JP2734952B2 - Ｃｄｍａ基地局受信装置 - Google Patents
Ｃｄｍａ基地局受信装置Info
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- JP2734952B2 JP2734952B2 JP31615493A JP31615493A JP2734952B2 JP 2734952 B2 JP2734952 B2 JP 2734952B2 JP 31615493 A JP31615493 A JP 31615493A JP 31615493 A JP31615493 A JP 31615493A JP 2734952 B2 JP2734952 B2 JP 2734952B2
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- Japan
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- signal
- signal processing
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は移動通信システム、特に
自動車電話・携帯電話システム（セルラシステム）の符
号分割多元接続（ＣＤＭＡ）送受信装置に関し、特にチ
ャネル間の干渉を低減させる送受信装置のハードウェア
規模の削減技術に関する。
自動車電話・携帯電話システム（セルラシステム）の符
号分割多元接続（ＣＤＭＡ）送受信装置に関し、特にチ
ャネル間の干渉を低減させる送受信装置のハードウェア
規模の削減技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のデジタル自動車電話・携帯電話シ
ステム（セルラシステム）として、時分割多元接続方式
（ＴＤＭＡ）を用いた日本標準方式（ＰＤＣ：ＲＣＲ
ＳＴＤ２７Ａ）、北米標準方式（ＴＩＡ ＩＳ５４）、
ヨーロッパ標準方式（ＥＴＳＩ ＧＳＭ）が知られてい
る。また符号分割多元接続方式（ＣＤＭＡ）を用いた北
米標準方式（ＴＩＡ ＩＳ９５）が知られている。特開
平０４−３５１１３０号公報および特開平０４−３２３
９２６号公報ではＣＤＭＡの送受信方式として、同じ拡
散符号で拡散した複数の送信データを時間をずらせて送
信し、整合フィルタではなく逆フィルタで受信する方法
が提案されている。この公報記載の逆フィルタは受信応
答がクロネッカのデルタ関数に近似するよう制御されて
おり、ビット周期のサンプル点での誤差電力最小にする
本発明の適応逆拡散フィルタとは異なる。この方式は、
送信データの時間ずれをチップ時間と伝送路の遅延広が
りの和以上にしなければならず、ＣＤＭＡ多重数に制限
がある。
ステム（セルラシステム）として、時分割多元接続方式
（ＴＤＭＡ）を用いた日本標準方式（ＰＤＣ：ＲＣＲ
ＳＴＤ２７Ａ）、北米標準方式（ＴＩＡ ＩＳ５４）、
ヨーロッパ標準方式（ＥＴＳＩ ＧＳＭ）が知られてい
る。また符号分割多元接続方式（ＣＤＭＡ）を用いた北
米標準方式（ＴＩＡ ＩＳ９５）が知られている。特開
平０４−３５１１３０号公報および特開平０４−３２３
９２６号公報ではＣＤＭＡの送受信方式として、同じ拡
散符号で拡散した複数の送信データを時間をずらせて送
信し、整合フィルタではなく逆フィルタで受信する方法
が提案されている。この公報記載の逆フィルタは受信応
答がクロネッカのデルタ関数に近似するよう制御されて
おり、ビット周期のサンプル点での誤差電力最小にする
本発明の適応逆拡散フィルタとは異なる。この方式は、
送信データの時間ずれをチップ時間と伝送路の遅延広が
りの和以上にしなければならず、ＣＤＭＡ多重数に制限
がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ＴＤＭＡ方式では同一
周波数干渉を除去できないため、同一周波数は距離の離
れたセルでしか使えなかった。例えば４セルあるいは７
セルのクラスタに分けると同一クロスタ内では同一周波
数を使えないため周波数の利用効率が低という欠点があ
った。また、１チャネルあたりの周波数帯域幅が狭いた
めマルチパスフェージングを分離できず、パスダイバー
シティ効果が得られない。したがって、フェージングマ
ージンを大きくとってセル設計しなかればらないとい欠
点がある。
周波数干渉を除去できないため、同一周波数は距離の離
れたセルでしか使えなかった。例えば４セルあるいは７
セルのクラスタに分けると同一クロスタ内では同一周波
数を使えないため周波数の利用効率が低という欠点があ
