
計32の選択が可能となる。この種の符号化は双直交符号
化として知られている。拡散比が高い場合には、16:1の
拡散比を要する〔128,8〕双直交ブロックコードを使用
することができる。事実、〔256,9〕、〔512,10〕…〔3
2768,16〕等の双直交ブロックコードを使用することが
できる。
モジュロー２加算を使用して、ブロックコードへスク
ランブリングコードを付加し各信号に対する符号化が異
なることを保証することができる。スクランブリングコ
ードはブロックごとにランダムに変えることもできる。
スクランブリングコードのモジュロー２加算は、ガロア
体において、軸回転を与えることに対応する。スクラン
ブリングコードは受信機に２度正しいスクランブリング
コードを加えてウォルシューアダマールトマトリクスの
コード語へも一度軸を合せるモジュロー２によりデスク
ランブルすることができる。
ランブリングコードを付加し各信号に対する符号化が異
なることを保証することができる。スクランブリングコ
ードはブロックごとにランダムに変えることもできる。
スクランブリングコードのモジュロー２加算は、ガロア
体において、軸回転を与えることに対応する。スクラン
ブリングコードは受信機に２度正しいスクランブリング
コードを加えてウォルシューアダマールトマトリクスの
コード語へも一度軸を合せるモジュロー２によりデスク
ランブルすることができる。
本発明の重要な特徴は集合内の全直交ブロックコード
語との同時相関を高速ウォルシュ変換により有効に実施
できることである。例えば〔128,7〕コードの場合に
は、128個の入力信号サンプルは各点が合成信号の一つ
のコード語との相関値を表わす128点ウォルシュスペク
トルへ変換される。次に、このような変換プロセスにつ
いて説明する。第10図を参照して、直列信号サンプルコ
レクタ60が、例えば128の、符号化語のビット数に等し
い数のサンプルを受信機から直列に取り入れ、内部バッ
フアメモリ内に記憶し、並列フォーマットへ変換する、
デスクランブラー62がスクランブリングコードの対応す
るビット極性に従って信号サンプルを反転するかもしく
は反転せずにスクランブリングコードを除去する。サン
プルはウォルシュスペクトルを発生する高速変換ブロッ
クデコーダ64へ並列に転送される。すなわち、受信され
た合成信号と各直交コード語間の相関度を表わすいくつ
かの値が発生される。デスクランブリング操作によりガ
ロア体内で軸が正しく一致されている信号が指標および
復号が情報の７ビットからなるウォルシュスペクトル内
の一つの優勢な成分となる。スペクトルの他の成分はノ
イズおよび別様にスクランブルされた信号によるもので
ある。
語との同時相関を高速ウォルシュ変換により有効に実施
できることである。例えば〔128,7〕コードの場合に
は、128個の入力信号サンプルは各点が合成信号の一つ
のコード語との相関値を表わす128点ウォルシュスペク
トルへ変換される。次に、このような変換プロセスにつ
いて説明する。第10図を参照して、直列信号サンプルコ
レクタ60が、例えば128の、符号化語のビット数に等し
い数のサンプルを受信機から直列に取り入れ、内部バッ
フアメモリ内に記憶し、並列フォーマットへ変換する、
デスクランブラー62がスクランブリングコードの対応す
るビット極性に従って信号サンプルを反転するかもしく
は反転せずにスクランブリングコードを除去する。サン
プルはウォルシュスペクトルを発生する高速変換ブロッ
クデコーダ64へ並列に転送される。すなわち、受信され
た合成信号と各直交コード語間の相関度を表わすいくつ
かの値が発生される。デスクランブリング操作によりガ
ロア体内で軸が正しく一致されている信号が指標および
復号が情報の７ビットからなるウォルシュスペクトル内
の一つの優勢な成分となる。スペクトルの他の成分はノ
イズおよび別様にスクランブルされた信号によるもので
ある。
比較プロセッサ66によりどの相関が最大値を有するか
が決定され、対応するスイッチ67を開くことによりその
信号が０へ設定される。このようにして、復調信号は合
成信号から有効に減じられる。一成分を除去した残スペ
クトルは逆高速ウォルシュ変換ブロック記録回路68によ
り処理されリスクランブラー70により同じスクランブリ
ングコードにより再スクランブルされ元の128個の信号