った。また、１チャネルあたりの周波数帯域幅が狭いた
めマルチパスフェージングを分離できず、パスダイバー
シティ効果が得られない。したがって、フェージングマ
ージンを大きくとってセル設計しなかればらないとい欠
点がある。
【０００４】ＣＤＭＡ方式では、すべてのセルで同一周
波数を利用でき、また簡単のＲＡＫＥ受信機でパスダイ
バーシティ効果を得られるという利点があるが、チャネ
ル間の干渉を０にできないため、移動機から基地局への
上りチャネルに適用するときは正確なパワーコントロー
ルが行われなければ受信できなくなるという欠点があ
る。
波数を利用でき、また簡単のＲＡＫＥ受信機でパスダイ
バーシティ効果を得られるという利点があるが、チャネ
ル間の干渉を０にできないため、移動機から基地局への
上りチャネルに適用するときは正確なパワーコントロー
ルが行われなければ受信できなくなるという欠点があ
る。
【０００５】上記問題を解決する方法として、適応逆拡
散フィルタを使って干渉除去を行う方法が特願平５−１
６９０９２号明細書に記載されている。しかしながら、
本方式における適応制御部のアルゴリズムとして、短い
トレーニング系列で適応逆拡散フィルタの係数が収束す
るようにＲＬＳアルゴリズムを採用すると、ハードウェ
ア規模が大きくなるという欠点ああった。本発明は適応
逆拡散フィルタを基地局装置に適用するとき、全チャネ
ル共通の信号処理を行う部分を一つにまとめることによ
り装置規模を削減することを目的とする。
散フィルタを使って干渉除去を行う方法が特願平５−１
６９０９２号明細書に記載されている。しかしながら、
本方式における適応制御部のアルゴリズムとして、短い
トレーニング系列で適応逆拡散フィルタの係数が収束す
るようにＲＬＳアルゴリズムを採用すると、ハードウェ
ア規模が大きくなるという欠点ああった。本発明は適応
逆拡散フィルタを基地局装置に適用するとき、全チャネ
ル共通の信号処理を行う部分を一つにまとめることによ
り装置規模を削減することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明のＣＤＭＡ基地局
受信装置は、受信アンテナと、無線信号を復調しベース
バンド信号に変換する無線復調部と、アナログ・デジタ
ル変換部と、チャネル毎の受信信号処理を行うチャネル
信号処理部と、すべてのチャネルに共通の信号処理を行
う共通信号処理部と、各ブロックにクロックを供給する
クロック発生部と、を備えている。
受信装置は、受信アンテナと、無線信号を復調しベース
バンド信号に変換する無線復調部と、アナログ・デジタ
ル変換部と、チャネル毎の受信信号処理を行うチャネル
信号処理部と、すべてのチャネルに共通の信号処理を行
う共通信号処理部と、各ブロックにクロックを供給する
クロック発生部と、を備えている。
【０００７】特に、チャネル信号処理部は、適応逆拡散
フィルタと、適応制御部と、判定部とを備え、また、共
通信号処理部は、受信信号の自己相関行列の逆行列を計
算し、前記チャネル信号処理部の各々に供給する。
フィルタと、適応制御部と、判定部とを備え、また、共
通信号処理部は、受信信号の自己相関行列の逆行列を計
算し、前記チャネル信号処理部の各々に供給する。
【０００８】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。
る。
【０００９】図１は本発明の一実施例を示すブロック図
である。本発明のＣＤＭＡ基地局受信装置は、図１を参
照すると、受信アンテナ１０１と、無線信号を復調しベ
ースバンド信号に変換する無線受信部１０２とベースバ
ンド信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル
変換部１０３と、Ｋチャネル分のチャネル信号処理部１
０５〜１０７と、すべてのチャネルに共通の信号処理を
行う共通信号処理部１０８と、各ブロックにクロックを
供給するクロック発生部１０９と、により構成される。
である。本発明のＣＤＭＡ基地局受信装置は、図１を参
照すると、受信アンテナ１０１と、無線信号を復調しベ
ースバンド信号に変換する無線受信部１０２とベースバ
ンド信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル
変換部１０３と、Ｋチャネル分のチャネル信号処理部１
０５〜１０７と、すべてのチャネルに共通の信号処理を
行う共通信号処理部１０８と、各ブロックにクロックを
供給するクロック発生部１０９と、により構成される。