サンプルから復号したばかりの信号を引いたものを再構
成する。相関信号の大きさは信号強度を表わし対応する
スクランブリングコードと共にソーティングプロセッサ
69へ記憶される。プロセッサ69はスクランブリングコー
ドを相関信号値の最大のものから最弱のものへ順序ずけ
る。
が決定され、対応するスイッチ67を開くことによりその
信号が０へ設定される。このようにして、復調信号は合
成信号から有効に減じられる。一成分を除去した残スペ
クトルは逆高速ウォルシュ変換ブロック記録回路68によ
り処理されリスクランブラー70により同じスクランブリ
ングコードにより再スクランブルされ元の128個の信号
サンプルから復号したばかりの信号を引いたものを再構
成する。相関信号の大きさは信号強度を表わし対応する
スクランブリングコードと共にソーティングプロセッサ
69へ記憶される。プロセッサ69はスクランブリングコー
ドを相関信号値の最大のものから最弱のものへ順序ずけ
る。
本発明のサブトラクティブ原理に従って第１の復号信
号が除去された残りの合成信号は第２の被復号信号のデ
スクランブリングコードを使用して再びデスクランブル
され第２の高速ウォルシュ変換操作による復号、その他
が行われる。前記したように、前記手段により信号を復
号し減じる順序はデスクランブリングコードの使用順序
により支配され、本発明では対応する情報信号の予測強
度の降冪の順である。このプロセッサを数回繰り返して
いくつかの信号が復号される。
号が除去された残りの合成信号は第２の被復号信号のデ
スクランブリングコードを使用して再びデスクランブル
され第２の高速ウォルシュ変換操作による復号、その他
が行われる。前記したように、前記手段により信号を復
号し減じる順序はデスクランブリングコードの使用順序
により支配され、本発明では対応する情報信号の予測強
度の降冪の順である。このプロセッサを数回繰り返して
いくつかの信号が復号される。
一つの高速ウォルシュ変換ブロックデコーダ64しか示
されていないが、実際には２つの高速ウォルシュ変換ブ
ロックデコーダを並列に使用してデスクランブルされた
信号の実および虚相関値が並列に処理される。したがっ
て、比較プロセッサ66は128の実および128の虚相関を検
出し実および虚部の平方和の平方根を計算することによ
り128の複素相関値を決定する。次に、比較プロセッサ6
6は最大値を有する複素相関はどれであるかを決定す
る。選定された相関の実および虚部は複素面で分析され
て位相が変化、例えば全面の信号復元時から180゜の相
差、しているかどうかに決定される。例えば０゜と180
゜の２つの位相によりさらに１ビットの情報を128の各
コードにより送信することができる、例えば同相は“1"
に対応し180゜の位相変移は“0"に対応する。この位相
差を利用して、直交符号化〔128,8〕が行われる。同業
者ならば、付加情報ビットは例えば90゜,45゜等の小さ
な位相差を利用して送信できることがお判りと思う。前
記したように、カルマン濾波アルゴリズムを使用して各
相関信号の実部および虚部を追跡して位相情報を抽出す
ることができる。
されていないが、実際には２つの高速ウォルシュ変換ブ
ロックデコーダを並列に使用してデスクランブルされた
信号の実および虚相関値が並列に処理される。したがっ
て、比較プロセッサ66は128の実および128の虚相関を検
出し実および虚部の平方和の平方根を計算することによ
り128の複素相関値を決定する。次に、比較プロセッサ6
6は最大値を有する複素相関はどれであるかを決定す
る。選定された相関の実および虚部は複素面で分析され
て位相が変化、例えば全面の信号復元時から180゜の相
差、しているかどうかに決定される。例えば０゜と180
゜の２つの位相によりさらに１ビットの情報を128の各
コードにより送信することができる、例えば同相は“1"
に対応し180゜の位相変移は“0"に対応する。この位相
差を利用して、直交符号化〔128,8〕が行われる。同業
者ならば、付加情報ビットは例えば90゜,45゜等の小さ
な位相差を利用して送信できることがお判りと思う。前
記したように、カルマン濾波アルゴリズムを使用して各
相関信号の実部および虚部を追跡して位相情報を抽出す
ることができる。
前記プロセスに含まれる相関損失は次のようである。
各段において、コンパレタ66により決定される最大相関
を有するウォルシュスペクトル成分がゼロへ設定され、
復号したばかりの信号が有効に除去される。したがっ
て、平均1/128の電力が合成信号が除去される。拡散比
は128/8＝16であることを思い出していただきたい。し
たがって、同じ拡散比の“ダンプ拡散”に対する総電力
の1/16に較べて、相関損失は復号コード当り総電力の僅
か1/128（0.04dB）にすぎない。インテリジェント拡散
のブロック符号化もしくは類似の形式を使用すれば、本
発明によるサブトラクティブ復調を使用して、過剰な相
関損失を生じることなく、コードの帯域幅拡張比を越え
るいくつかの情報を帯びた信号を復号して合成信号から
抽出することができる。
各段において、コンパレタ66により決定される最大相関
を有するウォルシュスペクトル成分がゼロへ設定され、
復号したばかりの信号が有効に除去される。したがっ
て、平均1/128の電力が合成信号が除去される。拡散比
は128/8＝16であることを思い出していただきたい。し
たがって、同じ拡散比の“ダンプ拡散”に対する総電力
の1/16に較べて、相関損失は復号コード当り総電力の僅
か1/128（0.04dB）にすぎない。インテリジェント拡散
のブロック符号化もしくは類似の形式を使用すれば、本
発明によるサブトラクティブ復調を使用して、過剰な相
関損失を生じることなく、コードの帯域幅拡張比を越え
るいくつかの情報を帯びた信号を復号して合成信号から
抽出することができる。
セルラーシステムにおける移動無線電話機では、基地
局からさまざまな距離に位置するさまざまな送信移動局
や可搬型無線電話機からさまざまな信号が発せられる。
その結果、一つの信号に関連するコード語の多数のバー
ストは受信機において必ずしも時間が一致されていな
い。この時間的不一致は各復号段の後で、合成信号内の
残信号を直列サンプル流へ変換し戻すことにより克服さ
れる。新しい次の信号を処理する前に、次の信号に適し
たブロックタイミングを使用してこの直列サンプル流が
新しい信号サンプルと結合され並列形式に変換される。
これらのタスクはデジタル信号処理ブロック内に含まれ
るバッフアメモリ内の適切なアドレスおよびデータ操作
により完全に実施できる。
局からさまざまな距離に位置するさまざまな送信移動局
や可搬型無線電話機からさまざまな信号が発せられる。
その結果、一つの信号に関連するコード語の多数のバー
ストは受信機において必ずしも時間が一致されていな
い。この時間的不一致は各復号段の後で、合成信号内の
残信号を直列サンプル流へ変換し戻すことにより克服さ
れる。新しい次の信号を処理する前に、次の信号に適し
たブロックタイミングを使用してこの直列サンプル流が
新しい信号サンプルと結合され並列形式に変換される。
これらのタスクはデジタル信号処理ブロック内に含まれ
るバッフアメモリ内の適切なアドレスおよびデータ操作
により完全に実施できる。
移動無線電話機と基地局受信機間の代表的な伝播径路
は最短視線径路だけでなく、山や高層建築等からの反射
によるいくつかの遅延径路すなわちエコーにより構成さ
れる。密集した都市部では、伝播径路はこのようなエコ
ーだけで構成されることもある。直接径路は、仮に存在
しても、非常に識別困難なことがある。伝播径路間の総
遅延が信号の逆帯域幅に較べて小さい場合には、時によ
り建設的および破壊的に加わるマルチパスによりフェー
ジングが生じる。しかしながら、一つの波だけが存在す
るものと仮定すれば信号をうまく復調することができ
る。一方、逆帯域幅（1/帯域幅、ヘルツ）に較べてパス
遅延の大きい信号は１次および２次波を有するものとし
て処理しなければならない。しかしながら通常は、ビッ
ト期間の倍数だけ遅延した有限数のパスの和として総信
号を表わすことができる。各パスは少数ビット期間遅延
により別々の振幅フェージングおよび相回転の影響を受
ける。このような状況では、本発明はRAKE受信機として
知られる従来の一種のデコーダを使用してビット期間遅
延パスからの情報を積分する。RAKE受信機はデスプレッ
ディングコードを１ビット期間遅延した信号サンプル、
２ビット期間遅延した信号サンプル等だけでなく現在の
信号サンプルとも相関させ、相関結果を結合した後で信
号の情報内容を決定する。
は最短視線径路だけでなく、山や高層建築等からの反射