【００１０】チャネル信号処理部１０５〜１０７は、適
応逆拡散フィルタと１１０、適応制御部１１１と、判定
部１１２とを備えている。共通信号処理部１０８は、受
信信号ｒの自己相関行列の逆行列を計算し、チャネル信
号処理部１０５〜１０７内の適応制御部１１１の各々に
供給している。
応逆拡散フィルタと１１０、適応制御部１１１と、判定
部１１２とを備えている。共通信号処理部１０８は、受
信信号ｒの自己相関行列の逆行列を計算し、チャネル信
号処理部１０５〜１０７内の適応制御部１１１の各々に
供給している。
【００１１】図２は本発明の一実施例における適応逆拡
散フィルタ１１０の第一実施例を示すブロック図であ
る。図２を参照すると、サンプリング回路２０１、２０
５と、シフトレジスタ２０２と、可変係数掛け算器２０
３と加算機２０４により構成される。
散フィルタ１１０の第一実施例を示すブロック図であ
る。図２を参照すると、サンプリング回路２０１、２０
５と、シフトレジスタ２０２と、可変係数掛け算器２０
３と加算機２０４により構成される。
【００１２】次に本発明の一実施例の動作について説明
する。ＣＤＭＡ方式ではすべてのチャネルが同一の周波
数を共用している。したがって受信アンテナ１０１で受
信した無線信号を復調部１０２で復調し、Ａ／Ｄ変換器
１０３でデジタル形式の受信ベースバンド信号ｒを得る
まではすべてのチャネルに共通の回路となっている。
する。ＣＤＭＡ方式ではすべてのチャネルが同一の周波
数を共用している。したがって受信アンテナ１０１で受
信した無線信号を復調部１０２で復調し、Ａ／Ｄ変換器
１０３でデジタル形式の受信ベースバンド信号ｒを得る
まではすべてのチャネルに共通の回路となっている。
【００１３】この受信ベースバンド信号ｒには自チャネ
ルの信号以外に符号分割多重化（ＣＤＭＡ）された他チ
ャネルの信号を含んでいる。この他チャネルの信号成分
はそのチャネルの信号成分に対しては干渉信号となる。
自チャネルあての信号を取り出すため、本発明では従来
技術のマッチドフィルタあるいは出力がクロネッカのデ
ルタ関数になる逆フィルタ（特開平０４−３２３９２６
号公報参照）ではなく適応逆拡散フィルタ１１０を使っ
て逆拡散を行っている。
ルの信号以外に符号分割多重化（ＣＤＭＡ）された他チ
ャネルの信号を含んでいる。この他チャネルの信号成分
はそのチャネルの信号成分に対しては干渉信号となる。
自チャネルあての信号を取り出すため、本発明では従来
技術のマッチドフィルタあるいは出力がクロネッカのデ
ルタ関数になる逆フィルタ（特開平０４−３２３９２６
号公報参照）ではなく適応逆拡散フィルタ１１０を使っ
て逆拡散を行っている。
【００１４】図２は適応逆拡散フィルタの構成について
示している。受信ベースバンド信号ｒはサンプリング回
路２０１でチップレートの２倍でサンプリングされ、シ
フトレジスタ２０２に入力される。シフトレジスタ２０
２はＣＤＭＡの拡散率をＭとする時、タップ間隔が１／
２チップ周期、タップ数が６Ｍである。フィルタの可変
係数ベクトルａ＝〔ａ0 ，ａ1 ，…，ａ6M-1〕は適応制
御部１１１より与えられる。タップ出力ベクトルｕ＝
〔ｕ0 ，ｕ1 ，…，ｕ6M-1〕は適応制御部に出力され
る。タップ出力ベクトルｕはフィルタ係数ベクトルａで
重みづけ加算され、サンプリング回路２０５でシンボル
レート周期でサンプルされ、適応逆拡散フィルタ１１０
の出力信号ｒｅとなる。
示している。受信ベースバンド信号ｒはサンプリング回
路２０１でチップレートの２倍でサンプリングされ、シ
フトレジスタ２０２に入力される。シフトレジスタ２０
２はＣＤＭＡの拡散率をＭとする時、タップ間隔が１／
２チップ周期、タップ数が６Ｍである。フィルタの可変
係数ベクトルａ＝〔ａ0 ，ａ1 ，…，ａ6M-1〕は適応制
御部１１１より与えられる。タップ出力ベクトルｕ＝
〔ｕ0 ，ｕ1 ，…，ｕ6M-1〕は適応制御部に出力され
る。タップ出力ベクトルｕはフィルタ係数ベクトルａで
重みづけ加算され、サンプリング回路２０５でシンボル
レート周期でサンプルされ、適応逆拡散フィルタ１１０
の出力信号ｒｅとなる。
【００１５】フィルタ係数ａは適応逆拡散フィルタ１１
０の出力信号ｒｅと適応逆拡散フィルタ出力を判定部１
１２判定したデータ（雑音を含まないデータ）との誤差
電力が最小となるように適応制御部１１１で制御され
る。バースト受信開始直後で適応ＦＩＲフィルタのタッ
プ係数が収束するまでは送信側・受信側であらかじめ既
知のトレーニング信号を送受する。係数が収束した後は
判定部から正しいデータが出力されるため、適応逆フィ