によるいくつかの遅延径路すなわちエコーにより構成さ
れる。密集した都市部では、伝播径路はこのようなエコ
ーだけで構成されることもある。直接径路は、仮に存在
しても、非常に識別困難なことがある。伝播径路間の総
遅延が信号の逆帯域幅に較べて小さい場合には、時によ
り建設的および破壊的に加わるマルチパスによりフェー
ジングが生じる。しかしながら、一つの波だけが存在す
るものと仮定すれば信号をうまく復調することができ
る。一方、逆帯域幅（1/帯域幅、ヘルツ）に較べてパス
遅延の大きい信号は１次および２次波を有するものとし
て処理しなければならない。しかしながら通常は、ビッ
ト期間の倍数だけ遅延した有限数のパスの和として総信
号を表わすことができる。各パスは少数ビット期間遅延
により別々の振幅フェージングおよび相回転の影響を受
ける。このような状況では、本発明はRAKE受信機として
知られる従来の一種のデコーダを使用してビット期間遅
延パスからの情報を積分する。RAKE受信機はデスプレッ
ディングコードを１ビット期間遅延した信号サンプル、
２ビット期間遅延した信号サンプル等だけでなく現在の
信号サンプルとも相関させ、相関結果を結合した後で信
号の情報内容を決定する。
入力信号の遅延部は高速ウォルシュ変換デコーダ64で
処理されウォルシュスペクトルを加えた後で最大ウォル
シュ成分が決定される。ウォルシュスペクトルは重み付
けをするかもしくはしないで非コヒーレントに加える
か、もしくは適切な相対相回転および重み付けを行って
コヒーレントに加えることができる。前記したように、
ウォルシュ変換は信号の実および虚ベクトル部に対して
行われ、ウォルシュスペクトルの実および虚部が得られ
る。非コヒーレント加算の場合には、対応する複素ウォ
ルシュベクトル成分の大きさだけが加えられ重み付けさ
れその後最大成分が決定される。コヒーレント加算の場
合には、信号パス間の公知の相対位相変偏を使用して対
応するウォルシュ成分の位相を一致させた後に加えられ
る。
処理されウォルシュスペクトルを加えた後で最大ウォル
シュ成分が決定される。ウォルシュスペクトルは重み付
けをするかもしくはしないで非コヒーレントに加える
か、もしくは適切な相対相回転および重み付けを行って
コヒーレントに加えることができる。前記したように、
ウォルシュ変換は信号の実および虚ベクトル部に対して
行われ、ウォルシュスペクトルの実および虚部が得られ
る。非コヒーレント加算の場合には、対応する複素ウォ
ルシュベクトル成分の大きさだけが加えられ重み付けさ
れその後最大成分が決定される。コヒーレント加算の場
合には、信号パス間の公知の相対位相変偏を使用して対
応するウォルシュ成分の位相を一致させた後に加えられ
る。
相一致は同時に振幅重み付けを含むことができる複素
乗算により行われる。例えば最初に公知に信号を送信す
ることによりパスの移相が公知であれば、その移相を使
用して対応するウォルシュ成分を一軸上で一致するまで
回転させ、この軸上に最大値を有するウォルシュ成分を
決定することができる。この技術により非コヒーレント
干渉信号の影響は平均3dBだけ低減され、容量はさらに
2:1だけ増大する。さらに、復号信号により複素ウォル
シュスペクトルの（実もしくは虚）部だけが復号後に除
去されるため、他の信号の相関損失も低減する。例え
ば、信号パスの絶対移相はデジタル相追跡ループの所望
信号によるウォルシュ成分の実際の移相を処理すること
により追跡することができる。
乗算により行われる。例えば最初に公知に信号を送信す
ることによりパスの移相が公知であれば、その移相を使
用して対応するウォルシュ成分を一軸上で一致するまで
回転させ、この軸上に最大値を有するウォルシュ成分を
決定することができる。この技術により非コヒーレント
干渉信号の影響は平均3dBだけ低減され、容量はさらに
2:1だけ増大する。さらに、復号信号により複素ウォル
シュスペクトルの（実もしくは虚）部だけが復号後に除
去されるため、他の信号の相関損失も低減する。例え
ば、信号パスの絶対移相はデジタル相追跡ループの所望
信号によるウォルシュ成分の実際の移相を処理すること
により追跡することができる。
多数のデスプレッディング相関の結果を結合すること
によりさまざまな信号パスに生じるエネルギーを利用で
きるのと同様に、さまざまなアンテナに到来する信号を