ルタの出力ｒｅと判定データｒｄの誤差電力を最小とす
るようにフィルタ係数を逐次修正することにより伝送路
特性の変動に追従する。誤差電力を最小とする適応制御
アルゴリズムとしては簡単だが収束速度の遅いＬＭＳア
ルゴリズム、収束速度は速いが複雑なＲＬＳアルゴリズ
ム等が知られている。
０の出力信号ｒｅと適応逆拡散フィルタ出力を判定部１
１２判定したデータ（雑音を含まないデータ）との誤差
電力が最小となるように適応制御部１１１で制御され
る。バースト受信開始直後で適応ＦＩＲフィルタのタッ
プ係数が収束するまでは送信側・受信側であらかじめ既
知のトレーニング信号を送受する。係数が収束した後は
判定部から正しいデータが出力されるため、適応逆フィ
ルタの出力ｒｅと判定データｒｄの誤差電力を最小とす
るようにフィルタ係数を逐次修正することにより伝送路
特性の変動に追従する。誤差電力を最小とする適応制御
アルゴリズムとしては簡単だが収束速度の遅いＬＭＳア
ルゴリズム、収束速度は速いが複雑なＲＬＳアルゴリズ
ム等が知られている。
【００１６】なお、誤差を発生させる要因は多受信機あ
ての信号成分（干渉信号）と受信機雑音である。したが
って、干渉信号電力＞＞受信機雑音電力のとき、適応逆
拡散フィルタ１２３は干渉信号をキャンセルするように
動作する。
ての信号成分（干渉信号）と受信機雑音である。したが
って、干渉信号電力＞＞受信機雑音電力のとき、適応逆
拡散フィルタ１２３は干渉信号をキャンセルするように
動作する。
【００１７】移動通信では移動器が移動するため、また
既知局と移動機とは通常見通し外通信となるためマルチ
パスフェージングという現象が発生する。適応制御部１
１０はこのマルチパスフェージングによる伝送路特性の
変動に追従しなければならない。したがって、本実施例
では収束速度（追従速度）と速いＲＬＳアルゴリズムを
採用している。
既知局と移動機とは通常見通し外通信となるためマルチ
パスフェージングという現象が発生する。適応制御部１
１０はこのマルチパスフェージングによる伝送路特性の
変動に追従しなければならない。したがって、本実施例
では収束速度（追従速度）と速いＲＬＳアルゴリズムを
採用している。
【００１８】ＲＬＳアルゴリズムは文献（例えば「適応
フィルタ入門」Ｓ．ヘイキン著 式部 幹訳 現代工学
社）を参照すると下記のように数式で表現できる。
フィルタ入門」Ｓ．ヘイキン著 式部 幹訳 現代工学
社）を参照すると下記のように数式で表現できる。
【００１９】 時刻（受信済みのシンボル数）を ｎ 受信信号ｒの自己相関行列を Φ 自己相関行列 Φの逆行列を Ｐ フィルタのタップ係数ベクトルを ａ フィルタのタップ出力ベクトルを ｕ 正しい受信信号（トレーニング信号または判定信号）を
ｄ とすると、Φ、Ｐ、ａの初期値は、 Φ＝ｃＩ Ｐ＝Ｉ／ｃ ａ＝０ とする。ただし、ｃは小さい正の定数、Ｉは単位行列で
ある。
ｄ とすると、Φ、Ｐ、ａの初期値は、 Φ＝ｃＩ Ｐ＝Ｉ／ｃ ａ＝０ とする。ただし、ｃは小さい正の定数、Ｉは単位行列で
ある。
【００２０】自己相関行列の逆行列Ｐおよびタップ係数
ベクトルａは１シンボル受信にする毎に下記漸化式にし
たがって更新される。
ベクトルａは１シンボル受信にする毎に下記漸化式にし
たがって更新される。
【００２１】
【００２２】
【００２３】
【００２４】ただし、ｋは計算途中結果を記憶するベク
トルである。ＲＬＳアルゴリズムは上記の行列演算を１
シンボル受信する度に行わなれければならず、計算量が
多い。したがって、チャネル毎に処理部を持つと装置の
ハードウェア規模が大きくなるという欠点がある。
トルである。ＲＬＳアルゴリズムは上記の行列演算を１
シンボル受信する度に行わなれければならず、計算量が
多い。したがって、チャネル毎に処理部を持つと装置の
ハードウェア規模が大きくなるという欠点がある。
【００２５】ＣＤＭＡではすべてのチャネルに対し同一
の受信信号ｒを処理しているため、チャネル毎に異なる
正しい受信データｄとタップ係数ベクトルａのみであ
る。すなわち、上記漸化式のうち１式と２式はすべての
チャネルに共通である。
の受信信号ｒを処理しているため、チャネル毎に異なる
正しい受信データｄとタップ係数ベクトルａのみであ
る。すなわち、上記漸化式のうち１式と２式はすべての
チャネルに共通である。
【００２６】本実施例では（１）式と（２）式の演算は
共通信号処理部１０８で行い、チャネル毎に異なる３式
の演算をチャネル個別の適応制御部１１１で行ってい
る。
共通信号処理部１０８で行い、チャネル毎に異なる３式