結合してダイバシティ受信システムを形成することがで
きる。アンテナアレイをビーム形成網を介して相関する
受信機アレイに接続すれば、特定受信機に特定範囲の方
向から生じる信号に対する優先権を与えることができ
る。例えば受信機バンクの中の１台の受信機では、その
受信機に対して形成されるアンテナビームが北を指して
いるため北の方向からの信号S1が最大信号強度を有する
ことができる。ビームが南を指す受信機では、信号S1の
強度は低減され第２の信号S2が最大となる。したがっ
て、信号を復調および抽出する順序は２台以上の受信機
で異なることがあり同じ信号が信号強度優先化シーケン
ス内の別の点で復調されてさまざまな干渉信号が残るこ
とがある。同業者ならば、このようなマルチダイバシテ
ィ復調の結果をさまざまな方法で結合させてさらに利点
が得られることがお判りと思う。
によりさまざまな信号パスに生じるエネルギーを利用で
きるのと同様に、さまざまなアンテナに到来する信号を
結合してダイバシティ受信システムを形成することがで
きる。アンテナアレイをビーム形成網を介して相関する
受信機アレイに接続すれば、特定受信機に特定範囲の方
向から生じる信号に対する優先権を与えることができ
る。例えば受信機バンクの中の１台の受信機では、その
受信機に対して形成されるアンテナビームが北を指して
いるため北の方向からの信号S1が最大信号強度を有する
ことができる。ビームが南を指す受信機では、信号S1の
強度は低減され第２の信号S2が最大となる。したがっ
て、信号を復調および抽出する順序は２台以上の受信機
で異なることがあり同じ信号が信号強度優先化シーケン
ス内の別の点で復調されてさまざまな干渉信号が残るこ
とがある。同業者ならば、このようなマルチダイバシテ
ィ復調の結果をさまざまな方法で結合させてさらに利点
が得られることがお判りと思う。
特定実施例について説明してきたが、同業者ならばさ
まざまな修正を加えられるため本発明はそれに制約され
るものではない。発明の精神および範囲に入りここで請
求されている全ての修正例が本発明に含まれるものとす
る。
まざまな修正を加えられるため本発明はそれに制約され
るものではない。発明の精神および範囲に入りここで請
求されている全ての修正例が本発明に含まれるものとす
る。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭56−7542（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−148540（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−154545（ＪＰ，Ａ) 米国特許4134071（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/00
Claims (35)
- 【請求項１】符号分割スペクトル拡散通信信号を使用し
て複数の局間で情報信号の通信を行う多元接続スペクト
ル拡散通信システムにおいて、各局は、 それぞれの拡散コードで情報信号を拡散し拡散符号化信
号を送信する送信手段と、 複数の重畳する拡散符号化信号の合成信号を受信する受
信手段、を具備し、 受信手段は、 前記情報信号の相対信号強度に従った順序で個別の拡散
コードを順序ずけるコード順序付け手段と、 前記コード順序付け手段から受信する第１順序の拡散コ
ードで前記合成信号を繰返し復号して一連の復号信号を
発生する復号手段と、 それぞれの拡散コードを使用して前記復号信号を遂次再
符号化（recode）して一連の再符号化信号を発生する再
符号化手段と、 前記再符号化された信号を前記合成信号から遂次除去す
る信号除去手段と、 前記コード順序付け手段から次の順序付けされたコード
を遂次選定するコード選定手段、 を含む、多元接続スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項２】請求項１記載のシステムであって、相対信
号強度の前記順序は最強強度から最弱強度の順である、
多元接続スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項３】請求項１記載のシステムであって、情報信
号の前記順序は変化するシステム状態に応じて変動す
る、多元接続スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項４】請求項３記載のシステムであって、前記復
号手段は前記順序の各変動に対して前記合成信号を繰り
返し復号して実際の信号強度順を決定し、前記復号手段
は最終的に前記実際の信号強度順に基づいて前記合成信
号を復号する、多元接続スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項５】請求項１記載のシステムであって、前記受
信手段は前記受信機が受信する前記合成信号を格納する
メモリを含み、前記信号除去手段は前記メモリ内に格納
された前記合成信号から前記復号された信号を減じる減
算器を含む、多元接続スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項６】請求項５記載のシステムであって、前記コ
ード順序付け手段は、 前記各情報信号の実際の信号強度を検出する信号強度検
出手段と、 前記検出された信号強度に基づいて前記拡散コードを再
順序付けする再順序付け手段とを含み、 前記復号手段は前記メモリ内に格納された前記合成信号
を前記再順序付け手段から受信する拡散コードの順序に
基づいて遡及的に復号する、多元接続スペクトル拡散通
信システム。 - 【請求項７】請求項１記載のシステムであって、前記送
信手段は無線周波数搬送波を前記拡散符号化情報信号で
変調する変調手段を含み、前記受信手段は前記合成信号
を復調して復調合成信号を前記復号手段へ送信する復調
手段を含む、多元接続スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項８】符号分割スペクトル拡散通信信号を使用し
て複数の局間で情報信号の通信を行う多元接続スペクト
ル拡散通信システムにおいて、各局は、 それぞれの拡散コードで情報信号を拡散する手段と、 前記拡散情報へスクランブリングビットシーケンスを加
えるスクランブリング手段と、 前記スクランブルされた拡散符号化情報信号を送信する
手段、 を含む送信機と、 スクランブリングビットシーケンスを使用して前記合成
信号をデスクランブルするデスクランブル手段と、 拡散コードを相関させることにより前記合成信号を繰り
返し復号して一連の復号信号を発生する復号手段、 を含み、重畳する送信信号の合成信号を受信する受信信
号、 を具備する、多元接続スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項９】請求項８記載のシステムであって、前記受
信手段は、さらに、 対応する拡散コードを使用して前記復号信号を逐次再符
号化し一連の再符号化信号を発生する再符号化手段と、 前記スクランブリングビットシーケンスを使用して前記
再符号化信号を再スクランブリングする再スクランブリ
ング手段と、 前記再スクランブルされた信号を前記合成信号から逐次
除去する信号除去信号と、 次の拡散コードを逐次選定するコード選定手段、 を含む、多元接続スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項１０】請求項９記載のシステムであって、前記
スクランブリング手段および再スクランブリング手段は
スクランブリングビットシーケンスを前記拡散情報へ加
えるモジュロー２加算器を含む、多元接続スペクトル拡
散通信システム。 - 【請求項１１】請求項10記載のシステムであって、前記
デスクランブリング手段は前記モジュロー２スクランブ
リングビットシーケンスを前記合成信号へ加えて前記デ
スクランブリングを実施する、多元接続スペクトル拡散
通信システム。 - 【請求項１２】符号分割スペクトル拡散通信信号を使用
して複数の局間で情報信号の通信を行う多元接続スペク
トル拡散通信システムにおいて、各局は、 情報信号のビットシーケンスブロックを符号化する符号
化手段と、 前記ブロック符号化情報信号を送信する手段、 を含む送信機と、 前記合成信号を前記情報信号に対応するブロックコード
と繰り返し相関させる相関手段と、 最大相関を発生するブロックコードを決定して相関信号
を発生する比較手段と、 前記合成信号から前記相関信号を遂次除去する信号除去
手段と、 前記対応するブロックコードを使用して前記相関された
合成信号の残部を再符号化し一連の再符号化信号を発生