の演算をチャネル個別の適応制御部１１１で行ってい
る。
【００２７】
【発明の効果】以上説明したように本発明のＣＤＭＡ既
知局受信装置は、適応逆拡散フィルタを用いた干渉キャ
ンセラを行うことにより、チャネル数を増やすことがで
きる、周波数有効利用を計ったセルラシステムにおい
て、適応逆拡散フィルタの適応性後処理を全チャネルに
共通な処理と各チャネルに個別の処理に分け、全チャネ
ルに共通の処理を共通信号処理部で行わせることにより
装置ハードウェア規模を小さくすることができるという
効果がある。
知局受信装置は、適応逆拡散フィルタを用いた干渉キャ
ンセラを行うことにより、チャネル数を増やすことがで
きる、周波数有効利用を計ったセルラシステムにおい
て、適応逆拡散フィルタの適応性後処理を全チャネルに
共通な処理と各チャネルに個別の処理に分け、全チャネ
ルに共通の処理を共通信号処理部で行わせることにより
装置ハードウェア規模を小さくすることができるという
効果がある。
【図１】本発明の一実施例の構成を示すブロック図。
【図２】本発明の適応逆拡散フィルタの構成例を示すブ
ロック図。
ロック図。
【符号の説明】 １０１ 受信アンテナ １０２ 無線復調部 １０３ アナログ／デジタル変換器 １０５〜１０７ チャネル信号処理部 １０８ 共通信号処理部 １０９ クロック発生部 １１０ 適応逆拡散フィルタ １１１ 適応制御部 １１２ 判定部 ２０１，２０５ サンプリング回路 ２０２ シフトレジスタ ２０３ 可変係数掛け算器 ２０４ 加算器
Claims (1)
- 【請求項１】 符号分割多重アクセス方式（ＣＤＭＡ）
を用いた複数のチャネルの受信処理を行うＣＤＭＡ基地
局受信装置であり、 受信アンテナと、 無線信号を復調しベースバンド信号に変換する無線受信
部と、 前記ベースバンド信号をデジタルベースバンド信号に変
換するアナログ・デジタル変換部と、 前記デジタルベースバンド信号をチャネル毎に受信信号
処理を行う複数のチャネル信号処理部と、 すべてのチャネルに共通の信号処理を行う共通信号処理
部とにより構成されるとともに、 前記チャネル信号処理部の各々は、 当該チャネルのタップ係数ベクトルにもとづいてデジタ
ル受信信号を逆拡散し当該チャネルの信号を出力する適
応逆拡散フィルタと、 当該チャネル信号を判定し、判定結果を出する判定部
と、 受信信号の自己相関行列と当該チャネルの信号と前記判
定部出力とにもとづいて前記当該チャネルのタップ係数
ベクトルを生成する適応制御部と、 前記共通信号処理部は、 前記受信信号の自己相関行列の逆行列を計算し、前記チ
ャネル信号処理部の各々に供給する、 ことを特徴とするＣＤＭＡ基地局受信装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31615493A JP2734952B2 (ja) | 1993-12-16 | 1993-12-16 | Ｃｄｍａ基地局受信装置 |
| EP19940119542 EP0658985B1 (en) | 1993-12-16 | 1994-12-09 | CDMA base station receiver having common control signal |
| DE1994628501 DE69428501T2 (de) | 1993-12-16 | 1994-12-09 | CDMA Empfänger für eine Basisstation mit einem gemeinsamen Steuerungssignal |
| CA 2137716 CA2137716C (en) | 1993-12-16 | 1994-12-09 | Code division multiple access signal receiving apparatus for base station |
| US08/357,288 US5809058A (en) | 1993-12-16 | 1994-12-13 | Code division multiple access signal receiving apparatus for base station |
| AU80448/94A AU674111B2 (en) | 1993-12-16 | 1994-12-14 | Code division multiple access signal receiving apparatus for base station |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31615493A JP2734952B2 (ja) | 1993-12-16 | 1993-12-16 | Ｃｄｍａ基地局受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07170242A JPH07170242A (ja) | 1995-07-04 |