する逆相関手段、 を含む、重畳する送信信号の合成信号を受信する受信手
段、 を具備する、多元接続スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項１３】請求項12記載のシステムであって、前記
ブロックコードはウォルシュ−アダマール（Walsh−Had
amard）マトリクスを使用して形成される、多元接続ス
ペクトル拡散通信システム。 - 【請求項１４】請求項12記載のシステムであって、前記
ブロックコードは直交ブロックコードである、多元接続
スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項１５】請求項12記載のシステムであって、前記
ブロックコードは陪直交ブロックコードである、多元接
続スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項１６】請求項12記載のシステムであって、前記
送信機は、さらに、 スクランブリングビットシーケンスを前記ブロックコー
ド化情報へ加えるスクランブリング手段を含み、 前記受信手段は、さらに、 前記情報信号の１つに対応する選定されたスクランブリ
ングコードを使用して前記合成信号をデスクランブリン
グするデスクランブリング手段と、 前記選定されたスクランブリングコードを使用して前記
合成信号の前記残部を再スクランブリングする再スクラ
ンブリング手段、 を含む、多元接続スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項１７】請求項16記載のシステムであって、さら
に、 前記情報信号の相対信号強度に従って個別のスクランブ
リングコードを順序ずけて最大信号強度を有するスクラ
ンブリングコードを選定するコード選定手段を含む、多
元接続スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項１８】請求項12記載のシステムであって、前記
受信手段は、さらに、 前記合成信号のＮサンプルを発生するサンプリング手段
を含む、多元接続スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項１９】請求項18記載のシステムであって、前記
相関手段はＮ信号サンプルをＮ点ウォルシュスペクトル
へ変換する高速ウォルシュ（Walsh）変換回路であり、
各点は前記ブロックコードの１つに対応する相関値を表
す、多元接続スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項２０】請求項19記載のシステムであって、前記
信号除去手段は最大値を有する点をゼロに設定する手段
を含む、多元接続スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項２１】請求項20記載のシステムであって、各点
は実および虚ベクトル成分を有する複素数であり、前記
比較手段は最大値を有する複素数を決定する手段を含
む、多元接続スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項２２】請求項20記載のシステムであって、各点
は実および虚ベクトル成分を有する複素数であり、前記
比較手段は特定の角度において線上に最大射影を有する
複素数および前記線に沿った特定の方向に対する前記射
影の符号を決定する手段を含む、多元接続スペクトル拡
散通信システム。 - 【請求項２３】請求項20記載のシステムであって、各点
は実および虚ベクトル成分を有する複素数であり、前記
比較手段は特定の角度において線上の最大射影と相関を
有する点および前記線に沿った特定の方向に対する前記
射影の符号を決定する手段を含む、多元接続スペクトル
拡散通信システム。 - 【請求項２４】請求項20記載のシステムであって、各点
は実および虚ベクトル成分を有する複素数であり、前記
比較手段は最大実成分および最大虚成分と相関を有する
点を決定する手段を含む、多元接続スペクトル拡散通信
システム。 - 【請求項２５】請求項12記載のシステムであって、前記
逆相関手段は高速ウォルシュ変換回路である、多元接続
スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項２６】請求項12記載のシステムであって、前記
相関手段および前記逆相関手段は同じ変換回路を含む、
多元接続スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項２７】請求項12記載のシステムであって、前記
受信手段は、 前記ブロックコードのビットシフトされたバージョンを
発生するビットシフト手段と前記合成信号の遅延エコー
およびプリエコーを検出する手段をさらに含む、多元接
続スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項２８】請求項27記載のシステムであって、前記
相関手段は前記合成信号相関を前記ビットシフトされた
コードと相関させて送信されている最大確率を有するコ
ード語を決定する、多元接続スペクトル拡散通信システ
ム。 - 【請求項２９】請求項28記載のシステムであって、予め
復号された信号のエコーが前記合成信号から減じられ
る、多元接続スペクトル拡散通信システム。 - 【請求項３０】符号分割スペクトル拡散通信信号を使用
して複数の局間で情報信号の通信を行う多元接続スペク
トル拡散通信システムにおいて、 異なる局からの異なる情報信号が同じ擬似ランダム拡散
コードを有するような、それぞれの擬似ランダム拡散コ
ードを使用して前記局からの個別の情報信号を拡散し、 前記一つの局に対応するユニークな、選定スクランブリ
ングビットシーケンスを使用して前記各拡散符号化情報
信号をスクランブルし、 各局から前記スクランブルされた、拡散符号化信号を送
信し、 重畳する送信信号の合成信号を受信し、 前記一つのユニークなスクランブリングビットシーケン
スを使用して前記合成信号をデスクランブルし選定局か
らの拡散符号化情報信号を前記合成信号内の他の信号か
ら識別し、 選定拡散コードを相関することにより前記合成信号を繰
返し復号して一連の復号信号を発生し、それらは前記合
成信号から逐次減算される、 ことからなる方法。 - 【請求項３１】請求項30記載の方法であって、さらに、 最大相関を有する復号化信号を選定するステップを含
み、前記復号化信号は前記個別情報信号の１つに対応す
る方法。 - 【請求項３２】請求項31記載の方法であって、さらに、 前記対応する拡散コードを使用して前記選定された復号
化信号を逐次に再符号化して再符号化信号を発生するス
テップと、 前記選定されたスクランブリングビットシーケンスを使
用して前記再符号化信号を再スクランブリングするステ
ップと、 前記再スクランブルされた信号を前記合成信号から逐次
除去するステップと、 次の拡散コードを逐次選定するステップ、 を含む、方法。 - 【請求項３３】請求項32記載の方法であって、前記拡散
コードは最強拡散符号化信号強度から最弱拡散符号化信
号強度への順序で選定される方法。 - 【請求項３４】請求項30記載の方法であって、前記拡散
コードは直交ブロックコードである方法。 - 【請求項３５】請求項32記載の方法であって、前記復号
化はウォルシュ変換に対応し、前記再符号化は逆ウォル
シュ変換に対応する方法。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/628,359 US5151919A (en) | 1990-12-17 | 1990-12-17 | Cdma subtractive demodulation |
| US628,359 | 1990-12-17 | ||
| PCT/US1991/009174 WO1992011716A1 (en) | 1990-12-17 | 1991-12-17 | Cdma subtractive demodulation |
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|---|---|
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|---|---|---|---|
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| EP (1) | EP0491668B1 (ja) |
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