| JP2734952B2 true JP2734952B2 (ja) | 1998-04-02 |
Family
ID=18073885
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31615493A Expired - Fee Related JP2734952B2 (ja) | 1993-12-16 | 1993-12-16 | Ｃｄｍａ基地局受信装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5809058A (ja) |
| EP (1) | EP0658985B1 (ja) |
| JP (1) | JP2734952B2 (ja) |
| AU (1) | AU674111B2 (ja) |
| CA (1) | CA2137716C (ja) |
| DE (1) | DE69428501T2 (ja) |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5692006A (en) * | 1995-07-31 | 1997-11-25 | Qualcomm Incorporated | Adaptive despreader |
| US6005887A (en) * | 1996-11-14 | 1999-12-21 | Ericcsson, Inc. | Despreading of direct sequence spread spectrum communications signals |
| JP2991170B2 (ja) * | 1997-10-01 | 1999-12-20 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ受信装置および方法 |
| JP3031341B2 (ja) * | 1998-07-28 | 2000-04-10 | 日本電気株式会社 | ランダムアクセスチャネル用受信装置 |
| US6295289B1 (en) * | 1998-11-30 | 2001-09-25 | Nokia Mobile Phones, Ltd. | Power control in a transmitter |
| US6700923B1 (en) * | 1999-01-04 | 2004-03-02 | Board Of Regents The University Of Texas System | Adaptive multiple access interference suppression |
| SE516182C2 (sv) * | 1999-02-26 | 2001-11-26 | Ericsson Telefon Ab L M | Mottagning av olika signalformatstandarder i radiosystem med flera standarder |
| JP3764827B2 (ja) | 1999-03-01 | 2006-04-12 | 富士通株式会社 | マルチキャリアスペクトル拡散通信における受信機、及び受信方法 |
| US6466558B1 (en) | 1999-06-14 | 2002-10-15 | Qualcomm Incorporated | Selection mechanism for signal combining methods |
| US6285861B1 (en) * | 1999-06-14 | 2001-09-04 | Qualcomm Incorporated | Receiving station with interference signal suppression |
| AUPQ732100A0 (en) * | 2000-05-05 | 2000-06-01 | Clarity Eq Pty Limited | High order filters with controllable delay and performance |
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